FR2635228A1 - Antenne reseau plane comportant des lignes d'alimentation imprimees en guides coplanaires cooperant avec des evidements amenages dans le plan de masse - Google Patents

Abstract

L'invention concerne une antenne plane du type constitué de lignes d'alimentation disposées selon un circuit plan et coopérant en couplage en hyperfréquence avec une plaque métallique de masse percée d'évidements, lesdites lignes d'alimentation présentant une terminaison en regard de chaque évidemment, et d'une plaque inférieure réflectrice disposée à une distance approximativement égale à un quart de longueur d'onde, caractérisée en ce que la plaque métallique est constituée par un revêtement métallique 4 déposé sur un substrat diélectrique 1, en ce que les lignes d'alimentation sont constituées par des micro-bandes 3 disposés dans des canaux 5 débouchant dans lesdits évidements 2 et en ce que l'ensemble des évidements 2, des canaux 5 et des micro-bandes 3 sont réalisés sur ledit substrat diélectrique par la technique des circuits imprimés à une simple face. L'invention permet de réaliser des antennes de réception en direct d'émissions de satellites.

Description

Antenne reseau plane comportant des lignes d'alimentation imprimées en guides coplanaires coopérant avec des évidements aménagés dans le plan de massue.

La présente invention concerne une antenne réseau plane du type constitué de lignes d'alimentation en guide coplanaire disposées selon un circuit plan et coopérant en couplage en hyperfréquences avec une plaque métallique percée d'évidements, lesdites lignes d'alimentation présentant une terminaison en regard de chaque évidement, et d'une plaque inférieure métallique réflectrice.

Un des buts constants de la technique des antennes est de réaliser une antenne réseau plane qui soit réalisée selon la technique des circuits imprimés avec son réseau d'alimentation sur une couche diélectrique fine et unique, cette antenne ayant évidemment des performances élevées. Une première tentative dans cette direction a été l'antenne sous forme de pastille microruban imprimée, plus connue dans la technique de l'invention sous le nom de "patch" microruban imprimé.

Malheureusement, les performances des antennes réseau réalisées avec les techniques des circuits imprimés ont été toujours limitées à un compromis qui est imposé par l'épaisseur du substrat ; il est nécessaire d'avoir un substrat épais pour améliorer la largeur de bande et l'efficacité de la radiation, mais il est nécessaire d'avoir un substrat de faible épaisseur pour obtenir une meilleur maitrise de l'impédance, une faible radiation erratique et des faibles pertes dans les lignes d'alimentation.

Pour pallier les problèmes précités, on a proposé de nombreuses solutions consistant à découpler la ligne d'alimentation de l'élément microruban rayonnant.

On a par exemple proposé des pastilles ou dipôles à couplage électro-magnétique, mais dans ces réalisations, on n'imprime pas tout sur un seul côté du substrat diélectrique, ce qui requiert un alignement précis et par suite un processus plus coûteux.

Le document "Microstrip Patch Antennas" de I.J.BAHL et P.BARTIA publié chez ARTECH 1980 décrit des radiateurs imprimés à fentes en structure tri-plaque ("stripline") qui présentent une largeur de bande supérieure à celle des pastilles, mais encore une fois dans ce cas, les lignes d'alimentation ne sont pas imprimées sur le même côte du diélectrique et il est nécessaire de prévoir deux couches diélectriques.

En outre, l'impédance d'une ligne d'alimentation en tri-plaque dépend de l'espacement entre les plans de masse et en ce qui concerne l'efficacité de la fente et la largeur de bande, il faut encore faire un compromis.

En plus des limitations de la performance qui ont été citées ci-dessus, l'inconvénient majeur des antennes imprimées à pastilles ou à fentes réside dans la nécessité d'utiliser un diélectrique à hautes performances et à faibles pertes ; or, le prix d'un tel diélectrique est élevé.

