FR2465368A1

FR2465368A1 - Systeme de modulation automatique controle par reaction

Info

Publication number: FR2465368A1
Application number: FR8019619A
Authority: FR
Inventors: Milton Dishal
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1979-09-14
Filing date: 1980-09-11
Publication date: 1981-03-20
Also published as: FR2465368B3; IT8024671A0; US4237555A; DE3033999A1; GB2061050B; JPS56138306A; GB2061050A; IT1195758B

Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN SYSTEME DE MODULATION AUTOMATIQUE CONTROLE PAR REACTION. CE SYSTEME COMPREND UN AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE 4 A CARACTERISTIQUE NON LINEAIRE, UNE SOURCE DE SIGNAL DE REFERENCE 10 ET UNE PREMIERE BOUCLE DE REACTION RAPIDE 11 INCORPORANT UN SYSTEME DETECTEUR D'ENVELOPPE 25 A GAIN COMMANDE, A GAMME ELARGIE, UN AMPLIFICATEUR DE DIFFERENCE 23 ET UN MODULATEUR 8 RECEVANT UN SIGNAL DE PORTEUSE D'UN EXCITATEUR FR 6. LE GAIN DE LA SOURCE 10 ET CELUI DU SYSTEME DETECTEUR 25 SONT COMMANDES ENSEMBLE PAR UN GENERATEUR D'IMPULSIONS DE COMMANDE 12 RECEVANT LE SIGNAL DE REFERENCE. UNE SECONDE BOUCLE DE REACTION 26 ASSURE QUE LES IMPULSIONS DE L'EXCITATEUR 6 ONT UN SOMMET TRES PLAT ET UNE TROISIEME BOUCLE 27 MAINTIENT LE NIVEAU DE BASE DU SIGNAL DE SORTIE DU MODULATEUR EXACTEMENT AU NIVEAU DE DEBUT DE LA CARACTERISTIQUE LINEARISEE. L'INVENTION S'APPLIQUE EN PARTICULIER AUX EMETTEURS VORTAC.

Description

2-4 65368

La présente invention se rapporte aux systèmes de modulation, et plus particulièrement à un système de modulation contrôlé par

réaction, pour un amplificateur ayant une caractéristique d'entrée-

sortie comportant une partie linéaire et au moins une partie non linéaire, ledit système utilisant un détecteur d'enveloppe pour pro-

duire le signal de réaction.

La description qui suit concernera un amplificateur en

classe C. Cependant, il faut comprendre ici que le système de réaction de la présente invention peut s'appliquer à tout type d'amplificateur

qui possède une caractéristique d'entrée-sortie non linéaire.

Comme on le sait, la condition de Nyquist doit toujours être satisfaite si l'on veut garantir la stabilité de la boucle de réaction et il peut être utile de remarquer que cette exigence de base peut souvent être satisfaite directement, en disposant simplement un seul étage à bande étroite dans la boucle de réaction, tandis que tous les autres étages dans la boucle présentent une largeur de bande plus

grande qu'une certaine valeur critique.

Un avantage important de la présente invention est qu'elle permet de réaliser en pratique l'amélioration dont on parlera plus bas, sans réduire la largeur de bande en excès pour la boucle, largeur nécessaire décrite ci-dessus, permettant ainsi à la condition de

Nyquist de continuer à être satisfaite.

Comme on le voit sur la figure 3, l'amplificateur en classe C et le détecteur d'enveloppe, employés dans un émetteur VORTAC, ont une caractéristique d'entrée-sortie qui comprend une partie supérieure non linéaire 1, une partie linéaire 9, et une partie inférieure non linéaire 3. On voit sur la figure 3 qu'il y a un gain différentiel appréciable dans la partie linéaire 2, tandis qu'il y a un très faible

gain différentiel, variable, dans les parties non linéaires I et 3.

Lorsqu'on utilise des dispositifs de puissance à semiconduc-

teurs pour l'amplificateur de puissance en classe C, la forme du signal de sortie est également une fonction défavorable du temps de maintien à l'état passant, de sorte que le gain est aussi fonction de la durée du

signal qui commande l'amplificateur.

La caractéristique d'entrée-sortie non linéaire représentée sur la figure 3 est inhérente aux amplificateurs en classe C et aux détecteurs d'enveloppe. En raison de cette caractéristique non linéaire d'entréesortie, les systèmes utilisant la réaction, antérieurs à la

présente invention, tels que celui représenté sur la figure 1, four-

nissent un gain en boucle suffisant pour donner les résultats voulus dans la partie linéaire 2 de la caractéristique de la figure 3, mais

perdent leur gain en boucle dans les parties I et 3 de ladite caracté-

ristique; il en résulte un fonctionnement non satisfaisant du système sur ces parties non linéaires. Un procédé simple, pour tenter de vaincre les limitations dont on vient de parler dans les parties 1 et 3 de la figure 3, consiste à ajouter, dans la boucle de réaction, un circuit compensateur à gain conformé (voir figure 2), pour donner une caractéristique en gain qui soit fonction de l'amplitude du signal modulant, de manière telle que la caractéristique d'entrée-sortie résultante pour l'ensemble amplificateur de différence/amplificateur de puissance soit linéaire sur une gamme dynamique donnée (c'est-à-dire que, lorsqu'une caractéristique non linéaire de classe C fait partie d'un système, on ne peut jamais obtenir une caractéristique globale

linéaire, compensée, sur une gamme dynamique infinie).

Le procédé simple que l'on vient de décrire n'atteindra pas son but, pour deux raisons d'ordre pratique: 1. les étages supplémentaires, dont on a besoin pour fournir le grand supplément de gain conformé nécessaire, réduisent en général, de manière inacceptable, la largeur de bande en excès pour la boucle, nécessaire pour un fonctionnement stable de la réaction 2. fait le plus important d'un point de vue pratique, le détecteur d'enveloppe habituel ne peut pas détecter linéairement les signaux faibles en cause dans la partie 3 de la figure 3, et par là, il ne fournit pas du tout le signal de réaction correct au circuit de différence. Outre les inconvénients déjà cités pour les systèmes des figures 1 et 2, ajoutons qu'aucun de ces systèmes ne résoud le problème

d'arriver à assurer de manière automatique à l'amplificateur de puis-

sance un signal d'entrée qui ait exactement l'amplitude correcte pour amener le système à atteindre le seuil de sa caractéristique de classeC linéarisée. L'un des problèmes majeurs pour l'ingénieur, lorsqu'il cherche à satisfaire aux spécifications opérationnelles d'un émetteur en classe C, tel qu'un émetteur VORTAC, est de remplir les conditions spectrales, ce qui nécessite d'assurer un spectre donné jusqu'à - 50 ou - 60 dB par rapport au signal de crête. Aucun des systèmes des figures I et 2 n'est capable de satisfaire à ces spécifications sur le spectre. Le système selon la présente invention remédie à tous les inconvénients cités plus haut, en fonctionnant comme suit: 1. d'abord, le gain de l'amplificateur de référence, qui commande le circuit de différence, est conformé en fonction du niveau du signal

