FR2543305A1

FR2543305A1 - Device for measuring the cross-modulation produced by a non-linear high frequency circuit

Info

Publication number: FR2543305A1
Application number: FR8304980A
Authority: FR
Inventors: Daniel Gaudin
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1983-03-25
Filing date: 1983-03-25
Publication date: 1984-09-28

Abstract

The device measures the cross-modulation produced by a circuit with complex coefficients of non-linearity excited by two high frequency tones f1 and f2 of equal amplitude and consists of suitable means 3 for delivering signals which define the principal spectral lines and the cross-modulation spectral lines reflecting the non-linearity, the non-linearity thus being measured along two axes of an orthonormal coordinate system specific to each term according to its angular frequency, the abscissa being colinear with the component coming from the real part of the transfer coefficient; there is also a system 4 for measuring the resultant cross-modulation spectral lines by a standard method. Application to the measurement of the cross-modulation produced by the power stage of a high frequency transmission chain.

Description

DISPOSITIF DE MESURE D'INTERMODULATION PRODUITE
PAR UN CIRCU1T HAUTE FREQUENCE NON LINEAIRE
La présente invention concerne un dispositif de mesure d'intermodulation produite par un circuit haute fréquence non linéaire, la mesure définissant chaque raie parasite selon ses composantes orthonormées et donnant également la résultante de ces raies.DEVICE FOR MEASURING INTERMODULATION PRODUCED
BY A NON-LINEAR HIGH FREQUENCY CIRCU1T
The present invention relates to an intermodulation measuring device produced by a nonlinear high frequency circuit, the measurement defining each parasitic line according to its orthonormal components and also giving the resultant of these lines.

La non-linéarité d'un circuit haute fréquence provoque, lorsqu'il est excité simultanément par plusieurs signaux de fréquences différentes, des signaux parasites appelés produits d'intermodulation. Certains tombent au voisinage des fréquences harmoniques; ils sont éliminés habituellement par filtrage. Mais ceux qui tombent dans la bande de transmission BF ou à son voisinage immédiat ne peuvent s'annuler que grâce à des dispositifs spéciaux. The non-linearity of a high frequency circuit causes, when simultaneously excited by several signals of different frequencies, spurious signals called intermodulation products. Some fall in the vicinity of harmonic frequencies; they are usually removed by filtering. But those who fall into the BF transmission band or its immediate vicinity can only cancel each other out thanks to special devices.

Ce phénomène d'intermodulation est très genant en pratique. En particulier, lorsque le circuit haute fréquence est alimenté par des signaux modulés à bande de base étroite, ce phénomène se traduit en dehors de la bande de modulation par une perturbation des communications utilisant des canaux voisins et, dans la bande de modulation, par une distorsion phonique et surtout par un accroissement du taux d'erreur en cas de transmission numérique multiporteuse dans un canal BF. This intermodulation phenomenon is very inconvenient in practice. In particular, when the high frequency circuit is powered by narrow baseband modulated signals, this phenomenon is reflected outside the modulation band by a disturbance of the communications using neighboring channels and, in the modulation band, by a phonic distortion and especially by an increase in the error rate in the case of multicarrier digital transmission in a BF channel.

Il est donc intéressant de pouvoir contrôler la linéarité d'un circuit haute fréquence en mesurant l'amplitude des produits d'intermodulation dans le spectre du signal obtenu en sortie du circuit haute fréquence. It is therefore interesting to be able to control the linearity of a high frequency circuit by measuring the amplitude of the intermodulation products in the spectrum of the signal obtained at the output of the high frequency circuit.

C'est ce que recommandent les norrnes du CCIR qui préconisent par ailleurs de faire cette mesure pour un signal d'entrée du circuit haute fréquence comportant deux tons hautes fréquences d'égale amplitude.This is recommended by the standards of the CCIR which also recommend to make this measurement for an input signal of the high frequency circuit comprising two high frequency tones of equal amplitude.

Par ailleurs, les produits d'intermodulation d'ordres impairs étant seuls générateurs de perturbations au voisinage des fréquences du signal d'entrée, il est suffisant de mesurer, dans le spectre du signal obtenu en sortie du circuit haute fréquence, l'amplitude des produits d'intermodulation d'ordres impairs. On entend par produits d'intermodulation d'ordres impairs les raies du spectre qui se situent aux fréquences:
nf1 -(n-I)f2 et (n-l) fl-nf2 ou n est un nombre entier et fl et f2 les fréquences émises.Moreover, the odd-order intermodulation products being the only generators of disturbances in the vicinity of the frequencies of the input signal, it is sufficient to measure, in the spectrum of the signal obtained at the output of the high-frequency circuit, the amplitude of the Intermodulation products of odd orders. By odd-order intermodulation products are meant the spectrum lines which are at the frequencies:
nf1 - (nI) f2 and (n1) fl-nf2 where n is an integer and fl and f2 are the transmitted frequencies.

Habituellement cette mesure est réalisée grâce à l'analyse spectrale, soit en isolant les raies recherchées au moyen d'un voltmètre sélectif, soit en utilisant un appareil plus moderne, Panalyseur de spectre. Usually this measurement is done through spectral analysis, either by isolating the desired lines using a selective voltmeter or by using a more modern spectrum analyzer.

La présente invention ne prétend pas remplacer l'analyse spectrale qui permet de nombreuses mesures au-delà des simples mesures d'intermodulation, mais le dispositif conforme à la présente invention permet d'effectuer ces mesures avec une bonne précision, tout en se k révélant beaucoup moins complexe et beaucoup moins croûteux que des analyseurs de spectre. The present invention does not claim to replace the spectral analysis which allows many measurements beyond simple intermodulation measurements, but the device according to the present invention makes it possible to carry out these measurements with a good precision, while revealing itself. much less complex and much less crusty than spectrum analyzers.

