FI69931C

FI69931C - REQUIREMENTS FOR THE MAINTENANCE OF CAPACITORS SPECIFIC SMAR CAPACITORS

Info

Publication number: FI69931C
Application number: FI842191A
Authority: FI
Inventors: Risto Johannes Paajanen
Original assignee: Vaisala Oy
Priority date: 1984-05-31
Filing date: 1984-05-31
Publication date: 1986-05-26
Also published as: JPS60262065A; FI842191A0; FI69931B

Description

6993169931

Menetelmä kapasitanssien, etenkin pienten kapasitanssien, mittaamiseksi Förfarande för mätning av kapacitanser, speciellt sma kapacitanserMethod for measuring capacitances, especially small capacitances Förfarande för mätning av capaciterer, speciellt sma kapakitaner

Keksinnön kohteena on menetelmä kapasitanssien, etenkin pienten kapasitanssien, mittaamiseksi, jossa käytetään mittausoskillaattoria, jonka antama lähtötaajuus on mainitun oskillaattorin taajuuden määräävän piirin tulonapoihin kytkettävän kapasitanssin funktio ja jossa menetel-5 mässä käytetään tunnettuja referenssikapasitansseja, joita kytketään mitattavan kapasitanssin tai mitattavien kapasitanssien kanssa vaihdellen mittausoskillaattoriin käyttäen hyväksi kytkinjärjestelyä.The invention relates to a method for measuring capacitances, in particular small capacitances, using a measuring oscillator whose output frequency is a function of the capacitance connected to the input terminals of the frequency determining circuit of said oscillator, and which method uses in favor of the clutch arrangement.

Esillä olevan keksinnön eräänä lähtökohtana on ollut se tekniikan taso, 10 joka selviää esim. hakijan FI-patenteista 54 664 ja 57 319 (vastaavat US-patentit 4 295 090 ja 4 295 091). Mainituissa patenteissa on esitetty menetelmä pienten kapasitanssien mittaamiseksi ja tässä yhteydessä käytettävä elektroninen vaihtokytkin etenkin telemetrikäyttöön sondeissa. Tekniikan tason suhteen viitataan lisäksi SE-kuulutusjulkaisuun 431683 15 ja DE-hakemusjulkaisuun 30 32 155.One starting point for the present invention has been the state of the art, which is apparent, for example, from the applicant's FI patents 54,664 and 57,319 (corresponding to U.S. Patents 4,295,090 and 4,295,091). Said patents disclose a method for measuring small capacitances and an electronic changeover switch to be used in this connection, in particular for telemetry use in probes. With regard to the state of the art, reference is also made to SE publication 431683 15 and DE application publication 30 32 155.

Radiosondeissa käytetään eri parametrien etenkin, paineen, lämpötilan ja kosteuden mittauksessa kapasitiivisia antureita, joiden kapasitanssin suuruus on riippuvainen mitattavasta parametrista. Näiden antureiden 20 kapasitanssit ovat useasti verraten pieniä muutamista pF:stä muutamiin kymmeniin tai korkeintaan n. 100 pFtin. Pienten kapasitanssien mittaus on ongelmallista mm. hajakapasitanssien, syöttöjännitteen vaihteluiden ja muiden häiriöiden takia. Lisäksi mainitut anturit ovat jossain määrin yksilöllisiä niin, että niillä on esim. yksilöllinen epälineaarisuus ja 25 lämpötilariippuvuus.In radiosondes, capacitive sensors are used to measure various parameters, especially pressure, temperature and humidity, the magnitude of the capacitance of which depends on the parameter to be measured. The capacitances of these sensors 20 are often relatively small, from a few pF to a few tens or at most about 100 pFt. The measurement of small capacitances is problematic e.g. due to stray capacitances, supply voltage fluctuations and other disturbances. In addition, said sensors are to some extent individual in that they have, for example, individual nonlinearity and temperature dependence.

