FR2631698A1 - Codeur angulaire synchro-numerique - Google Patents

Abstract

Un codeur synchro/numérique est muni d'un microprocesseur qui agit sur échantillonnage 101 de signaux d'entrée et de référence en acquérant les signes de ceux-ci et en commandant un multiplexeur ainsi qu'un amplificateur à gain variable 102 pour mettre en oeuvre un convertisseur analogique-numérique 103. En faisant 110 un rapport R entre deux tensions de deux voies d'entrée, on recherche d'abord dans une table 112 une valeur entière de l'angle correspondant à une valeur par défaut du rapport R1. Après calcul de l'expression illustrée en 114, on peut déterminer la valeur fractionnaire de l'angle dans une seconde table 116 et ajouter ces deux valeurs pour obtenir l'angle 118 qui, après prise en compte de son signe 121 peut être visualisé 133.

Description

Codeur angulaire synchro-numérique.

L'invention concerne la mesure des angles.

Une information angulaire est souvent portée par trois signaux sinusoidaux de même fréquence, dont les phases sont entre elles comme 00, 1200 et 2400 électriques; à des décalages matériels près. On parle alors de signaux "synchro-angulaires" ou plus brièvement "synchro".

A partir des informations portées par ces trois signaux, il est intéressant d'accéder à la mesure de l'angle lui-même, le plus souvent en degrés électriques, à des fins de visualisation et/ou de traitement.

Bien qu'il ait déjà été proposé de convertir ces signaux synchro, pour obtenir la mesure d'angle sous forme numérique, les solutions connues ne donnent pas entière satisfaction. En effet, il convient tout d'abord que cette valeur numérique de l'angle reflète avec une bonne précision la valeur réelle représentée par les signaux synchro.

Par ailleurs, les signaux synchro-angulaires sont généralement utilisés dans des ambiances bruitées, et/ou pour la transmission de l'information d'angle sur une distance non négligeable. De plus, comme déjà indiqué, les déphasages théoriques entre les trois signaux synchro ne sont pas toujours respectés. Enfin, les niveaux mêmes des signaux synchro-angulaires peuvent varier d'une façon non négligeable.

C'est dans ces conditions que la présente invention a pour but de présenter un codeur angulaire synchro-numérique perfectionné.

Le codeur angulaire proposé est du type comprenant trois voies d'entrée recevant des signaux synchro-angulaires, sous forme numérique.

Selon l'invention, d'une façon générale, chaque voie d'entrée comprend des moyens pour déterminer le signe du signal d'entrée correspondant, ainsi que des moyens pour échantillonner l'amplitude de ce signal d'entrée .à un instant choisi. Pour leur part, les moyens de conversion comportent - un module convertisseur analogique-numérique opérant sur lesdites amplitudes échantillonnées, - des moyens pour calculer le rapport de deux des amplitudes numérisées, à un même instant, - des moyens pour comparer ce rapport à des valeurs de rapports tabulés, tirés d'une première table, établie en fonction de valeurs d'angles non ambiguës, couvrant l'ensemble des angles admissibles avec un incrément choisi, ce qui fournit une valeur approchée de l'angle recherché, - desmoyens pour déterminer une correction d'angle à partir du rapport calculé, du rapport tabulé approchant, et d'une seconde table subdivisant ledit incrément selon un sous-incrément choisi, et - des moyens pour définir l'angle sous forme numérique par addition de ladite valeur approchee et de ladite correction.

Très avantageusement, le codeur de l'invention comporte en outre une voie de référence, comprenant des moyens pour déterminer le signe d'un signal de référence qu'il reçoit également, lesdits instants choisis d'échantillonnage étant définis par rapport à cette voie de référence.

De préférence, les instants d'échantillonnage des différents signaux sont décalables pour tenir compte des déphasages relatifs décalés des signaux d'entrée.

Selon un autre aspect de l'invention, le module convertisseur analogique-numérique comprend un amplificateur à gain variable, de préférence suivi d'un amplificateur de décalage de potentiel, puis d'un convertisseur analogique-numérique proprement dit.

