FI103232B

FI103232B - The oscillation circuit

Info

Publication number: FI103232B
Application number: FI961987A
Authority: FI
Inventors: Nikolay Tchamov; Petri Jarske
Original assignee: Nikolay Tchamov; Petri Jarske
Priority date: 1996-05-09
Filing date: 1996-05-09
Publication date: 1999-05-14
Also published as: FI103232B1; FI961987A0; FI961987A

Description

103232103232

OskillaattoripiiriThe oscillation circuit

Keksinnön kohteena ovat yleisesti värähtelypiirit eli oskillaattorit, ja erityisesti multivibraattoreihin 5 perustuvat säädettävät oskillaattorit.The invention relates generally to oscillating circuits, or oscillators, and in particular to adjustable oscillators based on multivibrators 5.

Virta- ja jänniteohjatut oskillaattorit (ICO ja VCO) ovat tärkeitä komponentteja lähettimien ja vastaanottimien rakenteissa. Päävaatimukset VCO/ICO:lle, kun tähdätään sovelluksiin kannettavissa langattomissa 10 tietoliikennejärjestelmissä, ovat: 1-20 GHz toimintataa- juusalue, hyvin alhainen vaihekohina, sekä mahdollisimman alhainen käyttöjännite ja tehonkulutus. Rakenteesta riippuen tietoliikennelaite voi sisältää useita VCO/ICO:ita, joita tarvitaan eri tarkoituksiin, esimer-15 kiksi taajuuskonversio, syntesointi, modulointi, jne. Niiden suorituskyky vaikuttaa voimakkaasti koko tieto-liikenneyksikön suorituskykyyn. Toisaalta tarve implementoida nämä oskillaattorit piiteknologioille kohtaa useita ongelmia.Current and Voltage Controlled Oscillators (ICO and VCO) are important components in transmitter and receiver structures. The main requirements for a VCO / ICO when aiming for applications in portable wireless communication systems are: 1-20 GHz operating frequency range, very low phase noise, as well as the lowest operating voltage and power consumption. Depending on the structure, the communication device may include a plurality of VCOs / ICOs required for various purposes, such as frequency conversion, synthesis, modulation, etc. Their performance strongly affects the performance of the entire communication unit. On the other hand, the need to implement these oscillators for silicon technologies faces several problems.

20 Viimeisten vuosien aikana monet tutkimustyöt on keskittyneet löytämään optimaalisia ratkaisuja. VCO/ICO:iden ytimenä käytetään pääasiallisesti kahta oskillaattorityyppiä: sinioskillaattorit ja relaksaatio-·' oskillaattorit. Sinioskillaattorit tuottavat tavallises- 25 ti parhaat parametrit mitä tulee korkeaan taajuuteen ja alhaiseen vaihekohinaan, mutta ne ovat helposti implementoitavissa enimmäkseen vain GaAS-teknologioilla. Siirtyminen Bipolaari-, CMOS-, tai BiCMOS-teknologioihin aiheuttaa monia ongelmia pääasiallisesti hyvin johtavan .. 30 substraatin vuoksi. Toisaalta tällaisten käytettävissä olevien teknologioiden nopeus on haastamassa tutkijat, koska se nykyisin saavuttaa 10-40 GHz transienttitaajuu-det, jota aikaisemmin pidettiin taajuusalueena, joka voitaisiin kattaa vain GaAS-pohjaisilla materiaaleilla.20 In recent years, many research efforts have focused on finding optimal solutions. At the core of VCO / ICOs are two types of oscillators: sine oscillators and relaxation oscillators. Sine oscillators usually produce the best parameters in terms of high frequency and low phase noise, but they are easily implemented mostly with GaAS technologies only. The migration to Bipolar, CMOS, or BiCMOS technologies causes many problems mainly due to the highly conductive substrate. On the other hand, the speed of such available technologies is challenging researchers as it currently reaches 10-40 GHz transient frequencies, previously considered to be a frequency range that could only be covered by GaAS-based materials.

35 Piipohjaisten teknologioiden nopeus on jo riittävä mat- m t 2 103232 kaviestintietoliikenteeseen taajuusalueella 1-20 Ghz, jota useimmat matkaviestimet ja langattomat LANit käyttävät. Lisäksi yksi ohjaava tekijä kannettavien laitteiden suunnittelussa on aina ollut voimakas vaatimus toi-5 mia niin alhaisella käyttöjännitteellä kuin mahdollista ja kuluttaa hyvin vähän tehoa.35 The speed of silicon-based technologies is already sufficient for matte 2 103232 mobile communications in the frequency range 1-20 Ghz used by most mobile stations and wireless LANs. In addition, one guiding factor in the design of handheld devices has always been the intense requirement of operating at as low an operating voltage as possible and consuming very little power.

LC-tyyppisissä oskillaattoreissa aktiiviset pii-rikomponentit pidetään poissa epälineaariselta toiminta-alueelta, kun taas relaksaatio-oskillaattoreissa sini-10 mäinen signaali on tulosta pulssipiirin kyvyttömyydestä kytkeä riittävän nopeasti hyvin suurilla taajuuksilla.In LC-type oscillators, the active silicon components are kept out of the non-linear operating range, whereas in relaxation oscillators, the sinusoidal signal is the result of the inability of the pulse circuit to be switched fast enough at very high frequencies.

Värähtelypiirejä eli oskillaattoreita voidaan toteuttaa monilla eri piirirakenteilla. Eräs näistä on astabiili (vapaasti käyvä) multivibraattori. Kuviossa 1 15 on esitetty eräs perinteinen emitterikytketty multivib-raattoripiiri, jota on käytetty jänniteohjattujen oskillaattorien (VCO) toteuttamiseen. Piiri käsittää kaksi transistoria Q1 ja Q2, joiden välille on aikaansaatu positiivinen takaisinkytkentä kytkemällä kukin transis-20 torin kollektori ohjaamaan toisen transistorin kantaa.The oscillator circuits, or oscillators, can be implemented with many different circuit structures. One of these is the stable (free-running) multivibrator. Figure 15 illustrates a conventional emitter-coupled multivibrator circuit used to implement voltage-controlled oscillators (VCOs). The circuit comprises two transistors Q1 and Q2 between which positive feedback is provided by connecting each transistor of the transistor to control the base of the other transistor.

