ES2326715A1

ES2326715A1 - Compensador selectivo de corrientes armonicas, reactivas y de desequilibrio.

Info

Publication number: ES2326715A1
Application number: ES200700109A
Authority: ES
Inventors: Roberto Griño Cubero; Rafael Cardoner Parpal; Ramon Costa Castello; Enrique Fossas Colet
Original assignee: Salicru SA
Current assignee: Salicru SA
Priority date: 2007-01-11
Filing date: 2007-01-11
Publication date: 2009-10-16
Anticipated expiration: 2027-01-11
Also published as: ES2326715B1

Abstract

Compensador selectivo de corrientes armónicas, reactiva y de desequilibro. Compensador de corrientes eléctricas que comprende un convertidor de potencia, sensores de corrientes compensadoras y de carga, un filtro a la entrada del convertidor y medios de control digitales del convertidor que comprenden bancos de filtros selectivos para el análisis de las corrientes de carga, y cuyos sensores de las corrientes compensadoras están conectados a la salida del filtro por el lado de red y en el cual dichas corrientes compensadoras se controlan mediante una batería de resonadores digitales, eliminándose con gran efectividad los armónicos de conmutación de la PWM y haciendo innecesaria la utilización de otros filtros adicionales a este efecto, dotando al sistema de un funcionamiento correcto con cualquier nivel de cargas y de selección de compensación, y reduciendo así la posibilidad de tener resonancias indebidas entre la red, las cargas y el compensador.

Description

Compensador selectivo de corrientes armónicas, reactiva y de desequilibrio.

La presente invención se refiere a un equipo capaz de compensar, selectivamente y total o parcialmente, las corrientes armónicas, reactiva y de desequilibrio de una red trifásica de suministro eléctrico.

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Antecedentes de la invención

Son conocidos los compensadores de corrientes armónicas, de corrientes reactivas y de desequilibrio de fases, que en forma de filtros activos en paralelo con la línea mejoran las condiciones de suministro eléctrico de la red.

Ya en la década de los 1980 se desarrollaron las tecnologías de filtro activo paralelo, para compensación de corrientes armónicas, con estructura de convertidor de potencia en forma de puente bidireccional de transistores y diodos. Ejemplos de esta tecnología vienen descritos en la familia de patentes JP 63 240 327/EP 0254 073/US 4 812 669, de MITSUBISHI ELECTRIC CORPORATION, "Harmonic Suppressing device".

Otra realización más reciente se encuentra en la patente US 2003 169 109/US 6717 485 de UIS Abler Electronics Co. Ltd., "Active harmonic suppression equipment and control method therefore".

La patente española ES 2 184 649, de SALICRU, S.A. "Filtro activo de potencia corrector de corrientes reactivas y armónicas" reivindica también un equipo Filtro Activo; éste corrector de corrientes armónicas y corrientes reactivas al mismo tiempo.

Posteriormente aparecieron equipos trifásicos que, además de la compensación de corrientes armónicas y reactivas, son capaces de corregir los desequilibrios de carga entre las fases de la red suministradora. A partir de este momento, tales aparatos empezaron a llamarse "Compensadores de corrientes armónicas, reactivas y de desequilibrio".

Dichos compensadores están compuestos típicamente de los siguientes elementos:

\bullet: un convertidor de potencia bidireccional, que genera las corrientes de compensación;

\bullet: sensores para la medición de las corrientes compensadoras y de carga;

\bullet: medios de control, analógico o digital, para el análisis de las corrientes de carga a compensar y para el control del convertidor de potencia.

\bullet: en ocasiones, elementos reactivos adicionales a las inductancias del convertidor de potencia, conectados en forma de filtros pasivos, para atenuar las componentes de las corrientes de modulación;

En los sistemas conocidos, el control de las corrientes compensadoras generadas por el convertidor de potencia se realiza mediante la captación de estas corrientes a la salida de este convertidor, antes del referido filtro pasivo, en el caso de haberlo. Esta disposición se impone porque permite utilizar las técnicas de control usuales como los PID's o los controladores de avance-retardo.

Sin embargo, mediante estos sistemas, las corrientes realmente inyectadas a la red por el convertidor de potencia difieren de la leída por los captadores, porque éstas quedan alteradas por su paso por el filtro de entrada, hecho que limita la capacidad de compensación de los armónicos, típicamente a partir del armónico 31 cuando se trabaja con frecuencias de modulación de 20 kHz. Para los armónicos más elevados, la compensación resulta muy afectada y notablemente disminuida.

