FR2571909A1 - Method and device for automatic control of digital frequency - Google Patents
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Abstract
Description
La présente invention se rapporte à un procédé et un dispositif de contrôle automatique de fréquence numérique. The present invention relates to a method and a device for automatic digital frequency control.
Le probleme du contrôle automatique de fréquence se pose dans tous les radars à impulsions à émetteur non cohérent, où la fréquence d'émission doit être asservie à la fréquence d'un oscillateur local, de manière que la difference de ces deux fréquences soit située au centre de la bande passante du récepteur. Cette différence est soit égale à une valeur Fi appelée fréquence intermédiaire, dans le cas d'une structure dite superhétérodyne, soit nulle dans le cas d'une structure dite homodyne. The problem of automatic frequency control arises in all pulse radars with a non-coherent transmitter, where the emission frequency must be controlled by the frequency of a local oscillator, so that the difference between these two frequencies is located at center of the receiver bandwidth. This difference is either equal to a value Fi called intermediate frequency, in the case of a structure called superheterodyne, or zero in the case of a structure called homodyne.
Le procédé classique de contrôle automatique de fréquence, illustré par le circuit de la figure 1, pour asservir la fréquence d'un émetteur sur celle d'un oscillateur local, consiste à utiliser un premier mélangeur simple M111 recevant le signal de l'émetteur 10, par l'intermédiaire d'un coupleur 11, et celui d'un premier oscillateur local haute-fréquence 13, et délivrant un signal de fréquence égale à la différence des fréquences de l'émetteur 10 et du premier oscillateur local 13. Ce dernier signal est envoyé sur un discriminateur de fréquence D1 qui fournit un signal d'erreur pour commander la fréquence de l'émetteur.Ce discriminateur de fréquence D1 est accordé sur la fréquence centrale d'un amplificateur 14 qui possede une bande passante en fréquence adaptée au spectre de l'enveloppe de l'impulsion émise. The conventional method of automatic frequency control, illustrated by the circuit of FIG. 1, to slave the frequency of a transmitter to that of a local oscillator, consists in using a first simple mixer M111 receiving the signal from the transmitter 10 , via a coupler 11, and that of a first high-frequency local oscillator 13, and delivering a signal of frequency equal to the difference of the frequencies of the transmitter 10 and the first local oscillator 13. The latter signal is sent to a frequency discriminator D1 which provides an error signal to control the frequency of the transmitter. This frequency discriminator D1 is tuned to the center frequency of an amplifier 14 which has a frequency bandwidth adapted to the spectrum of the envelope of the emitted pulse.
Dans un radar à impulsions à émetteur non cohérent et à exploitation
Doppler, la sortie du premier mélangeur simple M111 est injectée dans un second oscillateur local 15 à fréquence intermédiaire pour assurer un verrouillage de phase à chaque impulsion. Le signal issu de ce second oscillateur local 15 est envoyé sur un double mélangeur M211, M221 dont l'une des entrées comporte un circuit de déphasage 16 de quatre-vingtdix degrés. Ce double mélangeur M211, M221 reçoit de même la sortie d'un second mélangeur simple M121, relié à un commutateur COMI, par l'intermédiaire de l'amplificateur 14 accordé à la fréquence intermédiaire. Cet amplificateur 14 délivre un signal dont la fréquence est égale à la différence entre la fréquence du premier oscillateur local 13 et la fréquence du signal reçu par l'antenne 12 et transmis par le commutateur COMA.Ainsi, on obtient deux signaux I1, Q1 en quadrature dont la fréquence est égale à la fréquence Doppler. Le même procédé de contrôle automatique de fréquence peut être utilisé dans une autre structure d'exploitation Doppler, illustrée par le circuit de la figure 2, consistant à envoyer alternativement la sortie des premier et second mélangeurs simples Mol 12, M122, à l'aide d'un multiplexeur 25, sur un double mélangeur M212, M222. Ce double mélangeur N212, M222 reçoit de même la sortie d'un second oscillateur local 26 à fréquence intermédiaire, cette sortie passant par un circuit de déphasage 27 de quatre-vingt-dix degrés sur l'une des entrées, et délivre deux signaux de sortie I2, Q2 en quadrature à un circuit de traitement.Ce circuit de traitement analyse d'une part la phase du signal émis quand le multiplexeur 25 lui envoie la sortie du premier mélangeur simple M112 et d'autre part la phase du signal reçu quand le multiplexeur 25 lui envoie la sortie du second mélangeur simple M122. il détermine ainsi la variation de phase de récurrence à récurrence et donc la fréquence
Doppler. L'émetteur 20, le coupleur 21, l'amplificateur 24, le commutateur COM2, l'antenne 22, le discriminateur D2 et le premier oscillateur local haute-fréquence 23 restent identiques à ceux du circuit de la figure 1.In a pulse radar with non-coherent transmitter and operating
