ES2534958B1

ES2534958B1 - Sistema y procedimiento para la calibración de etapas de adquisición y acondicionamiento de biopotenciales eléctricos

Info

Publication number: ES2534958B1
Application number: ES201331419A
Authority: ES
Inventors: Manuel DELGADO RESTITUTO; Alberto Rodriguez Perez; Jesus Ruiz Amaya
Original assignee: Consejo Superior de Investigaciones Cientificas CSIC
Current assignee: Consejo Superior de Investigaciones Cientificas CSIC
Priority date: 2013-09-30
Filing date: 2013-09-30
Publication date: 2016-02-09
Anticipated expiration: 2033-09-30
Also published as: ES2534958A1; WO2015044485A1

Abstract

Sistema y procedimiento para la calibración de etapas de adquisición y acondicionamiento de biopotenciales eléctricos. El sistema propuesto comprende medios para la definición de la banda espectral de captura de acuerdo con el tipo de biopotencial objeto de monitorización y medios para el ajuste de los niveles de ganancia en tensión previos a la digitalización de dicho biopotencial. Así mismo, la presente invención describe el procedimiento asociado a la definición de la banda espectral de captura de acuerdo con el tipo de biopotencial objeto de monitorización y al ajuste de los niveles de ganancia en tensión previos a la digitalización de dicho biopotencial.

Description

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DESCRIPCION

SISTEMA Y PROCEDIMIENTO PARA LA CALIBRACION DE ETAPAS DE ADQUISICION Y ACONDICIONAMIENTO DE BIOPOTENCIALES ELECTRICOS

OBJETO DE LA INVENCION

La presente invention describe un sistema y un procedimiento para la calibration de etapas de adquisicion y acondicionamiento de biopotenciales electricos. El sistema propuesto comprende medios para la definition de la banda espectral de captura de acuerdo con el tipo de biopotencial objeto de monitorizacion y medios para el ajuste de los niveles de ganancia en tension previos a la digitalization de dicho biopotencial. Asl mismo, la presente invencion describe el procedimiento asociado a la definicion de la banda espectral de captura de acuerdo con el tipo de biopotencial objeto de monitorizacion y al ajuste de los niveles de ganancia en tension previos a la digitalizacion de dicho biopotencial.

El campo tecnico dentro del que se enmarca la presente invencion es el de las tecnologlas flsicas, y mas en concreto, el de las tecnologlas de la information y las comunicaciones aplicadas a la bioingenierla.

ANTECEDENTES DE LA INVENCION

Todo sistema de monitorizacion de biopotenciales electricos comprende una etapa para la adquisicion y acondicionamiento de las senales capturadas por los electrodos; una section de procesamiento digital, precedida por un convertidor analogico-a-digital, para el analisis y codification de los datos, y un modulo de comunicaciones para la transferencia de informacion al usuario.

La presente invencion se centra en la primera de dichas etapas, esto es, la seccion de adquisicion y acondicionamiento de senal y, mas en concreto, en la description de medios y procedimientos de calibracion para el acondicionamiento de senal.

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Puesto que la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal esta en la cabecera de todo sistema de monitorizacion de biopotenciales electricos, los medios empleados para su implementation determinan en gran medida la precision y la eficiencia del dispositivo sensor en su conjunto.

Aspectos de precision estan particularmente vinculados a los medios de adquisicion, para los que se han propuesto numerosos aparatos y procedimientos conducentes a contrarrestar potenciales errores en la interfaz entre tejido humano y electrodo. Asl, en el documento de estado de la tecnica con numero de publication US 201110251817 A1 con trtulo "Method and apparatus to determine impedance variations in a skin/electrode interface” se describe un sistema para corregir tensiones de offset y errores de ganancia originados por variaciones de impedancia en la interfaz. Asl mismo, el documento de estado de la tecnica con numero de publicacion EP 2298164 A2 con trtulo "Cardiac monitoring circuit with adaptive sampling” muestra un sistema de adquisicion de actividad cardiaca que utiliza un canal secundario para la medida de bioimpedancia con el objetivo de suspender la monitorizacion ECG en tanto que el valor de impedancia no este por debajo de un determinado umbral. Aun en otro documento de estado de la tecnica con numero de publicacion US 8174416 B2 con trtulo "Automatic common-mode rejection calibration” se presentan medios y procedimientos para compensar desbalances de tension y mejorar la razon de rechazo del modo comun en una etapa diferencial de adquisicion de biopotenciales. En otro caso, el documento de estado de la tecnica con numero de publicacion EP 2086111 B1 con trtulo "Instrumentation amplifier” muestra un amplificador de instrumentacion con balance de corriente para eliminar componentes en DC de las senales capturadas por un sistema de adquisicion EEG.

Aspectos de eficiencia estan mas relacionados con los medios de acondicionamiento de senal, cuyo cometido es ajustar el funcionamiento del sistema de monitorizacion al tipo particular de biopotencial objeto de analisis. Consideraciones esenciales en el acondicionamiento realizado por la etapa de adquisicion son, por un lado, la definicion de la banda espectral de captura de acuerdo con la senal inspeccionada y, por otro, la seleccion del nivel de amplificacion necesario para que las formas de onda recibidas se adapten al rango dinamico de la section de procesado subsiguiente, y asl evitar una perdida sustancial de informacion.

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El ajuste de ambos aspectos es particularmente relevante en sistemas multi-sensor, como los empleados en implantes intracraneales para prediction epileptogenica (vease, por ejemplo, el documento de estado de la tecnica con numero de publication US 6671555 B2 con trtulo “Closed loop neuromodulation for suppression of epileptic activity’) o en interfaces cerebro-maquina destinadas a mejorar la calidad de vida de pacientes con severos problemas de desplazamiento (vease, por ejemplo, el documento de estado de la tecnica con numero de publicacion US 8332024 B2 con tltulo “Low-power analog architecture for brain-machines interfaces”). Dado que las acciones a realizar por estos sistemas se basan en la interpretacion de la actividad cerebral medida desde un colectivo de electrodos, las respectivas etapas de adquisicion y acondicionamiento de senal deben operar con las mismas caracterlsticas de transferencia espectral a la mayor resolution posible, de forma que se mejoren tanto la selectividad como la especificidad del dispositivo multi-sensor.

Convencionalmente, el ajuste de ambos aspectos, banda espectral y ganancia, se realiza durante el proceso de fabricacion de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal e implica el uso de componentes discretos de alta precision, de tecnicas de ajuste de elementos de circuito (trimming) y/o de procedimientos de correction usando datos de calibration almacenados en memorias locales. Asl, por ejemplo, el documento con numero de publicacion US4237900, con trtulo “Implantable calibration means and calibration method for an implantable body transducer’ describe un sistema en el que la medida de biopotencial electrico se realiza en base a las caracterlsticas en tension de un condensador incorporado a un circuito resonante LC; caracterlsticas que previamente han sido almacenadas en una memoria ROM durante el proceso de fabrication. Este procedimiento de ajuste, sin embargo, aumenta el coste de production del sistema de monitorizacion en su conjunto y adolece de falta de adaptation frente a cambios en las condiciones ambientales.

Una segunda posibilidad mas orientada a integration monolltica y que potencialmente ofrece mayor flexibilidad consiste en trasladar las tareas de ajuste de las caracterlsticas de amplification y filtrado del sistema de monitorizacion a la section de procesamiento digital posterior a la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal. Ejemplos de realization de esta estrategia se muestran en los documentos del estado de la tecnica US 7171166 B2 con trtulo “Programmable wireless electrode system for medical monitoring” y

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US 2008/0140159 A1 con trtulo “Implantable device for monitoring biological signals”. El inconveniente de esta estrategia es que conlleva un sobredimensionado del sistema de monitorizacion, dado que se requieren medios de digitalizacion que han de cubrir rangos de tension y frecuencia muy superiores a los estrictamente necesarios para monitorizar el biopotencial electrico bajo observation, lo que da lugar a altas resoluciones de procesamiento digital y, consecuentemente, a factores de forma y consumos de potencia elevados.

Una tercera posibilidad que trata de combinar las ventajas de los procedimientos anteriores consiste en dotar de programabilidad a la etapa de acondicionamiento de senal. De acuerdo con esta option, la selection de las caracterlsticas de filtrado y amplification se restringe a la etapa de acondicionamiento y no supone un incremento de resolucion en los medios de procesamiento y digitalizacion del sistema de monitorizacion ni aumenta el coste de production del sistema sensor. Asl, en el documento de estado de la tecnica US 2010/0106041 A1 con trtulo “Systems and methods for multichannel wireless implantable neural recording” se muestran medios para la programacion continua de la ganancia de la etapa de acondicionamiento de 68 a 77dB, medios analogicos para la definition del llmite inferior de la banda espectral de captura en un rango entre 0.1Hz y 1kHz y medios digitales para la sintonizacion de la frecuencia de corte superior de dicha banda en el rango entre 0.7 y 10kHz. En otro ejemplo, reportado en el documento de estado de la tecnica EP 2298164 A2 con trtulo “Cardiac monitoring circuit with adaptive sampling”, se muestran medios basados en condensadores conmutados para sintonizar el llmite superior de la banda espectral de captura entre 1.87Hz and 3.94Hz y medios para ajustar digitalmente la ganancia de la etapa de acondicionamiento entre 20 y 83dB. El principal inconveniente de estas implementaciones es que no se proporcionan medios ni procedimientos de ajuste automatico de los valores de programacion por lo que, en la practica, la definicion de la banda de filtrado y la ganancia de la etapa de acondicionamiento se realiza bajo la inspection de un usuario especializado con el uso de equipamiento externo. En el documento de estado de la tecnica EP 2571920 A1 con trtulo “Biomedical acquisition system with motion artifact reduction” si se emplean procedimientos automaticos de correcion en la cabecera de un sistema de adquisicion biomedica, sin embargo, dichos procedimientos estan orientados a la reduction de los posibles artefactos que pueden contaminar las medidas, no al ajuste de las caracterlsticas de transferencia de dicha cabecera.

