FR2595528A1 - Dispositif de separation des impulsions de synchronisation d'un signal de television - Google Patents

Abstract

DANS LE DISPOSITIF, LA BASE DES IMPULSIONS DE SYNCHRONISATION DU SIGNAL DE TELEVISION EST ALIGNEE SUR 0 VOLT A L'AIDE D'UN ELEMENT SEMI-CONDUCTEUR D ET D'UN CIRCUIT R-C. AFIN D'EVITER LA PERTE D'IMPULSIONS DE SYNCHRONISATION QU'ENTRAINERAIT L'ALIGNEMENT SUR 0 VOLT DES IMPULSIONS PARASITES DE GRANDE AMPLITUDE, UN CIRCUIT DE CONTROLE 2 EST PLACE AVEC UNE PREMIERE ENTREE () A 0 VOLT, UNE SECONDE ENTREE (-) COUPLEE A CELLE DES ELECTRODES DE L'ELEMENT SEMI-CONDUCTEUR QUI EST RELIEE AU CIRCUIT R-C ET UNE SORTIE COUPLEE A L'AUTRE ELECTRODE DE L'ELEMENT SEMI-CONDUCTEUR. LE CIRCUIT DE CONTROLE EST REALISE POUR SE COMPORTER EN SOURCE DE TENSION 22, EN GENERATEUR DE COURANT CONSTANT 26 OU EN AMPLIFICATEUR LINEAIRE 24 LORSQUE LA DIFFERENCE DE TENSION SUR SES ENTREES EST RESPECTIVEMENT D'UN SENS REPRESENTATIF DE LA PARTIE DU SIGNAL DE TELEVISION COMPRISE ENTRE LES IMPULSIONS, DU SENS OPPOSE, OU NULLE. APPLICATION A LA SEPARATION D'IMPULSIONS DE SYNCHRONISATION.

Description

Dispositif de séparation des impulsions de synchronisation
d'un signal de télévision.

La présente invention se rapporte à un dispositif de séparation permettant l'extraction des impulsions de synchronisation contenues dans un signal de télévision.

De tels dispositifs sont connus; le schéma d'un de ces dispositifs connus sera décrit dans ce qui suit.

Avec les dispositifs connus il n'est pas possible d'avoir à la fois une bonne protection contre d'une part les perturbations basse fréquence, en général à fréquence de trame, et d'autre part contre les impulsions parasites et le vacillement (jitter dans la littérature anglo-saxonne) de phase des impulsions de synchronisation; un compromis doit être recherché, et ce compromis n'est jamais satisfaisant.

La présente invention a pour but d'éviter ou pour le moins de réduire cet inconvénient.

Ceci est obtenu en modifiant le schéma électrique des dispositifs connus de telle manière que, devant une impulsion parasite, le dispositif réagisse de la même façon quelle que soit l'amplitude de cette impulsion et même, éventuellement, quelle que soit la durée de cette impulsion parasite.

Selon l'invention un dispositif de séparation des impulsions de synchronisation d'un signal de télévision comportant un condensateur ayant une première et une seconde borne respectivement couplées à l'entrée du dispositif et à une borne commune, une résistance et un élément semi-conducteur ayant chacun une première borne couplée à la borne commune, un circuit limiteur ayant une entrée couplée à la borne commune et une entrée portée à une tension de référence, est caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de contrôle ayant une première entrée et une sortie respectivement couplées à la première et à la seconde borne de l'élément semi-conducteur et une seconde entrée portée à un potentiel donné. le circuit de contrôle étant réalisé pour fonctionner respectivement en source de tension, en générateur de courant constant ou en amplificateur linéaire, lorsque la différence de tension sur ses entrées est d'un sens représentatif de la partie du signal comprise entre deux impulsions successives, du signe contraire ou nulle.

La présente invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparaîtront à l'aide de la description ci-après et des figures s'y rapportant, qui représentent:
- la figure 1, un dispositif selon l'art connu,
- la figure 2, un premier dispositif selon l'invention,
- la figure 3, une représentation graphique d'un signal du dispositif
selon la figure 2,
- la figure 4, un second dispositif selon l'invention,
- la figure 5 un exemple de réalisation de l'un des circuits selon la
figure 4.

Sur les différentes figures les éléments correspondants sont désignés par les mêmes repères.

La figure 1 est le schéma électrique d'un dispositif de séparation d'impulsions selon l'invention; ce schéma, vu les potentiels indiqués, se rapporte à un signal haute fréquence de télévision, transmis en modulation positive.

