ES3029285T3 - Bass enhancement for loudspeakers - Google Patents

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ES3029285T3
ES3029285T3 ES21718711T ES21718711T ES3029285T3 ES 3029285 T3 ES3029285 T3 ES 3029285T3 ES 21718711 T ES21718711 T ES 21718711T ES 21718711 T ES21718711 T ES 21718711T ES 3029285 T3 ES3029285 T3 ES 3029285T3
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transform
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Yuxing Hao
Xuemei Yu
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Abstract

Un método de procesamiento de audio incluye la generación de armónicos en un dominio de filtro híbrido de espejo en cuadratura complejo. La generación de armónicos puede incluir la multiplicación, el uso de un bucle de retardo de retroalimentación y la compresión dinámica. Los armónicos pueden generarse a partir de una o más subbandas híbridas de la señal del dominio de transformación complejo. (Traducción automática con Google Translate, sin valor legal)

Description

DESCRIPCIÓN
Realce de graves para altavoces
Referencia cruzada a las solicitudes relacionadas
Esta solicitud reivindica la prioridad de la solicitud internacional n.° PCT/CN2020/080460 presentada el 20 de marzo de 2020; y la solicitud provisional US- n.° 63/010.390 presentada el 15 de abril de 2020.
Campo
La presente descripción se refiere al procesamiento de audio, y en particular, al realce de graves.
Antecedentes
Salvo que en la presente memoria se indique lo contrario, los enfoques descritos en esta sección no técnica anterior a las reivindicaciones de esta solicitud y no se admite que sean técnica anterior por su inclusión en esta sección.
El efecto de graves es una experiencia de usuario deseable y un indicador de evaluación del usuario para dispositivos móviles tales como teléfonos móviles, reproductores multimedia, tabletas, ordenadores portátiles, cascos, auriculares, etc. Debido a las limitaciones físicas de los transductores en dispositivos móviles (p. ej., tamaño del diafragma, peso del imán, etc.) es difícil que el altavoz del dispositivo móvil reproduzca totalmente la acústica del sonido grave original. Como resultado, los dispositivos móviles suelen implementar técnicas de procesamiento de audio (p. ej., usando procesos de software, etc.) para perfeccionar el sonido de los graves. Estos procesos de realce de graves pueden denominarse en general técnicas de "graves virtuales".
La patente europea EP2720477 describe un método, sistema y dispositivo de síntesis de graves virtuales que utilizan transposición armónica. Además, La patente europea EP2720477 describe la realización de transposición armónica en componentes de baja frecuencia de una señal de audio de entrada mediante la realización de una transformada sobremuestreada de dominio de frecuencia sobre la señal de audio de entrada.
El documento US2015312676 describe un sistema de reducción de latencia en un sistema de procesamiento de graves virtuales que realiza una transposición armónica en componentes de baja frecuencia de una señal de audio para generar datos transpuestos indicativos de armónicos de la señal de audio. Los componentes de baja frecuencia se generan realizando una transformada sobremuestreada en de dominio de frecuencia de la señal de audio.
La patente europea EP0972426 describe un aparato y un método para transmitir a un oyente una pseudo sensación psicoacústica de baja frecuencia) (Pseudo-LFPS) de una señal sonora, que incluye: unidad de frecuencia capaz de derivar de la señal sonora señal de alta frecuencia y señal de baja frecuencia (señal LF) que se extiende sobre un intervalo de baja frecuencia de interés.
El documento WO2019021276 describe un método para transmitir a un oyente una sensación psicoacústica de pseudobaja frecuencia de una señal de sonido multicanal que preserva la direccionalidad.
El documento US2018014125 describe sistemas, métodos y técnicas para procesar una señal de audio para añadir graves virtuales.
Compendio
Uno de los problemas de los actuales sistemas de mejora de graves es que pueden tener una gran complejidad computacional. Teniendo en cuenta lo anterior, puede ser necesario aplicar el realce de graves con una complejidad computacional reducida.
Como se considera con más detalle en la presente memoria, realizaciones consideran técnicas de realce de graves basadas en el principio del "fundamental ausente". Este principio establece de forma psicoacústica que si un ser humano escucha los armónicos de una señal de baja frecuencia en lugar de la propia señal de baja frecuencia (fundamental), el cerebro del oyente es capaz de extrapolar y, por tanto, percibir la señal de baja frecuencia ausente. Por ende, para altavoces físicamente inadecuados para reproducir señales de baja frecuencia (graves), una forma de perfeccionamiento psicoacústico consiste en generar armónicos en el intervalo de frecuencias bajas para realzar el efecto de graves.
La técnica de realce de graves descrita en esta memoria descriptiva es menos compleja desde el punto de vista computacional que las tecnologías convencionales de graves virtuales, pero consigue un efecto similar. Por ende, realizaciones ahorran complejidad computacional. De forma adicional, la menor complejidad permite reducir la latencia. La técnica también puede incluir esquemas de ajuste de sonoridad para ajustar la potencia de los armónicos generados, lo que hace que la percepción de la sonoridad resultante sea más realista y el efecto de graves más contundente.
Las técnicas descritas en esta memoria descriptiva pueden usarse para mejorar la salida de altavoces de tamaño medio y transductores más pequeños, p. ej., altavoces de teléfonos móviles, altavoces inalámbricos, etc.
Según la invención, se proporciona un método de procesamiento de audio implementado por ordenador, tal como se define en la reivindicación 1, un medio legible por ordenador no transitorio que almacena un programa informático según se define en la reivindicación 13, y un aparato para el procesamiento de audio según se define en la reivindicación 14.
Breve descripción de los dibujos
La figura 1 es un diagrama de bloques de un sistema de procesamiento de audio 100.
La figura 2 es un diagrama de bloques de un sistema de realce de graves 200.
La figura 3 es un diagrama de bloques de un generador de armónicos 300.
La figura 4 es un diagrama de bloques de un generador de armónicos 400.
La figura 5 es un diagrama de bloques de un generador de armónicos 500.
La figura 6 es un gráfico 600 que muestra curvas de sonoridad iguales
La figura 7 es un gráfico 700 que muestra diversas ganancias de compresión c.
La figura 8 es un diagrama de bloques de un generador de armónicos 800.
Las figuras 9A, 9B, 9C, 9D, 9E y 9F muestran un conjunto de gráficos 900a-900f.
La figura 10 es un diagrama de bloques de un sistema de realce de graves 1000.
La figura 11 es una arquitectura de dispositivo móvil 1100 para implementar las características y procesos descritos en la presente memoria, según una realización.
La figura 12 es un diagrama de flujo de un método 1200 de procesamiento de audio.
Descripción detallada
En la presente memoria se describen técnicas relacionadas con el realce de graves. En la siguiente descripción, con fines explicativos, se exponen numerosos ejemplos y detalles específicos con el fin de proporcionar una comprensión completa de la presente descripción.
En la siguiente descripción, se detallan diversos métodos, procesos y procedimientos. Aunque pueden describirse etapas concretas en un orden determinado, dicho orden es principalmente por comodidad de uso y claridad. Una etapa en particular puede repetirse más de una vez, puede producirse antes o después de otras etapas, y puede producirse en paralelo con otras etapas.
Este documento describe diversas funciones de procesamiento que están asociadas a estructuras tales como bloques, elementos, componentes, circuitos, etc. En general, estas estructuras pueden ser implementadas por un procesador que es controlado por uno o más programas informáticos.
La figura 1 es un diagrama de bloques de un sistema de procesamiento de audio 100. El sistema de procesamiento de audio 100 generalmente recibe una señal de audio de entrada 102, procesa la señal de audio de entrada 102 según los procesos de realce de graves descritos en la presente memoria, y genera una señal de audio de salida 104. El sistema de procesamiento de audio 100 incluye un sistema de transformación de señales 110, un sistema de realce de graves 120, un sistema de procesamiento adicional 130 (opcional), y un sistema de transformada inversa de señales 140. El sistema de procesamiento de audio 100 puede incluir otros componentes que (por brevedad) no se analizan en detalle. Los componentes del sistema de procesamiento de audio 100 pueden implementarse mediante uno o más programas informáticos ejecutados por un procesador.
El sistema de transformada de señales 110 recibe la señal de audio de entrada 102, realiza un proceso de transformación de señal y genera una señal de audio transformada 112. La señal de audio de entrada 102 puede ser una señal de dominio de tiempo digital que incluye un número de muestras que corresponden a audio (p. ej., sonido en formato de modulación por impulsos codificados (PCM) de forma de onda. La señal de audio de entrada 102 puede tener una frecuencia de muestreo de 32 kHz, 44,1 kHz, 48 kHz, 192 kHz, etc. La señal de audio de entrada 102 puede proceder de diversos formatos, incluyendo la norma de compresión digital de audio (AC-3, E-AC-3) del Comité de Sistemas Avanzados de Televisión (ATSC). Como un ejemplo específico, la señal de audio de entrada 102 puede proceder de una señal Dolby Digital Plus™ con una frecuencia de muestreo de 48 kHz.
El sistema de transformación de señales 110 puede realizar una variedad de procesos de transformación de señales. En general, el proceso de transformación de señal transforma la señal de audio de entrada 102 de un primer dominio de señal a un segundo dominio de señal. Por ejemplo, el primer dominio puede ser el dominio de tiempo, y el segundo dominio de señal puede ser el dominio de frecuencia, el dominio de frecuencia de espejo en cuadratura (QMF), el dominio de frecuencia de espejo en cuadratura complejo (CQMF), el dominio de frecuencia de espejo en cuadratura complejo híbrido (HCQMF), etc. La transformación del primer dominio de señal al segundo dominio de señal también puede denominarse "análisis", p. ej., análisis de transformación, análisis de señales, análisis del banco de filtros, análisis de QMF, análisis de CQMF, análisis de HCQMF, etc.
En general, la información del dominio QMF se genera mediante un filtro cuya respuesta en frecuencia es la imagen especular en torno a n/2 de la de otro filtro; juntos, estos filtros se conocen como un par QMF. La teoría QMF comprende también bancos de filtros con más canales que dos (p. ej., 64 canales); se pueden denominar bancos QMF de M canales. La teoría QMF enseña además bancos pseudo QMF de M canales de la clase denominada bancos de filtros modulados. En general, la información del dominio "CQMF" es el resultado de un banco de filtros de transformada discreta de Fourier (DFT) con modulación compleja aplicado a una señal de dominio de tiempo. El CQMF es una señal "compleja" porque incluye señales de valor complejo, p. ej., señales que incluyen una parte imaginaria además de la parte real. En general, la información de dominio "HCQMF" corresponde a la información de dominio CQMF en la que el banco de filtros CQMF se ha ampliado a una estructura híbrida para obtener una resolución de frecuencia no uniforme eficaz que se ajusta mejor a la resolución de frecuencia del sistema auditivo humano. En general, el término "híbrida" se refiere a una estructura en la que al menos una banda de frecuencias está dividida en subbandas.