modulant de manière telle que, si l'on retire la réaction, la combi-

naison résultante amplificateur de référence/amplificateur de

puissance est approximativement linéaire sur toute la gamme dyna-

mique voulue du système. Puisque l'amplificateur de référence n'est pas dans la boucle de réaction, on peut, pour fournir le large supplément de gain commandé en amplitude nécessaire pour compenser la partie non linéaire 3 de la figure 3, ajouter des étages audit amplificateur de référence, sans influer sur la largeur de bande en excès pour la boucle; ainsi la stabilité de la réaction n'est pas détruite par ce procédé 2. ensuite, et c'est le plus important, la gamme, sur laquelle le détecteur d'enveloppe habituel est linéaire, est étendue de manière à couvrir la gamme dynamique que l'on désire pour le système. Ceci est réalisé grâce à un dispositif exposé en détails dans la demande de brevet américain portant le numéro de série 075 616, déposée le 14 septembre 1979 par Milton DISRAL. Il est également important de remarquer ici que, lorsqu'on utilise le dispositif objet de ladite demande de brevet américain, la gamme dynamique linéaire d'un système détecteur d'enveloppe peut être élargie de manière pratique tout en permettant une largeur de bande en excès encore suffisante pour satisfaire aux conditions nécessaires de stabilité de la boucle de réaction; 3. le gain du système détecteur d'enveloppe à gamme élargie est ensuite mis en forme de manière à évoluer en fonction du niveau du signal modulant, à peu près de la miâme façon que le gain de l'amplificateur de référence dont il est question au paragraphe 1 ci-dessus. Un avantage pratique important de ce détecteur d'enveloppe à gamme élargie est que cette conformation du gain peut être effectuée après détection; c'est-à-dire qu'elle n'a pas besoin d'être faite dans l'amplificateur limiteur RF (radiofréquence) auxiliaire à large bande, qui est utilisé dans le système détecteur d'enveloppe à gamme élargie, et qu'elle peut être réalisée pratiquement avec une largeur de bande en excès suffisante pour préserver la stabilité de boucle; 4. deux boucles de contr8le sont prévues sur l'excitateur, de manière à garantir au signal de sortie de l'excitateur un sommet extrâmement plat et l'amplitude correcte exacte permettant à l'amplificateur de puissance de fonctionner dans la partie linéaire élargie de sa caractéristique de classe C; 5. comprenant tous les éléments dont on vient de parler, le système selon la présente invention est capable de satisfaire ou de dépasser la spécification rigoureuse sur le spectre, dont il est question

plus haut.

Lorsqu'on réalise les dispositifs cités plus haut, il est possible d'obtenir avec succès un système de modulation contrSlé par

une réaction en temps réel, qui remédie aux inconvénients susmen-

tionnés des dispositifs antérieurs, dus aux parties à faible gain non linéaires I et 3 de la caractéristique de transfert de la figure 3, chez les amplificateurs en classe C et les détecteurs d'enveloppe, qui

sont des éléments fondamentaux de nombreux systèmes de transmission.

Un objet de la présente invention est de fournir un système de modulation contrôlé par réaction en temps réel, qui remédie aux

inconvénients des systèmes à réaction en temps réel cités plus haut.

Un autre objet de la présente invention est de fournir un système de modulation, contrôlé par réaction, pour un amplificateur de

puissance en classe C, système dans lequel aussi bien le signal modu-

lant que le signal de réaction sont mis en forme pour compenser la caractéristique non linéaire d'entrée-sortie de l'amplificateur de puissance en classe C et la caractéristique non linéaire du détecteur

à diode.

Un autre objet de la présente invention est de fournir un

système de modulation, contrôlé par réaction, o le gain d'un amplifi-

cateur de référence et celui du module fournissant le signal de réac-

tion sont réglés simultanément, de manière cohérente, de façon à satisfaire aux exigences de stabilité de la boucle de réaction, sans

introduire de distorsion d'amplitude.

Une caractéristique de la présente invention est la fourni-

ture d'un système contrôlé par réaction à plusieurs niveaux, permettant

de linéariser et de stabiliser un amplificateur ayant une caractéris-

tique d'entrée-sortie formée d'une partie linéaire et d'au moins une partie non linéaire inférieure, ledit système comprenant: un système détecteur à gain commandé, à gamme dynamique élargie, placé dans une première boucle de réaction disposée entre la sortie et l'entrée de l'amplificateur; une source de signal de référence à gain commandé, couplée à la sortie du système détecteur, pour fournir dans la première boucle de contrôle un signal de différence; un générateur d'impulsions de commande de gain, relié à la source et au système détecteur, pour

commander simultanément la gain de la source et celui du système détec-

teur, afin de contrôler la forme du signal de différence, de manière à linéariser la partie non linéaire inférieure de la caractéristique, sans perte de stabilité de la boucle et sans distorsion d'amplitude dans la première boucle de réaction; un excitateur, pour fournir des

impulsions rectangulaires d'amplitude contrôlable; un premier modu-

lateur d'amplitude, placé dans la première boucle de réaction, entre l'entrée de l'amplificateur de puissance et la sortie de l'excitateur,

et recevant le signal de différence amplifié et les impulsions rectan-

gulaires; une seconde boucle de réaction, placée entre la sortie et l'entrée de l'excitateur, afin d'assurer un sommet extrêmement plat pour chacune des impulsions rectangulaires; et une troisième boucle de réaction, couplée à la première et à la seconde boucles de réaction,

sensible à une partie du signal de différence amplifié, partie sélec-

tionnée de manière prédéterminée, ladite troisième boucle produisant un

signal de commande pour la seconde boucle de réaction, afin de contrô-

ler avec précision l'amplitude des impulsions rectangulaires à sommet plat, de manière à maintenir l'amplitude du niveau de base du signal

de sortie du modulateur exactement au niveau du seuil de la caracté-

ristique linéarisée.