Selon l'invention, le dispositif de mesure d'intermodulation produite par un circuit haute fréquence non linéaire aussi bien en amplitude qu'en phase alimenté par deux tons HF de fréquence fî et f2 d'amplitudes égales permet de connaître non seulement l'amplitude de chaque raie d'inter- modulation mais également ses projections selon deux axes orthonormés définissant ainsi les composantes réelles revenant respectivement à la partie réelle et à la partie imaginaire des coefficients de non-linéarité du circuit HF non linéaire, ce qui présente un avantage important sur tous les autres systèmes qui ne donnent pour chaque raie parasite que l'amplitude de la résultante. Ceci présente un intérêt très grand dans le cas par exemple des dispositifs précorrecteurs de non-linéarité travaillant indépendamment la phase et l'amplitudle pour l'optimisation des réglages. According to the invention, the intermodulation measuring device produced by a nonlinear high-frequency circuit both in amplitude and in phase fed by two HF tones of frequency f1 and f2 of equal amplitudes makes it possible to know not only the amplitude of each inter-modulation line but also its projections along two orthonormal axes thus defining the real components returning respectively to the real part and to the imaginary part of the non-linearity coefficients of the nonlinear HF circuit, which presents a significant advantage on all the other systems which give for each parasitic line only the amplitude of the resultant. This is of great interest in the case for example pre-corrector devices of non-linearity independently working phase and amplitudle for optimizing settings.

La présente invention concerne donc un dispositif de mesure d'intermodulation produite par un circuit haute fréquence non linéaire en amplitude et en phase, alimenté par un signal e(t) comportant deux tons haute fréquence fl et f2 d'amplitude égale, principalement caractérisé en ce qu'il comprend:: - des premiers moyens recevant le signal d'excitation e(t) du circuit haute fréquence, recevant le signal haute fréquence s(t) fourni par ce circuit et délivrant un ensemble de signaux qui définissent les composantes des raies
principales et des raies d'inter modulation traduisant la non-linéarité selon ses composantes réelles et imaginaires; - des deuxièmes moyens recevant ces composantes générant l'amplitude des raies d'intermodulation correspondante et délivrant des signaux donnant la mesure résultante d'intermodulation pour chaque rang.The present invention therefore relates to an intermodulation measuring device produced by a non-linear amplitude and phase high frequency circuit, fed by a signal e (t) comprising two high frequency tones f1 and f2 of equal amplitude, mainly characterized by it comprises: first means receiving the excitation signal e (t) of the high frequency circuit, receiving the high frequency signal s (t) supplied by this circuit and delivering a set of signals which define the components of the rays
principal and inter modulation lines reflecting non-linearity according to its real and imaginary components; second means receiving these components generating the amplitude of the corresponding intermodulation lines and delivering signals giving the resulting measurement of intermodulation for each row.

Les objets et caractéristiques de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un exemple de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins ciaprès qui représentent: - figure 1, le schéma d'un dispositif de mesure d'intermodulation selon l'invention; - figure 2, le schema d'une variante de réalisation du module logique de mesure 4 selon la figure 1 - figure 3, le schéma partiel d'une variante de réalisation du circuit 3 selon la figure I - figures 4, 5 et 6, les schémas de réalisation de circuits permettant de s'assurer de l'égalité d'amplitude des deux tons selon l'invention. The objects and features of the present invention will emerge more clearly on reading the following description of an exemplary embodiment, said description being given in relation to the following drawings which represent: FIG. 1, the diagram of a measuring device intermodulation device according to the invention; FIG. 2, the diagram of an alternative embodiment of the measurement logic module 4 according to FIG. 1 - FIG. 3, the partial diagram of an alternative embodiment of the circuit 3 according to FIG. 1 - FIGS. 4, 5 and 6, circuit diagrams for ensuring the amplitude equality of the two tones according to the invention.

Avant de décrire de manière plus détaillée un mode de réalisation de l'invention, il est bon de rappeler la relation entre les raies principales et les raies d'intermòdulation produites par un circuit haute fréquence non
linéaire.Before describing in more detail one embodiment of the invention, it is useful to recall the relationship between the main lines and the intermodulation lines produced by a non-high frequency circuit.
linear.

Soient e(t) et s(t) les signaux d'entrée et de sortie de ce circuit on
a entre e(t) et s(t) une relation du type:
s(t) = A e(t) + Be2(t) + Ce3(t) + ... etc, où A, B, C, . etc sont des coefficients complexes définissant la non-linéarité de élément haute fréquence.Let e (t) and s (t) be the input and output signals of this circuit on
a between e (t) and s (t) a relation of the type:
s (t) = A e (t) + Be2 (t) + Ce3 (t) + ... etc, where A, B, C,. etc. are complex coefficients defining the non-linearity of high frequency element.

Les termes pairs de s(t) (e2, e ... etc) ne produisent pas de raies parasites au voisinage des fréquences d'émission et ne sont donc pas gênants puisque, dans le cadre de la présente demande de brevet, on se préoccupe uniquement de la mesure des produits d'inter modulation qui se trouvent au voisinage des fréquences d'emission, Cest-à-dire des produits d'intermodulation d'ordres impairs. I1 suffit donc d'envisager une nonlinéarité ne comportant que des puissances impaires, et par exemple, pour la mesure des produits d'intermodulation d'ordre 3 et 5, une non-linéarité du type:
S(t > =A e(t) + C e3(t) + E e5(t) avec:
A = a + ja'
C = c + jc'
E = e + je' caractérisant ainsi la non-linéarité en général.The even terms of s (t) (e2, e ... etc) do not produce stray lines near the emission frequencies and are therefore not troublesome since, in the context of the present patent application, is concerned only with the measurement of inter modulation products which are in the vicinity of the transmission frequencies, that is, odd-order intermodulation products. It is therefore sufficient to consider a nonlinearity comprising only odd powers, and for example, for the measurement of intermodulation products of order 3 and 5, a non-linearity of the type:
S (t> = A e (t) + C e3 (t) + E e5 (t) with:
A = a + ja '
C = c + jc '
E = e + I 'thus characterizing the non-linearity in general.

A titre d'exemple, on décrit un dispositif de mesure des produits d'intermodulation d'ordre 3 et 5, issus des termes de puissance égale à 3 et à 5 de la fonction de transfert du HF circuit HF nonlinéaire, le principe de l'invention restant valable pour la correction des produits d'intermodulation d'ordres supérieurs à 5. Toutefois, dans la pratique, à partir de l'ordre 7, les niveaux d'intermodulation sont négligeables. By way of example, a device for measuring the intermodulation products of order 3 and 5, resulting from the power terms equal to 3 and 5 of the transfer function of the HF nonlinear HF circuit, is described. The invention remains valid for the correction of intermodulation products of orders greater than 5. However, in practice, from order 7, the intermodulation levels are negligible.