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DESCRIPCION DE LA INVENCION

Analizados los antecedentes de la invention, se plantea como problema tecnico a resolver encontrar un sistema de calibration integrado de bajo coste, que no conlleve el sobredimensionado de un sistema de monitorizacion de biopotenciales y que permita el ajuste de la banda de filtrado y de la ganancia de la etapa de acondicionamiento de senal comprendida en dicho sistema de monitorizacion, de manera que opere de forma esencialmente autonoma.

De acuerdo con la presente invencion, la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal de un sistema para la monitorizacion de biopotenciales comprende un amplificador de bajo ruido para amplificar la senal biopotencial capturada desde un electrodo; un circuito para estimar los artefactos, intencionados o no, que potencialmente pueden contaminar dicha senal capturada por dicho amplificador de bajo ruido; un amplificador de ganancia variable para ajustar los niveles de tension de la senal proporcionada por dicho amplificador de bajo ruido una vez sustralda la senal generada por dicho circuito para la estimation de artefactos; un convertidor analogico-digital para digitalizar la senal producida por dicho amplificador de ganancia variable; y un sistema de calibration para el acondicionamiento de biopotenciales electricos, objeto de la presente invencion.

Dicho sistema de calibration comprende, de acuerdo con la presente invencion, un sintetizador de frecuencia basado en barrido digital para la generacion de formas de onda sinusoidales; y una unidad de procesado digital que configura y gestiona los citados bloques comprendidos en una etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal de un sistema para la monitorizacion de biopotenciales en funcion del procedimiento de calibracion contemplado en la presente invencion.

De acuerdo con una realizacion de la presente invencion, el citado sintetizador de frecuencia esta basado en barrido digital y comprende un divisor de frecuencia programable que genera una senal de reloj CLKDIV a partir de una senal de reloj CLKTC y de un dato de frecuencia NFREQ, ambos proporcionados por la citada unidad de procesado digital; un convertidor fase-amplitud que, cuando se temporiza con la citada senal de reloj CLKDIV, genera una forma de onda sinusoidal cuantizada en tiempo-

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discreto; un convertidor digital-analogico con P-bits de resolution, temporizado por la citada senal CLKDIV, que convierte la citada forma de onda digital a la entrada en una senal analogica cuantizada; y un circuito de adaptation que elimina las replicas espectrales producidas por la retention de senal inherente al proceso de conversion realizado en el citado convertidor digital-analogico.

En otro aspecto, la cabecera de una etapa adquisicion y acondicionamiento de senal de un sistema para la monitorizacion de biopotenciales, conformada en este ejemplo de realization de la presente invention por dicho amplificador de bajo ruido y dicho amplificador de ganancia variable, proporcionan una caracterlstica de transferencia paso de banda para atenuar todas aquellas componentes en frecuencia que interfieren en la lectura de la senal biopotencial bajo observation.

De acuerdo con la presente invention, tanto las caracterlsticas de filtrado de la citada cabecera de una etapa adquisicion y acondicionamiento de senal, como la ganancia del citado amplificador de ganancia variable son programables en el sentido de que tanto las frecuencias de corte inferior y superior de la caracterlstica paso de banda como los niveles maximos de tension a la entrada del citado convertidor analogico-digital se pueden ajustar de forma independiente por medio de variables analogicas o digitales.

La calibration de una etapa de acondicionamiento de senal, de acuerdo con la presente invencion, consta de cuatro fases secuenciadas por la citada unidad de procesado digital. En una primera fase se activa el citado sintetizador de frecuencias y se conecta su salida a la entrada del citado amplificador de bajo ruido. En una segunda fase se procede a la sintonizacion de las frecuencias de corte que definen la banda pasante de la citada cabecera de una etapa adquisicion y acondicionamiento de senal. En una tercera fase se desactiva dicho sintetizador de frecuencias y se conecta la entrada de dicho amplificador de bajo ruido a un electrodo desde donde se captura la senal biopotencial. En una cuarta fase se ajusta la ganancia en tension del citado amplificador de ganancia variable y se completa el ciclo de calibracion.

En otro aspecto, la definition de las frecuencias de corte de la citada cabecera de una etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal, de acuerdo con la presente invention, se realiza en primer plano (“foreground calibration”, en ingles) mediante un

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lazo cerrado de sintonla que usa como referenda la senal sinusoidal proporcionada por el citado sintetizador de frecuencias de acuerdo con las instrucciones recibidas de la citada unidad de procesado digital y como parametro de control una version digitalizada de la amplitud maxima alcanzada a la salida del citado amplificador de ganancia variable durante un intervalo de tiempo multiplo del periodo de dicha senal sinusoidal de referencia; dicha version digitalizada generada por el citado convertidor analogico-digital. Dicha amplitud maxima a la salida de dicho amplificador de ganancia variable, cuyo valor depende de la frecuencia de referencia y de las variables analogicas o digitales que controlan la banda pasante de dicha cabecera de una etapa adquisicion y acondicionamiento de senal, proporciona una representation de la funcion de transferencia del filtro implementado por dicha cabecera, segun la presente invention. De acuerdo con ello, para la calibration de los llmites inferior y superior de la banda pasante, el citado sintetizador de frecuencias se programa para generar senales sinusoidales a las frecuencias de corte deseadas (cada una derivada a partir de un citado dato de frecuencia NFREQ), y se modifican las variables de control de la respuesta espectral de la citada cabecera de una etapa adquisicion y acondicionamiento de senal, hasta alcanzar un regimen estacionario en el que las amplitudes a la salida del citado amplificador de ganancia variable revelan atenuaciones propias de los llmites de la banda pasante, tlpicamente unos decibelios por debajo de la ganancia a mitad de banda.

En otro aspecto, la definition de los niveles de ganancia de un amplificador de ganancia variable, de acuerdo con la presente invencion, se realiza mediante un lazo de control en segundo plano (“background calibration”, en ingles) al mismo tiempo que se adquiere y procesa la senal biopotencial capturada por un electrodo. Dicho lazo de control usa como variable de observation una version digitalizada de la tension maxima alcanzada a la salida del citado amplificador de ganancia variable durante un intervalo de tiempo estimado en funcion de consideraciones fisiologicas; dicha version digitalizada generada por el citado convertidor analogico-digital. Ademas, dicho lazo usa como senales de control las variables analogicas o digitales que controlan la ganancia de dicho amplificador de ganancia variable. Durante el proceso de calibracion se modifican las citadas senales de control hasta que se alcanza un regimen estacionario en el que las tensiones de pico a la salida del citado amplificador de ganancia variable estan comprendidas entre una fraction de FS y FS en su llmite superior y entre 0 y una fraction

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de FS en su llmite inferior, donde FS indica el fondo de escala del citado convertidor analogico-digital.

Tanto el sistema microelectronico como los metodos reportados en la presente invention comparten las mismas ventajas, que se describen en profundidad en la section que describe una realization detallada de la invencion y que se listan brevemente a continuacion.

Los medios propuestos son apropiados para sistemas de monitorizacion tanto no- invasivos - del tipo electroencefalografla (EEG), electrocardiografla (ECG) o electromiografla (EMG) - como implantados, para los que la necesaria miniaturization limita o, definitivamente, impide el uso de componentes discretos.

Ademas, los medios propuestos para la implementation integrada de un mecanismo de calibration para la etapa de acondicionamiento de senal de un sistema de monitorizacion de biopotenciales electricos son de baja complejidad, por lo que son susceptibles de integration con reducidos consumos de area y potencia. Este ultimo aspecto es particularmente relevante en sistemas de monitorizacion que no disponen de baterlas sino que, por el contrario, se alimentan a partir de recursos disponibles en el entorno.

En otro aspecto, los medios y procedimientos propuestos permiten contrarrestar las variaciones estadlsticas del proceso tecnologico en el que se realiza la integracion; variaciones que pueden suponer desviaciones del 30 o 40% con respecto al valor nominal en la caracterlstica de transferencia y en la ganancia de un sistema de acondicionamiento de senal, de acuerdo con la presente invencion. Esto es posible siempre y cuando los rangos de programacion del amplificador de bajo ruido y del amplificador de ganancia variable, comprendidos en un sistema de adquisicion de senales biopotenciales de acuerdo con la presente invencion, sean lo suficientemente grandes como para cubrir dichas desviaciones.

Aun en otro aspecto, los procedimientos propuestos para la calibracion de una etapa de acondicionamiento de senal biopotencial, de acuerdo con la presente invencion, son autonomos, ofrecen la posibilidad de adaptation dinamica frente a variaciones en el tejido bajo observation y se adecuan a cualquier tipo de paciente. Estas ventajas son

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especialmente relevantes en sistemas de monitorizacion implantados dado que las posibilidades de manipulation una vez operativos son muy limitadas, a la vez que se ha de alargar al maximo el tiempo de vida util del dispositivo.

Ademas, la automatization de los procedimientos para la calibration de una etapa de acondicionamiento de actividad bioelectrica, de acuerdo con la presente invention, permite eliminar la intervention de usuarios especializados y/o el uso de equipamiento externo, tanto en la fase de fabrication como en la fase de explotacion. Esto no solo reduce los costes de produccion y/o mantenimiento, sino que tambien permiten el despliegue ambulatorio de dispositivos de monitorizacion en servicios de tele-asistencia de enfermos.

En otro aspecto de la presente invencion, el procedimiento de calibracion para ajustar la ganancia de un sistema de acondicionamiento de senal opera concurrentemente con la adquisicion de senal con el fin de evitar interrupciones en el proceso de medida.

Estos y otros objetivos y caracterlsticas del sistema de calibracion descrito en la presente invencion seran entendidos en su totalidad a partir de la siguiente description detallada que ha de ser lelda a la luz de las figuras que se acompanan en donde las referencias numericas se refieren a partes correspondientes citadas en el texto.