Les caractéristiques et objets de la présente invention

seront expliqués plus clairement grâce à la description qui suit et

aux dessins joints o:

- la figure 1 est un schéma d'ensemble d'un système antérieur de modu-

lation contrôlé par réaction - la figure 2 est un schéma d'ensemble d'un système de modulation contrôlé par réaction, qui peut, en théorie, compenser les non linéarités du système de la figure 1;

- la figure 3 montre la caractéristique d'entrée-sortie de l'amplifi-

cateur de puissance concerné, qui est aussi celle des détecteurs d'enveloppe à diode

- la figure 4 montre la caractéristique linéaire de modulation entrée-

sortie que l'on désire, obtenue grâce au système de modulation

contr8lé par réaction, selon la présente invention; -

- la figure 5 est un schéma d'ensemble du système de modulation con-

trôlé par réaction, selon les principes de la présente invention; - la figure 6 est un schéma du détecteur d'amplitude à gain commuté 17 de la figure 5; - la figure 7 est un schéma du détecteur d'amplitude à gain commuté 19 de la figure 5; - la figure 8 est un schéma, en partie sous forme de blocs, du module de polarisation directe pour compensation de température de la figure 5; - la figure 9 est un schéma du réseau de mise en forme de l'impulsion de référence et du circuit de préaccentuation de la figure 5; - la figure 10 est un schéma du générateur d'impulsions de commutation

de gain, visible sur la figure 5, qui transforme la fonction "ampli-

tude" du signal modulant en une fonction "largeur d'impulsions"; - la figure 11 est un schéma des étages de commande de commutation de la figure 5; - la figure 12 est un schéma de l'amplificateur de référence à gain commuté de la figure 5; - la figure 13 est un schéma de l'amplificateur de différence à gain commuté de la figure 5; - la figure 14 est un schéma d'ensemble du générateur d'impulsions de synchronisation, utilisé pour piloter le système de modulation contrôlé par réaction de la figure 5; et -.la figure 15 est une représentation graphique des variations dans le temps des formes d'ondes des impulsions venant du générateur de la figure 14, o les lettres identifiant les formes d'ondes sont les mêmes que celles identifiant les localisations desdites formes

d'ondes dans le générateur de la figure 14.

La figure J, comme on l'a déjà mentionné, représente le schéma d'un système de modulation contrôlé par réaction connu qui comprend une source de porteuse radiofréquence (RF) 200 couplée à un modulateur d'amplitude 202 par un excitateur RF 201. La sortie du modulateur 202 est connectée à un amplificateur de puissance 203 ayant une caractéristique entrée-sortie non linéaire, par exemple en classe C. Une boucle de réaction, comprenant un coupleur directionnel 204, un détecteur d'enveloppe de signal 205, un circuit de différence 206 et un amplificateur de différence 208, commande le modulateur 202. Le circuit de différence 206 soustrait la sortie du détecteur d'enveloppe de la sortie d'une source 207 de signal de référence de modulation. Ce système connu a l'inconvénient mentionné plus haut qu'il ne présente pas un gain en boucle suffisant dans les parties non linéaires 1 et 3

de la caractéristique entrée-sortie représente sur la figure 3.

La figure 2 représente le schéma d'un système utilisant un procédé simple de compensation. On a seulement ajouté dans la boucle de réaction un circuit compensateur à gain conformé 210 dont le gain est commandé par un circuit contrôleur de gain 209 recevant le signal de référence modulant venant de la source 207, de manière à avoir un gain fonction de l'amplitude du signal modulant. Cependant, comme on l'a expliqué en détails plus haut, ce système ne peut pas atteindre les

buts visés en raison des inconvénients mentionnés.

Sur la figure 5 est représenté un émetteur VORTAC utilisant

un système de modulation selon l'invention, qui contient un amplifica-

teur de puissance 4, dont la caractéristique d'entrée-sortie est con-

forme à celle de la figure 3. C'est le signal de pilotage correct pour cet amplificateur 4 qui doit être produit automatiquement par le

système de modulation contrôlé par réaction selon la présente invention.

Outre l'amplificateur de puissance 4 en classe C, l'émetteur comprend un synthétiseur de fréquence 5 et un excitateur RF 6 qui fournit une fréquence porteuse RF (radiofréquence) en créneaux à un

modulateur d'amplitude 8, dont la sortie est reliée à l'amplificateur 4.

On trouve aussi, dans l'émetteur usuel, un amplificateur de diffé-

rence 23, utilisé pour injecter au modulateur le signal modulant. Le modulateur 8 représenté ici est un modulateur à diode PIN en mode shunt, mais pourrait être un autre type quelconque de modulateur d'amplitude.

Pour atteindre le but consistant à injecter un signal modu-

lant de forme correcte dans le modulateur 8 qui injectera ensuite l'onde correcte de pilotage RF à l'amplificateur de puissance non linéaire 4, le système selon la présente invention comprend également outre les ensembles fonctionnels cités plus haut: l. une source de signal de référence à gain commandé 10 comprenant un

réseau de mise en forme d'impulsion 14, un circuit de préaccentua-

tion 35 et un amplificateur de référence à gain commuté 16 2. un système détecteur à gain commandé et gamme élargie 25 situé dans la boucle de réaction primaire rapide il; 3. un générateur commandant le gain 12, sous la forme d'un générateur d'impulsions de commutation de gain, qui produit des signaux de commutation de gain, fonctions du niveau du signal modulant, et qui est capable d'effectuer une commutation de gain commuté séparément

sur le front arrière; - -

4. une seconde boucle de réaction 26, indépendante de la boucle de réaction primaire, placée autour de l'excitateur 6 et dont le rôle consiste à faire en sorte que la sortie de l'excitateur RF soit formée d'impulsions RF rectangulaires, d'amplitude contrôlable et ayant des sommets extrêmement plats, c'est-à-dire présentant moins d'environ un pour cent de variation en niveau sur la partie plate utile de cette impulsion RF déclenchée Ce caractère plat, dans la sortie de l'excitateur, est une exigence importante en pratique, car la constance avec laquelle le système complet est correctement

maintenu au niveau du seuil de la caractéristique de classe C linéa-

risée dépend fortement du caractère plat de cette sortie déclenchée de l'excitateur; et 5. une troisième boucle de réaction 27 à action lente, qui tire son signal de réaction d'une partie sélectionnée du signal de différence produit par la boucle de réaction primaire à action rapide, et qui

obtient son signal de référence à partir d'un niveau continu fixe.

Le signal de différence, en sortie de cette troisième boucle de

réaction, contrôle avec une grande précision l'amplitude des impul-

sions à sommet très plat, qui doivent ère fournies par l'excita-

teur RF 6, comme décrit au paragraphe 4 ci-dessus, de façon à maintenir l'amplitude du signal de sortie du modulateur 8 en son niveau de base, exactement au niveau du seuil de la caractéristique

de classe C linéarisée de l'amplificateur de puissance 4.