Selon un autre aspect de l'invention, le codeur comprend un microprocesseur dont le bus de données communique avec le convertisseur, un tampon d'entrée pour les données de signe, et un générateur des commandes d'échantillonnage.

Plus particulièrement encore, la première table peut comprendre avantageusement des valeurs permettant le calcul de l'expression
(V3 cotan e - 1 )/2 en fonction d'un incrément choisi de l'angle 6, sur l'intervalle allant de 0 à 900.

Plus particulièrement encore, la première table peut contenir des valeurs de tangente G.

Pour sa part, la seconde table contient alors des valeurs de tangente De, définies avec un incrément égal à ladite subdivision de l'incrément choisi.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaitront à l'examen de la description détaillée ci-après, et des dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 est un schéma synoptique du codeur angulaire selon 1' invention; - la figure 2 est le schéma de principe de la voie d'entrée pour le signal de référence; - la figure 3 est le schéma de principe de la voie d'èntrée de l'un des signaux synchro-angulaires; - les figures 4A à 4F sont des diagrammes illustrant des formes de signaux en différents points du codeur; et - la figure 5 est un schéma fonctionnel des traitements mis en oeuvre dans le codeur selon l'invention.

Les dessins. annexés comportent pour l'essentiel des éléments de caractère certain. Ils font donc partie intégrante de la description, et pourront servir non seulement à mieux faire comprendre celle-ci, mais aussi à compléter la définition de l'invention, le cas échéant.

Sur la figure 1, les trois signaux synchro-angulaires d'entrée sont notés respectivement SE, SE12, et SE24.

I1 s'y ajoute un signal de référence SERef.

Ces quatre signaux sont appliqués à des amplificateurs d'entrée respectifs AE, AE12, AE24 et AER. Les amplificateurs d'entrée sont suivis d'une part d'amplificateurs de reconnaissance de signe AS, AS12, AS24 et ASR. D'autre part, les trois signaux d'entrée sont appliqués à des étages d'échantillonnage ECH%, ECH12 et-ECH24, recevant respectivement des commandes d'échantillonnage SH, SH128, et SH24. Pour la voie de référence, le signal de sortie de 11 amplificateur AER est appliqué à un amplificateur AAR qui ne réalise pas, en principe, d'échantillonnage.

La sortie de l'amplificateur AAR est une tension VR. Celle des échantillonneurs ECH à ECH24 sont des tensions V, V12 et V24 respectivement. L'ensemble est appliqué à un multiplexeur MUX.

Par ailleurs, les signaux de signe (mis sous forme logique) SGR, SG, SG12 et SG24 sont appliqués à un étage tampon TSI.

Le codeur comprend par ailleurs un microprocesseur MP, associé à une horloge HP qui lui fournit un signal OSC comme cadence de travail du microprocesseur. L'horloge HP fournit également un signal de remise à zéro générale RST, ainsi que deux signaux d'horloge divisée notés CLK3 et CLK6.

Le microprocesseur MP coopère par ailleurs avec une mémoire
MM, du type programmable et effaçable électriquement ÛeepROM).

Plus particulièrement, ce microprocesseur MP est un modèle à huit bits tel que le circuit P 8032 vendu par la société
INTEL. Ce modèle possède un bus mixte adresses-données BAD, et un bus d'adresse pure BA, pour les poids supérieurs de l'information d'adresse. En conséquence, un circuit ADM (tel que le modèle HC373 de la société TEXAS INSTRUMENTS) reçoit le bus mixte d'adresses-données BAD, pour ajouter au bus d'adresse BA les poids d'adresse inférieurs qui vont être tirés du bus de données. Le circuit ADM reçoit à cet effet du microprocesseur une information (liaison non représentée).indiquant quand l'information d'adresse circule sur le bus BAD.

L'adresse complète ainsi disponible est naturellement transmise à la mémoire MM qui est par exemple le modèle 2764 A de la société INTEL. Elle est également transmise à un tampon d'adresse TAD, lequel reçoit aussi des informations de commande de lecture RD/ et d'écriture WR/ provenant du microprocesseur (dans la présente description, on remplace par convention la barre supérieure de complémentation par une barre oblique suivant le signal).