Es importante resaltar que los conceptos y especificaciones descritos en la presente invencion son generales y no estan estrictamente vinculados a ningun tipo de estandar en particular, ni a ninguna arquitectura concreta para los bloques comprendidos en una etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal de un sistema para la monitorizacion de biopotenciales electricos.

BREVE DESCRIPCION DE LAS FIGURAS.

Con el objeto de complementar la descripcion de la invencion y sus caracterlsticas, se acompana como parte integrante de dicha descripcion las siguientes figuras:

Figura 1.- Muestra el diagrama de bloques de un ejemplo de realization de un sistema de monitorizacion de biopotenciales electricos junto al electrodo con el que esta

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interconectado. En realizaciones practicas, la separacion flsica de los componentes de este sistema y su distribucion funcional pueden no ser coincidentes.

Figura 2.- Muestra un diagrama de bloques de un ejemplo de realizacion del sistema para la calibracion de etapas de adquisicion y acondicionamiento de biopotenciales electricos objeto de la presente invencion.

Figura 3.- Muestra la programacion de (3a) la caracterlstica de transferencia y (3b) la ganancia de la cabecera de una etapa de adquisicion y acondicionamiento de senales biopotenciales”.

Figura 4.- Muestra el diagrama de bloques de un ejemplo de realizacion del sintetizador de frecuencias que se integra en el sistema objeto de la presente invencion .

Figura 5.- Muestra (5a) el diagrama de bloques de un convertidor fase-amplitud comprendido en del sintetizador de frecuencias, de acuerdo con la presente invencion, como (5b) el diagrama de flujo de su funcionamiento.

Figura 6.- Muestra esquematicamente un ejemplo de realizacion de la circuiterla interna del convertidor digital-analogico y de un circuito de adaptacion, ambos comprendidos en el sintetizador de frecuencias, de acuerdo con la presente invencion.

Figura 7.- Muestra un diagrama de flujo de un ejemplo de realizacion del procedimiento de calibracion de una etapa de adquisicion y acondicionamiento de senales biopotenciales, de acuerdo con la presente invencion.

Figura 8.- Muestra un diagrama de flujo de un ejemplo de realizacion del procedimiento de sintonizacion de las frecuencias de corte de la banda pasante de etapa de adquisicion y acondicionamiento de senales biopotenciales, de acuerdo con la presente invencion.

Figura 9.- Muestra el proceso de “inicializadon” del procedimiento de sintonizacion de las frecuencias de corte de la banda pasante en la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senales biopotenciales, de acuerdo con la presente invencion.

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Figura 10.- Muestra un diagrama de flujo del proceso de ajuste de la frecuencia de corte de baja frecuencia dentro del procedimiento de sintonizacion de la banda pasante de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senales biopotenciales, de acuerdo con la presente invention.

Figura 11.- Muestra un diagrama de flujo del proceso de ajuste de la frecuencia de corte de alta frecuencia dentro del procedimiento de sintonizacion de la banda pasante de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senales biopotenciales, de acuerdo con la presente invencion.

Figura 12.- Muestra un diagrama de flujo el proceso de calibration de un “amplificador de ganancia variable” comprendido en la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senales biopotenciales, de acuerdo con la presente invencion. Este proceso de calibracion se lleva a cabo en la “initialization” del procedimiento de sintonizacion de las frecuencias de corte de la banda pasante de dicha etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal.

Figura 13.- Muestra un diagrama de flujo el proceso de calibracion de un “amplificador de ganancia variable” comprendido en la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senales biopotenciales, de acuerdo con la presente invencion. Dicho ajuste se lleva a cabo en el proceso de calibracion de dicha etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal.

Figura 14.- Muestra el procedimiento de validation por un supervisor externo del mecanismo de auto-calibracion de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senales biopotenciales, de acuerdo con la presente invencion.

DESCRIPCION DE UN EJEMPLO DE REALIZACION DE LA INVENCION

Seguidamente se realiza, con caracter ilustrativo y no limitativo, una description de un ejemplo de realization de la invencion, haciendo referencia a la numeration adoptada en las figuras.

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La figura 1 representa el diagrama funcional de un sistema para la monitorizacion de biopotenciales electricos 10000, cuyo proposito es la captura, procesado y transmision de valores representativos de la senal electrica detectada mediante un electrodo 20000. El sistema comprende una etapa para la adquisicion y acondicionamiento de senal 11000, una seccion de procesamiento digital 12000 y un bloque para la transferencia de information al usuario 13000. Es importante resaltar que esta division funcional no comporta necesariamente una separation flsica de los elementos que componen el sistema para la monitorizacion de biopotenciales electricos 10000. Asl, por ejemplo, elementos del bloque funcional 12000 pueden estar alojados sobre el mismo substrato que elementos del bloque 11000, o tambien es posible que los bloques 11000-13000 compongan en conjunto una unica entidad flsica inseparable.

La presente invention se centra en la primera de las secciones comprendidas en un sistema para la monitorizacion de biopotenciales electricos 10000, esto es, la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000 y, mas en concreto, en la description de medios y procedimientos de calibration automaticos para el acondicionamiento de senal que se expondran mas adelante.

La figura 2 muestra el diagrama de bloques de una etapa para la adquisicion y acondicionamiento de senal 11000, de acuerdo con la presente invencion. Dicha etapa 11000 comprende un amplificador de bajo ruido 11100 (denominado LNA, por sus siglas en ingles, "Low Noise Amplifier”) para amplificar la senal electrica capturada desde un electrodo 20000; un circuito 11200 para estimar los artefactos debidos, por ejemplo, a alteraciones en la impedancia de la interfaz entre tejido y electrodo o a la aplicacion de terapias de electromodulacion, que potencialmente pueden contaminar la senal capturada por el amplificador de bajo ruido 11100; un amplificador de ganancia variable 11300 (denominado PGA, por sus siglas en ingles, “Programmable Gain Amplifier”) para ajustar los niveles de tension de la senal proporcionada por el amplificador de bajo ruido 11100 una vez sustralda la senal generada por el circuito 11200 para la estimation de artefactos; un convertidor analogico-digital 11400 (denominado ADC, por sus siglas en ingles, “Analogue-to-Digital Converter”) para digitalizar la senal proporcionada por el amplificador de ganancia variable 11300; y un sistema de calibracion para el acondicionamiento de biopotenciales electricos, objeto de la presente invencion, que comprende a su vez una unidad de procesado digital (modulo de calibracion) 11500 que

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configura la etapa para la adquisicion y acondicionamiento de senal 11000 durante los procedimientos de calibration, y un sintetizador de frecuencia basado en barrido digital 11600 (denominado DDS, por sus siglas en ingles, "Direct Digital Synthesizer”) para la generation de formas de onda sinusoidales de referencia.

En el caso mas general, el amplificador de ganancia variable 11300 incluye un lazo de cancelation de offset (denominado OCL, por sus siglas en ingles, "Offset Cancellation Loop”) para eliminar las componentes en DC a la entrada del convertidor analogico-digital 11400 originadas por los desbalances a las entradas tanto del amplificador de ganancia variable 11300 como del amplificador de bajo ruido 11100.

Las entradas a la etapa para la adquisicion y acondicionamiento de senal 11000 son CLKTC y CONF. La senal CLKTC es un tren de pulsos periodicos con frecuencia conocida FTC, que se utiliza para la generacion de senales logicas de control y para secuenciar el funcionamiento de la etapa para la adquisicion y acondicionamiento de senal 11000. La senal CONF es una entrada secuencial de datos que se utiliza para programar la unidad de procesado digital 11500 de un sistema de calibracion, de acuerdo con la presente invention. Dicha unidad de procesado 11500 tambien utiliza la salida digital DATA generada por convertidor analogico-digital 11400 como variable de control.

Junto a estas entradas procedentes, en una configuration preferente, de la section de procesamiento 12000 del sistema de monitorizacion 10000, las senales VBIO y VREF constituyen entradas que provienen de sendos electrodos en contacto con el paciente bajo monitorizacion. La senal VBIO es la respuesta electrica capturada por el electrodo 20000, que sirve de interfaz entre el tejido cuya actividad electrica se desea monitorizar y el sistema de monitorizacion 10000. La senal VREF es una tension extralda desde otro electrodo 21000 con baja impedancia de entrada que sirve de referencia para el funcionamiento del amplificador de bajo ruido 11100 y del circuito para la estimation de artefactos 11200. La presente invencion no impone ninguna limitation ni sobre la geometrla de los electrodos 20000 y 21000, ni sobre el tejido bajo observation.

Como reconocera el experto en la tecnica, la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000, formada por el amplificador de bajo ruido 11100 y el amplificador de ganancia variable 11300, se ha de disenar de forma que proporcione una

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caracterlstica de transferencia paso de banda en el camino de senal para, de este modo, filtrar todas aquellas componentes en frecuencia que interfieren en la lectura de la senal biopotencial bajo observation. De acuerdo con la presente invention, y en consonancia con el estado de la tecnica, dicha operation de filtrado se realiza de forma distribuida de forma que la frecuencia de corte del llmite inferior de la banda pasante BF (por baja frecuencia) se implementa a la entrada del amplificador de bajo ruido 11100, mientras la frecuencia de corte del llmite superior de la banda pasante AF (por alta frecuencia) se implementa en algun punto previo a la digitalization por el convertidor analogico-digital 11400. La presente invencion no impone ninguna restriction sobre este ultimo aspecto de manera que dicho llmite superior AF se puede implementar a la salida del amplificador de bajo ruido 11100, como ocurre en algunas realizaciones del estado de la tecnica, o bien a la salida del amplificador de ganancia variable 11300, como se reporta en otras.

De acuerdo con la presente invencion, tanto las frecuencias de corte BF y AF de la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000, como la ganancia PG del amplificador de ganancia variable 11300 son programables en el sentido de que se pueden adaptar por medio de parametros de ajuste analogicos o digitales comprendidos en los bloques 11100 y 11300. Dichos parametros pueden ser resistencias, capacidades, transconductancias o, en general, cualquier elemento o conjunto de elementos que permita la variation monotonica de BF, AF y PG de forma independiente, sin influencia mutua.