Según una implementación específica de HCQMF, la información de HCQMF se genera en 77 bandas de frecuencia, donde las bandas de CQMF inferiores se dividen a su vez en subbandas para obtener una mayor resolución de frecuencia para las frecuencias más bajas. Según otra realización específica, el sistema de transformación de señales 110 transforma cada canal de la señal de audio de entrada 102 en 64 bandas de CQMF, y además divide las 3 bandas más bajas en subbandas de la siguiente manera: la primera banda se divide en 8 subbandas, y la segunda y tercera bandas se dividen, cada una, en 4 subbandas. (Esta división híbrida de las bandas más bajas en subbandas es para perfeccionar la resolución de baja frecuencia de estas bandas). El sistema de transformación de señales 110 puede incluir filtros Nyquist para dividir las bandas en subbandas. Las 77 bandas de HCQMF corresponden a continuación a las 61 bandas de CQMF más altas, más las 16 subbandas (8+4+4) de las 3 bandas de CQMF más bajas. Las subbandas y bandas pueden estar numeradas de 0 a 76, siendo la subbanda de frecuencia más baja la número 0. A continuación, las demás subbandas se numeran del 1 al 15, y las restantes bandas, se numeran del 16 al 76. Estas 77 bandas de HCQMF pueden denominarse a continuación "bandas híbridas" o "canales" junto con su número, p. ej., banda híbrida 0, banda híbrida 1, banda híbrida 76, canal 0, canal 1, canal 76, etc. Las bandas híbridas 0-15 también pueden denominarse "subbandas" junto con su número, p. ej., subbanda 0, subbanda 1, subbanda 15, etc. Las bandas híbridas 16-76 también pueden denominarse "bandas" junto con su número, p. ej., banda 16, banda 17, banda 76, etc. Los canales 1 y 3 pueden tener bandas de paso en el eje de frecuencias negativas, pero, por lo general, los demás canales no las tienen.
(Obsérvese que los términos QMF, CQMF y HCQMF se usan en la presente memoria de forma un tanto coloquial. Específicamente, los términos QMF/CQMF pueden usarse coloquialmente para referirse a un banco de filtros DFT que puede incluir más de dos bandas. El término HCQMF puede usarse coloquialmente para referirse a un banco de filtros DFT no uniforme que puede incluir más de dos bandas).
Como un ejemplo específico, el sistema de transformación de señales 110 realiza una transformación HCQMF en la señal de audio de entrada 102 para generar la señal de audio transformada 112 que tiene 77 bandas de frecuencia. En este caso, el dominio de señal de la señal de audio transformada 112 puede denominarse dominio HCQMF o dominio híbrido, y la transformación HCQMF puede denominarse análisis HCQMF.
El ancho de banda y la frecuencia de muestreo de las bandas dependerán de la frecuencia de muestreo de la señal de audio de entrada 102. Por ejemplo, cuando la señal de audio de entrada 102 tiene una frecuencia de muestreo de 48 kHz (correspondiente a un ancho de banda máximo de 24 kHz), la estructura híbrida con 77 bandas analizada anteriormente da como resultado una frecuencia de muestreo de 750 Hz para todas las bandas. Las 61 bandas con las frecuencias más altas tienen un ancho de banda de banda de paso de 375 Hz; las 8 subbandas de frecuencia más baja tienen un ancho de banda de banda de paso de 93,75 Hz; y las subbandas de frecuencia inmediatamente inferior tienen un ancho de banda de banda de paso de 187,5 Hz.
El sistema de realce de graves 120 recibe la señal de audio transformada 112, realiza el realce de graves, y genera una señal de audio realzada 122. En general, el sistema de realce de graves 120 genera armónicos a la señal de audio transformada 112 para que el oyente perciba psicoacústicamente la fundamental ausente. Más adelante se proporcionan más detalles sobre el sistema de realce de graves 120 (p. ej., con referencia a la figura 2, etc.).
El sistema de procesamiento adicional 130 es opcional. Cuando esté presente, el sistema de procesamiento adicional 130 recibe la señal de audio realzada 122, realiza un procesamiento de señal adicional y genera una señal de audio procesada 132. Como alternativa, el sistema de procesamiento adicional 130 puede operar sobre la señal de audio transformada 112 antes de la operación del sistema de realce de graves 120, en cuyo caso el sistema de realce de graves 120 recibe como entrada la señal de salida del sistema de procesamiento adicional 130 (en lugar de recibir la señal de salida directamente del sistema de transformación de señales 110). Como otra opción, el sistema de procesamiento adicional 130 puede ser múltiples sistemas de procesamiento adicionales que operan tanto antes como después del sistema de realce de graves 120. La disposición específica del sistema de procesamiento adicional 130 dentro del sistema de procesamiento de audio 100 puede variar según los tipos específicos de procesamiento adicional que realice el sistema de procesamiento adicional 130.
En general, el sistema de procesamiento adicional 130 realiza un procesamiento adicional de la señal de audio de entrada 102 en el dominio de transformada. Esto permite que el sistema de realce de graves 120 funcione junto con las técnicas de procesamiento de audio existentes que se implementan en el dominio de transformada. El procesamiento adicional incluye, por ejemplo, el realce de diálogo, ecualización inteligente, nivelación de volumen, limitación espectral, etc. El realce de diálogo se refiere a realzar las señales del habla (p. ej., en comparación con los efectos sonoros), para perfeccionar la inteligibilidad del habla. La ecualización inteligente consiste en realizar un ajuste dinámico del tono de audio, p. ej., para dar coherencia al equilibrio espectral (también conocido como "tono" o "timbre"). La nivelación de volumen consiste en aumentar el volumen del audio bajo y reducir el volumen del audio alto, p. ej., para reducir la necesidad de que el oyente realice un ajuste manual del volumen. La limitación espectral se refiere a la limitación de frecuencias o bandas de frecuencia seleccionadas, p. ej., para limitar las frecuencias más bajas, difíciles de emitir por altavoces pequeños.
El sistema de transformación de señales inversa 140 recibe la señal de audio realzada 122 (u opcionalmente la señal de audio procesada 132), realiza una transformación inversa y genera la señal de audio de salida 104. La transformación inversa generalmente convierte una señal del segundo dominio de señal de vuelta al primer dominio de señal. En general, la transformación inversa es una inversa del proceso de transformación de señales realizado por el sistema de transformación de señales 110. Por ejemplo, cuando el sistema de transformación de señales 110 realiza una transformación HCQMF, el sistema de transformación de señales inversa 140 realiza una transformación HCQMF inversa. La transformación del segundo dominio de señal de vuelta al primer dominio de señal también puede denominarse "síntesis", p. ej., síntesis de transformada, síntesis de señal, síntesis de banco de filtros, etc.; y la transformación HCQMF inversa se puede denominar síntesis HCQMF.
De esta manera, la señal de audio de salida 104 corresponde a la señal de audio de entrada 102, con la adición del realce de graves y/o realces de señal adicionales. La señal de audio de salida 104 puede ser emitida a continuación por un altavoz y percibida como sonido por el oyente.
Como se ha analizado anteriormente y con más detalle a continuación, el sistema de realce de graves 120 es adecuado para altavoces pequeños y medianos. Los procesos implementados por el sistema de realce de graves 120 pueden ser más sencillos que muchos métodos de realce de graves existentes; en comparación con estos métodos existentes, el sistema de realce de graves 120 tiene una menor complejidad computacional y permite una latencia corta, conservando la calidad de audio. El sistema de realce de graves 120 es muy adecuado para altavoces de tamaño medio, p. ej., en televisores o altavoces inalámbricos, y también es eficaz para el perfeccionamiento de graves de transductores pequeños, p. ej., para teléfonos móviles, portátiles y tabletas. El sistema de realce de graves 120 en un modo de funcionamiento no solo añade armónicos a la mezcla, sino que también añade el grave original (modificado dinámicamente), es decir, puede funcionar para tener un refuerzo de graves inherente.
La figura 2 es un diagrama de bloques de un sistema de realce de graves 200. El sistema de realce de graves 200 puede usarse como el sistema de realce de graves 120 (véase la figura 1). Para abreviar, la descripción de la figura 2 se centra en una única ruta de procesamiento de señales para describir el funcionamiento general del sistema de realce de graves 200; también pueden implementarse rutas de procesamiento de señales adicionales en variaciones de los sistemas de realce de graves descritos en la presente memoria (véase, p. ej., la figura 10). En la presente memoria también se describirán brevemente las rutas adicionales de procesamiento de señales.
El sistema de realce de graves 200 recibe la señal de audio transformada 112 (véase la figura 1). Como se ha analizado anteriormente, la señal de audio transformada 112 es una señal de dominio de transformada compleja híbrida (p. ej., una señal de dominio HCQMF) con un número de bandas (es decir, p. ej., 77 bandas híbridas, con las 3 bandas de frecuencia más baja divididas en subbandas). Como señal compleja, la señal de audio transformada 112 tiene valores complejos, p. ej., tanto valores reales como valores imaginarios. Cada subbanda puede procesarse en su propia ruta de procesamiento, por lo que la siguiente descripción se centra en el procesamiento de una subbanda (p. ej., una de las subbandas 0, 2, 4, 6, etc.). El sistema de realce de graves 200 incluye un muestreador ascendente 202, un generador de armónicos 204, un procesador de dinámica 206 (opcional), un convertidor 208 (opcional), un filtro 212, un retardo 214 y un mezclador 216.
El muestreador ascendente 202 recibe la señal de audio transformada 112, realiza el muestreo ascendente y genera una señal muestreada de forma ascendente 220. Como un ejemplo, cuando la señal de audio de entrada 102 (véase la figura 1) tiene una frecuencia de muestreo de 48 kHz, y la señal de audio transformada 112 se procesa en 64 bandas, cada banda tiene una frecuencia de muestreo de 750 Hz. muestreador ascendente 202 puede muestrear de forma ascendente la subbanda seleccionada de la señal de audio transformada 112 por 2x, 3x, 4x, 5x, 6x, etc. Una cantidad adecuada de muestreo ascendente es 4x, p. ej., para que la señal muestreada de forma ascendente 220 tenga una frecuencia de muestreo de 3 kHz cuando la subbanda seleccionada de la señal de audio transformada 112 tiene una frecuencia de muestreo de 750 Hz. La señal muestreada de forma ascendente 220 es una señal de dominio de transformada compleja. La señal muestreada de forma ascendente 220 tiene un ancho de banda que corresponde al ancho de banda de la subbanda seleccionada de la señal de audio transformada 112. Como un ejemplo, cuando la subbanda 0 seleccionada que tiene un ancho de banda de banda de paso de 93,75 Hz se introduce en el muestreador ascendente, la señal muestreada de forma ascendente 220 también tiene un ancho de banda de 93,75 Hz.
El muestreador ascendente 202 puede implementarse realizando una síntesis CQMF. Como un ejemplo, para muestrear de forma ascendente la subbanda 0 de 750 Hz a 3000 Hz (muestreo ascendente 4x), el muestreador ascendente puede implementar la síntesis CQMF de 4 canales, siendo una entrada la subbanda 0 y las otras 3 entradas cero (nulas). La síntesis está configurada para que la señal 220 siga siendo una señal de valor complejo en el dominio de tiempo.