En ce qui concerne les applications de radio diffusion directe par satellite (DBS) telles que les antennes de télévision purement réceptrices, la nécessite d'utiliser un substrat diélectrique de coût élevé est inacceptable ; pour un tel marché de consommation, un faible prix est absolument nécessaire. Ceci a été la raison principale pour laquelle les antennes planes n'ont pas été utilisées pour les applications d'antennes de télévision par satellite.

Cependant, certaines solutions ont été déjà proposées pour le problème précité. Une première solution est constituée par un réseau de lignes de transmission coaxiales du type "lignes microruban suspendues" (SSL) qui sont decrites en particulier dans la demande de brevet français n* 83 06 650 du 22 avril 1983 ; dans cette réalisation, les lignes de transmissions sont imprimées sur un diélectrique de faible épaisseur et de qualité médiocre qui est suspendu entre deux plaques constituant des radiateurs à ouverture de guide d'onde.

Mais, ces plaques métalliques dont l'épaisseur pour une fréquence de 12 Ghz est d'environ 1 cm, sont difficiles à réaliser et leur prix de revient est relativement élevé. On a également proposé des plaques en plastique moulé métallisées, ceci réduit le coût mais ne résoud pas le problème.

Une solution perfectionnée et moins chère a été proposée dans le brevet français n*86 08 106 du 5
Juin 1986 et ses additions n87 00 181 du 9 Janvier 1987 et n'87 15 742 du 13 novembre 1987 ayant pour titre "Antenne plane à réseau avec conducteur d'alimentation imprimé à faible perte et paires incorporées de fentes superposées et rayonnantes h large bande". Dans cette réalisation, des radiateurs doubles à fentes sont excités par des lignes du type tri-plaque dont les conducteurs centraux sont imprimés sur une plaque diélectrique support suspendue à faible tolérance entre deux plaques de masse métalliques ayant subi des opérations d'emboutissage, ce réseau d'alimentation pouvant être imprimé sur un diélectrique de faible qualité et de faible coût.

Les performances de cette antenne réseau sont très bonnes, mais une grande partie du coût total de cette antenne est dû encore une fois à la réalisation des plaques de masse métalliques embouties.

La présente invention a donc pour objet une antenne réseau plane du type décrit ci-dessus dont la structure et la fabrication sont simples, ce qui permet de réduire très notablement le prix de revient global.

L'antenne réseau plane selon la présente invention est notamment remarquable en ce que la plaque métallique est constituée par un revêtement métallique déposé sur un substrat diélectrique, en ce que les lignes d'alimentation sont constituées par des microbandes disposées dans des canaux débouchant dans lesdits évidements et en ce que l'ensemble des évidements, des canaux et des micro-bandes est réalisé sur ledit substrat diélectrique par la technique des circuits imprimés. En d'autre termes, l'invention permet de réaliser un réseau à guides d'onde coplanaires dans lequel les plaques de masse, les radiateurs et les lignes d'alimentation sont imprimées sur le même côté d'un support diélectrique.

Selon une autre caractéristique de l'invention, l'ensemble est logé dans un boîtier ouvert dont le fond métallique constitue une plaque réflectrice.

Selon une autre caractéristique de l'invention, les évidements sont excités selon deux directions orthogonales avec un déphasage de go e de manière à réaliser une polarisation circulaire.