La séparation des signaux de synchronisation fait appel, dans le dispositif selon la figure 1 comme dans ceux selon les figures 2 et 3, au phénomène d'alignement de la base d'un signal de synchronisation à l'aide d'un élément semi-conducteur et d'un condensateur C qui est chargé entre les impulsions de synchronisation et restitue sa charge durant la conduction de l'élément semi-conducteur, ctest-à-dire durant les impulsions; les impulsions sont ensuite débarrassées du signal de télévision proprement dit.

Le montage selon la figure 1 comporte, dans ce but, une borne d'entrée E sur laquelle est appliqué le signal de télévision d'oè doivent être extraites les impulsions de synchronisation. Cette borne E est reliée par une résistance r à la première extrémité du condensateur C dont il a été question plus avant. La seconde extrémité du condensateur est reliée à une borne commune, B, à laquelle sont également reliées: la cathode d'une diode D, la première extrémité d'une résistance R et la borne "+" d'un circuit limiteur avec inverseur de sortie, 1. La diode D, qui est en fait, dans l'exemple décrit, la diode de la jonction base-émettteur d'un transistor, constitue l'élément semi-conducteur dont il a été question plus avant; elle a son anode reliée à la masse. La résistance R a sa seconde extrémité qui est portée à un potentiel continu négatif -Va.Le circuit limiteur, 1, a son entrée "-" qui est reliée à un potentiel continu positif
Vo; sa sortie fournit un signal Vs formé d'impulsions correspondant aux impulsions de synchronisation du signal de télévision d'entrée, Ve.

La forme des signaux sur la borne B et sur la sortie du montage, telle qu'elle peut être observée avec un oscilloscope, est indiquée sur la figure 1.

La résistance r du montage selon la figure 1, montée en série avec le condensateur C, correspond à une augmentation de la valeur de la résistance de la source qui fournit le signal Ve. Elle a pour rôle de provoquer l'écrêtage des impulsions parasites brèves et d'éviter ainsi que ces impulsions, lorsqu'elles sont de forte amplitude, amènent le signal de la borne B en dehors de la plage de commutation du circuit limiteur et fassent perdre une ou plusieurs des impulsions de synchronisation qui suivent l'impulsion parasite; en contrepartie cette résistance r provoque un écrêtage de la base du signal de synchronisation.Dans la réalisation selon la figure 1, plus la valeur de la résistance r est grande et plus le montage est protégé contre les impulsions parasites de forte amplitude et contre le vacillement de phase des impulsions mais plus la valeur de la résistance r est faible et moins le fonctionnement du montage est perturbé par les déformations à basse fréquence et par les composantes basse fréquence superposées au signal de télévision. En fait, dans le montage selon la figure 1, c'est la diminuation de r.C (produit de la valeur de la résistance r par la valeur du condensateur C) qui améliore la tolérance aux déformations et aux composantes basse fréquence superposées mais qui augmente le vacillement de phase et la sensibilité aux impulsions parasites et il n'existe pas de valeur r.C constituant un compromis satisfaisant.

L'origine du fonctionnement imparfait du montage selon la figure 1 vient donc de l'insertion de la résistance r destinée à limiter la valeur du courant de charge du condensateur C sous l'effet d'éventuelles impulsions parasites de grande amplitude afin d'éviter l'alignement de la base de ces impulsions sur 0 volt. Avec les montages selon les figures 2 et 3 il est proposé de reduire cette charge du condensateur C sans avoir à insérer une résistance en série avec ce condensateur.

La figure 2 se distingue de la figure 1 par le fait que la diode D n'a plus son anode reliée à la masse mais reliée à la sortie d'un circuit de contrôle 2, dont l'entrée "-" est reliée à la borne B et dont l'entrée "+" est reliée à la masse.

L'étage de sortie du circuit de contrôle, 2, est choisi pour se comporter comme une source de tension caractérisée par une valeur inférieure ou égale à la tension de référence appliquée sur l'entrée "+" lorsque le signal e- sur l'entrée "-" du circuit de contrôle a un niveau supérieur à celui du signal e+ sur l'entrée "+", comme un générateur de courant de valeur lo pour e- (e+ et comme un amplificateur linéaire lorsque e- = e+ à la tension de décalage (offset dans la littérature anglosaxonne) près.

La figure 3 représente le signal sur la borne B du dispositif selon la figure 2. Pour la clarté du dessin les proportions entre la durée d'une impulsion de synchronisation de ligne et la durée T entre deux impulsions de sychronisation ligne successives n'ont pas été respectées; de même le signal d'analyse de ligne n'a pas été représenté et a été remplacé par le niveau de suppression.

