FR2560998A1 - Procede de mesure d'impedance en haute frequence et installation de mesure d'impedance en haute frequence pour la mise en oeuvre de ce procede - Google Patents

Abstract

LA PRESENTE INVENTION CONCERNE UN PROCEDE DE MESURE D'IMPEDANCE EN HAUTE FREQUENCE, APPLICABLE D'UNE MANIERE GENERALE A LA MESURE D'IMPEDANCE CHARGEANT UNE LIGNE DE TRANSMISSION, ET PARTICULIEREMENT BIEN ADAPTE AUX PROBLEMES DE L'HYPERTHERMIE. SELON L'INVENTION, ON UTILISE UNE LIGNE DE TRANSMISSION 7 AYANT UNE IMPEDANCE CARACTERISTIQUE Z CONNUE, POUR DETERMINER LE COEFFICIENT DE REFLEXION R ENGENDRE PAR UNE CHARGE D'IMPEDANCE Z. DES SIGNAUX SI, ST PRELEVES SUR LA LIGNE DE TRANSMISSION 7, PAR L'INTERMEDIAIRE DE COUPLEURS DIRECTIFS 11, 12, SONT MELANGES DE MANIERE A OBTENIR UN PREMIER ET UN SECOND SIGNAL DE SORTIE SC, SC CONTENANT RESPECTIVEMENT LA PARTIE REELLE R COS ET LA PARTIE IMAGINAIRE R SIN DUDIT COEFFICIENT DE REFLEXION R.

Description

PROCEDE DE MESURE D'IMPEDANCE EN HAUTE FREQUENCE ET
INSTALLATION DE MESURE D'IMPEDANCE EN HAUTE FREQUENCE
POUR LA MISE EN OEUVRE DE CE PROCEDE
L'invention concerne un procédé de mesure d'impédance en
haute fréquence, applicable d'une manière génerale à la mesure des
impédances de toutes natures et, particulièrement bien adapté à la
mesure d'impédance dans le cadre de l'hyperthermie. L'invention
concerne également une installation de mesure d'impédance en
haute fréquence permettant la mise en oeuvre du procedé selon
l'invention.

Les mesures d'impédance présentent un intérêt fondamental
dans le domaine de l'hyperthermie, où le problème consiste à
dissiper dans le corps humain, où dans des régions localisées de
celui-ci, une puissance électromagnétique fournie par un générateur,
et appliquée à la région à traiter par l'intermédiaire d'électrodes
d'application ; cette puissance électromagnétique servant à élever la
température des tissus.

La partie ainsi traitée constitue, vue des électrodes d'ap
plication, une charge d'impédance inconnue qui intervient très
directement dans le transfert de puissance du générateur vers la
charge ; la fréquence des ondes électromagnétiques couramment
utilisée en hyperthermie, étant comprise entre environ un MHZ et
quelques dizaines de MHz, restant généralement inférieure à 50
MHz.

A ce jour, la mesure en partie réelle et en partie immaginaire
de l'impédance de la zone à traiter par hyperthermie, utilise des
moyens dérivés des moyens de mesure d'impédance en basse fré
quence ; ces moyens étant tels que par exemple, des montages de
pont d'impédance mis en oeuvre selon une méthode de zéro ou une
méthode de substitution. Mais l'utilisation de ces moyens à des
fréquences relativement élevées, oblige à prendre des précautions
qui restent insuffisantes, telles que blindage des éléments sus ceptibles d'être soumis à un rayonnement Haute Fréquence, réduc- tion au maximum des inductances parasites et, interprétation judi- cieuse des résultats, compte tenu de toutes les perturbations qu'il n'est pas possible d'éliminer.

Ceci conduit à de nombreuses et longues manipulations qui peuvent s'avérer préjudiciable pour le patient, l'interprétation des résultats étant elle-même très délicate. Comme un traitement en hyperthermie peut exiger le traitement consécutif de plusieurs zones, lesquelles zones peuvent comporter des impédances différentes, la rapidité et la précision avec laquelle ces impédances sont déterminées, représentent des conditions de premières lmpor- tances très imparfaitement remplies à ce jour.

A des fréquences beaucoup plus élevées, comme en hyperfréquence où la longueur d'onde est beaucoup plus faible, l'impé- dance inconnue Z chargeant l'extrémité d'une ligne peut être déterminée, après l'étude de la distribution en intensité du champ électrique en différents points de la ligne ; la désadaptation entre, l'impédance caractéristique Zc de la ligne et l'impédance de charge
Z, engendrant un système d'ondes stationnaires.

La mesure des ondes stationnaires permet de deduire un coefficient de réflexion g = ii R ex, R étant le module et I'argu- ment de ce coefficient de réflexion ; ce dernier étant lié à
Z - Zc l'impédance Z par la relation P = Z + Zc , il permet de déterminer l'impédance de charge Z inconnue.

