FI85916B - Foerfarande foer att avleda lokaliseringsrelaterad data fraon signaler med spridningsspektrum. - Google Patents

Description

1 85916

Menetelmä paikanmääritykseen liittyvien tietojen saamiseksi spektriltään levitetyistä signaaleista

Jakamalla erotettu hakemuksesta 830619 5

Esillä oleva keksintö koskee menetelmää paikanmääritykseen liittyvien tietojen saamiseksi spektriltään levitetyistä signaaleista, joilla on tukahdetut kantoaallot seurauksena modulaatiosta keskenään ortogonaalisten 10 spektriä levittävien koodien avulla.

Jotkin järjestelmät paikan määrittämiseksi radiolla käyttävät hyväksi lähettävän tai vastaanottavan antennin säteilykuvion suuntausta. Toiset järjestelmät, joihin sisältyy esillä oleva keksintö, eivät luota minkään an-15 tennin suuntaukseen. Esillä oleva keksintö kuuluu niiden järjestelmien yleiseen luokkaan, joissa vastaanottavan antennin paikka määritetään mittaamalla vaihe- tai ryhmä-viive-ero tai molemmat signaalien välillä, jotka saapuvat kahdesta tai useammasta eri lähetysantennista, joiden si-20 jainti jo tunnetaan. Jos kaksi lähetyslähdettä on tahdistettu tai jos kahden lähettimen poikkeama tahdistuksesta tiedetään riippumattomasti niin vastaanottopaikalla tapahtuva kahdesta lähteestä saapuvien signaalien ryhmävii-veiden välinen ero määrittelee, että vastaanotin on pai-25 kallistettu kolmiulotteisesti erityisellä pyörähdyshyper- boloidilla, jonka polttopisteet ovat lähettimien paikat. Jos samanlaiset samassa vastaanottopaikassa suoritetut mittaukset signaaleista useista eri sopivasti sijoitetuista lähettimistä yhdistetään, niin vastaanottopaikan 30 sijainti voidaan määrittää yksikäsitteisesti vastaavien hyperboloidien leikkauspisteestä.

Tekniikat eri paikkojen suhteellisten sijaintien määrittämiseksi, toisen suhteessa toiseen, samanaikaisesti näissä paikoissa vastaanotettujen radiosignaalien vä-35 lisistä vaihe- tai ryhmäviive-erojen mittauksista ovat myös tunnettuja alalla ja niihin viitataan yhteisesti 2 85916 radiointerferometriaa käyttävinä geodesiatekniikkoina.

Eri paikoilla olevien antennien ajatellaan muodostavan interferoni tr in ja suhteellista sijaintivektoria, joka ulottuu toisesta antennista toiseen, kutsutaan interferometrian 5 peruslinjavektoriksi. Peruslinja- tai suhteellisen sijainnin vektori kahden antennin välillä voidaan määrittää tavallisesti pienemmällä epävarmuudella kuin kuminankaan antennin paikka, koska monilla potentiaalisilla virhelähteillä on taipumus vaikuttaa mittauksiin molemmilla antenneil-10 la likimain samoin, minkä johdosta niillä on taipumus kumoutua, kun otetaan näiden kahden antennin välinen erotus. Mikroaaltoradiointerferometrisen geodesiatekniikan tiedetään muodostavan vertaansa vailla olevan tarkkuuden, nopeuden ja alueen yhdistelmän suhteellisen sijainnin tai in-15 terferometrin peruslinjavektorien määritystä varten. Tällainen määritys voi perustua joko ryhmäviive-eron tai vaihe-eron tai molempien erojen mittauksiin signaalien välillä, jotka on vastaanotettu peruslinjavektorin päissä. Vaihe-mittaukset ovat luonnostaan tarkempia kuin ryhmäviivemit-20 taukset, mutta vaihemittausten tulkinta on monimutkaisempaa johtuen niiden luontaisesta kokonaislukujaksoisesta moniselitteisyydestä. Yleinen esitys interferometrisistä mittaustekniikoista ja niihin liittyvistä tulkintaongelmista on annettu Charles C. Counselman III:n artikkelissa ot-25 sikoltaan "Radio Astrometry", joka on ilmestynyt julkai-·’: sussa Annual Reviews of Astronomy and Astrophysics, Vol.

14 (1976) sivut 197-214. Suuri kokoelma relevantteja tek-nisiä julkaisuja ilmenee National Aeronautics and Space Administrationin Conference Publicationista 2115 otsikol-30 taan "Radio Interferometry Techniques for Geodesy". Radiointerferometriaa käyttävää geodesiaa on harjoitettu radiosignaaleilla, jotka on vastaanotettu eri lähteistä mukaan lukien luonnolliset lähteet, kuten kvasarit ja keino-'·/1: tekoiset lähteet, kuten NAVSTAR globaalin paikannusjärjes- v : 35 telmän (Global Positioning System = GPS) satelliitit.

Kuten tunnettua, maata kiertää nykyisin noin kuusi ···. GPS-satelliittia. Satelliittien radat voidaan määrittää • · • * · 1 1 3 85916 noin kahden metrin tarkkuudella. Nämä satelliitit lähettävät radiosignaaleja, joiden aallonpituudet ovat lähellä 19,0 cm:ä ja myös 24,4 cm:ä. Edellyttäen, että näiden signaalien interferometristen vaihehavaintojen kokonaisluku-5 jaksojen moniselitteisyys voidaan ratkaista oikein, toiselta antennilta toiselle ulottuva peruslinjavektori voidaan määrittää interferometrisesti epävarmuudella, joka on paljon pienempi kuin GPS-lähetysten aallonpituudet. Kolmen peruslinjan määrityksen kunkin peruslinjan pituuden olles-10 sa 100 m:n luokkaa, GPS-signaalien interferometristen vai-hemittauksien avulla osoitettiin olleen tarkkoja noin 1 cm:n sisällä Eos:ssä (Transactions of the American Geophysical Union), Voi. 62, sivu 260, huhtikuun 28.

1981 julkaistun raportin mukaan,tekijöinä Charles C.

15 Counselman III, S.A. Gourevitch, R.W. King, T.A. Herring, I.I. Shapiro, R.L. Greenspan, A.E.E. Rogers, A.R. Whitney ja R.J. Cappallo. Näissä interferometrisissä peruslinja-määrityksissä käytetty menetelmä perustui signaalien suoran ristikorrelaation tunnetulle tekniikalle keskeisellä 20 paikalla, jotka signaalit oli vastaanotettu erikseen, mutta samanaikaisesti, kunkin peruslinjan molemmissa päissä.

. US-patentissa 4 170 776 on kuvattu järjestelmää maassa olevan paikkaparin välisen peruslinjavektorin muutosten mittaamiseksi käyttäen GPS-satelliiteista lähetet-25 tyjä signaaleja, jossa järjestelmässä molemmissa paikoissa ·*·*: vastaanotetut radiosignaalit ajoitetaan tarkasti ja väli tetään sitten puhelinlinjojen kautta keskeiseen paikkaan, missä likimain reaaliaikainen vaihevertailu suoritetaan ristikorreloimalla nämä kaksi signaaliryhmää. Patentissa 30 kuvattu järjestelmä sisältää "kulhoheijastintyyppiset" vas-taanottoantennit. Koska GPS-signaalin radiovuontiheys on '· ·* pieni suhteessa taustakohinatasoon ja koska GPS-signaalin kaistanleveys huomattavasti ylittää puhelinlinjan kaistan-·.*·’: leveyden molemmista paikoista puhelinlinjan kautta lähete- -: 35 tyn tehon signaalikohinasuhde on pieni. Pääosin tämän sig- naalikohinasuhteen nostamistarkoituksessa käyttökelpoisel-···. le tasolle tässä järjestelmässä, käytetään "kulhotyyppisiä" * · • · · • · • · • · · 4 85916 antenneja, joilla on suuret keräyspinta-alat. Toinen tärkeä syy tällaisten antennien käytölle on, että ne ovat suun-taavia niin, että antenniin muutoin kuin suoraan halutusta lähteestä saapuvat signaalit torjutaan.

5 Tunnetaan myös järjestelmiä peruslinjavektorien mittaamiseksi, jotka käyttävät muun tyyppisiä signaaleja maata kiertävistä satelliiteista.

Charles C. Counselman III:n ja Irwin I. Shapiron artikkelissa, joka on otsikoitu "Miniature Interferometer 10 Terminals for Earth Surveying" (MITES) ja ilmestynyt julkaisussa Bulletin Geodesique, Volume 53 (1979) sivut 139— 163, on kuvattu ehdotettua järjestelmää peruslinjavekto-rien mittaamiseksi monitaajuisia radiosignaaleja käyttäen, jotka lähetettäisiin maata kiertävistä satelliiteista, 15 jossa järjestelmässä vastaanotettujen signaalien vaiheet määritetään erikseen peruslinjan molemmissa päissä. Toisin sanoen yhdessä paikassa vastaanotettua signaalia ei ristikorreloida toisessa vastaanotetun signaalin kanssa näiden kahden signaalin välisen vaihe-eron määrittämiseksi. 20 Vaihemoniselitteisyyden ratkaisemiseksi MITES-järjestelmä luottaa aina kymmenellä taajuudella suoritettujen mittausten ryhmän yhdistelmään, jotka taajuudet on sopivasti sijoitettu välille 1-2 GHz. Valitettavasti sikäli kuin tiedetään, nykyisin ei maata kierrä satelliitteja, jotka lähet-25’ tävät tällaisia signaaleja.

Tunnetaan myös järjestelmiä suhteellisen sijainnin määrittämiseksi käyttäen signaaleja, jotka on lähetetty muista lähteistä kuin keinotekoisista satelliiteista. Eräs esimerkki tällaisesta järjestelmästä, jossa käytetään kuu-30 perustaista lähetystä, on myös esitetty US-patenttijulkai-;· sussa 4 170 776.

Tunnetaan myös järjestelmiä joko vain yhden paikan tai suhteellisen sijainnin mittaamiseksi käyttäen signaa-leja muista lähteistä kuin kiertävistä satelliiteista.

35 Esimerkiksi W.O. Henryn artikkelissa otsikoltaan "Some Developments in Loran", joka on ilmestynyt julkaisussa Journal of Geophysical Research, Voi. 65 sivut 506-513, « « • · • ·λ· 5 85916 helmikuu 1960, on kuvattu järjestelmää paikan määrittämiseksi (kuten laivan merellä) käyttäen signaaleja maaperus-taisista (kiinteistä) lähettimistä. Järjestelmä, joka tunnetaan Loran-C-navigointijärjestelmänä, käyttää useita tu-5 hansia kilometrejä pitkiä tahdistettujen lähettimien ketjuja, jotka on sijoitettu maan pinnalle kaikkien lähettimien käyttäessä samaa kantoaaltotaajuutta, 100 kHz ja kunkin lähettimen ollessa amplitudimoduloitu uniikilla, jaksoittaisella pulssikuviolla. Tämä kuvio, joka sisältää 10 amplitudin merkkikääntymät, sallii vastaanottimen erottaa eri lähettimien signaalit. Sopiva havaintoyhdistelmä useammasta kuin yhdestä lähetinparista voi tuottaa määrityksen vastaanottajan sijainnista maan pinnalla.

Toinen esimerkki tämäntyyppisestä järjestelmästä on 15 Omega-järjestelmä, jota on kuvattu Piercen artikkelissa otsikoltaan "Omega", joka on ilmestynyt julkaisussa IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, voi.

AES-1, nro 3, sivut 206-215, joulukuu 1965. Omega-järjes-telmässä mitataan vastaanotettujen signaalien vaihe-erot 20 eikä ryhmäviiveet, kuten periaatteellisesti Loran-C-järjestelmässä. Koska sekä Loran-C-että Omega-järjestelmissä käytetyt taajuudet ovat hyvin alhaisia, paikanmittausten tarkkuus näillä järjestelmillä on varsin huono verrattuna mainittuihin satelliittijärjestelmiin.

25 Tekniikan taso sisältää myös muita menetelmiä si- jainnin ja kohteellisen sijainnin määrittämiseksi Globaa-“·. Iin Paikannusjärjestelmän avulla. Normaali menetelmä, jo- '1 ta on kuvattu esimerkiksi J.J. Spilker Jr.:n artikkelissa julkaisussa Navigation, Volume 25, nro 2 (1978), sivut 121-30 146 ja edelleen useissa muissa tämän julkaisun saman nume- '1·1' ron artikkeleissa, perustuu GPS-signaalien koodatun modu- laation ryhmä viive iden tai vastaanottoajankohtien välisten erojen mittauksiin. Periaatteessa tämä menetelmä on hyper-: bolinen paikannusmenetelmä ja se on oleellisesti samanlai- 35 nen kuin LORAN. GP S-moduloinnin noin 10 MHz kaistanleveys rajoittaa ryhmäviivemittauksen ja siten paikanmäärityksen tarkkuutta normaalimenetelmällä useisiin kymmeniin « · • · · • · • · * · • · · • 1 · « · 6 85916 senttimetreihin. Yhden senttimetrin luokkaa oleva tarkkuus on potentiaalisesti saavutettavissa käyttämällä kantoaallon vaihemittauksia, kuten on kuvattu esimerkiksi J.D.

Bosslerin, C.M. Goadin ja P.L. Benderin artikkelissa ot-5 sikoltaan "Using the Global Positioning System for Geodetic Positioning", joka on ilmestynyt julkaisussa Bulletin Geodesique, voi. 54, nro 4, sivu 553 (1980). Kuitenkin kaikilla julkaistuilla GPS-kantoaaltovaihetta käyttävillä menetelmillä on se haitta, että ne vaativat tietoa koodimo-10 dulaatiosta ja sen käyttöä, joka koodimodulaatio voi olla salainen tai vaativat eri paikoissa vastaanotettujen signaalien ristikorrelaatiota tai vaativat suurten antennien käyttöä vastaanotetun signaalikohinatason nostamiseksi ja heijastuneiden signaalien aiheuttamien häiriöiden vaimenta-15 miseksi tai menetelmä muutoin kärsii useammasta kuin yhdestä mainitusta haitasta. Esillä olevalla keksinnöllä ei ole mitään näistä haitoista.