Selon la méthode recommandée par la CCIR, on étudie ce type de non-linéarité pour un signal d'entrée e(t) comportant deux tons d'égale amplitude aux fréquences fl et f2: e(t) = V (cos wlt + cos w2t) s(t)= X1 (cos wlt + cos w2t)
+ Y1 (cos (wlt + 2) +cos (w2t +
+ X3 (cos (2wl - w2)t + cos (2w2 - wl)t)
+ Y3 (cos ((2wl - w2)t + #2) cos ((2 w2 - w1)t + #/2))
+ X5 (cos (3w1 -2w2)t + cos (3w2 - 2w1)t) + Y5 (cos ((3w - 2w2)t + #/2 + cos ((3w -2w1 )t+
SIVPP 2

According to the method recommended by the CCIR, this type of non-linearity is studied for an input signal e (t) having two tones of equal amplitude at frequencies f1 and f2: e (t) = V (cos wt + cos w2t) s (t) = X1 (cos wlt + cos w2t)
+ Y1 (cos (wlt + 2) + cos (w2t +
+ X3 (cos (2w1-w2) t + cos (2w2-wl) t)
+ Y3 (cos ((2w1 - w2) t + # 2) cos ((2 w2 - w1) t + # / 2))
+ X5 (cos (3w1 -2w2) t + cos (3w2 - 2w1) t) + Y5 (cos ((3w - 2w2) t + # / 2 + cos ((3w -2w1) t +
SIVPP 2

Pour obtenir Y1, Y2 et Y3 on remplace a, b, e par aç, b', e' respectivement dans X1, X2 et X3. To obtain Y1, Y2 and Y3 we replace a, b, e by aç, b ', e' respectively in X1, X2 and X3.

On remarque que chaque raie figure selon deux composantes orthogonales, c'est ainsi que Pon voit apparaître les raies principales de pulsation wl et w2, les raies d'intermodulation d'ordre 3, (2wl-w2) et (2w2-wl) puis celles d'ordre 5, (3wl-2w2) et (3w2-2w1). We note that each line appears according to two orthogonal components, this is how Pon sees the main lines of pulsation wl and w2 appear, the intermodulation lines of order 3, (2w1-w2) and (2w2-wl) then those of order 5, (3w1-2w2) and (3w2-2w1).

La mésure d'intermodulation caractérise le rapport existant dans le signal s(t) entre l'amplitude de l'un des deux tons à la fréquence fl ou f2, soit la somme quadratique des termes X1 et Y1, et, pour le cas de l'intermodulation d'ordre 5 (IMD5) par exemple, I'amplitude de l'un des tons parasites à la fréquence 3fl-2f2 ou 3f2-2f1, soit la somme quadratique des termes X5 et Y5. Ce rapport s'exprime habituellement en

The intermodulation measure characterizes the ratio existing in the signal s (t) between the amplitude of one of the two tones at the frequency f1 or f2, ie the quadratic sum of the terms X1 and Y1, and for the case of For example, the intermodulation of order 5 (IMD5), the amplitude of one of the parasitic tones at the frequency 3fl-2f2 or 3f2-2f1, is the quadratic sum of the terms X5 and Y5. This report is usually expressed in

Evidemment ce rapport représente la mesure globale telle que la donne une analyse spectrale classique. Obviously this ratio represents the overall measurement as given by a classical spectral analysis.

Le dispositif de mesure selon l'invention permet d'obtenir la décomposition de ces différents niveaux d'intermoduîation selon leurs compo- santes orthogonales la composante d'amplitude X1 étant en phase avec e(t). Ce résultat est intéressant dans l'élaboration d'un capteur dans le cas ou l'on travaille avec un précorrecteur à actions indépendantes ourla nonlinéarité en amplitude et en phase. En effet dans ce cas particulier il n'est pas nécessaire de connaître le rapport exact de la raie considérée en fonction du niveau des raies principales, la connaissance du niveau absolu suffit. The measuring device according to the invention makes it possible to obtain the decomposition of these different levels of intermodulation according to their orthogonal components, the amplitude component X1 being in phase with e (t). This result is interesting in the development of a sensor in the case where one works with a precorrector with independent actions ours nonlinearity in amplitude and phase. Indeed, in this particular case it is not necessary to know the exact ratio of the line considered as a function of the level of the main lines, knowledge of the absolute level is sufficient.

Sur la figure 1 on a représenté un dispositif 1 de mesure d'intermodulation selon les composants précitées et leur résultante produite par un circuit 2 haute fréquence non linéaire, excité par un signal d'entrée e(t) comportant deux tons HF de fréquence f1 et f2 d'amplitudes égales. FIG. 1 shows a device 1 for intermodulation measurement according to the aforementioned components and their resultant produced by a nonlinear high frequency circuit 2, excited by an input signal e (t) having two HF tones of frequency f1. and f2 of equal amplitudes.

Ce dispositif comprend essentiellement un ensemble 3 apte à délivrer l'amplitude des composantes orthogonales des raies principales et des raies d'intermodulation, et un module de mesure 4 apte à délivrer la mesure du rapport d'une raie considérée en fonction du niveau des raies principales. This device essentially comprises an assembly 3 capable of delivering the amplitude of the orthogonal components of the main lines and the intermodulation lines, and a measurement module 4 capable of delivering the measurement of the ratio of a line considered as a function of the level of the lines. main.

Le circuit HF non linéaire 2 comporte notamment un amplificateur 5 suivi d'un filtre d'harmonique 6 (ce filtre étant facultatif pour la mesure proprement dite). The nonlinear RF circuit 2 comprises in particular an amplifier 5 followed by a harmonic filter 6 (this filter being optional for the actual measurement).

L'ensemble 3 comprend un atténuateur 7 de rapport atténuant le signal de sortie s(t) du circuit 2. The assembly 3 comprises a ratio attenuator 7 attenuating the output signal s (t) of the circuit 2.

I1 comprend un déphaseur 8 déphasant le signal e(t) de 2 pour délivrer le signal e'(t). I1 comprises a phase shifter 8 which shifts the signal e (t) by 2 to deliver the signal e '(t).

