FI76654B - FOERFARANDE OCH ANORDNING FOER KODNING AV SIGNALTOPPAR. - Google Patents
FOERFARANDE OCH ANORDNING FOER KODNING AV SIGNALTOPPAR. Download PDFInfo
- Publication number
- FI76654B FI76654B FI821677A FI821677A FI76654B FI 76654 B FI76654 B FI 76654B FI 821677 A FI821677 A FI 821677A FI 821677 A FI821677 A FI 821677A FI 76654 B FI76654 B FI 76654B
- Authority
- FI
- Finland
- Prior art keywords
- signal
- analog signal
- noise
- analog
- bandwidth
- Prior art date
Links
Description
1 766541 76654
Menetelmä ja laite signaalihuippujen koodaamiseksi Tämä keksintö liittyy signaalinkäsittelyn alueeseen ja erityisesti se liitty signaalin sisältämän informaation 5 tiivistämiseen merkitsevästi pienempiin kaistaleveyksiin mitä tavanomaiset järjestelmät tarvitsevat ilman subjektiivista laadun menetystä. Erityisemmin keksintö liittyy elektroniseen signaalinkäsittelyyn, jossa vain analogisen aaltomuodon maksimien ja minimien, so. ääriarvojen esiin-10 tymishetket koodataan ymmärrettävän ja korkealaatuisen tietoliikenteen siirtoa varten ilman, että itse ääriarvojen amplitudiarvoja koodataan. Keksintö esittelee uuden mallin ihmisen aistijärjestelmästä ja erityisesti kuulojärjestelmästä. Keksintöä voidaan erityisesti soveltaa ihmisen ais-15 tien apu- ja simulointijärjestelmissä, puheenkäsittelyssä, kaistaleveyden supistamisessa ja datan tiivistämisessä, kohinan pienentämisjärjestelmissä ja subjektiivisen kaista-leveyden laajentamisessa.The present invention relates to the field of signal processing and in particular to the compression of information contained in a signal to significantly smaller bandwidths required by conventional systems without subjective loss of quality. More particularly, the invention relates to electronic signal processing in which only the maxima and minima of the analog waveform, i. the occurrence moments of the extremes are coded for the transmission of intelligible and high-quality communication without the amplitude values of the extremes themselves being coded. The invention introduces a new model of the human sensory system and in particular the auditory system. In particular, the invention can be applied to human ais-15 path assistance and simulation systems, speech processing, bandwidth reduction and data compression, noise reduction systems, and subjective bandwidth expansion.
Nykyinen signaalin vahvistustekniikka tekee mahdolli-20 seksi nostaa erilaisista lähteistä, kuten muuntimista ja mo duloituja signaaleja ilmaisevilta piireiltä saatavien signaalien intensiteettitasoja. Amplitudin vahvistumisen myötä signaalit tulevat yhteensopiviksi muiden laitteiden, kuten nauhoitus-, siirto- ja toistojärjestelmien kanssa. Vahvis-25 timilla on lukuisia sovellutuskohteita, kuten ääni- ja vi deo järjestelmät , kuulolaitteet ja aistien simulointijärjestelmät. Jälkimmäisessä tapauksessa sisäänmenon dynamiikka-alueen puutteet tulevat huomattaviksi, koska ihmisen kuulojärjestelmä toimii signaaleilla, joiden dynamiikka-alue on 30 120 dB tai enemmän, kun elektronisten vahvistimien dynamiik ka-alue tuskin yltää 100 dB:iin. Tämä ilmiö aiheuttaa säröä ja/tai epäherkkyyttä. Yleisesti signaalinkäsittely-piirin dynaamista aluetta rajoittaa toisessa äärikohdassa signaali-kohinasuhde (S/N) ja toisessa äärikohdassa teho-35 lähteen jännite. Siten kaikkien järjestelmien, joilla on 2 76654 oleellisen ääretön dynamiikka-alue (>200 dB) täytyy pystyä käsittelemään signaaleja ilman, että kumpikaan näistä rajoituksista vaikuttaa siihen. Esimerkiksi järjestelmä, jossa informaatio muutetaan binaarimuotoon, täyttää tämän 5 ominaisuuden. Yleisesti on kuitenkin osoittautunut vaikeaksi säilyttää dynamiikka-alue sekä samaan aikaan pienentää tarkkaai signaalin taajuusalueen toistoon tarvittava kaistaleveys.Current signal amplification technology makes it possible to increase the intensity levels of signals from various sources, such as converters and circuits that detect modulated signals. As the amplitude increases, the signals become compatible with other devices such as recording, transmission and playback systems. Amplifiers have numerous applications, such as audio and video systems, hearing aids and sensory simulation systems. In the latter case, the shortcomings of the input dynamic range become considerable because the human auditory system operates on signals with a dynamic range of 30,120 dB or more when the dynamic range of the electronic amplifiers hardly reaches 100 dB. This phenomenon causes distortion and / or insensitivity. In general, the dynamic range of the signal processing circuit is limited at one end by the signal-to-noise ratio (S / N) and at the other end by the power-35 source voltage. Thus, all systems with 2 76654 substantially infinite dynamic ranges (> 200 dB) must be able to process signals without being affected by either of these limitations. For example, a system in which information is converted to binary form satisfies this 5 property. In general, however, it has proved difficult to maintain the dynamic range while at the same time carefully reducing the bandwidth required to reproduce the frequency range of the signal.
Informaation siirtoon tarvittavan kaistaleveyden 10 supistamiskeinoja tunnetaan. Esimerkiksi deltamodulaatio, jossa peräkkäisten näytteiden amplitudien erot koodataan, säästää kaistaleveyttä. Muita järjestelmiä ovat adaptiivinen deltamodulaatio, adaptiivinen muunnoskoodaus, puhetien mallintaminen ja lineaarinen ennustava koodaus. Vaikka nämä 15 järjestelmät pienentävät oleellisesti kaistaleveyksiä, ne kärsivät mutkikkuudesta ja kahden jälkimmäisen järjestelmän tapauksessa kyvyttömyydestä siirtää muita kuin puhesignaaleja .Means for reducing the bandwidth 10 required for information transmission are known. For example, delta modulation, in which differences in the amplitudes of successive samples are encoded, saves bandwidth. Other systems include adaptive delta modulation, adaptive transform coding, speech path modeling, and linear predictive coding. Although these 15 systems substantially reduce bandwidths, they suffer from complexity and, in the case of the latter two systems, the inability to transmit non-speech signals.
Tunnetaan menetelmiä, joissa koodataan vain analo-20 gisen signaalin ääriarvoihin liittyviä piirteitä. Erityi sesti äskettäin on keksitty tekniikka, jolla määritetään ääriarvojen ajankohdat. Ääriarvojen ajankohtien ilmaisuja koodausprosessi toteutetaan tavallisesti signaalinkäsit-telypiirillä, joka sisältää osan, jolla sisäänmenosignaali 25 differentoidaan minimien ja maksimien siirtämiseksi nolla- ylityksiksi, ja ideaalisen leikkaimen, jolla on nopea vasteaika verrattuna sisäänmenosignaalin kaistaleveyteen, ja jolla differentioitu signaali leikataan näiden nollaylitysten ilmaisemiseksi.Methods are known in which only features related to the extremes of an analog signal are encoded. In particular, a technique for determining the timing of extremes has recently been invented. The coding process of the extreme values is usually implemented by a signal processing circuit including a section for differentiating the input signal 25 to move the minima and maxima to zero overshoots and an ideal cutter with a fast response time compared to the input signal bandwidth to cut the differentiated signal.
30 Licklider'in ja Pollack'in vanhassa tutkimuksessa, "Effects of Differentiation, Integration, and Infinite Peak Clipping upon the Intelligibility of Speech", Journal of Acoustical Society of America 20, 42 - 51 (1947), on tutkittu säröytyneiden puheen aaltomuotojen ymmärrettävyyt-35 tä. Huomattiin, että voitaisiin saada aikaan ymmärrettävää,30 The old study by Licklider and Pollack, "Effects of Differentiation, Integration, and Infinite Peak Clipping upon the Intelligibility of Speech," Journal of the Acoustical Society of America 20, 42-51 (1947), has examined the intelligibility of distorted speech waveforms. -35 years It was noted that an understandable,
IIII
3 76654 vaikkakin huonolaatuista puhetta ensin differentioimalla puheen aaltomuoto, mitä seuraa ideaalinen huippujen leikkaus. Vaikka tämä tekniikka ratkaisee sisäänmenon dynaamisen alueen ongelman, huomattiin, että taustakohina huonontaa voi-5 makkaasti suorituskykyä. Lisäksi, vaikka leikatut signaalit ovat ymmärrettäviä, on laatu huono prosessin leikkaus-osassa menetetyn informaation takia.3 76654 albeit poor quality speech first by differentiating the speech waveform, followed by an ideal peak cut. Although this technique solves the problem of the dynamic range of the input, it was found that the background noise can severely degrade the performance. In addition, although the cut signals are understandable, the quality is poor due to the information lost in the cutting part of the process.