Pour trouver le coefficient de réflexion p , la méthode consiste à déplacer le long de la ligne une sonde de mesure, permettant de mesurer l'intensité de champ en différents points de cette ligne et de connaître l'amplitude des maxima et des minima de champ. Le rapport d'amplitude des maxima à celle des minima est appelé taux d'onde stationnaire, d'où il est déduit le module du coefficient? l'argument de ce dernier étant déduit d'une mesure de la distance entre l'extrémité de la ligne et le premier maximun de champ.

Il est à remarquer que du fait des longueurs d'onde beaucoup plus grandes, une telle méthode n'est pas applicable aux fonctionnements en haute fréquence et encore moins en hyperthermie, où elle nécessiterait un encombrement considérable et, notamment, une suite de manipulations longues et délicates incompatibles avec les nécessités d'un milieu hospitalier.

Le procédé selon l'invention permet de déterminer une irnpé- dance à laquelle est appliquée une onde haute fréquence, sans présenter les inconvénients précédemment cités, ni exiger, comme dans l'art antérieur, un opérateur hautement qualifié dans les techniques haute fréquence. La mise en oeuvre du procédé selon l'invention est réalisée par une combinaison de moyens simples, et permet à l'opérateur une manipulation rapide et précise.

Selon l'invention, un procédé de mesure d'impédance en haute fréquence, dans lequel une source délivre une onde haute fréquence dite onde incidente appliquée à une charge constituant une impédance de charge Z inconnue, ladite charge étant susceptible de provoquer par réflexion une onde réfléchie et engendrer un coefficient de réflexion ) = R ejlt = R cos4) + j R sin 4) (où R est le module et la phase dudit coefficient), est caractérisé en ce qu'il consiste appliquer l'onde incidente à la charge par l'intermédiaire d'une ligne de transmission ayant une impédance caractéristique Z
c connue, puis à prélever, par l'intermédiaire de coupleurs directifs, un signal incident proportionnel à l'onde incidente et un signal de test proportionnel à l'onde réfléchie, à engendrer à partir de ce signal incident un premier et un second signal de référence en quadrature de phase l'un par rapport à l'autre, puis à mélanger séparément ces deux signaux de référence avec le signal de test pour obtenir un premier et un second signal mélangé en quadrature de phase l'un par rapport à Pautre, et enfin, à filtrer chacun de ces premier et second signaux mélangés par un filtre passe-bas, de manière à obtenir un premier et un second signal de sortie continu représentant respectivement la partie réelle et la partie imaginaire dudit coefficient de réflexion, ce dernier étant lié à l'impédance de charge Z par la relation:

ou Z représente l'impédance de la charge et Z c l'impédance caractéristique de la ligne de transmission.

Le procédé selon l'invention sera mieux compris et d'autres avantages de celui-ci apparaîtront mieux à la lumière de la description qui suit, et qui concerne également une installation de mesure d'impédance en haute fréquence permettant la mise en oeuvre du procédé selon l'invention. Cette description, donnée uniquement à titre d'exemple, est faite en référence aux quatre dessins annexés parmis lesquels: - la figure 1 montre schématiquement une installation de mesures d'impédance en haute fréquence selon l'invention; - la figure 2 montre une réalisation préférée de l'invention; - la figure 3 montre des détails d'un moyen de déphasage de l'invention; - la figure 4 illustre une application du procédé de l'invention à la mesure de champs électromagnétiques.

La figure 1 montre une installation 1 de mesure d'impédance en haute fréquence conforme à l'invention.

Cette installation 1 comporte une source 2 capable de générer une onde haute fréquence dite onde incidente, non représentée sur la figure, de la forme Ao cos (w t + 4) O). La source 2 est reliée par un câble 3, du type coaxial par exemple, à une prise d'entrée 4 d'un dispositif de transmission et de traitement 5, représenté dans un cadre en traits pointillés et destiné notamment à transmettre l'onde incidente générée par la source 2 ce dispositif de traitement et de transmission étant appelé dans la suite de la descritpion : réflectomètre 5. A cet effet, le réflectomètre 5 comporte, disposée entre la prise d'entrée 4 et une prise de sortie 6, une ligne de transmission 7 ayant une impédance caractéristique Z c connue. La ligne 7 est reliée, par la prise de sortie 6 et un second câble coaxial 8 d'impédance Z' = 7 à des électrodes d'application 9 du type utilisé en hyperthermie. Les électrodes 9 sont destinées à être appliquées à une zone 10 à traiter d'un patient, cette zone 10 représentant la charge sur laquelle débite la source 2. Cette zone ou charge 10 constitue une impédance Z inconnue, dont la connaissance ainsi qu'il a été expliqué dans le préambule, est fondamentale.

Une différence entre l'impédance caractéristique Z c de la ligne 7 et l'impédance Z de la charge 10, peut provoquer au niveau de cette dernière une réflexion de l'onde incidente ; cette dernière se propageant dans le sens de la source 2 vers la charge 10, comme montré par la flèche A, laquelle flèche A peut dans l'exemple décrit représenter cette onde incidente. Cette réflexion détermine une onde réfléchie se propageant dans un sens contraire, de la charge 10 vers la source 2, comme montré par la seconde flèche B ; la seconde flèche B pouvant dans l'exemple représenter cette onde réfléchie.