Doppler, the output of the first simple mixer M111 is injected into a second local oscillator 15 at intermediate frequency to ensure phase locking at each pulse. The signal from this second local oscillator 15 is sent to a double mixer M211, M221, one of the inputs of which has a phase shift circuit 16 of eighty degrees. This double mixer M211, M221 likewise receives the output of a second simple mixer M121, connected to a COMI switch, via the amplifier 14 tuned to the intermediate frequency. This amplifier 14 delivers a signal whose frequency is equal to the difference between the frequency of the first local oscillator 13 and the frequency of the signal received by the antenna 12 and transmitted by the switch COMA. Thus, two signals I1, Q1 are obtained. quadrature whose frequency is equal to the Doppler frequency. The same method of automatic frequency control can be used in another Doppler operating structure, illustrated by the circuit of FIG. 2, consisting in alternately sending the output of the first and second simple mixers Mol 12, M122, using a multiplexer 25, on a double mixer M212, M222. This double mixer N212, M222 similarly receives the output of a second local oscillator 26 at intermediate frequency, this output passing through a ninety-degree phase shift circuit 27 on one of the inputs, and delivers two signals of output I2, Q2 in quadrature to a processing circuit. This processing circuit analyzes on the one hand the phase of the signal sent when the multiplexer 25 sends it the output of the first simple mixer M112 and on the other hand the phase of the signal received when the multiplexer 25 sends it the output of the second simple mixer M122. it thus determines the variation from phase from recurrence to recurrence and therefore the frequency
Doppler. The transmitter 20, the coupler 21, the amplifier 24, the switch COM2, the antenna 22, the discriminator D2 and the first high-frequency local oscillator 23 remain identical to those of the circuit of FIG. 1.
Le but de la présente invention est, entre autres, de n'utiliser qu'un oscillateur local haute-fréquence pour le contrôle automatique de fréquence et pour le traitement du signal reçu, afin que ce procédé puisse être utilisé dans des radars à structure homodyne. The object of the present invention is, inter alia, to use only a local high-frequency oscillator for the automatic frequency control and for the processing of the received signal, so that this method can be used in radars with homodyne structure .
Selon une caractéristique de l'invention, le procédé de contrôle automatique de fréquence numérique consiste à échantillonner les signaux de sortie en quadrature dwun double mélangeur, qui détecte la différence de fréquence entre un oscillateur local haute-fréquence et 11 émetteur, et à utiliser ces échantillons pour calculer une tension de commande de fréquence de l'émetteur à l'aide d'un algorithme à caractéristique impaire. According to a characteristic of the invention, the automatic digital frequency control method consists in sampling the output signals in quadrature dwun double mixer, which detects the frequency difference between a local high-frequency oscillator and 11 transmitter, and in using these samples to calculate a frequency control voltage of the transmitter using an odd characteristic algorithm.
D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront au cours de la description suivante, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints dans lesquels - la figure 1 représente un dispositif selon le procédé classique de
contrôle automatique de fréquence dans une de ses utilisations dans
un radar Doppler ; - la figure 2 représente le même dispositif de contrôle automatique de
fréquence dans une autre utilisation connue - la figure 3 représente le dispositif de contrôle automatique de
fréquence selon l'invention - la figure 4 représente différents signaux du dispositif. de la figure 3; - la figure 5 représente un schéma des fonctions réalisées par les
algorithmes du calculateur ; - la figure 6 représente les variations du signal calculé par
l'algorithme à caractéristique impaire du calculateur en fonction de
la variation de fréquence ; et - la figure 7 représente les variations du signal calculé par
l'algorithme à caractéristique paire en fonction de la variation de
fréquence.Other characteristics and advantages of the present invention will appear during the following description, said description being made in relation to the accompanying drawings in which - Figure 1 shows a device according to the conventional method of
automatic frequency control in one of its uses in
a Doppler radar; - Figure 2 shows the same automatic control device
frequency in another known use - Figure 3 shows the automatic control device
frequency according to the invention - Figure 4 shows different signals from the device. of Figure 3; - Figure 5 shows a diagram of the functions performed by the
calculator algorithms; - Figure 6 shows the variations of the signal calculated by
the odd characteristic algorithm of the calculator as a function of
frequency variation; and - Figure 7 shows the variations of the signal calculated by
the algorithm with even characteristic according to the variation of
frequency.