Toinen tutkimustyö, Thomas'n ja Sparks'n "Descrimina-tion of Filtered/Clipped Speech by Hearing Impaired Subjects", 10 Journal of the Acoustical Society of America 49, 1881 - 1887 (1971), tarkasteli huonokuuloisten henkilöiden puheen aaltomuotojen ymmärtämistä, jotka aaltomuodot oli ennen leikkaamista ensin ylipäästösuodatettu. Huomattiin, että joillakin huonokuuloisilla henkilöillä voitiin ymmärtämistä lisätä 15 käyttämällä tätä prosessia. Kuitenkin tämäkin menetelmä kärsii samoista ongelmista, jotka Licklider ja Pollack huomasivat.Another research paper, Thomas and Sparks, "Descrimination of Filtered / Clipped Speech by Hearing Impaired Subjects," 10 Journal of the Acoustical Society of America 49, 1881-1887 (1971), examined the understanding of speech waveforms in hearing-impaired individuals that the waveforms were first high-pass filtered before cutting. It was found that in some hard of hearing individuals, comprehension could be increased 15 using this process. However, this method also suffers from the same problems that Licklider and Pollack noticed.
GB-patenteissa 1501874 ja 843607 on esitetty tekniikka maksimien ja minimien ajankohtien mittaamiseksi. Näissä jär-20 jestelmissä kuitenkin otetaan myös aaltomuotojen maksimi- ja minimikohtien amplitudeista näytteet, joita käsitellään signaalin ääriarvojen esiintymisajankohtien määrittämisen lisäksi.GB patents 1501874 and 843607 disclose a technique for measuring maximum and minimum times. However, these systems also sample the amplitudes of the maximum and minimum points of the waveforms, which are processed in addition to determining the occurrence times of the signal extremes.
Tämä keksintö perustuu havaintoon, että ihmisen aisti-järjestelmä, ja erityisesti korva, on herkempi signaalin 25 maksimien ja minimien ajankohdille kuin näiden äärikohtien amplitudeille. Siten tämä keksintö esittelee uuden mallin ihmisen aistijärjestelmästä ja erityisesti kuulojärjestelmästä, jossa mallissa signaalin ääriarvokohtien välinen informaatio on pohjimmaltaan tarpeetonta ja sitä ei tarvita 30 siirrettävässä informaatiossa. Tämä voi sallia merkitsevien yksinkertaistusten teon eri tyyppisissä ihmisen aistijär-jestelmiin liittyvissä signaalinkäsittelyissä ja erityisesti se voi sallia ymmärrettävän informaation käsittelyn käyttäen pienempää kaistaleveyttä ja minimaalista informaa-35 tiosisältöä ilman merkitsevää häviötä ihmisen aistijärjes-telmien havaitsemassa subjektiivisessa laadussa.The present invention is based on the finding that the human sensory system, and in particular the ear, is more sensitive to the time peaks and troughs of the signal than to the amplitudes of these extremes. Thus, the present invention introduces a new model of the human sensory system, and in particular the auditory system, in which the information between the extremes of the signal is essentially unnecessary and is not required in the information to be transmitted. This can allow significant simplifications to be made in different types of signal processing related to human sensory systems, and in particular it can allow comprehensible information to be processed using lower bandwidth and minimal information content without significant loss in the subjective perception of human sensory systems.
4 76654 Tämän mukaisesti tämän keksinnön päämäärä on kehittää järjestelmä, joka käyttää hyväksi ihmisen korvan yllämainittuja ominaisuuksia informaation siirtämiseksi ymmärrettävänä ja tarkasti käyttämällä vain analogisen aalto-5 muodon ääriarvojen tapahtumahetkien välisiä aikaeroja.Accordingly, it is an object of the present invention to provide a system that utilizes the above features of the human ear to transmit information in an understandable and accurate manner using only the time differences between the instantaneous events of the extremes of the analog waveform 5.
Keksinnön päämäärä on lisäksi ratkaista tausta-kohinan ongelmat, jotka Licklider ja Pollack kohtasivat tutkiessaan differentioituja ja leikattuja signaaleja.It is a further object of the invention to solve the background noise problems encountered by Licklider and Pollack when studying differentiated and cut signals.
Vaikka Licklider ja Pollack tutkivat differentioituja ja 10 leikattuja signaaleja, heidän työnsä paino oli määrittää kuinka paljon säröä ihmiskorva voi sietää ymmärrettävyyden häviämättä. Tämä keksintö perustuu toisaalta siihen näkemykseen, että signaalien differentiointi ja leikkaaminen signaalien ääriarvojen koodausmenetelmänä voi johtaa 15 maksimaaliseen informaation siirtoon ilman subjektiivista laadun menetystä. Tämä keksintö eroaa merkitsevästi Licklider'in ja Pollack'in tekemistä ehdotuksista siinä, että se tiedostaa leikkaimen vasteajan tärkeyden, tekijän, jota Licklider ja Pollack eivät osanneet arvostaa.Although Licklider and Pollack studied differentiated and 10 truncated signals, the weight of their work was to determine how much distortion the human ear can tolerate without loss of intelligibility. On the other hand, the present invention is based on the view that differentiating and truncating signals as a method of encoding signal extremes can result in maximum information transmission without subjective loss of quality. This invention differs significantly from the suggestions made by Licklider and Pollack in that it recognizes the importance of cutter response time, a factor that Licklider and Pollack could not appreciate.
20 Licklider ja Pollack huomasivat, että puhuttujen sano jen väleihin liittyi voimakkaita kohinasignaaleja. He ehdottivat, että näiden häiriösignaalien eliminoimiseksi järjestelmään sisällytettäisiin jaksollinen (20 KHz) ultra-äänisignaali. Tämän keksinnön mukaan tällaisen jaksollisen 25 signaalin sisällyttäminen vältetään käyttämällä sen sijasta luonnollista gaussinjakautunutta satunnaiskohinaa, joka on mukana analogisessa aaltomuodossa. Analogisissa aaltomuodoissa on luonnostaan poikkeuksetta mukana suurtaajuista kohinaa, joka liitty analogisen aaltomuodon spektriin.20 Licklider and Pollack noticed that there were strong noise signals between the spoken words. They suggested that a periodic (20 KHz) ultrasonic signal be included in the system to eliminate these interference signals. According to the present invention, the inclusion of such a periodic signal is avoided by using instead the natural Gaussian distributed random noise involved in the analog waveform. Analog waveforms inherently invariably involve high-frequency noise associated with the spectrum of the analog waveform.
30 Nämä vaihtelut syntyvät tavallisesti satunnaisena molekyy lien kohinana tai ovat heijastusilmiöistä syntyviä jäännöksiä aikaisemmista aaltomuodoista. Tällöin kohina sisältää informaatiota siitä nimenomaisesta ympäristöstä, josta signaalit saadaan. Kun signaalin ja kohinan yhdis-35 telmä differentioidaan ja sen jälkeen leikataan ideaalisesti30 These variations are usually generated as random molecular noise or are remnants of previous waveforms due to reflection phenomena. In this case, the noise contains information about the specific environment from which the signals are obtained. When the combination of signal and noise is differentiated and then cut perfectly
IIII
5 76654 riittävän suurella nousunopeudella, antaa leikkaimen ulostulo binaarisen aaltomuodon, jossa on merkitsevästi suurempi määrä siirtymiä kuin saataisiin jos signaalissa ei olisi mukana kohinaa. Kun leikkaimen ulostulo integroidaan, 5 saadaan esimerkiksi signaalin taso, joka on likimain nolla, niin kauan kuin aaltomuodon intensiteetti on myös likimain nolla, mikä sallii hiljaisten jaksojen toistamisen tai puhuttujen sanojen välisen kohinan minimoimisen. Tällöin, jos leikkainpiirin kaistaleveys on paljon suurempi kuin 10 analogisen aaltomuodon, esimerkiksi audiosignaalin tapauk sessa 50 KHz:n kaistaleveys leikkaimessa tai mielellään yli 100 KHz:n, voidaan Licklider'in ja Pollack'in havaitsema taustakohina eliminoida ja samalla saavuttaa korkealaatuinen särötön ulostulosignaali. Tällöin, sen sijaan, 15 että analogisesta signaalista poistettaisiin kohina suodattamalla tai muilla kohinanestotekniikoilla, käytetään kohinan läsnäoloa itsessään saamaan aikaan korkealaatuinen tiedonsiirto käyttäen minimimäärä dataa. Siten keksinnön toinen päämäärä on saada aikaan puheenkäsittelypiiri, joka 20 mahdollistaa datan siirron käyttäen paljon pienempiä nopeuksia kuin perinteisissä binaarisissa datasiirtojärjestelmissä kuten pulssikoodimodulaatiossa ja edellä mainituissa GB-patenteissa. Esimerkiksi noissa kahdessa GB-patentissa käsitellään sekä ääriarvojen ajankohtiin että 25 amplitudeihin liittyvä informaatio. Tässä keksinnössä ainoa käsiteltävä informaatio on ääriarvojen ajankohdat, mistä seuraa paljon matalampi datanopeus. Esimerkiksi verrattuna pulssikoodimodulaatioon, jossa analogisesta aaltomuodosta otetaan näytteitä, joiden amplitudit muute-30 taan useiksi biteiksi binaarista informaatiota, tämä järjestelmä käyttää vain siirtymistä yhdeltä binaaritasolta toiselle kuvaamaan ääriarvon kohtaa ja mahdollistaa siten merkitsevän pienentämisen datanopeuksissa.5 76654 at a sufficiently high rate of rise, the output of the cutter gives a binary waveform with a significantly greater number of offsets than would be obtained if there were no noise involved in the signal. For example, when the output of the cutter is integrated, a signal level of approximately zero is obtained, as long as the intensity of the waveform is also approximately zero, which allows the repetition of silent periods or the minimization of noise between spoken words. In this case, if the bandwidth of the cutter circuit is much larger than 10 analog waveforms, for example an audio signal with a bandwidth of 50 KHz in the cutter or preferably more than 100 KHz, the background noise detected by Licklider and Pollack can be eliminated and high quality distortion output obtained. In this case, instead of removing noise from the analog signal by filtering or other noise suppression techniques, the presence of noise itself is used to provide high quality data transmission using a minimum amount of data. Thus, another object of the invention is to provide a speech processing circuit which enables data transmission using much lower speeds than in conventional binary data transmission systems such as pulse code modulation and the aforementioned GB patents. For example, those two GB patents deal with information related to both the times of the extremes and the amplitudes. In this invention, the only information to be processed is the times of the extremes, resulting in a much lower data rate. For example, compared to pulse code modulation, in which samples are taken from an analog waveform whose amplitudes are converted to several bits of binary information, this system only uses a shift from one binary level to another to describe an extreme point, thus allowing significant Reduction at data rates.