Ql:n ja Q2: n kollektorit on kytketty vastuksien Rcl ja ^ vastaavasti Rc2 kautta käyttöjännitelähteen 1 yhteen ^ potentiaaliin, ja emitterit on kytketty virtalähteiden 3 • ja vastaavasti 4 kautta käyttöjännitelähteen alempaan 25 potentiaaliin. Lisäksi Ql:n ja Q2:n emittereiden väliin ; on kytketty referenssikondensaattori C. Positiivinen taThe collectors of Q1 and Q2 are connected via resistors Rc1 and ^ to Rc2, respectively, to one of the potentials of the supply voltage source 1, and the emitters are connected via the supply sources 3 and 4, respectively, to the lower potential 25 of the supply voltage supply. In addition, between Q1 and Q2 emitters; a reference capacitor C. is connected

kaisinkytkentä sekä vastusten RC1 ja RC2 ja kapasitans-; sin C muodostamat sarjaresonanssipiirit Rcl-C ja Rc2-Cripple coupling of both resistors RC1 and RC2 and capacitance; the series resonant circuits Rc1-C and Rc2-C formed by sin C

aikaansaavat sen, että multivibraattorin ulostulo jatku-’ 30 vasti värähtelee kahden tilan välillä, kun värähtely on kerran Hipaistu käyntiin. Värähtelytaajuus määräytyy RC-sarjaresonanssipiirien komponenttien arvoista. Värähtelytaajuutta voidaan säätää muuttamalla jotakin näistä komponenttiarvoista, tyypillisesti kapasitanssia C.cause the output of the multivibrator to continuously oscillate between two states when the oscillation is once triggered. The oscillation frequency is determined by the values of the components of the RC series resonant circuits. The oscillation frequency can be adjusted by changing one of these component values, typically capacitance C.

1 35 Seuraavassa tarkastellaan lähemmin multivibraat- • · 3 103232 torin toimintaa. Oletetaan aluksi, että Q1 on pois päältä (johtamaton tila). Ql:n ollessa pois päältä ovat Ql:n kollektori sekä Q2:n kanta suurinpiirtein käyttöjännite-potentiaalissa. Tällöin on Q2 päällä (johtava tila), ja 5 sen emitterivirta on 11+12. Q2:n johtaessa virta II kulkee Q2:n emitteriltä kapasitanssin C kautta Ql:n emitte-rille. Tällöin virta II varaa/purkaa kapasitanssin C varausta, jolloin Ql:n emitteripotentiaali putoaa tietyllä nopeudella, kunnes Q1 alkaa johtaa Ql:n kantaemitteri-10 jännitteen ylittäessä n. 0.6V. Kun Q1 alkaa johtaa, sen kollektorijännite alkaa pudota, jolloin positiivisen takaisinkytkennän vuoksi myös Q2:n kantajännite putoaa ja Q2 sulkeutuu. Q2:n sulkeutuminen aiheuttaa Q2:n kollektori jännitteen kasvamisen, mikä nopeuttaa Ql:n avautu-15 mistä. Q2:n ollessa pois päältä ja Ql:n päällä, virta 12 kulkee Ql:n emitteriltä kapasitanssin C kautta Q2:n emitterille, jossa emitterijännite alkaa pudota kunnes aiheuttaa jälleen Q2:n avautumisen ja Ql:n sulkeutumisen.1 35 The following describes the operation of the multivibrator • · 3 103232. Let's first assume that Q1 is off (non-conducting state). When Q1 is off, the collector of Q1 and the base of Q2 are approximately within the supply voltage potential. In this case, Q2 is on (conductive state) and 5 has an emitter current of 11 + 12. As Q2 is conducted, current II passes from the Q2 emitter through capacitance C to the Q1 emitter. In this case, current II charges / discharges capacitance C, whereby the Q1 emitter potential drops at a certain rate until Q1 begins to conduct Q1 at base emitter-10 at a voltage greater than about 0.6V. When Q1 begins to conduct, its collector voltage begins to drop, which, due to positive feedback, also causes the base voltage of Q2 to drop and Q2 to close. Closure of Q2 causes an increase in the collector voltage of Q2, which accelerates the opening of Q1. With Q2 off and Q1 on, current 12 passes from Q1's emitter through capacitance C to Q2's emitter, where the emitter voltage begins to drop until it causes Q2 to open again and Q1 to close.

20 Tällaisen multivibraattoripiirin nopeus (maksimi- resonanssitaajuus) riippuu ensisijaisesti transistorei-den Q1 ja Q2 ominaisuuksista. Multivibraattoripiirin nopeutta voidaan kasvattaa tekemällä positiivinen ta- • ' kaisinkytkentä puskuritransistoreiden kautta, koska ne 25 mahdollistavat suuremman kantavirran, joka puolestaan purkaa nopeammin transistorien Q1 ja Q2 kantapiirin loiskapasitanssit ja näin nopeuttaa transistorin kytkeytymistä tilasta toiseen.The speed (maximum resonance frequency) of such a multivibrator circuit depends primarily on the properties of the transistors Q1 and Q2. The velocity of the multivibrator circuit can be increased by making positive feedback through buffer transistors because they allow a higher base current, which in turn dissipates the parasitic capacitances of the base circuits of transistors Q1 and Q2, thereby accelerating the transistor switching from one state to another.

Pienin mahdollinen käyttöjännite Vcc saavutetaan, • 30 kun oletetaan, että virtalähteet 3 ja 4 ovat ideaalisia, ts. niissä ei synny jännitehäviötä. Kun ideaaliset virtalähteet korvataan jollakin käytännön piirirakenteella, kuten virtapeileillä, Vcc kasvaa. Jos mennään takaisin piirin toimintaperiaatteeseen, todetaan, että virtatiet 35 ovat joko Ql-C-virtapeili4 tai Q2-C-virtapeili3 ja että • · 4 103232 virtapeilit tuottavat stabiilin virran referenssikonden-saattorin C läpi, mikä on pääsyy tyypilliseen alhaiseen vaihekohinaan. Kun nyt etsitään uutta tapaa kasvattaa nopeutta, referenssikondensaattoria ei voida enää pie-5 nentää paljon enempää, koska siitä tulee loiskapasitans-sien suuruusluokkaa, minkä seurauksena piirin hallittu suunnittelu ei ole mahdollista.The minimum operating voltage Vcc is achieved, • 30, assuming that the power supplies 3 and 4 are ideal, ie no voltage drop occurs. When ideal power supplies are replaced by a practical circuit structure such as power mirrors, Vcc increases. Going back to the circuit principle, it is noted that the current paths 35 are either a Q1-C current mirror4 or a Q2-C current mirror3, and that • · 4 103232 current mirrors provide a stable current through the reference capacitor C, a major cause of typical low phase noise. As a new way of increasing speed is now sought, the reference capacitor can no longer be reduced much further as it becomes of the order of parasitic capacitances, which makes controlled circuit design impossible.