Par ailleurs, le bus BAD, pour les données, est appliqué à un tampon bidirectionnel TBD, lequel communique par ailleurs avec un convertisseur analogique-numérique CAN (tel que le modèle AD574JD de la société ANALOG DEVICE), un générateur de commande d'échantillonnage GCE, tel que le modèle P8254 de la société INTEL, le tampon TSI pour le signe déjà mentionné, qui peut être un circuit HC244 de la société TEXAS INSTRUMENTS, et un coupleur de signaux d'affichage CSA, qui peut être le circuit P8279 de la société INTEL. Ces circuits reçoivent également la sortie qui leur est destinée du tampon d'adresse TAD.

I1 est enfin prévu un circuit à bascule bistable BAA assurant une fonction de chien de garde, notamment pour la définition de la cadence d'affichage.

A partir du coupleur CSA, l'affichage est réalisé par un circuit de commande ou "driver" d'affichage DAA, suivi de l'afficheur numérique proprement dit ANA.

Le signal CLK6 issu de l'horloge HP, de même que le signal
RESET de même provenance servent notamment pour le coupleur
CSA.

Le signal CLK3 est appliqué au générateur de commande d'échantillonnage GCE. Celui-ci définit donc les instants d'échantillonnage à partir de l'horloge CLK3, avec des décalages sur lesquels on reviendra plus loin. Sont ainsi produites trois commandes d'échantillonnage SH, Si128 et SH24. La réunion de celles-ci dans une porte OU OSH fournit un signal d'échantillonnage général SH qui est appliqué au microprocesseur MP, sur son entrée de première interruption INT1.

Le signe SGR de la voie de référence est également appliqué à un amplificateur à seuil ASS, dont l-a sortie vient sur le générateur de commande d'échantillonnage, dans le. but de le synchroniser à la fréquence de référence.

Chaque voie d'entrée tout comme la voie de référence (fi- gures 2 et 3) comporte un amplificateur d'entrée dont la structure est toujours la même. Sur la figure 2, qui concerne la voie de référence, l'amplificateur d'entrée reçoit les deux files SR1 et SR2 relatives à cette voie de référence, qui sont respectivement appliquées à deux résistances 21 et 22 pontées par une résistance 23 et un condensateur 24, avant d'attaquer le primaire d'un transformateur 25 dont le secondaire reçoit en parallèle un condensateur 26 et une résistance 27.

Le circuit primaire du transistor 25 a pour fonction de réaliser un filtrage et une adaptation de niveau. Le transformateur 25, de rapport 1/1, sert d'isolation, son secondaire étant rapporté à la masse du circuit analogique aval, et contribuant lui aussi au filtrage.

Ensuite, le signal est repris par deux résistances 28 et 30 en série dont le point commun est relié à un condensateur 29 allant vers l'entrée inverseuse et la sortie d'un amplificateur 32 dont l'entrée non-inverseuse reçoit l'extrémité libre de la résistance 30, en même temps qu'un condensateur 31 rejoignant la masse. Cet ensemble constitue un filtre actif permettant d'éliminer les éventuels parasites haute fréquence qui pourraient perturber le signal de référence (ou un autre signal d'entrée) il est rappelé en effet que les signaux synchro sont des signaux de phase portés par une fréquence qui est le plus souvent de 400 Hertz environ.

L'amplificateur d'entrée AEg de la figure 3 possède la même structure, sauf que ses signaux entrants sont d'une part le signal S, d'autre part le signal S24, puisque les signaux synchro sont définis en mode triphasé.

La sortie de l'amplificateur 32 est appliquée à un amplificateur de signe ASR, plus précisément à l'entrée inverseuse d'un amplificateur 40 que comprend ce dernier, et qui possède une contre-réaction définie par une résistance 42 entre sa sortie et son entrée non-inverseuse, et une résistance 41 entre cette même entrée non-inverseuse et la masse. La sortie de l'amplificateur 40 est par ailleurs reliée par une résistance 43 à un couple de diodes redresseuses 44 et 45, la première allant vers la masse et la seconde définissant le signal de signe SGR. Celui-ci est à zéro si le signal d'entrée considéré est positif.