Un multiplieur analogique HF 9 recevant les signaux e(t) et ss.s(t) permet de délivrer le signal produit m(t), avec: m(t) = e(t) . ss.s(t) et e(t) = V (cos wlt + cos w2t)
Un multiplieur 10 recevant les signaux e'(t) et ss.s(t) permet de délivrer le signal produit n(t), avec; n(t) = e'(t) . ss.s(t) et e'(t) = V (cos(w1t + 2) + cos (w2t +
Après filtrage dans les filtres passe-bas 11, 12, on obtient respectivement les signaux x(t) et y(t) tels que:

An analog multiplier HF 9 receiving the signals e (t) and ss. (T) makes it possible to deliver the product signal m (t), with: m (t) = e (t). ss.s (t) and e (t) = V (cos wlt + cos w2t)
A multiplier 10 receiving the signals e '(t) and ss (t) makes it possible to deliver the product signal n (t), with; n (t) = e '(t). ss.s (t) and e '(t) = V (cos (w1t + 2) + cos (w2t +
After filtering in the low-pass filters 11, 12, the signals x (t) and y (t) are obtained respectively such that:

y0, y1, Y2 et y3 sont obtenus en remplaçant respectivement a, c, e par a', c' et e' dans x0, xl, x2, x3. y0, y1, Y2 and y3 are obtained by replacing a, c, e by a ', c' and e 'respectively in x0, x1, x2, x3.

Les signaux x(t) et y(t) comportent des termes continus x0, y0 et des termes basse fréquence xl, y1 ; x2, Y2; x3, y3 ; harmoniques de l'écart de fréquence entre les deux tons initiaux. The signals x (t) and y (t) have continuous terms x0, y0 and low frequency terms x1, y1; x2, Y2; x3, y3; harmonics of the frequency difference between the two initial tones.

L'amplitude des termes composant x(t), est la combinaison des diverses parties réelles des coefficients de non-linéarité de Pamplificateur 5 à mesurer. The magnitude of the component terms x (t) is the combination of the various real parts of the non-linearity coefficients of the amplifier 5 to be measured.

L'amplitude des termes composant y(t), est la combinaison de diverses parties imaginaires de ces mêmes coefficients. The amplitude of the component terms y (t), is the combination of various imaginary parts of these same coefficients.

Dans la pratique bien d'autres termes d'harmoniques peuvent appa raître sous la forme:
xn (cos n (w2-wl)t) et Yn (cos n (w2-w1)t) avec, conformément à l'équation définissant s(t):
x0 = XI; x1 = X1 + X3 ; . .. xn = X(2n-l) + X(2n+1)
y0 = Y1 ; y1 = Y1 + Y3 ;... y n = Y(2n-1) + Y(2n+1)
Pour remédier à ces inconvénients, on choisit des filtres passe-bas 11, 12 ayant une bande passante suffisante.Un module 13 permet d'obtenir à partir des signaux de sortie des filtres 11 et 12, des signaux dont Pamplitude représente les fonctions des amplitudes des raies fondamentales et des raies d'intermodulation selon leur composantes orthogonales précédemment définies.In practice many other terms of harmonics can appear in the form:
xn (cos n (w2-wl) t) and Yn (cos n (w2-w1) t) with, according to the equation defining s (t):
x0 = XI; x1 = X1 + X3; . .. xn = X (2n-1) + X (2n + 1)
y0 = Y1; y1 = Y1 + Y3; ... yn = Y (2n-1) + Y (2n + 1)
To overcome these drawbacks, low-pass filters 11, 12 having a sufficient bandwidth are chosen. A module 13 makes it possible to obtain signals from the output signals of the filters 11 and 12, the amplitude of which represents the functions of the amplitudes. fundamental lines and intermodulation lines according to their previously defined orthogonal components.

Ce module 13 comprend un filtre BF 141, 151 à la sortie de chaque filtre passe-bas 11, 12 qui sélectionne,au terme V près, la composante continue x0, y0 des signaux x(t), et y(t). I1 comprend également à la sortie de chaque filtre 11, 12 un filtre passe bande 142, 152 centré sur w2-w1, qui sélectionne (x1 ; y1) un filtre 143, 153, passe bande centré sur 2 (w2-w1), qui sélectionne (x2 ; y2) et un filtre 144, 154, passe bande centré sur 3 (w2-w1). Sur cette figure on n'a représenté que quatre filtres pour des questions de facilité de compréhension, mais ce nombre n'est pas limité. This module 13 comprises a BF filter 141, 151 at the output of each low-pass filter 11, 12 which selects, at the V term, the DC component x0, y0 of the signals x (t), and y (t). I1 also comprises at the output of each filter 11, 12 a band pass filter 142, 152 centered on w2-w1, which selects (x1; y1) a filter 143, 153, band pass centered on 2 (w2-w1), which selects (x2; y2) and a filter 144 154 pass band centered on 3 (w2-w1). In this figure only four filters have been shown for ease of understanding, but this number is not limited.

On peut écrire plus généralement qu'un filtre passe bande 14n et 15n permettant de sélectionner la bande n(w2-w1) est relié respectivement aux sorties des filtres Il et 12 et sélectionne les composantes (xn ;
Les filtres 142 à 144 et 152 à 154 sont suivis d'une cellule de détection et filtrage de courant continu 1î à 163 et 171 à 173 Ces cellules sont elles-mêmes suivies aun soustracteur réalisé au moyen d'un amplificateur opérationnel 181 à 183 et 191 à 133. It can be written more generally that a band pass filter 14n and 15n for selecting the band n (w2-w1) is respectively connected to the outputs of the filters Il and 12 and selects the components (xn;
The filters 142 to 144 and 152 to 154 are followed by a DC detection and filtering cell 1 to 163 and 171 to 173. These cells are themselves followed by a subtractor realized by means of an operational amplifier 181 to 183 and 191 to 133.