En general, el muestreador ascendente 202 proporciona techo dinámico adicional al generar los armónicos (véase el generador de armónicos 204), para permitir la ampliación del ancho de banda sin solapamiento (también se denomina plegado espectral). El muestreador ascendente 202 puede omitirse al procesar uno o más de las subbandas de frecuencia más baja. Por ejemplo, al procesar la banda más baja (p. ej., subbanda 0) únicamente, el muestreador ascendente 202 se puede omitir, ya que pueden generarse hasta (al menos) armónicos de 6to orden sin plegado. Procesando las dos bandas inferiores (p. ej., subbandas 0 y 2), el muestreador ascendente 202 puede omitirse si solo se generan armónicos de 2do y 3er orden. Procesando las tres bandas inferiores (p. ej., subbandas 0, 2 y 4), solo pueden generarse armónicos de 2do orden sin solapamiento. Esto se considera con más detalle en referencia al generador de armónicos 204.
El generador de armónicos 204 recibe la señal muestreada de forma ascendente 220 y genera armónicos de la misma para dar como resultado una señal 222. Como se denomina en referencia al muestreador ascendente 202, el generador de armónicos 204 amplía el ancho de banda de su señal de entrada al generar los armónicos para la señal 222. Por ejemplo, cuando la subbanda 0 cubre de 0 a 93,75 Hz, la frecuencia de muestreo de 750 Hz puede ser suficiente para evitar el solapamiento de los armónicos generados. De manera similar, cuando la subbanda 2 cubre de 93,75 a 187,5 Hz, la frecuencia de muestreo de 750 Hz puede ser suficiente para evitar el solapamiento de los armónicos generados. Sin embargo, cuando la subbanda 4 cubre de 187,5 a 281,25 Hz, los armónicos se acercan a la frecuencia de Nyquist de la señal original (con la frecuencia de muestreo de 750 Hz), por lo que se recomienda el muestreo ascendente para las subbandas 4, 6, etc. La señal 222 es una señal de dominio de transformada compleja. La señal 222 tiene un ancho de banda que es mayor que el ancho de banda de la entrada al generador de armónicos 204, debido a la adición de las frecuencias armónicas. Por ejemplo, cuando la señal muestreada de forma ascendente 220 tiene un ancho de banda de 93,75 Hz, la señal 222 puede tener un ancho de banda que supera los 300 Hz.
El generador de armónicos 204 utiliza un proceso no lineal para generar los armónicos. En general, un proceso no lineal aplica ganancias diferentes a los distintos componentes de la señal. Entre los procesos no lineales se incluye la multiplicación, un bucle de retardo retroalimentado, rectificación, etc., como se detalla más adelante haciendo referencia a las figuras 3, 4, 5 y 8.
El generador de armónicos 204 también puede realizar una expansión de sonoridad al generar la señal 222. Debido a que el nivel de presión sonora para un intervalo de sonoridad fijo (en fonios) aumenta con la frecuencia en el intervalo bajo/medio (p. ej., menos de 800 Hz), el generador de armónicos 204 realiza una expansión en dinámica al generar la señal 222. Algunos ejemplos de procesos de expansión de sonoridad incluyen la compresión dinámica y la corrección de sonoridad. A continuación se ofrecen más detalles sobre la expansión de sonoridad con referencia a las figuras 6.
El procesador de dinámica 206 recibe la señal 222, realiza un procesamiento de dinámica y genera una señal 224. La señal 224 es una señal de dominio de transformada compleja. En general, el procesador de dinámica 206 implementa el procesamiento de dinámica realizando compresión en la señal 222, para controlar la relación transitorio/tonal de la señal 224. El procesador de dinámica 206 puede implementar un tiempo de ataque que es relativamente más largo (p. ej., entre 4x y 12x más largo, tal como 8x más largo) que el tiempo de liberación. Por ejemplo, el tiempo de ataque puede estar entre 140 y 180 ms (p. ej., 160 ms) y el tiempo de liberación puede estar entre 15 y 25 ms (p. ej., 20 ms). El procesador de dinámica 206 puede implementar la detección de picos suaves desacoplados utilizando topología de prealimentación. El procesador de dinámica 206 puede implementar una compresión similar a la realizada por el generador de armónicos (descrita con más detalle con referencia a las figuras 3, 4 y 5).
El procesador de dinámica 206 es opcional. Cuando se omite el procesador de dinámica 206, el convertidor 208 recibe la señal 222 en lugar de la señal 224.
El convertidor 208 recibe la señal 224 (o la señal 222 cuando se omite el procesador de dinámica 206), elimina la parte imaginaria de la señal 224 y genera una señal 228. En general, la eliminación de la parte imaginaria reduce la complejidad computacional de los bancos de filtros de análisis posteriores (p. ej., el filtro 212), debido al procesamiento de señales de valor real en lugar de señales de valor complejo. Como se ha analizado anteriormente, la señal 224 es una señal de dominio de transformada compleja que tiene valores complejos, p. ej., tanto valores reales como valores imaginarios. El convertidor 208 puede eliminar la parte imaginaria de la señal 224 tomando la parte real de la señal de valor complejo. La señal 228 es una señal de dominio de transformada de valor real.
El convertidor 208 es opcional y puede omitirse en algunas realizaciones del sistema de realce de graves 200.
El filtro 212 recibe la señal 228 (o la señal 224 cuando se omite el convertidor 208, o la señal 222 cuando se omiten el procesador de dinámica 206 y el convertidor 208), realiza el filtrado de la entrada y genera una señal 230. La señal 230 es una señal de dominio de transformada de valor complejo. El filtrado generalmente divide la señal 228 en subbandas como una de las entradas al mezclador 216. Los detalles del filtrado dependerán de si se ha realizado o no un muestreo ascendente (véase el muestreador ascendente 202).
Cuando el muestreador ascendente 202 no está presente, el filtro 212 puede implementarse alimentando la señal de entrada (p. ej., la señal 228) en un banco de filtros Nyquist de 8 canales para generar la señal 230 que tiene subbandas híbridas 0-7.
Cuando el muestreador ascendente 202 está presente, el filtro 212 puede implementarse mediante un banco de filtros de análisis CQMF y dos o más filtros Nyquist. La parte real de la señal de entrada (p. ej., la señal 228) se introduce en el banco de filtros de análisis CQMF; el banco de filtros de análisis CQMF tiene un número adecuado de canales para generar la señal 230 que tiene señales de subbanda de 750 Hz de frecuencia de muestreo. El número adecuado de canales depende a continuación del muestreo ascendente realizado. Por ejemplo, cuando se realiza un muestreo ascendente 4x, y por ende se utiliza un banco de análisis CQMF de 4 canales en el filtro 212, las tres señales de subbanda CQMF de frecuencia más baja se introducen, cada una, en un filtro Nyquist correspondiente (uno que genera las subbandas híbridas 0-7, una que genera las subbandas híbridas 8-11 y otro que genera las subbandas híbridas 12-15). Como otro ejemplo, cuando se realiza un muestreo ascendente 2x, y por ende se utiliza un banco de análisis CQMF de 2 canales en el filtro 212, las dos señales de subbanda CQMF se introducen, cada una, en un filtro Nyquist correspondiente (uno que genera las subbandas híbridas 0-7 y otro que genera las subbandas híbridas 8-11). Los canales CQMF restantes, si los hubiera, se proporcionan al mezclador 216 (con un retardo apropiado correspondiente al retardo de los filtros Nyquist).
El filtro 212 puede ser implementado con filtros similares a los usados por el sistema de transformación de señales 110 (véase la figura 1). Por ejemplo, un primer filtro de análisis Nyquist con 8 canales puede generar las subbandas 0-7, un segundo filtro de análisis de Nyquist con 4 canales puede generar las subbandas 8-11, y un tercer filtro de análisis de Nyquist con 4 canales puede generar las subbandas 12-15.
El retardo 214 recibe la señal de audio transformada 112, implementa un periodo de retardo y genera una señal 232. La señal 232 corresponde a una versión retardada de la señal de audio transformada 112 según el periodo de retardo. El retardo 214 puede implementarse utilizando una memoria, un registro de desplazamiento, etc. El periodo de retardo corresponde al tiempo de procesamiento de los demás componentes de la cadena de procesamiento de señales, p. ej., el muestreador ascendente 202, el generador de armónicos 204, el procesador de dinámica 206, el convertidor 208, el filtro 212, etc. Dado que algunos de estos otros componentes son opcionales, el periodo de retardo disminuye a medida que se omiten más componentes opcionales. En un ejemplo, el periodo de retardo es de 961 muestras, de las cuales 577 corresponden al "muestreo ascendente" y 384 al resto de componentes, p. ej., los filtros de Nyquist. Como otro ejemplo, el periodo de retardo es de 384 muestras cuando se omite el muestreador ascendente 202.
El mezclador 216 recibe la señal 230 y la señal 232, realiza la mezcla y genera la señal de audio realzada 122 (véase la figura 1). La señal de audio realzada 122 es una señal de dominio de transformada. El mezclador 216 mezcla las señales por banda. Por ejemplo, la señal 230 y la señal 232 pueden tener, cada una, 77 bandas híbridas (p. ej., 8+4+4+61 bandas HCQMF), y el mezclador 216 mezcla la subbanda 0 de la señal 230 con la subbanda 0 de la señal 232, mezcla la subbanda 1 de la señal 230 con la subbanda 1 de la señal 232, etc. No es necesario que el mezclador 216 mezcle todas las bandas; una o más de las bandas de la señal 232 pueden ser atravesadas al generar la señal de audio realzada 122. Por ejemplo, las bandas de frecuencia más altas (p. ej., uno o más de las bandas híbridas 16-77) de la señal 232 se pueden atravesar sin mezcla.
Más adelante se proporcionan más detalles sobre el sistema de realce de graves 200. En primer lugar, se analizan varias opciones para el generador de armónicos 204, con referencia a las figuras 3-5.
La figura 3 es un diagrama de bloques de un generador de armónicos 300. El generador de armónicos 300 puede usarse como el generador de armónicos 204 (véase la figura 2). En general, el generador de armónicos 300 genera cada armónico consecutivo por multiplicación (p. ej., usando multiplicación directa de señales) de la señal de entrada y los armónicos precedentes.
El generador de armónicos 300 incluye uno o más multiplicadores 302 (se muestran dos: 302a y 302b), dos o más etapas de ganancia 304 (se muestran tres: 304a, 304b y 304c), dos o más compresores 306 (se muestran tres: 306a, 306b y 306c) y dos o más sumadores 308 (se muestran tres: 308a, 308b y 308c). En general, cada fila de componentes del generador de armónicos 300 corresponde a uno de los armónicos generados, por lo que el número de filas (y el correspondiente número de componentes) puede ajustarse para implementar el número deseado de armónicos. La primera fila de procesamiento incluye la etapa de ganancia 304a, el compresor 306a y el sumador 308a. La segunda fila de procesamiento incluye el multiplicador 302a, la etapa de ganancia 304b, el compresor 306b y el sumador 308b. La tercera fila de procesamiento incluye el multiplicador 302b, la etapa de ganancia 304c, el compresor 306c y el sumador 308c. Se pueden añadir filas adicionales para generar armónicos adicionales, con cada nueva fila conectada a la anterior de forma similar a como se muestra en la figura.