Le dégré d'adaptation entre, l'impédance caractéristique Z c connue de la ligne 7 et l'impédance Z de la charge 10, peut être défini par le coefficient de réflexion? engendré par l'impédance de charge Z ; aussi dans l'invention, il est procédé à une déterrnination préalable de ce coefficient de réflexion p X d'où il est possible de déduire les composantes réelle et imaginaire de l'impédance de
Z-Zc charge Z par la relation Z - Zc = #.

Le coefficient de réflexion p = R ej#) où R et # définissent respectivement le module et la phase du coefficient, s'exprime également par la relation p = R cos 4) + j sinus lp, , qui montre que le coefficient de réflexion comprend deux composantes en quadrature de phase.

Aussi, le procédé selon l'invention consiste à mélanger un signal relatif à l'onde incidente A et un signal relatif à Ponde réfléchie B, d'une manière appropriée à décomposer un signal résultant en deux parties en quadrature de phase ; une de ces parties représentant la partie réelle (R cos ) et l'autre partie représentant la partie imaginaire (R sinus4) ) du coefficient de réflexion #. p.

Afin de prélever ces signaux relatifs à l'onde incidente A et l'onde réfléchie B, des coupleurs directifs 11, 12 sont insérés en position fixe dans la ligne de transmission 7 et, permettent d'accomplir ces fonctions sans amener de discontinuité d'impédance à la ligne de transmission.

Ainsi le premier coupleur 11 délivre un signal dit signal incident SI proportionnel à l'onde incidente A, et le second coupleur 12 délivre un signal de test ST proportionnel à l'onde réfléchie B ; dans l'exemple non limitatif décrit, un troisième coupleur 17 permet d'effectuer une mesure de fréquence en fournissant à une troisième prise 21 un signal relatif à l'onde incidente A.

Le signal inciden SI est appliqué à un organe diviseur déphaseur 15 destiné à engendrer, à partir du signal incident SI, deux signaux de référence RF1, RF2 en quadrature de phase
Dans l'exemple non limitatif montré par la figure 1, le signal incident SI est appliqué à l'organe diviseur-déphaseur 15 par l'inter- médiaire d'un moyen déphaseur en haute fréquence 33, représenté dans un cadre en traits pointillés, dont l'action n'est pas utile dans la phase actuellement décrite du procédé ; ce moyen déphaseur en haute fréquence 335 d'un type classique, étant utilisé dans une première version décrite dans une suite de la description, mais pouvant être avantageusement remplacé par un dispositif déphaseur d'un autre type, disposé à un niveau différent ainsi qu'il sera expliqué à propos de la figure 2.

L'organe diviseur-déphaseur 15 engendre un premier et un second signal de référence RFI, RF2, proportionnels à l'onde incidente A, mais dont le second signal de référence RF2 est déphasé de 90" ou J2 par rapport au signal incident SI; le premier signal de référence RF1 ayant conservé une même phase que ce dernier Ces premier et second signaux de référence RF1, RF2 sont ainsi en quadrature de phase et sont utilisés pour réaliser un double mélange avec le signal de test ST ; ce mélange consistant dans l'exemple non limitatif décrit, en une multiplication analogique avec le signal de test ST.

A cette fin, dans l'exemple non limitatif décrit, le signal de test ST est appliqué à un organe diviseur 14 qui délivre un premier et un second signal de test divisés ST1, ST2. Ces deux signaux de test ST1, ST2 sont de même amplitude et de même phase, et sont appliqués respectivement aux premières entrées 16, 16' d'un premier et d'un second mélangeur 18, 19, du type mélangeur équilibré ; le premier et le second signal de référence RFl, RF2 étant respectivement appliqués aux secondes entrées 20, 20' de ce premier et de ce second mélangeur.

Le premier et le second signal de référence RF1, RF2 sont ainsi séparément mélangés avec le signal de test ST, lequel signal de test ST est pour cette opération, représenté par respectivement le premier et le second signal de test divisés ST1, ST2.

Le premier mélangeur 18, relié au premier signal de référence
RF1 de déphasage nul, délivre par une première sortie 13 un premier signal mélangé SM1 qui est filtré par un filtre passe-bas: ce filtre passe-bas étant constitué dans Exemple non limitatif décrit par un condensateur 22 monté entre la sortie 13 et la masse. On trouve alors à la première borne 23 de sortie du réflectomètre 5, un premier signal de sortie continu SC1, qui représente la partie réelle
R cos + du coefficient de réflexion p.

Le second mélangeur 19, relié au second signal de référence
RF2 de déphasage égal à 12, délivre par une seconde sortie 13' un second signal mélangé SM2 qui est filtré par un filtre passe-bas: ce filtre passe-bas étant constitué par un second condensateur 24 monté entre la sortie 13' et la masse. Ce second signal mélangé SM2 et filtré est appliqué à une seconde borne 25 de sortie du réflectomètre 5 sous la forme d'un second signal de sortie continu SC2, représentant la partie imaginaire R sin 1g) du coefficient de réflexion f.