Nykyisin on kuitenkin tarve yhä suurempiin nopeuksiin samalla kun käyttöjännite haluttaisiin saada 10 mahdollisimman alhaiseksi, erityisesti elektroniikka-laitteissa, joissa käytetään akkuteholähteitä.Today, however, there is a need for ever higher speeds while the operating voltage is desired to be kept as low as possible, particularly in electronic devices that use battery power supplies.

Jännite- tai virtaohjatun oskillaattorin toteuttaminen multivibraattoripiirin avulla vaatii sopivan säätöratkaisun lisäämistä piiriin. Tällaisen säädön tu-15 lisi olla mahdollisimman yksinkertainen.Implementing a voltage or current controlled oscillator with a multivibrator circuit requires the addition of a suitable control solution to the circuit. Such adjustment should be as simple as possible.

Kuvion 1 piirissä pulssiamplitudi määräytyy virtojen 11+12 summasta kerrottuna vastaavan jakson (cycle) kollektorivastuksen Rcl tai Rc2 arvolla. Pulssin leveyden määrää sen virran arvo, joka II tai 12 syöttää re-20 ferenssikondensaattorin C kautta sen uudelleenvarausjaksojen aikana. Täten taajuudensäätöä varten täytyy muuttaa joko referenssikondensaattorin C kapasitanssia tai I sen läpi kulkevaa virtaa.In the circuit of Figure 1, the pulse amplitude is determined by the sum of the currents 11 + 12 multiplied by the value of the collector resistor Rc1 or Rc2 of the corresponding cycle. The pulse width is determined by the value of the current that II or 12 feeds through the re-20 capacitor C during its re-charge cycles. Thus, either the capacitance of the reference capacitor C or the current flowing through it must be changed for frequency control.

1 ·- Kapasitanssin muuttaminen voidaan tehdä, jos re- 25 ferenssikondensaattorina C käytetään varaktoria. Ongel mana on kuitenkin, että varaktoriteknologiat eivät ole yleensä yhteensopivia esimerkiksi BiCMOS-teknologioiden ' kanssa. BiCMOS-teknologiassa voidaan käyttää sen sijaan PN-liitosta. Mutta tällöin kuvio 1 piirissä kondensaat- !. 30 tori työskentelee jatkuvasti vaihtaen jännitteen polari- « 1 teettia. Tässä tapauksessa kahden varaktorin sarjaankyt kentä, vastakkaisesti toisiin nähden, voi olla jonkinlainen ratkaisu, mutta toisen diodin myötäsuuntaisen jännitealueen toiminnasta, esiintyy tiettyjä epälineaa-35 risuuksia ja multivibraattorin vaihekohina saattaisi 103232 5 olla niin korkea, ettei sitä voida hyväksyä.1 · - A change of capacitance can be made if a varactor is used as the reference capacitor C. The problem, however, is that varactor technologies are generally not compatible with, for example, BiCMOS technologies. BiCMOS technology can use a PN connection instead. But then Figure 1 in the circuit condenses. The 30 markets work continuously changing the polarity of the voltage. In this case, the series coupling field of the two varactors, in contrast to the others, may be some solution, but from the operation of the forward voltage range of the other diode, there are certain non-linearities and the phase noise of the multivibrator might be 103232 5 unacceptable.

Toinen vaihtoehto on muuttaa virtaa ja sen seurauksena kondensaattorin uudelleenvarauksen nopeutta. Tämä on hyvin tehokas tapa säätää värähtelyjen taajuut-5 ta, mutta pääasiallisin epäkohta on sen suora vaikutus pulssien amplitudiin.Another option is to change the current and, consequently, the capacitor re-charge rate. This is a very effective way to control the oscillation frequencies, but the main disadvantage is its direct effect on the pulse amplitude.

Esillä olevan keksinnön eräänä päämääränä on uusi jännite- tai virtaohjattu oskillaattoripiiri, jolla on yksinkertainen taajuudensäätö, suurempi nopeus sekä pie-10 nempi käyttöjännite ja tehonkulutus kuin tekniikan tason piireillä.It is an object of the present invention to provide a new voltage or current controlled oscillator circuit with simple frequency control, higher speed, and lower operating voltage and power consumption than prior art circuits.