La figure 1 et la figure 2 représentent chacune une utilisation connue du dispositif de contrôle automatique de fréquence. selon le procédé classique, dans un radar Doppler à impulsions. Le contrôle automatique de fréquence de l'émetteur 10 ou 20 se fait par un coupleur 11 ou 21, un oscillateur local haute-fréquence 13 ou 23, un mélangeur simple M111-ou M112 et un discriminateur de fréquence D1 ou D2; l'utilisation de ce contrôle automatique de fréquence dans un radar à impulsions à émetteur non cohérent rend nécessaire l'utilisation d'un second oscillateur local à fréquence intermédiaire si l'on utilise un circuit discriminateur de fréquence D1 ou D2 selon les techniques connues. Figure 1 and Figure 2 each represent a known use of the automatic frequency control device. according to the conventional method, in a pulse Doppler radar. The automatic frequency control of the transmitter 10 or 20 is done by a coupler 11 or 21, a high-frequency local oscillator 13 or 23, a simple mixer M111-or M112 and a frequency discriminator D1 or D2; the use of this automatic frequency control in a pulse radar with non-coherent transmitter makes it necessary to use a second local oscillator at intermediate frequency if a frequency discriminator circuit D1 or D2 is used according to known techniques.
La figure 3 représente le dispositif de contrôle automatique de fréquence numérique selon l'invention. L'émetteur 30 déclenché par un premier signal d'horloge HO, est relié à une antenne 32, et un coupleur 31 est intercalé entre les deux. Un oscillateur local hautefréquence 35, connecté sur un double mélangeur M113, M123 dont l'une des entrées comporte un circuit déphaseur 36 de quatre-vingt-dix degrés, a sa fréquence d'oscillation soustraite à celle de l'émetteur 30par l'intermédiaire d'un atténuateur 33 reliant le coupleur 31 au double mélangeur M113, M123. Les sorties du double mélangeur sont reliées chacune à un circuit échantillonneur-bloqueur 37, 38, commandé par un second signal d'horloge H1 fourni, comme le premier signal d'horloge HO, par un circuit d'horloge 34. Un calculateur CA, relié aux sorties des circuits échantillonneurs-bloqueurs 37, 38, délivre une tension au circuit de commande de fréquence M de l'émetteur 30, par l'intermédiaire d'un convertisseur numérique-analogique CNA. FIG. 3 represents the automatic digital frequency control device according to the invention. The transmitter 30 triggered by a first clock signal HO, is connected to an antenna 32, and a coupler 31 is interposed between the two. A high-frequency local oscillator 35, connected to a double mixer M113, M123, one of the inputs of which has a ninety-degree phase-shifter circuit 36, at its oscillation frequency subtracted from that of the transmitter 30 by the intermediary an attenuator 33 connecting the coupler 31 to the double mixer M113, M123. The outputs of the double mixer are each connected to a sample-and-hold circuit 37, 38, controlled by a second clock signal H1 supplied, like the first clock signal HO, by a clock circuit 34. A computer CA, connected to the outputs of the sample-and-hold circuits 37, 38, delivers a voltage to the frequency control circuit M of the transmitter 30, by means of a digital-analog converter DAC.