Tämän keksinnön päämäärä on vielä tuottaa piiri, 35 joka voi toimia kuulolaitteena aistihermoperäisesti huono- 6 76654 kuuloisille sen periaatteen mukaisesti, että suurin osa pu-heaaltomuodon sisältämästä informaatiosta ei sisälly aaltomuodon amplitudeihin vaan ääriarvojen ajankohtiin.It is a further object of the present invention to provide a circuit 35 which can act as a hearing aid for sensory hearing impaired people according to the principle that most of the information contained in the speech waveform is not contained in the amplitudes of the waveform but at times of extremes.
Vielä yksi keksinnön päämäärä on mahdollistaa ymmär-5 rettävään tiedonsiirtoon vaadittavien kaistaleveyksien supistaminen verrattuna muihin perinteisiin tiedonsiirtojärjestelmiin. Tämä aiheutuu suoraan siitä havainnosta, että analoginen aaltomuoto voidaan supistaa binaariseksi signaaliksi, joka osoittaa vain ääriarvojen ajankohdat koodaamat-10 ta mitään muuta signaalissa läsnäolevaa informaatiota, mikä antaa ymmärrettävää ja korkealaatuista puhetta.Another object of the invention is to make it possible to reduce the bandwidths required for intelligible data transmission compared to other conventional data transmission systems. This is directly due to the observation that the analog waveform can be reduced to a binary signal that shows only the other information present in the signal encoded by the times of the extremes, giving intelligible and high quality speech.
Lisäksi yllä olevasta seuraa, että keksintö saa aikaan subjektiivisen kaistaleveyden laajenemisen. Koska ääri-arvokoodattu signaali kuulostaa kuuntelijasta subjektiivi-15 sesti samalta kuin muokkaamaton puhe, vaikka informaation siirtoon käytetään pienempää kaistaleveyttä, on kaistaleveys tehollisesti suurentunut.In addition, it follows from the above that the invention provides a subjective bandwidth expansion. Because the extreme value-encoded signal sounds subjectively to the listener like unmodified speech, even though a smaller bandwidth is used to transmit information, the bandwidth is effectively increased.
Nämä ja muut keksinnön päämäärät saavutetaan patenttivaatimuksen 1 mukaisella laitteella ja patenttivaatiinuk-20 sen 9 mukaisella menetelmällä. Analoginen aaltomuoto diffe-rentioidaan laajakaistaisen kohinan läsnäollessa, jolloin aaltomuodon ja kohinan ääriarvokohdat muuttuvat nollaylityk-siksi. Jos analoginen signaali on esikäsitelty taustakohinan poistamiseksi tai sen kaistan rajoittamiseksi, on mukana osa, 25 jolla kohinasignaalit tuotetaan uudelleen. Kun signaali on differentioitu, se syötetään ideaaliselle leikkauspiirille, jolloin saadaan aikaan binaarisignaali, jossa on siirtymät niissä kohdissa, joissa alkuperäisen signaalin ja siihen liittyvän luonnostaan esiintyvän tai uudelleen tuotetun laajakais-30 täisen kohinan ääriarvot olivat. Leikkainpiirin epäsynkroni-nen binaariulostulo voidaan tämän jälkeen suodattaa, muokata ja vahvistaa tai moduloida ja lähettää tiedon siirtämiseksi. Leikkaimen ulostuloa voidaan käsitellä sopivalla kellotaajuuteen synkronoidulla piirillä, jolloin saadaan aikaan syn-35 roninen tiedonsiirto. Jos käytetään riittävän suurtaThese and other objects of the invention are achieved by a device according to claim 1 and a method according to claim 9. The analog waveform is differentiated in the presence of broadband noise, whereby the extreme values of the waveform and noise become zero crossings. If the analog signal is pretreated to remove background noise or limit its band, a portion is provided for reproducing the noise signals. Once the signal is differentiated, it is fed to an ideal cutting circuit to provide a binary signal with offsets at the points where the extremes of the original signal and the associated naturally occurring or reproduced wideband noise were. The asynchronous binary output of the cutting circuit can then be filtered, modified and amplified or modulated and transmitted for data transfer. The output of the cutter can be processed by a suitable clock synchronized circuit, thus providing synchronous communication. If large enough is used
IIII
7 76654 kellotaajuutta, so. sellaista, jossa toistotaajuus on merkitsevästi suurempi kuin suurin ääriarvojen esiintymistaa-juus, on digitaalinen suuri tarkkuus (hi-fi) mahdollista.7 76654 clock frequency, i.e. one in which the repetition rate is significantly higher than the maximum frequency of extremes, digital high precision (hi-fi) is possible.
Alkuperäisen analogisen signaalin uudelleen muodos-5 tamiseksi leikkaimen tai synkronointipiirin ulostulosta, tarvitaan integrointia, joko akustista tai elektronista. Tietyissä sovellutuksissa, joissa ymmärrettävyys pikemmin kuin signaalin laatu on tärkeämpää, esimerkiksi aistihermo-peräisesti huonokuuloisen kuulolaitteessa tai puheentunnis-10 tusjärjestelmissä, voidaan käyttää muita pulssimuokkain- piirejä.To regenerate the original analog signal from the output of the cutter or synchronization circuit, integration, either acoustic or electronic, is required. In certain applications where intelligibility rather than signal quality is more important, for example in sensory hearing aids or speech recognition systems, other pulse shaping circuits may be used.
Synkronointipiiriltä tulevaa binaarista synkronista signaalia voidaan käsitellä sopivalla digitaali-analogia (D/A)-muuntimella, joka tuottaa analogisen signaalin, joka 15 voidaan sen jälkeen siirtää. Koska ääriarvojen välinen tarpeeton informaatio on poistettu, on D/A-piirin ulostulon analogisen signaalin kaistaleveys merkitsevästi pienempi kuin alkuperäisen analogisen signaalin kaistaleveys. Siten päämäärä saada aikaan analogisen kaistaleveyden supistuminen 20 voidaan toteuttaa.The binary synchronous signal from the synchronization circuit can be processed by a suitable digital-to-analog (D / A) converter, which produces an analog signal which can then be transmitted. Because unnecessary information between extremes has been removed, the bandwidth of the analog signal at the output of the D / A circuit is significantly smaller than the bandwidth of the original analog signal. Thus, the goal of achieving analog bandwidth reduction 20 can be achieved.
Signaali, joka sopivasti koodataan tämän keksinnön järjestelmällä, voidaan muuntaa, siirtää tai tallettaa laitteilla, jotka ovat rakenteeltaan nykytilanteeseen verrattuna merkitsevästi yksinkertaisempia. Esimerkiksi bi-25 naariulostulon omaavia laitteita, kuten binaarimuuntimia, voidaan käyttää tässä järjestelmässä. Lisäksi, koska tavanomaiset muunninlaitteet eivät ole välttämättömiä sisään-menosignaalin saamiseksi, voi sisäänmenomuuntimen rakenteessa olla mahdollista tehdä merkitseviä yksinkertaistuksia 30 ja parannuksia.A signal suitably encoded by the system of the present invention can be converted, transmitted or stored by devices that are significantly simpler in construction than the current situation. For example, devices with bi-25 female outputs, such as binary converters, can be used in this system. In addition, since conventional converter devices are not necessary to obtain the input-input signal, it may be possible to make significant simplifications and improvements in the structure of the input converter.
Keksinnön lisäpäämääriä ja -piirteitä käy ilmi seuraavasta kuvauksesta, jossa kuvataan edullisena pidettyjä toteutuksia yksityiskohtaisesti käyttäen hyväksi oheisia piirustuksia.Additional objects and features of the invention will become apparent from the following description, in which preferred embodiments are described in detail using the accompanying drawings.
35 Kuva 1 on lohkokaavio ääriarvokoodauksen signaalin käsittelyn perusjärjestelmästä; 8 76654 kuva 2 kuvailee useita kuvassa 1 olevia signaaleja; kuva 2A kuvailee kuvan 1 synkronointipiirin kello-signaalia ja sen sisäänmenossa ja ulostulossa olevia signaaleja suuresti laajennetulla aika-akselilla; 5 kuva 3 on kaavakuva piiristä, joka käsittelee kek sinnön mukaisia signaaleja; kuva 3A kuvailee vaihtoehtoista kuvan 1 ärsykkeen-muodos tuslohkoa; kuva 3B on kuvan 3A aaltomuotojen ajoituskaavio; 10 kuva 4 kuvailee kuinka voidaan toteuttaa pienen data- nopeuden synkroninen tiedonsiirto; kuva 5 on lohkokaavio aistihermoperäisesti huonokuuloisen kuulolaitteesta, joka käyttää keksinnön perusjärjestelmää; 15 kuva 5A kuvailee kuinka järjestelmä saa aikaan sub jektiivisen kaistaleveyden laajenemisen; kuva 6 kuvailee kuinka järjestelmää voidaan käyttää analogisen kaistaleveyden supistamiseen; ja kuva 7 kuvailee kuinka voidaan toteuttaa pienikohi-20 nainen analoginen kanava.Figure 1 is a block diagram of a basic system for processing extreme value coding; 8 76654 Figure 2 describes several signals in Figure 1; Fig. 2A illustrates the clock signal of the synchronization circuit of Fig. 1 and its input and output signals on a greatly extended time axis; Fig. 3 is a schematic diagram of a circuit for processing signals according to the invention; Figure 3A illustrates an alternative stimulus generation block of Figure 1; Figure 3B is a timing diagram of the waveforms of Figure 3A; Fig. 4 illustrates how low data rate synchronous data transmission can be implemented; Figure 5 is a block diagram of a sensory hearing impaired hearing aid using the basic system of the invention; Fig. 5A illustrates how the system causes subjective bandwidth expansion; Figure 6 illustrates how the system can be used to reduce analog bandwidth; and Figure 7 describes how to implement a low noise-20 female analog channel.
