ES2332637B1 - Procedimiento y aparato para la correccion de imagenes ultrasonicas por analisis de fase. - Google Patents
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Abstract
Procedimiento y aparato para la corrección de
imágenes ultrasónicas por análisis de fase.
El objeto de esta invención es un procedimiento
y aparato que permiten corregir y mejorar en tiempo real la calidad
de imágenes ultrasónicas obtenidas por métodos convencionales. Para
ello, se multiplican las muestras conformadas por unos factores de
coherencia de fase basados en el análisis de la dispersión las fases
de los datos de la apertura.
Description
Procedimiento y aparato para la corrección de
imágenes ultrasónicas por análisis de fase.
El objeto de esta invención es proporcionar un
procedimiento para corregir y mejorar, en tiempo real, la calidad
de las imágenes ultrasónicas obtenidas por métodos convencionales
mediante conjuntos o arrays de elementos transductores y técnicas
digitales de conformación de haces. Además, se describe también un
aparato para llevar a cabo el procedimiento de la invención, y que
se puede incorporar y adaptar fácilmente a conformadores de haz
existentes.
Los sistemas de imágenes ultrasónicas
convencionales se basan en un conjunto o array de N elementos
transductores, normalmente piezoeléctricos, que emiten pulsos
ultrasónicos en dirección al medio que se desea inspeccionar, donde
el instante de emisión de los pulsos está temporizado de tal modo
que los pulsos individuales se suman formando un haz ultrasónico.
Una ley focal es el conjunto de retardos calculados para deflectar y
enfocar el haz en una dirección y rango determinados en función de
la geometría del array, del acoplamiento al medio a inspeccionar y
de las velocidades de propagación del ultrasonido. Cambiando la ley
focal se modifican la dirección y distancia focal del haz, lo que
permite barrer la región de interés con focos situados a las mismas
o a diferentes profundidades. Con arrays lineales el barrido es
plano y, con los bidimensionales se puede realizar el barrido de un
volumen.
En recepción, los ecos que llegan al array
receptor (habitualmente el mismo que el emisor) como consecuencia de
reflexiones en discontinuidades en el medio, son amplificados,
digitalizados y retrasados individualmente para cada elemento
i de los N del array receptor, 1\leqi\leqN,
obteniendo los datos de la apertura S_{i}(k), donde
k representa un índice en la señal de longitud L
(1\leqk\leqL). La ley focal aplicada en recepción compensa
las diferencias en el tiempo de vuelo del ultrasonido desde la
emisión al foco y a cada elemento. Al sumar los N datos de
la apertura (retrasados previamente), se producen interferencias
constructivas si proceden del foco o destructivas si provienen de
otras regiones, proceso que se denomina suma coherente. Los
sistemas más avanzados varían dinámicamente la ley focal para que
el foco se sitúe, en todo momento, sobre la posición que ocupa el
pulso ultrasónico en su propagación por el medio, obteniendo así
una imagen enfocada en toda su extensión (técnica de focalización
dinámica).
Al visualizar la intensidad de las señales
recibidas, la imagen muestra la amplitud de los reflectores en las
posiciones que ocupan. El elemento que realiza la focalización de
las señales recibidas se denomina conformador de haz. Métodos para
la realización de conformadores con focalización dinámica se
describen, por ejemplo, en C. Fritsch et al.,
"Composición coherente de señales por corrección focal
progresiva", Pat. 2004/00203, 30 Ene. 2004, o en M. D.
Poland, "Ultrasonic diagnostic imaging with automatic
adjustment of beamforming parameters", US2007/0088213 Al,
Apr. 19, 2007.
Es bien conocido (por ejemplo, G. S. Kino,
"Acoustic waves: devices, imaging and analog signa)
processing", Prentice Hall Inc., 1987) que la calidad de las
imágenes ultrasónicas obtenidas con un conformador de haz como el
descrito está limitada, principalmente, por:
- a)
- La resolución lateral o capacidad para distinguir dos reflectores próximos entre sí.
- b)
- El rango dinámico o relación entre las señales de mayor y menor intensidad detectables sobre el ruido de fondo sin saturación que, a su vez, limita el contraste.
- c)
- La presencia de artefactos y, particularmente, de lóbulos de rejilla que aparecen cuando la distancia efectiva entre elementos es mayor que media longitud de onda. El límite de distancia entre elementos inferior a \lambda/2 se supera frecuentemente con arrays bidimensionales, para mantener la complejidad electrónica en dimensiones razonables y también en aplicaciones de imagen para Evaluación No Destructiva (END).
- Los lóbulos laterales y de rejilla deterioran significativamente la calidad de la imagen obtenida. Ambos producen indicaciones donde no existen reflectores, limitando el rango dinámico y el contraste de las imágenes. En particular, zonas anecoicas en las que no deben aparecer indicaciones, quedan contaminadas por las que corresponden a los lóbulos laterales o de rejilla de reflectores o dispersores cercanos.
- Por su parte, la anchura del lóbulo principal en el patrón lateral del haz determina primariamente la resolución lateral de la imagen para señales intensas. Para las más débiles, la resolución lateral está determinada por la anchura de los lóbulos laterales a ambos lados del principal. Las técnicas de apodización uniformizan la resolución lateral, reduciendo la amplitud de los lóbulos laterales a expensas de ensanchar el lóbulo principal, con la consiguiente pérdida de resolución lateral para señales intensas.
- d)
- La aparición de aberraciones de fase, que se producen por las variaciones de velocidad de propagación ultrasónica en medios no homogéneos, provocando errores de focalización al modificar la trayectoria y/o el tiempo de vuelo del pulso ultrasónico. Estos errores de focalización, emborronan la imagen y provocan pérdidas de resolución y contraste.
Las tres primeras limitaciones son función de la
geometría del array y de la longitud de onda. Así, durante mucho
tiempo, se consideró que dichos límites no podían ser superados.