Ainsi, lorsque le circuit d'horloge 34 déclenche, par le premier signal d'horloge HO, représenté en a) de la figure 4, les impulsions de l'émetteur 30, une partie du signal est envoyée via le coupleur 31 et l'atténuateur 33, sur le double mélangeur M113, M123, qui délivre un premier signal I, représenté en b) de la figure 4, et un second signal Q, représenté en c) de la figure 4, en quadrature, dont la fréquence est égale à la différence des fréquences de l'émetteur 30 et de l'oscillateur local 35. Pendant la durée de l'impulsion de l'émetteur 30, le circuit d'horloge 34, par le second signal d'horloge H1, représenté en d) de la figure 4, commande les circuits échantillonneurs-bloqueurs 37, 38 et envoie donc, au calculateur CA, des échantillons des premier et second signaux 1, Q à chaque impulsion du second signal d'horloge HI.Les échantillons des premier et second signaux I, Q sont utilisés par le calculateur CA en tant que suite de valeurs numériques I(k,n) et Q(k,n) où k est un nombre entier naturel représentant le rang de l'échantillon parmi les échantillons choisis pour le calcul dans la duree dtune impulsion radar et où n est un nombre entier naturel représentant le rang de 11 impulsion radar parmi la suite des impulsions sur lesquelles sont effectués les calculs. N et
K étant deux nombres entiers naturels, on suppose qu'il y a K échantillons choisis pour le calcul dans chacune des N impulsions considérées.Thus, when the clock circuit 34 triggers, by the first clock signal HO, represented in a) of FIG. 4, the pulses from the transmitter 30, part of the signal is sent via the coupler 31 and the attenuator 33, on the double mixer M113, M123, which delivers a first signal I, represented in b) of FIG. 4, and a second signal Q, represented in c) of FIG. 4, in quadrature, the frequency of which is equal unlike the frequencies of the transmitter 30 and the local oscillator 35. During the duration of the pulse from the transmitter 30, the clock circuit 34, by the second clock signal H1, represented in d ) of FIG. 4, controls the sample-and-hold circuits 37, 38 and therefore sends, to the computer CA, samples of the first and second signals 1, Q at each pulse of the second clock signal HI. The samples of the first and second signals I, Q are used by the computer CA as a series of numerical values I (k, n) and Q (k, n) where k is a number re natural integer representing the rank of the sample among the samples chosen for the calculation in the duration of a radar pulse and where n is a natural whole number representing the rank of 11 radar pulse among the series of pulses on which the calculations are carried out. N and
K being two natural whole numbers, it is assumed that there are K samples chosen for the calculation in each of the N pulses considered.
Sur la figure 5 est représenté un schéma des fonctions réalisées par les algorithmes du calculateur C où - un algorithme a caractéristique impaire D(n) élabore un signal de
commande de fréquence de l'émetteur ; - un algorithme a caractéristique paire S(n) élabore un signal de bon
fonctionnement du systeme ; - deux algorithmes d'intégration transversale par blocs PB1, PB2
traitent ces deux signaux ; et - un algorithme de gestion G gere l'envoi du signal de commande de
fréquence de l'émetteur, par une premiere sortie B, via le
convertisseur numérique-analogique CNA et le circuit de commande de
fréquence M, et gère de meme l'envoi du signal de bon fonctionnement
de la boucle, par une seconde sortie k, à un éventuel systeme de
visualisation.In FIG. 5 is represented a diagram of the functions performed by the algorithms of the computer C where - an algorithm with odd characteristic D (n) generates a signal of
frequency control of the transmitter; - an algorithm with characteristic pair S (n) develops a good signal
system operation ; - two transverse integration algorithms by blocks PB1, PB2
process these two signals; and - a management algorithm G manages the sending of the control signal from
frequency of the transmitter, by a first output B, via the
digital to analog converter DAC and the control circuit of
frequency M, and likewise manages the sending of the signal for correct operation
from the loop, by a second output k, to a possible system of
visualization.
L'algorithme à caractéristique impaire D(n) choisi reçoit les valeurs numériques I(k,n) et Q(k,n) et s'écrit
dans laquelle a(k) représente une suite de K coefficients de pondération pouvant être choisis égaux à 1 dans la variante la plus simple. Les résultats D(n) sont traités par le premier algorithme d'intégration transversale par blocs F131 qui donne un signal qui s'écrit
in which a (k) represents a series of K weighting coefficients which can be chosen equal to 1 in the simplest variant. The results D (n) are treated by the first algorithm of transverse integration by blocks F131 which gives a signal which is written
Les variations du signal numérique fourni sont représentées, en fonction de la différence AF entre la fréquence de l'émetteur 30 et celle de l'oscillateur local 35, sur la figure 6. On voit que le signal numérique change de signe quand la différence AF passe par zéro et que la plage de fréquences utile est égale à l'inverse de la période d'échantillonnage TO du second signal d'horloge H1. The variations of the digital signal supplied are represented, as a function of the difference AF between the frequency of the transmitter 30 and that of the local oscillator 35, in FIG. 6. It can be seen that the digital signal changes sign when the difference AF goes through zero and the useful frequency range is equal to the inverse of the sampling period TO of the second clock signal H1.