Viitaten piirustuksiin, kuva 1 kuvailee ääriarvo-koodauksen ja -dekoodauksen laitteistoa ja menetelmää lohkokaavion muodossa. Signaali muuttajalta 8, joka voi olla mikrofoni tai muu sopiva sisäänmenosignaalin lähde, syöte-25 tään differentiointipiirille 10, joka voi olla yksinkertainen vastus-kondensaattori-piiri tai aktiivinen differentioiva piiri. Differentiointia voidaan approksimoida erilaisilla ylipäästösuodattimilla. Suodattimena on edullisesti lineaarinen 6 dB/oktaavi -ominaisuus, jolloin saavutetaan optimi-30 tulokset. Vaihtoehtoisesti differentioitu signaali voidaan saada akustisesti tai jollakin muulla alan tuntemalla menetelmällä erityisesti suunnitelluilta muuttajilta, joita on merkitty kuvassa 1 22:11a. Esimerkiksi voidaan käyttää muuttajia, joissa on sopivat mekaaniset suodattimet ja jotka 35 differentioivat sisäänmenosignaalin akustisesti. Kuva 2(a)Referring to the drawings, Figure 1 describes an apparatus and method for extreme value coding and decoding in the form of a block diagram. The signal from the converter 8, which may be a microphone or other suitable input signal source, is fed to a differentiation circuit 10, which may be a simple resistor-capacitor circuit or an active differentiating circuit. Differentiation can be approximated by different high-pass filters. The filter is preferably a linear 6 dB / octave property, achieving optimum results. Alternatively, the differentiated signal may be obtained acoustically or by any other method known in the art from specially designed transducers, indicated in Figure 1 22: 11a. For example, converters with suitable mechanical filters can be used to acoustically differentiate the input signal. Figure 2 (a)
IIII
9 76654 kuvailee tyypillistä analogista signaalia f(t) differentioin-tipiirin sisäänmenossa, johon signaaliin on yhdistynyt laajakaistainen kohina, so. kohina, jonka kaistaleveys on oleellisesti suurempi kuin analogisen signaalin kaistale-5 veys. Kuva 2(b) kuvailee signaalia differentiointipiirin ulostulossa, f'(t). Differentiointitapahtuma on korostanut suurtaajuisia kohinakomponentteja ja kaikkia ääriarvoja edustaa nyt nollaylitykset, mukaan lukien kohinan ääriarvot kuten kuvassa 2(b) on esitetty. Siten kohinan mukana 10 olosta seuraa differentiointipiirin ulsotulosignaali, jossa on paljon enemmän nollaylityksiä kuin olisi, jos olisi vain vähän tai ei lainkaan kohinaa. Jos kohinaa ei olisi läsnä, ei olisi mahdollista muodostaa korkealaatuista särötöntä signaalia järjestelmän ulostulosta. Jos kohinaa ei 15 tule sisäänmenosta 8, jos esimerkiksi edeltävä piiri, esimerkiksi DOLBY-piiri on tukahduttanut kohinan, voidaan sopivasti gaussinkohinalähteestä 6 ottaa laajakaistaista kohinaa, joka on gaussinjakautunutta.9 76654 describes a typical analog signal f (t) at the input of a differentiation circuit to which broadband noise is associated, i. noise with a bandwidth substantially greater than the bandwidth of the analog signal. Figure 2 (b) describes the signal at the output of the differentiation circuit, f '(t). The differentiation event has highlighted the high frequency noise components and all extremes are now represented by zero crossings, including noise extremes as shown in Figure 2 (b). Thus, the presence of noise 10 results in an output signal of the differentiation circuit with many more zero crossings than there would be if there was little or no noise. If no noise were present, it would not be possible to generate a high quality distortion signal from the system output. If the noise 15 does not come from the input 8, if, for example, a previous circuit, for example a DOLBY circuit, has suppressed the noise, broadband noise which is Gaussian-distributed can be conveniently taken from the Gaussian noise source 6.
Differentiointipiirin ulostulo syötetään tämän jälkeen 20 ideaaliselle leikkaimelle 12, jonka kaistaleveys on paljon leveämpi kuin sisäänmenosignaalin. Esimerkiksi, jos halutaan suuren tarkkuuden ulostulosignaali, voidaan tarvita leikkaimen kaistaleveys, joka on yli 100 KHz. Leikkaimen ulostulo on esitetty kuvassa 2(c) m(t):llä. Leikkaimella 25 on hyvin nopea vasteaika ja se on herkkä muutaman mikro- voltin jännitevaihteluille. Kuten kuvassa 2(c) on esitetty, on leikkaimen ulostulo sarja vaihtuvaleveyksisiä binaari-pulsseja, joiden pulssien leveyden määrää sisäänmenosig-naaliin f(t) yhdistyneen kohinan ääriarvokohtien väliset 30 ajat. Kun differentiointipiirin ulostulon keskimääräinen arvo on suurempi kuin nolla, huomataan, että negatiivisilla pulsseilla on hyvin minimaaliset leveydet, kun taas positiiviset pulssit ovat leveämpiä. Kun differentioidun signaalin keskimääräinen arvo on nolla, kuten pisteissä x, y 35 tai z kuvassa 2(b), on positiivisilla ja negatiivisilla 10 76654 pulsseilla yhtäläiset leveydet. Kun differentiaattorin ulostulon keskimääräinen arvo on pienempi kuin nolla, on negatiivisilla pulsseilla suurempi leveys. Siten informaatio kohinan sisältävän alkuperäisen analogisen signaalin 5 ääriarvojen esiintymisistä on muutettu sarjaksi binaari- pulsseja. Kohinasignaalin merkitys tämän binaariaaltomuo-don luomisessa ja aaltomuodon oikeassa uudelleenmuodostami-sessa on kuvan 2 perusteella ilmeinen. Kuvasta 2 voidaan nähdä, että ääriarvojen ajankohtia kuvaavat kuvan 2(c) 10 binaarisignaalin siirtymät. Analogisen signaalin f(t) amplitudi-informaatiota edustaa signaaliin f(t) yhdistyneen kohinan ääriarvojen ajankohdat, so. pulssien leveydet.The output of the differentiation circuit is then fed 20 to an ideal cutter 12 having a much wider bandwidth than the input signal. For example, if a high-precision output signal is desired, a cutter bandwidth greater than 100 KHz may be required. The output of the cutter is shown in Figure 2 (c) by m (t). Cutter 25 has a very fast response time and is sensitive to voltage fluctuations of a few microvolts. As shown in Fig. 2 (c), the output of the cutter is a series of variable-width binary pulses whose width of the pulses is determined by the times between the extreme points of the noise associated with the input signal f (t). When the average value of the output of the differentiation circuit is greater than zero, it is observed that the negative pulses have very minimal widths, while the positive pulses are wider. When the mean value of the differentiated signal is zero, as at points x, y 35, or z in Fig. 2 (b), the positive and negative pulses have equal widths. When the average value of the output of the differentiator is less than zero, the negative pulses have a larger width. Thus, the information about the occurrences of the extremes of the original analog signal 5 containing noise is converted into a series of binary pulses. The role of the noise signal in generating this binary waveform and correctly reconstructing the waveform is obvious from Figure 2. It can be seen from Figure 2 that the times of the extreme values are illustrated by the shifts of the binary signal of Figure 2 (c). The amplitude information of the analog signal f (t) is represented by the times of the extremes of the noise associated with the signal f (t), i. pulse widths.
Taajuusinformaatio sisältyy kuvan 2(c) signaalin jaksolliseen luonteeseen, esimerkiksi keskiarvon nollaylitysten ajan-15 kohdat vastaavat pisteitä x, y ja z kuvassa 2(b).The frequency information is included in the periodic nature of the signal in Figure 2 (c), for example, the time-15 points of the average zero crossings correspond to the points x, y and z in Figure 2 (b).
Tämä binaarisignaali syötetään sen jälkeen sopivalle suodattimelle tai muulle pulssimuokkaimelle 14 signaalin uudelleen muodostamiseksi. Jos pulssimuokkainpiiri on integraattori, voidaan alkuperäinen aaltomuoto lähes palaut-20 taa tavalla, joka liittyy satunnaiskohinan ominaisuuksiin, kuten signaali o(t) kuvassa 2(d) esittää. Mitä nopeampi on leikkaimen 12 vaste, sitä korkeampi on ulostulosignaalin laatu.This binary signal is then fed to a suitable filter or other pulse modulator 14 to regenerate the signal. If the pulse shaping circuit is an integrator, the original waveform can be almost restored in a manner related to the characteristics of the random noise, as the signal o (t) in Fig. 2 (d) shows. The faster the response of the cutter 12, the higher the quality of the output signal.