Avantageusement, l'espace séparant la plaque de circuit imprimé et la plaque réflectrice de base est rempli avec de la mousse de matière synthétique.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description qui suit faite en se référant aux dessins ci-annexés représentant des exemples de réalisation de l'invention et sur lesquels
- la figure 1 est une vue en plan d'une partie d'une antenne réseau conforme à la présente invention,
- la figure 2 est une perspective de l'antenne représentée à la figure 1,
- la figure 3 est une vue de détail sur laquelle ont été portés les différents paramètres d'une ligne d'alimentation en guide coplanaire générale,
- la figure 4 est une courbe de l'impédance caractéristique et les pertes en fonction de la largeur du conducteur central de la ligne d'alimentation,
- la figure 5 est une courbe de l'impédance caractéristique et des pertes en fonction de la distance
HL, d'un plan de masse extérieur,
- les figures 6a à 6C illustrent trois modes de réalisation d'un répartiteur de puissance en T,
- la figure 7 est une courbe des pertes en fonction de la tangente de l'angle de perte,
- la figure 7BIS est une courbe des pertes et de l'impédance caractéristique en fonction de la distance
G,
- la figure 8, illustre la possibilité d'obtenir une polarisation circulaire,
- les figures 9à 11 montrent différents modes de réalisation de polarisation circulaire avec une antenne comportant quatre éléments rayonnants,
- la figure 12 représente un mode de réalisation dans lequel on utilise une plaque d'écartement en mousse,
- la figure 13 représente un mode de réalisation pratique correspondant à une antenne selon l'invention à deux polarisations circulaires independantes,
- les figures 14 à 16 représentent différents modes de réalisation avec des cavités en arrière des éléments rayonnants, et
- les figures 17 et 18 représentent un mode de réalisation avec cavités arrière fermées et cavités avant ouvertes des éléments rayonnants et comportant deux circuits imprimés pour la génération de deux polarisations linéaires ou circulaires orthogonales.

Les figures 1 et 2 illustrent le principe de l'invention ; sur une couche mince de matière diélectrique 1, on réalise par la technique des circuits imprimés à simple face un évidement constitué dans l'exemple représenté par une fente circulaire 2 et un conducteur d'excitation 3. La plaque de masse est constituée par un revêtement métallique 4 réalisé sur la couche diélectrique 5 et dans laquelle on réalise par- la technique des circuits imprimés la fente 2 et ie conducteur d'excitation 3 qui, avec des canaux 5 formés dans le plan de masse 4, constituent une ligne du type guide d'onde coplanaire. L'ensemble constitue donc une plaque de circuit imprimé simple face et tous les éléments, à savoir la plaque de masse 4, la fente 2 et le conducteur coaxial 3 sont donc co-planaires.Le conducteur 3 est réalisé dans un canal 5 réalisé par enlèvement de la couche métallique 4 et on réalise donc un guide d'onde coplanaire qui comporte une terminaison 6 débouchant dans la fente 2 et coplanaire avec celle-ci.

L'ensemble est disposé à une distance qui est approximativement égale à un quart de longueur d'onde d'une plaque de masse réflectrice 7 parallèle au circuit imprimé 8.

Des études théoriques d'une telle antenne à fentes excitée par un guide d'onde coplanaire ont été effectuées et la figure 4 illustre l'impédance et les pertes dé cette structure en fonction de certains paramètres qui sont indiqués sur la figure 3 ; sur cette dernière, W est la largeur du conducteur central du guide d'onde coplanaire, G est la distance séparant le conducteur central 3 de la plaque métallique de masse et la distance séparant le circuit imprimé d'une éventuelle plaque de masse extérieure est désignée par EL. Enfin H désigne l'épaisseur de la couche diélectrique du circuit imprimé et Eu désigne la distance séparant le circuit imprimé d'une éventuelle autre plaque de masse, par exemple un couvercle de boîtier, déposée du côté opposé.

La courbe 4 représente l'impédance en ohms et les pertes en db/m en fonction de la largeur W du conducteur central 3 exprimée en mm.

Les calculs ont été faits par un programme standard de conception assistée par ordinateur ("SUPER
COMPACT") à une fréquence de 12,1 GEZ et les différents paramètres avaient les valeurs suivantes
H = 0,025mm HL S 5 mm,
HU est infini (il n'y a pas de plaque de masse extérieure superieure).

la largeur A est égale à 20 mm.

La constante diélectrique du substrat est égale à 2,2.

La tangente de l'angle de pertes est égale à 0,02.

Les courbes d'impédance et de pertes ont été tracées pour deux valeurs de la distance G, à savoir 0,3 et 0,4mm.