Sin embargo, más recientemente, se han propuesto técnicas que
permiten introducir correcciones en las imágenes obtenidas, con el
objetivo de reducir o cancelar las indicaciones no deseadas en la
imagen, producidas por lóbulos laterales o de rejilla, manteniendo o
mejorando otros aspectos como la resolución lateral y la relación
señal/ruido.
La idea generalmente seguida hasta ahora
consiste en estimar un factor de coherencia indicativo de la
calidad de la focalización para cada muestra k conformada.
Una muestra conformada es el resultado de sumar las señales
recibidas una vez focalizadas. Así, al aplicar el factor de
coherencia a la salida del conformador, las muestras con un alto
valor de coherencia se mantienen, mientras que se reducen las que
presentan un bajo valor de coherencia.
En la propuesta original (K. W. Rigby, "Method
and apparatus for coherence filtering of ultrasound images", US.
Pat. 5.910.115, Jun. 8, 1999), para cada rango k, se calcula
el factor de coherencia C(k) a partir de los datos de
la apertura S_{i}(k), 1\leqi\leqN,
como la relación entre el valor absoluto de la suma coherente y de
la suma incoherente, esto es:
Una variante (K. W. Hollman et al.,
"Coherence factor of speckle from a multi-row
probe", Proc. IEEE Ultrasonic Symposium, pp.
1257-1260, 1999) es:
donde se relacionan energías en
lugar de amplitudes. Otra variante (A. L. Hall et al,
"Method and apparatus for coherent imaging", US. Pat. 6.071240,
6 Jun. 2000) relaciona la suma coherente con la obtenida por un
segundo conformador con retardos de focalización iguales a cero. En
este caso, la coherencia aumenta con la disimilitud entre ambas
magnitudes.
El factor de coherencia puede usarse para
ajustar parámetros de emisión o recepción en un proceso iterativo y
optimizar algún criterio de calidad (K. F. Ustuner et al.,
"Coherence Factor adaptive ultrasound imaging methods and
systems", Pat. US2005/0228279, 13 Oct. 2005).
Otra variante es el factor de coherencia
generalizado (P.C. Li, M. Li, "Adaptive Imaging using the
Generalized Coherence Factor", IEEE Trans. Ultr., Ferroelec. and
Freq, Contr., 50, 2, pp. 128-141, 2003) que se
obtiene del espectro P(j,k) de los datos de la
apertura:
donde el parámetro
M<<N, elige una banda de bajas frecuencias del
espectro. Para M=0 el resultado equivale al de la Ecuación
(2). Para M>0, GCF(k) \geq
C(k), con lo que disminuye la corrección de señales no
coherentes, como son las indicaciones de los reflectores
difusos.
Recientemente, se ha propuesto un método
específico para suprimir las indicaciones de los lóbulos de rejilla
(K. F. Ustuner et al., "Adaptive grating lobe suppression
in ultrasound imaging", US Pat. 7207942 B2, 24 Abr. 2007).
Utilizando técnicas de correlación cruzada, el método determina si
una indicación procede del foco o de un lóbulo de rejilla,
filtrando los datos de la apertura o el resultado de la suma
coherente en función del resultado.
En el presente documento, el término "datos de
la apertura" hace referencia a las señales recibidas por los
transductores, una vez amplificadas, digitalizadas y temporalmente
retardadas (focalizadas), según se ha definido más arriba en el
presente documento. Los datos de la apertura, a continuación, se
suman para obtener un solo valor, que se denominará "muestra
conformada". El elemento que realiza, al menos, la focalización
de las señales recibidas y la posterior suma de los datos de
apertura es un "conformador de haz".
Los procedimientos de mejora de calidad de
imágenes de las técnicas anteriores se basan en ponderar la muestra
conformada utilizando factores de coherencia obtenidos a partir de
relaciones de amplitud de los datos de la apertura, sin considerar
explícitamente la importante información de fase contenida en las
señales. Por eso fallan en la cancelación o reducción de los
lóbulos de rejilla, donde las amplitudes de las sumas coherente e
incoherente son similares, produciendo un factor de coherencia
próximo a la unidad que deja prácticamente invariable la muestra
conformada y, por tanto, mantiene las falsas indicaciones de los
lóbulos de rejilla.
La presente invención, en cambio, supera estas
limitaciones de los procedimientos convencionales mediante el
análisis de la variabilidad de las fases en los datos de la
apertura, evaluando un factor de coherencia de fase con valores
entre 0 y 1. Por tanto, a partir de las fases de los datos de la
apertura se calcula un factor de coherencia de fase que es
independiente de la amplitud de las señales. Así, mientras que la
relación de amplitudes de otras aproximaciones produce factores de
coherencia cuyos valores son del orden del cociente entre la
amplitud del lóbulo lateral y el lóbulo principal, el procedimiento
de la invención produce factores de coherencia de fase de valores
inferiores, consiguiendo así una cancelación más efectiva de los
datos incoherentes.
Este nuevo procedimiento mejora la calidad de
las imágenes obtenidas por un sistema de imágenes ultrasónicas en
todos los aspectos definidos anteriormente. Es decir, se consigue
reducir los lóbulos laterales, los lóbulos de rejilla, los efectos
de las aberraciones de fase y se estrecha el lóbulo principal para
mejorar la resolución lateral, contraste y rango dinámico de la
imagen y la relación señal-ruido.
Además, el método propuesto en esta invención
permite ajustar el nivel de la corrección, bien automáticamente o
bien por parte del operador del sistema, pudiendo llegar en el
límite a anular todas las indicaciones de los lóbulos laterales y
reducir la anchura del lóbulo principal, con el consiguiente
aumento de la resolución lateral y del contraste.
Por tanto, de acuerdo con un primer aspecto de
la invención, se describe un procedimiento para la corrección de
imágenes ultrasónicas, caracterizado porque comprende la operación
de multiplicar la muestra conformada por un factor de coherencia de
fase basado en la dispersión de las fases de los datos de la
apertura.