Erityisesti esillä oleva keksintö ei vaadi tietoa koodeista, jotka moduloivat GPS-kantoaaltoja, ei vaadi toi-20 sessa paikassa vastaanotetun signaalin ristikorrelaatiota jossakin toisessa paikassa vastaanotetun signaalin kanssa eikä vaadi suurten tai voimakkaasti suuntaavien vastaanot-toantennien käyttöä.

Tämän keksinnön kohteena on muodostaa menetelmä 25 paikan määrittäämiseksi radiolla.

Tämän keksinnön toinen kohde on muodostaa menetelmä -··. peruslinjvektorin mittaamiseksi pisteparin välillä radio- ; e * i interferometriaa käyttäen.

Tämän keksinnön vielä eräs kohde on muodostaa menetelmä maassa olevan pisteparin, kuten mittausmerkkien välisen peruslinjavektorin määrittämiseksi käyttäen tyypil-tään kaksisivukaistaisia kantoaalloltaan tukahdutettuja radiosignaaleja, joka on lähetetty globaalin paikaannusjärjes-: '· telmän maata kiertävistä satelliiteista.

Tämän keksinnön eräs muu kohde on muodosta mene-‘ - telmä kahden mittausmerkin välisen peruslinjavektorin määrittämiseksi käyttäen radiosignaaleja maata φ m * · 7 85916 kiertävistä globaalin paikannusjärjestelmän satelliiteista, johon määritykseen liittyy molemmilla mittausmerkillä vastaanotettuihin signaaleihin sisältyvien kantoaaltojen vaiheiden mittaus.

5 Tämän keksinnön vielä eräänä kohteena on muodostaa tekniikka vaiheinformaation käsittelemiseksi, joka on johdettu kahdessa maassa olevassa paikassa eri suunnista vastaanotetuista radiosignaaleista suhteellisen paikan määrittämistä varten.

10 Tämän keksinnön vielä eräs kohde on muodostaa mene telmä globaalin paikannusjärjestelmän satelliiteista vastaanotettujen radiosignaalien tehojen ja kantoaalto-vaiheiden mittaamiseksi ilman tietoa koodatuista signaaleista, jotka näiden satelliittien lähettimissä mo-15 duloivat kantoaallot.

Tämän keksinnön vielä eräs kohde on muodostaa menetelmä kahden pisteen välisen peruslinjavektorin määrittämiseksi mittaamalla molemmissa pisteissä vastaanotettujen radiosignaalien vaiheet ristikorreloimatta toisessa 20 pisteessä vastaanotettua signaalia toisessa pisteessä vastaanotetun signaalin kanssa, tallentamatta kummasakaan pisteessä vastaanotettua signaalia ja muutoinkaan siir-/ tämättä signaalipisteestä toiseen tai molemmista pis teistä yhteiseen paikkaan.

· 35 Tämänkeksinnön vielä eräs kohde on muodostaa mene- .. telmä paikan määrittämiseksi radiolla vaatimatta suuntaa- - - van antennin käyttöä.

Edellä kuvatut päämäärätsavutetaan alussa kuvatun kaltasella menetelmällä, jossa patenttivaatimus 1 mene-30 telmässä vastaanotetaan antennilla signaaliyhdistelmä, joka käsittää potentiaalisesti interferoivia jatkuvia aaltokomponentteja spektriltään levitettyjen signaalien lisäsi; suodatetaan signaaliyhdistelmästä jatkuvat aal- • · • · »·1 • 1 1 « · · « · • · · « · ♦ ♦ · · * 1 · 8 85916 tokomponentit, jotka olisivat mukana interferoivana signaalina jatkuvassa, spektriltään levitetyistä signaaleista rekonstruoidussa aaltokomponentissa, jonka jälkeen rekonstruoidaan jatkuva aaltokomponentti spektriltään le-5 vitystä signaaleista; ja rekonstruoidusta komponentista johdetaan tietoja.

Piirustuksissa, joissa samat viitenumerot edustavat samoja osia: kuvio 1 esittää järjestelmän peruslinjavektorin mää-10 rittämiseksi GPS-satelliitteihin liittyvällä radiointer-ferometrialla keksinnön periaatteiden mukaisesti; kuvio 2 on lohkokaavio toisesta kuviossa 1 esitetystä interferometrisesta kenttäpäätteestä; kuvio 3 on lohkokaavio kuviossa 2 esitetystä anten-15 nijärjestelystä; kuvio 4 on lohkokaavio kuviossa 2 esitetystä vas-taanotinyksiköstä; kuvio 5 on lohkokaavio kuviossa 2 esitetystä digitaalisesta elektroniikkayksiköstä; 20 kuvio 6 on lohkokaavio kuviossa 5 esitetystä sig naalin muokkaimesta; kuvio 7 on lohkokaavio yhdestä kuviossa 5 esitetyn korrelaattorijärjestelyn korrelaattorimoduulista; kuvio 8 on lohkokaavio yhdestä kuviossa 5 esitetyn 25 numeerisen oskillaattorijärjestelyn numeerisesta oskillaat-torimoduulista; kuvio 9 on lohkokaavio kuviossa 2 esitetystä kent-täpäätetietokoneesta.

Esillä oleva keksintö on suunnattu tekniikkaan 30 maassa olevan pisteparin, kuten mittausmerkkien, välisen ; peruslinjavektorin mittaamiseksi radiointerferometriällä käyttäen NAVSTAR globaalin paikannusjärjestelmän (GPS) maata kiertävien satelliittien lähettämiä kaksisivukaistai- « · /·1 siä, kantoaalloltaan tukahdutettuja radiosignaaleja. Tek- : 35 nilkkaan liittyy kullakin asemalla vastaanotettuihin > • 1 • · · * · • · * · · • · » « 1 * · · • · · 9 85916 signaaleihin sisältyvien kantoaaltojen vaiheen mittaus ja sitten molemmilta asemilta saadun vaiheinformaation käsittely peruslinjavektorin määrittämiseksi. Yksi tekniikan etu on, että se mittaa kantoaaltovaiheet käyttämättä hyväk-5 si tietoa koodatuista signaaleista, joita käytetään satelliiteissa kantoaaltojen modulointiin. Toinen etu on, että se ei vaadi vastaanotettujen signaalien siirtoa ei reaaliajassa eikä tallennusten siirtona kahdesta paikasta yhteiseen paikkaan. Toinen etu on, että se ei vaadi suurten tai 10 erittäin suuntaavien antennien käyttöä. Vielä eräs etu on, että se on suhteellisen immuuni lähellä vastaanottoanten-neja sattuvasta radioaaltojen sironnasta tai heijastumisesta aiheutuneille virheille.

Vaikka keksintöä tämän jälkeen kuvataan erityisesti 15 GPS-satelliittien käytön yhteydessä, on ymmärrettävää, että sen tietyt piirteet eivät rajoitu ainoastaan käyttöön tällaisten satelliittien yhteydessä ja ne voivat olla käyttökelpoisia muistakin lähteistä vastaanotettujen signaalien yhteydessä.

20 Kuten on tunnettua, NAVSTAR globaalin paikannusjär jestelmän (GPS) satelliitit kiertävät maata noin 20 000 km:n korkeudella ja lähettävät signaaleja taajuuden 1575,42 MHz suhteen keskitetyllä taajuuskaistalla, joka tunnetaan "LI" [ kaistana ja taajuuden 1227,60 MHz suhteen keskitetyllä toi- 25 sella kaistalla, joka tunnetaan "L2" kaistana. Signaalit moduloidaan siten, että kehitetään likimain symmetriset ala- ja yläsivukaistat kantoaallon ollessa täysin tukah-____: dutettu.

Molemmille kaistoille tietystä satelliitista tie-30 tyssä paikassa vastaanotetulla signaalilla voidaan katsoa -·; olevan ajan funktiona muoto: s(t) = m(t) cos (2πί^+φ) + n(t) sin (2πί^+φ) : : : 35 missä m(t) ja n(t) ovat moduloivat funktiot, molemmat ajan

* > J

reaaliarvoisia funktioita, f on nimellinen kantoaaltotaa-... juus ollen 1575,42 MHz L1:lle ja 1227,60 MHz L2 kaistalle, m · 1 · « · · ίο 8591 6 ja φ on vastaanotetun kantoaallon vaihe radiaaneissa, joka on tuntematon ja määritettävä. Molemmat moduloivat funktiot m(t) ja n(t) ovat ajan näennäissatunnaisia funktioita keskiarvon ollessa nolla. Nämä kaksi funktiota ovat keskenään 5 ortogonaaliset. Kukin L1 kantoaallon modulointiin mille tahansa satelliitille käytetyistä funktioista on myös orto-gonaalinen vastaavaan funktioon nähden, jota on käytetty mille tahansa muulle satelliitille, vaikka tietylle satelliitille voidaan käyttää samaa m(t) tai n(t) funktiota tai 10 molempia moduloimaan sekä L1 että L2 kantoaaltoa. Näiden kahden funktion m(t) ja n(t) kaistanleveydet eroavat tekijällä tasan 10, jolloin m(t):llä on kapeampi ja n(t):llä leveämpi kaistanleveys. L1:llä on tavallisesti läsnä molemmat m(t) ja n(t) signaalikomponentit ja L2:lla vain n(t) 15 komponentti on läsnä m(t) funktion ollessa asetettuna nollaan tai "sammutettuna". Tehospektritiheys m(t):11a, joka vastaa moduloivaa signaalia, joka tunnetaan GPS kirjallisuudessa "clear/acquisition" koodina, on verrannollinen funktioon 20 2 sin (πΓ/1,023 MHz) UF/1 ,023 MHz) 2 missä F edustaa modulaatiotaajuutta. Tällä funktiolla on 25 puoli leveyttä noin 450 kHzrllä eli noin puolella maksimi-taajuudestaan. Toisin sanoen funktion arvo on noin 0,5, kun F = ± 450 kHz, kun taas arvo on yksikkö, kun F = 0. Tehospektritiheys n(t):11a, joka vastaa moduloivaa signaalia, joka GPS-kirjallisuudessa tunnetaan "tarkkana koodina" 30 tai "P-koodina", on verrannollinen lausekkeeseen Y; sin2 (ttF/10,23 MHz) (ttF/1 0,23 MHz)2 • · ·'·1: 35 Siten puolet leveyttä puolella n(t):n tehospektritiheyden maksimista on noin 4,5 MHz.

• · 1 1 · m 1 · » P · • · 1 11 8591 6

Signaalilla L1, 1575,32 MHz, n(t):n neliökeskiarvo on tavallisesti puolet m(t):n arvosta toisin sanoen <n2(t)> = 0,5 <m2(t)> 5 (On mahdollista käyttää GPS-satelliitteja epätavallisissa tiloissa, joissa neliökeskiarvojen suhde tai tehosuhde on eri kuin 0,5, erityisesti arvo nolla on mahdollinen.) Siten n(t):n tehospektritiheyden suhde m(t):n tehospektritihey-10 teen on tavallisesti sama noin 0,5 -f· 10 = 0,05 F:n arvoille lähellä nollaa niin, että jos m(t):n spektriin sovitettu kaistanpäästösuodin keskitetään L1 kantoaaltotaajuudelle, noin 90 % tämän suotimen ulostuloon sisältyvästä tehosta on peräisin m(t) signaalikomponentista ja alle 10 % on pe-15 räisin n(t) komponentista. Yksinkertaisuuden vuoksi tämän selityksen loppuosassa oletetaan sen vuoksi, että GPS L1 signaalilla ei ole n(t) komponenttia ja sillä on yksinkertaisempi muoto 20 s(t) = m(t) cos(2wf0t+<j))

Yleisesti vastaanotettu kantoaaltovaihe, φ, on hitaasti vaihtuva ajan funktio niin, että todellisuudessa -· vastaanotettu kantoaaltotaajuus saadaan algebrallisena sum- 25 mana ”7 f = fQ + (2π)-1 (dφ/dt) missä f on nimellinen kantoaaltotaajuus ja dφ/dt on φ:η : : : 30 aikaderivaatta. "Hitaasti vaihtuvalla" tarkoitetaan, että (2π) ^ (άφ/dt) on erittäin pieni verrattuna fQ:aan ja m(t) :n kaistanleveyteen. Pääsyy φ:η aikavaihtelulle on

Doppler-siirtymä, joka voi saada f:n eroamaan fQ:sta noin ±4,5 kHz.