Dependiendo de la implementation particular del los bloques de circuito 11100 y 11300, aspecto que no forma parte de la presente invencion pero para el que existen numerosos ejemplos en la literatura, la programacion de las variables BF, AF y PG, se puede realizar en modo continuo o en modo discreto. La diferencia estriba en si se realiza un reglaje analogico (modo continuo) o una programacion digital (modo discreto) del parametro o conjunto de parametros de ajuste. Las tecnicas en modo continuo, esencialmente basadas en arquitecturas maestro-esclavo, permiten un ajuste muy preciso de dichos parametros, si bien son de mayor complejidad y requieren mecanismos adicionales para el almacenamiento y refresco de corrientes y/o tensiones. Por el contrario, las tecnicas en modo discreto, esencialmente basadas en el empleo de matrices de elementos de circuito controlados binariamente, son estructuralmente simples y usan sencillos registros digitales para almacenar las configuraciones de calibracion, aunque la precision, limitada

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por la cuantizacion impuesta por la programacion digital, es usualmente inferior al metodo de ajuste analogico.

Es importante resaltar que los medios y procedimientos propuestos en la presente invention son igualmente aplicables para ambos tipos de programacion, analogico o digital, y, por tanto, son de proposito general y no estan ligados a ninguna realization particular del amplificador de bajo ruido 11100, ni a ninguna implementation concreta del amplificador de ganancia variable 11300. En todo caso, en aplicaciones que requieren consumos ultra-bajos de energla como, por ejemplo, en sistemas de monitorizacion implantables, se usaran preferentemente tecnicas de programacion digital que presentan menor demanda de potencia electrica.

A modo de ilustracion y sin suponer en ningun caso una limitation de la presente invencion, la figura 3(a) muestra un ejemplo en el que las frecuencias de corte BF y AF se pueden controlar digitalmente a traves de las palabras de control BFC<1:NBF> y AFC<1:NAF>, respectivamente. Los valores NBF y NAF representan el numero de bits comprendidos en dichas palabras de control. Sin perdida de generalidad, las frecuencias de corte BF y AF crecen conforme aumentan los valores programados en las correspondientes palabras digitales de control. La figura 3(a) ilustra los rangos de sintonla de las frecuencias de corte BF y AF para el caso NBF = 3 y NAF = 2. Como se observa, la ganancia total de la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000, que viene dada por el producto de la ganancia G del amplificador de bajo ruido 11100 y la ganancia PG del amplificador de ganancia variable 11300, permanece inalterada independientemente de la programacion digital efectuada.

De forma similar, la figura 3(b) ilustra un ejemplo en el que la ganancia PG del amplificador de ganancia variable 11300 se controla mediante una palabra digital PGC<1:NPG>, donde NPG representa la longitud de dicha palabra (NPG = 3 en la grafica). Sin perdida de generalidad, la ganancia PG crece conforme aumenta la palabra digital de control. Como se observa, las frecuencias de corte BF y AF de la caracterlstica de transferencia de la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000, permanece inalterada independientemente de la programacion digital de la palabra PGC.

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De acuerdo con la presente invention, el proposito del sistema de calibration para el acondicionamiento de biopotenciales electricos, compuesto por los bloques 11500 y 11600, es la programacion automatica de los parametros de ajuste para la definition de las variables BF, AF y PG de forma que la banda pasante del filtrado solo incluya el contenido espectral de la senal objeto de monitorizacion y que el nivel de amplification proporcionado por el amplificador de ganancia variable 11300 se adapte al fondo de escala del convertidor analogico-digital 11400.

De acuerdo con la presente invencion, la programacion automatica de los parametros de ajuste para la definicion de las variables BF, AF y PG se realiza mediante tecnicas de procesado digital (del ingles “digitally assisted calibration”) que sacan partido de la presencia de un convertidor analogico-digital 11400 en la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000. Tanto para las variables de frecuencia BF y AF, como para la variable de ganancia, PG, el bloque de procesado digital 11500 establece un lazo cerrado de control automatico que modifica los correspondientes parametros de ajuste, de acuerdo con la respuesta cuantizada de la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000 frente a determinados estlmulos.

En el caso de las frecuencias de corte BF y AF, el lazo cerrado de control, o lazo de sintonla, usa como estlmulos los tonos de referencia generados mediante el sintetizador de frecuencia basado en barrido digital 11600 que, de acuerdo con la presente invencion, forma parte de un sistema de calibracion de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000.

La figura 4 muestra el diagrama de bloques del sintetizador de frecuencia 11600 que, de acuerdo con la presente invencion, comprende un divisor de frecuencia programable 11610 que genera una senal de reloj CLKDIV a partir de la senal de reloj CLKTC y del dato de frecuencia NFREQ proporcionado a traves de la conexion serie CONF (vease figura 2); un convertidor fase-amplitud 11620 que, cuando se temporiza con la senal de reloj CLKDIV, genera una forma de onda sinusoidal cuantizada en tiempo-discreto; un convertidor digital-analogico 11630 (denominado DAC, por sus siglas en ingles, “Digital- to-Analogue Converter”) con P-bits de resolucion que convierte la forma de onda digital a la entrada en una senal analogica cuantizada; un circuito de adaptation 11640 que acondiciona la salida del DAC 11630 para cerrar el lazo de sintonla de acuerdo con las

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caracterlsticas de entrada del amplificador de bajo ruido 11100; un contador logico disparado por flancos 11650 que contabiliza el numero de semiperiodos de la forma de onda sinusoidal generada por el convertidor fase-amplitud 11620; y un comparador digital 11660 que detecta cuando el numero de semiperiodos contabilizados por el contador 11650 supera un determinado numero NT de semiperiodos. Dicho numero NT, definido a traves de la conexion serie CONF, se estima como representativo de la fase de estabilizacion del lazo cerrado de control para el ajuste de las frecuencias de corte BF y AF. La conexion serie CONF tambien proporciona senales de activacion de los bloques comprendidos en el sintetizador de frecuencia 11600, de forma que cuando estan deshabilitados entran en modo de bajo consumo.

En una realization preferente de la presente invention, el divisor de frecuencia programable 11610 se implementa mediante la detection de sobredisparos en un acumulador digital con L-bits de resolution, temporizado por la senal CLKTC, que usa el dato de frecuencia NFREQ como palabra de control de paso. La carga del dato de frecuencia NFREQ se realiza slncronamente con el pulso FLOAD. El lapso de tiempo entre sobredisparos corresponde a un periodo de la senal CLKDIV obtenida a la salida del divisor de frecuencia programable 11610. De acuerdo con esta realizacion preferente, la frecuencia de FDIV de la senal CLKDIV viene dada por la expresion FDIV = NFREQ FTCI2l, donde FTC representa la frecuencia de la senal CLKTC. En el libro "Digital synthesizers and transmitters for software radio” de J. Vanka, publicado por la Editorial Springer en Dordrecht, The Netherlands, en el ano 2005, se pueden encontrar ejemplos eficientes de implementation de acumuladores digitales.

De acuerdo con la presente invencion, el convertidor fase-amplitud 11620 proporciona 4M muestras contiguas cuantizadas por periodo de funcion seno. Cada muestra viene dada por una palabra digital de P bits de longitud, B<0, P-1>, donde el termino B(0) representa el bit menos significativo y el termino B(P-1), el mas significativo. La razon de salida del convertidor de fase-amplitud 11620 es una muestra por ciclo de reloj CLKDIV. Por tanto, la frecuencia FDDS de la forma de onda sinusoidal generada por el convertidor fase- amplitud 11620 es

1 1 ftc

FDDS = — ■ FDIV = — ■ ftC ■ NFREQ 4M 4M 2l

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La figura 5(a) muestra el diagrama funcional de un convertidor fase-amplitud 11620 que, de acuerdo con una realization de la presente invention, comprende una maquina de estado 11621 que controla la operation del convertidor; una memoria 11622 con (M +1) x P elementos y lectura por filas, las cuales almacenan muestras contiguas de un arco de n/2 radianes de la funcion seno; y dos registros de desplazamiento con M posiciones, uno con desplazamiento descendente (11623) y otro con desplazamiento ascendente (11624), cuyas salidas estan conectadas a los controles de habilitacion de las filas de la memoria 11622. El experto en la tecnica comprendera que ambos registros de desplazamiento se podrlan unificar en un unico registro de desplazamiento bidireccional, sin embargo, para una mejor explication de los conceptos que continuan se consideraran dos registros diferenciados.

Observese que la memoria 11622 solo almacena M +1 muestras correspondientes a un cuarto de periodo de la funcion seno. Esto es asl porque la slntesis de la forma de onda completa es trivial a partir de la simetrla n / 2 de la funcion seno. De acuerdo con esta estrategia de compresion de datos, se simplifica notablemente el hardware necesario para implementar el convertidor fase-amplitud 11620.

La operacion del convertidor fase-amplitud 11620 se ilustra con el diagrama de flujo de la figura 5(b). Cuando el dispositivo esta inactivo todas las variables internas estan a ‘0’ logico, y la memoria 11622 no libera ninguna salida. Cuando recibe una senal de activation desde la conexion serie CONF, se carga slncronamente con la senal CLKDIV un ‘1’ logico en la primera position del registro de desplazamiento descendente 11623. A cada ciclo de reloj, el bit activo se desplaza por el registro y habilita la lectura de la correspondiente fila de la memoria 11622. Cuando se alcanza el final del registro 11623, se activa la senal de fin de desplazamiento, Fd = ‘1’ y se deshabilita el bloque. En respuesta a la senal Fd activa, se habilita el registro de desplazamiento ascendente 11624 y se carga un ‘1’ logico en la primera posicion de dicho registro. Una vez en funcionamiento el registro 11624, la senal Fd vuelve al nivel logico bajo. Como en el caso anterior, el bit activo se desplaza por el registro 11624 y habilita, a cada paso de reloj, la lectura de la correspondiente fila de la memoria 11622. Cuando se alcanza el final del registro 11624, se activa la senal de fin de desplazamiento, Fu = ‘1’ y se deshabilita el bloque. Al mismo tiempo, la senal logica INV, que marca las transiciones de n radianes

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en la funcion seno, cambia su estado por el complementary. En respuesta a la senal Fu activa, se vuelve a habilitar el registro de desplazamiento descendente 11624 y, una vez en funcionamiento, la senal Fu vuelve al nivel logico bajo. A partir de este punto se repite todo el proceso, salvo que se instruya lo contrario desde la conexion serie CONF. La figura 4 muestra de forma ilustrativa las formas de onda que exhiben las salidas B e INV proporcionadas por el convertidor fase-amplitud 11620.