Mitattaessa etenkin telemetrisovellutuksissa lämpötilaa, kosteutta tai 69931 painetta tai muita vastaavia suureita sähköisillä tai mekaanissähköi-sillä antureilla on ennestään tunnettua sijoittaa mittauselektroniikan yhteyteen yksi tai useampi referenssi, joka on tarkasti tunnettu niin, että mittauspiirin ja/tai anturin virheitä voidaan kompensoida.When measuring temperature, humidity or 69931 pressure or other similar quantities, especially in telemetry applications, it is known from electrical or mechanical electrical sensors to place one or more references in connection with the measuring electronics, which are precisely known so that errors in the measuring circuit and / or sensor can be compensated.

55

Kapasitiivisten antureiden yhteydessä on ennestään tunnettua käyttää referenssikapasitanssia, joka kytketään mittavan kapasitanssin kanssa vuorotellen mittauspiirin, yleensä RC-oskillaattorin taajuuden määräävään tulopiiriin. Mittauspiiriä sopivasti säätämällä tai muulla tavalla 10 voidaan referenssikapasitanssin edustama mittauspiirin lähtösuure asettaa oikeaksi.In the case of capacitive sensors, it is already known to use a reference capacitance which is connected with a large capacitance alternately to the input circuit determining the frequency of the measuring circuit, usually the RC oscillator. By appropriately adjusting the measuring circuit or otherwise, the output variable of the measuring circuit represented by the reference capacitance can be set correctly.

On ennestään tunnettua käyttää yhden referenssin mittauspiirejä, etenkin siltakytkentöjä, joissa mittaus on kuitenkin tarkka vain silloin, kun 15 referenssin sähköinen arvo on lähellä anturin arvoa, esim. silloin kun silta on tasapainossa. Mitä kauemmaksi anturin arvo referenssistä poikkeaa, sitä suuremmaksi tulevat myös eri virheet, esim. elektronisen mittapiirin dynamiikan muutoksista aiheutuvat virheet. Etuna yhden referenssin kytkennöissä on kuitenkin mittauspiirin yksinkertaisuus.It is already known to use single-reference measuring circuits, especially bridge circuits, where, however, the measurement is accurate only when the electrical value of the 15 references is close to the value of the sensor, e.g. when the bridge is in equilibrium. The farther the value of the sensor deviates from the reference, the larger the various errors also become, e.g. the errors caused by changes in the dynamics of the electronic measuring circuit. However, the advantage of single reference connections is the simplicity of the measuring circuit.

2020

Kahden tai useamman referenssin mittausjärjestelyissä on etuna mittauksen tarkkuus laajallakin mittausalueella, mutta epäkohtana on rakenteen ja mittaukseen liittyvän laskennan mutkikkuus.Measurement arrangements of two or more references have the advantage of measuring accuracy even over a wide measuring range, but the disadvantage is the complexity of the structure and the calculation involved in the measurement.

25 Esillä olevan keksinnön tarkoituksena on kehittää edellään hakijan kehittämiä ennestään tunnettuja pienten esim. n. 0-100 pF:n kapasitanssien mittausmenetelmiä ja -piirejä niin, että niistä saadaan entistä tarkempia. Keksinnön lisätarkoituksena on aikaan saada sellainen mittaus-piiri, jossa voidaan eliminoida kytkentäilmiöiden vaikutukset. Keksinnön 30 eräänä ei välttämättömänä lisätarkoituksena on sellaisen mittauspiirin ja -menetelmän aikaansaaminen, jossa lähtösuureena on sopivasti lineari-soitu, kompensoitu ja skaalattu tasajännite ja johon tarvittaessa voidaan liittää yksinkertainen lämpötilakompensointi.It is an object of the present invention to further develop previously known methods and circuits for measuring small capacitances, e.g. about 0-100 pF, developed by the applicant so that they become more accurate. It is a further object of the invention to provide such a measuring circuit in which the effects of switching phenomena can be eliminated. It is a non-essential additional object of the invention 30 to provide a measuring circuit and method in which the output variable is a suitably linearized, compensated and scaled DC voltage and to which simple temperature compensation can be connected if necessary.