El generador de armónicos 300 recibe una señal de entrada 320, también denominada "x". La señal de entrada 320 corresponde a la señal muestreada de forma ascendente 220 (véase la figura 2) cuando el muestreador ascendente 202 está presente, o a la señal de audio transformada 112 cuando el muestreador ascendente 202 no está presente. La señal de entrada 320 es una señal de dominio de transformada compleja. Por ejemplo, la señal de entrada 320 puede corresponder a una banda HCQMF (p. ej., subbanda híbrida 0, subbanda híbrida 2, subbanda híbrida 4, subbanda híbrida 6, etc.). El generador de armónicos 300 genera la señal 222 (véase la figura 2).
Empezando por los multiplicadores 302, el multiplicador 302a recibe la señal de entrada 320, realiza la multiplicación de la señal de entrada 320 por sí misma, y genera una señal 322a, también denominada "x2". El multiplicador 302b recibe la señal de entrada 320 y la señal 322a, realiza la multiplicación de la señal de entrada 320 por la señal 322a, y genera una señal 322b, también denominada "x3". Cabe señalar que la salida de un multiplicador dado se proporciona como entrada al multiplicador en la fila de procesamiento posterior: La señal 322a se proporciona al multiplicador 302b, la señal 322b se proporciona al multiplicador en la fila posterior (mostrada con una línea de puntos), etc.
Pasando a las etapas de ganancia 304, la etapa de ganancia 304a recibe la señal de entrada 320, aplica una ganancia gn, y genera una señal 324a. La etapa de ganancia 304b recibe la señal 322a, aplica una gananciag2,y genera una señal 324b. La etapa de ganancia 304c recibe la señal 322b, aplica una ganancia g3, y genera una señal 324c. Las ganancias g<1>,g2, g3,etc., pueden ajustarse como se desee, generalmente como un ejercicio de sintonización para cada dispositivo específico que implemente el generador de armónicos 300. En general, la ganancia g<1>puede ser mucho menor que las demás ganancias (p. ej., menos del 50 % de las demás ganancias). Ajustando la ganancia g<1>a un valor pequeño se reduce lo que se denomina la señal directa correspondiente al armónico grave original, lo que no es deseable en altavoces pequeños que son físicamente inadecuados para reproducir cualquier señal en el intervalo de frecuencias de la señal directa. Si así se desea, la ganancia g<1>puede ajustarse a cero para eliminar la señal directa.
Pasando a los compresores 306, el compresor 306a recibe la señal 324a, realiza una compresión dinámica y genera una señal 326a. El compresor 306b recibe la señal 324b, realiza una compresión dinámica y genera una señal 326b. El compresor 306c recibe la señal 324c, realiza una compresión dinámica y genera una señal 326c. La compresión dinámica corresponde generalmente a una ecuaciónyr,dondeycorresponde a la señal de entrada (p. ej., la señal 324a) yres la relación de compresión, donde r es menor que 1. La relación de compresión r puede ser diferente para cada armónico (p. ej., cada fila). Por ejemplo, la relación de compresión r<1>para el compresor 306a puede diferir de la relación de compresión r<2>para el compresor 306b, que puede diferir de la relación de compresión r3 para el compresor 306c, etc. Las relaciones de compresión pueden ajustarse como parámetros de sintonización basados en las características físicas específicas del dispositivo que implementa el generador de armónicos 300. Más adelante, al considerar la expansión de la sonoridad, se ofrecen más detalles sobre los compresores 306.
Pasando a los sumadores 308, el sumador 308c recibe la señal 326c (y cualquier señal de salida del sumador en cualquier fila adicional), realiza una suma, y genera una señal 328b. El sumador 308b recibe la señal 326b y la señal 328b, realiza una suma, y genera una señal 328a. El sumador 308a recibe la señal 326a y la señal 328a, realiza una suma, y genera la señal 222 (véase la figura 2). Cabe señalar que una de las entradas de un sumador determinado la proporciona el sumador de la fila de procesamiento posterior: El sumador 308c recibe la salida del sumador en la fila de procesamiento posterior (mostrada con una línea de puntos), el sumador 308b recibe la salida del sumador 308c, el sumador 308a recibe la salida del sumador 308b, etc.
El generador de armónicos 300 procesa señales de valor complejo, p. ej., señales con muy baja contribución de frecuencias negativas. Por ende, al generar armónicos multiplicando la señal de valor complejo por sí misma, se obtiene una salida mucho más limpia que si la señal de entrada es de valor real, p. ej., produce menos distorsión por intermodulación. En el caso de valores complejos, para una señal de entrada que consiste en frecuencias plurales, solo se generan los términos deseados más los términos de las sumas de frecuencias, pero no los términos de las diferencias de frecuencia, como sería el caso de un procesamiento con valores reales. Los términos de diferencia son, aunque normalmente de frecuencias bajas, más ofensivos desde el punto de vista perceptivo que los términos sumatorios. En realidad, los términos sumatorios pueden ser deseables, p. ej., cuando la señal de entrada contiene una serie armónica.
La figura 4 es un diagrama de bloques de un generador de armónicos 400. El generador de armónicos 400 puede usarse como el generador de armónicos 204 (véase la figura 2). En general, el generador de armónicos 400 genera armónicos aplicando un bucle de retardo de retroalimentación a la señal de entrada. El generador de armónicos 400 incluye un multiplicador 402, una etapa de ganancia 404, una etapa de suma 406, un compresor 408, una etapa de retardo 410, una etapa de ganancia 412 y una etapa de ganancia 414.
El generador de armónicos 400 recibe una señal de entrada 420. La señal de entrada 420 corresponde a la señal muestreada de forma ascendente 220 (véase la figura 2) cuando el muestreador ascendente 202 está presente, o a la señal de audio transformada 112 cuando el muestreador ascendente 202 no está presente. La señal de entrada 420 es una señal de dominio de transformada compleja. Por ejemplo, la señal de entrada 420 puede corresponder a una banda HCQMF (p. ej., subbanda híbrida 0, subbanda híbrida 2, subbanda híbrida 4, subbanda híbrida 6, etc.). El generador de armónicos 400 genera la señal 222 (véase la figura 2).
El multiplicador 402 recibe la señal de entrada 420, multiplica la señal de entrada 420 por una señal 432, y genera una señal 422. La señal 432 también puede denominarse señal de retroalimentación 432, y se analiza con más detalle a continuación con referencia a la etapa de ganancia 412.
La etapa de ganancia 404 recibe la señal de entrada 420, aplica una ganancia a, y genera una señal 424. La gananciaatambién puede denominarse ganancia de mezcla. El valor de la gananciaapuede ajustarse como un parámetro de sintonización basado en las características físicas específicas del dispositivo que implementa el generador de armónicos 400.
La etapa de suma 406 recibe la señal 422 y la señal 424, realiza una suma, y genera una señal 426. La combinación de la etapa de ganancia 404 y la etapa de suma 406, cuando se añade a la señal 422, se usa para ayudar a poner en marcha el bucle de retroalimentación (p. ej., cuando la señal 432 es inicialmente cero) y, por lo demás, ayuda a mantener vivo el bucle de retroalimentación.
El compresor 408 recibe la señal 426, realiza una compresión dinámica y genera una señal 428. La compresión dinámica corresponde generalmente a una ecuaciónyr,dondeycorresponde a la señal de entrada (p. ej., la señal 426) yres la relación de compresión, donderes menor que 1. La relación de compresión puede ajustarse como un parámetro de sintonización basado en las características físicas específicas del dispositivo que implementa el generador de armónicos 400. Más adelante, al considerar la expansión de la sonoridad, se ofrecen más detalles sobre el compresor 408.
La etapa de retardo 410 recibe la señal 428, realiza una operación de retardo y genera una señal 430. La etapa de retardo 410 puede implementarse utilizando una memoria.
La etapa de ganancia 412 recibe la señal 430, aplica una ganancia g, y genera la señal 432. La gananciagtambién puede denominarse ganancia de retroalimentación. Como se ha considerado anteriormente en relación con el multiplicador 402, la señal 432 se multiplica por la señal de entrada 420 para generar armónicos de orden teóricamente indefinido.
La etapa de ganancia 414 recibe la señal 428, aplica una gananciah,y genera la señal 222 (véase la figura 2). La gananciahtambién puede denominarse ganancia de salida. El valor de la gananciahpuede ajustarse como un parámetro de sintonización basado en las características físicas específicas del dispositivo que implementa el generador de armónicos 400.
Como con el generador de armónicos 300, el generador de armónicos 400 genera una señal directa correspondiente al armónico grave original. La señal directa puede reducirse, según se desee, ajustando los valores de la gananciaay la relación de compresiónr.
Como con el generador de armónicos 300, el generador de armónicos 400 está procesando señales de valor complejo, y cuando genera armónicos multiplicando la señal de valor complejo por sí misma, se obtiene una salida mucho más limpia que si la señal de entrada es de valor real.
La figura 5 es un diagrama de bloques de un generador de armónicos 500. El generador de armónicos 500 puede usarse como el generador de armónicos 204 (véase la figura 2). El generador de armónicos 500 es similar al generador de armónicos 400 (véase la figura 4), pero con la señal de ganancia de mezcla añadida después del compresor. El generador de armónicos 500 incluye un multiplicador 502, un compresor 504, una etapa de ganancia 506, una etapa de suma 508, una etapa de retardo 510, una etapa de ganancia 512 y una etapa de ganancia 514.
El generador de armónicos 500 recibe una señal de entrada 520. La señal de entrada 520 corresponde a la señal muestreada de forma ascendente 220 (véase la figura 2) cuando el muestreador ascendente 202 está presente, o a la señal de audio transformada 112 cuando el muestreador ascendente 202 no está presente. La señal de entrada 520 es una señal de dominio de transformada compleja. Por ejemplo, la señal de entrada 520 puede corresponder a una banda HCQMF (p. ej., subbanda híbrida 0, subbanda híbrida 2, subbanda híbrida 4, subbanda híbrida 6, etc.). El generador de armónicos 500 genera la señal 222 (véase la figura 2).
El multiplicador 502 recibe la señal de entrada 520, multiplica la señal de entrada 520 por una señal 532, y genera una señal 522. La señal 532 también puede denominarse señal de retroalimentación 532, y se analiza con más detalle a continuación con referencia a la etapa de ganancia 512.
El compresor 504 recibe la señal 522, realiza una compresión dinámica y genera una señal 524. La compresión dinámica corresponde generalmente a una ecuaciónyr,dondeycorresponde a la señal de entrada (p. ej., la señal 522) y r es la relación de compresión, donderes menor que 1. La relación de compresión puede ajustarse como un parámetro de sintonización basado en las características físicas específicas del dispositivo que implementa el generador de armónicos 500. Más adelante, al considerar la expansión de la sonoridad, se ofrecen más detalles sobre el compresor 504.
La etapa de ganancia 506 recibe la señal de entrada 520, aplica una gananciaa,y genera una señal 526. La gananciaatambién puede denominarse ganancia de mezcla. El valor de la gananciaapuede ajustarse como un parámetro de sintonización basado en las características físicas específicas del dispositivo que implementa el generador de armónicos 500.