Keksinnön kohteena on oskillaattoripiiri, joka käsittää käyttöjännitelähteen, 15 ensimmäisen epälineaarisen vahvistinkomponentin, joka käsittää ensimmäisen ja toisen pääelektrodin sekä ohjauselektrodin, toisen epälineaarisen vahvistinkomponentin, joka käsittää ensimmäisen ja toisen pääelektrodin sekä oh-20 jauselektrodin, toisen vahvistinkomponentin ensimmäisen pääelektrodin ollessa kytketty ohjaamaan ensimmäisen vahvistinkomponentin ohjauselektrodia, ja vastaavasti ensimmäisen vahvistinkomponentin ensimmäisen pääelektro-.· din ollessa kytketty ohjaamaan toisen vahvistinkomponen- 25 tin ohjauselektrodia, kapasitiivisen komponentin, joka on kytketty ensimmäisen vahvistinkomponentin toisen pääelektrodin ja toisen vahvistinkomponentin toisen pääelektrodin väliin, ensimmäisen ja toisen vastuksen, joiden kautta 30 ensimmäisen vahvistinkomponentin ensimmäinen pääelektro- « > di ja vastaavasti toisen vahvistinkomponentin ensimmäinen pääelektrodi on kytketty käyttöjännitelähteen ensimmäiseen potentiaaliin. Oskillaattorille on tunnusomaista, se käsittää 35 ensimmäisen säädettävän virtalähteen, joka on 6 103232 kytketty sarjaan ensimmäisen vahvistinkomponentin toisen pääelektrodin ja käyttöjännitelähteen toisen potentiaalin väliin, toisen säädettävän virtalähteen, joka on kytketty 5 sarjaan toisen vahvistinkomponentin toisen pääelektrodin ja käyttöjännitelähteen toisen potentiaalin väliin, mainitun ensimmäisen ja toisen virtalähteen virtojen II ja 12 määrätessä oskillaattorin taajuuden, välineet kompensointivirran johtamiseksi ensim-10 mäisen vastuksen ja vastaavasti toisen vastuksen kautta siten, että kunkin vastuksen läpi kulkeva virta on oleellisesti vakio ja virroista II ja 12 riippumaton.The invention relates to an oscillator circuit comprising an operating voltage source, a first non-linear amplifier component 15 comprising a first and a second main electrode and a control electrode, a second non-linear amplifier component comprising a first and a second main electrode and a control amplifier component and, respectively, the first main electrode of the first amplifier component being connected to drive the control electrode of the second amplifier component, the first and second resistors of the capacitive component coupled between the second main electrode of the first amplifier component and the second main electrode of the second amplifier component. «> Di and the first main electrode of the second amplifier component, respectively i is connected to the first potential of the power supply. The oscillator is characterized in that it comprises 35 first adjustable power sources connected in series between a second potential electrode of a first amplifier component and a second potential of a supply voltage source, a second adjustable power supply connected to a series of while the current source currents II and 12 determine the frequency of the oscillator, means for conducting a compensation current through the first resistor and the second resistor, respectively, such that the current through each resistor is substantially constant and independent of currents II and 12.

Keksinnön mukainen relaksaatio-oskillaattori perustuu multivibraattorirakenteeseen, joka käsittää en-15 simmäisen ja toisen vahvistinkomponentin, jotka on ristiinkytketty positiivisen takaisinkytkennän aikaansaamiseksi. Taajuudensäätö tehdään säätämällä referenssikon-densaattorin kautta kulkevaa virtaa. Jotta oskillaattorin ulostulosignaalin amplitudi saataisiin säätövirrasta 20 riippumattomaksi, johdetaan vastusten, jotka on kytketty : ensimmäisen ja toisen vahvistinkomponentin ja käyttöjän nitelähteen ensimmäisen potentiaalin väliin, kautta ylimääräinen kompensointivirta. Kompensointivirtaa sääde- --- tään edullisesti samalla tavoin mutta eri suuntaan kuin 25 säätövirtaa siten, että virta vastusten kautta on vakio. Toisin sanoen kompensointivirta kompensoi säätövirtojen muutoksia. Tämä kompensointivirta aikaansaadaan kolmannella ja neljännellä vahvistinkomponentilla, jotka on kytketty ensimmäisen ja vastaavasti toisen vahvistinkom-; 30 ponentin ensimmäiseltä pääelektrodilta kompensointivir- talähteen kautta maahan, kolmas ja neljäs vahvistinkom-: ponentti on kytketty pakko-ohjatusti seuraamaan ensim mäisen ja vastaavasti toisen vahvistinkomponentin tiloja.The relaxation oscillator according to the invention is based on a multivibrator structure comprising first and second amplifier components cross-linked to provide positive feedback. Frequency control is made by adjusting the current flowing through the reference capacitor. To make the amplitude of the oscillator output signal independent of the control current 20, an additional compensation current is applied through the resistors connected: between the first and second amplifier components and the first potential of the drive power source. The compensation current is preferably adjusted in the same way but in a different direction than the control current so that the current through the resistors is constant. In other words, compensation current compensates for changes in control currents. This compensation current is provided by the third and fourth amplifier components connected to the first and second amplifier components respectively; From the first main electrode of the 30 component through the compensation current source to the ground, the third and fourth amplifier components are connected in a forced-controlled manner to monitor the states of the first and second amplifier components, respectively.

I 35 Keksinnön toisen suoritusmuodon mukainen oskil- ’ 103232 laattori on lisäksi varustettu ulostulopuskureina toimivilla viidennellä ja kuudennella vahvistinkomponentilla, jotka antavat suuremman ulostulovirran ja estävät ulostuloa kuormittamasta muiden vahvistinkomponenttien toi-5 mintaa. Lisäksi viidennen ja kuudennen vahvistinkom-ponentin ja toisen käyttöjännitepotentiaalin väliin on sijoitettu seitsemäs ja kahdeksas pull-down -vahvistin-komponentti, jotka on ristiinkytketty pakko-ohjatusti seuraamaan toisen ja vastaavasti ensimmäisen vahvistin-10 komponentin tiloja. Tämä kasvattaa merkittävästi nopeutta sekä viidennen ja kuudennen vahvistinkomponentin muodostamien emitteriseuraajien tehokkuutta, ja aikaansaa suuremman amplitudin ja alhaisemman ulostuloresis-tanssin samasta pienjännitteisestä teholähteestä teknii-15 kan tason ratkaisuihin verrattuna.The oscillator 103232 of the second embodiment of the invention is further provided with fifth and sixth amplifier components acting as output buffers, which provide a higher output current and prevent the output from being loaded by the operation of other amplifier components. In addition, a seventh and eighth pull-down amplifier components are disposed between the fifth and sixth amplifier components and the second supply voltage potential, which are cross-linked to monitor the states of the second and first amplifier components 10 respectively. This significantly increases the speed as well as the efficiency of the emitter followers formed by the fifth and sixth amplifier components, and provides higher amplitude and lower output resistance from the same low voltage power supply compared to prior art solutions.

Keksintöä selitetään seuraavassa viitaten oheiseen piirrokseen, jossa kuvio 1 on tekniikan tason mukaisen multivibraat-torin kytkentäkaavio, ja 20 kuviot 2, 3 ja 4 ovat keksinnön mukaisten oskil laattorien kytkentäkaavioita, ja kuvio 5 on säädettävän virtalähteen kytkentäkaavio .The invention will now be described with reference to the accompanying drawing, in which Figure 1 is a circuit diagram of a prior art multivibrator, and Figures 2, 3 and 4 are circuit diagrams of oscillators of the invention, and Figure 5 is a circuit diagram of an adjustable power supply.