Les valeurs de ces parties réelle R cos et imaginaire R sin peuvent être lues par des moyens d'acquisition classiques, tels que des voltmètres par exemple, et peuvent alors servir à calculer d'une manière classique l'impédance Z que constitue la charge 10 ; le coefficient de réflexion g étant lié à l'impédance Z, par la relation:

Selon une autre caractéristique du procédé selon l'invention, les premier et second signaux de sortie continus SCI, SC2 sont appliqués respectivement aux entrées X et Y d'un dispositif d'affichage en X et Y, tel que par exemple un enregistreur graphique, ou ainsi que dans l'exemple décrit, un oscilloscope 26. Selon l'invention, il est superposé à l'écran (non représenté) de l'oscilloscope 26, un abaque de Smith 27 dont les propriétés et l'emploi sont bien connus de l'homme du métier.

Une telle combinaison permet d'obtenirl'impédance inconnue Z d'une manière rapide et simple, en déterminant par l'oscilloscope 26, l'affichage d'un point comcidant sur l'abaque de Smith 27 avec les courbes de la composante réelle et imaginaire de l'impédance Z réduite Zr = Zc; cette impédance réduite Zr correspondant au
r coefficient de réflexion 7 engrendré par l'impédance inconnue ou impédance de charge Z. (11 est en effet connu de l'homme du métier que l'impédance Z est exprimée par rapport à l'impédance caractéristique Z c de la ligne, considérée comme constante.)
Cette coîncidence avec l'abaque de Smith 27, est obtenue en qualibrant les déviations en X et Y de l'oscilloscope 26, en fonction de points particuliers de l'abaque de Smith, qui correspondent à différentes natures de la charge Z en bout de ligne.Parmis ces points particuliers A, B, C, D, O, montrés sur l'abaque de Smith, deux points suffisent pour réaliser la calibration envisagée, lesquels dans l'exemple non limitatif décrit, sont les points B et O ; l'abaque de
Smith 27 étant partiellement représenté sur la figure 1 pour plus de clarté de la description, sa construction étant en elle-même connue.

L'abaque 27 comporte d'une manière connue, un trait dia métrai 28, disposé horizontalement et qui constitue l'axe des résistances, le centre O du grand cercle 29 est en 1 et son rayon 35 étant égal à 1 ; l'axe des résistances 28 porte des valeurs (non repré R sentées) de cercles à résistances constantes z, (un unique cercle 30 de résistance constante zR égal à 1 étant représenté sur la
Z c figure 1). Si l'impédance de charge Z = R, on lit sur l'axe des résistances 28.Si Z est inductif ou capacitif on lit sur la demicirconference supérieure 31 ou sur la demie-circonférence inférieure 32, d'où partent respectivement des réseaux de courbe 33, 34 à réactance constante correspondant à j, -j ; (la figure I représentant uniquement une première et une seconde courbe 33, 34 à réactance constante, correspondant respectivement à j et -j = I).

Un point correspondant à une impédance de charge Z donnée, se détermine alors par l'intersection I d'un cercle à résistance constante 30 avec une courbe 33, 34 à réactance constante.

Le point A correspond à un circuit ouvert, le coefficient de réflexion p étant égal à 1, et la résistance ou la réactance étant infinie.

Le point B correspond à un court-circuit, le coefficient de réflexion p = -1 et la résistance est égale à 0.

Le point C correspond à une inductance pure, XD étant égal à j, la résistance étant égale à 0.

Le point D correspond à une capacité pure, p étant égal à -j et la résistance étant égale à 0.

Le point O correspond à l'impédance caractéristique, f = O, la résistance réduite est égale à 1 ; c'est en ce point O qu'an a l'adaptation.

Dans ce cadre, pour utiliser l'oscilloscope 26 auquel est superposé l'abaque de Smith, il suffit de procéder à un étalonnage de l'installation 1 de la manière suivante: - on substitue à la charge 10, une charge (non représentée) adaptée d'impédance Z = ZcS le coefficient de réflexion etant alors égal à 0, on manoeuvre les commandes (non représentées) de positionnement en X et Y de l'oscilloscope 26, pour placer le spot de ce dernier au centre de l'abaque de Smith 27 (point O) - puis on remplace la charge d'impédance adpatée Z = Z par un
c court-circuit (Z = 0); on obtient alors P = -1, et on règle les gains des voies X et Y de l'oscilloscope 26 pour placer le spot sur le cercle de rayon unité, c'est-à-dire le grand cercle 29 de l'abaque; I'impédance de charge Z étant un courcircuit (Z = 0), le spot doit se situer sur le grand cercle 29 de l'abaque, mais également au point B de celui-ci. Ceci est accompli grâce à un moyen déphaseur ajustable 33, 50, permettant d'ajouter une phase supplémentaire '', , à la phase du ducoefficient de réflexion et obtenir une phase variable.