35 Edellä esitettyihin ja myöhemmin selviäviin päämääriin pääsemiseksi keksinnölle on pääasiallisesti tunnusomaista se,35 In order to achieve the objectives set out above and which will become apparent later, the invention is essentially characterized by:

IIII

3 69931 että menetelmässä käytetään sellaista mittausoskillaattoria, jonka signaalin jaksoaika on suoraan verrannollinen oskillaattorin taajuuden määräävän piirin tulonapoihin vuorotellen kytkettäviin mitattavaan kapasitanssiin ja referenssikapasitansseihin, joita viimemainittuja menetel-5 mässä on käytössä kaksi keskenään erisuuruista, että mainitun mittausoskillaattorin lähtö on kytketty keskenään kaskadiin kytkettyyn ainakin kahteen jakajaan, joista ensimmäisessä oskillaattorin taajuus jaetaan ensimmäisellä luvulla ja joista toisessa oskillaattorin 10 edellä jaettu taajuus jaetaan edelleen toisella luvulla, että ensimmäisellä luvulla jaetulla taajuudella ohjataan logiikkaosaa, joka ohjaa mittausoskillaattoriin mainitut kapasitanssit parittaln vuorotellen kytkeviä kytkimiä siten, että mainitun jakosuhteen määräämän 15 ensimmäisen pulssijonon puolijakson välein vuorotellen kytketään ensimmäistä referenssikapasitanssia ja mitattavaa kapasitanssia ja että toisen jakajan pulssijonolla ohjataan mainittua logiikkaosaa siten, että viimemainitun pulssijonon puolijakson välein vaihdetaan mittaus-20 oskillaattoriin kytkettäväksi mitattavan kapasitanssin tilalle toinen referenssikapasitanssi ensimmäisen pulssijonon puolijakson määräämin väliajoin ensimmäisen referenssikapasitanssin kanssa vaihdeltavaksi.3 69931 that the method uses a measuring oscillator whose signal period is directly proportional to the measured capacitance and reference capacitances to be alternately connected to the input terminals of the oscillator's frequency determining circuit, the latter two having at least two different , the first of which divides the frequency of the oscillator by the first number and the second of which divides the frequency of the oscillator 10 further by the second number by controlling the first reference capacitance and the measured capacitance are connected and that the pulse train of the second divider oh dividing said logic part so that at half intervals of the latter pulse train, a second reference capacitance is changed to be connected to the measuring oscillator instead of the measured capacitance at intervals determined by the first pulse train half cycle to be varied with the first reference capacitance.

Keksinnössä sovelletaan kahta kaskadiin kytkettyä jakajaa, joista jaka-25 jista ensimmäisen jälkeen saatavalla pulssijonolla ohjataan logiikka- osaa. Tämän ensimmäisen pulssijonon puolijakson pituus määrää keskenään vaihdeltavien kapasitanssien kytkemis- ja vaihtovälit. Toisen jakajan jälkeen saatavan pulssijonon puolijakson määräämin aikavälein mainitun logiikkaosan ohjaamana vaihdetaan mitattavan kapasitanssin paikalle 30 toinen referenssikapasitanssi ja päinvastoin, minkä jälkeen referenssi-kapasitansseja vaihdellaan keskenään ensimmäisen pulssijonon määräämin aikavälein. Näin voidaan toteuttaa kahden referenssin kytkentä, toisin sanoen voidaan määrätä järjestelmän kalibrointisuoran sekä kulmakerroin että vakiotermi (off-set).In the invention, two cascade-connected dividers are used, of which the logic part is controlled by the pulse train obtained after the first of the dividers. The length of the half-cycle of this first pulse train determines the switching and switching intervals of the alternating capacitances. At the intervals determined by the half-cycle of the pulse train obtained after the second divider, under the control of said logic part, a second reference capacitance is exchanged for the measured capacitance 30 and vice versa, after which the reference capacitances are alternated at intervals determined by the first pulse train. In this way, the coupling of two references can be realized, i.e. both the slope and the standard off-set of the system calibration line can be determined.