,· Esillä oleva keksintö soveltuu käyttöjännitteen 25 alentamiseen, nopeuden lisäämiseen ja taajuudensäädön toteuttamiseen oskillaattoreissa, jotka perustuvat ns. emitterikytkettyihin multivibraattoripiireihin. Vaikka kuvioissa 1 ja 2 esitetyssä oskillaattorissa on käytetty vahvistineliminä bipolaaritransistoreita, keksinnön mu-30 kaisissa piiriratkaisuissa voidaan käyttää periaatteessa minkä tahansa tyyppisiä epälineaarisia vahvistinkom-ponentteja, kuten MOS-, CMOS-, SOI-, HEMT- ja HBT-tran-sistorit, mikroaaltoputket sekä tyhjiöputket. Näissä komponenteissa elektrodien nimityksen saattavat vaihdel-35 la. Bipolaaritransistorin pääelektrodit ovat kollektori 8 103232 ja emitteri ja ohjauselektrodi on kanta. FET-transisto-reissa vastaavat elektrodit ovat nielu, lähde ja hila. Tyhjiöputkissa vastaavia elektrodeja nimitetään yleensä anodi, katodi ja hila. Täten myös termi emitterikytketty 5 multivibraattori täytyy ymmärtää tässä yhteydessä ylei-sempänä käsitteenä, joka kattaa mm. termit katodikytket-ty tai lähdekytketty multivibraattori.The present invention is applicable to lowering the operating voltage 25, increasing the speed, and implementing frequency control in oscillators based on so-called. to emitter-connected multivibrator circuits. Although bipolar transistors are used as the amplifier element in the oscillator shown in Figures 1 and 2, any type of nonlinear amplifier components such as MOS, CMOS, SOI, HEMT and HBT transistors, microwave transistors, and microwave transistors can in principle be used in the circuit solutions vacuum tubes. The designation of the electrodes in these components may vary. The main electrodes of the bipolar transistor are the collector 8 103232 and the emitter and control electrode are the base. In FET transistors, the corresponding electrodes are the pharynx, source, and gate. In vacuum tubes, the corresponding electrodes are usually referred to as the anode, cathode and lattice. Thus, the term emitter-coupled multivibrator 5 also has to be understood in this context as a more general term encompassing e.g. cathode-switched or source-connected multivibrator.

Kuviossa 3 on esitetty keksinnön ensisijaisen suoritusmuodon mukainen oskillaattori, joka perustuu 10 emitterikytkettyyn multivibraattoripiirin.Figure 3 shows an oscillator according to a preferred embodiment of the invention based on 10 emitter-coupled multivibrator circuits.

Oskillaattori käsittää kuusi NPN-bipolaaritran-sistoria Ql, Q2, Q3, Q4, Q5 ja Q6. Transistorin Q1 kol-lektorielektrodi on kytketty vastuksen Rcl kautta käyttöjännitteeseen Vcc ja emitteri virtalähteen 11 kautta 15 käyttöjännitepotentiaaliin OV. Transistorin Q2 kollekto-ri on kytketty vastuksen Rc2 kautta käyttöjännitteeseen Vcc ja emitteri virtalähteen 12 kautta käyttöjännitepotentiaaliin OV. Transistoreiden Ql ja Q2 emittereiden väliin on kytketty kondensaattori C. Transistoreiden Ql 20 ja Q2 välille on aikaansaatu positiivinen takaisinkyt kentä kytkemällä Q2:n kollektori Ql:n kannalle, ja Ql:n kollektori Q2:n kannalle.The oscillator comprises six NPN bipolar transistors Q1, Q2, Q3, Q4, Q5 and Q6. The collector electrode of transistor Q1 is coupled via resistor Rc1 to the operating voltage Vcc and the emitter via power supply 11 to the operating voltage potential OV. The collector of transistor Q2 is coupled via resistor Rc2 to operating voltage Vcc and emitter through power supply 12 to operating voltage potential OV. A capacitor C is connected between the transistors Q1 and Q2 emitters. A positive feedback field is provided between the transistors Q1 20 and Q2 by connecting the collector of Q2 to the base of Q1, and the collector of Q1 to the base of Q2.

Positiiviset takaisinkytkennät sekä vastusten ;*. Rcl,Rc2 ja kondensaattorin C muodostamat sarjaresonans- 25 sipiirit Rcl-C ja Rc2-C aikaansaavat sen, että multivi- braattorin ulostulo Vouti-Vout2 värähtelee kahden tilan välillä, kun värähtely on kerran Hipaistu käyntiin. Piirin resonanssitaajuus asetetaan komponenttien Rcl, Rc2 ja C arvoilla.Positive Feedback and Resistors; The serial resonance circuits Rcl-C and Rc2-C formed by Rc1, Rc2 and capacitor C cause the multivibrator output Vouti-Vout2 to oscillate between the two states when the oscillation is once triggered. The resonance frequency of the circuit is set at the values of components Rc1, Rc2 and C.

30 Kuten aikaisemmin kuvion 1 yhteydessä selitet- « « tiin, pulssiamplitudi määräytyy virtojen 11+12 summasta kerrottuna vastaavan jakson (cycle) kollektorivastuksen Rcl tai Rc2 arvolla. Pulssin leveyden määrää sen virran arvo, joka II tai 12 syöttää referenssikondensaattorin C 35 kautta sen uudelleenvarausjaksojen aikana. Täten taajuu- | 3 103232 densäätö voidaan toteuttaa referenssikondensaattorin C läpi kulkevaa virtaa. Kuviossa 2 esitetyssä keksinnön ensisijaisessa suoritusmuodossa, taajuudensäätö tapahtuu säätämällä säädettävien virtalähteiden 11 ja 12 virtoja 5 II ja 12.As previously explained in connection with Figure 1, the pulse amplitude is determined by the sum of the currents 11 + 12 multiplied by the value of the collector resistor Rc1 or Rc2 of the corresponding cycle. The pulse width is determined by the value of the current that II or 12 feeds through the reference capacitor C 35 during its recharge cycles. Thus, the frequency | 3 103232 can be implemented by the current flowing through the reference capacitor C. In the preferred embodiment of the invention shown in Fig. 2, frequency control is effected by adjusting the currents 5 II and 12 of the adjustable power supplies 11 and 12.