La figure 5 représente la valeur de l'impédance et la valeur des pertes avec les mêmes unités que la figure 4 en fonction de la distance KL exprimée en mm pour les mêmes valeurs des autres paramètres, la largeur
W du conducteur étant de lem et la distance G de 0,4mm.

On constate que la distance HL n'a plus d'influence sur l'impédance et les pertes lorsque cette distance est supérieure à environ 0,3 mm dans le cas calculé ici.

Cette distance minimale dépend évidemment des autres dimensions de la ligne coplanaire et de la fréquence d'opération. Pour 12 GEZ et en tenant compte d'erreurs de calculs, au-deld d'une distance de 1 à 2 mm, l'influence d'un plan métallique devient négligeable. Cela est à vérifier expérimentalement dans chaque cas ; il est important de noter que la valeur des pertes est faible et que cela se vérifie pour d'autres couples de valeurs des dimensions du guide coplanaire G et W.

Les figures 6A à 6C représentent en plan trois modes de réalisation d'un répartiteur de puissance en T.

Dans le premier mode de réalisation de la figure 6A, les variations d'impédance nécessaires pour l'adaptation sont obtenues en réduisant la largeur du conducteur central de W1 à W2 sur une longueur correspondant à deux fois le quart de la longueur d'onde ; dans le mode de réalisation de la figure 6B, on a obtenu cette variation d'impédance en élargissant le canal, c'est-à-dire en augmentant la distance de G à Gr ; enfin dans le mode de réalisation de la figure 6C, on a combiné les deux solutions de la figure 6A et de la figure 6B.

On a présenté sur la figure 7 la variation des pertes en db/m en fonction de la tangente de l'angle de perte, pour des valeurs de paramètre égales a celles indiquées ci-dessus, la largeur W étant égale a 1,2mm et la distance G à 0,4mu. On constate que même pour une fréquence de 12 GHz, un substrat diélectrique de faible épaisseur et de performances peu élevées en ce qui concerne les pertes (tangente de l'angle de pertes égale a 0,02) fournit un niveau de pertes acceptable.

La figure 7BIS représente la variation de l'impédance et des pertes en fonction de la distance G exprimée en mm et on peut constater que cette distance a une influence relativement faible sur l'impédance.

I1 résulte de tout ceci que l'on peut admettre des tolérances importantes en ce qui concerne les dimensions des lignes en guide d'onde coplanaire.

En ce qui concerne la nature du diélectrique, on peut utiliser par exemple les matières diffusées sous l'appellation commerciale MYLAR ou XAPTON ; pour une épaisseur de conducteur de 0,25mm, une tangente de l'angle de pertes de 0,002 et une constante diélectrique égale à 2,2, les pertes de ce guide d'onde sont de 4db/m.

On peut également utiliser du polystyrène réticulé renforcé avec des fibres de verre t pour une épaisseur égale à 0,25mm, un angle de pertes de 0,001 et une constante diélectrique de 2,6, les pertes sont de 3,55 db/m.

Enfin, on peut également utiliser une polyoléfine avec une épaisseur de 0,25mm, une tangente d'angle de pertes de 0,0005 et une constante diélectrique de 2,32 ; les pertes sont alors de 3,14 db/m.

Les choix ci-dessus ne sont pas limitatifs.

I1 est intéressant de pouvoir utiliser une plaque réflectrice externe pour le radiateur à fente, sa distance au circuit imprimé peut être optimisée indépendamment des dimensions de la ligne coplanaire d'excitation pourvu que cette distance approximativement égale à #/4 soit supérieure à 1 mm, comme cela résulte des courbes de la figure 5 (ce qui est le cas à 12 GHz où /4 est égale à 6,25 mm).

Le conducteur central du guide d'onde coplanaire excite le radiateur en fente à la manière d'une sonde en polarisation linéaire. L'adaptation du radiateur à une impédance donnée de guide d'onde est obtenue par un choix optimal de la géométrie de l'ensemble, essentiellement la longueur de la sonde constituée par la terminaison 6, la largeur et la forme de cette terminaison, le diamètre de la fente et la distance à la plaque de masse réfléchissante.