6993169931

Seuraavassa keksintöä selostetaan yksityiskohtaisesti viittaamalla oheisen piirustuksen kuvioissa esitettyyn keksinnön erääseen sovellutusesimerkkiin, jonka yksityiskohtiin keksintöä ei ole mitenkään ahtaasti rajoitettu.In the following, the invention will be described in detail with reference to an embodiment of the invention shown in the figures of the accompanying drawing, to the details of which the invention is in no way narrowly limited.

55

Kuvio 1 esittää lohkokaaviona erästä keksinnön mukaisen menetelmän toteutusesimerkkiä.Figure 1 shows a block diagram of an embodiment of the method according to the invention.

Kuvio 2 esittää kuvion 1 mukaisen piirin ensimmäisestä ja toisesta 10 jakajasta saatavia pulssijonoja.Figure 2 shows the pulse trains available from the first and second 10 dividers of the circuit of Figure 1.

Kuvion esittämässä kytkennässä käytetään esim. RC-oskillaattoria 10, jonka lähtöjakson aika on suoraan verrannollinen ja täten taajuus f = 1/Tq kääntäen verrannollisen oskillaattorin 10 taajuuden määräävän 15 piirin tulonapoihin a ja b kytkettyyn kapasitanssiin C^, CRj tai CR2·In the circuit shown in the figure, for example, an RC oscillator 10 is used, the output period time of which is directly proportional and thus the frequency f = 1 / Tq inverses the capacitance C 1, CR 1 or CR 2 · connected to the input terminals a and b of the frequency determining circuit 15 of the oscillator 10.

Oskillaattorin 10 tuloon a, b kapasitanssiksi kytketään keksinnön mukaisesti parlttain vuorotellen anturikapasitanssi C^, sitä pienempi refe-renssikapasitanssi ja C^:ä suurempi referenssikapasitanssi C^2· 20 Mainitut kapasitanssit kytketään oskillaattoriin 10 puolijohdekytkimillä AS (13a,13b ja 13c), joita ohjaa logiikkaosa 14. Kytkimet AS ovat esim. ns. analogikytkimiä, siis kaupallisesti saatavia komponentteja.According to the invention, a pair of sensor capacitance C 1, a lower reference capacitance and a higher reference capacitance C 1 2 · 20 are alternately connected alternately to the input a, b of the oscillator 10 according to the invention Said capacitances are connected to the oscillator 10 logic section 14. The switches AS are e.g. analog switches, i.e. commercially available components.