L'amplificateur opérationnel l81 est connecté de telle sorte que l'entrée non inverseuse reçoive le signal détecté par la cellule 161 reliée à la sortie du filtre 142 et sa sortie inverseuse reçoive le signal de sortie de l'amplificateur opérationnel 182. De manière plus générale, l'amplificateur 18n-1 reçoit sur son entrée non inverseuse le signal détecté par la cellule 16n 1 et à son entrée inverseuse le signal de sortie de Pampli- ficateur 18n. De la même manière, l'amplificateur 19n-1 reçoit sur son entrée non inverseuse le signal détecté par la cellule 17n-1 et à son entrée inverseuse, le signal de sortie de l'amplificateur 19n
En effet, le signal continu x0 apparaissant dans l'équation x(t) est identique à l'amplitude X1 de la composante en cosinus des raies principales donnée par s(t), le filtre BF, 141 permet donc d'obtenir cette composante x0 qui est égale à X1. D'autre part, l'amplitude de la raie de pulsation w2-wl est identique à la somme des amplitudes des composantes en cosinus des raies principales et des raies d'intermodulation d'ordre 3 et plus généralement, l'amplitude xn de la raie de pulsation n(w2-wl) est identique à la somme des amplitudes des composantes en cosinus des raies d'intermodulation d'ordre 2n-1 et d'ordre 2n+1. The operational amplifier 81 is connected so that the non-inverting input receives the signal detected by the cell 161 connected to the output of the filter 142 and its inverting output receives the output signal of the operational amplifier 182. More Generally, the amplifier 18n-1 receives on its non-inverting input the signal detected by the cell 16n1 and at its inverting input the output signal of the amplifier 18n. In the same way, the amplifier 19n-1 receives on its non-inverting input the signal detected by the cell 17n-1 and at its inverting input, the output signal of the amplifier 19n-1
Indeed, the continuous signal x0 appearing in the equation x (t) is identical to the amplitude X1 of the cosine component of the principal lines given by s (t), the filter BF, 141 therefore makes it possible to obtain this component x0 which is equal to X1. On the other hand, the amplitude of the w2-w1 pulsation line is identical to the sum of the amplitudes of the cosine components of the main lines and the third order intermodulation lines and more generally, the amplitude xn of the n (w2-wl) is identical to the sum of the cosine component amplitudes of the 2n-1 and 2n + 1 order intermodulation lines.

De la même façon, le signal continu y0 apparaissant dans l'équation y(t) est identique à l'amplitude Y1 de la composante en cosinus (+2) des raies principales. In the same way, the continuous signal y0 appearing in the equation y (t) is identical to the amplitude Y1 of the cosine component (+2) of the main lines.

L'amplitude xl de la raie de pulsation (w2-w1) est identique à la somme des amplitudes des composantes en cosinus (+2) des raies prin- cipales et des raies d'intermodulation d'ordre 3. The amplitude x1 of the pulse line (w2-w1) is identical to the sum of the amplitudes of the cosine components (+2) of the main lines and of the order 3 intermodulation lines.

Plus généralement l'amplitude grn de la raie n(w2-wl) est identique à la somme des amplitudes des composantes en cosinus (+#/2) des raies d'intermodulation d'ordre 2n-1 et 2n+l. More generally, the amplitude grn of the line n (w2-wl) is identical to the sum of the amplitudes of the cosine components (+ # / 2) of the intermodulation lines of order 2n-1 and 2n + 1.

En réalisant successivement un filtrage adéquat tel que cela a été décrit antérieurement on obtient bien aux sorties des filtres, à un coefficient ssV près:

By successively realizing a suitable filtering as described previously, we obtain at the outputs of the filters, at a coefficient ssV near:

En notant Xn l'amplitude du terme d'intermodulation d'ordre n en cosinus et Yn l'amplitude du terme d'intermodulation d'ordre n en cosinus (+2) on obtient à la sortie des amplificateurs opérationnels montés en
soustracteur:
X1 = x1 - X3 =x0
Y1 = Y1 - X3 = y0
X3 x2 XS
Y3 = y2 - X5
X5 x3
Y5 = y3 (dans notre exemple particulier)
Plus généralement on obtient::
X (2n-1) = xn - X (2n+1)
Y (2n-1) = y n - Y (2n+1)
On constate donc que pour améliorer les résultats de la mesure, il
est nécessaire d'effectuer des mesures des raies d'ordre assez élevé (ordre 7 ou même 9), car l'erreur commise sur la mesure d'ordre le plus élevé se
répercute sur la raie de rang immédiatement inférieur.By denoting Xn the amplitude of the n-order intermodulation term in cosine and Yn the amplitude of the n-order intermodulation term in cosine (+2), operational amplifiers mounted at the output are obtained at the output.
subtraction:
X1 = x1 - X3 = x0
Y1 = Y1 - X3 = y0
X3 x2 XS
Y3 = y2 - X5
X5 x3
Y5 = y3 (in our particular example)
More generally we obtain ::
X (2n-1) = xn-X (2n + 1)
Y (2n-1) = yn-Y (2n + 1)
It can be seen that to improve the results of the measurement,
It is necessary to measure the lines of relatively high order (order 7 or even 9) because the error made on the highest order measurement is
echoes on the line of rank immediately below.

On utilisera un nombre suffisant de filtres passe bande afin d'obtenir le meilleur résultat (au moins quatre pour chaque composante). A sufficient number of band pass filters will be used to obtain the best result (at least four for each component).

Le module 4 comprend d'une part un circuit 20 multiplieursommateur comportant un multiplieur de niveau continu 21 recevant le signal x0 sur ses deux entrées, un multiplieur de niveau continu 22 recevant le signal y0 sur sesdeux entrées et un sommateur 23 recevant les signaux de sortie de ces deux circuits et délivrant un signal correspondant à l'amplitude de la raie principale soit:
(Pr)2 = x02 + yO2
Le module 4 comprend d'autre part un circuit 24 multiplieursommateur comportant des multiplieurs 25 à 30 pour recevoir respectivement les signaux X1, Y1, X3, Y3, X5, Y5 et des sommateurs 31 à 33 recevant respectivement les sorties des multiplieurs 25 et 26, 27 et 28, 29 et 30.The module 4 comprises on the one hand a multipliersommateur circuit 20 comprising a continuous level multiplier 21 receiving the signal x0 on its two inputs, a continuous level multiplier 22 receiving the signal y0 on its two inputs and an adder 23 receiving the output signals of these two circuits and delivering a signal corresponding to the amplitude of the main line is:
(Pr) 2 = x02 + yO2
The module 4 further comprises a multipliersommateur circuit 24 comprising multipliers 25 to 30 for respectively receiving the signals X1, Y1, X3, Y3, X5, Y5 and summers 31 to 33 respectively receiving the outputs of the multipliers 25 and 26, 27 and 28, 29 and 30.

Ces sommateurs délivrent respectivement des signaux représentant la somme quadratique des composantes d'intermodulation. Les sorties des sommateurs sont reliées à un contact d'un commutateur 34. These summators respectively deliver signals representing the quadratic sum of the intermodulation components. The outputs of the summators are connected to a contact of a switch 34.

Le commutateur 34 permet de sélectionner alternativement la sortie de l'un des sommateurs 31-33. Le signal ainsi sélectionné est appliqué à l'entrée d'un comparateur 35 analogique de niveau continu qui reçoit -par ailleurs à une autre entrée le signal de sortie du sommateur 23. The switch 34 makes it possible to alternately select the output of one of the summers 31-33. The signal thus selected is applied to the input of a DC level analog comparator which receives the output signal of the adder 23 at another input.