• ' 35 ·...' Vastaanotettu signaali s(t) ei sisällä erillistä te- hospektrikomponenttia kantoaaltotaajuudella, koska m(t) :n • · • · · • »· 12 85916 keskiarvo on nolla. Siten kantoaalto on täysin tukahdutettuna ja L1 signaalin s(t) tehospektritiheysfunktio on sama kuin modulaation m(t) tehospektritiheysfunktio, joka on siirretty peruskaistalta vastaanotetulle kantoaaltotaajuu-5 delle f. Koska m(t) on ajan reaaliarvoinen funktio, sen tehospektritiheys on parillissymmetrinen taajuuden funktio. Siten s(t):n tehospektritiheydellä on parillinen symmetria kantoaaltotaajuuden f suhteen ja sitä nimitetään kaksisi-vukaistaiseksi spektriksi. Tämän tehospektrin osuutta, jo-10 ka vastaa f:ää suurempia taajuuksia, nimitetään ylemmäksi sivukaistaksi, alempia taajuuksia vastaava osuus on alempi sivukaista. (Vähäinen, korkeintaan noin kolme osaa miljoonasta, Doppler "venymisestä” aiheutuva epäsymmetria ylemmän ja alemman sivukaistan välillä ei ole tässä merkittävä. 15 Esillä olevan keksinnön mukaisesti molempiin perus- linjavektorin päihin on sijoitettu antenni. Kummankin antennin vastaanottamat signaalit erotetaan ylemmän ja alemman sivukaistan komponenteiksi. Nämä erotetut komponentit suodatetaan, muutetaan yhden bitin digitaalimuotoon ja ker-20 rotaan sitten keskenään. Niiden tuloa analysoidaan digitaalisesti korrelaation avulla paikallisoskillaattorin kvadra-tuuriulostulojen kanssa kustakin satelliitista vastaanotettuun kaksisivukaistaiseen signaaliin sisältyvän kantoaallon tehon ja vaiheen määrittämiseksi tähän paikallisoskil- • ·’ 25 laattoriin nähden. Eroja Doppler-siirtymässä käytetään eri satelliittien kantoaaltojen erottamiseen. Siten useiden satelliittien tehot ja kantoaaltovaiheet mitataan samanai-__‘j· kaisesti ja mittaustuloksia edustava numeerinen data saa- daan kullakin mittausmerkillä. Mittaukset suoritetaan reaa- 30 liaikaisina kullakin merkillä ilman vertailua signaaleihin, jotka on vastaanotettu jossakin toisessa paikassa ja tun- .·. ; tematta yhtään niistä koodatuista signaaleista, jotka mo- # · · λ.] duloivat GPS-kantoaaltoja. Samanaikaisesti, mutta itsenäi sesti kahdella mittausmerkillä kerran sekunnissa riittävän 35 pitkän aikavälin, kuten noin 5 000 sekuntia, aikana suori-* tetuista mittauksista saatua dataa käsitellään sitten yh- dessä toiselta merkiltä toiselle ulottuvan peruslinjavek- 13 8591 6 torin määrittämiseksi. Selityksessä esitetään kaksi käsittelymenetelmää. Kummassakin menetelmässä lasketaan "epä-selvyysfunktio", joka on funktio mittausdatasta ja perus-linjavektorin oletusarvosta 5. £:n vektoritila tutkitaan 5 systemaattisesti sen ainutkertaisen b:n arvon löytämiseksi, joka maksimoi lasketun funktion. Tämä b:n arvo otetaan tuntemattoman peruslinjavektorin S halutuksi määritykseksi.

Viitaten nyt kuvioon 1, siinä on esitetty järjestel-10 mä 11 peruslinjavektorin S määrittämiseksi esillä olevan keksinnön mukaisesti. Peruslinjavektori S, johon seuraavas-sa viitataan joskus myös nimellä "peruslinja” on toisen mittausmerkin SM-2 suhteellinen asemavektori toisen mit-tausmerkin SM-1 suhteen. Peruslinja ulottuu mittausmerkis-15 tä SM-1, joka on peruslinjan lähtöpisteessä tai toisessa päässä, mittausmerkkiin SM-2, joka on peruslinjan päätepisteessä tai toisessa päässä. Järjestelmä 11 käsittää kaksi älykästä interferometrikenttäpäätettä 13-1 ja 13-2 yhden peruslinjan kummassakin päässä ja tietokoneen, joka voi 20 olla rakenteellisesti ja toiminnallisesti sisällytetty toiseen päätteistä 13 ja olemaan osa siitä tai se voi olla erillinen yksikkö 15, kuten on esitetty.

Järjestelmä vaatii tavanomaista toimintaansa varten tietyt numeeriset tiedot ulkopuolisista lähteistä. Se vaa-• ·' 25 tii myös jotkin välineet numeerisen datan siirtämiseksi tie tokoneen 15 ja molempien päätteiden 13 välillä ennen ja ' jälkeen tai (valinnaisesti) peruslinjamittausten suorituk- sen aikana.

: : *- Ennen kuin mittaukset peruslinjan määrittämiseksi : 30 ovat alkaneet, tiedot ensimmäisestä datamuistista 17, jot ka tiedot edustavat useiden GPS-satelliittien ratoja, jois-.·. ; ta satelliiteista kaksi, jotka on merkitty GPS-1 ja GPS-2, .... on esitetty havainnollistamistarkoituksia varten, syöte tään tietokoneeseen 15 yhdessä likimääräisen datan kanssa, 35 joka edustaa mittausmerkkien SM-1 ja SM-2 paikkoja ja joka · saadaan toisesta datamuistista 19. Viimeksi mainittu data saattaisi esimerkiksi edustaa mittausmerkkien paikkoja ". muutaman kilometrin tarkkuudella. Näistä satelliittien • · · 14 8591 6 rata- ja mittauspaikkojen tiedoista tietokone 15 kehittää taulukkomuodossa ajan funktiona ennusteen DOPPLER-taajuus-siirtymälle, joka kunkin GPS-satelliittin lähettämällä 1575,42 MHz signaalilla tulee olemaan, kun se vastaanote- • 5 taan kullakin mittausmerkillä. Tietokone 15 kehittää myös taulukkoennustuksen kustakin satelliitista kullakin merkillä vastaanotettavan signaalin tehotasosta. Ennustettu teho on nolla, jos satelliitti on horisontin alapuolella ja se on funktio satelliitin ennustetusta nousukulmasta horison-10 tin yläpuolelle johtuen vastaanottavan antennin (merkillä) vahvistuksen kulmariippuvuudesta ja tavallisesti vähäisemmässä määrin lähettävän antennin (satelliitissa) kulma-riippuvuudesta. Ennustettujen taajuussiirtymien ja tehojen taulukot aikavälille, jotka käsittävät ennakoidun mittaus-15 aikavälin, kaikille GPS-satelliiteille, joiden odotetaan olevan näkyvissä kullakin mittausmerkillä, välitetään nyt millä tahansa tunnetuilla välineillä, kuten esimerkiksi puhelinlinjalla tai radiopuhelinlinkillä, ja syötetään erityiseen interferometrikenttäpäätteeseen 13 sisältyvän pie-20 nemmän tietokoneen muistiin, joka pääte tullaan sijoittamaan tai voi jo olla sijoitettu mittausmerkille. Vaihtoehtoisesti taajuus- ja tehoennustetaulukot voidaan kehittää interferometrikenttäpäätteen sisällä olevalla tietokoneella.

Doppler-taajuusennusteet lasketaan kaavojen perus-. ".· 25 teella, jotka tunnetaan hyvin alalla. Tällaisten ennustus- ten virheet ovat luokkaa 1 Hz mittausmerkin oletetun pai-kan virhekilometriä kohden. Lisävirhe taajuusennusteessa ·;· johtuen virheestä satelliitin radan ekstrapoloinnissa on : tavallisesti luokkaa 1 Hz tai vähemmän ennusteille, jotka 30 on tehty vähintään päivää etukäteen. Useisiin Herzeihin nousevat taajuusennustevirheet ovat siedettäviä esillä ole-- - van keksinnön puitteissa. Ennusteiden vastaanotetusta te- hosta ei tarvitse olla kovin tarkkoja, useiden desibelien virheet olisivat siedettävissä, koska näitä ennusteita ei 35 käytetä mihinkään kovin kriittiseen tarkoitukseen. Niitä käytetään pääasiassa sen mahdollistamiseksi, että kenttä-päätetietokone voi tarkistaa, vastaanotetaanko haluttu • * • «4 is 8591 6 signaali vaiko jokin satunnainen signaali. Uhraamalla ehkä jonkin verran luotettavuudesta tehoennustetaulukoista voitaisiin luopua.

Interferometrikenttäpääte 13, joka on sijoitettu 5 mittausmerkille, vastaanottaa nyt 1575,42 MHz signaalit useista satelliiteista aina seitsemään asti, mutta ei missään tapauksessa alle kahdesta satelliitista samanaikaisesti. Mitattavan peruslinjan tarkkaa määritystä varten on oleellista peruslinjan molemmissa päissä oleville päätteil-10 le tarkkailla satelliitteja samanaikaisesti.

Elektroniset piirit (joita kuvataan seuraavassa) kussakin päätteessä erottuvat vastaanotettujen signaalien ylemmän ja alemman sivukaistan komponentit ja käyttäen Doppler-siirtymäennusteita analysoivat nämä sivukaistakom-15 ponentit kustakin satelliitista vastaanotettuun signaaliin sisältyvän kantoaallon tehon ja vaiheen määrittämiseksi. Tiedot näistä teho- ja vaihemäärityksistä tallennetaan kenttäpäätteeseen ja mahdollisesti palautetaan keskustietokoneeseen 15 millä tahansa tavanomaisilla välineillä.

20 Tiedot näistä kahdesta interferometrisesta kenttä- päätteestä 13-1 ja 13-2 täytyy käsitellä yhdessä, jotta saadaan peruslinjavektorin tarkka määritys.

Tulisi huomata, että välineet datan kaukovälitystä tai -siirtoa varten eivät ole tarpeelliset tämän järjestel-• 25 män toimintaa varten. Päätteet 13-1 ja 13-2 voidaan siirtää fysikaalisesti samaan paikkaan kuin tietokone 15 ja siellä " : ennustetaulukot voidaan siirtää tietokoneesta päätteisiin 13. Sitten päätteet 13, jotka sisältävät taulukot muisteis-: t saan, voidaan kantaa mittausmerkeille SM-1 ja SM-2, missä 30 satelliitteja tarkkaillaan. Näiden havaintojen valmistumisen jälkeen päätteet 13 voidaan kantaa takaisin tietoko-.·. : neen 15 paikalle, missä kantoaaltovaihetiedot voidaan siir- tää molemmista päätteistä tietokoneeseen käsittelyä varten.

Viitaten nyt kuvioon 2, siinä on esitettynä inter-- * 35 ferometripäättecn 13, jota myös kutsutaan "kenttäpäätteek- si", pääkomponentit. Kussakin kenttäpäätteessä 13 on an- ψ · · • · · ie 8591 6 tennisovitelma 21, joka on yhdistetty elektroniikka-laitteistoon 23 koaksiaalikaapelilla 25.

Kukin antennisovitelma 21 sisältää antennin 27 ja esivahvistinlaitteiston 29. Antenni on sijoitettu 5 mittausmerkille SM, ja antennin 27 vaihekeskiön paikan mittausmerkin SM suhteen täytyy olla tarkasti tunnettu.

Antenni 27 vastaanottaa 1575,42 MHz:n radiosignaalit, jotka GPS-satelliitit ovat lähettäneet. Vastaanotetut signaalit vahvistetaan esivahvistimella 29 ja 10 syötetään koaksiaalikaapelin 25 kautta elektroniikka- laitteistoon 23 sisältyvään vastaanotinyksikköön 31, joka vastaanotinyksikkö 31 sisältää sivukaistaerottimen 33, vastaanottimen tehopiirin 34 ja oskillaattoripiirin 35.

15 Sivukaistaerottimessa 33 signaalin ylempi sivukais- taosuus, joka käsittää kaikista satelliiteista yhdistettyinä vastaanotettujen signaalien sen osuuden, jolla on 1575,42 MHz:stä ylöspäin oleva radiotaajuusalue, erotetaan alemmasta sivukaistaosuudesta, joka vastaa 1572,42 20 MHz:n alapuolisia radiotaajuuksia. Tämän erotuksen suorittamiseksi sivukaistaerotin 33 käyttää 1575,42 MHz:n vertailusignaalia, jonka oskillaattoripiiri 35 syöttää.

Vastaanotinyksikkö 31 syöttää kolme signaalia . . analogisessa muodossa digitaaliseen elektroniikkayksik- * · • 25 köön 37. Yksi analoginen signaali, joka on nimitty ···* u(t), edustaa vastaanotettujen radiotaajuussignaalien « ylempää sivukaistakomponenttia siirrettynä peruskais-talle. Toinen analoginen signaali, joka on nimetty l(t), • : - edustaa alempaa sivukaistakomponenttia myös siirretty- 30 nä peruskaistalle. Nämä molemmat signaalit sisältävät vaikutuksia kaikista näkyvistä satelliiteista. Kolmas .·. : signaali, joka syötetään digitaaliseen elektroniikka- ···. yksikköön 37, on sinimuotoinen signaali, jolla on 5,115 MHz:n taajuus, joka on oskillaattoripiirissä 35 * ’" *** 35 olevan vapaasti värähtelevän, stabiilin kvartsikide- ϊ...· oskillaattorin ulostulo. Tämän saman oskillaattorin » » » « · i7 8591 6 ulostulo kerrotaan taajuudeltaan kiinteällä kokonaislu-kukertoimella 308 oskillaattorilaitteiston sisällä 1575,42 MHz:n vertailutaajuuden saamiseksi, jota sivu-kaistaerotin käyttää. Oskillaattorilaitteiston 35 kehit- 5 tämien taajuuksien tarkkuus on tyypillisesti noin yksi 9 8 osa 10 :stä, vaikkakin tarkkuus yksi osa 10 :sta olisi siedettävissä.

Digitaalisessa elektroniikkayksikössä 37 kaikki kolme analogista sisääntuloa muutetaan digitaaliseksi 10 logiikkasignaaliksi. Näitä digitaalisia signaaleja käsitellään kenttäpäätetietokoneen 39 ohjauksen alaisena kantoaaltojen teho- ja valhetietojen kehittämiseksi. Digitaalinen elektroniikkalaitteisto 37 liitetään kenttä-päätetietokoneeseen 39 kaksisuuntaisen dataväylän 41 vä-15 lityksellä. Kenttäpäätetietokone voi olla Digital Equipment Corporation (DEC) malli LSI-11/2 mikrotietokone, da-taväylä 41 voi tässä tapauksessa olla DEC:n "Q"-väylä.