La etapa de suma 508 recibe la señal 524 y la señal 526, realiza una suma, y genera una señal 528. La combinación de la etapa de ganancia 506 y la etapa de suma 508, cuando se añade a la señal 524, se usa para ayudar a poner en marcha el bucle de retroalimentación (p. ej., cuando la señal 532 es inicialmente cero) y, por lo demás, ayuda a mantener vivo el bucle de retroalimentación.
La etapa de retardo 510 recibe la señal 528, realiza una operación de retardo y genera una señal 530. La etapa de retardo 510 puede implementarse utilizando una memoria.
La etapa de ganancia 512 recibe la señal 530, aplica una ganancia g, y genera la señal 532. La gananciagtambién puede denominarse ganancia de retroalimentación. Como se ha considerado anteriormente en relación con el multiplicador 502, la señal 532 se multiplica por la señal de entrada 520 para generar armónicos de orden teóricamente indefinido.
La etapa de ganancia 514 recibe la señal 524, aplica una gananciah,y genera la señal 222 (véase la figura 2). La gananciahtambién puede denominarse ganancia de salida. El valor de la gananciahpuede ajustarse como un parámetro de sintonización basado en las características físicas específicas del dispositivo que implementa el generador de armónicos 500.
En comparación con el generador de armónicos 300 (véase la figura 3) y el generador de armónicos 400 (véase la figura 4), el generador de armónicos 500 evita la ruta de la señal directa añadiendo la señal de entrada 520 más adelante en el bucle (p. ej., como la señal 526). En dicha disposición, la señal de entrada 520 pasa a través del multiplicador 502 (a diferencia del sumador 406 de la figura 4) como parte de la generación de la señal 222, por lo que la señal 222 no contiene ninguna señal directa.
Al igual que con el generador de armónicos 300 y el generador de armónicos 400, el generador de armónicos 500 está procesando señales de valor complejo, y cuando genera armónicos multiplicando la señal de valor complejo por sí misma, se obtiene una salida mucho más limpia que si la señal de entrada es de valor real.
Expansión de sonoridad
Como se ha analizado anteriormente, debido a que el nivel de presión sonora para un intervalo de sonoridad fijo (en fonios) aumenta con la frecuencia en el intervalo bajo/medio (p. ej., menos de 800 Hz), los generadores de armónicos (p. ej., el generador de armónicos 204 de la figura 2, el generador de armónicos 300 de la figura 3, el generador de armónicos 400 de la figura 4, el generador de armónicos 500 de la figura 5, etc.) realizan una expansión en dinámica al generar sus señales de salida. Los generadores de armónicos pueden usar compresores (p. ej., los compresores 306 de la figura 3, el compresor 408 de la figura 4, el compresor 504 de la figura 5, etc.) al realizar la expansión de sonoridad. Algunos ejemplos de procesos de expansión de sonoridad incluyen la compresión dinámica y la corrección de sonoridad.
Compresión dinámica
Los generadores de armónicos pueden generar armónicos de orden nésimo utilizando una operación correspondiente a la ecuación (1):
En la ecuación (1),nes el orden del armónico,yes la señal de salida, x es la señal de entrada,ejnyes una función exponencial compleja,jes un número imaginario, yyes la fase. La señal de salida se genera multiplicando la señal de entrada por sí misma n veces. Por consiguiente, aumentarnaumenta el orden del armónico generado. (La parte derecha de la ecuación (1) sirve más adelante para ilustrar por qué la expansión dinámica acaba dando como resultado una compresión dinámica cuando las señales se han multiplicado por sí mismas).
La figura 6 es un gráfico 600 que muestra curvas de sonoridad iguales. En el gráfico 600, el eje x es la frecuencia en Hz y el eje y es el nivel de presión sonora (SPL) en dB. El gráfico 600 incluye 6 trazados 602a, 602b, 602c, 602d, 602e y 6ü2f (colectivamente, trazados 602). Cada uno de los trazados 602 corresponde a un nivel de sonoridad en fonios, que es una medición logarítmica de la magnitud del sonido percibido. Cada uno de los trazados 602 también puede denominarse curva de sonoridad igual. el trazado 602a corresponde al umbral de percepción, el trazado 602b corresponde a 20 fonios, el trazado 602c corresponde a 40 fonios, el trazado 602d corresponde a 60 fonios, el trazado 602e corresponde a 80 fonios y el trazado 602f corresponde a 100 fonios,
Al generar armónicos mediante la operación descrita por la ecuación (1), las dinámicas se expanden en una proporción den.Dada esta información, las gráficas de igual sonoridad 602 sugieren la relación de la ecuación (2):
En la ecuación (2), el términoK(f, n)es una relación de expansión de residuos que se refiere a la frecuencia fundamentalfy al orden de los armónicosn.La relación de expansión de residuosK(f, n)está normalmente en el intervalo de 1,1 - 1,4 dependiendo de la frecuencia fundamentalfy del orden de los armónicos n. Cuando los armónicos se generan según la ecuación (1), la relación de expansión deseadaK(f, n)puede lograrse mediante la compresión de la salida desde el generador de armónicos por un factor K(f, n)/n. (Como apunte, los términos expansión y compresión pueden utilizarse generalmente como sinónimos, con "compresión" usado cuando la relación es inferior a 1 y "expansión" usado cuando la relación es superior a 1. Así que el factorK(f,n)/n puede denominarse "compresión" debido al divisor n).
En el gráfico 600, las líneas 610 y 612 ilustran un ejemplo de expansión de sonoridad. La línea 610 indica un intervalo de sonoridad entre 20 y 80 fonios para una frecuencia fundamental de 50 Hz. La línea 612 corresponde a la generación de un armónico de 50 Hz de 4to orden de 400 Hz que tiene el mismo intervalo de sonoridad. Una flecha 614 de 610 a 612 indica la generación del armónico de 4to orden. El intervalo de SPL dinámico de la frecuencia fundamental (línea 610) es de aproximadamente 38 dB dentro del intervalo de sonoridad de 20 a 80 fonios, y el SPL dinámico del armónico de 4to orden (línea 612) es de aproximadamente 50 dB dentro del mismo intervalo de sonoridad. Por ende, al generar un armónico de 4to orden a partir de una fundamental de 80 fonios 50 Hz, el armónico debe atenuarse en aproximadamente 20 dB. Cuando la fundamental en cambio tiene una sonoridad de 20 fonios, el armónico debe atenuarse en casi 40 dB, un aumento de la atenuación necesaria en aproximadamente 20 dB.
La relación de expansión de SPL a fonios, también denominada expansión de sonoridad, puede aproximarse según la ecuación (3):
En la ecuación (3),R(f)es la relación de expansión de SPL a fonios, que tiene una relación inversa con la frecuenciaf.
La relación de expansión de residuosK (f, n),viene dada por la ecuación (4):
En la ecuación (4), la relación de expansión de residuos K(f, n) corresponde a una relación entre relación de expansión de SPL a fonios de la frecuencia fundamentalfy la relación de expansión de SPL a fonios del armónicon•f,que corresponde a una relación entre el logaritmo natural den(el orden de armónico) y un logaritmo natural def(la frecuencia fundamental). En otras palabras, la relación de expansión de residuosK(f,n) determina el factor necesario al generar el n®simo armónico a partir de una frecuencia fundamental af(en Hz). Las ecuaciones (3) y (4) concuerdan bien con las curvas de igual sonoridad de la figura 6 en el intervalo de 20-80 fonios y entre 20 y 1000 Hz. Al usar el generador de armónicos 400 (véase la figura 4) o el generador de armónicos 500 (véase la figura 5), la compresión dinámica necesaria puede realizarse con suficiente precisión utilizando un compresor simple que tiene una relación constante (p. ej., como el compresor 408 o el compresor 504).
El compresor puede aplicar la compresión dinámica utilizando un filtro promediador de primer orden para evitar la distorsión debida a la normalización por muestra. El filtro promediador de primer orden puede procesar una señal de control s, que puede calcularse según la ecuación (5):
En la ecuación (5),mes el número de muestra, c es una ganancia de compresión, yaes un peso entre el valor de la señal de control para la muestra anterior frente al valor de la ganancia de compresión para la muestra actual. El pesoatambién puede denominarse factor de suavizado exponencial, y corresponde al polo en el sistema de paso bajo de primer orden.
El pesoapuede calcularse usando la ecuación (6):
En la ecuación (6),fses la frecuencia de muestreo ytes una constante de tiempo.
La ganancia de compresióncpuede calcularse usando la ecuación (7):
En la ecuación (7), a ybson coeficientes polinómicos que se aplican a cada orden de magnitud de la muestramde la señal de entrada x. Aplicar la ganancia de compresión c (o la versión suavizada s de la ecuación (5)) a una señalxcomoc•x(o s • x) corresponde a una aproximación racional design(x) ■ \x\r,que es el valor absoluto de la señal x sometida a una relación de compresión r multiplicada por la función signum dex.
La figura 7 es un gráfico 700 que muestra diversas ganancias de compresión c. En el gráfico 700, el eje x es la potencia de entrada (de la señal de entrada x) en dB y el eje y es la ganancia de compresión c en dB. Se muestran diversas curvas, correspondiendo cada curva a un valor de la relación de compresiónr.Específicamente, se dan 9 valores para r en el intervalo de 0,5 a 1,0: 0,5, 0,6, 0,65, 0,7, 0,73, 0,77, 0,8, 0,9 y 1,0, correspondiendo cada valor a una de las curvas del gráfico 700 (p. ej., el valor pararde 0,5 corresponde a la curva superior). Cabe señalar que las ganancias indicadas en la figura 7 no son exactas; no es más que una ilustración del concepto general. También se observa en el gráfico 700 que la ganancia está limitada para potencia de entrada bajas y viene dada por la relación b(0)/a(0). Esto impide que se aplique una ganancia excesiva en circunstancias tales como la aparición de transitorios tras periodos de silencio de la señal. (En cambio, esta ganancia junto con la constante de tiempo de la ecuación (6) permite que pase más energía a través del compresor durante, p. ej., apariciones percusivas, contribuyendo a la percepción de "pegada" en la señal de graves).
Corrección de sonoridad
Un enfoque alternativo para lograr la expansión de la sonoridad es aplicar la normalización de la señal de entrada en una primera etapa, antes de la generación de armónicos, seguida de una etapa de ajuste de ganancia. Esto se denomina corrección de sonoridad.
La figura 8 es un diagrama de bloques de un generador de armónicos 800. El generador de armónicos 800 generalmente realiza la corrección de sonoridad utilizando la normalización de las señales de entrada. La normalización de amplitud evita teóricamente la expansión dinámica de los armónicos (por la relaciónn,dado quen >2) cuando se genera según la ecuación (1).
El generador de armónicos 800 incluye dos o más etapas de normalización 802 (se muestran dos: 802a y 802b), dos o más multiplicadores 804 (se muestran dos: 804a y 804b), dos o más etapas de corrección de sonoridad 806 (se muestran dos: 806a y 806b), dos o más sumadores 808 (se muestran dos: 808a y 808b) y un sumador 810. En general, cada fila de componentes del generador de armónicos 800 corresponde a uno de los armónicos generados, por lo que el número de filas (y el correspondiente número de componentes) puede ajustarse para implementar el número deseado de armónicos. La primera fila de procesamiento incluye la etapa de normalización 802a, el multiplicador 804a, la etapa de corrección de sonoridad 806a y el sumador 808a. La segunda fila de procesamiento incluye la etapa de normalización 802b, el multiplicador 804b, la etapa de corrección de sonoridad 806b y el sumador 808b. Se pueden añadir filas adicionales para generar armónicos adicionales, con cada nueva fila conectada a la anterior de forma similar a como se muestra en la figura.