El término "dispersión de las fases", en el
presente documento, hace referencia al grado de diversidad de las
fases de las señales que conforman los datos de la apertura. Por
ejemplo, una dispersión de las fases baja corresponde a un conjunto
de señales que están todas en fase o casi en fase o, en otros
términos, que posee una elevada similitud de fases. Por
consiguiente, los términos "dispersión" y "similitud" de
fases están en relación inversa. Del mismo modo, diremos que un
conjunto de señales poseen una elevada "coherencia de fase" si
la dispersión de sus fases es baja o, equivalentemente, si su
similitud es elevada. Es necesario remarcar que el término
"dispersión", en este contexto, pretende hacer referencia a
cualquier parámetro que refleje la distribución de las fases, sin
quedar necesariamente limitado a los parámetros que comúnmente se
conocen como "dispersión" en el campo de la estadística. Como
se describirá posteriormente en el presente documento, existen
diferentes modos de cuantificar la dispersión de las fases que
corresponden a diferentes realizaciones preferidas de la
invención.
Por tanto, del análisis de la dispersión de las
fases de las señales de eco recibidas por los diferentes elementos
del array, una vez amplificadas, digitalizadas, y retrasadas para
crear un foco en una dirección \theta_{0} y una profundidad
r_{k} determinadas, se obtiene el factor de coherencia de
fase, CF(k), con un valor comprendido entre 0 y 1
para cada rango k, 1\leqk\leqL. Un valor
elevado del factor de coherencia de fase (próximo a 1) significa que
los retardos aplicados han compensado correctamente las diferencias
en tiempo de vuelo a cada elemento y, por tanto, proceden del foco.
Un valor reducido del factor de coherencia de fase (próximo a 0)
significa que los retardos aplicados no han compensado debidamente
las diferencias en los tiempos de vuelo y, consecuentemente, las
señales no proceden del foco. El factor de coherencia de fase se
utiliza para ponderar el resultado de la muestra conformada según
la siguiente expresión:
de forma que, cuando
CF(k) \approx 1, la el resultado y(k) de la
ponderación será básicamente igual a la simple suma x(k) de
los datos de la apertura, mientras que, cuando CF(k)
\approx 0, la salida y(k) tenderá a cero, limitando
significativamente la amplitud correspondiente a muestras
conformadas con una baja
coherencia.
De este modo, el procedimiento propuesto en esta
invención reconoce la procedencia de las señales y actúa para
corregir los efectos no deseados en la imagen o para mejorar su
calidad.
Así, un reflector situado en la dirección
central del lóbulo principal produce señales en fase, con lo que la
suma es constructiva y da lugar al máximo de amplitud en el patrón
lateral del haz. En estas condiciones, el factor de coherencia de
fase CF(k) es máximo, con un valor unitario
(dispersión de fases nula).
Sin embargo, al desplazarse el reflector
lateralmente dentro del lóbulo principal, algunas señales dejan de
estar en fase. Al aumentar la disparidad de las fases, se reduce el
factor de coherencia de fase CF(k). De esta forma, al
realizar la corrección de la suma de los datos de la apertura por
aplicación de (4), se reduce la anchura del lóbulo principal y, por
consiguiente, mejora la resolución lateral.
Si el reflector se sitúa sobre un lóbulo
lateral, las señales ya no se componen constructivamente. Las fases
de los datos de apertura muestran una gran disparidad que produce
un muy bajo factor de coherencia de fase, CF(k)
\approx 0. Al multiplicar la suma de los datos de la apertura por
este valor bajo según (4), se reducen o cancelan las indicaciones
de los lóbulos laterales.
Los lóbulos de rejilla resultan de replicar de
forma distribuida indicaciones de reflectores situados sobre el
lóbulo principal. Con las señales de banda ancha utilizadas en
imagen ultrasónica, las réplicas son composiciones parcialmente
coherentes: sólo una pequeña fracción de los N datos de la
apertura están en fase y el resto muestra fases diversas. En
conjunto, la dispersión de las fases es elevada, produciendo un bajo
valor del factor de coherencia de fase CF(k)
\approx 0. Al multiplicar la suma de los datos de la apertura por
este valor, según la ecuación (4), se limitan las indicaciones de
los lóbulos de rejilla.
Asimismo, las señales recibidas cuando se
producen aberraciones de fase muestran una elevada dispersión de
fases, que resulta en un bajo factor de coherencia de fase
CF(k) \approx 0. Al multiplicar la suma de las
señales de apertura por este valor bajo según (4), se reducen estas
indicaciones.
Las fases de los datos de apertura se obtienen
de la señal analítica expresada con sus componentes en fase
SI_{i}(k) y en cuadratura SQ_{i}(k)
como:
Los conformadores de haz que operan en banda
base disponen directamente de la señal analítica en fase y en
cuadratura, con lo que basta la aplicación de la Ecuación (5) para
obtener la fase \varphi_{i}(k) en cada canal i para
cada rango k. La fase resultante debe quedar comprendida en
el intervalo (-\pi, \pi).
En caso de utilizar un conformador de haz
operando en radiofrecuencia, sin embargo, se requiere una operación
previa para obtener la señal en cuadratura mediante un
transformador de Hilbert, cuya realización es conocida (A.V.
Oppenheim, R. W. Schafer: "Digital Signal Processing",
Prentice-Hall, 1975):
También existen otras técnicas conocidas que
permiten obtener una aproximación a la señal analítica mediante el
muestreo en cuadratura [K. Ranganathan et al., "Direct
sampled IIQ beamforming for compact and very
low-cost ultrasound imaging", IEEE Trans. on
Ultrason., Ferroelect. Freq. Contr., 51, 9, pp.
1082-1094, 2004].
Con los procedimientos descritos, se puede
obtener con una precisión arbitraria la fase instantánea de los
datos de la apertura. Una mayor precisión requiere una complejidad
electrónica mayor, pero no proporciona una mejora correspondiente
en la supresión de las señales no coherentes. Por esta razón las
fases se calcularán, preferentemente, con una precisión
relativamente baja, típicamente con una resolución entre 1 y 8
bits.