I1 est à 1 dans le cas contraire.

Là encore, la structure de l'amplificateur AS pour les voies d'entrée est rigoureusement la meme.

On décrira maintenant l'amplificateur AAR propre à la voie de référence.

La sortie de l'amplificateur 32 est appliquée à deux résistances 51 et 52 montées en série, leur point commun étant relié ou non à la masse en fonction de l'état d'un commutateur 55 commandé par le signal de signe SGR. L'extrémité libre de la résistance 52 va sur l'entrée positive d'un amplificateur 50 dont la sortie est reliée à l'entrée négative par une résistance 54, tandis que cette même entrée négative est reliée par une résistance 53 à la sortie de l'amplificateur 32.

L'homme de l'art comprendra que ce montage constitue un redresseur sans seuil, car, les quatre résistances 51 à 54 étant de même valeur - lorsque l'interrupteur 55 est ouvert, l'amplificateur 50 possède un gain +1, et - lorsque l'interrupteur 55 est fermé, l'amplificateur 50 possède un gain -1.

La tension redressée ainsi disponible est appliquée à un filtre constitué d'une résistance 60 suivie d'un condensateur 61 en parallèle vers la masse. La tension aux bornes de ce condensateur 61 est appliquée à l'entrée non-inverseuse d'un amplificateur 65 muni d'une résistance de contreréaction 66 complétée d'une résistance 67 entre son entrée inverseuse et la masse.

La sortie VR de cet amplificateur 65 correspond donc à la tension redressée et filtrée, convenablement mise à une -amplitude compatible avec le fonctionnement des circuits aval, notamment d'échantillonnage et de conversion.

On décrira maintenant le circuit d'échantillonnage ECH en référence à la figure 3. Son étage unique est articulé autour d'un amplificateur 80 propre à fonctionner en échantillonneur-bloqueur. I1 s'agit donc d'un amplificateur différentiel 80 possédant un condensateur 82 et une entrée de commande d'échantillonnage S/H. I1 est monté avec des résistances 71 à 74 et un interrupteur 75 qui respectivement jouent le même rôle que les résistances 51 à 54 et l'interrupteur 55 de la figure 2. En poutre, sont prévus des condensateurs de filtrage haute fréquence 83 et 84.

Le circuit ECH fournit donc une tension V échantillonnée à un instant défini par la commande SH. Est disponible en même temps le signe SG de la voie d'entrée du signal S.

En référence maintenant aux figures 4 - la figure 4A illustre le signal de référence; - la figure 4B illustre le signal S (obtenu ici, en mode triphasé, aux bornes des files notées S et S24). Dans ce cas précis, on admet pour simplifier que le signal SB est en phase avec le signal de référence; - la figure 4C illustre le signal de commande d'échantillonnage SH%. L'échantillonnage se produit sur le front montant du signal SH, et le blocage du signal échantillonné demeure tant que le signal SH% est de niveau haut.

Comme illustré sur la figure 4D, il en résulte que le signal V% disponible en sortie de l'amplificateur ECH% monte d'abord pendant la première demi-alternance du signal S, jusqu'à l'instant d'échantillonnage. A partir de là, jusqu'à la fin du blocage, il demeure à la valeur maximum qu'il vient d'acquérir, et qui fournit le signal V% proprement dit. En fin de blocage, cet instant étant. défini ici par le passage à zéro ascendant du signal SR, le signal VB retourne à sa valeur zéro, pour reprendre ensuite la même allure que précédemment.

Enfin, la figure 4E illustre le fonctionnement de l'amplificateur AAR de la figure 2. Le signal SR est tout d'abord redressé -sans seuil, au niveau de l'amplificateur 50. Il est immédiatement filtré par la résistance 60 et le condensateur 61, ce qui donne comme signal de sortie VR une tension continue proche de la valeur de crête du signal de référence SR.