El generador de armónicos 800 recibe una señal de entrada 820. La señal de entrada 820 corresponde a la señal muestreada de forma ascendente 220 (véase la figura 2) cuando el muestreador ascendente 202 está presente, o a la señal de audio transformada 112 cuando el muestreador ascendente 202 no está presente. La señal de entrada 820 es una señal de dominio de transformada compleja. Por ejemplo, la señal de entrada 820 puede corresponder a una banda HCQMF (p. ej., subbanda híbrida 0, subbanda híbrida 2, subbanda híbrida 4, subbanda híbrida 6, etc.). El generador de armónicos 800 genera la señal 222 (véase la figura 2).
Empezando por las etapas de normalización 802, la etapa de normalización 802a recibe la señal de entrada 820, realiza la normalización y genera una señal 822a. La etapa de normalización 802b recibe la señal de entrada 820, realiza la normalización y genera una señal 822b. De forma similar a la ecuación (5), cada una de las etapas de normalización 802 puede realizar la normalización utilizando un filtro de suavizado de primer orden para evitar la distorsión causada por la normalización muestra a muestra. Las etapas de normalización 802 pueden realizar la normalización de una manera descrita por la ecuación (8):
En la ecuación (8), x(m) es la muestra actualmde la versión normalizada de la señal de entrada x, x(m - 1) es la muestra anterior de la versión normalizada de la señal de entrada,aes un factor de suavizado y x(m) viene dado por la ecuación (9):
En la ecuación (9), x(m) corresponde a la relación entre el valor complejo de la muestra actual de la señal de entrada y la magnitud (también denominada valor absoluto) de la muestra actual de la señal de entrada. El factor de suavizadoapuede ajustarse como se desee para controlar el tiempo de suavizado deseado, y depende de la dinámica de la señal de entrada. Se aplica unamenor durante los eventos de ataque (p. ej., cuando la energía de la señal aumenta rápidamente) que en condiciones de energía estacionaria o decreciente, para evitar la saturación de la señal.
Como alternativa, el generador de armónicos puede usar una única etapa de normalización (p. ej., 802a), con la señal de salida (p. ej., 822a) proporcionada como entrada a cada uno de los multiplicadores 804.
Pasando a los multiplicadores 804, el multiplicador 804a recibe la señal de entrada 820 y la señal 822a, multiplica estas señales entre sí y genera una señal 824a. El multiplicador 804b recibe la señal 822b y la señal 824a, multiplica estas señales entre sí y genera una señal 824b. La señal 824a corresponde al segundo armónico, la señal 824b corresponde al tercer armónico, etc. Cabe señalar que la salida de un multiplicador dado se proporciona como entrada al multiplicador en la fila de procesamiento posterior: La señal 824a se proporciona al multiplicador 804b, la señal 824b se proporciona al multiplicador en la fila posterior (mostrada con una línea de puntos), etc.
Pasando a las etapas de corrección de sonoridad 806, la etapa de corrección de sonoridad 806a recibe la señal 824a, realiza la corrección de sonoridad y genera la señal 826a. La etapa de corrección de sonoridad 806b recibe la señal 824b, realiza la corrección de sonoridad y genera la señal 826b. En general, las etapas de corrección de sonoridad 806 aplican expansión dinámica y atenuación de la energía normalizada de los armónicos generados, en línea con las curvas de igual sonoridad de la figura 6, para mantener la sonoridad en comparación con la fundamental. Para ajustar el volumen, se define un factor de corrección k, dondekes función del orden del armónicon,la magnitud suavizada de la fundamental x (véase la ecuación (8)) y el índice de banda híbridob.Este factor de corrección k se aplica según la ecuación (10):
En la ecuación (10), h<n>(m) es el armónico corregido por sonoridad yhn(m)es el armónico normalizado, para cada armónico respectivamente.
Como se ha analizado anteriormente, los procesos de realce de graves pueden realizarse en una o más bandas híbridas (p. ej., una o más de las subbandas 0, 2, 4, 6, 7, 9, etc.). Varios armónicos, p. ej., 2do, 3ero y 4to, se generan en cada banda. Si se deja que la frecuencia central se aproxime a la frecuencia fundamental en cada banda, se puede calcular la relación SPL a fonio utilizando un parámetro: el orden o los armónicos n. Como un ejemplo, la primera banda híbrida (p. ej., subbanda 0) tiene una frecuencia central de 46,875 Hz (p. ej., aproximadamente 47 Hz) y los valores correspondientes de las curvas ELC de la figura 6 se enumeran en la TABLA 1:
TABLA 1
En la TABLA 1, el valor entre paréntesis es la diferencia de SPL con respecto a la fundamental. Se puede calcular una función que represente la diferencia SPL de un armónico y su fundamental según la ecuación (11):
En la ecuación (11),Kb,nes un valor de ganancia en dB,Abes un valor mínimo de atenuación,Xes una energía fundamental de entrada suavizada en una escala logarítmica, mientras que pb,nes un parámetro de escalado de la energía de entrada dependiente del orden de armónico n. p<b,n>puede calcularse según la ecuación (12):
El factor de corrección a escala lineal puede calcularse según la ecuación (13):
En las ecuaciones (12) y (13),Ab, €bynbson todas constantes basadas en bandas híbridas y pueden estimarse para un ajuste óptimo a las curvas ELC de la figura 6. Los parámetros enumerados en la TABLA 2 darán como resultado una precisión adecuada para las primeras seis bandas híbridas y los factores de corrección de sonoridad resultantes se visualizan en la figura 9. Para las bandas 6, 7 y 9, los armónicos generados están en el intervalo de frecuencias de 700 a 2000 Hz, donde se supone que las curvas ELC son planas. Las etapas de corrección de sonoridad 806 pueden calcular los factores de corrección de sonoridad utilizando aproximación lineal segmentaria para ahorrar complejidad computacional.
TABLA 2
Las figuras 9A, 9B, 9C, 9D, 9E y 9F muestran un conjunto de gráficos 900a-900f. En cada gráfico, el eje x es la magnitud de la señal armónica normalizada en la etapa de corrección de sonoridad (p. ej., la señal 824a de entrada en la etapa de corrección de sonoridad 806a, etc.) y el eje y es el factor de corrección k. El gráfico 900a corresponde a la banda híbrida 0, el gráfico 900b corresponde a la banda híbrida 2, el gráfico 900c corresponde a la banda híbrida 4, el gráfico 900d corresponde a la banda híbrida 6, el gráfico 900e corresponde a la banda híbrida 7 y el gráfico 900f corresponde a la banda híbrida 9. Las líneas para tres armónicos (el 2do, 3ero y 4to) se muestran en cada gráfico, pero las líneas se superponen en los gráficos 900d, 900e y 900f a medida que las líneas convergen con el aumento del número de bandas híbridas. En general, las líneas muestran los factores de corrección de sonoridadkpara las 6 primeras bandas híbridas cuando se usan las constantes basadas en bandas híbridas enumeradas en la TABLA 2.
Volviendo a la figura 8 y a los sumadores 808, el sumador 808b recibe la señal 826b (y cualquiera señal recibida de la fila de procesamiento posterior, mostrada con una línea de puntos), realiza una suma, y genera una señal 828b. El sumador 808b recibe la señal 826a y la señal 828b, realiza una suma, y genera una señal 828a. Cabe señalar que una de las entradas de un sumador determinado la proporciona el sumador de la fila de procesamiento posterior: El sumador 808b recibe la salida del sumador en la fila de procesamiento posterior (mostrada con una línea de puntos), el sumador 808a recibe la salida del sumador 808b, etc.
El sumador 810 recibe la señal de entrada 820 y la señal 828a, realiza una suma, y genera la señal 222 (véase la figura 2).
Procesamiento de múltiples bandas híbridas
Aunque la descripción del sistema de realce de graves 200 (véase la figura 2) se centró en el procesamiento de una única banda híbrida, puede realizarse un procesamiento similar en múltiples bandas híbridas. Por ejemplo, el sistema de realce de graves 120 (véase la figura 1) puede realizarse en cuatro bandas híbridas (p. ej., subbandas 0, 2, 4 y 6), seis bandas híbridas (p. ej., subbandas 0, 2, 4, 6, 7 y 9), etc. Varios armónicos (p. ej., 2do, 3ero, 4to, etc.) se generan en cada banda.
La figura 10 es un diagrama de bloques de un sistema de realce de graves 1000. El sistema de realce de graves 1000 puede usarse como el sistema de realce de graves 120 (véase la figura 1). El sistema de realce de graves 1000 es similar al sistema de realce de graves 200 (véase la figura 2), con componentes similares que tienen nombres y números de referencia similares, además de añadir explícitamente múltiples rutas de procesamiento. Cada ruta de procesamiento corresponde al procesamiento de una señal de subbanda híbrida. Como un ejemplo específico, se muestran cuatro rutas de procesamiento (p. ej., para procesar las subbandas híbridas 0, 2, 4 y 6). El número de rutas de procesamiento puede aumentarse o reducirse según se desee. Por ejemplo, se pueden usar seis rutas de procesamiento para procesar las subbandas híbridas 0, 2, 4, 6, 7 y 9.
El sistema de realce de graves 1000 recibe la señal de audio transformada 112 (véase la figura 1). Como se ha analizado anteriormente, la señal de audio transformada 112 es una señal de dominio de la transformada compleja híbrida con bandas híbridas. Cuatro de las bandas híbridas de la señal de audio transformada 112 se muestran como las entradas al sistema de realce de graves 1000: subbanda 0 (etiquetada 1002a), subbanda 2 (1002b), subbanda 4 (1002c) y subbanda 6 (1002d). Cada subbanda corresponde a una de las rutas de procesamiento. El sistema de realce de graves 1000 incluye muestreadores ascendentes 1010 (se muestran cuatro: 1010a, 1010b, 1010c y 1010d), generadores de armónicos 1012 (se muestran cuatro: 1012a, 1012b, 1012c y 1012d), un sumador 1014, un procesador de dinámica 1016 (opcional), un convertidor 1018 (opcional), un filtro 1022, un retardo 1024 y un mezclador 1026.
El muestreador ascendente 1010a recibe la señal 1002a, realiza el muestreo ascendente y genera una señal muestreada de forma ascendente 1030a. El muestreador ascendente 1010b recibe la señal 1002b, realiza el muestreo ascendente y genera una señal muestreada de forma ascendente 1030b. El muestreador ascendente 1010c recibe la señal 1002c, realiza el muestreo ascendente y genera una señal muestreada de forma ascendente 1030c. El muestreador ascendente 1010d recibe la señal 1002d, realiza el muestreo ascendente y genera una señal muestreada de forma ascendente 1030d. Las señales 1030a, 1030b, 1030c y 1030d son señales de dominio de transformada compleja. Por lo demás, los muestreadores ascendentes 1010 son similares a lo descrito anteriormente en relación con el muestreador ascendente 202 (véase la figura 2).