Una vez evaluadas las fases de las señales a
partir de la Ecuación (5), el coeficiente de coherencia de fase
preferido se calcula a partir de la siguiente expresión, donde la
función max() sirve para evitar que CF(k) tome valores
negativos:
donde:
- \quad
- \varphi_{i}(k) es la fase de la muestra k de la señal i de los datos de la apertura;
- \quad
- \alpha es un parámetro de ajuste; y
- \quad
- f es un estimador de la dispersión (o similitud) de las fases de las señales de la apertura. Puede ser un estadístico de medida de dispersión, como, por ejemplo, el rango, la desviación estándar (\sigma), la varianza (\sigma^{2}), la curtosis, etc. Alternativamente, pueden elegirse funciones de medida de la similitud, en los que f(\cdot) decrezca con incrementos en la similitud de las fases.
\vskip1.000000\baselineskip
De la definición dada por la Ecuación (7), los
valores de CF(k) estarán comprendidos entre 0 y 1. El
máximo
CF(k)=1 se obtiene cuando f[\varphi_{i},(k)] =0, esto es, cuando la dispersión de las fases es mínima o, equivalentemente, su similitud es máxima. El mínimo CF(k)=0 se obtiene cuando f[\varphi_{i},(k)]\geq1/\alpha, esto es, cuando la dispersión de las fases alcanza cierto valor programable mediante el parámetro \alpha.
CF(k)=1 se obtiene cuando f[\varphi_{i},(k)] =0, esto es, cuando la dispersión de las fases es mínima o, equivalentemente, su similitud es máxima. El mínimo CF(k)=0 se obtiene cuando f[\varphi_{i},(k)]\geq1/\alpha, esto es, cuando la dispersión de las fases alcanza cierto valor programable mediante el parámetro \alpha.
En una realización preferida de la invención, se
emplea como estimador f la desviación estándar. En este caso,
el factor de coherencia se calcula como:
donde
\sigma[\varphi_{i}(k)] representa la desviación
estándar de las fases de los datos de la apertura, y el coeficiente
de normalización \alpha_{1} toma, preferentemente, valores entre
0 y
\frac{1}{\pi}.
\vskip1.000000\baselineskip
La Ecuación (8) tiene un valor unidad cuando
todas las fases son iguales, y por tanto la desviación estándar es
nula, y un valor cero cuando la desviación estándar de las fases
alcanza o supera el valor \frac{1}{\alpha_{1}}.
En otra realización preferida de la invención,
se emplea como estimador f la varianza:
\vskip1.000000\baselineskip
donde
\sigma^{2}[\varphi_{i}(k)] representa la varianza
de las fases de los datos de la apertura, y el coeficiente de
normalización \alpha_{2} toma, preferentemente, valores entre 0 y
\frac{1}{\pi^{2}}.
\vskip1.000000\baselineskip
Análogamente, pueden definirse ecuaciones para
calcular el coeficiente de coherencia de fase basadas en otros
momentos estadísticos que midan la dispersión de la variable
aleatoria \varphi_{i}(k), como por ejemplo la kurtosis u
otros momentos de orden superior.
En una realización preferida particularmente
interesante, las fases de las señales de los datos de la apertura,
que ocupan el intervalo (-\pi, \pi), se evalúan con un único
bit b al que se asigna los valores -1 y +1 para los
intervalos angulares (0, \pi] y [-\pi, 0], respectivamente. En
esta situación la complejidad electrónica es mínima, pues basta
considerar el signo de cada señal: las señales positivas toman un
valor b=+1 y las negativas b=-1, esto es:
\vskip1.000000\baselineskip
La dispersión de las fases corresponde a la de
una variable aleatoria discreta con dos valores, por lo que son de
aplicación las Ecuaciones (7) a (9) anteriores sustituyendo
\varphi_{i}(k) por b_{i}(k).
En una realización aún más particular, la
varianza de la variable b_{i} para un rango k
determinado es:
\newpage
De esta ecuación se deduce que el mínimo de
\sigma^{2} es 0 y, el máximo 1. Lógicamente, también la
desviación estándar \sigma tiene un rango de valores (0, 1). De
este modo, en la Ecuación (9), puede hacerse \alpha_{2} = 1 y
eliminar la función
max(\cdot), ya que el factor CF(k) tomará valores entre 0 y 1. Con esto, se define el factor de coherencia de fase por polaridad CFP(k) como:
max(\cdot), ya que el factor CF(k) tomará valores entre 0 y 1. Con esto, se define el factor de coherencia de fase por polaridad CFP(k) como:
donde el exponente P\geq0
es un parámetro que permite ajustar el nivel de corrección. Por
otra parte, el primer término del numerador de la Ecuación (11)
es:
Sustituyendo en (11) resulta:
Sustituyendo en (12):
El intervalo de variación de
CFP(k) es de 0 a 1, para cualquier valor del
exponente P. En particular, CFP(k) es cero
cuando la varianza es máxima e igual a 1 (ver Ecuación 12), lo que
representa señales con una gran diversidad de fases y, por tanto,
de baja coherencia. Recíprocamente, CFP(k) es unitario
cuando la varianza se anula, situación que se produce cuando todas
las señales están en fase y, por tanto, son coherentes. De este
modo el factor CFP(k) puede utilizarse para corregir
las imágenes ultrasónicas por aplicación de la Ecuación (4)
sustituyendo CF(k) por
CFP(k). Debe observarse que, de la ecuación (14), se puede despejar \sigma^{2}(b_{i}) y, extrayendo la raíz cuadrada, obtener la desviación estándar \sigma(b_{i}) con la que se calcule un factor CFP(k) análogo, sin que el método propuesto se modifique sustancialmente.
CFP(k). Debe observarse que, de la ecuación (14), se puede despejar \sigma^{2}(b_{i}) y, extrayendo la raíz cuadrada, obtener la desviación estándar \sigma(b_{i}) con la que se calcule un factor CFP(k) análogo, sin que el método propuesto se modifique sustancialmente.