Logiikkaosaa 14 ohjataan pulsseilla, jotka saadaan jakamalla oskillaat-25 torin 10 taajuutta f määrätyllä ensimäisellä luvulla n ja edelleen määrätyllä toisella luvulla m, jotka luvut n ja m ovat sopivimmin kokonaislukuja. Kuviossa mainitut jaot toteuttavia yksiköitä on esitetty lohkoin 11 ja 12, jotka on kytketty kaskadiin. Oskillaattorin 10 pulssi-jonosta luvulla n jaettu pulssijono = f/n viedään logiikkaosaan 14, 30 joka ohjaa kapasitanssien C^, ja C^2 kytkimiä 13a, 13b ja 13c, jotka vaihtavat pareittain kapasitansseja ja keskenään tai kapasitansseja ja C^2 keskenään. Sen, kumpaa kapasitanssia vai CR2 vaihdellaan kapasitanssin kanssa, määrää oskillaattorin 10 antamasta pulssijonoista f luvuilla sekä n että m jaetun pulssijonon V - f/n · m 35 pulssin tila (kuvio 2). Pulssijonon V puolijaksoa on merkitty kuviossa 2 T2:lla.The logic section 14 is controlled by pulses obtained by dividing the frequency f of the oscillator-25 by a certain first number n and a further determined second number m, which numbers n and m are preferably integers. The units implementing the divisions mentioned in the figure are shown by blocks 11 and 12 connected in a cascade. From the pulse train of the oscillator 10, the pulse train = f / n divided by n is applied to the logic section 14, 30 which controls the switches 13a, 13b and 13c of the capacitances C 1 and C 2, which switch capacitances in pairs and with each other or capacitances and C 1 2 with each other. Which capacitance or CR2 is varied with the capacitance is determined by the state of the pulse of both the n and m divided pulse sequences V - f / n · m 35 of the pulse sequences given by the oscillator 10 (Fig. 2). The V half cycle of the pulse train is denoted by T2 in Fig. 2.

Il 69931Il 69931

Koska oskillaattorin 10 jakson aika T on verrannollinen oskillaattoriin 10 kytkettyyn kapasitanssiin C^, CR^, CR^ ja koska mainittuja kapasitansseja vaihdellaan keskenään jokaisen oskillaattorin antamasta pulssi-jonosta n:llä jaetun pulssijonon f/n pulssin puolijakson (kuvio 2) 5 alussa, on myös puolijakson pituus suoraan verrannollinen saman puolijakson ajan oskillaattoriin 10 kytkettyyn kapasitanssiin.Since the time T of the period of the oscillator 10 is proportional to the capacitance C 1, CR 2, CR 2 connected to the oscillator 10 and since said capacitances are varied from each pulse sequence given by the oscillator at the beginning of the pulse sequence f / n divided by n (Fig. 2) 5, also the length of the half-cycle is directly proportional to the capacitance connected to the oscillator 10 during the same half-cycle.

C^.ttä ia Cw:ä keskenään vertailtaessa (vaihdettaessa), saadaan C.ä Rl M MComparing (exchanging) C 1 and C 2 gives C 1 R 1 M M

kytkevältä kytkimeltä 13b se ohjauspulssijono, jonka pulssisuhde muuttuu 10 Sfn rouuttu6553 (CR^ = vakio). CR^:ä kytkevän kytkimen 13a ohjauspulssijono on tällöin vastakkaisvaiheinen C^:n kytkimen 13b ohjauspulssijonoon verrattuna.from the switching switch 13b, the control pulse train whose pulse ratio changes by 10 Sfn rouuth6553 (CR ^ = constant). The control pulse train of the switch 13a switching the CR 1 is then in opposite phase to the control pulse train of the switch 13b of the CR 1.

Kun oskillaattorin 10 pulssijonosta m:llä ja n:llä jaetun pulssijonon 15 pulssi on esim. alhaalla, ovat kytkimet 16b ja 22 johtavassa tilassa. CR^:ä ja C^:ä kytkevien kytkinten 13a ja 13b ohjauspulssijonot pääsevät nyt RC-suotimille 17a ja 17b. Suotimet 17a ja 17b toimivat sinänsä tunnetusti alipäästösuotimina (integraattoreina), kun RC >> T^. Näin saadaan kaksi jännitettä ja , joiden erotus johdetaan diff- 20 vahvistimeen 19, jonka lähtöjännite ilmaisee C^in ja CR^:n erotuksen.When the pulse of the pulse train 15 divided by m and n of the pulse train of the oscillator 10 is e.g. low, the switches 16b and 22 are in the conductive state. The control pulse trains of the switches 13a and 13b connecting the CR 1 and C 1 now access the RC filters 17a and 17b. Filters 17a and 17b are known per se to act as low-pass filters (integrators) when RC >> T ^. This gives two voltages and the difference between which is applied to a diff amplifier 19, the output voltage of which indicates the difference between C

Differentiaalivahvistimen 19 lähtöjännite mitataan maata vastaan.The output voltage of the differential amplifier 19 is measured against ground.