A cette fin dans une première version de l'invention, le réflectomètre 5 comporte, comme moyen déphaseur, le déphaseur ajustable du type haute fréquence 33 représenté dans un cadre en traits pointillés ; ce déphaseur 33 étant constitué de manière classique, par une combinaison de capacité, de selfs et de résistances par exemple, non représentées. Le déphasage supplémentaire est ainsi introduit en haute fréquence, ce déphaseur ajustable haute fréquence 33 étant situé sur la voie de référence, en série entre le premier coupleur directif 11 sensible à l'onde incidente A et l'organe diviseur déphaseur 15 ; une autre méthode pouvant être utilisée, comme il est expliqué dans une suite de la description.

II suffit ensuite de replacer la charge 10 d'impédance Z, pour que le spot de l'oscilloscope 26 affiche un point dont la position par rapport à l'abaque de Smith, permet de déterminer les composantes de cette impédance Z, selon la méthode connue utilisée avec l'abaque de Smith.

Un autre avantage de cette calibration, est que celle-ci permet de compenser un signal continu parasite, existant dans le premier et le second signal de sortie continu SC1, SC2 représentant respectivement R cos , R sinus t ; ces signaux parasites sont heureusement faibles, et sont dus notamment à des défauts inérants aux premier et au second coupleur directif 11, 12.

Il est à noter également en ce qui concerne les coupleurs, que le procédé et le dispositif réflectomètre selon l'invention, s'appliquent dans une gamme de fréquence de l'ordre de 2 MH à 45 MH, mais qui peut être étendue ; cette gamme étant actuellement limitée vers les fréquences élevées par les caractéristiques en fréquence du coupleur constituant l'organe diviseur-déphaseur 15, lequel organe diviseur-déphaseur engendre les deux signaux RF1,
RF2 en quadrature de phase. Ainsi qu'il a été précédemment
mentionné, la directivité imparfaite des coupleurs directifs 11, 12 et
notamment du second coupleur 12, engendre un signal parasite qui se superpose aux signaux utiles R cosgp, R sinus #), comme il apparaît
dans la suite de la description.

Pour une onde incidente A de la forme Ao cos (W t + > #0), en
tenant compte du déphaseur variable haute fréquence 33 et de la
division du signal incident SI en deux signaux RF1, RF2 en quadra
ture de phase, ces deux signaux de référence RF1, RF2 sont
respectivement tels que:
- A1 cos (wt + 3/ ) et A1 sin (#t +#), # étant une phase
variable.

Z-Zc Le coefficient de réflexion # = Z + Zc = Rej#,
= Z ,+ Z c
engendré par l'impédance de charge Z, détermine un signal de test
ST tel que: a RA0 cos(#t + #0 + #).

Le second coupleur directif situé à l'entrée de la voie test ne
présentant pas une directivité idéale, au signal ci-dessus défini se
superpose un signal parasite tel que : a'A0 cos
a et a' étant deux constantes complexes qui permettent de tenir
compte des distorsions introduites par les éléments de la voie test.

Dans l'exemple non limitatif décrit, le double mélange precé-
demment mentionné est accompli par une multiplication analogique,
entre chacun des deux signaux de référence RF1, RF2 en quadrature
de phase, et le signal de test ST ; ces deux signaux de référence
RF1, RF2 sont ainsi mélangés séparément au signal de test divisé à
cet effet en deux signaux de test ST1, ST2, respectivement au
niveau du premier et du second mélangeur 18, 19 tel qu'il est définit
ci-dessous:
- au niveau du premier mélangeur 18:: A1 cos (#t + #) x [a RA0 cos(#t + #0 + 9#) + a'A cos(#t + #0)]
- au niveau du second mélangeur 19
A1 sin (uJt +9 ) x[a RA0 cos (#t + #0 + #) + a'A0 cos(#t + #0)]
Le signal résultant SM1 étant à la sortie du premier mélan geur 18:

et en sortie du second mélangeur 19:

A ces signaux s'ajoutent des composantes harmoniques dûes à la non linéarité des mélangeurs ; ces mélangeurs étant constitués par des modules multiplieurs d'un type courant.

Des filtres passe-bas, constitués dans l'exemple décrit de condensateurs C1, C2 appliqués à chacune des sorties des mélangeurs, permettent d'éliminer les composantes non continues. 1l reste à la première borne de sortie 23:

à la seconde borne de sortie 25:

Ces deux signaux constituent les deux signaux continus de sortie SC1, SC2, dont le premier contient la partie réelle R cos 4) et le second la partie imaginaire R sinus p du coefficient de réflexion p.

Ainsi qu'il a été précédemment mentionné dans chacune des deux voies existe un signal continu parasite indépendant de la charge Z, ces signaux parasites étant compensés au cours de la calibration ainsi qu'il a été précédemment expliqué.

Cependant le dispositif déphaseur haute fréquence 33 peut présenter certains inconvénients, notamment quand le déphasage à apporter est supérieur à 1800 et, que des fréquences consécutives de fonctionnement sont relativement éloignées.

Aussi, dans le procédé selon l'invention, l'effet nécessaire à la calibration produit par le déphaseur haute fréquence 33, peut également être obtenu en traitant des signaux continus.