El contador logico 11650 usa la salida INV del convertidor fase-amplitud 11620 para contabilizar el numero de semiperiodos de la forma de onda sinusoidal generada por el convertidor fase-amplitud 11620 a partir de la accion de reinicio marcada por el disparo del pulso de carga FLOAD. Cuando el recuento del contador logico 11650 supera el valor NT, la senal de salida TRAN del comparador digital 11650 pasa de estado logico ‘1’ a estado logico ‘0’. El intervalo temporal comprendido entre los cambios de estado de la senal TRAN se elige para cada dato de frecuencia NFREQ como representativo del tiempo necesario para que el lazo de sintonla formado por la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000 y el sintetizador de frecuencia 11600 alcance el regimen estacionario.

De acuerdo con la presente invencion, la longitud de las palabras digitales almacenadas en una memoria 11622 comprendida en el convertidor fase-amplitud 11620 coincide con la resolucion P del convertidor digital-analogico 11630.

Aunque la presente invencion no impone ninguna restriccion sobre la implementacion del convertidor digital-analogico 11630, este usara preferentemente tecnicas en modo de corriente y proporcionara dos salidas, una complementaria de la otra. Ejemplos conocidos de estas tecnicas son los convertidores basados en arquitecturas R-2R y los convertidores basados en conveccion de corriente (vease el capltulo 3 del libro "Data Converters” de F- Maloberti, publicado por la Editorial Springer en Dordrecht, The Netherlands, en el ano 2007). Como se detalla a continuacion, esta eleccion permite completar facilmente la slntesis de la forma de onda sinusoidal completa en el dominio analogico.

En un ejemplo de realizacion de la presente invencion, ilustrado en la figura 6, el convertidor digital-analogico 11630 usa una arquitectura R-2R que genera terminos de

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corriente pesados binariamente a partir de una corriente de referenda IREF. La corriente I+ esta formada por la superposicion de aquellos terminos de corriente habilitados por los ‘1’ logicos contenidos en la palabra digital de entrada, B<0, P-1>. Por el contrario, la corriente I- esta compuesta por la combinacion de los terminos de corriente habilitados por los ‘0’ logicos contenidos en la referida palabra digital; combinacion a la que se resta un termino adicional IREF. A la salida de la arquitectura R-2R, un sencillo arreglo de llaves permite completar la slntesis de la forma de onda sinusoidal completa en el dominio analogico usando la senal INV proporcionada por el convertidor fase-amplitud 11620. Asl, las corrientes de salida Iout+ e Iout- se conforman alternando las senales I+ e I-, de acuerdo con las transiciones de % radianes de la funcion seno.

Como se muestra en la figura 6, las corrientes Iout+ e Iout- constituyen las entradas a un circuito de adaptacion 11640, que en este ejemplo de realization de la presente invencion, esta formado por un convertidor corriente a tension mediante un amplificador operacional. Las tensiones de salida, VDDS+ y VDDS-, del circuito de adaptacion 11640 estan confinadas entre los valores -R2 • IREF y R • IREF . De acuerdo con ello, los

parametros R e IREF se han de elegir de forma que dichos llmites esten

comprendidos dentro del rango de entrada de un amplificador de bajo ruido 11100, de acuerdo con la presente invencion.

Suponiendo que el convertidor digital-analogico 11630 es ideal, el espectro a su salida por efecto de la retention de senal viene dado por,

1 +<X1 m

H(f) = 1 £ sinc<m) • w - m • FDDS)

2 m=-» 4 M

donde sinc(x) = sin(%x), m = 4kM ± 1, y k es un numero entero.

%x

Por consiguiente, ademas del tono fundamental en FDDS, la senal presenta otras imagenes a frecuencias k • FDIV ± FDDS = m • FDDS que estan tanto mas alejadas del tono fundamental cuanto mayor sea la resolucion del convertidor fase-amplitud 11620. La

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atenuacion de dichas imagenes respecto al tono fundamental por efecto de la funcion sinc(x), viene dada por,

A(dB) = 20log(4kM ±1)

y, por tanto, es tanto mayor cuanto mayor sea M. Junto a estas imagenes, la respuesta del sintetizador de frecuencia 11600 tambien incluye otros armonicos a frecuencias

|±/ • FDIV ± j • FDDS\, donde los Indices /, j son numeros enteros, que son atribuibles a

la resolution finita P del convertidor digital-analogico 11630 y a imperfecciones en su implementacion tales como desapareamientos de dispositivos, errores de establecimiento, glitches, jitter, retrasos diferentes en las llneas digitales, etcetera.

Con vistas a atenuar dichas imagenes y armonicos, el circuito de adaptation 11640 incluye condensadores C2 en el camino de realimentacion del amplificador operacional

que confieren a la estructura una caracterlstica paso de baja de primer orden. Estos condensadores permiten eliminar glitches de conmutacion y mejorar la pureza espectral de la senal sinusoidal generada por el sintetizador de frecuencia 11600.

Haciendo uso de los medios expuestos, la figura 7 muestra el procedimiento de calibration 30000 para el ajuste del amplificador de bajo ruido 11100 y del amplificador de ganancia variable 11300, de acuerdo con la presente invention. El procedimiento 30000 se habilita una vez recibida la correspondiente instruccion a traves del enlace de comunicacion serie CONF. El metodo de calibracion 30000 esta caracterizado porque comprende las siguientes fases:

• en primer lugar (31000), se conectan las entradas del amplificador de bajo ruido 11100 a las salidas del sintetizador de frecuencia 11600, de manera que las tensiones VIN y VDDS coinciden. Al mismo tiempo, se deshabilita el circuito para la estimation de artefactos 11200;

• en segundo lugar (32000), se procede a la sintonizacion de las frecuencias de corte que definen la banda pasante de la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000, segun un procedimiento que se detallara con posterioridad en relacion con la figura 8;

• en tercer lugar (33000), se conectan las entradas del amplificador de bajo ruido

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11100 a los electrodos 20000 y 21000, de manera que las tensiones VIN+ y VBIO, por un lado, y las tensiones VIN- y VREF, por otro, coinciden. Al mismo tiempo, se habilita el circuito para la estimacion de artefactos 11200;

• en cuarto lugar (34000), se procede al ajuste de la ganancia en tension del amplificador de ganancia variable 11120, segun un procedimiento que se detallara con posterioridad en relacion con la figura 13.

• En quinto lugar (35000), si asl se estima oportuno, se procede a la validacion de los resultados del metodo de auto-calibracion descrito por medio de un supervisor externo.

El procedimiento 32000 para el ajuste de las frecuencias de corte BF y AF de la banda pasante de la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000 comprende tres pasos, tal como se ilustra en la figura 8. A lo largo de todo el proceso, tal como se indico en la figura 7, el nudo de entrada VIN del amplificador de bajo ruido 11100 se conecta a la salida VDDS del sintetizador de frecuencia 11600 y, por tanto, se desconecta de los electrodos 20000 y 21000. Las fases, secuenciadas por el circuito de calibration 11500, son:

❖ Paso 1 o de initialization (32100), representado en la figura 9. Cuenta con las siguientes etapas:

• en primer lugar (32110), se configura la palabra digital NFREQ a traves de la conexion serie CONF de forma que el sintetizador de frecuencias 11600 genere un tono de senal que, por diseno y aun contando con las desviaciones potenciales de las frecuencias de corte BF y AF, se situa en la banda pasante de la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000. La carga del dato de frecuencia NFREQ se realiza mediante el disparo del pulso FLOAD;

• en segundo lugar (32120), se definen las palabras de control BFC<1:NBF> y AFC<1:NAF> de forma que la caracterlstica de transferencia de la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000 ofrezca el ancho de banda menos restrictivo, lo que implica BFC = “00... 0” y AFC = “11... 1”;

• en tercer lugar, se espera un tiempo transitorio marcado por el cambio de estado de la senal logica TRAN del nivel alto al nivel bajo;

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• en cuarto lugar (32130), se calibra el amplificador de ganancia variable 11300 de acuerdo con un procedimiento basado en la detection de valores maximos de amplitud que se detallara en relation a la figura 12;

• en quinto lugar (32140), se almacena una version digitalizada del valor maximo de amplitud Va observado a la salida del amplificador de ganancia variable 11120, como resultado del proceso de calibration 32130. Dicha version digitalizada se obtiene por medio del convertidor analogico-digital 11400 y se almacena en un registro digital disponible en el modulo de calibracion 11500.