La figure 3 montre que, pendant la durée T comprise entre le temps tl de fin d'une première impulsion et le temps t2 de début d'une deuxième impulsion, la tension e- étant supérieure à la tension e+ et le circuit 2 se comportant donc en source de tension, bloquant la diode D, une dénivellation d'amplitude dVT apparaît sur l'entrée "-" du circuit de contrôle sous l'effet d'un courant I qui décharge le condensateur C (figure 2). Au temps t2, sous l'effet de la transition descendante, de même amplitude que la transition montante au temps tl, le potentiel de l'entrée "-" du circuit 2 est porté à -dVT, ce qui a pour effet de valider la source de courant Io; cette dernière envoie son courant lo dans la diode D. Le courant lo est aussi envoyé dans le condensateur C; la charge du condensateur s'effectuant à courant constant, io, la tension croit linéairement sur l'entrée "-" du circuit 2. Lorsque, au bout d'un temps tc, la croissance devient égale à dVT, la tension sur l'entrée "-" du circuit 2 devient égale à la tension appliquée sur l'entrée "+" du même circuit, c'est-à-dire égale à 0 volt. Le circuit de contrôle, 2, se comporte alors comme un amplificateur linéaire; la m-ajeure partie du courant 10 est absorbée à l'intérieur même de l'amplificateur, une faible partie, égale à
Va , continue toutefois à être délivrée à la diode D qui est ainsi R' maintenue à l'état conducteur.

II importe que le temps tc soit inférieur au temps ta que dure l'impulsion de synchronisation et même inférieur à la moitié de ta. Dans
ta l'exemple décrit tc a été pris égal à ta, soit 1,56 ; un tel résultat est obtenu pour une valeur de lo calculée à partir de l'égalité #Q(T)= Va T = #Q(tc) = Io.tc, ce qui donne lo = Va T = Va . 3T; dans ces
R R' tc R' ta formules EQ(T) et AQ(tc) représentent les variations de charge du condensateur C respectivement pendant les temps T et tc.

Lorsque l'état e- = e+ a été atteint, le condensateur C n'est plus parcouru par aucun courant et l'état d'équilibre e- = e+ persiste jusqu'à l'arrivée, au temps t3 = t2 + ta, de la transition positive correspondant au front arrière du signal de synchronisation. Cette transition porte la sortie du circuit 2 au niveau bas puisque le niveau sur l'entrée "-" est alors supérieur à celui sur l'entrée "+" cela a pour effet de bloquer la diode D et le dispositif se retrouve dans le même état qu'au temps tl.

Si une impulsion parasite, même de grande amplitude devant l'amplitude du signal de synchronisation, apparaît entre deux impulsions de synchronisation, le condensateur C va se charger linéairement, comme précédemment, sous l'effet du courant 10 prédéterminé, fourni par le circuit 2. La charge et donc la dénivellation qui en résultent sont alors indépendantes de l'amplitude de l'impulsion parasite mais fonction de la durée de cette impulsion parasite.

Le calcul montre que la durée maximale Tp de l'impulsion parasite tolérée par le dispositif est donnée par:
Tp = tc (1 Vo
+dVT dans le cas de l'exemple décrit où la tension de référence Vo du circuit 1 était prise égale à 100 mV, soit le tiers de l'amplitude du signal de synchronisation, où dVT est égal à 9,25 mV pour tolérer une composante à 50 Hz de 1V crête à crête -superposée au signal vidéo et où tc est égal à 1,7 s comme indiqué plus avant, la largeur maximale tolérée pour une impulsion parasite est:

II est possible de ne plus être tributaire d'une durée maximale des impulsions parasites tolérables en modifiant le dispositif selon la figure 2, pour réaliser le dispositif selon la figure 4.Le dispositif selon la figure 4 se distingue de celui selon la figure 2 par l'adjonction d'une bascule monostable 3 entre la sortie du circuit limiteur 1 et une entrée de validation du circuit de contrôle 2. La bascule 3 est déclenchée par le front avant des impulsions du signal de sortie du circuit limiteur 1. La durée tb de l'état quasi-stable de la bascule 23 doit être supérieure à tc et peut avantageusement être prise légèrement supérieur à ta; dans l'exemple décrit tb est de 6,us.