Edellä esitetyllä tavalla on toteutunut jo yhden referenssin kytkentä, ts. on saatu määrätyksi järjestelmän kaiibrointisuora y - kx-b, joka 25 kulkee x-akselilla olevan tunnetun, edellä esitetyllä tavalla määritellyn pisteen (o,b) kautta (off-set = b). Jotta myös em. suoran kulmakerroin k voitaisiin määrätä ja lukita, tulee määrätä myös toinen piste (xq, y ), jonka kautta em. suora kulkee. Tämän vuoksi keksinnön mukaisessa kytkennässä käytetään toista tunnettua referenssikapasitanssia 30 CR2, joka vastaa tunnettua x-akselin pistettä ja referenssijännitettä, joka vastaa tunnettua y-akselin pistettä. Säätämällä mainittua kulmakerrointa k voidaan em. suora saattaa kulkemaan mittauselektroniikan lämpöryöminnöistä huolimatta em. pisteen (x^, y ) kautta. Kulmakertoimen k vakavoiminen tapahtuu siten, että kun oskillaattorin 10 antamasta 35 pulssijonosta sekä m:llä että n:llä, siis n m:11a jaetun pulssijonon pulssi on ylhäällä, vaihdellaan vuorostaan kapasitansseja CR^ ja 6 69931 C^2« Tällöin kytkimet 16b ja 22 ovat auki (johtamattomina) ja kytkimet 16a ja 21 kiinni (johtavana). Kun nyt kytkimiä 13a ja 13c ohjaavat pulssijonot viedään RC-suotimille 17a ja 17b, saadaan diff-vahvistimen 19 lähtöön jännite joka ilmaisee referenssikapasitanssien 5 ja C ^ erotuksen. Jotta tämä jännite pysyisi vakiona lämpö tilasta tai muista häiriötekijöistä riippumatta, se viedään kytkimen 21 ja pitopiirin 20 kautta integroituvalle komparaattorille 24, johon viedään myös ulkoinen referenssljännite Komparaattorin 24 lähtö- jännite Uc viedään vahvistusketjuun sijoitettuun, lineaarisella alueella 10 toimivaan analogiakytkimeen 18, jonka resistanssia voidaan näin muuttaa ja siten säätää piirin vahvistusta muuttamalla logiikkaosan käyttöjännitettä, differentiaalivahvistimen vahvistusta tai kuten kuviossa on esitetty, RC-suodattimen 17a kuormitusta tai muuta vastaavaa parametria. Järjestelmän vahvistus säätyy näin ollen sellaiseksi, että vaihdeltaessa 15 kapasitansseja CR^ ja CR2» diff-vahvistimen 19 lähtöjännite = U .As described above, the connection of one reference has already taken place, i.e. the calibration line y - kx-b of the system, which passes through a known point (o, b) on the x-axis defined as described above, has been determined (off-set = b) . In order to determine and lock the slope k of the above-mentioned line, a second point (xq, y) must also be determined, through which the said line passes. Therefore, another known reference capacitance CR2 corresponding to a known x-axis point and a reference voltage corresponding to a known y-axis point are used in the circuit according to the invention. By adjusting said slope k, the above-mentioned line can be made to pass through the above-mentioned point (x ^, y) in spite of the thermal drift of the measuring electronics. The slope coefficient k is stabilized in such a way that when the pulse of the pulse train divided by m and n, i.e. nm, of the 35 pulse strings given by the oscillator 10 is high, the capacitances CR 1 and 6 6 9931 C ^ 2 are alternated. open (non-conductive) and switches 16a and 21 closed (conductive). Now that the pulse trains controlling the switches 13a and 13c are applied to the RC filters 17a and 17b, a voltage is obtained at the output of the diff amplifier 19, which indicates the difference between the reference capacitances 5 and C 1. In order to keep this voltage constant regardless of the thermal state or other interfering factors, it is applied via a switch 21 and a holding circuit 20 to an integrating comparator 24, to which an external reference voltage is also applied. change and thus adjust the gain of the circuit by changing the operating voltage of the logic part, the gain of the differential amplifier or, as shown in the figure, the load of the RC filter 17a or another similar parameter. The gain of the system is thus adjusted so that when the capacitances CR1 and CR2 »are varied, the output voltage of the diff amplifier 19 = U.