Tämä on tehokas tapa säätää taajuutta, mutta pääasiallisin epäkohta on sen suora vaikutus pulssien amplitudiin. Jotta oskillaattorin ulostulosignaalin amplitudi saataisiin säätövirrasta riippumattomaksi, keksin-10 nön mukaisesti johdetaan Rcl:n ja Rc2:n kautta ylimääräinen kompensointivirta Icom. Kompensointivirtaa Icom säädetään edullisesti samalla tavoin mutta eri suuntaan kuin säätövirtoja II ja 12 siten, että virta vastusten Rcl ja Rc2 kautta on vakio, samalla kun virta kondens-15 saattorinC kautta muuttuu. Toisin sanoen kompensointi-virta Icom kompensoi säätövirtojen II ja 12 muutoksia.This is an effective way to adjust the frequency, but the main drawback is its direct effect on the amplitude of the pulses. In order to make the oscillator output signal amplitude independent of the control current, according to the invention, an additional compensation current Icom is applied via Rc1 and Rc2. The compensation current Icom is preferably adjusted in the same way but in a different direction than the control currents II and 12 so that the current through resistors Rc1 and Rc2 is constant while the current through the condenser-15C is changed. In other words, the compensation current Icom compensates for changes in control currents II and 12.

Kuvion 2 suoritusmuodossa tämä kompensointivirta Icom aikaansaadaan transistoreilla Q3 ja Q4 , jotka on kytketty Ql:n ja Q2:n kollektorilta kompensointivirta-20 lähteen 22 kautta maahan. Q3 ja Q4 on kytketty pakko-oh-jatusti seuraamaan Ql:n ja vastaavasti Q2:n tiloja.In the embodiment of Figure 2, this compensation current Icom is provided by transistors Q3 and Q4 connected from the collector of Q1 and Q2 via a compensation current-20 source 22 to ground. Q3 and Q4 are forced-controlled to monitor the states of Q1 and Q2, respectively.

Virtojen II ja 12 arvo voi olla erilainen, jos pulssileveyden ja tauon välillä tarvitaan ero. Yleensä valitaan 11=12 siten, että virta on avalanche-prosessin 25 maksimitransienttinopeuden alueella. Tämä voi olla esimerkiksi virta, jolla saavutetaan käytettävien transis-toreiden transienttitaajuus fT.The values of currents II and 12 may be different if a difference is needed between pulse width and pause. Generally, 11 = 12 is selected such that the current is within the maximum transient velocity of the avalanche process. This may be, for example, a current to achieve the transient frequency fT of the transistors used.

Tarkemmin sanottuna transistorin Q3 kollektori on kytketty Ql:n kollektorille ja kanta Ql:n kannalle. 30 Transistorin Q4 kollektori on kytketty Q2:n kollektorille ja kanta Q2:n kannalle. Transistoreiden Q3 ja Q4 emitterit on kytketty yhteen ja virtalähteen 22 kautta käyttöjännitepotentiaaliin 0V.More specifically, the collector of transistor Q3 is coupled to the collector of Q1 and the base to the base of Q1. The collector of transistor Q4 is coupled to the collector of Q2 and the base to the base of Q2. The emitters of the transistors Q3 and Q4 are coupled together and through a power supply 22 to an operating voltage potential of 0V.

Kuviossa 3 on esitetty keksinnön toisen suoritus-35 muodon mukainen oskillaattori. Kuvion 2 peruspiirin li- 10 103232 säksi kuvion 3 oskillaattori käsittää ulostulopuskuri-transistorit Q5 ja Q6, jotka antavat suuremman ulostu-lovirran ja estävät ulostuloa kuormittamasta muita tran-sistoreita. Lisäksi puskuritransistoreiden ja toisen 5 käyttöjännitteen 0V väliin on sijoitettu pull-down -transistorit Ml ja M2, jotka ovat MOS-transistoreita. Ml ja M2 on ristiinkytketty Q6:n ja vastaavasti Q5:n emittereille. Tämä kasvattaa merkittävästi nopeutta sekä Q5:n ja Q6:n muodostamien emitteriseuraajien tehokkuut-10 ta, ja aikaansaa suuremman amplitudin ja alhaisemman ' ulostuloresistanssin samasta pienjännitteisestä teholäh teestä tekniikan tason ratkaisuihin verrattuna.Figure 3 shows an oscillator according to a second embodiment of the invention. In addition to the basic circuit 103232 of Figure 2, the oscillator of Figure 3 comprises output buffer transistors Q5 and Q6 which provide a higher output notch and prevent the output from being loaded by other transistors. In addition, pull-down transistors M1 and M2, which are MOS transistors, are disposed between the buffer transistors and the second operating voltage 0V. M1 and M2 are cross-linked to the emitters of Q6 and Q5, respectively. This significantly increases the speed as well as the efficiency of the emitter followers formed by Q5 and Q6, and provides greater amplitude and lower output resistance from the same low voltage power source compared to prior art solutions.

Tarkemmin sanottuna Q5:n kollektori on kytketty " käyttöjännitteeseen Vcc, kanta on kytketty Ql:n kollek- 15 torille ja emitteri Ml:n nielu-elektrodille. Q6:n kollektori on kytketty käyttöjännitteeseen Vcc, kanta on kytketty Q2:n kollektorille ja emitteri M2:n nielu-elektrodille. Ml:n hila on kytketty Q6:n emitterille ja lähde käyttöjännitteeseen 0V. M2:n hila on kytketty Q5:n 20 emitterille ja lähde käyttöjännitteeseen 0V.More specifically, the collector of Q5 is connected to a "supply voltage Vcc, the base is connected to a collector of Q1 and an emitter M1 to the drain electrode. The collector of Q6 is connected to a supply voltage Vcc, the base is connected to collector Q2 and emitter M2. The gate of M1 is connected to the emitter of Q6 and source to the operating voltage 0V The gate of M2 is connected to the emitter of Q5 and the source to the operating voltage of 0V.