Ce comparateur 35 effectue la comparaison entre amplitude de la raie principale et l'amplitude des composantes d'intermodulation. Ce comparateur 35 peut être un diviseur logarithmique qui donne directement la mesure en dB7 soit par exemple pour la mesure d'intermodulation d'ordre 3, IMD3

This comparator 35 compares the amplitude of the main line with the amplitude of the intermodulation components. This comparator 35 may be a logarithmic divider which directly gives the measurement in dB7, for example for the measurement of intermodulation of order 3, IMD3

Sur la figure 2 on a représenté une variante de réalisation du module de mesure 4 permettant d'économiser le nombre de multiplieurs utilisés. FIG. 2 shows an alternative embodiment of the measurement module 4 making it possible to save the number of multipliers used.

Ce module comprend un ensemble de commutateurs 40- reliés à la sortie de chaque amplificateur opérationnel de la figure 1 qui permettent de sélectionner directement l'une des sorties XB, Yl ; X3, Y3; X5, Y5. This module comprises a set of switches 40- connected to the output of each operational amplifier of FIG. 1 which makes it possible to directly select one of the outputs XB, Y1; X3, Y3; X5, Y5.

Les commutateurs 41, 43, 45 reliés aux sorties délivrant Pamplitude des composantes en cosinus des raies d'intermodulation sont reliés à un même multiplieur analogique 47. De même les commutateurs 42, 44, 46 reliés aux sorties délivrant l'amplitude des composantes en cos (+2) des raies d'intermodulation sont reliés à un même multiplieur analogique 48. The switches 41, 43, 45 connected to the outputs delivering the amplitude of the cosine components of the intermodulation lines are connected to the same analog multiplier 47. Similarly, the switches 42, 44, 46 connected to the outputs delivering the amplitude of the components in cos (+2) intermodulation lines are connected to the same analog multiplier 48.

Les deux multiplieurs 47, 48 sont reliés à un sommateur analogique 49 effectuant la somme quadratique des composantes des raies d'inter- modulation.The two multipliers 47, 48 are connected to an analog summator 49 effecting the quadratic sum of the components of the inter-modulation lines.

La sortie du sommateur 49 est reliée à un comparateur 50 qui reçoit par ailleurs l'amplitude de la composante en cosinus de la raie principale. The output of the summator 49 is connected to a comparator 50 which also receives the amplitude of the cosine component of the main line.

La mesure est moins précise que dans la réalisation précédente, mais elle est acceptable car généralement le terme y0 est négligeable devant x0.The measurement is less precise than in the previous realization, but it is acceptable because generally the term y0 is negligible compared to x0.

Dans le cas contraire, il suffit de remplacer x0 par la somme quadratique en x0 et y0 comme cela est fait dans la réalisation représentée par la figure 1.In the opposite case, it suffices to replace x0 by the quadratic sum in x0 and y0 as is done in the embodiment represented by FIG.

Sur la figure 3 on a représenté le schéma partiel d'une variante de réalisation du circuit 3 dans lequel on introduit un déphaseur 2 passe tout 51 large bande. Ce déphaseur 51 reçoit le signal e(t) et permet de disposer directement de deux sorties effectivement déphasées de 2 mais dont la
2 phase varie par rapport à celle du signal d'entrée selon la fréquence de travail.FIG. 3 shows the partial diagram of an alternative embodiment of the circuit 3 in which a phase-shifter 2 is introduced, which passes all the broadband. This phase-shifter 51 receives the signal e (t) and makes it possible to dispose directly of two outputs effectively out of phase by 2 but whose
2 phase varies with respect to that of the input signal according to the working frequency.

En effet : e(t) = cos wt
et e'(t) = cos (wt +
e"(t) = cos (wt + f +
Les entrées du multiplieur 9 sont déphasées d'un angle # par rapport à la réalisation de la figure 1. De même les entrées du multiplieur 10 sont déphasées d'un angle par rapport à cette même réalisation.Indeed: e (t) = cos wt
and e '(t) = cos (wt +
e "(t) = cos (wt + f +
The inputs of the multiplier 9 are out of phase by an angle # with respect to the embodiment of FIG. 1. Similarly, the inputs of the multiplier 10 are out of phase with respect to this same embodiment.

Or ce déphasage qui est donc introduit sur la référence e'(t) par rapport à e(t) est donc relativement appliqué à tout le système et n'est donc pas gênant pour la mesure. Now this phase shift which is therefore introduced on the reference e '(t) with respect to e (t) is therefore relatively applied to the whole system and is therefore not a problem for the measurement.

Lorsqu'un déphasage existe au niveau de l'amplificateur 5 et de son filtre harmonique 6 et à condition qu'il soit le même pour toutes les raies du spectre étroit de s(t) (ce qui est le cas pour un amplificateur large bande), les composantes (x0, y0), (x1, Y1) sont affectées de termes en sin # et cos peu désirables.

When a phase difference exists at the level of the amplifier 5 and its harmonic filter 6 and provided that it is the same for all the lines of the narrow spectrum of s (t) (which is the case for a broadband amplifier ), the components (x0, y0), (x1, Y1) are assigned terms in sin # and cos undesirable.

Lorsque l'on veut réaliser les mesures IMD selon les composantes en cos et en cos(... + 2)' afin de corriger les erreurs introduites par ce déphasage e on introduit un même déphasage O sur les signaux issus des
sorties du déphaseur 51 large bande, appliqués aux entrées des multiplieurs 9, 10. Pour cela on connecte une ligne à retard T (tel que O = WT) 52, 53 entre chaque sortie du déphaseur 51 et chaque entrée des multiplieurs 9, 10 recevant les signaux non amplifiés et non atténués. Les lignes à retard T 52, 53 compensent le déphasage O introduit par le temps de transit de l'amplificateur et des connexions coaxiales, ce temps est quasiment constant et facile à compenser.Par contre, le filtre 6 introduisant un déphasage très variable fonction de la fréquence d'émission et par conséquent difficile à compenser sur une bande large, on prendra donc le signal s(t) avant filtrage car par ailleurs, les harmoniques
HF ne perturbent pas la mesure que Pon veut réaliser grâce aux filtres BF 14j-144, 15j-154 ;ces harmoniques ne créant pas dé termes perturbateurs.When it is desired to carry out the IMD measurements according to the cos and cos components (... + 2), in order to correct the errors introduced by this phase shift, a same phase shift O is introduced on the signals derived from the
outputs of the broadband phase-shifter 51, applied to the inputs of the multipliers 9, 10. For this, a delay line T (such as O = WT) 52, 53 is connected between each output of the phase-shifter 51 and each input of the multipliers 9, 10 receiving unamplified and unmitigated signals. The delay lines T 52, 53 compensate for the phase shift O introduced by the transit time of the amplifier and the coaxial connections, this time is almost constant and easy to compensate. On the other hand, the filter 6 introduces a very variable phase shift function. the transmission frequency and therefore difficult to compensate on a wide band, so we will take the signal s (t) before filtering because otherwise, the harmonics
HF do not disturb the measurement that Pon wants to achieve through filters BF 14j-144, 15j-154, these harmonics do not create disruptive terms.