Le système détecteur 25 à gamme élargie comprend un premier

détecteur d'amplitude à gain commuté 17, relié à la sortie de l'ampli-

ficateur 4 par un coupleur directionnel 18, un second détecteur d'enveloppe 19 à gain commuté, relié au coupleur directionnel 18 par l'intermédiaire d'un coupleur directionnel 20, un amplificateur limi- teur RF à rétablissement instantané 21 et un point de sommation 28, o les sorties des détecteurs 1.7 et 19 sont additionnées. Les diodes utilisées dans les détecteurs 17 et 19 présentent un potentiel de contact lié au travail de sortie. Pour compenser ce potentiel de contact, il est prévu un module 24 de polarisation directe, qui présente une

très faible impédance de sortie.

Comme on le voit sur la figure 3, un amplificateur 4 typique a une caractéristique d'entrée-sortie qui présente une partie linéaire 2 allant de - 3 dB par rapport au niveau de saturation en sortie jusqu'à - 26 dB par rapport audit niveau. Cependant, en raison des exigences propres a l'émetteur VORTAC, en particulier des exigences spectrales, l'émetteur complet doit produire une forme d'onde modulée en sortie qui soit correcte jusqu'à un niveau de - 50 dB ou - 60 dB, typiquement (ou mkme moins), par rapport au niveau crête de sortie. Cette région de - 50 dB à - 60 dB est dans la partie inférieure 3, non linéaire, de la

caractéristique d'entrée-sortie de la figure 3. Conformément aux prin-

cipes de la présente invention, le détecteur 17 est rendu actif sur la partie linéaire 2, et le détecteur 19 est rendu inactif sur la partie linéaire 2, grâce aux signaux de sortie des étages de commande de commutation 13. Lorsque le niveau de - 26 dB est atteint, les étages de commande de commutation 13, sous le contrôle du générateur 12, rendent le détecteur 17 inactif et le détecteur 19 actif. Sur la partie non linéaire 3, le générateur d'impulsions 12 fournit des créneaux de commutation à différents niveaux donnés, qui peuvent être, par exemple, les niveaux de 32 dB, - 40 dB et - 46 dB, qui contrôlent le gain du détecteur 19 et, simultanément, celui de l'amplificateur de référence à gain commuté 16, de manière à linéariser la partie non linéaire 3 de la caractéristique d'entrée-sortie de la figure 3; ceci permet d'assurer simultanément un gain de boucle à peu près constant et une

caractéristique d'entrée-sortie à peu près linéaire pour l'amplifica-

teur de puissance 4, sur une gamme commençant à un niveau de seuil donné, qui est, dans cet exemple, typiquement à - 50 dB ou - 60 dB par rapport au signal crête de sortie. Ceci est effectué sans modifier la bande passante qui assure la stabilité, sans perte de la largeur de bande en excès donnée, et sans provoquer de distorsion d'amplitude; en conséquence, on parvient ainsi à remédier aux inconvénients des systèmes à réaction antérieurs, à contrôle de gain automatique, cités

plus haut.

Le point de différence 22 fournit le signal d'entrée pour l'amplificateur de différence 23; ce signal est obtenu en soustrayant du signal de l'amplificateur de référence 16 le signal de sortie du détecteur 17, lorsque le système à réaction fonctionne dans la partie linéaire 2 de la caractéristique de la figure 3, tandis que c'est le signal de sortie du détecteur 19 qui est soustrait du signal de sortie

de l'amplificateur de référence 16 lorsque le système à réaction fonc-

tionne dans la partie non linéaire 3 de la caractéristique d'entrée-

sortie de la figure 3.

La boucle de réaction 26 contient un détecteur d'enveloppe 106

couplé à la sortie de l'excitateur RF 6 par l'intermédiaire d'un cou-

pleur directionnel 107. La sortie du détecteur 106 est reliée à un circuit de différence 108 dont l'autre entrée est reliée à un ajusteur électronique 109 du niveau de palier. Le signal combiné de temps de palier (figure 14), en direction de l'excitateur RF, arrive à une entrée de l'ajusteur 109, qui peut être un amplificateur continu déclenché à gain commandé. La sortie du circuit de différence 108 est reliée au modulateur d'amplitude de palier 110, par l'intermédiaire de l'amplificateur de différence 11. Le modulateur 110 est placé entre le synthétiseur 5 et l'excitateur 6, de façon à ce que le fonctionnement de la boucle 26 permette de satisfaire à l'exigence, importante en

pratique, d'obtention d'impulsions RF rectangulaires, à sommet extrê-

mement plat, d'amplitude contrôlable, à la sortie de l'excitateur 6.

Comme indiqué plus haut, la boucle de réaction 27 est intro-

duite pour assurer que l'amplitude des impulsions à sommet très plat, fournies par l'excitateur 6, soit telle que l'amplitude du niveau de baseen sortie du modulateur 8 soit exactement au niveau du seuil de la

caractéristique de classe C linéarisée relative à l'amplificateur 4.

Pour atteindre ce but, la boucle de réaction 27 contient: un circuit porte d'indication de palier 112, dont une entrée est reliée à la sortie de l'amplificateur de différence 23, et dont une entrée de déclenchement reçoit l'impulsion de porte d'indication de niveau du palier de la figure] 4; un amplificateur 11]]3, relié à la sortie du circuit porte 11]]2; un détecteur de crête 11]]4 relié à la sortie de - l'amplificateur 113; et un circuit de différence 115, dont une entrée est reliée à la sortie du détecteur 114, une seconde entrée est reliée à la source de référence continue 116, et une sortie de différence est reliée à l'entrée de l'ajusteur de niveau 109. La forme d'onde 1]7, à la sortie de l'amplificateur 23, contient une impulsion 118, dont l'amplitude varie proportionnellement à l'amplitude du niveau de base en sortie du modulateur 8. L'impulsion de porte d'indication rend le circuit porte 112 conducteur pendant l'impulsion 118; ladite porte laisse passer en conséquence l'impulsion 118 dont l'amplitude, après amplification, est détectée par le détecteur 114. On utilise ensuite la sortie du circuit de différence 115 pour commander l'ajusteur 109, de manière telle que la sortie du circuit de différence 108 garantisse que l'amplitude du niveau de base de sortie du modulateur 8 soit exactement au niveau du seuil de la caractéristique de classe C linéarisée de

l'amplificateur 4.