Kuvion 2 piiri ei ole täysin tyydyttävä, koska saavutettu ulostuloamplitudi on vain noin 35mV. Tämän " ongelman aiheuttaa ensisijaisesti MOS-transistoreiden äärellinen kynnys jännite VT, joka estää niitä toimimasta __ v 25 asianmukaisesti näin alhaisilla jännitteillä. Ml:n ja ’ M2:n sijasta voidaan käyttää bipolaaritransistoreita, =; mutta tulos ei ole parempi. Toinen vaihtoehto on kasvat- ' taa Vcc arvoon, joka on suurinpiirtein sama kuin MOS- transistoreiden VT. Vaikka ulostuloamplitudi on tämän .· 30 jälkeen riittävän suuri, signaalimuoto on lähes koi- • · E ' ‘ miomainen ja sopimaton joihinkin sovelluksiin. Ideaali sessa virtalähteessä 11, 12 tai 22 ei synny jännitehäviöitä. Reaalinen virtalähde 11, 12 tai 22 muodostuu kuitenkin esim. virtapeilistä, jota ohjataan jännitteellä. 35 Tällöin virtapeilin yli syntyy jännitehäviö, jolloinThe circuit of Figure 2 is not entirely satisfactory since the output amplitude achieved is only about 35mV. This problem is primarily caused by the finite threshold voltage VT of MOS transistors, which prevents them from operating __ v 25 properly at such low voltages. Instead of M1 and 'M2, bipolar transistors, =; can be used, but the result is not better. - 'gives Vcc to a value roughly the same as the VT of the MOS transistors, even though the output amplitude is large enough after this. 30, the signal form is almost perfect and unsuitable for some applications. Ideal for a power supply 11, 12 or However, the actual power supply 11, 12 or 22 consists of, for example, a current mirror which is controlled by a voltage. 35 This causes a voltage drop across the current mirror, whereby

• I• I

11 103232 tarvitaan hieman korkeampi käyttöjännite. Täten käyttö-jännite Vc on suurempi kuin 2V, koska siinä täytyy olla mukana 0,5 V jännite, joka tarvitaan reaalisten virtalähteiden yli.11 103232 A slightly higher operating voltage is required. Thus, the operating voltage Vc is greater than 2V because it must include the 0.5V required over the actual power supplies.

5 Kuvio 4 esittää keksinnön kolmannen suoritusmuo don mukaisen oskillaattorin, jossa suorituskykyä on parannettu kasvattamalla MOS-transistoreiden Ml ja M2 ohjauksen tehokkuutta. Niiden ohjaus otetaan nyt Ql:n ja Q2:n kollektoreilta, mikä muodostaa toisen ristiinkyt-10 kennän piirissä. Tarkemmin sanottuna Ml:n hila on kytketty Q2:n kollektorille ja M2:n hila on kytketty Ql:n kollektorille.Figure 4 shows an oscillator according to a third embodiment of the invention in which performance is improved by increasing the control efficiency of the MOS transistors M1 and M2. Their control is now taken from the Q1 and Q2 manifolds, forming a second crossover in the 10-cell circuit. More specifically, the G1 of the M1 is connected to the collector of Q2 and the gate of the M2 is connected to the collector of Q1.

Kuvion 4 oskillaattorin nopeus on sama kuin kuvioiden 2 ja 3 piireissä, mutta ulostulosignaalin ampli-15 tudi ja muoto on parempi näillä korkeilla taajuuksilla. Myöskin tarvittava käyttöjännite on alhaisin mahdollinen 1,1V + 0,4V = 1,5 V, missä 0,4V käytetään reaalisten virtalähteiden 11, 12 ja 22, kun ne toteutetaan MOS-transistoreilla.The speed of the oscillator of Figure 4 is the same as that of the circuits of Figures 2 and 3, but the amplitude and shape of the output signal is better at these high frequencies. Also, the required operating voltage is the lowest possible at 1.1V + 0.4V = 1.5V, where 0.4V is used for real power supplies 11, 12 and 22 when implemented with MOS transistors.

20 Kuvion 2 piiriä on analysoitu käyttäen 0,8 pm Bi- CMOS-teknologiaa, jossa bipolaarisilla NPN-transisto-reilla transienttitaajuus FTMAX = 14 GHz. Transistoreiden läpi kulkeva virta on valittu olemaan sellainen, joka aikaansaa tämän transienttitaajuuden FT, jolloin virta on 25 tällä teknologialla noin 800 μΑ. MOS-transistoreilla Ml ja M2 W=l,2um ja W/L=100.The circuit of Figure 2 has been analyzed using 0.8 µm Bi-CMOS technology, with bipolar NPN transistors having a transient frequency FTMAX = 14 GHz. The current flowing through the transistors is chosen to provide this transient frequency FT, so that the current is about 800 μΑ with this technology. For MOS transistors M1 and M2 W = 1.2 µm and W / L = 100.

Analyysissä referenssikondensaattorin C kapasitanssiarvo oli 0,5pF ja säätövirtaa muutettiin alueella 500-800uA.In the analysis, the capacitor value of the reference capacitor C was 0.5pF and the control current was changed in the range of 500-800uA.

Näin saavutettu taajuusalue kattoi 880MHz-l,7GHz. Saavu- ,1 30 tettu säätökyky on siten 2,6GHz/mA, mikä ylittää oleel- • · lisesti tunnetuilla piireillä saavutetut tulokset. Amplitudi on noin 550mW ja tehonkulutus vain 3,3mW käyttö-jännitteestä 1,5V. Piirin säätökyky on 750MHz/mA. Referenssikondensaattorin C yli olevan signaalin muoto säi-35 lyy emitterikytketyille multivibraattoreille tyypillisi- • i 12 103232 nä, mikä on pääsyy hyvin alhaiselle vaihekohinalle. Oskillaattori kykenee toimimaan myös matalilla taajuuksilla, joilla voidaan helpommin käyttää suuria ulkopuolisia kondensaattoreita C.The frequency range thus achieved covered 880MHz-1.7GHz. The resulting tuning power is thus 2.6GHz / mA, substantially exceeding the results achieved with known circuits. The amplitude is about 550mW and power consumption is only 3.3mW from the operating voltage of 1.5V. The circuit has a tuning capability of 750MHz / mA. The shape of the signal over the reference capacitor C remains characteristic of emitter-coupled multivibrators, which is the main reason for the very low phase noise. The oscillator is also capable of operating at low frequencies which make it easier to use large external capacitors C.