❖ Paso 2 o de sintonizacion de la frecuencia de corte de baja frecuencia BF (32200), representado en la figura 10. Cuenta con las siguientes etapas:

• en primer lugar (32210), se configura la palabra digital NFREQ a traves de la conexion serie CONF de forma que el sintetizador de frecuencias 11600 genere un tono de senal a la frecuencia de corte BF deseada. La carga del dato de frecuencia NFREQ se realiza mediante el disparo del pulso FLOAD;

• en segundo lugar (32220), se define la palabra de control BFC<1:NBF> de forma que el codo paso-alta de la caracterlstica de transferencia de la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000 este a la mayor frecuencia posible, esto es, BFC = “11... 1”. As! mismo, se define la palabra de control AFC<1:NAF> de forma que el codo paso-baja de la caracterlstica de transferencia de la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000 este a la menor frecuencia posible, esto es, al valor AFC = “00.0”;

• en cuarto lugar (32230), se detecta y almacena un valor digitalizado del valor maximo de amplitud Va,BF observado a la salida del amplificador de ganancia variable 11300, usando los mismos medios y procedimientos empleados en la etapa 32135, que se detallara con posterioridad. Dicho valor digitalizado se registra en el modulo de calibracion 11500;

• en quinto lugar (32240), se compara el valor digitalizado de Va,BF con una version escalada de la version digital de la amplitud Va previamente almacenada en la etapa 32140. El factor de escala a es inferior a la unidad y se elige como representativo de la atenuacion de la caracterlstica de transferencia de la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000 en el

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codo paso-alta. Las operaciones de escalado y comparacion se implementan en el modulo de calibration 11500 mediante sencillos circuitos digitales;

o Si VaBF < a- Va (etapa 32250) se decrementa en un bit menos significativo la palabra digital BFC y se ejecutan de nuevo las etapas 32230 y 32240.

o Si Va BF > a- Va se procede a la etapa 32260;

• en sexto lugar (32260), se almacena el ultimo valor definido para la palabra digital BFC en el modulo de calibracion 11500.

❖ Paso 3 o de sintonizacion de la frecuencia de corte de alta frecuencia AF (32300), representado en la figura 11. Cuenta con las siguientes etapas:

• en primer lugar (32310), se configura la palabra digital NFREQ a traves de la conexion serie CONF de forma que el sintetizador de frecuencias 11600 genere un tono de senal a la frecuencia de corte AF deseada. La carga del dato de frecuencia NFREQ se realiza mediante el disparo del pulso FLOAD;

• en segundo lugar (32320), se define la palabra de control AFC<1:NAF> de forma que el codo paso-baja de la caracterlstica de transferencia de la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000 este a la menor frecuencia posible, esto es, AFC = “00... 0”. Asi mismo, se define la palabra de control BFC<1:NBF> con el valor previamente obtenido en la etapa 32260;

• en cuarto lugar (32330), se detecta y almacena un valor digitalizado del valor maximo de amplitud VaAF observado a la salida del amplificador de ganancia variable 11300, usando los mismos medios y procedimientos empleados en la etapa 32135, que se detallara con posterioridad. Dicho valor digitalizado se registra en el modulo de calibracion 11500;

• en quinto lugar (32340), se compara el valor digitalizado de Va,AF con una version escalada de la version digital de la amplitud Va previamente almacenada en la etapa 32140. En un caso general, este factor de escala a puede diferir del empleado en la etapa 32240. Las operaciones de escalado y comparacion se implementan en el modulo de calibracion 11500 con los mismos medios usados en la etapa 32240;

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o Si Va,AF < a- Va (etapa 32350) se incrementa en un bit menos significativo la palabra digital AFC y se ejecutan de nuevo las etapas 32330 y 32340.

o Si VaAF > a- Va se procede a la etapa 32360;

• en sexto lugar (32360), se almacena el ultimo valor definido para la palabra digital AFC en el modulo de calibration 11500.

La duration de los pasos 32100, 32200 y 32300 esta fundamentalmente determinada por los calculos de las tensiones de pico realizadas en las etapas 32130, 32230 y 32330, respectivamente. El tiempo empleado en dichas etapas depende en ultima instancia de la frecuencia de los tonos generados por el sintetizador 11600. En el caso de los pasos 32200 y 32300 la duracion es tambien proporcional al numero de iteraciones requeridas para la ejecucion de los lazos 32230-32250 y 32330-32350, respectivamente.

Es importante resaltar que la pureza espectral de los tonos generados por el sintetizador de frecuencias 11600 se ve favorecida durante el proceso de calibracion por la propia caracterlstica paso de banda de la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000, dado que dicha caracterlstica permite una atenuacion adicional de las imagenes y espurios resultantes de la retention de senal realizada por el convertidor digital-analogico 11630. En ese sentido, la citada cabecera junto con el circuito de circuito de adaptation 11640, actuan como filtro de reconstruction del sintetizador de frecuencias 11600. En todo caso, para evitar que la primera imagen del tono generado por el sintetizador de frecuencias 11600 caiga dentro de la banda pasante de la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000, la resolution M del convertidor fase-amplitud 11620 se ha de elegir de tal forma que FDIV- FDDS sea mayor que AF en todos los pasos implicados en el procedimiento 32000.

De acuerdo con la presente invention, el procedimiento de calibracion 32130 de los niveles maximos de tension a la salida del amplificador de ganancia variable 11300, cuando el nudo de entrada VIN del amplificador de bajo ruido 11100 se conecta a la salida VDDS del sintetizador de frecuencia 11600, se efectua mediante el ajuste controlado de alguno de los parametros de circuito comprendidos en dicho amplificador de ganancia variable. El procedimiento 32130, ilustrado en la figura 12, comprende seis

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fases. Dichas fases, secuenciadas por el circuito de calibration 11500 y basadas en un algoritmo de busqueda binaria, son:

• en primer lugar (32131), se inicializa un Indice IPG con valor ‘0’ logico;

• en segundo lugar (32132), se fija el bit mas significativo de la palabra digital PGC al valor logico ‘1’, mientras el resto de bits se fija al valor logico ‘0’, esto es, PGC =”10...0”;

• en tercer lugar (32133), se incrementa el Indice IPG en 1.

o Si NPG-IPG < 1, se procede a la fase 32139.

o Si NPG-IPG > 1, se procede a la fase 32134;

• en cuarto lugar (32134), se genera una palabra digital PGCI de longitud NPG- IPG con el valor del bit mas significativo a ‘1’ logico y el resto de bits a ‘0’ logico;

• en quinto lugar (32135), se detecta y almacena un valor digitalizado del maximo

de amplitud Vpk,PG observado a la salida del amplificador de ganancia variable 11300. Dicho valor de pico se obtiene reteniendo la mayor de las palabras de salida proporcionadas por el convertidor analogico digital 11400 a lo largo de un periodo de tiempo establecido por el modulo de calibracion 11500. La tasa de

conversion del ADC 11400 es muy superior a la frecuencia del tono de entrada

para de esta forma reducir los errores de observation del valor de pico VpkPG. Los medios empleados para la detection de pico son un registro y un comparador digital disponibles en dicho modulo 11500. Si la dinamica del lazo de sintonla as! lo requiriera, el calculo de la tension de pico se realiza tras un transitorio que ocupa un numero finito de semiperiodos de la senal sinusoidal generada por el sintetizador 11600. El procedimiento, facilmente reproducible por un experto en la tecnica, serla similar al empleado frente a modificaciones en el dato de frecuencia NFREQ;

• en sexto lugar (32136), se compara el valor digitalizado de Vpk,PG con el fondo de escala VFS del convertidor analogico-a-digital 11400.

o Si Vpk,PG < VFS (etapa 32137) se incrementa PGC en PGCI y se vuelve a la etapa 32133.

o Si Vpk,PG = VFS (etapa 32138), los niveles de tension a la salida del amplificador de ganancia variable 11300 sobrepasan el fondo de escala del convertidor ADC 11400, se decrementa PGC en PGCI, y se vuelve a la etapa 32133;

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• en septimo lugar (32139), se almacena el ultimo valor definido para la palabra digital PGC.

De acuerdo con la presente invention, el procedimiento 34000 para el ajuste de la ganancia en tension del amplificador programable 11300 dentro del metodo de calibration 30000, difiere del procedimiento 32130 descrito con anterioridad. Las diferencias entre los metodos 34000 y 32130 estan originadas por el hecho de que, en el primer caso, los nudos de entrada VIN del amplificador de bajo ruido 11100 se conectan a los microelectrodos 20000 y 21000, mientras que, en el segundo caso, dichos nudos se conectan a la salida del sintetizador de frecuencia 11600. Por tanto, mientras en el procedimiento 34000 el amplificador programable 11300 recibe biopotenciales electricos cuya distribution temporal es esencialmente aleatoria, en el procedimiento 32130, la senal recibida es una onda sinusoidal con frecuencia conocida.

La figura 13 muestra el esquema del procedimiento 34000 para el ajuste de la ganancia en tension del amplificador programable 11300, de acuerdo con la presente invencion. El procedimiento, iniciado por el modulo de calibracion 11500 consta de las siguientes etapas:

• en primer lugar (34100), se inicializa la palabra digital PGC con todos sus bits al valor logico ‘1’, de forma que la ganancia PG del amplificador programable 11300 toma su valor maximo;

• en segundo lugar (34200), se detectan los valores maximo y mlnimo de senal VPk,max y Vpk,min, respectivamente, a la salida del amplificador programable 11300 a lo largo de un periodo de tiempo definido por un operador externo. La duration de dicho periodo de monitorizacion depende del tipo de biopotencial objeto de analisis, por ejemplo, en el caso de monitorizacion ECG la duracion debe ser superior al intervalo maximo entre complejos QRS. La information sobre el periodo de detection se transmite al modulo de calibracion 11500 a traves del canal serie CONF, codificado como numero de ciclos del reloj CLKTC. De forma similar a los procedimientos descritos en relation a la etapa 32135, la deteccion del pico de amplitud se realiza preferentemente en el dominio digital a partir de las muestras de senal convertidas por el ADC 11400. La tasa de conversion del ADC 11400 es muy superior a la frecuencia AF de la

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banda pasante de la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000;

• en tercer lugar, se comparan los valores digitalizados de Vpk,max y Vpk,min con dos valores proporcionales al fondo de escala del ADC 11400. El factor de escala p es cercano pero inferior a la unidad, mientras que el factor de escala inferior, y, es cercano pero superior a cero. Ambos valores se eligen como salvaguarda frente a efectos residuales derivados de imperfecciones en el circuito para la estimacion de artefactos 11200, con objeto de evitar la saturacion del convertidor 11400.

o Si Vpk,max > p-VFS o Vpkmin < y, se disminuye el valor de PGC en un bit menos significativo (34300) y se vuelve al paso 34200.

o Si Vpk,max < p- VFS o Vpk,min > y, se procede a la fase 34400;

• en cuarto lugar (34400), se indica a traves del canal DATA que la fase de auto- calibracion, no solo del procedimiento 34000 sino del metodo general 30000, se ha completado.