Uudelleen tuotetun aaltomuodon amplitudin huomataan 25 liittyvän sisäänmenosignaalissa f(t) olevan tai siihen lisätyn satunnaiskohinan ominaisuuksiin. Esimerkiksi, kun kohina on voimakasta, tapahtuu hieman amplitudin supistumista. Kun kohina on heikkoa, tapahtuu amplitudin laajenemista. Nämä erityisilmiöt johtuvat piirin epälineaarisista 30 ominaisuuksista, jotka ilmenevät korkeilla ja matalilla sisäänmenotasoilla.The amplitude of the reproduced waveform is found to be related to the characteristics of the random noise present in or added to the input signal f (t). For example, when the noise is strong, there is a slight decrease in amplitude. When the noise is weak, an amplitude expansion occurs. These special phenomena are due to the nonlinear characteristics of the circuit, which occur at high and low input levels.
Synkronisen ulostulon tuottamiseksi voidaan käyttää synkronointipiiriä 16 kuten kuvassa 1 on esitetty.To produce a synchronous output, a synchronization circuit 16 can be used as shown in Fig. 1.
D“tyypin flip-flop voi suorittaa tämän toiminnon. Kuvassa 35 2A on esitetty synkronointipiirin sisäänmenossa oleva 11 11 7665 4 kuvan 2 signaali m(t) suuresti levitetyllä aika-akselilla. Kuten on kuvattu, se on epäsynkroninen binaarisignaali. Kelloa, jonka kanssa m(t) synkronoidaan, on esitetty c(t):llä. Jokaisella kellopulssin nousevalla reunalla 5 siirtyy sisäänmenosignaali ulostuloon pienen aikaviiveen jälkeen. Johdolla 20 oleva synkroninen binaarinen ulostulosignaali g(t) voidaan sen jälkeen syöttää tiedonsiirtokanavaan ja muihin tavanomaisiin digitaalisiin laitteisiin. Kahdentyyppisiä virheitä, synkronointivirheitä ja tulkinta-10 virheitä, voi tapahtua kuten kuvassa 2A on esitetty. Niin kauan kuin kellotaajuus on riittävän korkea, ei synkronointi kuitenkaan välttämättä huononna järjestelmän suorituskykyä. Jos kellotaajuus on pienempi kuin suurin ääriarvo-taajuus, voi aiheutua säröä, mitä esittää kuvan 2A tulkinta-15 virhe. Joissakin sovellutuksissa on pieni särö kuitenkin merkityksetöntä. Silloin, kun signaali on hyvin ymmärrettävää, esim. puheentunnistusjärjestelmissä ja kuulolaitteissa, voidaan säröä sallia.A D “type flip-flop can perform this function. Fig. 35 2A shows the signal m (t) of Fig. 2 at the input of the synchronization circuit 11 11 7665 4 with a widely spread time axis. As described, it is an asynchronous binary signal. The clock with which m (t) is synchronized is represented by c (t). At each rising edge 5 of the clock pulse, an input signal is transferred to the output after a small time delay. The synchronous binary output signal g (t) on line 20 can then be fed to a communication channel and other conventional digital devices. Two types of errors, synchronization errors and interpretation-10 errors, can occur as shown in Figure 2A. However, as long as the clock frequency is high enough, synchronization may not degrade system performance. If the clock frequency is lower than the maximum extreme frequency, distortion may occur, which is shown by the interpretation-15 error of Fig. 2A. However, in some applications, a small distortion is insignificant. Where the signal is well understood, e.g. in speech recognition systems and hearing aids, distortion may be allowed.
Signaali g(t) voidaan syöttää muille pulssimuokkaus-20 piireille, joita kuvaa ärsykkeen muodostuslohko 18 kuvassa 1, joka voi olla suodatin, integraattori tai muu pulssimuok-kainpiiri. Johdon 24 ulostulosignaali syötetään tämän jälkeen sopivalle vahvistimelle ja/tai ulostulomuuntimelle, kuten esimerkiksi ulostulon kaiutin- tai kuulolaitemuunti-25 melle.The signal g (t) may be applied to other pulse shaping circuits 20 illustrated by the stimulus generating block 18 in Figure 1, which may be a filter, integrator, or other pulse shaping circuit. The output signal of line 24 is then fed to a suitable amplifier and / or output converter, such as an output speaker or hearing aid converter.
Kuvassa 3 on esitetty piiri, joka toteuttaa kuvissa 1, 2 ja 2A esitetyt toiminnot. Muuntimelta 8 tuleva sisäänmeno syötetään differentointipiirille, joka sisältää kondensaattorin 30 ja vastuksen 31, joka on sarjassa sen sisään-30 menoimpedanssin kanssa, joka näkyy piiriin päin kondensaat torin 30 jälkeen. Muuntimelta 8 tulevat sisäänmenojännitteet ovat tyypillisesti 10 mV:n luokkaa. Vastus 32 ja kondensaattori 33 muodostavat ylipäästösuodattimen, jolla suodatetaan pois signaalissa olevat hyvin suurtaajuiset 35 kohinakomponentit. Differentioitu signaali kytketään sen 12 76654 jälkeen kondensaattorin 36 ja vastuksen 37 kautta ideaaliselle leikkainpiirille 12. Diodit 34 ja 35 toimivat ali-ja ylijännitesuojina. Signaali, joka kytketään vastuksen 36 kuatta operaatiovahvistimen 41 invertoivaan päätteeseen, 5 on tässä invertoivassa sisäänmenossa suuruudeltaan noin 1 yuV. Operaatiovahvistin 41 ja siihen liittyvät piirit muodostavat esivahvistimen, jolla on suuri kaistaleveys. Takaisinkytkentäpiirissä olevat diodit 37 ja 38 nostavat esivahvistimen taajuusvastetta. Esivahvistimella on epä-10 lineaarinen vaste suuri- ja pienitasoisille signaaleille.Figure 3 shows a circuit that implements the functions shown in Figures 1, 2 and 2A. The input from the converter 8 is fed to a differentiation circuit which includes a capacitor 30 and a resistor 31 in series with the input impedance of the input-30 which faces the circuit after the capacitor 30. The input voltages from the converter 8 are typically of the order of 10 mV. Resistor 32 and capacitor 33 form a high-pass filter for filtering out very high frequency noise components 35 in the signal. The differentiated signal is then connected 12 through 1265654 through a capacitor 36 and a resistor 37 to an ideal cut-off circuit 12. Diodes 34 and 35 act as undervoltage and overvoltage protectors. The signal to be connected to the inverting terminal 5 of the resistor 36 of the operational amplifier 41 at this inverting input is about 1 yuV. The operational amplifier 41 and associated circuits form a preamplifier having a large bandwidth. Diodes 37 and 38 in the feedback circuit increase the frequency response of the preamplifier. The preamplifier has a non-10 linear response to high and low level signals.
Pienitasoisilla signaaleilla esivahvistin saa aikaan suuren vahvistuksen. Suurilla tasoilla esivahvistin saa aikaan pienen vahvistuksen toimien siten rajoittimena vertai lijalle 50 kytketyille signaaleille auttaen leikkausta. Operaatio-15 vahvistimen 41 ulostulon jännitetasot vaihtelevat tyypillisesti -lmV:n välillä pienitasoisilla sisäänmenosignaaleilla ja -.7V:n välillä suuritasoisilla sisäänmenosignaaleilla.With low level signals, the preamplifier provides high gain. At high levels, the preamplifier provides low gain, thus acting as a limiter for the signals connected to the comparator 50, assisting the cut. The output voltage levels of the operation-15 amplifier 41 typically vary between -1mV for low level input signals and -7V for high level input signals.
Jos differentiaattorin sisäänmenossa ei ole mukana riittävästi satunnaiskohinaa, voidaan kohinaa kytkeä kohinaläh-20 teestä 6. Kohinalähde voi olla esimerkiksi kytkentäkonden- saattorin 55 kautta operaatiovahvistimen 41 ei-invertoivaan sisäänmenoon kytketty bipolaaritransistorin 7 avoimen kol-lektorin emitteri-kantaliitoksen kohinaa.If there is not enough random noise involved in the input of the differentiator, the noise can be connected from the noise source 20. The noise source can be, for example, connected via the switching capacitor 55 to the non-inverting input of the operational amplifier 41 as the emitter-base junction of the open bipolar transistor 7.