On réalise donc une fente au-dessus d'une plaque réflectrice disposée à une distance optimale cette fente est excitée par le conducteur central d'une ligne de type coaxiale ; on sait que les performances d'une telle antenne sont très bonnes.

On peut également penser à exciter les fentes en polarisation circulaire en utilisant deux sondes perpendiculaires alimentées avec un déphasage mutuel de go. Ceci peut par exemple être réalisé en reliant les lignes d'excitation à un répartiteur hybride à 3 db.

Dans une autre méthode, comme cela est représenté sur la figure 8, on utilise un répartiteur en T et l'une des deux branches d'alimentation présente une longueur supérieure d'un quart de longueur d'onde à l'autre branche, de manière à produire le déphasage de 90.

Le taux d'ellipticité d'un élément rayonnant seul excité avec un T comme on vient de le décrire n'est pas très bon à toutes les fréquences dans la bande.

Pour améliorer le taux d'ellipticité du rayonnement dans la configuration de l'ensemble, on peut utiliser des méthodes de rotation séquentielle comme cela est représenté sur les figures 9 à 11.

Sur la figure 9, on utilise un sous-réseau de quatre radiateurs qui sont excités selon une polarisation circulaire (droite) ; chaque radiateur est excité par deux sondes perpendiculaires déphasées à 90i. Les différents radiateurs sont décalés angulairement de 90 les uns par rapport aux autres. Ce décalage angulaire est équivalent à un déphasage de 908 des signaux de polarisation circulaire et on le compense par des longueurs correspondantes des lignes d'alimentation , de ce fait, les radiateurs sont excités avec des déphasages respectifs de 0, 90, 180 et 270 degrés.

La figure 10 correspond à la figure 9, mais le sous-réseau est organisé pour obtenir l'autre polarisation circulaire (gauche).

I1 est intéressant de noter que la disposition symétrique par rapport à un plan de la disposition de la figure 9 correspond à la figure 11 et fournit une polarisation circulaire de sens opposé (gauche).

La figure 12 représente un mode de réalisation pratique d'une antenne réseau selon l'invention. La plaque de masse réflectrice est dans ce mode de réalisation constituée par un boîtier métallique ouvert
Il dont le fond 12 constitue la plaque réflectrice ellemême. Le substrat diélectrique du circuit imprimé 13 est par exemple une des matières citées ci-dessus, en particulier celles distribuées sous les noms commerciaux de MYLAR ou KAPTON ; son épaisseur est de 0,025mm.

L'espace entre le circuit imprimé 13 et la plaque réflectrice de masse 12 est rempli par un matériau diélectrique de faible densité par exemple sous forme de mousse. Ce matériau diélectrique peut par exemple être constitué par du polystyrène expansé ou une matière similaire.

Comme on peut le voir sur la figure 12, la face supérieure de la plaque de mousse 14 peut comporter de larges rainures 15 aménagées en regard des conducteurs d'excitation sans que cela soit indispensable. La profondeur de ces rainures est supérieure à environ 1 mm afin de réduire au minimum toute interférence avec la mousse et les pertes diélectriques supplémentaires. La forme des rainures n'est pas nécessairement très exacte et les pourtours n'ont pas à suivre exactement les lignes d'alimentation ; il suffit d'avoir une largeur plus grande de la largeur des lignes d'alimentation. La distance des fentes à la plaque réflectrice de masse n'est pas critique, l'épaisseur de la couche de mousse 14 n'est également pas critique.De plus, comme la mousse ne constitue pas un élément des lignes de transmission, elle ne contribue pas aux pertes et on peut donc utiliser une matière de faible coût comme le polystyrène expansé.

La figure 12 a été représentée avec un réseau de fentes à polarisation linéaire, mais il est évident que l'on peut appliquer la même technique de fabrication à des réseaux de fentes à polarisation circulaire.