Kun vaihdellaan kapasitansseja ja C^, ovat analogiakytkimet 16b ja 22 kiinni (johtavassa tilassa), ja analogiakytkimet 16a ja 21 auki (johtamattomassa tilassa). Tällöin kytkimen 21 ja integroivan koropa-20 raattorin 24 välillä oleva pitopiiri 20 pitää vahvistuksen vakiona, ja kytkimen 22 kautta saadaan mittaustulos lähdössä olevalle pitopiirille 23. Pitopiiri 23 pitää lähtöjännitteen vakiona analogiakytkimen 22 ollessa auki (johtamattomassa tilassa).When the capacitances and C 1 are varied, the analog switches 16b and 22 are closed (in the conducting state), and the analog switches 16a and 21 are open (in the non-conducting state). In this case, the holding circuit 20 between the switch 21 and the integrating coropa-20 actuator 24 keeps the gain constant, and the switch 22 provides a measurement result for the output holding circuit 23. The holding circuit 23 keeps the output voltage constant when the analog switch 22 is open (in the non-conducting state).

25 Koska nyt C0„ - C_,, r* U r niin R2 Rl ref „ CM - CR1 U , U = - · ref out C - C R2 Rl 3025 Now C0 „- C_ ,, r * U r then R2 Rl ref„ CM - CR1 U, U = - · ref out C - C R2 Rl 30

Kuten edellä esitetystä yhtälöstä nähdään, saadaan järjestelmästä lähtö-jännite U (tasajännite), joka on riippuvainen mitattavasta kapasitanssista tavalla, joka voidaan määrätä referensslkapasltanssl ja sopivasti asettamalla.As can be seen from the above equation, a system output voltage U (direct voltage) is obtained from the system, which is dependent on the capacitance to be measured in a manner which can be determined by reference and suitably setting.

Lähtöjännitteenä UQut saadaan edullisesti tasajännite, joka on jännitettä U säätämällä myös skaalattavissa sopivasti.As the output voltage UQut, a direct voltage is preferably obtained, which can also be scaled appropriately by adjusting the voltage U.

IIII

35 7 6993135 7 69931

Eräänä esimerkkinä keksinnön toteutuksesta on sellainen mittauspiiri, jossaOne example of an embodiment of the invention is a measuring circuit in which

CR1 -40pFCR1 -40pF

5 CR2 = 60 pFΔ CR2 = 60 pF

CM = 45 pF - 55 pFCM = 45 pF - 55 pF

f = 500 kHz n =16 m = 256 10 RC = 0,5 msf = 500 kHz n = 16 m = 256 10 RC = 0.5 ms

U , = 2 VU, = 2 V

ref U = 0,5 V - 1,5 V outref U = 0.5 V - 1.5 V out

Seuraavassa esitetään patenttivaatimukset, joiden määrittelemän keksin-15 nöllisen ajatuksen puitteissa keksinnön eri yksityiskohdat voivat vaihdella ja poiketa edellä esitetystä.The following claims set forth within the scope of the inventive idea, the various details of the invention may vary and differ from those set forth above.