Con vistas a validar el proceso de auto-calibracion, objeto de la presente invencion, la figura 14 muestra el esquema del procedimiento 35000 de una fase de supervision por parte de un operador externo. El procedimiento consta de las siguientes etapas:

• en primer lugar (35100), se mantienen los nudos de entrada VIN del amplificador de bajo ruido 11100 conectado a los microelectrodos 20000 y 21000 y se monitoriza discrecionalmente la senal biopotencial digitalizada por el ADC 11400 a traves del puerto de salida serie DATA.

o Si se estima que el valor de la ganancia PG amplificador programable 11300 no es adecuado, se ajusta el valor PGC (etapa 35200) de acuerdo con las instrucciones transmitidas por el operador externo a traves del canal serie CONF.

o En caso contrario, el operador externo envla una senal de validacion a traves del canal CONF y se procede a la etapa 34700.

• en segundo lugar (35300), se almacena el valor definido para la palabra digital PGC.

Implementation de la invencion.

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En un ejemplo de realization de la presente invention, el sistema de monitorizacion de biopotenciales electricos 10000 es implantable y se emplea para la captura en tiempo- real de los potenciales de action generados en una zona del cortex cerebral. El rango de frecuencias que ocupan tlpicamente dichos potenciales esta comprendido aproximadamente entre 200Hz y 7kHz. Los niveles de tension de dichos potenciales de action estan en el orden de pocos milivoltios.

En una posible implementation de este ejemplo de realization de la presente invention, el amplificador de bajo ruido 11100 ofrece una ganancia nominal de aproximadamente 47dB e implementa a su entrada la frecuencia de corte inferior BF de la banda pasante de la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000. Mas aun, la frecuencia de dicho llmite inferior es programable mediante una palabra digital de 3 bits y cubre un rango de frecuencias comprendido aproximadamente entre 140 a 210Hz. Esta configuration no se debe considerar limitativa de la presente invention, antes al contrario, cualquier estrategia de programacion con cubrimiento sobre la frecuencia de interes de 200Hz con suficiente margen frente a desviaciones de implementation es igualmente valida.

Asl mismo, tambien de acuerdo con una posible implementation de este ejemplo de realization, el amplificador de ganancia programable 11300 ofrece ocho niveles de amplification, comprendidos entre 0 y 18dB, por medio de la configuration de una palabra de control de 3 bits. Ademas, el amplificador de ganancia programable 11300 implementa a su entrada la frecuencia de corte superior AF de la banda pasante de la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000; frecuencia que puede ser ajustada dentro del rango entre 6.5 y 8kHz, por medio de una palabra de control de 2 bits. Al igual que en el caso anterior, estos valores se muestran exclusivamente a tltulo de ejemplo, sin constituir una limitation de la presente invention.

En otro aspecto, la frecuencia FTC del reloj del sistema se situa a 4.0MHz, la resolution del acumulador digital comprendido en el divisor de frecuencia programable 11610 es L = 12, la longitud del convertidor fase-amplitud es M = 8, y las palabras digitales de control NFREQ usadas por el sintetizador de frecuencias 11600 para definir los tonos empleados en el proceso de calibracion 32000 de la banda pasante de la cabecera de la etapa de

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adquisicion y acondicionamiento de senal 11000 son NFREQ = 6 (para la sintonla de la frecuencia BF), NFREQ = 60 (para el tono en la banda pasante) y NFREQ = 220 (para la sintonla de la frecuencia AF). De nuevo, estos valores no son, en modo alguno, limitativos de la presente invention; solo constituyen un ejemplo de realization entre otras muchas posibilidades.

Aun en otro aspecto, la resolution del convertidor analogico-digital 11400 es de 8 bits y admite diferentes razones de muestreo. En concreto, durante los pasos 1 y 2 del proceso de calibration 32000 de la banda pasante de la cabecera de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal 11000, la tasa de conversion es de 30kS/s mientras para el paso 3 del referido proceso la tasa es de 90kS/s. Durante el procedimiento 34000 para el ajuste de la ganancia en tension del amplificador de ganancia programable 11300, la tasa de conversion se fija a 30kS/s. Estos valores se dan solo a tltulo ilustrativo; cualquier otra configuration que obtenga bajos errores de observation en el calculo de la version digitalizada de los valores de pico a la salida del amplificador de ganancia programable 11300, pueden ser apropiados a los propositos de calibracion.

Los diferentes aspectos mencionados en relation con este ejemplo de realizacion de la presente invencion, conllevan novedades y mejoras frente al estado de la tecnica, que conducen a mejorar la automatization de los procedimientos para la calibracion de una etapa de acondicionamiento de actividad biopotencial, y eliminar la intervention de usuarios especializados y/o el uso de equipamiento externo, tanto en la fase de fabrication como en la fase de explotacion. Esto no solo reduce los costes de production y/o mantenimiento, sino que tambien permiten el despliegue ambulatorio de dispositivos de monitorizacion en servicios de tele-asistencia de enfermos.

Ademas, la autonomla de la calibracion que permite la presente invencion ofrece la posibilidad de adaptation dinamica frente a variaciones en el tejido bajo observacion y se adecuan a cualquier tipo de paciente. Estas ventajas son especialmente relevantes en sistemas de monitorizacion implantados dado que las posibilidades de manipulacion una vez operativos son muy limitadas.

Adicionalmente, los medios propuestos para la implementation integrada de un mecanismo de calibracion para la etapa de acondicionamiento de senal de un sistema de

monitorizacion de biopotenciales electricos son de baja complejidad, por lo que son susceptibles de integration con reducidos consumos de area y potencia.

En el contexto de la presente invention, los terminos "aproximadamente" o “del orden de” 5 deben entenderse como indicando valores muy proximos a los que dicho termino acompane. El experto en la tecnica entendera que una pequena desviacion de los valores indicados, dentro de unos terminos razonables, es inevitable debido a imprecisiones de medida, etc.

10 A lo largo de la presente description, el termino "comprende" y sus derivados no debe interpretarse en un sentido excluyente o limitativo, es decir, no debe interpretarse en el sentido de excluir la posibilidad de que el elemento o concepto al que se refiere incluya elementos o etapas adicionales.

Claims

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REIVINDICACIONES

1. - Sistema de calibration de etapas de adquisicion y acondicionamiento de biopotentiales electricos, donde la entrada de la etapa de adquisicion y acondicionamiento se conecta a un electrodo que captura una senal bioelectrica y la salida de la etapa de adquisicion y acondicionamiento se conecta a una etapa de procesamiento de senales bioelectricas, estando la etapa de adquisicion y acondicionamiento y la etapa de procesamiento integradas en un sistema de monitorizacion de biopotenciales electricos, donde adicionalmente la entrada de la etapa de adquisicion y acondicionamiento comprende:

• un amplificador de bajo ruido para amplificar la senal bioelectrica capturada;

• un circuito de estimation de artefactos de la senal bioelectrica cuya entrada se conecta a un electrodo de referencia y cuya salida se conecta a la salida del amplificador de bajo ruido;

• un amplificador de ganancia variable conectado a la salida del amplificador de bajo ruido para ajustar unos niveles de tension de la senal bioelectrica una vez sustralda una senal proveniente de la salida del circuito de estimation de artefactos; y,

• un convertidor analogico-digital conectado a la salida del amplificador de ganancia variable;

caracterizado por que el sistema de calibration comprende,

• un modulo de calibration de la senal de salida del convertidor analogico-digital que programa automaticamente unos parametros de ajuste que definen una frecuencia de corte inferior del amplificador de bajo ruido, una frecuencia de corte superior de del convertidor analogico-digital y una ganancia del amplificador de ganancia variable; y,

• un sintetizador de frecuencia basado en barrido digital para generar formas de onda sinusoidales cuya entrada se conecta a la salida del modulo de calibration y cuya salida se conecta a la entrada del amplificador de bajo ruido y a la entrada del circuito de estimation de artefactos.
2. - Sistema de calibration de etapas de adquisicion y acondicionamiento de biopotenciales electricos, segun la revindication 1, caracterizado por que a la entrada del modulo de calibracion se introduce:

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- una senal de reloj CLTK correspondiente a un tren de pulsos con frecuencia FTC conocida;

- una senal CONF correspondiente a una entrada secuencial de datos; y,

- una senal de control DATA generada por el convertidor analogico-digital.
3. - Sistema de calibration de etapas de adquisicion y acondicionamiento de biopotenciales electricos, segun la reivindicacion 2, caracterizado por que el sintetizador de frecuencia al menos comprende:

• un divisor de frecuencia programable que genera una senal de reloj CLKDIV a partir de la senal de reloj CLKTC y de una senal de frecuencia NFREQ generadas previamente por la etapa de procesamiento de senales bioelectricas;

• un convertidor fase-amplitud conectado a la salida del divisor de frecuencia programable que genera una forma de onda sinusoidal cuantizada en tiempo- discreto;

• un convertidor digital-analogico con P-bits de resolution conectado a la salida del convertidor fase-amplitud temporizado por la senal de reloj CLKDIV;

• un circuito de adaptation que elimina replicas espectrales generadas por retenciones de una senal generada en el convertidor digital-analogico.
4. - Sistema de calibracion de etapas de adquisicion y acondicionamiento de

biopotenciales electricos, segun la reivindicacion 3, caracterizado por que el divisor de frecuencia programable comprende medios de detection de sobredisparos en un acumulador digital de L-bits de resolucion, temporizado por la senal de reloj CLKTC y cuya palabra de control de paso es la senal de frecuencia NFREQ.
5. - Sistema de calibracion de etapas de adquisicion y acondicionamiento de

biopotenciales electricos, segun la reivindicacion 4, caracterizado por que la senal de reloj

CLKDIV tiene una frecuencia FDIV=NFREQ/2L, donde FTC es la frecuencia de la senal de reloj CLKTC.
6. - Sistema de calibracion de etapas de adquisicion y acondicionamiento de

biopotenciales electricos, segun la reivindicacion 3, caracterizado por que el circuito de adaptacion comprende un amplificador operacional para convertir corriente a tension y condensadores en el camino de realimentacion del amplificador operacional.