La figure 13 représente un exemple de réalisation d'une antenne réseau de fentes à double polarisation circulaire ; elle comporte un premier circuit intégré 21 dont la configuration correspond à celle représentée sur la figure 9 et qui fournit donc une polarisation circulaire droite, une plaque d'écartement 22 en mousse dont l'épaisseur est par exemple de 1 à 2mm et qui présente des rainures comparables à celles de la figure 12 sur ses deux faces, un deuxième circuit imprimé 23 qui correspond à la configuration de la figure 10 et qui fournit donc une polarisation circulaire gauche, une plaque de mousse 24 correspondant à la plaque de mousse 14 de la figure 12 et un boîtier 25 dans lequel l'ensemble des autres éléments est logé. On obtient ainsi une antenne réseau à fentes doubles et a deux polarisations circulaires indépendantes.

Les figures 14 à 16 illustrent trois modes de réalisation dans lesquels des cavités sont formées derrière les éléments rayonnants comme cela est décrit dans les brevets 87 00181 du 19 janvier 1987 et 87 15742 du 13 novembre 1987. Le diamètre des fentes pour un fonctionnement autour de 12 GEZ peut approximativement être égal à 16 mm. Le diamètre des cavités derrière les fentes peut être dans la gamme de 16 a 23 mm. Dans les modes de réalisation correspondant aux figures 14 à 16, chaque élément rayonnant est formé par une (ou deux) fentes pour une (ou deux) polarisations et par une cavité derrière plus éventuellement par une cavité ouverte devant. Dans le mode de réalisation de la figure 15, on forme dans la mousse des pieces cylindriques 31 formant cavités derrière les fentes 32 et qui sont disposées en regard de ces dernières ; ces pièces métalliques cylindriques 31 présentent a leur périphérie supérieure des encoches 33 qui sont disposées en regard des lignes d'alimentation coplanaires: la profondeur de ces encoches 33 est au moins égale à 1 i 2 mm de façon à éviter les interférences avec les lignes d'alimentation comme cela a été expliqué précédemment (il y a quatre encoches par cavité pour des raisons de symétrie et de simplicité de réalisation).

Dans le mode de réalisation de la figure 15, on insère dans la plaque de mousse 41 des cavités cylindriques 42 qui ne viennent pas en contact avec le circuit imprimé 43, la distance de la partie supérieure de ces cavités 42 par rapport au circuit imprimé étant au moins égale à 1 à 2 mm de manière à éviter des interférences. Bien évidemment, cette distance dépend de la fréquence de fonctionnement, par exemple pour une fréquence de 12 GHz, de façon avantageuse, la distance pourra être de 1 à 2 mm.

Dans le mode de réalisation de la figure 16, on dispose dans le boitier 51 des lames entrecroisées 52 qui forment une grille t ces lames sont constituées d'une feuille mince métallique dont le bord supérieur est toujours distant du circuit intégré d'au moins 1 à 2 mm à l'aide d'une couche de mousse diélectrique pour éviter les interférences avec le circuit imprimé.

Afin d'améliorer les performances des antennes, un ensemble de cavités ouvertes devant les fentes peuvent être utilisées (comme cela est décrit dans les brevets 87 00181 du 9 janvier 1987 et 87 15742 du 13 novembre 1987).

Dans le mode de réalisation des figures 17 et 18, on représente une structure d'antenne à deux polarisations orthogonales circulaires ou linéaires avec cavités avant ouvertes et cavités arrière fermées. Les cavités avant ouvertes 61 sont espacées d'un premier circuit imprimé 21 par une première couche de mousse 62 de 1 à mm d'épaisseur, ledit premier circuit imprimé 21 étant distancé d'un second circuit imprimé 23 par une seconde couche de mousse 63 de 1 à 2 mm d'épaisseur.

Ledit second circuit imprimé 23 est séparé des cavités arrière fermées 65 par une troisième couche de mousse 64.

Les cavités arrière 65 sont fermées soit par une face d'un boitier métallique 66 ou par un fond propre. Les cavités arrière 65 peuvent être remplies de mousse ou peuvent être vides. Pour une antenne à polarisation, on enlève un desdits circuits 21 ou 23 ainsi que la couche de mousse 63.