El generador de armónicos 1012a recibe la señal muestreada de forma ascendente 1030a y genera armónicos de la misma para dar como resultado una señal 1032a. El generador de armónicos 1012b recibe la señal muestreada de forma ascendente 1030b y genera armónicos de la misma para dar como resultado una señal 1032b. El generador de armónicos 1012c recibe la señal muestreada de forma ascendente 1030c y genera armónicos de la misma para dar como resultado una señal 1032c. El generador de armónicos 1012d recibe la señal muestreada de forma ascendente 1030d y genera armónicos de la misma para dar como resultado una señal 1032d. Las señales 1032a, 1032b, 1032c y 1032d son señales de dominio de transformada compleja. Por lo demás, los generadores de armónicos 1012 son similares al generador de armónicos 204 (véase la figura 2). Por ejemplo, uno o más de los generadores de armónicos 1012 pueden implementarse usando el generador de armónicos 300 (véase la figura 3), el generador de armónicos 400 (véase la figura 4), el generador de armónicos 500 (véase la figura 5), el generador de armónicos 800 (véase la figura 8), etc.
El sumador 1014 recibe las señales 1032a, 1032b, 1032c y 1032d, realiza una suma, y genera una señal 1034. La señal 1034 es una señal de dominio de transformada compleja.
El procesador de dinámica 1016 recibe la señal 1034, realiza un procesamiento de dinámica y genera una señal 1036. La señal 1036 es una señal de dominio de transformada compleja. Por lo demás, el procesador de dinámica 1016 es similar al procesador de dinámica 206 (véase la figura 2). El procesador de dinámica 1016 es opcional. Cuando se omite el procesador de dinámica 1016, el convertidor 1018 recibe la señal 1034 en lugar de la señal 1036.
El convertidor 1018 recibe la señal 1036 (o la señal 1034 cuando se omite el procesador de dinámica 1016), elimina la parte imaginaria de la señal 1036 y genera una señal 1040. La señal 1040 es una señal de dominio de transformada. Por lo demás, el convertidor 1018 es similar al convertidor 208 (véase la figura 2), incluyendo ser opcional.
El filtro 1022 recibe la señal 1040 (o la señal 1036 cuando se omite el convertidor 1018, o la señal 1034 cuando se omiten el procesador de dinámica 1016 y el convertidor 1018), realiza el filtrado y genera una señal 1042. La señal 1042 es una señal de dominio de transformada. Por lo demás, el filtro 1022 es similar al filtro 212 (véase la figura 2).
El retardo 1024 recibe la señal 1042, implementa un periodo de retardo y genera una señal 1044. La señal 1044 corresponde a una versión retardada de la señal de audio transformada 112 según el periodo de retardo. El retardo 1024 puede implementarse utilizando una memoria, un registro de desplazamiento, etc. El periodo de retardo corresponde al tiempo de procesamiento de los demás componentes de la cadena de procesamiento de señales; dado que algunos de estos otros componentes son opcionales, el periodo de retardo disminuye cuando se omiten los componentes opcionales. Por lo demás, el retardo 1024 es similar al retardo 214 (véase la figura 2).
El mezclador 1026 recibe la señal 1042 y la señal 1044, realiza la mezcla y genera la señal de audio realzada 122 (véase la figura 1). Por lo demás, el mezclador 1026 es similar al mezclador 216 (véase la figura 2).
La figura 11 es una arquitectura de dispositivo móvil 1100 para implementar las características y procesos descritos en la presente memoria, según una realización. La arquitectura 1100 puede implementarse en cualquier dispositivo electrónico, incluyendo, aunque no de forma limitativa: un ordenador de sobremesa, equipos audiovisuales (AV) de consumo, equipos de radiodifusión, dispositivos móviles (p. ej., smartphone, tableta, ordenador portátil, dispositivo portátil), etc. En la realización de ejemplo mostrada, la arquitectura 1100 es para un ordenador portátil e incluye procesador(es) 1101, interfaz de periféricos 1102, subsistema de audio 1103, altavoces 1104, micrófono 1105, sensores 1106 (p. ej., acelerómetros, giroscopios, barómetro, magnetómetro, cámara), procesador de localización 1107 (p. ej., receptor GNSS), subsistemas de comunicaciones inalámbricas 1108 (p. ej., wifi, bluetooth, celular) y subsistema(s) de E/S 1109, que incluye el controlador táctil 1110 y otros controladores de entrada 1111, superficie táctil 1112 y otros dispositivos de entrada/control 1113. También pueden utilizarse otras arquitecturas con más o menos componentes para implementar las realizaciones descritas.
La interfaz de memoria 114 está acoplada a los procesadores 1101, la interfaz de periféricos 1102 y la memoria 1115 (p. ej., flash, RAM, ROM). La memoria 1115 almacena instrucciones y datos del programa informático, incluyendo, aunque no de forma limitativa: instrucciones del sistema operativo 1116, instrucciones de comunicación 1117, Instrucciones de GUI 1118, instrucciones de procesamiento del sensor 1119, instrucciones de teléfono 1120, instrucciones de mensajería electrónica 1121, instrucciones de navegación web 1122, instrucciones de procesamiento de audio 1123, instrucciones de GNSS/navegación 1124 y aplicaciones/datos 1125. Las instrucciones de procesamiento de audio 1123 incluyen instrucciones para realizar el procesamiento de audio descrito en la presente memoria.
La figura 12 es un diagrama de flujo de un método 1200 de procesamiento de audio. El método 1200 puede ser realizado por un dispositivo (p. ej., un ordenador portátil, un teléfono móvil, etc.) con los componentes de la arquitectura 1100 de la figura 11, para implementar la funcionalidad del sistema de procesamiento de audio 100 (véase la figura 1), el sistema de realce de graves 200 (véase la figura 2), el sistema de realce de graves 1000 (véase la figura 10), etc., por ejemplo, ejecutando uno o más programas informáticos. En general, el método 1200 realiza el procesamiento de la señal de audio en un dominio de subbanda de valor complejo (p. ej., el dominio HCQMF).
En 1202, se recibe una primera señal de dominio de transformada. La primera señal de dominio de transformada es una señal de dominio de transformada compleja híbrida que tiene un número de bandas. Al menos una de las bandas tiene un número de subbandas. La primera señal de dominio de transformada tiene una primera pluralidad de armónicos. Por ejemplo, el sistema de realce de graves 200 (véase la figura 2) puede recibir la señal de audio transformada 112. La primera señal de dominio de transformada puede tener 77 bandas híbridas numeradas de 0-76, donde las bandas 0-15 son subbandas que resultan de la división de una o varias bandas mayores. La primera señal de dominio de transformada puede ser una señal de dominio CQMF. La primera señal de dominio de transformada puede ser una señal HCQMF generada por división (p. ej., mediante el uso de bancos de filtros Nyquist) un subconjunto de los canales de una señal de dominio CQMF en subbandas para aumentar la resolución de frecuencia para el intervalo de frecuencias más bajo.
En 1204, se genera una segunda señal de dominio de transformada basada en la primera señal de dominio de transformada. La segunda señal de dominio de transformada se genera generando armónicos a de la primera señal de dominio de transformada según un proceso no lineal. La segunda señal de dominio de transformada tiene una segunda pluralidad de armónicos que difiere de la primera pluralidad de armónicos, y la segunda señal de dominio de transformada es una señal de valor complejo que tiene una parte imaginaria. La segunda señal de dominio de transformada se genera además realizando la expansión de sonoridad en la segunda pluralidad de armónicos. Por ejemplo, el generador de armónicos 204 (véase la figura 2), el generador de armónicos 300 (véase la figura 3), el generador de armónicos 400 (véase la figura 4), el generador de armónicos 500 (véase la figura 5), el generador de armónicos 800 (véase la figura 8), etc., puede generar la segunda señal de dominio de transformada (p. ej., la señal 222) a partir de la primera señal de dominio de transformada (p. ej., la señal 220, etc.).
En 1206, una tercera señal de dominio de transformada se genera filtrando la segunda señal de dominio de transformada. La tercera señal de dominio de transformada tiene un número de bandas, y al menos una de las bandas tiene un número de subbandas. Por ejemplo, el filtro 212 (véase la figura 2) puede filtrar la señal 228 (o la señal 226) para generar la señal 230. Como otro ejemplo, el filtro 1022 (véase la figura 10) puede filtrar la señal 1040 para generar la señal 1042. La tercera señal de dominio de transformada puede tener 77 bandas híbridas numeradas de 0-76, donde las bandas 0-15 son subbandas que resultan de la división de una o varias bandas mayores. La tercera señal de dominio de transformada puede ser una señal de dominio HCQMF.
En 1208, una cuarta señal de dominio de transformada se genera mezclando la tercera señal de dominio de transformada con una versión retardada de la primera señal de dominio de transformada. Una subbanda dada de la tercera señal de dominio de transformada se mezcla con una subbanda correspondiente de la versión retardada de la primera señal de dominio de transformada. Por ejemplo, el mezclador 216 (véase la figura 2) puede mezclar la señal 230 con la señal retardada 232. Como otro ejemplo, el mezclador 1026 (véase la figura 10) puede mezclar la señal 1042 con la señal retardada 1044. Las señales de entrada pueden tener 77 bandas híbridas numeradas 0-76, donde una banda dada de una señal de entrada (p. ej., banda 0) se mezcla con la banda correspondiente de la otra señal de entrada (p. ej., banda 0).
El método 1200 puede incluir etapas adicionales correspondientes a las demás funcionalidades del sistema de realce de graves 200, el sistema de realce de graves 1000, etc., como se describe en la presente memoria. Por ejemplo, la cuarta señal de dominio de transformada puede ser emitida por un altavoz, tal como los altavoces 1104 (véase la figura 11). Como otro ejemplo, las señales de dominio de transformada pueden ser muestreadas de forma ascendente (p. ej., usado el muestreador ascendente 202, los muestreadores ascendentes 1010) antes de generar los armónicos en 1204. Como otro ejemplo, puede aplicarse el procesamiento de dinámica a las señales de dominio de transformada, p. ej., usando el procesador de dinámica 206 o el procesador de dinámica 1016. Como otro ejemplo, generar los armónicos puede incluir realizar multiplicación, usando un bucle de retardo de retroalimentación, etc. Como otro ejemplo, la segunda señal de dominio de transformada puede ser un número de segundas señales de dominio de transformada, cada una de las cuales corresponde a una banda híbrida de la primera señal de dominio de transformada. Como otro ejemplo, la parte imaginaria de la segunda señal de dominio de transformada puede eliminarse antes de generar la tercera señal de dominio de transformada.