5 Jos virtalähde 11, 12 tai 22 muodostuu virtapei listä, jota ohjataan jännitteellä, saadaan jänniteohjat-tu oskillaattori VCO. Kuviossa 5 esitetty yksi tapa toteuttaa VCO kuvion 2 piiristä on syöttää virrat II, 12 ja loom virtapeileillä M6-M7 ja M8, joita ohjataan dif-10 ferentiaalivahvistimella M2-M3-M4-M5. Differentiaalivah vistinta ohjataan säätöjännitteellä VCOcontrol. Jos virtalähde 11, 12 tai 22 toteutetaan piiriratkaisulla, jota ohjataan virralla, saadaan virtaohjattu oskillaattori. Nämä erilaiset virtalähteen toteutukset ovat alan ammat-15 timiehelle ilmeisiä.5 If the current source 11, 12, or 22 is formed by a current mirror controlled by a voltage, a voltage controlled oscillator VCO is obtained. One way of implementing the VCO from the circuit of FIG. The differential amplifier is controlled by the control voltage VCOcontrol. If the power supply 11, 12 or 22 is implemented by a current-controlled circuit solution, a current-controlled oscillator is obtained. These various power supply embodiments will be apparent to those skilled in the art.

Keksintö voidaan toteuttaa myös puhtaasti Bipo-laaritekniikalla.The invention can also be carried out purely by Bipo bar technique.

Keksinnön mukainen oskillaattoripiiri on erityisen sopiva nykyaikaisiin vaihelukittuihin silmukoihin 20 (PLL) tietoliikenne- ja mikroprosessorisovellutuksissa.The oscillator circuit of the invention is particularly suitable for modern phase-locked loops (PLL) in telecommunications and microprocessor applications.

Piirrokset ja niihin liittyvä selitys on tarkoitettu vain havainnollistamaan keksintöä. Yksityiskohdiltaan keksintö voi vaihdella oheisten patenttivaatimusten *;· puitteissa ja hengessä. 1 m * • ·The drawings and the description related thereto are intended only to illustrate the invention. The details of the invention may vary within the spirit and spirit of the appended claims. 1 m * • ·

Claims

An oscillator circuit comprising an operating voltage source (1), a first non-linear amplifier component (Q1), which comprises a first and second main electrode and a control electrode, a second non-linear amplifier component (Q2) comprising a first and second main electrode, and a control electrode, wherein the first main electrode of the second amplifier component (Q2) is coupled to control the control electrode of the first amplifier component (Q1) and, correspondingly, the first main electrode of the first amplifier component (Q1) is coupled to control the second amplifier component (Q2), capacitive component (C1) coupled between the second main electrode of the first amplifier component (Q1) and the second main electrode of the second amplifier component (Q2), a first and second resistors (Rcl, Rc2), through which the first main electrode of the first amplifier component (Q1) and the first main electrode of the second amplifier component (Q2) is cow a first controllable current source (11), which is connected in series between the second main electrode of the first amplifier component (Q1) and the second potential of the operating voltage source, a second controllable current source (12) Connected in series between the second main electrode of the second amplifier component t '· (Q2) and the second potential of the operating voltage source, said currents II and 12 of said first and second current sources determining the frequency, means of the oscillator, means (Q3, Q4, 22 ) for conducting a compensation current via the first resistor (Rcl) and the second resistor (Rc2), respectively, such that the current passing through each resistor is substantially constant and independent of the currents II and 12, characterized in that the oscillator circuit additionally comprises a fifth and sixth amplifier components (Q5, Q6) which act as output buffers, and a pull-down circuit (M1, M2) between the fifth and sixth amplifier components and the second potential of the operating voltage source (1).

2. Oscillator circuit according to claim 1, characterized in that said means comprises a third amplifier component (Q3), whose first main electrode is coupled to the second main electrode of the first amplifier (Q1) and control electrode to the first main of the second amplifier component (Q2). - 1 electrode, a fourth amplifier component (Q4), the first main electrode of which is connected to the second amplifier component! the second main electrode (Q2) and the control electrode for the first main amplifier component (Q1) of the first amplifier component (Q1). electrode, a third adjustable current source (22), the first pole of which is coupled to the third and fourth amplifiers of the second main electrode of the component (Q3, Q4) and the second pole of the voltage source (1) of the voltage source (1).

3. Oscillator circuit according to claim 2, characterized in that the third current source is controlled so that the sum of the compensating current of the second current source (22) and the currents II and 12 are substantially constant.

4. Oscillator circuit according to claim 1, characterized in that the first amplifier component (Q5) is the first *! main electrode is coupled to the first potential of the operating voltage source (1), control electrode to the first main electrode (Q1) first main electrode and second main 1 to the pull-down circuit, the first 1 main electrode of the sixth amplifier component (Q6) is connected to the first potential of the operating voltage source (1), control electrode to the first main electrode of the second amplifier component (Q2) and second main electrode to said pull-down circuit.

5. Oscillator circuit according to claim 4, characterized in that the pull-down circuit comprises a seventh amplifier component (M1) coupled between the second main electrode of the fifth amplifier component (Q5) and the second potential of the voltage source (1) and whose control electrode is coupled to the control electrode of the sixth amplifier component (Q6), an eighth amplifier component (M2) coupled between the second main electrode of the sixth amplifier component (Q6) and the other potential of the voltage source (1) and whose control electrode is coupled to the sixth amplifier component6.

6. Oscillator circuit according to claim 4, characterized in that the pull-down circuit comprises a seventh amplifier component (M1) coupled between the second main electrode of the fifth amplifier component (Q5) and the second potential of the voltage source (1) and whose control electrode is coupled to the second amplifier component (Q2) first main electrode, an eighteenth amplifier component (M2) coupled between the second main electrode of the sixth amplifier component (Q6) and the second potential of the voltage source (1) and whose control electrode is coupled to the first amplifier component (Q1) first main electrode.

The oscillator circuit according to claim 5 or 6, characterized in that the first, second, third, fourth, fifth and sixth amplifier components are bipolar transistors and the seventh and fourth amplifier components are MOS transistors. I t I 20 1 0 3 2 3 2

Oscillator circuit according to any of claims 1-6, characterized in that all amplifier components are bipolar transistors.