L'algorithme à caractéristique paire S(n) choisi reçoit les valeurs numériques I(k,n) et Q(k,n) et s'écrit
dans laquelle ss(k) représente une suite de coefficients de pondération pouvant être choisis égaux à 1 dans la variante la plus simple. Les résultats S(n) sont traités par le second algorithme d'intégration transversale par blocs PB2 qui donne un signal qui s'écrit
in which ss (k) represents a series of weighting coefficients which can be chosen equal to 1 in the simplest variant. The results S (n) are processed by the second transverse integration algorithm by blocks PB2 which gives a signal which is written
Les variations du signal numérique fourni sont représentées, en fonction de la différence AF entre la fréquence de l'émetteur 30 et celle de l'oscillateur local 35, sur la figure 7. Le signal fourni est maximum lorsque la différence AF est nulle. The variations of the digital signal supplied are shown, as a function of the difference AF between the frequency of the transmitter 30 and that of the local oscillator 35, in FIG. 7. The signal supplied is maximum when the difference AF is zero.
L'algorithme de gestion G donne sur la première sortie B un signal numérique positif ou négatif selon le signe du signal numérique fourni par le premier algorithme d'intégration transversale par blocs PB1 et réalise une seconde intégration pour ajuster la constante de temps de la boucle. il effectue donc une mise à l'échelle et une intégration. The management algorithm G gives on the first output B a positive or negative digital signal depending on the sign of the digital signal provided by the first transverse integration algorithm by blocks PB1 and performs a second integration to adjust the time constant of the loop . it therefore performs scaling and integration.
Ainsi, la boucle d'asservissement se trouve fermée sur l'émetteur 30 par le convertisseur numérique-analogique CNA et par le circuit de commande de fréquence M. L'algorithme de gestion G donne de même, sur la seconde sortie A, une information de comparaison du signal numérique fourni par le second algorithme d'intégration transversale par blocs PB2 par rapport à un seuil déterminé en fonction de la valeur maximum de ce dernier signal numérique. Thus, the control loop is closed on the transmitter 30 by the digital-analog converter DAC and by the frequency control circuit M. The management algorithm G likewise gives, on the second output A, information for comparing the digital signal provided by the second transverse integration algorithm by blocks PB2 with respect to a threshold determined as a function of the maximum value of this last digital signal.
En plus de l'avantage de ce procédé de contrôle automatique de fréquence numérique qui est que la dérive en température n'influe pas sur l'asservissement, la phase du signal émis peut être déterminée à partir des échantillons des premier et second signaux I, Q et la phase du signal reçu peut être déterminée grâce aux échantillons de signaux obtenus, à l'aide du même procédé utilisant le même oscillateur local haute-fréquence. Ceci permet à un éventuel circuit de traitement de déterminer la fréquence Doppler. In addition to the advantage of this automatic digital frequency control method which is that the temperature drift does not influence the servo, the phase of the signal emitted can be determined from the samples of the first and second signals I, Q and the phase of the received signal can be determined using the signal samples obtained, using the same method using the same high-frequency local oscillator. This allows a possible processing circuit to determine the Doppler frequency.
Bien que la présente invention ait été décrite à l'aide d'exemples de réalisation, il est clair qu'elle n'est pas limitée auxdits exemples, et qu'elle est susceptible de modifications sans toutefois sortir de son cadre. Ainsi les échantillons choisis pour effectuer le traitement peuvent être sélectionnés de différentes façons et les algorithmes de traitement peuvent être différents de ceux indiqués par les formules D(n), D, S(n) et S qui peuvent comporter un certain nombre de variantes en fonction du choix des suites des coefficients a(k) et ss(k). Although the present invention has been described with the aid of exemplary embodiments, it is clear that it is not limited to the said examples, and that it is capable of modification without however departing from its scope. Thus the samples chosen to carry out the processing can be selected in different ways and the processing algorithms can be different from those indicated by the formulas D (n), D, S (n) and S which can include a certain number of variants in function of the choice of the sequences of the coefficients a (k) and ss (k).
Claims (9)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8415656A FR2571909A1 (en) | 1984-10-12 | 1984-10-12 | Method and device for automatic control of digital frequency |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8415656A FR2571909A1 (en) | 1984-10-12 | 1984-10-12 | Method and device for automatic control of digital frequency |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2571909A1 true FR2571909A1 (en) | 1986-04-18 |
Family
ID=9308596
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR8415656A Withdrawn FR2571909A1 (en) | 1984-10-12 | 1984-10-12 | Method and device for automatic control of digital frequency |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR2571909A1 (en) |
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| US4435847A (en) * | 1976-01-16 | 1984-03-06 | Raytheon Company | Automatic frequency control circuitry |
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1984
- 1984-10-12 FR FR8415656A patent/FR2571909A1/en not_active Withdrawn
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| ST | Notification of lapse |