Kantoaaltovaihetiedot tallennetaan kenttäpäätetietokoneen 39 muistiin, kunnes on toivottavaa välittää nä-20 mä tiedot keskustietokoneeseen 15 käsittelyä varten. Kuten on mainittu, keskustietokone 15 voidaan eliminoida ja käsittely suorittaa toisessa kenttäpäätteistä 39. Vaihetiedot voidaan myös kirjoittaa kenttätietokoneella . . 39 ulos tiedontallennusvälineeseen, kuten magneettinauha- * ·' 25 kasetti tai levy (ei esitetty). Data voidaan välittää ti» * • » myös suoraan sähköisen yhteyden kautta tai modernin ja pu-helinliitännän kautta tai millä tahansa tavanomaisilla välineillä.

: Viitaten nyt kuvioon 3, siinä on esitetty yksityis- 30 kohtaisemmin antennisovitelman 21 komponentit. Sovitelma 21 sisältää antennin 27, joka, kuten on mainittu, on : konstruoitu siten, että sen vaihekeskiö voidaan sijoit- 1--* taa tarkasti mittausmerkin suhteen. Antennin 27 vastaan ottamat 1575,42 MHz:n radiosignaalit syötetään esivahvis-35 tinpiiriin 29, jonka tehtävänä on kohottaa niiden tehota-soa riittävästi koaksiaalikaapelin 25 vaimennuksen voit- • · · • · • · • · · 18 85916 tamiseksi, joka kaapeli yhdistää antennisovitelman 21 vastaanottoyksikköön 31 ja vastaanotinyksikön 31 sisään-tulovahvistimessa kehittyneen taustakohinan voittamiseksi.

Vahvistinpiirissä 29 antennista 27 vastaanotetut 5 signaalit suodatetaan ensin kaistanpäästösuotimella 43, jonka noin 50 MHz:n kaistanleveys on keskitettynä taajuudella 1575,42 MHz. Suotimen 43 tehtävänä on estää vastaanotinlaitteiston 31 ylikuormitus voimakkaiden satunnaisten signaalien vaikutuksesta, joita voi esiintyä 10 GPS-signaalikaistan ulkopuolella. Kaistanpäästösuotimen 43 ulostulo syötetään passiiviseen diodirajoittimeen 45, joka suojaa vähäkohinaista vahvistinta 47 palamasta voimakkaiden signaalien vaikutuksesta, kuten sellaisten, jotka voisivat lähteä läheisistä suuritehotutkista. Vä-15 häkohinainen vahvistin 47 on tavanomainen gallium-arse- nidi-kanavatransistori(FET)vahvistin, jolla on noin 2dB:n kohinakuvio.

Tasavirtateho vähäkohinaiselle vahvistimelle syötetään koaksiaalikaapelin 25 kautta, joka on liitetty esi-20 vahvistinlaitteistoon 29 vastaanotinyksiköstä 31 suurtaa-juussulakkeen 49 ja jännitteensäätäjän 51 kautta. Kondensaattori 53 kytkee vähäkohinaisen vahvistimen 47 suur-taajuusulostulon kaapeliin 25 sulkien samalla tasavir-ran vahvistimelta.

25 Viitaten kuvioon 4, siinä on yksityiskohtaisemmin esitetty vastaanotinyksikön 31 komponentit. Vastaanotin-yksikkö 31 sisältää vastaanottimen teholähteen 34, sivu-kaistaerottimen 33 ja oskillaattoripiirin 35. Vastaanottimen tehopiiri 34 muodostaa tasavirtatehon oskillaat-.· 30 toripiirin 35, sivukaistaerottimen 33 ja koaksiaalikaa pelin 25 kautta antennisovitelman 21 vähäkohinaisen vahvis-timen 47 toimintaa varten. Oskillaattoripiiri 35 muodos-taa 1575,42 MHz:n vertailutaajuuden sivukaistaerottimel-le 33 ja 5,115 MHz:n vertailutaajuuden digitaaliselle 35 elektroniikkayksikölle 37. Sivukaistaerotin 33 erottaa signaalit, jotka on vastaanotettu 1575,42 MHz:n suhteen keskitetyllä ja tästä ylöspäin ja alaspäin ulottuvalla 19 8591 6 suurtaajuuskaistalla, erillisiksi ylemmän ja alemman sivu-kaistan komponenteiksi peruskaistalla.

Vastaanottimen tehopiiri 34 sisältää säädetyn tasa-virtateholähteen 61 ja lisäksi varastopariston 63. Pa-5 risto 63 mahdollistaa tehon keskeytymättömän syötön kide-oskillaattorille 65 oskillaattoripiirissä 35, reaaliaikaiselle kellolle digitaalisessa elektroniikkavksikössä 37 ja kenttäpäätetietokoneen 39 datamuistille riippumatta ulkoisen sähkötehon lähteen, verkon katkoksista, joita voi 10 esiintyä. Siten oskillaattorin taajuusstabiilisuus säilytetään, kellon aika-asetusta ei menetetä ja tietokoneen muistiin tallennettu data ei häviä.

Oskillaattori 65 oskillaattoripiirissä 35 on kvart-sikideoskillaattori, kuten Frequency and Time Systemsin 15 (FTS) malli 1001, joka muodostaa 5,115 MHz:n ulostulotaa-

O

juuden yksi osa 10 :sta tai pienemmällä poikkeamalla. FTS- mallin 1001 stabiliteetti on noin yksi osa 10^:stä päivää 12 kohden ja yksi osa 10 :sta aikaväleillä 1-100 s ja se on sen tähden enemmän kuin sovelias tähän käyttötarkoitukseen. 20 Oskillaattori 65 muodostaa kaksi identtistä ulostuloa, joista toinen menee digitaaliseen elektroniikkayksikköön 37 ja toinen 1575,42 MHz:n syntetisaattoriin 67 oskillaattoripiirissä 35.

1575,42 MHz:n syntetisaattori 67 sisältää jännite-.··, 25 ohjatun transistorioskillaattorin (VCO) 69, joka värähte- lee taajuudella 393,855 MHz, joka on sama kuin 77 kertaa 5,115 MHz. Tämän oskillaattorin vaihe on stabiloitu ; 5,115 MHz:n vertailun vaiheen suhteen käyttämällä vaihelu kittua silmukkaa, joka on koottu VCO:sta 69, kytkystä 71, 30 jakajasta 73 vaihe-taajuus virheilmaisimesta 75 ja silmuk-kasuotimesta 77. Osa VCO:n 69 ulostulotehosta kytketään :/·; kytkyllä 71 taajuusjakajan 73 sisääntuloon, joka jakaja on koottu tavanomaisista emitterikytketyn logiikan (ECL) in-tegroiduista piireistä, jotka jakavat llrllä ja sitten ... 35 7:llä. Jakajan 73 ulostulo on "muuttuva" sisääntulo ja • * **"' oskillaattorin 65 5,115 MHz:n ulostulo on "vertailusisään- : : : tulo" tavanomaiseen ECL-integroidulla piirillä muodostet- « · · 20 85 91 6 tuun vaihe-taajuusilmaisimeen 75, kuten Motorolan tyyppi nto MC12040. Ilmaisimen 75 ulostulo alipäästösuodatetaan silmukkasuotimessa 77 ohjausjännitteen muodostamiseksi, joka syötetään VCOrhon 69. VCO:n 69 ulostulo nelinkertais-5 tetaan taajuudeltaan kahdella peräkkäisellä tavanomaisella tasapainotetulla diodikahdentajalla 79 ja vahvistetaan vahvistimella 81 1575,42 MHz:n ulostulotaajuuden saamisek si, joka ohjaa sivukaistaerotinta 33.

Signaalit taajuuden 1575,42 MHz suhteen keskitetyl-10 lä kaistalla, jotka on vastaanotettu antennisovitelmasta 21 koaksiaalikaapelin 25 kautta sivukaistaerottimen 33 sisääntuloon 83, kytketään tasavirtaestokondensaattorilla 85 kaistanpäästösuotimen 87 läpi ja vahvistetaan sisääntulo-vahvistimella 89. Tasavirtateho esivahvistinta 29 varten 15 (antennisovitelmassa) on kytketty koaksiaalikaapeliin 25 suurtaajuusulakkeen 91 kautta vastaanottimen tehopiiristä 34 .

Suurtaajuustehopilkoin tai "hybridi" 93, 1575,42 MHz:n paikallisoskillaattori-kvadratuurihybridi 95, kaksi 20 kaksoistasattua sekoitinta 97 ja 99 ja laajakaistainen videotaajuinen kvadratuurihybridi 101 sivukaistaerottimes-sa 33 muodostavat kaksinkertaisen yksisivukaistaisen suur-taajuusperuskaistamuuttimen tai tavanomaista "vaiheistavaa" .. tyyppiä olevan "demodulaattorin". Tällaista demodulaatto- • · t *<4·* 25 ria on kuvattu esimerkiksi Alan E.E. Rogersin artikkelissa • » ···' julkaisussa Proceedings of the IEEE voi. 59 (1971), sivut 1617-1618. Sen toiminta voidaan tässä kuvata seuraavasti.

Merkitään fQ:lla vertailusignaalin taajuutta, jonka : · - oskillaattoripiiri 35 syöttää sivukaistaerottimelle 33.

: 30 Nimellisesti f on 1575,42 MHz, mikä on sama kuin GPS- satelliitin "L1" lähetysten nimellinen kantoaaltotaajuus, .·. : ennen (ensimmäisen kertaluvun) Doppler-siirtymää. Siten kvadratuurihybridin 95 ulostulot 102 ja 103 voidaan kirjoittaa vastaavasti sin 2n£ t ja cos 2v£ t. Nämä ulostu- o o ** : 35 lot, jotka ovat kvadratuurivaiheessa, ovat "paikallisos- • « killaattorisisääntuloja" vastaavasti sekoittimeen 97 ja 99. Suurtaajuussisääntulot näihin kahteen sekoittimeen • · • · · • · 21 85916 ovat identtiset. Sekoittimien peruskaistaulostulot ovat vastaavasti identtiset lukuun ottamatta π/2 radiaanin vai-hesiirtoa. ("Peruskaistalla tarkoitamme lähempänä nollaa kuin f olevaa taajuusaluetta, joka vastaa sisääntulotaa-5 juuden ja fQ:n välistä erotusta".) Tämän vaihesiirron suunta, edellä tai jäljessä, riippuu siitä, onko sisääntulo-signaalin taajuus fQ:n yläpuolella tai alapuolella. Siten on mahdollista valita joko ylempi sivukaista (sisääntulo-taajuus korkeampi) tai alempi sivukaista ja hylätä vastak-10 kainen sivukaista siirtämällä toisen suotimen ulostulon vaihetta lisää tt/2 radiaania ja sitten joko summaamalla tai vähentämällä (riippuen siitä, kumpi sivukaista halutaan) näiden kahden sekoittimen ulostulot.

Kvadratuurihybridi 101, jolla on kaksi sisääntuloa 15 109 ja 111 ja kaksi ulostuloa 105 ja 107, suorittaa tämän π/2 vaihesiirron ja summaus/vähennyslaskun. Hybridin 101 ylempi ulostulo 105 saadaan ylemmän sisääntulon 109 ja alemman sisääntulon 111 aritmeettisena summana molempien sisääntulojen ollessa viivästettynä vaiheeltaan määrällä, 20 joka on riippuvainen taajuudesta, mutta alemman sisääntulon vaihesiirto on suurempi kuin ylemmän sisääntulon vakiolla tt/2 radiaania taajuudesta riippumatta. Alempi ulostulo 107 saadaan samojen kahden eri lailla vaihesiirret-tyjen sisääntulojen 109 ja 111 aritmeettisena erotuksena 25 erotuksen ollessa otettuna suuntaan ylempi miinus alempi. Määritelty tt/2 radiaanin (yksi neljännes jakso) vaihe-ero

säilytetään tarkasti kaikille taajuuksille välillä f ja . . HP

ainakin fLp, missä fHp m 19 kHz on paljon pienempi kuin f^p « 450 kHz ja fLp on likimain sama kuin GPS "C/A" mo-30 dulaation m(t) yksisivukaistainen kaistanleveys, kuten on aiemmin esitetty. Kvadratuurihybridin rakenne, jolla on nämä ominaisuudet, on annettu mainitussa Rogersin artikkeli·. lissa.

. Nyt kvadratuurihybridin 101 ulostulot vahvistetaan 35 erikseen identtisillä videovahvistimilla 113 ja 115 ja suodatetaan ylipäästösuotimilla 117 ja 119 ja alipäästö-suotimilla 121 ja 123. Suotimet 117 ja 119 ovat identtisiä 22 8591 6 ylipäästösuotimia, joilla on matalataajuinen rajataajuus fAp. Ylipäästösuotimien tarkoituksena on eliminoida se-koitinulostulojen tasavirtakomponentit ja kaikki matala-taajuiset spektrikomponentit, joilla on sama tai alempi 5 taajuus kuin suurin mahdollinen Doppler-siirtymän taso, joka GPS-satelliitin signaalilla voisi olla.

On suotavaa rajoittaa kaikkia tällaisia komponentteja, koska ne muutoin voisivat häiritä seuraavaa vastaanotetun Doppler-siirtyneen kantoaallon vaiheen määritystä 10 digitaalisessa elektroniikkalaitteistossa ja kenttäpäät-teen tietokoneessa. Tällaiset potentiaalisesti häiritsevät signaalit voisivat sisältää matalataajuista "välkyntä" kohinaa, joka on kehittynyt itse sekoittimissa tai saattaa seurata sekoittimen epätasapainon ja 1575,42 MHz:n vertai-15 lusignaalin (epäsuotavien) matalataajuisten amplitudi- tai vaihevaihteluiden tai minkä tahansa sekoittimia edeltävän suurtaajuusvahvistimen vahvistuksen yhdistelmästä. Toinen matalataajuisten häiriöiden potentiaalinen lähde on teholähteen ulostulojännitteiden tai virtojen humina tai 20 aaltoilu. Eräs muu lähde voisi olla häiritsevä jatkuva-aaltoinen signaali fQ:aa lähellä olevalla taajuudella.