La figure 2 montre une version préférée du réflectomètre 5, dans laquelle le déphaseur haute fréquence 33 est supprimé, et où existe un déphaseur analogique 50, du type ajustable et agissant en continu, c'est-à-dire à partir des première et seconde sortie SC1,
SC2
Le déphaseur analogique 50 reçoit les première et seconde sortie SC1, SC2, à partir desquelles il crée arbitrairement un déphasage t variable de 0 à 36û , et restitue un premier et un second signal de sortie modifié SC1', SC2'; ce premier et second signal de sortie modifié pouvant respectívement être appliqués aux entrées X et Y de l'oscilloscope 26, comme dans l'exemple précédent.

Le déphaseur analogique 50 comporte à cet effet des modules analogiques d'un type courant réalisant des opérations telles que multiplication, soustraction ou addition sur les signaux, comme il est montré sur le schéma de la figure 3.

Le déphaseur analogique 50 de Invention est montré sous la forme de blocs fonctionnels, représentant une suite de fonctions principales permettant d'obtenir des sorties k R cos ( Ip + 9' ) et k R six (1t + #), à partir respectivement des premier et second signaux SC1, SC2 contenant R cos 4) et R sin xp ; k étant un coefficient de mise à l'échelle, et t la phase réglable.

Un potentiomètre P permet de prélever une tension V0 comprise entre des tensions de référence - Eo et Eo ; la tension V0, correspondant à V0 = E0 cos , pour (4 compris entre O et @, , étant appliquée à l'entrée y d'un premier module 51 réalisant la fonction
2 y2 - y2. La tension de référence E est appliquée à l'entrée x de ce
10 o premier module 51, qui délivre un niveau V1 correspondant à
-E02-E02cos2# E02 10, c'est-à-dire 10-sin2#.Le niveau V1 est relié à un
second module 53 réalisant la fonction -#10 x, x, qui délivre une
tension V2 = - E0 sin #.

A ce niveau, un commutateur 54 permet d'aiguiller si néces
saire la tension V2 vers un montage inverseur 55 (- 1) de manière à rendre V2 = Eosin #. +. En effet:
- si t est compris entre O et M, sin # > ? o: on fait passer V2 par
le montage inverseur 55 pour obtenir V2 positif, c'est-à-dire
V2=E0 sin #;
- si # est compris entre M et 2M, sin # @ o et on conserve
V2=-E0 sin -
On dispose à présent d'une part, d'une première et d'une
seconde tension continues V0 = ELo cos , et V2 = E0 sin #, et
d'autre part, des premier et second signaux de sortie SC1, SC2, qu'il
reste à multiplier deux à deux avec les tensions V0 = E0 cos Y et +
V2=-E0 sint-
Les premier et second signaux de sortie SC1, 5C2 sont dans
l'exemple non limitatif décrit, adaptés et amplifiés respectivement
par un moyen amplificateur G1, G2 ; ces derniers fournissent un
signal S1', S2, qui sont respectivement appliqués aux entrées E1, E4
et E2, E3 correspondant respectivement à un premier et quatrième
montage multiplicateur 60, 63 et à un second et troisième montage
multiplicateur 61, 62. Les premier et troisième montage multi
plicateur 60, 62 reçoivent par respectivement leur seconde entrée
E1', E3', la première tension V0 ; les second et quatrième montage
61, 63 reçoivent par leur seconde entrée E2', E4', la seconde tension
V2.

Les sorties 01, 2 des premier et second montage multi
plicateur 60, 61 délivrent un premier et un second produit S1Vo,
S2V2 qui sont appliqués respectivement aux entrées B1, B2 d'un
montage soustracteur 64, et les sorties 03, O4 des troisième et
quatrième montage multiplicateur 62, 63, délivrent un troisième et
quatrième produit S2VO, S1V2 qui sont appliqués respectivement aux
entrées B3, B4 d'un montage additionneur 65.

Les premier et second montage soustracteur, additionneur 64, 65 délivrent respectivement un premier et second signal de sortie modifiés SC1', Su2,, de la forme respectivement: kRcos( s9' )et k R sin ( +
Dans l'exemple non limitatif décrit montré par les figures 1 et 2, le procédé selon l'invention s'applique à la mesure d'impédance en hyperthermie, mais peut s'appliquer également dans des domaines différents, médicaux ou non ; la mise en oeuvre du procédé étant sensiblement la même.

Le procédé selon l'invention permet en outre d'effectuer des mesures de champ électromagnétiques.

La mesure d'une impédance telle qu'il a été précédemment décrit, fournit une information globale concernant par exemple en hyperthermie, la puissance dissipée entre deux électrodes 9. La mesure du champ électromagnétique entre ces électrodes donne accès à la répartition de cette puissance, cette information étant du plus grand intérêt en hyperthermie.

Une telle mesure se doit d'être peu perturbante, et le procédé selon l'invention permet de remplir cette condition en évitant notamment l'installation d'une liaison haute fréquence entre une ou des sondes de mesure et un dispositif de réception; une telle liaison étant dans l'art antérieur responsable des plus sérieuses erreurs de mesure.

La figure 4 montre une organisation de moyens de l'installation 1 permettant une mesure de champ électromagnétique, selon le procédé de l'invention.