Ce signal VR ne sert pas pour la mesure d'angle proprement dite. Par contre il fournit une indication permettant de connaître le niveau des signaux d'entrée.

Une variante consisterait bien entendu à utiliser un amplificateur du même genre que l'amplificateur AAR de la figure 2, mais en liaison avec une voie de signal d'entrée au lieu de la voie de référence.

Le codeur de l'invention comprend plusieurs interrupteurs, non représentés, et qui peuvent par exemple amener les signaux de signes SGR ainsi que SGg à SG24 vers le coupleur
CSA, agencé dans ce cas en interface d'entrée/sortie.

La figure 4F illustre à titre d'exemple l'allure du signal
SGR, celle du signal SGB étant en l'occurrence la même.

Ces informations de signes peuvent contribuer à la mise en oeuvre de différentes calibrations automatiques que l'on décrira plus loin.

Le fonctionnement général de l'appareil est le suivant.

A la mise sous tension, le processeur MP fait les tests habituels, pour lui-même et pour tous les organes qui lui sont reliés par le bus.

Ensuite, il teste le contenu de la mémoire MM, où se trouvent sauvegardées les valeurs de décalage de déphasage des trois signaux d'entrée, ainsi que le zéro mécanique eventuel de l'appareil dont on reçoit l'information angulaire.

A partir de là, il charge le générateur de commande d'échan tillonnage GCE, lequel va définir les instants d'échantillonnage des trois signaux d'entrée. A chaque échantillonnage, le processeur MP reçoit de la ligne SH une information qui lui produit une interruption.

C'est là que commence la description fonctionnelle illustrée sur la figure 5. On comprend immédiatement que le microprocesseur MP sait à quel moment sont effectués les échantillonnages des signaux d'entrée. L'échantillonnage du signal de référence s'effectue par le multiplexeur lui-même. De son c6té, l'acquisition des signes se fait à travers le tampon TSI déjà mentionné.

Pour permettre le fonctionnement séquentiel du convertisseur sur toutes les informations, le microprocesseur MP commande le multiplexeur MUX pour qu'il choisisse de façon cyclique l'un de ces quatre signaux d'entrée VR, V, V128 et V248. Le signal ainsi sélectionné est appliqué à l'amplificateur à gain variable AGV, dont le gain est défini par le microprocesseur MP, éventuellement par adaptation progressive ou à partir de données mises en mémoire MM, de façon que la sortie de ce signal AGV soit aussi proche que possible de la dynamique maximale de conversion.(0 à 10
Volts).

Est également prévu, avantageusement, dans l'organe AGV, un amplificateur de décalage de potentiel dont le rôle est de donner une dynamique double de -10V à +10V.

Tous les effets éventuels de décalage sont annulés par l'acquisition de la masse à travers la chalne d'amplification.

Chaque échantillon qui lui est fourni est converti sous forme numérique par l'organe CAN, qui opère avantageusement sur douze bits. Une liaison non représentée entre ce convertisseur et le microprocesseur informe ce dernier -de chaque fin de conversion. I1 peut alors obtenir la mesure numérique en question à travers le tampon TBD.

Ce qui précède est illustré par les étapes 101 à 103 de la figure 5, lesquelles sont exécutées à chaque signal SH reçu comme interruption INT1 par le microprocesseur MP.

On a vu précédemment que les signaux d'entrée font l'objet de filtrage au niveau analogique.

Avantageusement, ils font également l'objet d'un filtrage au niveau numérique, en faisant par exemple une moyenne mobile du signal reçu pendant huit périodes consécutives, ce qui correspond à 20 millisecondes, pour des signaux d'entrée dont la fréquence porteuse est à 400 Hertz. Cette étape optionnelle de filtrage numérique n'est pas illustrée sur la figure 5.

Après cela, le microprocesseur MP effectue des cycles des étapes 110 à 118, en fonction d'un indice i, qui représente avantageusement une exploration séquentielle des différentes voies d'entrée.

L'étape 110 correspond, pour i=l, au calcul du rapport R entre la tension V12g et la tension Vg.