Sur la figure 6, on voit le schéma du détecteur 17 de la figure 5, qui comprend, globalement, un détecteur à diode 29, un étage 30 à haute impédance d'entrée et basse impédance de sortie, et un étage de commutation 3] qui est contrôlé par la sortie des commandes de commutation 13, pour rendre le détecteur 17 actif ou inactif selon les besoins. Il faut noter que le circuit de la figure 6 se trouve à l'intérieur d'un blindage VHEF ("very high frequency", c'est-à-dire "très haute fréquence") 32, qui est nécessaire pour ce circuit et pour d'autres circuits VIT similaires, pour éviter les rayonnements et

le couplage parasites de ces circuits, phénomènes dus à la haute fré-

quence à laquelle travaillent ces circuits.

Sur la figure 7, on voit un schéma du détecteur 19 de la figure 5, qui contient un détecteur à diode 33, un étage 34 à haute impédance d'entrée et basse impédance de sortie, qui pilote un système

atténuateur à commutation, dont le gain est commandé grâce à l'inser-

tion de résistances de différentes valeurs au moyen de transistors de commutation 35, 36, 37 qui sont commandés par des impulsions pour circuits portes en provenance du générateur 12, lesdites impulsions étant produites pour différents niveaux qui, dans le présent exemple, sont les niveaux de - 32 dB, * 40 dB et - 46 dB de la forme d'onde de référence. Le transistor de commutation 38, contr8lé par le signal de sortie des étages de commande de commutation 13, détermine les moments o le détecteur 19 est actif, et ceux o il est inactif, les étages de commande 13 basculant, dans cet exemple, au niveau - 26 dB de l'onde de référence, ce qui correspond, dans cet exemple, au niveau charnière

entre la partie linéaire 2 et la partie non linéaire 3 de la caracté-

ristique de la figure 3. Le détecteur 29 est, de plus, équipé d'un générateur 39, qui produit une tension continue pour les émetteurs des

transistors de commutation 35 à 38, afin de compenser la tension con-

]0 tinue présente dans la résistance 40.

Sur la figure 8 on voit un schéma, en partie simplifié, du module 24 de la figure 5, destiné à fournir la polarisation directe qui compense lepotentiel de contact des détecteurs à diode 29 et 33 des

figures 6 et 7 respectivement. Le module 24 utilise un double amplifi-

cateur opérationnel 41, sous forme d'un circuit intégré de type 747, fabriqué par de nombreux fabricants de circuits intégrés, tels que

Fairchild, National Semiconductor et Motorola.

Sur la figure 9, on trouve un schéma du réseau 14 de mise en forme d'impulsions de la figure 5, avec des valeurs d'éléments choisies de manière à fournir la forme modulante voulue, qui est gaussienne dans cet exemple. Ce module est blindé par un blindage VHF, et comprend un

générateur de courant 42 à impulsions, qui est piloté par des impul-

sions négatives, une-première section de filtrage 43, un premier ampli-

ficateur linéaire 44, une seconde section de filtrage 45, un second amplificateur linéaire 46 et une troisième section de filtrage 47, tout ceci étant conçu pour fournir les formes d'impulsions de référence voulues. Les circuits des amplificateurs 44 et 46 ont été conçus pour fournir une réponse extrêmement bonne dans les basses fréquences. Ceci est nécessaire car, lorsque le gain de l'amplificateur de référence]6 est augmenté de 26 dB, par exemple, il amplifierait toute "inclinaison" dans la ligne de base des impulsions en provenance du réseau 14, qui

résulterait d'une réponse médiocre en basse fréquence. Cette "incli-

naison", amplifiée, éloignerait à tort le niveau du palier de celui du seuil de la caractéristique de classe C linéarisée. La sortie de la section de filtrage 47 alimente un étage d'isolation à haute impédance d'entrée et basse impédance de sortie 48, qui est relié à un circuit de

préaccentuation 15 (dont le schema est sur la figure 9), et au généra-

teur 12. La sortie du circuit de préaccentuation 15 est reliée à l'amplificateur de référence 216. Le générateur de courant 42 possède un circuit de compensation d'affaissement 49, destiné à compenser

l'affaissement de l'impulsion de groupe VORTAC à la sortie de l'ampli-

ficateur 4. Le circuit 49 augmente l'amplitude des impulsions VORTAC qui sont adjacentes au front arrière de l'impulsion de groupe, afin de

compenser la perte d'amplitude desdites impulsions lorsqu'elles pro-

gressent dans l'émetteur.

La figure 10 donne un schéma du générateur d'impulsions 12 de

commutation de gain visible sur la figure 5, qui contient un amplifi-

]0 cateur limiteur 50 à rétablissement instantané, relié à la sortie de l'étage d'isolation 48 du réseau 14, amplificateur dont la sortie est reliée à un étage 5] à faible impédance de sortie, dont la sortie est reliée aux entrées des circuits comparateurs 52 et 53. La sortie de

l'étage amplificateur 50 est également reliée à un second étage ampli-

ficateur limiteur 54 à rétablissement instantané, dont la sortie

alimente l'entrée de deux circuits comparateurs d'amplitudes supplémen-

taires 55 et 56. Grâce à l'emploi des étages amplificateurs 50 et 54 à rétablissement instantané, il est possible de fournir la m8me tension de comparaison pour les circuits comparateurs d'amplitudes52 et 55, et

la mme tension de comparaison pour les circuits comparateurs d'ampli-

tudes 53 et 56, afin d'obtenir les impulsions de commande du gain désiré,

et l'impulsion de changement de détecteur pour la commande de commuta-

tion 13. Les circuits comparateurs 52 et 55 ont une tension de compa-

raison de],2 volt, le circuit comparateur 52 fournissant les impul-

sions de commande relatives au niveau - 26 dB, et le circuit comparateur 55 fournissant les impulsions de commande relatives au niveau - 40 dB. Les circuits comparateurs 53 et 56 utilisent une tension de comparaison de 0,6 V, pour fournir, respectivement, les impulsions de commande relatives aux niveaux de - 32 dB et - 46 dB. Le

circuit de base, pour les comparateurs 52, 53, 55 et 56, est un compa-

rateur d'amplitudes différentiel, qui se présente sous la forme du circuit intégré uA 760, disponible chez les fabricants de circuits

intégrés cités plus haut.

Pour permettre d'équilibrer le gain relatif au front arrière de l'impulsion d'entrée du générateur]2, àdes niveaux différents de

celui du front avant de ladite impulsion, des commutateurs électro-

niques, tels que les transistors de commutation 57 à 60, sont couplés aux circuits comparateurs 52, 53, 55 et 56, comme indiqué sur la figure 10, pour ajuster le niveau de la tension de comparaison, selon la position des commutateurs 61 à 64. L'impulsion de commande pour les transistors 57 à 60 est produite en réponse à la crête de l'impulsion à l'entrée du générateur 12. Ce dispositif supplémentaire aide à com-

penser les modifications de gain, évoluant rapidement, de l'amplifica-

teur 4, du modulateur 8, etc., dues à l'échauffement, etc.