Kondensaattori 42 kytkee vain ulostulon AC-kompo-25 nentin operaatiovahvistimelta 41 vertailijan 50 negatiivi seen sisäänmenoon, joka vertailija on nopea vertailija, jonka sisäänmenon herkkyys on pienempi kuin lmV. Vastus 44 ja säädettävä vastus 45 muuttelevat vertailujännitteitä, jolla vertailu tapahtuu. Vertailijan 50 ulostulo on epäsynkro-30 ninen signaali vastaten m(t):tä kuvassa 2. Ulostulo nos tetaan +5 voltin maksimiarvoon vastuksella 51. Signaali m(t) voidaan syöttää sen jälkeen suodattimelle 14, joka voi olla alipäästösuodatin tai integraattori, kuten on esitetty. Integraattori sisältää vastuksen 56 ja kondensaat-35 torin 57 ja palauttaa olennaisesti alkuperäisen sisäänmeno-Capacitor 42 only connects the output of the AC component 25 from the operational amplifier 41 to the negative input of comparator 50, which is a fast comparator with an input sensitivity of less than 1V. Resistor 44 and adjustable resistor 45 vary the reference voltages at which the comparison occurs. The output of comparator 50 is an asynchronous signal corresponding to m (t) in Figure 2. The output is raised to a maximum of +5 volts by resistor 51. The signal m (t) can then be fed to filter 14, which may be a low pass filter or integrator, as shown in Fig. The integrator includes a resistor 56 and a capacitor 35 a resistor 35 and substantially returns the original input
IIII
13 76654 signaalin f(t) ääriarvokoodatusta signaalista. Suodatin 14 voi olla myös alipäästösuodatin, joka kaistarajoittaa ääriarvokoodatun binaarisen epäsynkronisen signaalin määrätyn taajuuden alapuolelle. On huomattu, että tällainen 5 kaistarajoitettu ääriarvokoodattu signaali tarjoaa paremman subjektiivisen äänilaadun kuin samalla tavoin kaistarajoi-tettu analoginen signaali. Tosiasiassa ääriarvokoodattu signaali voidaan kaistarajoittaa olennaisesti alempaa kuin vastaava analoginen signaali ja se tarjoaa silti tähän ver-10 rattavan subjektiivisen äänenlaadun. Monissa sovellutuk sissa voi täydellinen alkuperäisen signaalin uudelleen tuottaminen olla kuitenkin tarpeetonta, so. aistihermoperäi-sesti huonokuuloisen kuulolaitteessa voi ymmärrettävyys olla tärkeämpi kuin laatu. Koska ihmisen aistijärjestelmä on 15 herkempi ääriarvoille kuin ääriarvojen välien sisältämälle informaatiolle, ei tarvita täydellisen tarkkaa uudelleen-muodostamista. Tällä on se edullinen vaikutus, että järjestelmä pienentää tehokkaasti sisäänmenosignaalin informaatiosisältöä muuttamatta merkitsevästi tajuttavaa aisti-20 musta, kun ääriarvokoodattu signaali syötetään suoraan ih misen aistijärjestelmään, so. signaali kuulostaa subjektiivisesti samalta kuin alkuperäinen aaltomuoto, vaikka aika- ja taajuusalueen analyysissä se voi olla hyvin erilainen.13 76654 of the extreme value-encoded signal of the signal f (t). The filter 14 may also be a low pass filter that band limits the extreme value encoded binary asynchronous signal below a certain frequency. It has been found that such a band-limited extreme value coded signal provides better subjective sound quality than a similarly band-limited analog signal. In fact, the extreme-encoded signal can be bandwidth substantially lower than the corresponding analog signal and still provide a subjective sound quality comparable to this. However, in many applications, complete reproduction of the original signal may be unnecessary, i. in a sensory hearing impaired hearing aid, intelligibility may be more important than quality. Because the human sensory system is more sensitive to extremes than to the information contained between the extremes, no completely accurate reconfiguration is required. This has the advantageous effect that the system effectively reduces the information content of the input signal without significantly altering the perceptual sensory-black when the extreme coded signal is input directly to the human sensory system, i. the signal sounds subjectively the same as the original waveform, although in time and frequency domain analysis it can be very different.
Leikkaimen ulostulo voidaan syöttää synkronointi-25 piirille, joka koostuu D-flip-flopista kuten aikaisemmin selitettiin kuvaan 2A viitaten. Jokaisella kellon c(t) nousevalla reunalla siirtyy flip-flopin sisäänmenodata ulostuloon. Kellolla c(t) synkronoimisen jälkeen signaali g(t) voidaan syöttää digitaaliseen muistiin, siirrettäväksi tai 30 johdolla 20 oleviin uudelleenmuodostusosiin. D-flip-flopin 16 ulostulo voidaan sen jälkeen syöttää ärsykkeenmuodostus-lohkoon 18 kuvassa 1. Kuvassa 3 käytetään aktiivista integraattoria alkuperäisen aaltomuodon f(t) uudelleenmuo-dostamiseen ääriarvokoodatusta signaalista, joka integraat-35 tori sisältää operaatiovahvistimen 66 ja siihen liittyvät 14 76654 komponentit. Vastus 70 ja kondensaattori 69 muodostavat integraattorin takaisinkytkentäpiirin. Säädettävä vastus 65 muuttaa operaatiovahvistimen 66 invertoivassa sisään-menossa olevan signaalin suuruutta, kun taas säädettävä 5 vastus 68 ja vastus 67 muodostavat jännitteenjakopiirin, joka toteuttaa ei-invertoivan sisäänmenon oikean esijännit-teen. Esijännitteen muodostava jännitteenjakopiiri on tarpeellinen, koska flip-flopin 64 Q-ulostulosignaali vaih-telee noin 0:n ja 5 voltin välillä. Vaihtoehtoisesti 10 flip-flopin 64 Q-ulostulo voisi olla kapasitiivisesti kyt ketty operaatiovahvistimeen 66 DC-komponentin estämiseksi. Integraattorin ulostulo johdolla 24 on analoginen signaali, joka vastaa alkuperäistä sisäänmenosignaalia f(t).The output of the cutter can be fed to a synchronization circuit consisting of a D-flip flop as previously described with reference to Figure 2A. For each rising edge of the clock c (t), the input data of the flip-flop is transferred to the output. After synchronization with the clock c (t), the signal g (t) can be fed to the digital memory, to be transferred or to the reconstruction parts on the line 20. The output of the D-flip-flop 16 can then be fed to the stimulus generation block 18 in Figure 1. In Figure 3, an active integrator is used to reposition the original waveform f (t) from the extreme encoded signal, which integrator 35 includes an operational amplifier 66 and associated components 14 76654. Resistor 70 and capacitor 69 form the integrator feedback circuit. The adjustable resistor 65 changes the magnitude of the signal at the inverting input of the operational amplifier 66, while the adjustable resistor 68 and the resistor 67 form a voltage distribution circuit which implements the correct bias voltage of the non-inverting input. The bias voltage generating circuit is necessary because the 64 Q output signal of the flip-flop varies between about 0 and 5 volts. Alternatively, the Q output of the flip-flop 64 could be capacitively connected to the operational amplifier 66 to prevent the DC component. The output of the integrator on line 24 is an analog signal corresponding to the original input signal f (t).
Synkronoitu ulostulo voidaan toteuttaa myös kahdella 15 monostahiHilla multivibraattorilla 66 ja 68 kuvassa 3A, joista toinen liipaisee pulssin positiivisella reunalla ja toinen negatiivisella reunalla. Tämä pari monostabiileja multivibraattoreja muodostaa kuvan 1 ärsykkeenmuodostuslohkon 18 toisen toteutuksen. Ajoituskaavio on esitetty ku-20 vassa 3B. Kummankin monostabiilin multivibraattorin täytyy antaa binaarisen aaltomuodon sekä positiivisiksi että negatiivisiksi muuttuvilla reunoilla lyhyitä pulsseja, joiden kestot ovat lyhyempiä kuin kellojaksot. Pulssien leveydet määrätään ajoituskomponenteilla, vastuksilla 69 ja konden-25 saattoreilla 67. Kuten kuvassa 3A on esitetty, on positii visen reunan Hipaiseman monostabiilin multivibraattorin 66 Q-ulostulo kytketty johtoon 80 vastuksen 70 kautta, ja negatiivisen reunan Hipaiseman monostabiilin multivibraattorin 68 Q-ulostulo on kytketty johtoon 80 vastuksen 72 30 kautta. Näiden kahden monostabiilin ulostuloja on kuvattu a(t):llä ja b(t):llä kuvassa 3B. Koska kaksi vastusta 70 ja 72 muodostavat jännitteenjakajän, on ulostuleva aaltomuoto keskittynyt 2,5 V:iin kuten z(t) kuvassa 3B esittää. Tällöin ulostulo johdolla 80 on sarja pulsseja, jotka vas-35 taavat alkuperäisen aaltomuodon ääriarvojen ajankohtia.The synchronized output can also be implemented with two monochrome multivibrators 66 and 68 in Figure 3A, one triggering the pulse on the positive edge and the other on the negative edge. This pair of monostable multivibrators constitutes a second implementation of the stimulus generation block 18 of Figure 1. The timing diagram is shown in Figure 3B. Both monostable multivibrators must emit short pulses with shorter durations than clock cycles at the edges that become both positive and negative of the binary waveform. The pulse widths are determined by timing components, resistors 69, and capacitor 25 transducers 67. As shown in Figure 3A, the Q output of the positive edge Touchpad monostable multivibrator 66 is connected to line 80 through resistor 70, and the negative edge Touchpad monostable multivibrator 68 is connected to line 80. to lead 80 through resistor 72 30. The outputs of these two monostables are depicted by a (t) and b (t) in Figure 3B. Since the two resistors 70 and 72 form a voltage divider, the output waveform is centered at 2.5 V as shown in z (t) in Fig. 3B. In this case, the output line 80 has a series of pulses corresponding to the times of the extremes of the original waveform.
I! is 76654I! is 76654
Vastus-kondensaattoripiiri, joka koostuu kahdesta vastuksesta 70 ja 72 ja kondensaattorista 71, muodostaa suodattimen, joka varmistaa, että yhden kellojakson aikana on vain yksi vaikuttava ääriarvo.A resistor-capacitor circuit consisting of two resistors 70 and 72 and a capacitor 71 forms a filter which ensures that there is only one effective extreme value during one clock cycle.