Detalles de implementación
Una realización puede implementarse en hardware, módulos ejecutables almacenados en un soporte legible por ordenador, o una combinación de ambos (p. ej., matrices lógicas programables). Salvo que se indique lo contrario, las etapas ejecutadas por las realizaciones no necesitan estar intrínsecamente relacionados con ningún ordenador u otro aparato en particular, aunque pueden estarlo en determinadas realizaciones. En particular, varias máquinas de uso general pueden usarse con programas escritos de acuerdo con las enseñanzas del presente documento, o puede ser más conveniente construir aparatos más especializados (p. ej., circuitos integrados) para realizar las etapas necesarias del método. Por lo tanto, pueden implementarse realizaciones en uno o más programas informáticos que se ejecutan en uno o más sistemas informáticos programables, cada uno de los cuales comprende al menos un procesador, al menos un sistema de almacenamiento de datos (incluye memoria volátil y no volátil y/o elementos de almacenamiento), al menos un dispositivo o puerto de entrada y al menos un dispositivo o puerto de salida. El código del programa se aplica a los datos de entrada para realizar las funciones descritas en la presente memoria y generar información de salida. La información de salida se aplica a uno o más dispositivos de salida, de forma conocida.
Cada uno de dichos programas informáticos se almacena preferiblemente en un medio o dispositivo de almacenamiento (p. ej., memoria o medios de estado sólido, o medios magnéticos u ópticos) legibles por un ordenador programable de uso general o especial, para configurar y operar el ordenador cuando el medio de almacenamiento o dispositivo es leído por el sistema informático para realizar los procedimientos descritos en la presente memoria. El sistema inventivo también puede considerarse implementado como un medio de almacenamiento legible por ordenador, configurado con un programa informático, donde el medio de almacenamiento así configurado hace que un sistema informático funcione de una manera específica y predefinida para realizar las funciones descritas en la presente memoria. (Quedan excluidos los programas informáticos per se y las señales intangibles o transitorias en la medida en que sean materia objeto no patentable).
Los aspectos de los sistemas descritos en la presente memoria pueden implementarse en un entorno de red de procesamiento de sonido basado en ordenador adecuado para procesar archivos de audio digitales o digitalizados. Algunas partes del sistema de audio adaptable pueden incluir una o más redes que comprenden cualquier número deseado de máquinas individuales, incluye uno o más enrutadores (no mostrados) que sirven para almacenar y enrutar los datos transmitidos entre los ordenadores. Una red de este tipo puede basarse en distintos protocolos de red y puede ser Internet, una red de área amplia (WAN), una red de área local (LAN), o cualquier combinación de las mismas.
Uno o más de los componentes, bloques, procesos u otros componentes funcionales pueden implementarse mediante un programa informático que controla la ejecución de un dispositivo informático basado en procesador del sistema. También se debe señalar que las diversas funciones descritas en la presente memoria pueden describirse utilizando cualquier número de combinaciones de hardware, firmware, y/o como datos y/o instrucciones incorporados en diversos soportes legibles por máquina o por ordenador, en cuanto a su componente de comportamiento, de transferencia de registros, lógico y/u otras características. Los soportes legibles por ordenador en los que pueden incorporarse dichos datos y/o instrucciones formateados incluyen, pero sin limitación, medios de almacenamiento físicos (no transitorios), no volátiles de diversas formas, tales como medios de almacenamiento ópticos, magnéticos o semiconductores.

Claims (15)

REIVINDICACIONES
1. Un método de procesamiento de audio implementado por ordenador, comprendiendo el método (1200): recibir una primera señal de dominio de transformada (1202), en donde la primera señal de dominio de transformada es una señal de dominio de transformada compleja híbrida que tiene una pluralidad de bandas, en donde al menos una de la pluralidad de bandas tiene una pluralidad de subbandas, en donde la primera señal de dominio de transformada tiene una primera pluralidad de armónicos;
generar una señal de dominio de transformada muestreada de forma ascendente muestreando de forma ascendente la primera señal de dominio de transformada, en donde la señal muestreada de forma ascendente es una señal de dominio de tiempo de valor complejo;
generar una segunda señal de dominio de transformada (1204) basada en la primera señal de dominio de transformada muestreada de forma ascendente:
generando una segunda pluralidad de armónicos para la primera señal de dominio de transformada muestreada de forma ascendente según un proceso no lineal, en donde la segunda señal de dominio de transformada tiene la segunda pluralidad de armónicos que difiere de la primera pluralidad de armónicos; y
realizando la expansión o compresión de sonoridad en la segunda pluralidad de armónicos, en donde la segunda señal de dominio de transformada es una señal de valor complejo que tiene una parte imaginaria;
filtrar la segunda señal de dominio de transformada para dividir la segunda señal de dominio de transformada en una pluralidad de subbandas y generar una tercera señal de dominio de transformada (1206), en donde la tercera señal de dominio de transformada tiene una pluralidad de bandas, en donde al menos una de la pluralidad de bandas tiene la pluralidad de subbandas; y
generar una cuarta señal de dominio de transformada (1208) mezclando la tercera señal de dominio de transformada con una versión retardada de la primera señal de dominio de transformada, en donde una subbanda dada de la tercera señal de dominio de transformada se mezcla con una subbanda correspondiente de la versión retardada de la primera señal de dominio de transformada.
2. El método de la reivindicación 1, en donde la segunda pluralidad de armónicos da como resultado que la cuarta señal de dominio de transformada tenga unos graves perceptualmente realzados en comparación con la primera señal de dominio de transformada.
3. El método de cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en donde generar la señal de dominio de transformada muestreada de forma ascendente se realiza según la síntesis de filtrado espejo en cuadratura complejo.
4. El método de una cualquiera de las reivindicaciones 1 -3, que comprende, además:
realizar un procesamiento de dinámica de la segunda señal de dominio de transformada, antes de generar la tercera señal de dominio de transformada (1206) a partir de la segunda señal de dominio de transformada.
5. El método de una cualquiera de las reivindicaciones 1-4, en donde la pluralidad de bandas de la primera señal de dominio de transformada tiene una primera banda, una segunda banda y una tercera banda, en donde la primera banda se divide en 8 subbandas, en donde la segunda banda se divide en 4 subbandas y en donde la tercera banda se divide en 4 subbandas.
6. El método de cualquiera de las reivindicaciones 1-5, en donde la primera señal de dominio de transformada tiene 64 bandas, en donde una primera banda se divide en 8 subbandas, en donde una segunda banda se divide en 4 subbandas y en donde una tercera banda se divide en 4 subbandas y/o en donde la primera señal de dominio de transformada tiene un ancho de banda de 24 kHz, en donde la primera señal de dominio de transformada tiene 64 bandas, y en donde el ancho de banda de banda de paso de cada banda es de 375 Hz.
7. El método de una cualquiera de las reivindicaciones 1-6, en donde el proceso no lineal incluye la multiplicación de la primera señal de dominio de transformada y/o un bucle de retardo de retroalimentación aplicado a la primera señal de dominio de transformada.
8. El método de una cualquiera de las reivindicaciones 1 -7, en donde generar la segunda señal de dominio de transformada (1204) comprende:
generar la segunda señal de dominio de transformada (1204) basándose en una de la pluralidad de subbandas de la primera señal de dominio de transformada, en donde una de la pluralidad de subbandas es menor que todas de la pluralidad de subbandas de la primera señal de dominio de transformada; o generar una pluralidad de segundas señales de dominio de transformada basadas en dos o más de la pluralidad de subbandas de la primera señal de dominio de transformada, en donde las dos o más de la pluralidad de subbandas son menores que todas de la pluralidad de subbandas de la primera señal de dominio de transformada, y en donde cada una de la pluralidad de segundas señales de dominio de transformada corresponde a una de las dos o más de la pluralidad de subbandas; y
generar la segunda señal de dominio de transformada (1204) sumando la pluralidad de segundas señales de dominio de transformada.
9. El método de una cualquiera de las reivindicaciones 1 -8, que comprende, además:
Emitir, mediante un altavoz (1104), sonido correspondiente a la cuarta señal de dominio de transformada.
10. El método de una cualquiera de las reivindicaciones 1-9, en donde la primera señal de dominio de transformada está en un primer dominio de señal, comprendiendo el método además:
recibir una señal de entrada en un segundo dominio de señal;
generar la primera señal de dominio de transformada (1202) convirtiendo la señal de entrada del segundo dominio de señal al primer dominio de señal; y
generar una señal de salida convirtiendo la cuarta señal de dominio de transformada del primer dominio de señal al segundo dominio de señal.
11. El método de la reivindicación 10, en donde el segundo dominio de transformada es un dominio de tiempo, en donde el primer dominio de señal es un dominio de señal de filtro espejo en cuadratura complejo híbrido (HCQMF);
en donde generar la primera señal de dominio de transformada (1202) comprende generar la primera señal de dominio de transformada realizando un análisis HCQMF en la señal de entrada; y
en donde generar la señal de salida comprende generar la señal de salida realizando síntesis HCQMF en la cuarta señal de dominio de transformada.
12. El método de una cualquiera de las reivindicaciones 1-11, que comprende, además:
eliminar la parte imaginaria de la segunda señal de dominio de transformada, antes de generar la tercera señal de dominio de transformada (1206).
13. Un medio legible por ordenador no transitorio que almacena un programa informático que, cuando lo ejecuta un procesador, controla un aparato para ejecutar un procesamiento que incluye el método de una cualquiera de las reivindicaciones 1-12.
14. Un aparato para el procesamiento de audio (200, 1000), comprendiendo el aparato:
un procesador (202, 1010),
en donde el procesador (202, 1010) está configurado para controlar el aparato para recibir una primera señal de dominio de transformada, en donde la primera señal de dominio de transformada es una señal de dominio de transformada compleja híbrida que tiene una pluralidad de valores complejos y una pluralidad de bandas, en donde al menos una de la pluralidad de bandas tiene una pluralidad de subbandas, en donde la primera señal de dominio de transformada tiene una primera pluralidad de armónicos;
en donde el procesador (202, 1010) está configurado para controlar el aparato para
generar una señal de dominio de transformada muestreada de forma ascendente muestreando de forma ascendente la primera señal de dominio de transformada, en donde la señal muestreada de forma ascendente es una señal de dominio de tiempo de valor complejo; y
generar una segunda señal de dominio de transformada basada en la primera señal de dominio de transformada muestreada de forma ascendente:
generando una segunda pluralidad de armónicos para la primera señal de dominio de transformada muestreada de forma ascendente según un proceso no lineal, en donde la segunda señal de dominio de transformada tiene la segunda pluralidad de armónicos que difiere de la primera pluralidad de armónicos; y
realizando la expansión o compresión de sonoridad en la segunda pluralidad de armónicos, en donde la segunda señal de dominio de transformada es una señal de valor complejo que tiene una parte imaginaria;
en donde el procesador (202, 1010) está configurado para controlar el aparato para filtrar la segunda señal de dominio de transformada para dividir la segunda señal de dominio de transformada en una pluralidad de subbandas y generar una tercera señal de dominio de transformada, en donde la tercera señal de dominio de transformada tiene una pluralidad de bandas, en donde al menos una de la pluralidad de bandas tiene una pluralidad de subbandas;
en donde el procesador (202, 1010) está configurado para controlar el aparato para generar una cuarta señal de dominio de transformada mezclando la tercera señal de dominio de transformada con una versión retardada de la primera señal de dominio de transformada, en donde una subbanda dada de la tercera señal de dominio de transformada se mezcla con una subbanda correspondiente de la versión retardada de la primera señal de dominio de transformada.
15. El aparato de la reivindicación 14, que comprende, además:
un altavoz (1104) que está configurado para emitir la cuarta señal de dominio de transformada como sonido.
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