Sur la figure 11, on voit un schéma des commandes de commu-

tation 13 de la figure 5.

Sur la figure 12, on voit un schéma de l'amplificateur de

référence 16 à gain commuté de la figure 5. L'amplificateur de réfé-

rence 16 contient un premier étage amplificateur 65 et un étage ampli-

ficateur 66 à gain commandé qui peut mettre en service, dans son

circuit, différentes valeurs de résistances, en commutant les transis-

tors 67 à 70, pilotés par les impulsions de commande produites par le générateur 12, le gain de l'amplificateur 16 étant ajusté simultanément

et en cohérence avec celui du détecteur 19. La sortie de l'étage ampli-

ficateur 66 à gain commandé est reliée à un étage transmetteur 71 à basse impédance qui est nécessaire quand on réalise en pratique la présente invention, car l'étage de sortie 72 de l'amplificateur de référence 16 se trouve, physiquement, à une distance relativement

grande du point de différence 22.

Sur la figure 13, on voit un schéma de l'amplificateur de différence 23 à gain commandé de la figure 5; il contient un étage amplificateur 74 et un étage à faible impédance de sortie 75, pour

fournir au modulateur 8 une impulsion de commande négative.

Comme on le voit sur la figure 13, l'étage amplificateur 74 peut être modifié, pour devenir un étage amplificateur à gain commandé, grâce à l'adjonction de résistances de différentes valeurs, destinées à être mises en service dans l'étage 74 par l'action des transistors de commutation 76 à 78, pilotés par les impulsions de commande venant du générateur 12, lesdites impulsions étant produites par des circuits comparateurs similaires à ceux présentés sur la figure 10; mais ici, les tensions servant de bases aux comparateurs sont choisies pour linéariser la partie non linéaire supérieure 1 de la caractéristique

d'entrée-sortie de la figure 3.

Sur la figure 14, on voit le schéma d'ensemble d'un géné-

rateur d'impulsions de synchronisation, qui produit les différents

signaux de synchronisation nécessaires pour permettre un bon fonction-

nement de l'émetteur selon la présente intention tel qu'il est repré-

senté sur le schéma d'ensemble de la figure 5. La figure 15 est une représentation graphique des variations

dans le temps des formes d'ondes des impulsions produites par le géné-

rateur de la figure]4, les endroits o se trouvent les différentes formes d'ondes de la figure 15 étant repérés sur la figure 14 grâce à

des lettres qui identifient lesdites formes d'ondes.

Le générateur de la figure 14 contient un générateur de format d'impulsions contr8lé par cristal, destiné à produire les formes d'ondes A, B et C de la figure 15. Les impulsions combinées de temps de palier, pour l'excitateur RF de la figure 5, sont produites par le générateur du palier de la salve Nord 80, le générateur du palier de la salve auxiliaire 81 et le générateur du palier de réponse aléatoire ("squitter") 82, chacun de ces générateurs étant relié au générateur 79 par l'intermédiaire des circuits de retard 83 à 85. Les formes d'ondes de sortie D, E et F de la figure 15 sont combinées dans le sommateur 86, pour fournir les impulsions combinées de temps de

palier que l'on désire. Les générateurs 80 à 82 sont des circuits mono-

stables ayant des constantes de temps RC choisies pour produire les formes d'ondes D, E et F de la figure 15. Les circuits de retard 83 à 85 sont aussi des circuits monostables à constantes de temps RC

appropriées.

L'impulsion de porte d'indication de niveau de palier est

produite par le générateur 87 qui est un circuit monostable à cons-

tante de temps RC appropriée, dont l'entrée est reliée à une sortie du générateur 79 qui envoie la forme d'onde C de la figure 15 par

l'intermédiaire d'un circuit de retard 88 qui est un circuit mono-

stable à constante de temps RC appropriée.

Les impulsions de synchronisation qui pilotent le réseau 14 sont produites, d'une part, par le générateur déclenché 89, générateur des paires d'impulsions de la salve Nord, qui réagit à la forme d'onde A de la figure 15, en provenance du générateur 79, d'autre part, par le générateur déclenché 90, générateur des paires d'impulsions de la salve

auxiliaire et qui répond à la forme d'onde B de la figure 15, en pro-

venance du générateur 79 et, enfin, par le générateur déclenché 91, générateur des paires d'impulsions de "squitter", qui répond à la forme d'onde C de la figure 15, en provenance du générateur 79. Ces trois signaux, de formesd'ondes H, I et J de la figure.5, venant respectivement des générateurs 89, 90 et 91, sont combinés dans le sommateur 92, dont le signal de sortie passe dans le circuit de retard 93, puis dans le générateur 94 de paires d'impulsions qui est placé à la sortie du circuit de retard 93. Les générateurs 89 à 91 sont

des générateurs de salves synchrones et utilisent des circuits mono-

stables appropriés; le circuit de retard 93 est un circuit monostable à constante de temps RC appropriée; et le générateur 94 comprend: les générateurs d'impulsions 95 et 96 qui sont des circuits monostables à constantes de temps RC appropriées, un circuit de retard 97 qui est un circuit monostable approprié et un sommateur 98 connecté comme

indiqué sur le schéma.

Les impulsions de commande de commutation de gain, relatives au front arrière, sont produites par un circuit de retard 99, placé à la sortie du générateur 94, et qui produit un signal de sortie qui

indique la présence de la crête de l'impulsion d'entrée du généra-

teur 12. La sortie du circuit 99 est reliée au générateur d'impul-

sions 100 qui produit les impulsions de commande de la largeur désirée.

Le circuit 99 et le générateur 100 sont, ici encore, des circuits mono-

stables à constantes de temps RC appropriées.

Les impulsions de commande de compensation d'affaissement de

la salve Nord et de la salve auxiliaire sont produites par les généra-

teurs d'impulsions 101 et 102, reliés à des sorties du générateur 79 par l'intermédiaire, respectivement, des circuits de retard 103 et 104

qui réagissent respectivement aux formes d'ondes A et B de la figure 15.

Les générateurs 101 et 102 sont tous deux des circuits monostables à constantes de temps RC appropriées, dont les sorties sont combinées dans un sommateur, et qui donnent les formes d'ondes K et L de la figure 15. Ces formes d'ondes sont combinées dans le sommateur 105 pour fournir les impulsions de commande voulues pour la compensation d'affaissement. Bien que les principes de l'invention aient été décrits en relation avec un dispositif particulier, il faut bien comprendre que

cette description est faite uniquement à titre d'exemple, et ne saurait

constituer une limitation de la portée de l'invention.