5 Kuvassa 3A esitetty erityinen ulostulolohko, joka koostuu kahdesta monostabiilista multivibraattorista 66 ja 68 ja niihin liittyvistä piireistä, on erityisen edullinen aistihermoperäisesti huonokuuloisten kuulolaitepiireissä. Henkilöillä, jotka kärsivät aistihermoperäisestä huonokuu-10 loisuudesta, voidaan tarvita erittäin voimakkaita signaale ja kuulon mahdollistamiseksi. Tällaisten voimakkaiden signaalien syöttäminen on usein vahingollista tai kipua tuottavaa herkälle välikorvalle. Sisäkorvan simpukan aistihermo-solut ovat kuitenkin paljon herkempiä ääniaaltomuodon ääri-15 arvoille kuin näiden signaalien amplitudeille. Siten jono lyhyitä pulsseja, jotka vastaavat ajallisesti sisäänmenosig-naalin ääriarvoja, saa ymmärrettävän informaation aiheuttamaan herätteen aistihermosoluille ilman keskikorvan kohtuutonta rasitusta lyhytkestoisen pulssien rajoitetun 20 energian ansiosta. Kuten johdolla 25 kuvassa 1 on esitetty, on myös mahdollista syöttää epäsynkroninen leikattu signaali m(t) tähän ulostulolohkoon.The special output block shown in Figure 3A, consisting of two monostable multivibrators 66 and 68 and associated circuits, is particularly advantageous in sensory hearing impaired circuits. Individuals suffering from sensory nerve depression 10 may need very strong signals and to enable hearing. Feeding such strong signals is often harmful or painful for the sensitive middle ear. However, the sensory nerve cells of the mussel of the inner ear are much more sensitive to the extreme values of the sound waveform than to the amplitudes of these signals. Thus, a sequence of short pulses corresponding in time to the extremes of the input signal causes intelligible information to cause a stimulus to sensory nerve cells without undue strain on the middle ear due to the limited energy of the short-lived pulses. As shown on line 25 in Figure 1, it is also possible to input an asynchronous truncated signal m (t) to this output block.
Tämän keksinnön laitteella on monia sovellutuksia.The device of the present invention has many applications.
Kuva 4 on lohkokaavio synkronista tiedonsiirtolaitetta var-25 ten. Laite koostuu differentiaattorista 101, laajakaistai sesta leikkaimesta 103 ja D-flip-flopia käyttävästä synkro-nointipiiristä 105. Tämän järjestelmän tärkeä etu on, että annetun ymmärrettävyyden saavuttamiseksi voidaan käyttää alempaa datanopeutta kuin tavanomaisissa digitaalisissa 30 tiedonsiirtojärjestelmissä. Tämä siksi, että analogisen signaalin amplitudia koskeva informaatio, muu kuin ääriarvojen ajankohtia koskeva, on hylätty. Tätä tiedonsiirtomenetelmää voidaan soveltaa yhtä hyvin kuva- kuin ääni-informaatioon .Figure 4 is a block diagram for a synchronous communication device. The device consists of a differentiator 101, a broadband cutter 103, and a synchronization circuit 105 using D-flip-flop. An important advantage of this system is that a lower data rate can be used than conventional digital communication systems 30 to achieve a given intelligibility. This is because information about the amplitude of the analog signal, other than the time of the extremes, has been discarded. This communication method can be applied to image as well as audio information as well.
35 Äänisignaalitapauksessa yksinkertaistaa ääni- tai 16 76654 puhesignaalin esittämiseen tarvittavan datamäärän pieneneminen huomattavasti puheen ja äänen tunnistustehtävää. Lisäksi voi baudinopeuden pieneneminen sellaisilla aloilla kuin videosiirto ja -nauhoitus tehdä mahdolliseksi yksinkertais-5 taa tarvittavia järjestelmiä merkitsevästi, mikä antaa mah dollisuuden pystyä toistamaan televisiokuva käyttäen vain sitä kaistaleveyttä, joka tavanomaisesti tarvitaan audiosignaalin käsittelyyn.35 In the case of an audio signal, the reduction in the amount of data required to present an audio or 16 76654 speech signal greatly simplifies the speech and voice recognition task. In addition, a reduction in baud rate in areas such as video transmission and recording can significantly simplify the required systems, allowing the television image to be reproduced using only the bandwidth normally required to process an audio signal.
Kuvassa 5 on esitetty lohkokaavio kuulolaitetta var-10 ten. Lohkot 101 ja 103 suorittavat samat toiminnot kuin on kuvattu muihin kuviin viitaten. Lohko 107 on pulssin muokkaava piiri, joka voi olla esimerkiksi alipäästösuodatin, integraattori tai kaksinkertainen monostabiili multivibraat-toripiiri, joka on kuvattu kuvissa 3A ja 3B. On huomattu 15 esimerkiksi, että ääriarvokoodatun signaalin m(t) kaista- rajoittaminen 3KHz:iin johtaa AM-radion puheen laatuun normaaleille kuuntelijoille ja voi merkitsevästi parantaa ymmärrettävyyttä huonokuuloisille kuuntelijoille.Figure 5 shows a block diagram for a hearing aid. Blocks 101 and 103 perform the same functions as described with reference to the other figures. Block 107 is a pulse shaping circuit, which may be, for example, a low-pass filter, an integrator, or a dual monostable multivibrator circuit, as illustrated in Figures 3A and 3B. For example, it has been found that limiting the band of the extreme coded signal m (t) to 3KHz results in AM radio speech quality for normal listeners and can significantly improve intelligibility for hard of hearing listeners.
Kuva 5A kuvaa, miksi järjestelmä saa aikaan subjektii-20 visesti korkealaatuisempia signaaleja kuin olisi tavan omaisessa järjestelmässä, joka on samalla tavoin kaistarajoi-tettu, ja siten itse asiassa saa aikaan subjektiivisen kaistaleveyden kasvun. Sen seikan keksimisen mukaisesti, että ihmisen aistijärjestelmä on herkkä analogisen signaalin 25 sisältämille ääriarvoille ja, että ääriarvojen välinen aaltomuoto on merkityksetön, ilmenee kuvan 5A(a) mukainen aaltomuoto differentioimisen ja leikkaamisen jälkeen kuten (b) kuvassa 5A. Kaistaleveyteen B alipäästösuodattamisen jälkeen, mikä voidaan toteuttaa suodatinpiirillä tai akus-30 tisella suodatuksella korvassa itsessään, seuraa aaltomuoto, joka on kuva 5A(c) kaltainen. Ääriarvojen ajankohdat eivät ole havaittavasti muuttuneet huolimatta alipäästösuodatuk-sesta, kuten kuvassa 5A(c) on esitetty. Kuva 5A(d) esittää signaalia f(t)1, joka on signaali f(t) kaistaleveydeltään 35 rajoitettuna alipäästösuodattimella, jonka kaistaleveys on B.Figure 5A illustrates why the system provides subjectively higher quality signals than would be the case in a conventional system similarly band-limited, and thus actually provides a subjective increase in bandwidth. In accordance with the invention that the human sensory system is sensitive to the extremes contained in the analog signal 25 and that the waveform between extremes is insignificant, the waveform of Figure 5A (a) occurs after differentiation and clipping as (b) in Figure 5A. After low-pass filtering into bandwidth B, which can be accomplished by a filter circuit or acoustic filtering in the ear itself, a waveform similar to Fig. 5A (c) follows. The times of the extreme values have not noticeably changed despite the low-pass filtering, as shown in Fig. 5A (c). Fig. 5A (d) shows a signal f (t) 1, which is a signal f (t) with a bandwidth 35 limited by a low-pass filter having a bandwidth of B.
Il 17 7 6 6 5 4Il 17 7 6 6 5 4
Alipäästösuodatin on siirtänyt havaittavasti ääriarvojen ajankohtia ja aaltomuodon havaitaan siksi olevan säröyty-neempi kuin ääriarvokoodattu signaali. Siten itse asiassa ääriarvokoodattu signaali on subjektiivisesti tuonut 5 kaistaleveydellä B taajuuksia, jotka olisivat kadonneet tavanomaista suodatustekniikkaa käyttäen.The low pass filter has noticeably shifted the time points of the extreme values and the waveform is therefore found to be more distorted than the extreme value encoded signal. Thus, in fact, the extreme value-encoded signal has subjectively introduced frequencies in bandwidth B that would have been lost using conventional filtering techniques.
Kuva 6 kuvaa, kuinka järjestelmää voidaan käyttää supistamaan analogisten signaalien siirtoon tarvittavia kaistaleveyksiä. Differentiaattori 101, leikkain 103 10 ja D-flip-flop 105 toimivat kuten aikaisemmin kuvailtiin.Figure 6 illustrates how the system can be used to reduce the bandwidths required to transmit analog signals. The differentiator 101, the cutter 103 10 and the D-flip-flop 105 operate as previously described.