Cette variante est impérative pour le cas de réalisation représenté sur la figure 2 qui ne -tient compte que de la composante x0 pour la mesure. Or en tenant compte à la fois de x0 et de y0, ce qui est le cas de la réalisation représentée sur la figure 1, après avoir effectué la somme quadratique, les termes en sin O et cos O sont éliminés, ils n'affectent donc pas la mesure dans ce cas. This variant is imperative for the embodiment shown in FIG. 2, which only has the component x0 for the measurement. Now taking into account both x0 and y0, which is the case of the embodiment shown in FIG. 1, after having carried out the quadratic sum, the terms in sin O and cos O are eliminated, they therefore do not affect not the measure in this case.

En effet:
x0(t) = X1 cos # - Y1 sine
yO(t) = X1 sinO+ Y1 cos e
x02(t) + y02(t) = x12 cos2 # - 2X1 Y1 sin # cos # + y12 sin2 O
+X12 sin2 # + 2X1 Y1 sin # sin # cos#e + y12 cos2 #
= X12 (cos2 O + sin2 #) + Y12 (sin O + cos a) 2 2 2 2
x0t) + y0(t)=X1 y1
Ceci est vrai également pour toutes les IMD résultantes, donc une non-compensation des déphasages est sans effet sur la mesure globale.Indeed:
x0 (t) = X1 cos # - Y1 sine
yO (t) = X1 sinO + Y1 cos e
x02 (t) + y02 (t) = x12 cos2 # - 2X1 Y1 sin # cos # + y12 sin2 O
+ X12 sin2 # + 2X1 Y1 sin # sin # cos # e + y12 cos2 #
= X12 (cos2 O + sin2 #) + Y12 (sin O + cos a) 2 2 2 2
x0t) + y0 (t) = X1 y1
This is true also for all the resulting IMDs, so a non-compensation of phase shifts has no effect on the overall measurement.

Dans tous les cas de réalisation présentés on s'assure de la bonne égalité d'amplitude des deux tons fl et f2. Pour cela on peut par exemple utiliser un circuit de détection d'égalité d'amplitude des deux tons que Pon place en dérivation à la sortie de l'atténuateur 7. In all cases of realization presented one ensures the good equality of amplitude of the two tones fl and f2. For this purpose it is possible, for example, to use an amplitude equality detection circuit of the two tones which Pon places in derivation at the output of the attenuator 7.

On a représenté sur la -figure 4 un exemple de réalisation d'un tel circuit 60. Ce circuit 60 comprend un détecteur 61 d'enveloppe sans seuil. FIG. 4 shows an exemplary embodiment of such a circuit 60. This circuit 60 comprises a detector 61 with no threshold envelope.

Le détecteur 61 présente des passages par zéro lorsque les deux tons sont égaux, sinon il y a annulation du signal résultant. Un comparateur d'enveloppe à seuil Vr 62 compare le niveau de l'enveloppe à ce seuil et permet d'obtenir à sa sortie des signaux Vs basculant lorsque l'enveloppe passe par des niveaux inférieurs à ce seuil Vr. Un monostable 63 recevant les impulsions de sortie du comparateur, permet en fonction de la présence ou de l'absence de ces impulsions de commander par exemple une alarme ou bloquer directement le dispositif de mesure.The detector 61 has zero crossings when the two tones are equal, otherwise there is cancellation of the resulting signal. A threshold envelope comparator Vr 62 compares the level of the envelope with this threshold and makes it possible to obtain at its output signals Vs that switch when the envelope passes through levels lower than this threshold Vr. A monostable 63 receiving the output pulses of the comparator, allows depending on the presence or absence of these pulses to control for example an alarm or directly block the measuring device.

Pour améliorer les performances de ce circuit 60 et notamment obtenir une plus grande dynamique on peut soit pondérer le seuil de comparaison à l'aide du niveau crête de l'enveloppe au moyen du circuit 64, comme cela est représenté sur la figure 5, soit faire transiter le signal HF f s(t) avant comparaison au travers d'un compresseur HF,65 comme cela est représenté sur la figure 6. To improve the performance of this circuit 60 and in particular to obtain a greater dynamic range, it is possible to weight the comparison threshold using the peak envelope level by means of the circuit 64, as shown in FIG. passing the RF signal fs (t) before comparison through an HF compressor, 65 as shown in Figure 6.

En conclusion le dispositif 1 tel qu'il a été décrit peut être utilisé comme capteur d'intermodulation dans des circuits précorrecteurs de nonlinéarité automatique à action séparée sur les parties réelles et imaginaires des coefficients de non-linéarité et dans ce cas on n'utilise que la partie 3. Plus généralement il peut être utilisé comme appareil de mesure d'intermodulation. In conclusion, the device 1 as described can be used as an intermodulation sensor in pre-corrector circuits of automatic nonlinearity with separate action on the real and imaginary parts of the nonlinearity coefficients and in this case it is not possible to use Part 3. More generally, it can be used as an intermodulation measuring device.

Claims

1. Intermodulation measurement device produced by a high frequency non-linear amplitude and phase circuit (2) excited by a signal e (t) comprising two high frequency tones f1 and f2 of equal amplitude, characterized in that it comprises: - first means (3) receiving the excitation signal (and)) of the high frequency circuit, receiving the high frequency signal s (t) supplied by this circuit (2) and delivering a set of signals which define the components of the main lines and the intermodulation lines reflecting the non-linearity according to its real and imaginary components; second means (4) receiving these components generating the amplitude of the corresponding intermodulation lines and delivering signals giving the resulting measurement of intermodulation for each row.