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7. - Sistema de calibration de etapas de adquisicion y acondicionamiento de biopotenciales electricos, segun la revindication 1, caracterizado por que el amplificar de ganancia variable comprende un lazo de cancelation de offset para eliminar componentes en DC a la entrada del convertidor analogico digital.
8. - Procedimiento de calibration de etapas de adquisicion y acondicionamiento de biopotenciales electricos, que hace uso del sistema de calibration descrito en una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 8, caracterizado por que comprende las siguientes fases:

• conectar las entradas del amplificador de bajo ruido a las salidas del sintetizador de frecuencia, y simultaneamente deshabilitar el circuito para la estimation de artefactos;

• sintonizar unas frecuencias de corte que definen una banda pasante de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de biopotenciales electricos;

• conectar las entradas del amplificador de bajo ruido al electrodo que captura una senal bioelectrica y al electrodo de referencia y desconectar las entradas del amplificador de bajo ruido de las salidas del sintetizador de frecuencia y simultaneamente habilitar el circuito para la estimation de artefactos ; y,

• ajustar la ganancia en tension del amplificador de ganancia variable en el modulo de calibracion.
9. - Procedimiento de calibration de etapas de adquisicion y acondicionamiento de biopotenciales electricos, segun la revindication 8, caracterizado por que la fase de sintonizacion de las frecuencias de corte que definen la banda pasante de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de biopotenciales electricos adicionalmente comprende las siguientes etapas:

• inicializar los elementos que conforman el sistema de calibration de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de biopotenciales electricos;

• sintonizar una frecuencia de corte de baja frecuencia BF; y,

• sintonizar una frecuencia de corte de alta frecuencia AF.
10. - Procedimiento de calibration de etapas de adquisicion y acondicionamiento de biopotenciales electricos, segun la revindication 9, caracterizado por que la etapa de

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initialization de los elementos que conforman el sistema de calibration comprende la siguientes subfases:

• configurar la senal de frecuencia digital NFREQ a traves de la senal CONF y generar el sintetizador de frecuencias un tono de senal que se situa en la banda pasante de la etapa de adquisicion y acondicionamiento, realizandose la carga en el sintetizador de frecuencias de la senal de frecuencia digital NFREQ mediante el disparo del pulso FLOAD;

• definir unas palabras binarias de control BFC<1:NBF> y AFC<1:NAF> para que la caracterlstica de transferencia de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de biopotenciales electricos tenga el ancho de banda menos restrictivo;

• esperar un tiempo transitorio marcado por un cambio de estado de una senal logica TRAN del nivel alto al nivel bajo, siendo la senal TRAN una senal de salida del sintetizador de frecuencias;

• calibrar el amplificador de ganancia variable mediante la obtencion de una palabra digital PGC; y,

• capturar mediante el convertidor analogico-digital, un valor maximo de amplitud Va, obtenido a la salida del amplificador de ganancia variable, y almacenar dicho valor en el modulo de calibracion.
11.- Procedimiento de calibracion de etapas de adquisicion y acondicionamiento de biopotenciales electricos, segun la revindication 9, caracterizado por que la etapa de sintonizar la frecuencia de corte de baja frecuencia BF comprende las siguientes subetapas;

i) configurar la senal de frecuencia digital NFREQ a traves de la conexion serie CONF de forma que el sintetizador de frecuencias genere un tono de senal a la frecuencia de corte BF deseada, realizandose la carga de la senal de frecuencia digital NFREQ mediante el disparo del pulso FLOAD;

ii) definir una palabra de control BFC<1:NBF> de forma que un codo paso-alta de la caracterlstica de transferencia de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal este a la mayor frecuencia posible, esto es, BFC = “11...1”;

iii) definir una palabra de control AFC<1:NAF> de forma que el codo paso-baja de la caracterlstica de transferencia de la cabecera de la etapa de adquisicion y

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acondicionamiento de senal este a la menor frecuencia posible, esto es, AFC = “00...0”;

iv) esperar un tiempo transitorio marcado por el cambio de estado de una senal logica TRAN del nivel alto al nivel bajo, siendo la senal TRAN una senal de salida del sintetizador de frecuencias;

v) detectar y almacenar un valor digitalizado del valor maximo de amplitud Va,BF obtenido a la salida del amplificador de ganancia variable, almacenandose el valor digitalizado en el modulo de calibration; y,

vi) comparar, en el modulo de calibracion, el valor digitalizado de VaBF con una version escalada de Va, siendo el factor de escala a inferior a la unidad y representativo de una atenuacion de la caracterlstica de transferencia de la etapa de adquisicion y acondicionamiento de senal en el codo paso-alta;

o si Va,BF < a- Va se decrementa en un bit menos significativo la palabra digital BFC y se ejecuta de nuevo la subetapa v); o si VaBF > a- Va se almacena el ultimo valor definido de BFC en el modulo de calibracion siendo este valor BFC el valor que sintoniza la frecuencia de corte de baja frecuencia BF.
12.- Procedimiento de calibracion de etapas de adquisicion y acondicionamiento de biopotenciales electricos, segun la revindication 9, caracterizado por que la etapa de sintonizacion de la frecuencia de corte de baja frecuencia AF comprende las siguientes subetapas;

i) configurar la senal de frecuencia digital NFREQ a traves de la senal CONF para que el sintetizador de frecuencias genere un tono de senal a la frecuencia de corte AF, realizandose la carga de la senal de frecuencia digital NFREQ en el sintetizador de frecuencias mediante el disparo del pulso FLOAD;

ii) definir una palabra de control AFC<1:NAF> para que el codo paso-baja de la caracterlstica de transferencia de la etapa de adquisicion y acondicionamiento este a la menor frecuencia posible, AFC = “00.0”;

iii) definir una palabra de control BFC<1:NBF> con el ultimo valor de la palabra digital BFC previamente almacenado en el modulo de calibracion;

iv) esperar un tiempo transitorio marcado por el cambio de estado de la senal logica TRAN del nivel alto al nivel bajo;

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v) detectar y almacenar un valor digitalizado del valor maximo de amplitud Va,AF obtenido a la salida del amplificador de ganancia variable almacenandose el valor digitalizado en el modulo de calibracion; y,

vi) comparar el valor digitalizado de Va,AF con una version escalada de la version digital de la amplitud Va ,siendo el valor de escala a;

o si Va,AF < a- Va se incrementa en un bit menos significativo la palabra digital AFC y se ejecuta de nuevo las etapa v); o si Va,AF > a- Va se almacena el ultimo valor definido para la palabra digital AFC en el modulo de calibracion, siendo este valor AFC el valor que sintoniza la frecuencia de corte de alta frecuencia AF.
13. - Procedimiento de calibracion de etapas de adquisicion y acondicionamiento de biopotenciales electricos, segun la reivindicacion 10, caracterizado por que la subfase de calibracion del amplificador de ganancia variable comprende la siguientes subetapas:

i) inicializar un Indice IPG con valor ‘0’ logico;

ii) fijar el bit mas significativo de una palabra digital PGC al valor logico ‘1’ y fijar el resto de bits al valor logico ‘0’, esto es, PGC - ’10...0”; y,

iii) incrementar el Indice IPG en 1,

o si NPG-IPG < 1, se almacena el ultimo valor definido para la palabra digital PGC dandose el amplificador por calibrado; o si NPG-IPG > 1,

■ generar una palabra digital PGCI de longitud NPG-IPG con el valor del bit mas significativo a ‘1’ logico y el resto de bits a ‘0’ logico;

■ detectar y almacenar un valor digitalizado de un maximo de amplitud VPk,PG obtenido a la salida del amplificador de ganancia variable; y,

■ comparar el valor digitalizado de Vpk,PG con un fondo de escala VFS del convertidor analogico-digital;

o si Vpk,PG < VFS se incrementa PGC en PGCI y se vuelve a la subetapa iii);

o si Vpk,PG = VFS se decrementa PGC en PGCI y se vuelve a la subetapa iii).
14. - Procedimiento de calibracion de etapas de adquisicion y acondicionamiento de biopotenciales electricos, segun la reivindicacion 8, caracterizado por que la fase de

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ajuste de la ganancia en tension del amplificador de ganancia variable comprende las siguientes etapas:

i) inicializar una palabra digital PGC con todos sus bits al valor logico ‘1’, de forma que la ganancia PG del amplificador de ganancia variable toma su valor maximo;

ii) detectar unos valores maximo y mlnimo de senal Vpk,max y Vpk,min, respectivamente, a la salida del amplificador a lo largo de un periodo de tiempo previamente definido;

iii) enviar information relativa al periodo de tiempo de detection al modulo de calibration a traves de la senal CONF, codificada como numero de ciclos de la senal de reloj CLKTC; y,

iv) comparar los valores digitalizados de VpKmax y Vpk,min con dos valores escalados del valor de fondo de escala VFS del convertidor analogico-digital, siendo un primer factor de escala p cercano e inferior a la unidad, y un segundo factor de escala y cercano y superior a cero,

a. si VpKmax > p-VFS o Vpk,min < y-VFS, se disminuye el valor de PGC en un bit menos significativo y se vuelve a la etapa ii);

b. si Vpk,max < p-VFS o Vpk,min > y-VFS, se notifica a a traves del canal DATA que la fase de auto-calibracion se ha realizado.