Dans l'exemple non limitatif décrit, le procédé consiste à utiliser une méthode de diffusion modulée, en disposant dans le champ (non représenté) entre les électrodes 9 ou sur l'une d'entre elle, une sonde 40, constituée par une petite antenne formée d'un dipôle ou d'une boucle par exemple; cette sonde de diffusion créant à l'emplacement du point de mesure, une perturbation locale faible du champ électromagnétique.

Le procédé selon l'invention consiste à moduler cette perturbation locale du champ électromagnétique. En effet, une tension apparaît aux bornes de la sonde lorsqu'elle est placée dans le champ, cette tension étant proportionnelle au champ électromagnétique à l'emplacement de cette sonde. D'autre part, la sonde rerayonne une partie du champ dans lequel elle est placée, mais perturbe peu ce champ ; ce champ rerayonné créant une variation du courant faible dans les circuits des électrodes 9 proportionnelles au carré du champ à l'emplacement de la sonde 40.

La modulation de la perturbation du champ électromagnétique permet de faciliter sa détection, et permet en outre de l'isoler de signaux patasites non modulés. La modulation de la sonde 40 s'obtient en chargeant cette dernière au moyen d'un élément non linéaire (non représenté), constitué par exemple d'une diode ou d'une photodiode, polarisé d'une manière classique au moyen d'un signal carré basse fréquence; ce signal de modulation BF étant généré par un générateur 41 basse fréquence, et appliqué à la sonde 40 par l'intermédiaire de fibres optiques par exemple, ou de fils 42, très résistifs au voisinage des électrodes 9 effet perturbateur de telles liaisons étant négligeables.

Le signal de modulation BF fourni par le générateur 41 basse fréquence, est également appliqué à un premier et à un second dispositif de détection synchrone 43, 44, lesquels dispostifs détecteurs synchrones reçoivent également respectivement le premier et le second signal SC1, SC2 de sortie relatif à R cos9, R sinus4). Ceci permet d'effectuer, d'une manière connue en elle-même, une détection synchrone à la fréquence de modulation engendrée par le générateur 41, des signaux de sortie du réflectomètre 5. Si E e1 est la composante à laquelle la sonde 40 est sensible, on dispose, à la sortie du premier et du second détecteur synchrone 43, 44 d'un troisième et quatrième signal S3, S4 de sortie, respectivement tel que E2 cos 2 et E2 sinus 24), dont on peut extraire la partie réelle et la partie imaginaire
Une telle modulation permet également d'envisager des relevés rapides de champ électromagnétique, à partir de réseaux (non représentés) de sondes ou d'antennes dont les éléments non linéaires sont modulés séquentiellement.

Claims (15)

REVENDICATIONS

1. Procédé de mesure d'impédance en haute fréquence, dans lequel, une source (2) délivre une onde haute frequence dite onde incidente (A) appliquée à une charge (10) comportant une impédance

Z inconnue, ladite impédance Z étant susceptible de provoquer par réflexion une onde réfléchie (B > et engendrer un coefficient de réflexion? = R ej#) = R cos # + jR sin #, (où R est le module et # la phase dudit coefficient de réflexion), caractérisé en ce quil consiste à appliquer l'onde incidente (A) à la charge (10 > par l'intermédiaire d'une ligne de transmission (7) ayant une impédance caractéristique Z c connue, puis à prélever sur la ligne de transmission (7), par l1intermédiaire de coupleurs directifs (Il, 12), un signal incident (SI) proportionnel à l'onde incidente (Ar et un signal de test (ST) proportionnel à l'onde réfléchie (B), à engendrer à partir de ce signal incident (SI) un premier et un second signal de référence (RF1, RF2) en quadrature de phase l'un par raport à l'autre, puis à mélanger séparément ces deux signaux de référence (RF1, RF2) avec le signal de test (ST) pour obtenir un -premier et un second- signal mélangé (SM1, SM2) en quadrature de phase l'un par rapport à l'autre, et enfin, à filtrer chacun de ces signaux mélangés (SM1, SM2) par un filtre passe-bas(22,24) de manière à produire un premier et un second signal continu (SC1, SC2) représentant respec vivement la partie réelle (R cos) et la partie imaginaire (R sin#) dudit coefficient de réflexion ; ce dernier étant lié à l'impédance de charge Z par la relation:

2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il consiste en outre à appliquer les premier et second signaux continus (SC1, SC2) de sortie respectivement aux entrées (X, Y) d'un dispositif d'affichage en X et Y (26), auquel est superposé un abaque de

Smith (27).

3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il consiste à calibrer la déviation du dispositif d'affichage en X, Y (26) en fonction d'un premier et d'un second points particuliers (O, EN) de l'abaque de Smith (27) et, de la nature de l'impédance Z.

4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il consiste pour le second point (B) à ajouter un déphasage (9' ) par un moyen de déphasage ajustable (33, 50).

5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que le déphasage (\P) est accompli en haute fréquence par un moyen de déphasage (33) agissant en série entre le premier coupleur directif (11) et un organe diviseur-déphaseur (15).

6. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que le déphasage (8)) est accompli à partir du premier et du second signal continu (SC1, SC2).

7. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les mélanges d'une part, entre le premier signal de référence (RF1) et le signal de test (ST), et d'autre part entre le second signal de référence (RF2) et le signal de test (ST), sont accomplis par multiplication analogique.

8. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'onde incidente (A) est transmise par la ligne de transmission (7) à des électrodes d'application (9) pour une application en hyperthermie, l'onde incidente (A) engendrant un champ électromagnétique appliqué à la zone (8 > à traiter.

9. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce outil consiste en outre à perturber localement le champ électro magnétique en disposant, entre les électrodes d'application (9), une sonde (40) modulée en basse fréquence par un signal de modulation (BF > , puis à appliquer respectivement le premier et le second signal de sortie (SC1, SC2) à un premier et un second détecteur synchrone (43, 44) auquels est également appliqué le signal de modulation (BF), de manière à obtenir une troisième et quatrième sortie continue (S3, S4) comportant les composantes du champ auquel est sensible la sonde (40).

10. Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il consiste à prélever, entre une première et une seconde tension de référence (Eo, -Eo), une première tension continue (VO = E0 costY puis à élever au carré ces deux premières tensions (Eo, VO)' à effectuer la différence et à diviser cette dernière par 10 pour obtenir un niveau continu

puis à effectuer la fonction

pour obtenir une seconde tension continue (v2 = -E0 sin ), puis à multiplier séparément, d'une part le premier signal de sortie (SC1) avec la première et la seconde tension (V0, V2) pour obtenir respectivement un premier et un second produit (S1VO,

S1V2), et dtautre part à multiplier le second signal de sortie (SC2) avec ces première et seconde tensions continues (V0, V2) pour obtenir respectivement un troisième et un quatrième produit (S2VO,

S2V2), et enfin à effectuer, d'une part une soustraction entre les premier et quatrième produit (S1VO, S2V2 > et d'autre part une addition entre les second et troisième produit (S 1V2 et S2VO), de manière à obtenir un premier et un second signal modifié (SC1, = KR cos # +#), SC2 = KR sin(# +tY) où apparaît la phase variable (82 ).

11. Procédé selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'il consiste en outre à faire passer la seconde tension continue (V2) par un montage inverseur (55) pour obtenir une phase variable (8Y ) variable entre 0 et 360 .

I2. Installation de mesure d'impédance en haute fréquence, comportant une source (2) générant une onde haute fréquence dite onde incidente (A), un moyen de transmission et de traitement (5) permettant d'appliquer l'onde incidente (A) à une charge (8) constituant une impédance de charge Z inconnue, ladite charge étant susceptible de provoquer une onde réfléchie (B) en fonction d'un coefficient de réflexion p = R eJlt = R cos + j R sin(p, caractérisée en ce que le moyen de transmission et de traitement (5) comporte : une ligne de transmission (7) ayant une impédance caractéristique Z c connue et munie d'un premier et d'un second coupleur directifs (11, 12), un moyen diviseur-déphaseur (15), deux moyens mélangeurs (18, 19) et deux filtres passe-bas (22, 24), ces premier et second coupleurs directifs (11, 12) coopérant par l'intermédiaire de ces moyens diviseur-déphaseur (15) et mélangeurs (18, 19) pour produire des signaux mélangés (SM1, SM2) filtrés par les filtres passe-bas (22, 24) de manière à obtenir un premier et second signal continu (SC1, SC2) représentant respectivement la partie réelle (R cos ) et la partie imaginaire (R sin (#) ) du coefficient de réflexion Q , à partir duquel peut être déterminée l'impédance de charge Z par la relation:

13.Installation selon la revendication 12, caractérisée en ce qu'elle comporte en outre un dispositif (26) d'affichage en X et Y associé à un abaque de Smith (27), et un moyen déphaseur ajustable (33, 50) permettant d'ajouter une phase (ç) à la phase du coefficient de réflexion ).

14. Installation selon la revendication 13, caractérisée en ce que le moyen déphaseur ajustable (33) et du type haute fréquence.

15. Installation selon la revendication 13, caractérisée en ce que le moyen déphaseur ajustable (50) est un déphaseur analogique du type agissant en tension continue.

16. Installation selon la revendication 12, caractérisée en ce qu'elle comporte des électrodes d'application (9) et en ce qu'elle est destinée à une application en hyperthermie.

17. Installation selon la revendication 12, caractérisée en ce qu'elle comporte en outre, au moins une sonde (40) disposée dans un champ électromagnétique produit entre les électrodes d'application (9), un premier et un second dispositif détecteur synchrone (43, 44) reliés aux signaux de sortie continus (SC1, SC2), un générateur (41), fournissant un signal de modulation (B.F) appliqué à la sonde de diffusion (40) et aux dispositifs détecteurs synchrone (43, 44), de manière à obtenir par ces derniers un troisième et quatrième signal (S3 > S4) représentant respectivement la partie réelle et la partie

imaginaire du champ électromagnétique auquel la sonde (40) est

sensible.