La acción del exponente P, que puede ser
programado por el usuario, es enfatizar o atenuar el efecto de la
corrección. Así, para su valor mínimo P=0, resulta
CFP(k)=1 con independencia de las fases de los datos
de apertura. En este caso al aplicar la corrección según la
Ecuación (4) los datos de salida igualan a los de entrada:
y(k) = x(k), esto es, no se realiza
ninguna corrección obteniéndose la imagen original. Para valores 0
< P \leq1 se obtienen correcciones moderadas, que se
van acentuando al aumentar P. Para valores P elevados
el efecto de la corrección aumenta, llegando un punto en el que
sólo se hacen visibles las señales totalmente coherentes. Puesto que
todas las señales tienen cierta cantidad de ruido, que no es
coherente, a partir de cierto valor de P pueden llegar a
desaparecer en la imagen los verdaderos reflectores. No obstante,
el rango de variación de P puede ser muy alto, habiéndose
comprobado su eficacia en intervalos de 0 a 50.
Un segundo aspecto de la invención está dirigido
a un aparato para la corrección de imágenes ultrasónicas, que
comprende medios para calcular un coeficiente de coherencia de fase
a partir de las fases de los datos de la apertura y un medio para
multiplicar dicho factor de coherencia por la muestra
conformada.
En una primera realización particular, el
aparato de la invención utiliza toda la información de las fases de
los datos de la apertura para calcular el coeficiente de coherencia
de fase. En ese caso, los medios para calcular el coeficiente de
coherencia de fase comprenden:
a) Un primer medio de cálculo, que recibe las
señales en fase y en cuadratura de los datos de apertura, y evalúa
la fase instantánea de los datos de la apertura aplicando la
ecuación:
Las señales en fase y en cuadratura de los datos
de la apertura está disponible directamente, por ejemplo, cuando se
utiliza un conformador de haz en banda base. En caso de no disponer
de esas señales, por ejemplo cuando el conformador es en
radiofrecuencia, es necesario un medio de cálculo adicional
conectado al primer medio de cálculo, que recibe los datos de
apertura y calcula las señales en fase y en cuadratura de acuerdo
con la ecuación:
b) Un segundo medio de cálculo,
conectado al primer medio de cálculo, que determina los factores de
coherencia de fase de acuerdo con la
ecuación:
En una segunda realización particular, el
aparato de la invención toma únicamente los signos de las fases de
los datos de la apertura. En este segundo caso, los medios para
calcular el coeficiente de coherencia de fase comprenden:
a) Un sumador, que suma los signos de las fases
de los datos de la apertura.
b) Una tabla, que recibe la salida del sumador y
el coeficiente P, y que calcula el coeficiente de coherencia de
fase de acuerdo con la ecuación
Además, en otra realización preferida de la
invención, el aparato comprende además un medio de detección de
igualdad de signos, que detecta la igualdad de todos los signos
b_{i} y envía una señal indicativa a la tabla.
En otra realización preferida más de la
invención, el aparato de la invención comprende medios para
seleccionar manualmente el valor del coeficiente P.
Aunque no se menciona explícitamente en la
descripción precedente, la invención se extiende igualmente a
programas de ordenador, particularmente los programas de ordenador
que se encuentran situados sobre o dentro de una portadora,
adaptados para llevar a la práctica el procedimiento de la
invención. El programa puede tener la forma de código fuente,
código objeto, una fuente intermedia de código y código objeto, por
ejemplo, como en forma parcialmente compilada, o en cualquier otra
forma adecuada para uso en la puesta en práctica de los procesos
según la invención. La portadora puede ser cualquier entidad o
dispositivo capaz de soportar el programa.
Por ejemplo, la portadora podría incluir un
medio de almacenamiento, por ejemplo, una memoria ROM, una memoria
CD ROM o una memoria ROM de semiconductor, o un soporte de
grabación magnética, por ejemplo, un disco flexible o un disco
duro. Además, la portadora puede ser una portadora transmisible,
por ejemplo, una señal eléctrica u óptica que podría transportarse
a través de cable eléctrico u óptico, por radio o por cualesquiera
otros medios.
Cuando el programa va incorporado en una señal
que puede ser transportada directamente por un cable u otro
dispositivo o medio, la portadora puede estar constituida por dicho
cable u otro dispositivo o medio.
Como variante, la portadora podría ser un
circuito integrado en el que va incluido el programa, estando el
circuito integrado adaptado para ejecutar, o para ser utilizado en
la ejecución de, los procesos correspondientes.
Para complementar la descripción que se está
realizando y con objeto de ayudar a una mejor comprensión de las
características de la invención, de acuerdo con un ejemplo
preferente de realización práctica de la misma, se acompaña como
parte integrante de dicha descripción, un juego de dibujos en donde
con carácter ilustrativo y no limitativo, se ha representado lo
siguiente:
La Fig. 1 muestra la arquitectura típica de un
conformador de haz digital convencional, destacando el lugar de
inserción del corrector de imágenes propuesto en esta
invención.
La Fig. 2 muestra un patrón lateral del haz
ultrasónico, para facilitar la identificación de los diferentes
lóbulos que intervienen en la formación de la imagen.
La Fig. 3 muestra el principio de obtención del
factor de coherencia de fase CF para conformadores de haz de
banda base y de radiofrecuencia.
La Fig. 4 muestra el circuito general para
obtener el factor de coherencia de fase por polaridad CFP en
cualquier conformador de haz y la posible inclusión de
optimizaciones.
La Fig. 5 muestra un ejemplo de realización para
32 canales, que calcula el factor de coherencia de fase por
polaridad CFP en tiempo real, con el que corrige las
imágenes obtenidas por el conformador de haz, destacando la
innovación introducida por esta invención.
La Fig. 6 presenta un gráfico que relaciona los
valores del factor de coherencia de fase por polaridad CFP
con el número de señales coherentes en un sistema de 32 canales,
para diferentes valores del exponente P.