Pour mieux comprendre cela, il est fait référence aux équations I données dans l'annexe de formules en fin de descrip- tion. La première de ces équations illustre le fait que le signal de référence est une-modulation pure sans déphasage avec la période T correspondant à'la fréquence porteuse de 400 Hertz. Les trois signaux SE%, SE12 et SE24 ont une amplitude de crête proportionnelle suivant un facteur K à l'amplitude de crête VR du signal de référence, et présentent par rapport à celui-ci des déphasages respectifs 8, 8+1200 et e+2400.

Le codeur de l'invention réalise une démodulation synchrone des trois signaux d'entrée par rapport à la voie de réf é- rence par le fait que l'échantillonnage est synchronisé sur les alternances positives de la référence.

On obtient alors les tensions définies par le système d'équations Il.

La Demanderesse a alors observé que le rapport R précédemment défini possède l'expression donnée par l'équation III.

Celle-ci peut être réécrite selon l'équation IV.

Le codeur de l'invention utilise alors une table permettant d'établir la correspondance entre des valeurs de e variant de 00 à 900 par pas de 1 par exemple et des valeurs correspondantes de R.

Cette table peut être définie de plusieurs manières.

La façon la plus simple consiste à utiliser une table de valeurs de tangente 6, multiplié par deux à la puissance douze, puis de faire calculer le second membre de l'équation IV avec la précision convenable par rapport à cette table.

Une recherche séquentielle très simple dans la table, faite par le microprocesseur MP, permet alors de trouver la valeur entière EE de l'angle qui est la plus proche par valeur inférieure de celle recherchée. A cette valeur entière EE correspond une valeur R1 par défaut du rapport R.

Si l'on note maintenant DE la différence entre l'angle recherché e et la valeur entière Ee qui vient d'être déterminée, cette grandeur De obéit à la relation VI.

Le codeur selon l'invention utilise alors de préférence une table de valeurs de De allant de 0 à 10, avec un pas choisi de subdivision, qui peut être de 0,10 ou mieux. La grandeur tabulée est par exemple tangente De multiplié par deux à la puissance seize.

Connaissant les valeurs de R et R1, le microprocesseur MP peut calculer aisément le second membre de la relation VI, avec la précision voulue, et comparer le résultat à la seconde table, de façon à déterminer De.

C'est ce qui est illustré sur les étapes 110 à 116 de la figure 5. Après cela, la valeur définitive de l'angle est obtenue à l'étape 118, par addition de EO et D.

Pour augmenter encore la précision, on peut réitérer le même processus avec la même valeur du rapport R, mais en le comparant cette fois dans la première table à une valeur par excès. R2. Le second membre de la relation VI est alors obtenu en changeant R en R2 et R1 en R.

L'amélioration de précision peut être obtenue par tout traitement approprié, notamment en faisant la moyenne des deux mesures d'angle ainsi obtenues à partir d'une même valeur du rapport R.

A côté de cela, on peut définir, pour chaque groupe d'échantillons contemporains, plusieurs valeurs différentes du rapport R à partir des trois signaux d'entrée.

Là encore, le même processus que le précédent peut être effectué sur chacune de ces valeurs de R, et l'ensemble utilisé pour améliorer la précision par une moyenne ou un autre traitement approprié.

Cela fait, il reste à prendre en compte le signe comme rappelé à l'étape 121 de la figure 5.

L'ensemble du cycle permettant d'aboutir à une mesure d'angle définitive est réalisé à la cadence de 50 Hertz. On observera que cela est cohérent avec le filtrage numérique effectué sur une base de 20 millisecondes.

La visualisation est pour sa part rafraîchie à une cadence plus faible, qui est par exemple de 10 Hertz, comme illustré en regard de l'étape 133 de la figure 5.

De façon plus synthétique, un cycle d'acquisition des informations par le microprocesseur peut être décrit de la manière suivante - a) acquisition de la tension de la masse pour compensation des décalages (OFFSET) - b) acquisition de la tension de référence VR qui doit toujours être comprise entre 9 volts et 10 volts, dans la mesure où le convertisseur opère avec une tension de pleine échelle de 10 volts - c) acquisition de la tension V% - d) acquisition de la tension V128 - e) acquisition de la tension V24 - f) la tension V24 reste sélectionnée jusqu'au prochain échantillonnage - g) transitoire de début de cycle d'acquisition.