D-flip-flopin ulostulo syötetään sen jälkeen n-bittiseen siirtorekisteriin 107. Kello ohjaa n:llä jakavaa laskuria 109 siten, että se tuottaa pulssin joka n:nnellä kello-jaksolla. Laskurin ulostulo asettaa n-bittisen salvan 111, 15 jonka n sisäänmenojohtoa on kytketty n-bittisen siirtore- kisterin 107 n:ään ulostulojohtoon. Kun laskurin 109 ulostuloon ilmestyy pulssi, siirtää salpa datan sen n:stä sisäänmenojohdosta sen n:ään ulostulojohtoon. n-bittinen D/A-muunnin 113, jonka n sisäänmenojohtoa on kytketty n-20 bittisen salvan ulostuloon, muuttaa binaarisen informaation analogiseen muotoon. D/A:n ulostulo syötetään sen jälkeen alipäästösuodattimelle 115, jonka kaistaleveys on B. Synkronointi-informaatio saadaan kytkemällä laskurin ulostulo yksittäisliipaisijalle 116, jolloin saadaan aikaan synkro-25 nointipulssi. Sakara-aalto-oskillaattori 117, jonka taajuus on useita Hertzejä B:n yläpuolella, so. 20Hz, ja yksittäis-liipaisijan ulostulo, jonka pulssinleveys on suurempi kuin yksi oskillaattorijakso, syötetään AND-portille 119, joka tuottaa pulssiryöpyn, joka on moduloitu synkronointipuls-30 silla. Moduloitu synkronointisignaali kaistanpäästösuodate- taan sen jälkeen kaistanpäästösuodattimella 121, jolloin taataan, että saadaan riittävä taajuuserotus. Alipäästö-suodattimen 115 ja kaistanpäästösuodattimen 121 ulostulot summataan tämän jälkeen summaimessa 123, jolloin saadaan 35 signaali h(t), joka sisältää sekä analogisen datan että 18 76654 synkronointi-informaation. Summaimen 123 ulostulo pannaan sen jälkeen kanavaan tavanomaisella tekniikalla.The output of the D-flip-flop is then fed to an n-bit shift register 107. The clock controls a counter 109 with n divisions so that it produces a pulse every nth clock cycles. The output of the counter sets an n-bit latch 111, 15 whose n input lines are connected to the n output lines of the n-bit shift register 107. When a pulse appears at the output of the counter 109, the latch transfers data from its n input lines to its n output lines. an n-bit D / A converter 113 with n input lines connected to the output of the n-20 bit latch converts the binary information to an analog form. The output of the D / A is then fed to a low-pass filter 115 having a bandwidth of B. Synchronization information is obtained by connecting the counter output to a single trigger 116, thereby providing a synchronization pulse. A square wave oscillator 117 having a frequency of several Hertz above B, i. 20Hz, and a single-trigger output having a pulse width greater than one oscillator period is applied to AND gate 119, which produces a pulse burst modulated by the synchronization pulse-30. The modulated synchronization signal is then bandpass filtered by a bandpass filter 121 to ensure that sufficient frequency separation is obtained. The outputs of the low-pass filter 115 and the band-pass filter 121 are then summed in an adder 123 to give a signal h (t) containing both analog data and synchronization information. The output of adder 123 is then placed in the channel by conventional techniques.
Vastaanotin sisältää A/D-muuntimen 131, jossa on sarjaulostulo, ja integraattorin 133 alkuperäisen analogisen 5 signaalin f(t) uudelleenmuodostamiseksi, ja näitä edeltävät sopivat alipäästö-, kaistanpäästösuodattimet ja ilmaisin-piirit. Alipäästösuodatin 125 erottaa analogisen datan synkronointi-informaatiosta. Synkronointisignaali saadaan synkronoinnin erottajapiireillä, jotka sisältävät kaistan-10 päästösuodattimen 127 ja ilmaisimen 129. Koska signaalin g(t) ja siten h(t):n informaatiosisältö on paljon alempi kuin analogisen signaalin f(t), tarvitaan paljon vähemmän kanavan kaistaleveyttä kuin tavanomaisissa analogisissa siirtojärjestelmissä näihin verrattavan ymmärrettävyyden 15 saavuttamiseksi.The receiver includes an A / D converter 131 with a serial output and an integrator 133 for reconstructing the original analog signal f (t), preceded by suitable low-pass, band-pass filters and detector circuits. The low pass filter 125 separates the analog data from the synchronization information. The synchronization signal is obtained by synchronization isolator circuits including a band-10 pass filter 127 and a detector 129. Since the information content of signal g (t) and thus h (t) is much lower than that of analog signal f (t), much less channel bandwidth is required than in conventional analog signals. transmission systems in order to achieve a comparable comprehensibility 15.
Kuva 7 on lohkokaavio pienikohinaista analogista kanavaa varten. Kun perinteistä analogista kanavaa käytetään äänen siirtoon, rajoittavat sekä kanavan että lähettimen sallima signaalin dynaaminen alue että kanavan S/N-suhde 20 suorituskykyä. Käytettäessä ääriarvokoodausta edustaa alku peräistä analogista signaalia f(t) sarja binaaritasoja, joiden siirtymät vastaavat ääriarvoja. Koska binaarisignaa-lilla on minimaalinen dynaaminen alue, ovat kanavan dyna-miikkaominaisuudet jokseenkin merkityksettömiä, ja kanava-25 rakennetta voidaan yksinkertaistaa. Lisäksi, koska binaa- risignaalit ovat suhteellisen immuuneja kohinaa vastaan, on kohinan pienentäminen mahdollista tavanomaisiin analogisiin järjestelmiin verrattuna. Kuten kuvassa 7 on esitetty, sisältää perusjärjestelmä differentiaattorin 101 ja laaja-30 kaistaisen leikkaimen 103. Signaali muodostetaan uudelleen vastaanottopäässä sopivalla pulssimuokkaimella kuten ali-päästösuodattimella tai integraattorilla.Figure 7 is a block diagram for a low noise analog channel. When a traditional analog channel is used for audio transmission, the dynamic range of the signal allowed by both the channel and the transmitter and the S / N ratio of the channel limit the performance. When extreme value coding is used, the original analog signal f (t) is represented by a series of binary levels whose offsets correspond to the extreme values. Since the binary signal has a minimal dynamic range, the dynamic characteristics of the channel are somewhat insignificant, and the structure of the channel-25 can be simplified. In addition, because binary signals are relatively immune to noise, noise reduction is possible compared to conventional analog systems. As shown in Figure 7, the basic system includes a differentiator 101 and a wide-band cutter 103. The signal is regenerated at the receiving end by a suitable pulse converter such as a low-pass filter or integrator.
Edellä olevassa kuvauksessa on keksintöä kuvailtu viitaten sen määrättyihin esimerkkitoteutuksiin. On kui-35 tenkin ilmeistä, että siihen voidaan tehdä erilaisiaIn the foregoing description, the invention has been described with reference to certain exemplary embodiments thereof. However, it is obvious that different things can be done about it
IIII
19 76654 muunnoksia ja muutoksia poikkeamatta keksinnön laajemmasta hengestä ja alueesta, jotka kuvataan oheisissa patenttivaatimuksissa. Kuvausta ja piirustuksia on tämän mukaisesti pidettävä luonteeltaan pikemmin kuvailevina kuin 5 rajoittavina.19 76654 modifications and variations without departing from the broader spirit and scope of the invention as set forth in the appended claims. Accordingly, the description and drawings are to be regarded as descriptive rather than restrictive in nature.
Claims (11)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI821677A FI76654C (en) | 1982-05-12 | 1982-05-12 | FOERFARANDE OCH ANORDNING FOER KODNING AV SIGNALTOPPAR. |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI821677 | 1982-05-12 | ||
| FI821677A FI76654C (en) | 1982-05-12 | 1982-05-12 | FOERFARANDE OCH ANORDNING FOER KODNING AV SIGNALTOPPAR. |
Publications (4)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FI821677A0 FI821677A0 (en) | 1982-05-12 |
| FI821677L FI821677L (en) | 1983-11-13 |
| FI76654B true FI76654B (en) | 1988-07-29 |
| FI76654C FI76654C (en) | 1988-11-10 |
Family
ID=8515510
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FI821677A FI76654C (en) | 1982-05-12 | 1982-05-12 | FOERFARANDE OCH ANORDNING FOER KODNING AV SIGNALTOPPAR. |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| FI (1) | FI76654C (en) |
-
1982
- 1982-05-12 FI FI821677A patent/FI76654C/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FI76654C (en) | 1988-11-10 |
| FI821677L (en) | 1983-11-13 |
| FI821677A0 (en) | 1982-05-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR910006441B1 (en) | Analog and digital signal apparatus | |
| US4700360A (en) | Extrema coding digitizing signal processing method and apparatus | |
| US6044162A (en) | Digital hearing aid using differential signal representations | |
| Krasner | The critical band coder--Digital encoding of speech signals based on the perceptual requirements of the auditory system | |
| US6718301B1 (en) | System for measuring speech content in sound | |
| US4070550A (en) | Quantized pulse modulated nonsynchronous clipped speech multi-channel coded communication system | |
| JPH0516599B2 (en) | ||
| US4545065A (en) | Extrema coding signal processing method and apparatus | |
| US6023513A (en) | System and method for improving clarity of low bandwidth audio systems | |
| US4151469A (en) | Apparatus equipped with a transmitting and receiving station for generating, converting and transmitting signals | |
| DD289172A5 (en) | ARRANGEMENT FOR THE PROCESSING OF INFORMATION AND RECORDING RECEIVED BY THIS ARRANGEMENT | |
| US4630300A (en) | Front-end processor for narrowband transmission | |
| FI76654B (en) | FOERFARANDE OCH ANORDNING FOER KODNING AV SIGNALTOPPAR. | |
| EP0093190B1 (en) | Extrema coding signal processing method and apparatus | |
| US7664274B1 (en) | Enhanced acoustic transmission system and method | |
| AU600640B2 (en) | Adaptive extrema coding signal processing system | |
| CN102144257A (en) | Method for instantaneous peak level management and speech clarity enhancement | |
| Suzuki | Speech processing by splicing of autocorrelation function | |
| US4039949A (en) | Pulse code modulation with dynamic range limiting | |
| Tierney et al. | Channel vocoder with digital pitch extractor | |
| GB2093293A (en) | Signal Processing Method | |
| KR950015080B1 (en) | Emphasis and de-emphasis | |
| US3505601A (en) | Sampled clipped speech tdm transmission system | |
| CA1206249A (en) | Extrema coding signal processing method and apparatus | |
| JPS62122331A (en) | Nonlinear compression device for digital signal |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM | Patent lapsed |
Owner name: VISSER, ARIE |