Claims

8,69931 Patent suction s

A method for measuring capacitances, in particular small capacitances, using a measuring oscillator (10) whose output frequency (f) is a function of the capacitance connected to the input terminals (a, b) of the frequency determining circuit of said oscillator, and in which method 5 uses known reference capacitances , which are connected to the measured capacitance (C „) or to the measured capacitances alternately to the measuring oscillator using a switching arrangement, characterized in that the method uses a measuring oscillator (10) whose signal period time (T) is directly proportional to the oscillator (10) frequency (f). ) to the input capacitance terminals (a, b) of the dominant circuit to alternately connected measurable capacitance (CM) and reference capacitances (CR 1 and CI 2), the latter being used in the method by two different sizes, the output of said measuring oscillator (10) being connected to at least two cascades. to the divider (11,12) in which in the first (11) the oscillator frequency (f) is divided by the first number (n) 20 and in the second (12) the frequency (f / n) distributed above the oscillator is further divided by the second number (m) and the frequency divided by the first number (n) ( f / n) controls a logic section (14) which controls said capacitances (C, C., C „) in pairs of switches (13a, 13b, 13c) alternately connected to the measuring oscillator (10) so that the first pulse train determined by said division ratio (n) (V ^) at half intervals (T ^ = n · T), the first reference capacitance (C ^) and the measured capacitance (CM) are alternately connected and the pulse train (V ^) of the second divider (12) controls said logic part (14) so that every half cycle of the latter pulse train (T „** m · T, n · m · T) the second reference capacitance (CD_) of the first pulse train (V) of the first pulse train (V) is changed to the measuring oscillator (10) / 1 o to be replaced by the capacitance (CM) to be measured. T) determines n l at intervals with the first reference capacitance (C 1) to be varied R 1.

Method according to Claim 1, characterized in that a control pulse train is taken from the switch (13b) which switches the capacitance (C 1) to be measured, the changes in the pulse ratio of which are used as a measure of the capacitance (C 1) to be measured.

Method according to Claim 1 or 2, characterized in that the measuring circuit comprises switches (16b and 22) which are arranged to be controlled by a pulse train (V) obtained from the second divider (12), so that when the latter pulse is e.g. said switches (16b and 22) in the conductive state (closed) and then the control pulse strings of the switches (13a, 13b) switching the first reference capacitance (C 1) and the capacitance to be measured (CM) are controlled to access the RC low pass filters (17a and 17b), two voltages (U ^ and U ^) are obtained, and that the two voltages (U ^ .U ^) obtained from said RC filters (17a, 17b) are applied to a diff-20 amplifier (19), the output voltage (U ^) of which indicates the difference between the measured capacitance (C ^) and the first reference capacitance (C ^) so as to determine the standard term (b) (off-set) of the system calibration line.

Method according to one of Claims 1 to 3, characterized in that the control pulse trains are fed to RC-nm filters (17a, 17b) under the control of switches (16a, 21) controlled by a second pulse train (V) from the second divider (12), from which the the output voltage (U 1 - U 2) of the amplifier (19), which indicates the difference of the reference capacitances 30 (C and C) so as to determine and stabilize the slope (k) of the calibration line HZ R1 of the system.

Method according to one of Claims 1 to 4, characterized in that in order to standardize the input voltage (U or the like to an integrator 10 69931 (24) integrated at the second input terminal of which a system reference voltage (Uref) is applied and that the output voltage (Uc) of said comparator (24) is applied as a feedback voltage to control an analog switch (18) or other similar component acting on said diff 19) 5 input voltages (U ^ - U ^).

Method according to claim 5, characterized in that the gain of the system is adapted to be adjusted so that when the reference capacitances (C 1 and C 2) are alternated with each other, the output voltage of the diff amplifier (19) is equal to said reference voltage (U 1).

Method according to one of Claims 1 to 6, characterized in that said output voltage (U) is obtained from a holding circuit 15 (23) which keeps the output voltage (U) constant when the analog switch (22) preceding the holding circuit (23) is open. Il 11 Patentkrav 6 9 9 3 ”1