La Demanderesse a observé qu'il est préférable de ne pas travailler sur toute la gamme des valeurs possibles du rapport R.

Ainsi, de préférence, on travaille sur la gamme des valeurs
R allant de -2 à -0,5, limites comprises, ce qui correspond à une gamme d'angles allant de 300 à 900, également limites comprises.

Les tensions à convertir se situent alors mieux vis-à-vis de la pleine échelle de conversion. Dans ce cas, il est bien entendu requis de limiter le contenu de la première table à l'ilntervalle angulaire allant de 300 à 900. Et, comme le comprendra l'homme de part, on ne peut plus utiliser simultanément toutes les combinaisons possibles de signaux d'entrée pour obtenir les valeurs de R, mais seulement celles qui obéissent à la condition d'être incluses dans les limites pré-définies pour ce rapport R.

I1 est très facile au microprocesseur, notamment à partir de l'information de signe, de déterminer quelles sont les combinaisons de signaux d'entrée qui donnent des valeurs convenables du rapport R.

L'appareil selon l'invention est susceptible de différents modes de fonctionnements auxiliaires intéressants.

On peut ainsi calibrer les déphasages indésirés pouvant exister sur les sillons d'entrée. En effet, ceux-ci peuvent obéir d'une manière imparfaite aux équations I données en annexe.

I1 est maintenant rappelé. qu'un instant d'échantillonnage est défini par l'organe GCE de la figure I.

Celui-ci opère, vis-à-vis de l'horloge CLK3, avec des retards choisis, et définis par la mémoire sauvegardée MM.

Dans la mesure où les signaux d'entrée obéissent'parfaite- ment aux équations I, ces retards sont égaux.

Mais il peut en être autrement.

En pareil cas, le calibrage consiste à faire varier le retard affecté par le circuit GCE à l'échantillonnage de la voie d'entrée considérée, jusqu'à obtenir un maximum de tension sur cette voie d'entrée.

Bien entendu, pour que cette opération soit possible, il faut que l'amplitude maximale de la voie d'entrée concernée soit suffisante, ce qui conduit par exemple a réaliser les calibrations dans les intervalles angulaires suivants - 300 à 1500 pour la voie 8 - 2700 à 300 pour la voie 12 - 3300 à 900 pour la voie 24.

Cette opération de calibration peut être commandée par un interrupteur non representé, dont l'état est pris en compte par le coupleur d'entrée/sortie CSA. Après obtention des décalages temporels convenables, les nouvelles valeurs sont stockées dans la mémoire eepROM notée MM.

Dans certaines applications, l'appareil fournissant l'information angulaire possède un "zéro mécanique", c'est-àdire que, pour un angle zéro, il indique une valeur diffé rente de zéro sur les signaux électriques synchro-angulaires qu'il produit.

Pour mesurer cette valeur de "zéro mécanique", il suffit- simplement de placer l'appareil définissant l'angle à mesurer dans sa position de repos pour l'angle zéro, et de faire fonctionner le codeur de l'invention en actionnant un ou des interrupteurs, ce qui va permettre au microprocesseur de mesurer la valeur de l'angle défini par les signaux électriques pour le "zéro mécanique" de l'appareil observé, et de soustraire ensuite cette valeur de sa propre mesure avant affichage.

Bien entendu, les différents paramètres qui viennent d'être décrits peuvent être affichés sur la visualisation ANA, de même que différents messages d'erreurs indiquant que les signaux d'entrée sont trop faibles ou trop forts ou qu'il nty a pas de signal de référence ou que les instants d'échantillonnage sont incorrects ou que le convertisseur analogique-numérique ne fonctionne pas convenablement, ou encore que le microprocesseur MP n'a pas pu effectuer correctement son auto-test ou les tests de ses circuits annexes.