On voit que l'invention permet de réaliser une antenne de structure simple et dont la fabrication est aisée t de ce fait, son prix de revient est très réduit par rapport aux antennes planes imprimées de l'art antérieur. Ces antennes conviennent donc parfaitement à des utilisations commerciales grand-public telles que la réception en direct d'images télévision provenant de satellites.

Claims (13)

REVENDICATIONS

1 - Antenne réseau plane du type constitué de lignes d'alimentation disposées selon un circuit plan et coopérant en couplage en hyperfréquences avec une plaque métallique de masse percée d'évidements, lesdites lignes d'alimentation présentant une terminaison en regard de chaque évidement, et d'une plaque inférieure réflectrice disposée à une distance approximativement égale à un quart de longueur d'onde, caractérisée en ce que la plaque métallique est constituée par un revêtement métallique (4) déposé sur un substrat diélectrique (1), en ce que les lignes d'alimentation sont constituées par des microbandes (3) disposés dans des canaux (5) débouchant dans lesdits évidements (2) et en ce que l'ensemble des évidements (2), des canaux (5) et des micro-bandes (3) est réalisé sur ledit substrat diélectrique par la technique des circuits imprimés à une simple face.

2 - Antenne selon la revendication 1, caractérisée en ce que l'ensemble du circuit imprimé (8) est logé dans un boîtier ouvert (11) dont le fond (12) constitue la plaque de masse réflectrice.

3 - Antenne selon la revendication 1, caractérisée en ce que chaque évidemment est alimenté par deux sondes orthogonales et avec un déphasage de 90'.

4 - Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisée en ce qu'une plaque de mousse diélectrique (14) est interposée entre la plaque de masse réflectrice (12) et le circuit imprimé (8).

5 - Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisée en ce que le réseau d'alimentation comporte des répartiteurs en T dans lesquels l'adaptation d'impédance est réalisée par une diminution de la largeur du conducteur axial (3) et/ou par une augmentation de la largeur des canaux (5).

6 - Antenne selon la revendication 1 à 5, caractérisée en ce qu'elle comporte deux circuits imprimés (21, 23), portant chacun des réseaux d'évidements et leur ligne d'alimentation, lesdits circuits imprimés (21, 23) génèrent une polarisation circulaire respectivement droite et gauche et sont séparés par une plaque de mousse (22), lesdits évidements respectivement des dits circuits imprimés étant superposés verticalement.

7 - Antenne selon les revendications de 1 à 6, caractérisée en ce que les deux circuits imprimés (21, 23) sont à polarisations linéaires orthogonales.

8 - Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisée en ce qu'elle comporte des sous-réseaux de quatre évidements alimentés par deux sondes orthogonales avec un déphasage de 90' et en ce que les différents évidements sont décalés angulairement les uns par rapport aux autres de 90'.

9 - Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisée en ce que l'on prévoit des rainures (15) dans les plaques de mousse (14, 22, 24,) lesdites rainures étant disposées en regard des conducteurs d'alimentation.

10 - Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisée en ce qu'elle comporte des cavités (42) noyées dans la mousse et dont l'arête supérieure est disposée å au moins 1 mm du circuit imprimé (8).

11 - Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, caractérisée en ce qu'on dispose dans la plaque de mousse (14) des cavités (31) comportant des encoches (33) à leur arête supérieure, ces encoches étant disposées en regard des lignes d'alimentation et ayant une profondeur au moins égale a 3mm.

12 - Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 11, caractérisée en ce qu'elle comporte des cavités ouvertes devant les évidements rayonnants.

13 - Antenne selon les revendications 6 ou 7, caractérisée en ce qu'elle comporte en outre des cavités avant ouvertes (61) et des cavités arrière fermées (65), lesdites cavités avant et cavités arrière étant séparées des deux circuits imprimes (21, 23) respectivement par deux couches de mousse (62, 64).