Un sistema de acuerdo con la técnica anterior
tiene la estructura y dispositivos mostrados en la Figura 1,
arquitectura general que es bien conocida en el ámbito con diversas
variantes. El array (10) de transductores está compuesto por los
N elementos transductores numerados (1), (2), ..., (N). Cada
elemento genera un impulso ultrasónico al ser excitado por una señal
eléctrica y, recíprocamente, genera señales eléctricas al recibir
ecos ultrasónicos. En emisión el conmutador (11) conecta los
elementos del array (10) a los excitadores (19) y, en recepción, a
los amplificadores (12).
Para generar un haz ultrasónico en emisión, los
N excitadores (19) se activan a intervalos de tiempo
calculados y coordinados para producir la deflexión y focalización
del haz en una dirección y profundidad determinadas. Al finalizar
la excitación de los elementos, el conmutador (11) pasa a la
posición de recepción.
El haz ultrasónico generado se propaga por el
medio inspeccionado (21), produciendo ecos en cada discontinuidad.
Estos ecos regresan al array (10) donde son recibidos por los
N elementos (1) a (N). Las señales pasan a través del
conmutador (11) y son amplificadas por N amplificadores (12),
opcionalmente con diferentes ganancias para realizar la operación
de apodización. Las señales amplificadas son digitalizadas por
N conversores analógico-digital (13) de forma
independiente. Las salidas R_{1}, R_{2}, ..., R_{N} de
los conversores A1D están conectadas a unos dispositivos (14) de
retardo independientes para cada señal. Los retardos se ajustan
para compensar las diferencias en el tiempo de vuelo desde la
emisión al foco y a cada elemento desde el dispositivo de control
(22).
Se obtiene así el conjunto de datos de la
apertura (20), compuesto por las N señales retrasadas
S_{1}, S_{2}, ..., S_{N}. Un sumador (15) realiza la
suma de estas señales para obtener la salida x, que está
enfocada por los retardos aplicados al conjunto de señales
R_{1}, R_{2}, ..., R_{N}. Los sistemas más avanzados
modifican dinámicamente estos retardos, en un conformador de haz,
para seguir al pulso ultrasónico en su propagación por el medio
(21), de forma que la señal x obtenida quede focalizada en
toda su longitud (técnica de focalización dinámica).
Una vez conformada, la señal x pasa a un
detector de envolvente (16) y posteriormente a un conversor de
coordenadas de barrido (17), visualizándose finalmente en la
pantalla (18).
Este proceso se repite para una diversidad de
direcciones, cambiando los retardos en emisión y recepción, de
forma que se explora una región de interés. Si el array es lineal,
el barrido se produce en un plano y, si es bidimensional, en un
volumen.
El efecto de la conformación del haz ultrasónico
en emisión es que un reflector en las proximidades del foco produce
un eco de alta intensidad que, a su vez, es enfocado en recepción
mediante la compensación de los tiempos de vuelo a cada elemento
por la introducción de los retardos correspondientes.
Sin embargo, la conformación del haz no es
perfecta. Habitualmente, la amplitud de la salida del conformador
se describe mediante el patrón lateral del haz. La Figura 2 muestra
en escala logarítmica (dB), el patrón lateral del haz de un array
de 64 elementos distanciados \lambda y un ancho de banda relativo
de un 40%, para un ángulo de deflexión \theta_{0} = 20º, posición
en la que se encuentra el lóbulo principal (A). Se observa la
presencia de lóbulos laterales (B), especialmente elevados en las
proximidades del lóbulo principal al que ensanchan, y un gran
lóbulo de rejilla (C). El lóbulo de rejilla aparece cuando la
distancia entre elementos del array es mayor que media longitud de
onda (\lambda/2), como es habitual con aperturas dispersas. Los
lóbulos laterales próximos al principal reducen la resolución
lateral del sistema de
imagen.
imagen.
Un reflector situado en la dirección
\theta_{0} del lóbulo principal (A) produce una amplitud máxima a
la salida del conformador (0 dB) para la ley focal que corresponde
a la deflexión \theta_{0} y a su rango. Pero, cuando la ley focal
se modifica para visualizar las señales procedentes de la dirección
\theta_{1}, donde no existe reflector, a la salida del
conformador se obtiene una señal con la amplitud correspondiente al
lóbulo de rejilla, debido a la réplica del reflector en
\theta_{0}. Análogamente, en las direcciones de los lóbulos
laterales, a la salida del conformador se obtendrán las amplitudes
correspondientes, aunque no existan reflectores.
Por otra parte, los retardos se calculan para
una velocidad de propagación del ultrasonido determinada, pero las
variaciones que sufre en su propagación por medios no homogéneos
son desconocidas, produciendo errores de focalización o
aberraciones de fase que desenfocan la imagen.
El nivel de estas indicaciones falsas limita el
rango dinámico de la imagen, así como el contraste entre zonas
anecoicas y zonas con reflectores o dispersores, por lo que es muy
conveniente disponer de medios que reduzcan el nivel de los lóbulos
laterales y de rejilla.
Además, la anchura del lóbulo principal y de los
lóbulos laterales más próximos determina la resolución lateral del
sistema de imagen, esto es, su capacidad para discriminar dos
reflectores próximos entre sí. De este modo, también es deseable
reducir la anchura del lóbulo principal simultáneamente con una
reducción del nivel de los lóbulos laterales para mejorar la
resolución del sistema de imagen ultrasónica.
La Figura 3 muestra el diagrama de bloques de un
aparato (55a) de acuerdo con la invención, en el que los factores de
coherencia de fase se calculan, según el procedimiento descrito más
arriba en el presente documento, utilizando toda la información de
la fase de los datos de la apertura.
En una realización de la invención, por ejemplo
cuando se emplea un conformador de haz en banda base, sólo se
requiere un bloque (31) para evaluar la fase instantánea de los
datos de la apertura por aplicación de la Ecuación (5). En otra
realización, por ejemplo cuando se emplea un conformador de haz en
radiofrecuencia, se requiere previamente un transformador de
Hilbert (30) para llevar a cabo la operación de la Ecuación (6).