Claims

REVENDICATIONS ]. Système de modulation automatique contrôlé par réaction à plusieurs niveaux, pour linéariser et stabiliser un amplificateur ayant une caractéristique d'entrée-sortie contenant une partie linéaire et au moins une partie inférieure non linéaire, ledit système de modulation étant caractérisé en ce qu'il comprend: - un système détecteur à gain commandé, à gamme élargie (25), disposé dans une première boucle de réaction (11) placée entre la sortie et l'entrée dudit amplificateur -(4); - une source de signal de référence à gain commandé (10), reliée à la sortie dudit système détecteur, pour fournir un signal de différence dans ladite première boucle de réaction - un générateur d'impulsions pour commande de gain (12), relié à ladite source (10) et audit système détecteur (25), pour commander simulta- nément le gain de ladite source et le gain dudit système détecteur, afin de contrôler la forme dudit signal de différence, de manière à linéariser ladite partie inférieure (3) non linéaire de ladite carac- téristique, sans perte de stabilité de la boucle, et sans distorsion d'amplitude dans ladite première boucle de réaction; - un excitateur (6), pour fournir des impulsions rectangulaires d'amplitude contrôlable; - un premier modulateur d'amplitude (8), placé dans ladite première boucle de réaction (11), relié à l'entrée dudit amplificateur (4) et à la sortie dudit excitateur (6), sensible audit signal de diffé- rence, amplifié, et auxdites impulsions rectangulaires; - une seconde boucle de réaction (26), placée entre la sortie et l'entrée dudit excitateur (6), permettant d'assurer pour chacune des- dites impulsions un sommet extrêmement plat; et - une troisième boucle de réaction (27), couplée auxdites première et seconde boucles de réaction (11, 26), et sensible à une partie sélec- tionnée, de manière prédéterminée, dudit signal de différence ampli- fié, afin de produire un signalde commande pour ladite seconde boucle de réaction (26), permettant de contrôler avec précision l'amplitude desdites impulsions rectangulaires à sommet plat, de manière à main- tenir l'amplitude du niveau de base de sortie dudit modulateur exac- tement au niveau du seuil de ladite caractéristique linéarisée.

2. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite première boucle de réaction (11) est une boucle de réaction à

action rapide.
3. Système selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé

en ce que ladite troisième boucle de réaction (27) est une boucle de

réaction à action très lente.
4. Système selon l'une quelconque des revendications 1 à 3,

caractérisé en ce que ledit amplificateur (4) est un amplificateur de puissance en classe C.
5. Système selon l'une quelconque des revendications I à 4,

caractérisé en ce que ladite source (10) comprend un réseau de mise en forme d'impulsions (14) piloté par impulsions et fournissant ledit

signal de référence de forme prédéterminée, un circuit de préaccentua-

tion (15) relié à la sortie dudit réseau de mise enforme d'impulsions, et un amplificateur de référence à gain commandé (16) relié à la sortie dudit circuit de préaccentuation et à la sortie dudit générateur d'impulsions

de commande (12).
6. Système selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit réseau de mise en forme d'impulsions (14) comporte: - un générateur de courant (42) produisant des impulsions, piloté par lesdites impulsions pilotant ledit réseau;

- un circuit de compensation d'affaissement (49) couplé audit généra-

teur de courant, sensible à une impulsion de compensation; - un premier réseau de filtrage (43) relié à la sortie dudit générateur de courant; un premier amplificateur linéaire (44) relié à la sortie dudit premier réseau de filtrage; - un second réseau de filtrage (45) relié à la sortie dudit premier amplificateur linéaire; - un second amplificateur linéaire (46) relié à la sortie dudit second réseau de filtrage; et - un troisième réseau de filtrage (47) relié à la sortie dudit second

amplificateur linéaire.
7. Système selon l'une des revendications 5 ou 6, caractérisé

en ce que ledit amplificateur de référence (16) contient au moins un étage amplificateur (66) dont le gain est modifié par ledit générateur

d'impulsions de commande (12), pour un nombre donné de niveaux d'ampli-

tude différents dudit signal de référence.
8. Système salon la revendication 7, caractérisé an ce que lesdits niveaux d'amplitude donnés sont - 26 dB, - 32 dB, - 40 dB et

- 46 dB par rapport au niveau crête dudit signal de référence.
9. Système selon l'une quelconque des revendications 1 à 8,

caractérisé en ce que ledit système détecteur (25) comprend au moins

deux détecteurs d'amplitude à gain commandé (17, 19).

]0. Système selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'un premier (17) desdits deux détecteurs est commandé par ledit générateur d'impulsions de commande (12) qui le rend actif pendant ladite partie

]0 linéaire (2) de ladite caractéristique, tandis qu'un second (19) des-

dits deux détecteurs est commandé par ledit générateur d'impulsions de commande (12) qui le rend inactif pendant ladite partie linéaire de

ladite caractéristique.

x l1. Système salon l'une des revendications 9 ou IQ, caracté-

risé en ce que ledit premier (12) desdits deux détecteurs est commandé par ledit générateur d'impulsions de commande (12) qui le rend inactif

durant ladite partie inférieure non linéaire (3) de ladite caractéris-

tique, tandis que ledit deuxième (19) desdits deux détecteurs est com-

mandépar ledit générateur d'impulsions de commande (12) qui le rend actif durant ladite partie inférieure non linéaire de ladite caractéristique et qui

modifie son gainpour un nombre donné de niveaux d'amplitude différents.
12. Système selon la revendication 11, caractérisé en ce que lesdits niveaux d'amplitude sont - 26 dB, - 32 dB, - 40 dB et - 46 dB

par rapport au niveau crête dudit signal de référence.
13. Système selon l'une quelconque des revendications 9 à 12,

caractérisé en ce que ladite partie linéaire (2) de ladite caractéris-

tique se termine là o commence ladite partie inférieure non liné-

aire (3), à un niveau prédéterminé en dessous du niveau crête dudit signal de référence, ledit premier (17) desdits deux détecteurs étant commuté vers son état inactif, et ledit deuxième (19) desdits deux

détecteurs étant commuté vers son état actif pour ledit niveau prédé-

terminé.
14. Système selon l'une quelconque des revendications 9 à 13,

caractérisé en ce que ledit générateur d'impulsions de commande (12) contient un ensemble de comparateurs d'amplitudes (52, 53, 55, 56), en même nombre que lesdits niveaux d'amplitude, pour produire un nombre correspondant de premières impulsions de commande destinées à contrôler ledit amplificateur de référence (]6), et un nombre correspondant de secondes impulsions de commande destinées à contr8ler lesdits deux