2. Device according to claim 1, characterized in that the first means (3) comprise: - separation means (7 to 12) receiving the excitation signal (e (t and the high frequency output signal (s ( t)), processing these signals to obtain the amplitude of two orthogonal components of the signal s (t) combination of the real and imaginary components of the non-linearity coefficients of the element to be measured, these amplitudes being modulated at the rate of the difference between the high frequency tones of the excitation signal e (t) and the harmonics of this difference; extraction means (13) receiving the orthogonal components (x (t)) and (y (t)), extracting from these components two continuous terms (x0) (y0) and low frequency terms (x1, y1; x2, y2; x3, y3) from the harmonics of the frequency difference between the two tones f1 and f2.

3. Device according to claim 2, characterized in that the separation means (7 to 12) comprise: - an attenuator (7) receiving the high frequency signal (s (t)) and delivering an attenuated signal (t3s (t) ); a phase-shifter (8) receiving the excitation signal (e (t)) and delivering a signal (e '(t)) phase-shifted by + 2 radians on the input signal e (t); a first multiplier (9) followed by a first low-pass filter (11), the multiplier receiving the input signal e (t) and the attenuated output signal, producing the product of these signals, the filter receiving the product signal (m (t) and selecting a low frequency signal (x (t)) whose amplitudes of each term correspond to a particular combination of the components of the intermodulation lines coming from the real part of the nonlinearity coefficients - a second multiplier (10) followed by a second low-pass filter (12), the multiplier (10) receiving the attenuated output signal (sss (t)) and the phase-shifted signal of 2 (e '(t effecting the product of these signals, the receiving filter

2 the generated signal (n (t)) and selecting a low frequency signal (y (t)) whose amplitudes of each term correspond to a particular combination of the components of the intermodulation lines coming from the imaginary part of the non-uniform coefficients. linearity.

4. Device according to claim 2, characterized in that the first separation means (7 to 12, 51 to 53) comprise: a first phase shifter of all-pass type (51) receiving the excitation signal (e (t and delivering a first and a second signal (e '(t), e "(t shifted by 12r and out of phase by a variable angle + with respect to the excitation signal, the first signal (e' (t)) then exciting the high frequency circuit (2); - a first and a second delay line (52, 53) respectively receiving the first and the second phase-shifted signal and delivering phase-shifted signals of a constant value B independent of the phase shift and compensating for the phase shift O due to the transit time T (such as O = wu) in the high frequency circuit (2) - an attenuator (7) receiving the high frequency signal (s (t)) and delivering a signal (s (t)) attenuated, possibly delayed by T on the signal e '(t) - a first multiplier (9) followed by a first low-pass filter (1 I) the multiplier receiving the first signal (e ') s and the signal (s (t, effecting the product of these signals; the filter (11) receiving the produced signal (m (t)) and selecting a signal (x (t low frequency whose amplitudes of each term correspond to a particular combination of the components of the intermodulation lines coming from the real part of the coefficients non-linearity - a second multiplier (10) followed by a second low-pass filter (12), the multiplier (10) receiving the signal (sss (t)) and the second signal (e "(t)), performing the product of these signals, the filter (I 2) receiving the produced signal (n (t)) and selecting a signal (y (tB low frequency whose amplitudes of each term correspond to a particular combination of the components of the lines of intermodulation from the imaginary part of the nonlinearity coefficients;

5.Dispositif according to Pune any of claims 1 to 4, characterized in that the extraction means (13) comprise: - a low-frequency low-pass filter (14,151) at the output of each low-pass filter (11 , 12) for selecting the continuous terms (x0, y0) of the orthogonal components (x (t), y (t)) - a set of band-pass filters (142, 152 - 144 154) centered on the harmonic frequencies of the frequency difference between the two tones and f2, making it possible to select the low-frequency terms of amplitudes (x1, y1, x2, y2, x3 y3) originating from these harmonics; a first (161-166) and a second (171q73) set of detection cells connected to the output of the band pass filters (142-144 and 152-154), followed by subtracters (181-183 and 191-193) delivering a first set of signals (X1, X3, X5) depending on the amplitude of the component of the intermodulation lines coming from the real parts of the nonlinearity coefficients and a second set of signals (Y1, Y3,

Y5) function of the amplitude of the component of the intermodulation lines coming from the imaginary parts of the nonlinearity coefficients; these signals being obtained by subtracting the output signal of a detection cell connected to a filter centered on a given harmonic frequency and the output signal of the receiving subtractor via a detection cell, the output signal of a filter centered on Pharmonique d higher order.

6. Device according to any one of claims 1 to 5, characterized in that the second means (4) comprise; a set of multipliers (21, 22, 25-30) followed in pairs by an adder (23, 31-33) delivering the quadratic sums of amplitude of the pairs of orthogonal components of the inter-modulation lines of the same order ( x0, y0; X1, Y1; X2, Y2; X3, Y3), these sums thus representing the amplitude of the main lines and the intermodulation lines; a comparator (35) receiving the amplitude of the main lines and alternatively the amplitude of each intermodulation line delivers measurement of the intermodulation rate for each line; a switch (34) makes it possible to select any of the amplitudes of the intermodulation lines and transmits them to the comparator (35).

7. Device according to any one of claims 1 to 5, characterized in that the second means (4) comprise: - a switch (40) for alternately selecting each pair of components of the same order (X1, Y1; X2, Y2; X3, Y3) representing the amplitude of the intermodulation lines along two orthogonal axes; a first and a second multiplier (47, 48) followed by an adder (49), receiving the pairs formed by a real and imaginary term and delivering the quadratic sum of these pairs, which represents the amplitude of the intermodulation lines ;; a comparator (50) receiving amplitude of the intermodulation lines and the DC component (x0) of the main lines of the high frequency signal S (t) in phase with the excitation signal (e (t) or e '(t) ), and delivering the intermodulation rate for each line.

8. Device according to any one of claims 3 to 7, characterized in that it further comprises a circuit (60) shunted at the output of the attenuator (7) for controlling the amplitude equality between the two tones fl and f2.

Apparatus according to claim 8, characterized in that the amplitude control circuit (60) between the two tones f1 and f2 comprises a thresholdless envelope detector (61) having zero crossings only when the two tones are equal to a threshold envelope comparator (62) comparing the level of the signal envelope to that threshold and making it possible to obtain tilting signals when the signal envelope passes through levels below this threshold.