Alipäästösuotimet 121 ja 123 ovat identtisiä ali-päästösuotimia, joiden kaistanleveys on fTr), mikä on sama ,·.·. kuin m(t) :n yhden sivukaistan kaistanleveys. Kunkin suoti- .··*, 25 men vaste taajuuden funktiona on sovitettu sovittamaan m(t):n tehospektritiheys. Näiden suotimien tarkoituksena on estää kohinaa ja häiriöitä m(t):n kaistanleveyden ulkopuolella. Huomaa, että laajakaistainen GPS ”P-koodi" mo-dulaatiosignaali n(t) muodostaisi tässä tavallisesti häi-30 riölähteen. Pääosa noin 80 % n(t):stä peräisin olevasta tehosta hylätään näillä alipäästösuotimilla. Tämä hylkäys-• ‘ · aste on riittävä varmistamaan, että "P-koodi" häiriöllä on merkityksetön vaikutus. Huomaamme kuitenkin, että jos ’ - kapeakaistainen m(t) modulaatio olisi kytketty pois päältä 35 GPS-satelliiteissa, niin laajakaistainen n(t) modulaatio ; ei enää edustaisi epäsuotavaa häiritsevää signaalia, siitä : tulisi haluttu signaali. Tällaiseen vaihtoon GPS-signaali- 23 8591 6 rakenteessa voitaisiin sopeutua kasvattamalla alipäästö-suotimien 121 ja 123 kaistanleveyksiä kertoimella 10 niiden sovittamista uuteen signaaliin.

Ulostulo u(t) alipäästösuotimesta 121 edustaa alas 5 muutettua ja suodatettua alkuperäisen signaalin s(t) ylemmän sivukaistan komponenttia ja ulostulo l(t) alipäästösuotimesta 123 edustaa alempaa sivukaistaa. Tulisi huomata, että u(t):n spektriä siirretään taajuudeltaan ylöspäin ja l(t):n spektriä siirretään taajuudeltaan alaspäin suh-10 teessä alkuperäisen modulaation m(t) spektriin määrällä (f-fQ), joka on todellisen vastaanotetun kantoaallon taajuuden f ja paikallisoskillaattorin taajuuden f välinen erotus. (Jos kantoaallon Doppler-siirtymä (f-fQ) on negatiivinen niin u(t):n spektriä siiretään alaspäin ja l(t):n ylöspäin.) Tämän siirtymän tason oletetaan olevan pienempi kuin fjjp ja paljon pienempi kuin f^p- Tämä oletus tulee tyydytetyksi, jos taajuussiirto johtuu pääasiallisesti Dopp-ler-siirtymästä, joka ej voi koskaan ylittää tasoltaan 5 kHz edellyttäen, että f on asetettu likimain arvoon lilr 20 io kHz. Mikä tahansa vertailukideoskillaattorin 65 sivuuna-setus halutusta 5,115 MHz:n taajuudesta aiheutta (308 kertaa suuremman) myös u(t):n ja l(t):n spektrin siirtymän. Tavallisesti tällainen siirtymä on kuitenkin hyvin paljon pienempi kuin fHp.

25 Ylemmän ja alemman sivukaistan ulostulojen u(t) ja l(t) taa j uus siirtymän lisäksi on molemmissa ulostuloissa taajuudesta riippuvainen, sekoittava vaihesiirto johtuen kvadratuurihybridistä 101. Kuitenkin Rogersin (mainittu : yllä) erityiselle kvadratuurihybridirakenteelle tämä vai- 30 hesiirto on liian pieni ollakseen tärkeä. Samalla tavoin kaistanpäästösuotimen 87 ja yli- ja alipäästösuotimien . . 117, 119, 121 ja 123 aiheuttamat ylimääräiset vaihesiirrot ovat merkityksettömiä, jos käytetään tavanomaisia suodin-rakenteita. Kukin näistä vaikutuksista pyrkii myös kumou-35 tumaan, kun otetaan päätteiden välinen erotus seuraavassa tietojenkäsittelyssä. Kumoutuminen ei ole tarkkaa, koska kaksi suodinta eivät ole koskaan täysin samanlaiset, ja myös ; Doppler-siirtymät eri puolilla ovat erilaiset minä tahansa 24 8 5 91 6 tiettynä hetkenä. Jäännösvaikutukset ovat kuitenkin merkityksettömät, kuten on esitetty suorilla laskelmilla ja vahvistettu todellisella kokeella.

Viitaten nyt kuvioon 5, siinä on esitetty digitaali-5 sen elektroniikkayksikön 37 lohkokaavio. Digitaalinen elektroniikkayksikkö 37 sisältää signaalimuokkaimen 125, korrelaattorisovitelman 127, joka käsittää seitsemän identtisen korrelaattorin ryhmän, numeerisen oskillaattorisovi-telman 129, joka käsittää vastaavan seitsemän identtisen 10 numeerisen oskillaattorin ryhmän, ja reaaliaikakellon 131, korrelaattorisovitelman 127, numeerisen oskillaattorisovi-telman 129 ja reaaliaikakellon 131 ollessa yhdistettynä dataväyIällä 133 toisiinsa ja kenttäpäätetietokoneeseen 39. Signaalin muokkaimen 125 ensimmäinen tehtävä on muuttaa 15 analoginen ylemmän sivukaistan signaali u(t),analoginen alemman sivukaistan signaali 1(t) ja analoginen 5,115 MHz:n sinisignaali kukin binääriarvoiseksi "digitaaliseksi" tai "loogiseksi" signaaliksi, joka soveltuu käsiteltäväksi tavanomaisilla transistori-transistorilogiikka(TTL)piireillä. 20 Signaalin muokkain 125 tuottaa vain kaksi ulostuloa.

Toinen on binääriarvoinen, TTL-logiikkatasoinen, jaksoittainen kanttiaaltomuoto, jolla on taajuus 10,23 MHz, joka on tuotettu kahdentamalla 5,115 MHz:n sisääntulon taajuus. Tämä 10,23 MHz:n ulostulo toimii "kellosignaalina" kaik-25 kien seuraavien digitaalisten piirien ajoituksen ohjaami-seksi. Tämä kellosignaali on jaettu 1023:11a (= 3 x 11 x 31) reaaliaikakellossa 131 yhden sykäyksen saamiseksi 100 mik-rosekunnissa, lisäjaot peräkkäisillä tekijäillä 10 johta- vat siten täydelliseen ajan desimaaliesitykseen sekunteina -4 ·.·.* 30 viimeisen merkitsevän numeron edustaessa yksiköitä 10 s.

Aika on aina luettavissa tässä muodossa dataväylän 133 kautta. Korrelaattorisovitelman 127, numeerisen oskillaat-:*♦*: torisovitelman 129 ja kenttäpäätetietokoneen 39 kaikkia ’ . toimintoja ohjaa reaaliaikakello 131 dataväylän 133 kautta.

J 35 Signaalimuokkaimen 125 toinen "digitaalinen" ulos- '···' tulo on johdettu analogisista u(t) ja l(t) sisääntuloista ja se on binääriarvoinen, TTL-logiikkatasoinen, ei jaksoi- 25 8591 6 linen aaltomuoto. Tämä ulostulo on tuotettu TTL poissulkevalla ei-tai logiikkaportilla, jossa on kaksi sisääntuloa: toinen sisääntulo edustaa u(t) sisääntulon merkkiä ja toinen l(t):n merkkiä.Siten porttiulostulo on "tosi" IT tai 5 binäärinen 1) jos ja vain jos analogisilla u(t) ja l(t) signaaleilla on sama merkki.

Kuviossa 6 on esitetty signaalimuokkaimen 125 lohkokaavio. Analoginen signaali u(t) syötetään komparaattoriin 135, jonka ulostulo on TTL-logiikkatasoinen tosi, kun 10 u(t) on positiivinen ja epätosi, kun u(t) on negatiivinen. Tämä TTL-logiikkasignaali syötetään toisena sisääntulona TTL poissulkevaan ei-tai porttiin 137. Analoginen signaali l(t) syötetään samalla tavoin komparaattoriin 139, jonka ulostulo syötetään toiseen poissulkevan ei-tai portin 137 15 sisääntuloon. Sinimuotoinen 5,115 MHz signaali, joka on saatu kideoskillaattorilta 65, syötetään tavanomaiseen analogiseen taajuudenkahdennuspiiriin 141, jonka ulostulo syötetään kolmanteen komparaattoriin 143 10,23 MHz:n TTL- tasoisen kanttiaaltoulostulon tuottamiseksi. 10,23 MHz:n 20 ulostuloa käytetään myös "kello" sisääntulona kiikkuun 145, joka suorittaa näytteenoton ja -pidon portin 137 ulostulosta. Siten kiikun 145 ulostulo on poissulkeva ei-tai funktio u(t):n ja 1(t):n merkeistä, jotka on otettu tasai-.·.·. sella 10,23 x 106 taajuudella sekunnissa ja pidetty näyt- 25 teenottohetkien väli. Radiointerferometrien alalla on hy-vin tunnettua, kuten esimerkiksi J.M. Moran on esittänyt artikkelissa, joka on ilmestynyt julkaisussa Methods of Experimental Physics, voi. 12, osa C, sivut 228-260, että ajan binääriarvoisella funktiolla UHL on Fourier-muunnos 30 tai "spektri", joka on hyvä aproksimaatio sekä vaiheeltaan että suhteelliselta amplitudiltaan analogisen tulon u(t)l(t) Fourier-spektrille. Aproksimaation tarkkuus riippuu analo-gisista signaaleista, jotka ovat luonteeltaan satunnaisia ’ . ja normaaleja. Myös korrelaatiokertoimen näiden kahden si- 35 sääntulon välillä täytyy olla tasoltaan paljon pienempi kuin 1. (Tosiasiassa kohina "tasaa" komparaattorien epä-lineaarisuudet. Poissulkevaa ei-tai porttia 137 voidaan 26 85 91 6 pitää kertojana, jonka kullakin sisääntulolla on arvot + 1 ja -1.) Nämä ehdot täytetään hyvin esillä olevassa järjestelmässä. Siten seuraavassa loogisen tason kiikusta 145 katsotaan edustavan yksinkertaisesti tuloa u(t)l(t).

5 UHL "tulo" signaalimuokkaimesta 125 syötetään rin nan kuhunkin identtiseen korrelaattoriin korrelaattoriso-vitelmassa 127.

Ennen korrelaattorisovitelman 127 rakenteen kuvausta sen toiminnan periaatteita selitetään lyhyesti.

10 Kussakin korrelaattorissa u(t)l(t) tulo korreloi daan ajan sini- ja kosinifunktioiden binääriaproksimaati-oiden kanssa, jotka on kehittänyt vastaava seitsemästä numeerisesta oskillaattorista. Oskillaattorin taajuutta ohjaa kenttäpäätetietokone 39 reaaliaikakellon 131 osoit-15 tämän ajan mukaisesti. Minä tahansa tiettynä aikana oskil-laattoritaajuus asetellaan kaksi kertaa yhden satelliiteista lähettämän 1575,42 MHz:n kantoaallon ennustetun Doppler-taajuussiirtymän suuruiseksi. Yksi oskillaattori ja yksi korrelaattori liittyvät kuhunkin näkyvissä olevaan 20 satelliittiin seitsemän satelliitin maksimiarvoon asti. (Periaatteessa, jos joskus olisi näkyvissä enemmän kuin seitsemän satelliittia, järjestelmässä voitaisiin käyttää useampia numeerisia oskillaattoreita ja korrelaattoreita. Käytännössä seitsemän riittää.) Jos ennustettu Doppler-25 siirtymä on riittävän lähellä todellista Doppler-siirty-··’ mää, niin korrelaattorin ulostulot mittaavat tarkasti sen tietyn satelliitin signaalin tehon ja vaiheen, jolle ennustus oli tehty eikä siihen vaikuta merkittävästi mui-den satelliittien signaalien läsnäolo, jolla on eri Doppler-: 30 siirtymät.

Matemaattisena esityksenä yhden numeerisen oskillaat- torin ja siihen liittyvän korrelaattorin toimintaa kuva- taan seuraavasti: Ajan t funktiona, jonka ajan osoittaa • _ reaaliaikakello 131 satelliitin kantoaallon ennustetun 35 Doppler-taajuussiirtymän antaa f (t). Funktion f (t) arvo

P P

*...* interpoloidaan ennalta laskettujen arvojen taulukosta, jo- ka oli aiemmin tallennettu kenttäpäätetietokoneen muistiin.

a · · 27 8591 6

Numeerinen oskillaattori kehittää kaksi ajan funktiota: cos /“2φ (t)] ja sin /12φ (t)J kvadratuurivaiheisina, missä φ (t) edustaa ennustettua vaihetta, joka on ajan funktio.

P

Funktio 4>p(t) on alunperin yhtä kuin nolla hetkellä tQ, 5 kun numeerinen oskillaattori alkaa värähdellä ja minä tahansa seuraavana hetkenä φ (t) saadaan integraalina

P

t φ (t) = 2tt / f (t')dt' p t p o

10 missä f (t') edustaa f :n hetkellistä arvoa kuluvana het-P P

kenä t'. Kerroin 2it on tarpeellinen, jos, kuten on tapana, taajuus f mitataan yksiköissä jaksoa aikayksikössä ja

vaihe φ oletetaan mitattavaksi radiaaniyksiköissä pikem-P

minkin kuin jaksoina.

15 Nyt korrelaattori, joka toimii hetkien tQ ja t^ vä lillä muodostaa arvot a ja b sisääntuloistaan f\x{t)l(t)J,

cos At)J ja sin £2$ At)J kaavojen P P

t-i a = / u(t)l(t) cos /2φ (t)Jdt t p 20 ro ja t b = /^u(t)l(t) sin /2φ (t)ydt mukaisesti.