Le qodeur de l'invention présente avantageusement deux interfaces complémentaires, non représentés, reliés au bus mixte BAD ainsi qu'au bus d'adresse BA du microprocesseur
MP. I1 s'agit d'une interface série pour une liaison RS232C ou Ru422, ainsi que d'une interface parallèle pour une sortie parallèle.

Enfin, l'appareil peut être également connecté à un réseau.

Dans ce cas, il possède une interface de réseau propre à fournir au microprocesseur les informations de réception
RXD, de transmission TXD ou de collision CTS habituelles par exemple aux réseaux de type CSMA/CD.

Bien entendu, l'invention n'est pas limitée aux modes de réalisation décrits, mais s'étend à toute- variante incluse dans le cadre des revendications ci-après.

En particulier, on peut utiliser un convertisseur analogique-numérique de précision supérieure, par exemple seize bits. On peut également utiliser un microprocesseur opérant sur seize bits et possédant une structure de bus de données et d'adresse entièrement séparées, contrairement à ce qui a été décrit plus haut.

Annexe formules.

SERef = VR. sin t/T (Ij SEB = K. VR. sin (t/T) . sin (e)
SE12# = K. VR. sin (t/T) . sin (#+12#)
SE24# = K. VR. sin (t/T) . sin (#+24#)
V# = = K. sin e (II) V12# = K. sin (#+12# )
V24# = K. sin (#+24# ) (III) R = V12#/V# = sin(#+12# )
sin e (IV) tg # =
1+2.R (V) tg E# = 1+2.R1
2#3 (R-R1) (VI) tg D@ =
(1+2R)(1+2R1) + 3

Claims (8)

Revendications.

1. Codeur angulaire synchro-numérique, du type comprenant trois voies d'entrée recevant des signaux synchro-angulaires (SEB, SE12B, SE24%), ainsi que des moyens de conversion de ces signaux synchro-angulaires sous forme numérique, caractérisé en ce que chaque voie d'entrée comprend des moyens pour déterminer le signe du signal d'entrée correspondant, ainsi que des moyens pour échantillonner l'amplitude de ce signal d'entrée à un instant choisi, et en ce que les moyens de conversion comportent - un convertisseur analogique-numérique opérant sur lesdites amplitudes échantillonnées, - des moyens pour calculer, le rapport de deux des amplitudes numérisées, à un même instant, - des moyens pour comparer ce rapport à des valeurs de rapports tabulés tirés d'une première table, établie en fonction de valeurs d'angles non-ambiguës, avec un incrément choisi, ce qui fournit une valeur approchée de l'angle recherché, - des moyens pour déterminer une correction d'angle à partir du rapport calculé, du rapport tabulé approchant, et d'une seconde table subdivisant ledit incrément selon un sous-incrément choisi, et - des moyens pour définir l'angle sous forme numérique par addition de ladite valeur approchée et de ladite correction.

2. Codeur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte en outre une voie de référence, comprenant des moyens pour déterminer le signe du signal de référence, lesdits instants choisis d'échantillonnage étant définis par rapport à cette voie de référence.

3. Codeur selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que les instants d'échantillonnage sont décalables pour tenir compte de déphasages relatifs décalés des signaux d'entrée.

4. Codeur selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le convertisseur analogique-numérique est précédé d'un amplificateur à gain variable, de préférence suivi d'un amplificateur de décalage de potentiel.

5. Codeur selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comprend un microprocesseur dont le bus de données communique avec le convertisseur, un tampon d'entrée pour les données de signe, et un générateur des commandes d'échantillonnage.

6. Codeur selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que la première table contient des valeurs permettant le calcul de l'expression

(V' cotan e-1)/2 en fonction d'un incrément choisi de l'angle 6, sur l'inter valle allant de 00 à 909.

7. Codeur selon la revendication 6, caractérisé en ce que la première table contient des valeurs de tangente 6.

8. Codeur selon l'une des revendications 6 et 7, caractérisé en ce que la seconde table contient des valeurs de tangente

De pour ladite subdivision de l'incrément choisi.