A la salida del bloque (31) se obtienen, por
tanto, las fases de los datos de la apertura, a partir de las
cuales el bloque (32) determina los valores de los factores de
coherencia de fase de acuerdo con la fórmula:
donde
f[\varphi_{i}(k)] es un estimador de dispersión,
preferentemente la desviación estándar o la varianza de las
N fases \varphi_{i}(k) para cada rango k, y
\alpha es una constante ajustable que determina la sensibilidad
del factor CF(k) a la dispersión de las
fases.
Se describe un ejemplo de realización de un
aparato (55b) de acuerdo con la invención en el caso de emplear
únicamente los signos de los datos de la apertura para calcular los
factores de coherencia de fase. En la Figura 4 se muestra un
sencillo esquema electrónico utilizado para implementar la Ecuación
(15). Un sumador (40) obtiene la salida SQ=\Sigmaq_{i},
que es la suma de los bits de signo q_{1}, q_{2}, ...,
q_{N} de los datos de la apertura S_{1}, S_{2}, ...,
S_{N} obtenidos por un aparato convencional (ver Figura 1).
Debe destacarse que el sumador (40) interpreta el valor del signo
q de las señales en complemento a 2, esto es, q=0 para las
señales positivas (b=+1) y q=1 para las negativas
(b=-1).
La suma SQ de los N signos sólo
puede producir valores en un conjunto que tiene N/2+1
elementos. Este es el número máximo de entradas necesarias en la
tabla (41) para cada valor de P.
Hay algunas optimizaciones que pueden realizarse
para reducir aún más la cantidad de recursos utilizados. Así, el
caso | SQ |=N, que se produce
exclusivamente con una igualdad de todos los signos q_{i},
se puede detectar aparte con el circuito (43), señalado con trazos
pues su presencia es opcional. La igualdad de signos equivale a una
varianza nula, con lo que CFP=1 según la Ecuación (12). La
salida del detector de igualdad de signos (43) activa la entrada U
de la tabla (41) para que ésta proporcione un valor unitario a su
salida, reduciendo a N/2 el número total de entradas
requeridas en la tabla (41). Alternativamente, se puede detectar el
caso en que |SQ| = 0, situación en la que CFP=0. En
este caso, la entrada U de la tabla (41) se utiliza para
proporcionar un valor nulo a su salida, reduciendo también a N/2 el
número total de entradas requeridas en la tabla (41). Por ejemplo,
en un caso típico con N=128, la tabla (41) contiene 64
entradas con las optimizaciones descritas.
En una posible realización, cada cambio en el
valor de P carga nuevos valores en la tabla (41). En
general, el tiempo invertido en esta operación puede ser ignorado
(escritura de algunas decenas de datos).
En otra posible realización, se puede codificar
P para actuar conjuntamente con SQ como dirección en
una tabla única, evitando la re-carga de la tabla
(41) (en la Figura 4 la entrada de P codificado se indica con
línea de trazos). En el ejemplo anterior, para 16 valores de
P, la tabla (41) total contendría 16x64 = 1024 entradas. La
dirección de acceso a la tabla (41) se compone de dos campos: el
selector para el exponente P y el selector del valor
CFP para el valor SQ actual. Debe destacarse que el
selector del exponente P no tiene por qué coincidir con el valor
del exponente, sino que es un código asignado a un valor no
necesariamente entero. Por ejemplo, los selectores consecutivos 0,
1, 2, 3, etc. se pueden asignar a valores P= 0, 0'5, 1, 1'5,
etc.
El valor CFP obtenido de la tabla (41)
pondera en el multiplicador (42) la señal x correspondiente
a la muestra conformada, para entregar a la salida la señal
y debidamente corregida con coherencia de fase por polaridad.
La adición de un filtro de suavizado entre la salida de la tabla y
la entrada en el multiplicador permitirá eliminar transitorios en
CFP, sin que ello suponga un cambio sustancial, por lo que
no se indica en la figura.
La Figura 5 muestra el esquema de una
realización particular de un corrector (55c) de imágenes
ultrasónicas por coherencia de fase de la invención para un sistema
de N=32 elementos. En este caso se utilizó la coherencia de fase
por polaridad, ya que su implementación es más sencilla y, además,
se consideró el exponente P=1 (ecuaciones 15 y 18).
Las entradas al corrector (55c) S_{1},
S_{2}, ..., S_{32} fueron las señales obtenidas tras
aplicar los retardos de focalización a las señales recibidas por
los N elementos del array. Cada señal Si está expresada en
complemento a 2 con 12 bits. El signo está indicado por el bit más
significativo q_{1}, q_{2}, ... q_{32}, que es
interpretado por el sumador (51) como +1 si la señal es positiva y
por -1 si es negativa.
Para facilitar la interpretación del proceso, en
la Figura 5 se incluye el sumador (50), que pertenece al
conformador, al que llegan entradas de 12 bits, produciendo la
salida x, de 17 bits (suma de 2^{5} valores de 12 bits).
Por otra parte, los bits de signo q_{1},
q_{2}, ... q_{32} se sumaron en el sumador (51), que
produce la salida SQ, expresada en el rango (-32, 32). La tabla (52)
se construyó con las entradas que corresponden a la Ecuación (15)
para N=32 y P=1 utilizando aritmética fraccional.
La tabla (52) es una memoria RAM para poder
modificar su contenido, en la que SQ actúa como dirección en
lectura, proporcionando las salidas CF siguientes en función del
valor de los posibles valores del valor absoluto
|SQ|:
Para SQ=0, CF=0, excepción que
podría detectarse por separado para reducir el número de entradas
en la tabla (52) de 17 a 16, aspecto no optimizado en el ejemplo
actual.
Los valores de la tabla están comprendidos entre
0 y 1, pudiendo expresarse con aritmética fraccional. En este caso,
se expresan con 10 bits.