détecteurs (]7, 19).
15. Système selon la revendication 14, caractérisé en ce que lesdits comparateurs (52, 53, 55, 56) dudit ensemble sont au nombre de quatre, chacun produisant une desdites premières et secondes impulsions

de commande.
16. Système selon la revendication 15, caractérisé en ce ]0 qu'un premier (52) desdits quatre comparateurs produit une première desdites premières et secondes impulsions de commande, à un niveau prédéterminé au-dessous du niveau crête dudit signal de référence, un second (53) desdits quatre comparateurs produit une seconde desdites

premières et secondes impulsions de commande, à un second niveau prédé-

terminé au-dessous du niveau crête dudit signal de référence, niveau

inférieur audit premier niveau, un troisième (55) desdits quatre compa-

rateurs produit une troisième desdites premières et secondes impulsions de commande, à un troisième niveau prédéterminé au-dessous du niveau crête dudit signal de référence, niveau inférieur audit second niveau, et un quatrième (56) desdits quatre comparateurs produit une quatrième desdites premières et secondes impulsions de commande, à un quatrième

niveau prédéterminé au-dessous du niveau crête dudit signal de réfé-

rence, niveau inférieur audit troisième niveau.
17. Système selon l'une quelconque des revendications]4 à 16,

caractérisé en ce que ledit générateur d'impulsions de commande (12)

comprend en outre une commande de commutation de gain (57 à 64) rela-

tive au front arrière, couplée à chacun desdits comparateurs, rendue active lors de la crête des impulsions de commande, pilotant à son entrée ledit générateur de commande, et destinée à fournir, pour ce qui concerne chacun desdits niveaux donnés du front arrière desdites impulsions de commande, des valeurs qui soient différentes de celles

desdits niveaux donnés des fronts avant desdites impulsions de commande.
18. Système selon l'une quelconque des revendications 14 à 17,

caractérisé en ce que ledit générateur d'impulsions de commande (12) contient en outre un premier amplificateur limiteur à rétablissement instantané (50) placé entre ledit réseau de mise en forme d'impulsions (i4) et certains desdits comparateurs (52, 53) dudit

ensemble, et un second amplificateur limiteur à rétablissement instan-

tané (54) placé entre ledit premier amplificateur (50) et les autres

comparateurs (55, 56) dudit ensemble.
19. Système selon la revendication 18, caractérisé en ce

qu'un premier comparateur de chacun desdits deux groupes de deux compa-

rateurs se voit appliquer une première tension de comparaison, pour produire une première desdites premières et secondes impulsions de commande à la sortie du premier comparateur du premier groupe, à un premier niveau prédéterminé au-dessous du niveau crête dudit signal de référence, et une seconde desdites premières et secondes impulsions de commande à la sortie du premier comparateur du second groupe, à un second niveau prédéterminé au-dessous du niveau crête dudit signal de référence, ledit second niveau étant inférieur audit premier niveau, et en ce que le second comparateur de chacun desdits deux groupes de deux comparateurs a une seconde tension de comparaison, différente de ladite première tension de comparaison, et qui lui est appliquée pour produire une troisième desdites premières et secondes impulsions de commande, à la sortie du second comparateur du premier groupe, à un troisième niveau prédéterminé au-dessous du niveau crête dudit signal de référence, ledit troisième niveau étant entre lesdits premier et second niveaux, et différent de chacun d'eux, et une quatrième desdites premières et secondes impulsions de commande, à la sortie du second

comparateur du second groupe, à un quatrième niveau prédéterminé au-

dessous du niveau crête dudit signal de référence, ledit quatrième

niveau étant inférieur audit second niveau.
20. Système selon la revendication 19, caractérisé en ce que ladite commande de commutation de gain (57 à 64) relative au front arrière fournit une valeur, pour lesdites première et seconde tensions de comparaison au moment du front arrière desdites impulsions d'entrée, qui est différente des valeurs desdites première et seconde tensions de

comparaison lors du front avant desdites impulsions d'entrée.

2]. Système selon l'une quelconque des revendications 9 à 20,

caractérisé en ce que ledit premier (17) desdits deux détecteurs est couplé à la sortie dudit amplificateur (4) par l'intermédiaire d'un

premier coupleur directiormnel (18) couplé à la sortie dudit amplifica-

teur, et en ce que ledit deuxième (19) desdits deux détecteurs est couplé à la sortie dudit amplificateur (4) par l'intermédiaire dudit premier coupleur (C18), d'un second coupleur directionnel (20) couplé

audit premier coupleur directionnel, puis d'un amplificateur limi-

teur RF à rétablissement instantané (23) qui est placé entre ledit second coupleur directionnel et l'entrée dudit deuxième desdits deux détecteurs.
22. Système selon l'une quelconque des revendications I à 21,

caractérisé en ce que ladite caractéristique contient une partie non

linéaire supérieure (1) et en ce que ladite première boucle de réac-

tion (CII1) contient au moins un étage amplificateur (23; 74) relié audit générateur d'impulsions de commande (12), qui commande le gain dudit étage, pour linéariser ladite partie non linéaire supérieure de

ladite caractéristique.
23. Système selon l'une quelconque des revendications 1 à 22,

caractérisé en ce que ladite seconde boucle de réaction (26) contient: un coupleur directionnel (107) couplé à la sortie dudit excitateur (6); un détecteur d'enveloppe (106) relié audit coupleur; - un premier circuit de différence (108) dont une entrée est reliée audit détecteur d'enveloppe (106) et dont une autre entrée est reliée à un ajusteur électronique du niveau de palier (109), lequel ajusteur a une entrée recevant des impulsions de synchronisation; - un amplificateur de différence (111) relié à ladite sortie dudit circuit de différence; et - un second modulateur d'amplitude (110) dont une entrée est reliée audit amplificateur de différence (111), dont une autre entrée est reliée à une source de signal de porteuse (5), et dont la sortie est

reliée à l'entrée dudit excitateur (6).
24. Système selon l'une quelconque des revendications 1 à 23,

caractérisé en ce que ladite troisième boucle de réaction (27) contient: un circuit porte (112) dont une entrée est reliée à ladite première boucle de réaction (11), à I'entrée dudit premier modulateur (8) placé dans ladite première boucle, et qui est conçu pour ne laisser passer que ladite partie sélectionnée de manière prédéterminée - un amplificateur (113) relié à la sortie dudit circuit porte; - un détecteur de cr te (114) relié à la sortie dudit amplificateur; et - un second circuit de différence (115) dont une entrée est reliée à la sortie dudit détecteur de crte, dont une autre entrée est reliée àune source de référence continue (116), et dont la sortie pour

ledit signal de commande est reliée audit ajusteur de niveau (109).