P

Integroinnin aikaväli t^-t on yksi sekunti ja osoi-_···. 25 tetut integroinnit suoritetaan joka sekunti. Kullakin yh- den sekunnin sykäyksellä reaaliaikakellosta integraalien arvot valitaan muistirekistereihin, integraatiot palautetaan nollaan, numeerinen oskillaattori käynnistetään uudel-leen ja uusi integrointijakso alkaa. Siten kunkin sekunnin 30 ajan lopussa korrelaattori toimittaa ulostulot a ja b, jotka edustavat vastaavasti tulon u(t)l(t) cos /^p(t)J ja tu-lon u(t)l(t) sin /’2φp(t)7 aikakeskiarvoja edeltävänä yhden :1·1: sekunnin aikavälinä. Nämä ulostulot edustavat tulon u(t)l(t) korrelaatioita cosini- ja sinifunktioiden kanssa. 35 Yhden sekunnin aikavälin aikana oskillaattoritaajuus “···' f (t) päivitetään joka 0,1 sekunti tietokoneen avulla, :Y: joka on tahdistettu 0,1 sekunnin "sykäyksillä" reaaliaika- 28 85 91 6 kellosta. Tämä päivitys on tarpeen, koska satelliitin Doppler-siirtymä muuttuu johtuen satelliitin liikkeestä maassa olevan kenttäpäätteen suhteen ja suhteellisen nopeuden projektion muuttumisesta näkyvyyslinjaa pitkin nopeu-5 della, joka voi olla oleellinen osuus 1 Herzistä sekunnissa.

Nyt korrelaattoriulostulot a ja b voidaan yhdistää estimaatin saamiseksi sen erityisen satelliitin signaalin tehosta ja vaiheesta, jolle ennustus f (t) oli tehty.

P

Määritetään kompleksiluku c, jonka reaaliosa on yh-10 tä kuin a ja jonka imaginääriosa on yhtä kuin b. Toisin sanoen c = a + jb 15 missä j on neliöjuuri miinus yhdestä. Siten c ~ C <m2> <exp/2 j (φ-φ )J> tr missä C on positiivinen reaalinen vakioskaalaustekijä, 2 20 <m > on GPS modulaatiofunktion m(t) neliön aikakeskiarvo integrointiaikavälillä tQ:sta t^ :een ja <exp/2j (φ-φ0)_7> on kompleksisen exponentiaalifuntion exp/l2 j (φ-φ )J aika- Γ keskiarvo samalla aikavälillä. Edellyttäen, että erotus, (φ“Φρ) / vastaanotetun GPS-kantoaaltosignaalin vaiheen 25 φ = φ (-b) ja vastaavan ennustuksen φ = φ (t) välillä ei •»· Γ Γ ____: vaihtele oleellisella jakson osalla integrointiajän aikana, niin C:n taso on likimain verrannollinen keskimääräisen vastaanotetun tehon suhteen 30 [c| Ξ (a2 + b2)1/2 C <m2> ja c:n kulma on likimain yhtä kuin kaksi kertaa keskimää-: räinen vaihe-ero (φ-φ ) : ,···. 35 le tan (b/a) 2 <(φ-φ )>

* · P

»» » 1 · • · · • » • · · 29 8591 6

Huomaa, että b:stä ja a:sta c:n kulma määritetään samoin modulo 2π radiaania. Siten erotukseksi (φ-φρ) on määritetty modulo π radiaania.

Jotta vastaanotetun signaalin teho ja kantoaalto-5 vaihe (modulo ir) voidaan määrittää tarkasti a:sta ja b:stä näiden kaavojen mukaisesti, kaksi ehtoa täytyy täyttää: ensiksi, kuten on mainittu, todellisen vaiheen, φ(t), täytyy erota ennustetusta vaiheesta, Φρ^) määrällä, joka muuttuu paljon väkemmän kuin yhden jakson verran yhden sekunnin integrointiajän aikana,toiseksi korrelaattorin ulos-tulonsignaalikohinasuhteen,joka saadaan kaavasta

SNRc = l2/llll/4IIBeffTint|1/2 F

15 1 <1'2><BeffTint)1/2 F

täytyy olla paljon suurempi kuin yksi, missä on sig naalien u(t) ja 1(t) tehollinen kaistanleveys, noin 5 x 105 Hz, T^nt on integrointiaika yhtä kuin yksi sekunti ja 20 F on se osuus u(t):ssä ja l(t):ssä olevasta tehosta, joka on peräisin GPS m(t) signaalista, ei kohinasta. Kerroin (2/π) ottaa huomioon sen korrelaation menetyksen u(t):n ja l(t):n välillä, jonka on aiheuttanut näiden signaalien komparaattorien suorittama analogia-digitaalimuunnos sig-25 naalimuokkaimessa. Kerroin (π/4) ottaa huomioon sen häviön, ____; joka liittyy kanttiaaltoaproksimaation käyttöön sini- ja kosinifunktioilla korrelaattorissa. Tulon B __Τ. . neliö-·: err mt juuri on sama kuin noin 700. Tämän johdosta on voimassa ; suhde 30

SNR = 350 · F

. . c ::: Osuus F kummankin sivukaistan tehosta, joka on peräisin GPS-satelliitista riippuu vastaanottavan antennin vahvis-35 tuksesta ja vastaanottavan järjestelmän kohinakuviosta.

"MITES" antennille ja yllä kuvatulle vastaanottojärjestel-mälle ja yli 20° satelliitin kohoamiskulmalle on « · • · · · 30 8591 6 kokeellisesti tunnettua, että F ylittää noin arvon 0,03.

Tämän johdosta SNR £ 10 c 5 mikä on riittävä tarkkoja teho- ja vaihemittauksia varten. Kompleksisuureen c kohinan normaalijakautuma kussakin osassa, reaalinen ja imaginäärinen, saadaan kaavalla 10 oc ~ !c|/SNRc

Ensin mainittu ehto teho- ja vaihemittausten tarkkuutta varten, nimittäin että (φ-φ ) ei vaihtele jakson oleel-

P

lisella osalla yhden sekunnin integrointiajän aikana, on 15 sama kuin ehto, että todellisen vastaanotetun kantoaallon taajuuden f ja paikallisen vertailutaajuuden f välinen erotus ei eroa ennustetusta (numeerisen oskillaattorin) taajuudesta f oleellisella 1 Hertzin osuudella. Tämä ehto tyydytetään esillä olevassa järjestelmässä syöttämällä ta-20 kaisinkytkentäohjaus numeerisen oskillaattorin taajuudelle tämän taajuuden pitämiseksi lähellä todellista vastaanotettua kantoaaltotaajuutta. Tätä ohjausta suoritetaan kenttä-päätetietokoneen 39 suorittaman yksinkertaisen ohjelman avulla. Tämän ohjelman kuvaus seuraa.

25 Kompleksiluku c, joka on muodostettu a ja b kor- relaattoriulostuloista k. yhden sekunnin integrointiaika-välin lopussa, on nimetty c(t^), missä t^ edustaa aikaa tämän aikavälin keskellä. Numeerisen oskillaattorin taa-juuteen (k + 1):mäistä aikaväliä varten lisätään korjaava 30 lisäys V·: K · /[σ(^)ο*(^_1)]/2π Hz missä K on positiivinen yhtä pienempi reaalivakio, </[] ... 35 edustaa sulkuihin suljetun kompleksiluvun kulmaa ja cMt^-j) on viimeistä edeltävän (k—1):nen aikavälin kompleksiluvun c kompleksikonjugaatti.

• · • * * 31 8591 6 Tämän ohjelman toimintaperiaate voidaan ymmärtää seuraavasta esimerkistä: Jos taajuusennuste on liian alhainen, sanotaan 0,1 Hz, niin c:n kulma etenee 0,1 jaksoa 1 sekunnissa ja kompleksiluku c(t^)c*(t^_^) saa kulman 5 (+0,1) x (2tt) radiaania (plus jokin nollakeskiarvoinen ko hina) . Tässä tapauksessa positiivisen lisäyksen lisääminen pienentää taajuusennusteen negatiivisen virheen tasoa 0,1 Hz:stä arvoon (1—K) x (0,1 Hz).

Arvon K täytyy olla suurempi kuin nolla tai takai-10 sinsyötöstä ei seuraa mitään taajuusennustevirheen vähenemistä. Arvon täytyy olla pienempi kuin 1 tai takaisinsyöttö johtuu viiveestä korjauksen syöttämisessä. Tarkka arvo ei ole kriittinen ja optimaalinen arvo voidaan määrittää kokeellisesti. Esillä olevassa järjestelmässä käytetään ni-15 mellisarvoa 0,5.

Tämän taajuustakaisinkytkennän toinen tärkeä vaikutus on, että numeerisen oskillaattorin taajuutta "vedetään" todellista vastaanotettua kantoaaltotaajuutta kohti alkuperäisestä taajuudesta, joka voi olla niinkin paljon kuin 20 useita Hertzejä ylä- tai alapuolella. Tämä "lukitus"-menettely tunnetaan hyvin vaihe- tai taajuusseurantatakai-sinkytkentäsilmukoiden alalla, kuten on osoitettu esimerkiksi Floyd M. Gardnerin kirjassa otsikoltaan Phaselock Techniques, julkaisija John Wiley & Sons, Inc., New York, !··:. 25 1966.

_ : "Lukitus"-menettelyn merkitys esillä olevalle jär jestelmälle on, että ennakkotiedon mittausmerkin paikasta ei tarvitse olla muutamaa kilometriä tarkempi.

·-’ "Lukitus"-menettelyn potentiaalinen haitallinen 30 sivuvaikutus esillä olevassa järjestelmässä on, että numeerinen oskillaattori, jonka oletetaan seuraavan tiettyä ; satelliittia, voi sen sijaan tulla vedetyksi eri satellii- : tin taajuudelle, jos jälkimmäisen taajuus on lähellä edel- ‘· lisen taajuutta ja jos jälkimmäisen signaali on voimakas 35 verrattuna edellisen signaaliin. Tällaisista tapauksista ;· mahdollisesti seuraavien vahinkojen rajoittamiseksi kenttä- päätetietokoneen ohjelma sisältää laitteen, joka rajoittaa 32 8591 6 sen kasaantuneen lisäyksen, joka voidaan summata ennakko-taajuusennusteeseen tasan noin 10 Hz:iin. Koska satelliittien taajuuksien välinen ero muuttuu tyypillisesti noin 1 Hz:llä sekunnissa, on seurauksena, että vain noin 10 se-5 kuntia mittausdataa tai vähemmän kuin 1 % kentällä saadusta mittausdatasta saattaa tulla pätemättömäksi seuraamalla väärää satelliittia. Kokemus osoittaa, että tämä prosentti on merkityksetön.

Viitaten nyt kuvioon 7, siinä on esitetty korre-10 laattorimodulin 149 lohkokaavio, joka moduli on yksi seitsemästä identtisestä tällaisesta modulista korrelaattori-sovitelmassa 127. Kaikilla seitsemällä modulilla on sama sisääntulo UBL, joka on signaalinmuokkaimen 125 HBL ulostulo. Kukin moduli 149 vastaanottaa myös "kosini"-sisään-15 tulon ja "sini"-sisääntulon vastaavasta seitsemän numeerisen oskillaattorimodulin joukosta. UBL sisääntulo ja kosi-nisisääntulo menevät poissulkevaan ei-tai porttiin 151, jonka ulostulo on sisääntulo "kellotettuun" digitaaliseen laskuriin 153. UBL sisääntulo ja sinisisääntulo menevät 20 toiseen poissulkevaan ei-tai porttiin 155, jonka ulostulo on sisääntulo toiseen laskuriin 157. Kerran sekunnissa laskurirekistereiden 153, 157 sisältö salvataan vastaaviin ulostulopuskureihin 159, 161 digitaalisessa elektro-niikkalaitteistossa 37 olevan reaaliaikakellon 131 puls-25 silla ja laskurit palautetaan silloin nollaan. Taajuudella 10,23 MHz, jota ohjaa "kello"-signaali signaalinmuokkai-. mesta 125 kutakin laskuria 153, 157 lisätään yhdellä, jos ··; ja vain jos sen sisääntulo siihen liittyvästä poissulke- vasta ei-tai portista 151, 155 on "tosi". Siten kunkin yh-30 den sekunnin aikavälin lopussa ulostulopuskurin 159, 161 sisältö osoittaa sen kertojen lukumäärän nollan ja : 10 230 000 välillä, joina UBL ja kosini/sinisisääntulot :***: ovat olleet sovitettuina edeltävän 1 sekunnin aikana. Kun kin laskurin ulostulopuskureiden 159, 161 sisältö on yh-... 35 distetty dataväylään 133, jonka kautta kenttäpäätetieto- *·;·’ kone 39 lukee sisällön joka sekunti. Kukin laskuri/salpa » ► • · * 33 8591 6 voi olla yksi ainoa integroitu piiri, kuten LSI Systems Inc:n valmistama 32 bittinen laite mallia LS7060.

Arvo a, joka on aiemmin määritelty fu(t)l(t)J ja cos /2φ (t)J:n välisellä ristikorrelaatiolla, saadaan kent- Γ 5 täpäätetietokoneessa 39 vähentämällä 5 115 000 "kosini"-laskurin ulostulosta ja jakamalla tulos luvulla 5 115 000. Arvo 6 saadaan samalla tavoin vähentämällä 5 115 000 "sini"-laskurin ulostulosta ja jakamalla tulos luvulla 5 115 000. (Siten a:n tai b:n yksikkötaso edustaa vastaavasti täydel-10 listä korrelaatiota /u(t)l(t)7'.n ja kosini- tai sinifunktion kanssa. Ennen kuin nämä tulokset on tallennettu kenttäpää-tetietokoneen 39 muistiin, kukin numero voidaan katkaista niinkin vähään kuin 4 bittiin muistitilan säästämiseksi.)