La salida CF de la tabla (52) (10 bits)
se multiplica en (53) por la salida x de la suma coherente
(17 bits) para obtener la señal xc de 17+10=27 bits de los
que únicamente se seleccionan los 17 más significativos por operar
con aritmética fraccional.
El conjunto de dispositivos (55b) constituye el
corrector por coherencia de fase que hay que añadir al conformador
de haz para mejorar las imágenes ultrasónicas en resolución
lateral, rango dinámico, contraste y relación señal/ruido según los
principios expuestos en esta invención.
La Figura 6 muestra gráficamente el valor
resultante de CFP en función de SQ para distintos
valores de P y el ejemplo 3 considerado en la Figura 5. Con
línea continua se representan los valores que corresponden a este
ejemplo con P=1; con línea de trazos se muestran los valores
correspondientes a un caso P=2 y, con línea de puntos, al
caso P=0.5. La gráfica ilustra la más rápida reducción de
CFP al aumentar el valor de P, lo que enfatiza el
efecto de la corrección con una mayor reducción de las señales
detectadas como no coherentes.
Claims (16)
1. Procedimiento para la corrección de imágenes
ultrasónicas por análisis de fase, caracterizado porque
comprende la operación de multiplicar la muestra conformada por un
factor de coherencia de fase (CF(k)) basado en la
dispersión de las fases de los datos de la apertura
(S_{i}(k)).
2. Procedimiento para la corrección de imágenes
ultrasónicas de acuerdo con la reivindicación 1,
caracterizado porque el factor de coherencia de fase
(CF(k)) se calcula de acuerdo con la expresión:
donde
f[\varphi_{i}(k)] es una función de medida de la
dispersión de las fases \varphi_{i}(k) de los datos de la
apertura y a un parámetro de ajuste
modificable.
\vskip1.000000\baselineskip
3. Procedimiento para la corrección de imágenes
ultrasónicas de acuerdo con la reivindicación 2,
caracterizado porque la función
f[\varphi_{i}(k)] de medida de la dispersión de las
fases \varphi_{i}(k) de los datos de la apertura es la
desviación estándar \sigma.
4. Procedimiento para la corrección de imágenes
ultrasónicas de acuerdo con la reivindicación 3,
caracterizado porque el coeficiente \alpha toma valores
pertenecientes al rango \left[0,
\frac{1}{\pi}\right].
5. Procedimiento de corrección de imágenes
ultrasónicas de acuerdo con la reivindicación 2,
caracterizado porque la función
f[\varphi_{i}(k)] de medida de la dispersión de las
fases \varphi_{i}(k) de los datos de la apertura es
varianza \sigma^{2}.
6. Procedimiento para la corrección de imágenes
ultrasónicas de acuerdo con la reivindicación 5,
caracterizado porque el coeficiente \alpha toma valores
pertenecientes al rango \left[0,
\frac{1}{\pi^{2}}\right].
7. Procedimiento para la corrección de imágenes
ultrasónicas de acuerdo con la reivindicación 1,
caracterizado porque el factor de coherencia de fase
CF(k) se calcula a partir de los signos de las fases
de los datos de la apertura
(S_{i}(k)).
(S_{i}(k)).
8. Procedimiento para la corrección de imágenes
ultrasónicas de acuerdo con la reivindicación 7,
caracterizado porque el factor de coherencia de fase
CF(k) se calcula de acuerdo con la expresión:
donde 220 y P es un
parámetro de ajuste
modificable.
\vskip1.000000\baselineskip
9. Programa de ordenador que comprende
instrucciones del programa para hacer que un ordenador lleve a la
práctica el procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones
1 a 8.
10. Programa de ordenador según la
reivindicación 9, incorporado en medios de almacenamiento.
11. Programa de ordenador según la
reivindicación 9, soportado en una señal portadora.
12. Aparato (55a, 55b, 55c) para la corrección
de imágenes ultrasónicas por análisis de fase de acuerdo con el
procedimiento de cualquiera de las reivindicaciones anteriores,
caracterizado porque comprende:
- unos medios (30, 31, 32, 40, 41, 43, 51, 52)
para calcular el factor de coherencia de fase a partir de las fases
de los datos de la apertura; y
- un medio (33, 42, 53) para multiplicar dicho
factor de coherencia de fase por el valor de la muestra
conformada.
\vskip1.000000\baselineskip
13. Aparato (55a) para la corrección de imágenes
ultrasónicas de acuerdo con la reivindicación 12,
caracterizado porque el factor de coherencia de fase se
determina empleando toda la información de las fases de los datos de
la apertura, donde los medios para calcular el factor de coherencia
de fase comprenden:
- un primer medio de cálculo (31), que determina
las fases instantáneas de los datos de la apertura; y
- un segundo medio de cálculo (32), conectado al
primer medio de cálculo (31), que determina los factores de
coherencia de fase de acuerdo con la ecuación:
14. Aparato (55b, 55c) para la corrección de
imágenes ultrasónicas de acuerdo con la reivindicación 12,
caracterizado porque el factor de coherencia de fase se
determina empleando los signos de las fases de los datos de
apertura, donde los medios para calcular el factor de coherencia de
fase comprenden:
- un sumador (40, 51), que suma los signos
b_{i} de las fases de los datos de la apertura; y
- una tabla (41, 52), que recibe la salida del
sumador (40, 51) y un coeficiente P, y calcula el factor de
coherencia de fase de acuerdo con la ecuación:
15. Aparato (55b) para la corrección de imágenes
ultrasónicas de acuerdo con la reivindicación 14,
caracterizado porque comprende además un medio de detección
de igualdad de signos (43), que detecta la igualdad de todos los
signos b_{i} y envía una señal indicativa a la tabla (41).
16. Aparato (55b) para la corrección de imágenes
ultrasónicas de acuerdo con la reivindicación 14,
caracterizado porque además comprende medios para
seleccionar manualmente el valor del coeficiente P.
Priority Applications (2)
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