La figure 5 montre comment a été réalisé le circuit de contrôle 2 de la figure 4. Dans la réalisation décrite ce circuit est réalisé à l'aide d'un comparateur, 20, vendu par la société EFCIS sous la référence
TDB 119, suivi d'un interrupteur 21, et d'une résistance Ri branchée entre la sortie, S, de l'interrupteur et une tension de polarisation +Va égale à 12 V ; I'interrupteur 21 est constitué par une porte analogique commandée par la bascule monostable 3 de la figure 4. L'étage de sortie du comparateur 20 est constitué par un transistor Qs, à collecteur ouvert les entrées "-" et "+" du comparateur 20 constituent les entrées "-" et "+" du circuit de contrôle 2.

Lorsque l'entrée "-" du comparateur 20 est portée à un potentiel supérieur au potentiel sur l'entrée "+", c'est-à-dire supérieur à OV dans l'exemple décrit, le transistor Qs est porté à saturation ; la tension V' sur la sortie S de la porte 21 est sensiblement nulle et la résistance de sortie du transistor Qs étant très faible, le système est équivalent à un générateur de tension; la diode D est bloquée.

Lorsque l'entrée "-" est portée à un potentiel inférieur au potentiel sur l'entrée "+", c'est-à-dire inférieur à OV, le transistor Qs est bloqué ; L'anode de la diode D étant raccordée à la tension d'alimentation +Va à travers la résistance Ri, il en résulte le passage d'un courant Io dans la diode D tel que
Io = +Va - 0,7 V - (e-) (où -07 V est la chute de tension aux
Ri
bornes de la diode D) sachant que +Va est égal à +12 V et que l'amplitude des impulsions parasites appliquées sur l'entrée "-" n'excède pas 3V, lo est sensiblement égal à +VRai; le circuit 2, constitué des éléments 20, 21 et Ri, se comporte comme un générateur de courant.

Lorsque la tension appliquée sur l'entrée "-" est égale à la tension appliquée sur l'entrée"+", c'est-à-dire est égale à OV, un état d'équilibre est atteint qui se traduit par
e- = e+ = OV
ID = IR = Va (ID et IR courants dans D et R)
V' = VD = 0,7 V = Vc (VD et Vc tensions aux bornes de D et sur
le collecteur du transistor Qs)
et Ic = lo - ID (où Ic est le courant de collecteur du transistor Qs
et où Io = +Va - 0,7 V
Ri le comparateur fonctionne en amplificateur linéaire rebouclé, avec un gain sensiblement égal à 1, la diode D étant sensiblement équivalente à un court-circuit placé entre la sortie S et l'entrée "-" du comparateur.

La présente invention n'est pas limitée aux exemples décrits, c'est ainsi qu'elle s'applique également au cas où le signal haute fréquence de télévision est transmis en modulation négative; d'une façon générale l'invention s'applique aux cas où un circuit de contrôle est associé à l'élément semi-conducteur d'alignement des impulsions et est réalisé pour se comporter respectivement en source de tension, en générateur de courant ou en amplificateur linéaire, lorsque la différence de tension sur ses entrées est d'un sens représentatif de la partie du signal comprise entre deux impulsions, du sens contraire, ou nulle.

Claims (3)

REVENDICATIONS

1. Dispositif de séparation des impulsions de synchronisation d'un signal de télévision comportant un condensateur (C) ayant une première et une seconde borne respectivement couplées à l'entrée du dispositif et à une borne commune (B), une résistance (R) et un élément semi-conducteur (D) ayant chacun une première borne couplée à la borne commune, un circuit limiteur (1) ayant une entrée couplée à la borne commune et une entrée portée à une tension de référence (Vo), caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de contrôle (2) ayant une première entrée et une sortie respectivement couplées à la première et à la seconde borne de l'élément semi-conducteur et une seconde entrée portée à un potentiel donné (e+), le circuit de contrôle (2) étant réalisé pour fonctionner respectivement en source de tension (22), en générateur de courant constant (26) ou en amplificateur linéaire (24), lorsque la différence de tension sur ses entrées est respectivement d'un sens représentatif de la partie du signal comprise entre deux impulsions successives, du signe contraire ou nulle.

2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que, le signal de télévision étant transmis en modulation positive, lorsque la tension sur la première entrée du circuit de comparaison (2) est supérieure, inférieure ou égale au potentiel donné, le circuit de contrôle se comporte respectivement en source de tension, en générateur de courant et en amplificateur linéaire.

3. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit monostable (3) ayant une entrée couplée à la sortie du circuit limiteur (1), en ce que le circuit de contrôle (2) comporte une entrée de validation de son fonctionnement en amplificateur linéaire (26) et en ce que cette entrée de validation est couplée au circuit limiteur.