Nyt viitaten kuvioon 8, siinä on esitetty lohkokaa-15 vio yhdestä seitsemän identtisen numeerisen oskillaattorin joukosta numeerisessa oskillaattorisovitelmassa 129, joista kukin 163 tuottaa "kosini”-ja "sini"-sisääntulon yhteen korrelaattorimoduliin 149. Kukin numeerinen oskillaattori 163 sisältää biinäärisen vaiherekisterin 167 ja biinää-20 risen taajuusrekisterin 169, biinäärisen summaimen 171, poissulkevan ei-tai portin 173, invertterin 175 ja taajuus jakajan 177.

Vaiherekisterissä 167 ja taajuusrekisterissä 169 on molemmissa 32 bittiä ja summain 171 on 32-bitin summain.

25 Vaiherekisteriin 167 sisältyvä binääriluku edustaa minä ta- — hansa aikana oskillaattoriulostulon vaihetta merkittävimmän bitin edustaessa puolta jaksoa, seuraavaksi merkitse-vimmän edustaessa neljännesjaksoa ja niin edelleen. Taa-juusrekisteriin 169 sisältyvä binääriluku samalla tavoin - · 30 edustaa oskillaattorin taajuutta, jolloin merkitsevimmällä bitillä on tässä tapauksessa arvo 155 000 Hz, joka on sama *.*·: kuin 1/66 jaksoa 10,23 MHz:n "kello"-signaalin jaksosta • · · v : signaalinmuokkaimesta 125. Summain 171 summaa yhteen taa- ____: juus- 169 ja vaiherekistereihin 167 sisältyvät luvut. Sum- ,·.·# 35 ma ladataan vaiherekisteriin 167 korvaten aikaisemman sisäl- ‘T lön kerran jakajan 177 ulostulon jaksossa, joka jakaja ja- kaa 10,23 MHz:n "kello"-signaalin kiinteällä tekijällä 33.

V*: Vaiherekisteri 167 päivitetään siten tarkasti taajuudella 34 8591 6 310 000 kertaa sekunnissa. Määrä, jolla vaihe etenee kullakin päivityksellä, saadaan taajuusrekisterin 169 sisällöstä. Taajuusrekisteri 169, kuten on mainittu, päivitetään 10 kertaa sekunnissa dataväylän 133 kautta kenttäpää-5 tetietokoneen 39 toimesta. (Sekä negatiivisia että positiivisia taajuuksia edustetaan taajuusrekisterin sisällöllä käyttäen tavanomaista kahden komplementin menetelmää. Tämän keksinnön mukaisesti negatiivinen binääriluku muodostetaan komplementoimalla kukin bitti ja summaamalla yksi. Suurim-10 man positiivisen luvun on tämän mukaisesti esitetty omaavan merkitsevimpänä bittinä nollan ja kaikkimuut bitit ykkösiä. Kun merkitsevin biitti on yksi, se osoittaa, että luku on negatiivinen.)

Numeerisen oskillaattorin 163 sinianto saadaan 15 invertteriltä 175, joka invertoi vaiherekisterin 167 mer-kitsevimmän bitin. Siniulostulolla on arvo yksi, kun vaihe on nollan ja plus puolen jakson välillä ja arvo nolla, kun vaihe on puolen jakson ja jakson välillä (mikä on sama kuin jakso olisi miinus puolen jakson ja nollan jakson välillä). 20 Numeerisen oskillaattorin 163 kosiniulostulo otetaan poissulkevalta ei-tai portilta 173, jonka sisääntulot ovat vaiherekisterin merkitsevin ja seuraavaksi merkitsevin bitti. Kosiniulostulolla on arvo yksi, kun ja vain kun vaihe on plus miinus yksi neljännes jakso nollasta.

25 Viitaten nyt kuvioon 9, siinä on esitetty kenttä- päätetietokoneen 39 lohkokaavio. Tietokone käsittää keskusyksikön (CPU) 181, ohjelmamuistin 183 ja datamuistin 185, ulkoisen kaksisuuntaisen dataportin 187, joka on liitetty operaattoripäätteeseen 189, ja ulkopuolisen kaksisuuntaisen 30 dataportin 191, joka on liitetty modulaattori-demodulaat-toriin (moderniin) 193, joka on puolestaan liitetty puhelinlinjaan, radiopuhelimeen tai johonkin muuhun telelii-· kennelinkkiin 195. Tietokoneen 39 osat on liitetty toisiin- —: sa dataväyIällä 133, joka myös yhdistää tietokoneen 39 mui- 35 hin kenttäpäätteen osiin (katso kuvio 5) .

-* CPU 181 voi olla Digital Equipment Corporationin (DEC) mallia LSI-11/2 (osa numero KD11-GC), ohjelmamuisti 35 8591 6 183 voi olla 32 kilotavun ohjelmoitava lukumuisti, kuten DEC osa numero MRV11-C, datamuisti 185 voi olla 32 kilotavun suorasaanti luku-kirjoitusmuisti, kuten DEC osa numero MXV11-AC, kaksi ulkoista kaksisuuntaista dataporttia (187 5 ja 191) voivat olla RS-232 sarjadataporttia, jotka sisältyvät MXV11-AC:hen, operaattoripääte 189 voi olla DEC malli VT-100 tai mikä tahansa sarjan ASCII pääte, joka, kuten VT-100, voidaan kytkeä MXV11-AC:n RS-322 sarjadata liitäntään tai minkä tahansa muun soveliaan ulkopuolisen 10 dataporttilaitteen kautta tietokoneeseen, moderni 193 voi olla mikä tahansa tavanomainen RS-232 yhteensopiva laite ja se voidaan eliminoida täysin jos, kuten on mainittu, kenttäpäätetietokone 39 on liitetty suoraan kantapäätetie-tokoneeseen 15. Dataväylä 133 voi olla LSI-11 Q-väylä.

15 Reaaliaikakello 131, numeerinen oskillaattorisovitelma 129 ja korrelaattorisovitelma voidaan liittää Q-väylään konstruoimalla ne tavanomaisille piirilevyille, jotka liittyvät suoraan LSI-11 tietokonejärjestelmän "takalevyn" kortinreunaliittimiin. Tällaisia piirilevyjä on saatavis-20 sa DEC:lta varustettuina erityisillä integroiduilla piireillä, jotka voivat hoitaa kaiken dataliikenteen Q-väylän ja erityisten interferometripäätepiirien välillä, jotka on konstruoitu levyille.

Kenttäpäätetietokoneen 39 muistiin 185 tallennettu 25 mittausdata käsittää kompleksilukujen aikasarjan kullekin havainnoidulle satelliitille seitsemään asti yhden tällai-sen luvun ollessa saatuna joka sekunti. Tämä data saadaan noin 5 000 sekunnin aikavälinä, jona aikana tarkkaillaan aina ainakin kahta satelliittia tarkkailtujen satelliit-30 tien keskimääräisen lukumäärän ollessa vähintään neljä. Hetkellä t i. satelliitin kompleksiarvo nimetään A^(t), V : missä tämän kompleksiluvun taso on verrannollinen tänä ai- : kana tästä satelliitista vastaanotetun signaalin mitattuun ____: tehoon verrannollisuuskertoimen ollessa mielivaltainen, ··· 35 mutta sama kaikille satelliiteille ja missä kompleksiluvun ; kulma on yhtä kuin samana aikana samalle satelliitille mitattu kantoaaltovaihe kaksinkertaisena, jolloin kunkin 36 8591 6 satelliitin vaihetta verrataan samaan paikallisvertailu-oskillaattorin signaaliin, nimittäin 1575,42 MHz signaaliin, jonka on kehittänyt kenttäpäätteen 13-1 oskillaat-toripiiri 35.

5 Kompleksidata A^(t), i = 1, ..., 7 johdetaan kenttä- päätetietokoneella 39 korrelaattorisovitelraan 127 seitsemän korrelaattorin 149 a ja b ulostuloista seuraavasti, i. =lle korrelaattorille

10 A^t) = /fa(t) + jb(t)7 βχρ/^φρ(ΐ)J

missä a(t) ja b(t) edustavat vastaavasti normaloituja a ja b ulostuloja hetken t ympärille keskittyneelle yhden sekunnin "integrointi"- tai laskenta-aikavälille, j on miinus 15 yhden neliöjuuri ja 2φ (t) on i. satelliitin ennustettu

P

kantoaaltovaihe kaksinkertaisena hetkellä t. Huomaa, että kompleksiluku A^(t) on sama kuin kompleksiluku c, joka on johdettu i. korrelaattorin ulostulosta kerrottuna termillä βχρ/^φ {t)J. A. :n kulma edustaa (kaksinkertaista) vas- P ^ 20 taanotetun kantoaallon vaihetta verrattuna (kaksinkertaiseen) 1575,42 MHz:n paikallisvertailun vaiheeseen, kun taas c:n kulmaa verrataan tämän vertailuoskillaattorin vaiheen ja numeerisen oskillaattorin vaiheen (kaksinkertai-’ V seen) summaan.

' 25 Tämän selityksen tarkoituksia varten oletetaan, ·:*·: että dataryhmä {A^ (t) } on se, jonka on kehittänyt kenttä- pääte 13-1, joka on peruslinjavektorin alkupisteessä. Toi-. nen kenttäpääte 13-2, joka on peruslinjavektorin pääte- pisteessä oleva kenttäpääte ja joka tarkkailee samoja sa-30 telliitteja samaan aikaan kuin ensimmäinen pääte, tuottaa A^(t) :tä vastaavaa dataa, joka on nimetty B^t) . Samoja • : satelliitteja tarkkaillaan, koska molemmille päätteille annettiin ennustetiedot samasta keskustietokoneesta 15, *:**: joka numeroi satelliitit 1-7 vain yhdellä tavalla. Havain- 35 not molemmissa päätteissä ovat käytännössä samanaikaiset, koska näiden kahden päätteen kellot tahdistettiin välittö- -*·] mästi ennen havaintoja ja kellotaajuudet eroavat * * * “ · 4 » · 37 8591 6 merkityksettömällä määrällä. (Kellojen taajuutta ohjaavien kideoskillaattoreiden välisen taajuuseron periaatteellinen vaikutus on 1575,42 MHz vertailujen välisen vaihe-eron muuttaminen.) Ei ole merkitystä, jos tiettynä hetkenä tiet-5 ty satelliitti on nähtävissä vain toisesta päätteestä, ei toisesta. Tässä tapauksessa jommankumman A^(t):n tai Bi<t):n taso tulee yksinkertaisesti olemaan nolla tai lähes nolla.

Keskustietokoneen 15 suorittamia toimenpiteitä in-terferometrin perusIinjavektorin määrityksen saattamiseksi 10 loppuun antaen teho- ja vaihemittaustiedot, jotka on kerätty kahdesta kenttäpäätteestä 13-1 ja 13-2, jotka on sijoitettu peruslinjavektorin päihin, tullaan nyt kuvaamaan.

Ensimmäinen vaihe A^(t) ja B^(t) datan käsittelyssä keskustietokoneessa on kertoa A^(t):n kompleksikonjugaat-15 ti, jota on merkitty A£(t) B^itjsllä. Tulolla

Si(t) = A*(t) B±(t) on kulma ZS^(t), joka on sama kuin i. satelliitista kah-20 teen päätteeseen vastaanotettujen kantoaaltosignaalien mitattujen vaiheiden välinen erotus kaksinkertaisena kunkin vaiheen ollessa mitattuna vastaavassa päätteessä paikallis-vertailuoskillaattorin suhteen. Tämän mukaisesti S^(t):n ] ‘ : kulma liittyy paikallisoskillaattoreiden vaiheiden väli- 25 seen eroon ja päätteiden väliseen peruslinjavektoriin teo-reettisella riippuvuudella ^Si(t) = A<J>L0 + (Anf^/c) S · !.(t) 30 missä Δφ edustaa paikallisoskillaattoreiden vaihe-eroa, on i. satelliitin vastaanotettu taajuus, likimain sama kuin 1575,42 MHz, c on valon nopeus, S on peruslinjavekto-: ri ja s^t) on yksikkövektori i. satelliitin suuntaan kat- sottuna hetkellä t peruslinjavektorin keskipisteestä. (Tämä 35 riippuvuus antaa kulman Z.S^(t) radiaaneissa eikä jaksoissa. Koska taajuus f ^ on määritelty jaksoina eikä radiaaneissa sekunnissa täytyy sisällyttää kerroin 2tr. Syy siihen, että 38 8591 6 kaavassa onkin 4π eikä 2π, on että molemmat päätteet mit-taavat vastaanotetun signaalin kaksinkertaisen vaiheen.) Tämä riippuvuus on aproksimaatti sikäli, että se jättää huomiotta etenemisväliaineen toisen kertaluokan parallak-5 sivaikutukset, monirataisuuden, relativistiset vaikutukset, kohinan jne. Nämä vähäiset vaikutukset on tässä jätetty pois selkeyden vuoksi. Näiden vaikutusten poisjättämiseen liittyvä virhe on samansuuruinen kuin noin 1 cm peruslin-javirhe peruslinjan pituuden ollessa alle noin 1 km. /Lu-10 kuunottamatta kohinaa, joka on täysin satunnainen, on mahdollista luoda malli yllä pois jätetyille vaikutuksille /,Si(t):n vieläkin tarkemman teoreettisen esityksen saamiseksi. Tätä mallin luomista on kuvattu esimerkiksi I.I. Shapiron artikkelissa otsikoltaan "Estimation of astrometric 15 and geodetic parameters from VLBI observations", joka on ilmestynyt julkaisussa Methods of Experimental Physics, voi. 12, osa C, sivut 261-176 , 1976 ..7 Teoreettisesti S:n taso saadaan 20 Is.I = C*G2(cosO.) missä C on vakio ja G vastaanottavan antennin suuntaava tehovahvistus kirjoitettuna i. satelliitin zeniittikulman 9i kosinin funktiona. G:n oletetaan olevan riippumaton 25 atsimuutista ja se on normaloitu siten, että rengaspolari-säätiöltään sovitetun isotrooppisen antennin vastaanottama teho on yhtä kuin 1. MITES-antennirakenteelle G (cos0) a (1,23) · (1+cos0)2 · sin2 ( (3tt/4)cos0) , 0°<θ<90° . 30 G (cos0) st 0, 9O°<0 : Tämän funktion arvo on likimain 2,46 zeniitissä (0 =0), sillä on yksi maksimi noin 3,63, kun Θ ä 40°, yksikköarvo, kun Θ ai 72° ja lähestyy 0:aa, kun Θ lähestyy -···’: 35 90°: ta.

: : Seuraava vaihe interferometripäätteistä saadun mit- ·]·_ tausdatan käsittelemiseksi on summata kompleksiluvut S^(t) 39 85916 i:n yli summan S(t) saamiseksi kullekin mittaushetkelle t: n S(t) = l S.(t) i = 1 x 5 missä summa kattaa kaikki satelliitit, joita tarkkaillaan hetkellä t.

Seuraava vaihe mittausdatan käsittelyssä on valita oletusarvo b peruslinjavektorille b ja laskea tästä arvosta b ajan funktio S (t), joka edustaa teoreettisesti ar-10 voa, joka S(t):llä tulisi olla, jos todellinen peruslinjan arvo S olisi sama kuin oletusarvo b: n S (t) = Σ | (t) | · | (t) | *exp [-j 4irb*s^(t) /λ^] 15 missä on radioaallonpituus vastaten vastaanotettua kantoaaltotaajuutta. Toisin sanoen = c/f^. Menetelmä arvon b valitsemiseksi kuvataan alla. Huomaa, että teoreettisessa funktiossa S(t) päinvastoin kuin mittauksista johdetussa funktiossa S(t) ei ole mukana termiä paikallisoskillaatto-20 rin vaihe-eron edustamiseksi. Myös skaalausvakio C on jätetty pois.

Seuraavaksi S(t):n taso kerrotaan S(t):n tasolla ja näiden tasojen tulo summataan kaikkien mittaushetkien yli arvon R(b) saamiseksi, joka riippuu sekä b:stä että luon- ·” 25 nollisesti mittauksista: R(b) = E | S (t ) | · |s(tn ) i missä t^ edustaa l.:tä noin 5 000 mittaushetken joukosta.

- : ; 30 Funktiota R(b) kutsutaan "epäselvyysfunktioksi".

Seuraava käsittelyvaihe on toistaa R(b):n laskenta _· ; useille b:n arvoille ja määrittää erityinen b:n arvo, jolla funktiolla R(b) on suurin arvo. Tämä b:n arvo on haluttu peruslinjavektorin S määritys.

35 Peruslinjavektorin oletusarvo b on alunperin valit- : : tu samaksi kuin b:n paras ennakkoarvio, joka on saatavissa riippumattomasta informaatiota mittausmerkkien paikasta, 40 85 91 6 kuten paikat, jotka on saatu tunnistamalla maamerkkejä * kartalla. Rlb):n maksimointi b:n suhteen suoritetaan tutkimalla kolmiulotteinen tilavuus, jonka keskipisteenä on

A

b:n alkuperäinen arvo ja on kyllin suuri kattaakseen al-5 kuperäisen arvion epätarkkuuden. Etsinnässä tasajaksoisen kolmiulotteisen verkon jokainen piste tutkitaan sen yhden pisteen paikallistamiseksi, jossa R(5) on maksimissaan. Verkon pisteiden väli on alunperin yksi metri. Sitten tutkitaan kaksi metriä R(b):n maksimipisteestä ulot-10 tuva tilavuus tutkimalla verkko 20 cm:n välein. R(b):n maksimi löydetään tästä hienojakoisemmasta verkosta. Sitten verkon välit puolitetaan ja verkon lineaarinen mitta puolitetaan myös ja etsintä toistetaan. Tätä puolituspro-sessia jatketaan, kunnes verkon väli on alle 1 mm. Se 15 b:n arvo, joka lopullisesti maksimoi R(b):n, otetaan halutuksi peruslinjavektorin S määritykseksi. Käyttämällä satelliittien lukumääränä n = 5, peruslinjavektorin määritys voidaan saada esillä olevan keksinnön menetelmällä noin 5 mm:n tarkkuudella molemmissa koordinaateissa 20 noin 100 metrin peruslinjapituudelle.

Yllä kuvattu menetelmä mittaustietojen käsittelemiseksi interferometripääteparista päätteiden välisen peruslinjavektroin määrittämiseksi edustaa erityistapausta yleisestä menetelmästä, jota kuvataan Charles C.

! 25 Counselmanin ja Sergei A. Gourevitchin artikkelissa ot- sikoltaan "Miniature Interferometer Terminals for Earth ·:·*: Surveying: Amgiquity and Multipath with Global Positioning *:· System", julkaistu julkaisussa IEEE Transactions on Geoscience and Remote Sensing, voi. GE-19, nro 4, sivut 224-252, lo-30 kakuu 1981.

Toisessa tämän keksinnön mukaisen mittaustietojen . . käsittelymenetelmän suoritusmuodossa, epäselvyysfunktio R(b) muodostetaan myös mittaustiedoista ja peruslinjan **] " oletusarvosta b, kuitenkin funktion muodostamismenetelmä 35 on erilainen. Tässä suoritusmuodossa, kuten aiemmassa *' 85916 suoritusmuodossa, A^(t):n kompleksikonjugaatti kerrotaan Bi(t):llä kompleksitulon Si(t) saamiseksi:

Si(t) = A*(t) Bi(t) 5 missä (t) on kompleksiluku, joka edustaa i. satelliitista toiseen interferometripäätteeseen hetkellä t vastaanotetun signaalin mittauksia A^(t):n tason ollessa verrannollinen vastaanotettuun tehoon ja kulman ^Ai(t) ollessa 10 kaksi kertaa kantoaallon vaihe suhteessa päätteen paikal-lisoskillaattoriin ja B^(t) on kuin A^t) paitsi, että se on johdettu toisesta päätteestä peruslinjavektorin toisessa päässä.

Seuraavaksi S^(t) kerrotaan tietyllä peruslinja-15 vektorin oletusarvon b kompleksisella eksponentiaalifunktiolla ja tulo summataan sitten kaikkien hetkellä t tarkkailtujen satelliittien yli summan S(t) saamiseksi, joka on ajan ja oletusarvon b funktio: n 20 S (t) = Σ Si(t) exp[-j4irb*si(t)/λ±] missä s^(t) on yksikkövektori i. satelliitin suuntaan hetkellä t ja i. satelliitista vastaanotetun signaalin aallonpituus. (Huomaa, että jos b on yhtä kuin £, niin kun-. 25 kin termin kulma suunnassa i:n yli on yhtä kuin Δφ,~ riip- pumatta i:stä.) -“· Seuraavaksi otetaan S(t):n taso ja se sununataan kaikkien havaintoaikojen yli funktion R(b) saamiseksi: 30 R(b) = Σ |S(t, ) l 1 1 . . missä t^ on 1. noin 5 000 mittaushetkestä.

Lopuksi etsitään b:n arvo, joka maksimoi R(b) :n '·* * samalla etsintämenettelyllä, jota kuvattiin alkuperäisen *:**: 35 tietojenkäsittelymenetelmän yhteydessä. Tämä b:n arvo on haluttu peruslinjavektorin & määritys.

Tämä jälkimmäinen suoritusmuoto on laskennallisesti » « * ; tehokkaampi kuin ensin kuvattu menetelmä.

Claims (15)

42 8591 6

1. Menetelmä paikanmääritykseen liittyvien tietojen saamiseksi spektriltään levitetyistä signaaleista, 5 joilla on tukahdetut kantoaallot seurauksena modulaatiosta keskenään ortogonaalisten spektriä levittävien koodien avulla, tunnettu siitä, että menetelmässä vastaanotetaan (21) antennilla (27) signaaliyhdistelmä, joka käsittää potentiaalisesti interferoivia jatkuvia aalto-10 komponentteja spektriltään levitettyjen signaalien lisäksi; suodatetaan (31) signaaliyhdistelmästä jatkuvat aal-tokomponentit, jotka olisivat mukana interferoivana signaalina jatkuvassa, spektriltään levitetyistä signaaleista rekonstruoidussa aaltokomponentissa, jonka jälkeen re-15 konstruoidaan (125) jatkuva aaltokomponentti spektriltään levityistä signaaleista; ja rekonstruoidusta komponentista johdetaan (127) tietoja.

2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, jossa spektriltään levitetyt signaalit lähetetään samanaikai- 20 sesti samoilla taajuuksilla kustakin eri satelliitista, tunnettu siitä, että interferenssin suodattavassa vaiheessa lisäksi suodatetaan jatkuvan aallon interferenssi kapealla taajuuskaistalla, joka käsittää valitun taajuuden maksimaalisen doppler-siirtymän, joka aiheutuu 25 satelliittien ja antennin välisestä suhteellisesta liikkeestä.

3. Patenttivaatimusten 1 tai 2 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että häiriön suodattavassa vaiheessa lisäksi muutetaan (93, 79, 99, 95, 35, 101) vas- 30 taanotetut signaalit kantataajuuskaistalle, ja suodatetaan (117, 119) kapea taajuuskaista kantataajuuskaistal-la.

4. Patenttivaatimuksen 3 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että interferenssiä suodattavassa 35 vaiheessa lisäksi suodatetaan (121, 123) laajan taajuuskaistan ulkopuolisia taajuuksia, joka taajuuskaista 43 8591 6 oleellisesti sisältää signaalit, joiden spektri levitettiin tietyllä modulointikoodilla.

5. Patenttivaatimuksen 1 tai 2 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että valittu taajuus on tu- 5 kahdutettu keskitaajuuksinen kantoaalto.

6. Patenttivaatimuksen 5 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että rekonstruointivaiheessa rekonstruoidaan useita jatkuvia aaltokomponentteja.

7. Patenttivaatimuksen 6 mukainen menetelmä, 10 tunnettu siitä, että samaan valittuun taajuuteen liittyy useita jatkuvia aaltokomponentteja.

8. Patenttivaatimuksen 6 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että samaan spektriä levittävään modulointikoodiin liittyy useita rekonstruoituja kompo- 15 nentteja.

9. Patenttivaatimuksen 1 tai 2 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että rekonstruointivaiheessa lisäksi kaksinkertaistetaan (135, 137, 139, 145, 143) niiden signaalien vaihe ja taajuus, joiden spektriä levitet- 20 tiin tietyllä modulointikoodilla siten, että nämä signaa lit tulevat rekonstruoiduksi riippumatta ulkopuolisesta saadusta, modulointikoodin informaatiosisältöä koskevasta tiedosta.

10. Patenttivaatimuksen 9 mukainen menetelmä, 25 tunnettu siitä, että suodatus- ja rekonstruointi- vaiheissa lisäksi jaetaan (33) vastaanotetut signaalit ensimmäisiin ja toisiin spektrikomponentteihin, jotka edustavat oleellisesti eri osia niiden spektristä; ja ris-tikorreloidaan (127) spektrikomponentit spektriltään le- 30 vitettyjen signaalien rekonstruoimiseksi.

11. Patenttivaatimuksen 10 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että suodatusvaiheessa lisäksi suodatetaan (117, 121) valittuun taajuuteen liittyvässä ensimmäisessä spektrikomponentissa olevia jatkuvia aalto- 35 komponentteja, ja suodatetaan (119, 123) valittuun taajuuteen liittyvässä toisessa spektrikomponentissa olevia 44 8591 6 jatkuvia aaltokomponentteja.

12. Patenttivaatimuksen 11 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että spektrikomponenttien suoda-tusvaiheessa lisäksi suodatetaan (117, 119) kapea taa- 5 juuskaista, joka sisältää valitun taajuuden maksimaalisen doppler-siirtymän, joka aiheutuu satelliittien ja antennin välisestä suhteellisesta liikkeestä, ja suodatetaan (121, 123) laajan taajuuskaistan ulkopuolisia signaaleja, johon kaistaan oleellisesti kuuluvat tietyllä modulointi-10 koodilla levitetyt signaalit.

13. Patenttivaatimuksen 10 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että ensimmäinen ja toinen spekt-rikomponentti ovat spektriltään levitettyihin signaaleihin sisältyvän tukahdetun keskitaajuuksisen kantoaallon 15 ylempi ja alempi sivukaista.

14. Patenttivaatimuksen 9 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että rekonstruointivaiheessa rekonstruoidaan kustakin satelliitista vastaanotettuihin signaaleihin sisältyviä jatkuvia aaltokomponentteja, jol- 20 loin tietojen saamiseksi lisäksi johdetaan (127, 129) eri satelliitteja koskevia tietoja rekonstruoiduista signaaleista perustuen doppler-siirtymästä aiheutuviin taajuuseroihin vastaanotetuissa signaaleissa.

15. Patenttivaatimuksen 9 mukainen menetelmä, 25 tunnettu siitä, että rekonstruointivaiheessa muo dostetaan toinen yhdistelmä, johon samanaikaisesti sisältyvät kustakin satelliitista vastaanotettuihin signaaleihin sisältyvät jatkuvat aaltokomponentit, jolloin tietojen saamiseksi lisäksi muodostetaan (129) sarja ennustet-30 tuja signaaleja, joiden taajuudet liittyvät kustakin satelliitista vastaanotettujen signaaleiden taajuuksiin, korreloidaan (127) kukin ennustettu sarja toisen yhdis-telmäsignaalin kanssa kuhunkin satelliittiin liittyvien rekonstruoitujen komponenttien eristämiseksi, ja kustakin 35 eristetystä komponentista johdetaan tietoja. 45 8591 6