Además, la parte de servo-control de los equipos conocidos adolece de una limitación de ganancia a valores reducidos en sus lazos de realimentación, reducción impuesta para evitar inestabilidades del sistema. Ello se traduce en que el resultado final de la compensación de armónicas es relativamente moderada, a valores de atenuación total THD_{carga}/THD_{\text{línea}} < 30.

Por otro lado, el análisis de las corrientes de carga, necesario para la generación de las consignas del servo-control del compensador, se realiza usualmente mediante técnicas de procesado de señal basadas en la transformada rápida de Fourier o mediante controles predictivos.

Sin embargo, con estas soluciones el tiempo necesario para analizar un período de la componente fundamental limita la velocidad de respuesta del lazo de control y por lo tanto, el ancho de banda de los lazos de generación de consigna de las corrientes compensadoras. El resultado es una respuesta dinámica con retardos notables, del orden de 40 ms como mínimo.

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Descripción de la invención

Con el compensador de la invención se consigue resolver los inconvenientes citados, proporcionándose otras ventajas que se describirán.

El compensador de corrientes armónicas, de corrientes reactivas y de desequilibrio de fases objeto de la invención se caracteriza por que:

\bullet: los medios de control digitales comprenden bancos de filtros selectivos digitales para el análisis de las corrientes de carga;

\bullet: los citados sensores de las corrientes compensadoras están conectados a la salida del filtro pasivo supresor de corrientes de modulación, por el lado de la red;

\bullet: dichas corrientes compensadoras se controlan mediante una batería de resonadores digitales.

Una arquitectura con filtro pasivo a la entrada del convertidor de potencia elimina con gran efectividad los armónicos de conmutación de la PWM y hace innecesaria la utilización de otros filtros adicionales a este efecto, dotando al sistema de un funcionamiento correcto con cualquier nivel de cargas y de selección de compensación. Este último hecho presenta la ventaja añadida de reducir la posibilidad de tener resonancias indebidas entre la red, las cargas y el compensador.

Ventajosamente, dicho filtro pasivo situado a la entrada del convertidor de potencia, es un filtro en T con dos inductores y un condensador por fase y como se ha indicado, tiene como finalidad filtrar los armónicos de conmuta-
ción.

Preferentemente, dichos medios de control comprenden medios para la configuración personalizada de las funciones del compensador, que permiten la activación independiente de las funciones de equilibrado de fases, de compensación de componentes reactivas y de compensación de corrientes armónicas, permitiendo además seleccionar el nivel de atenuación de las diferentes corrientes armónicas. Estos medios para la configuración personalizada, comprenden además un dispositivo para la lectura de parámetros y del histórico de incidencias del compensador, un teclado, un visualizador, dispositivos indicadores de funciones y diversos dispositivos avisadores.

Ventajosamente, el compensador objeto de la invención comprende además un convertidor inversor-ondulador, conectado al bus de corriente continua de salida del convertidor de potencia del compensador, una batería de acumuladores eléctricos, conectada al citado bus de corriente continua, un cargador de baterías, un sistema de by-pass y unos medios de control adicionales, que permiten alimentar sin interrupción unas cargas críticas a la salida del convertidor-ondulador o a la acometida de red, gestionando el funcionamiento de estos elementos de tal forma que el conjunto constituye un sistema de alimentación ininterrumpida acondicionador de línea.

Preferentemente, el convertidor de potencia compensador comprende moduladores de amplitud de pulsos (PWM), controladores de desaturación de los transistores de potencia, controladores de sobre-temperaturas y controladores de disfunciones y gestión de alarmas.

Ventajosamente, los filtros digitales para el análisis de los diferentes armónicos comprenden un filtro FIR de tipo peine, de ganancia muy pequeña en las frecuencias fundamentales, dispuesto en serie con una batería de ecualizadores paramétricos para cada una de las componentes armónicas.

Con el empleo de estos filtros digitales el análisis de corrientes es mucho más rápido que el que se obtiene aplicando métodos de transformadas rápidas de Fourier o de controles predictivos, obteniéndose respuestas dinámicas de menos de 20 ms.

Preferentemente, los medios de control digitales del convertidor de potencia comprenden además una unidad de balance de potencia, que comprende a su vez un lazo de control de tipo PI y un elemento saturador a la salida de dicha unidad, que además comprende a la entrada otro filtro FIR de tipo peine.

Con este filtro se eliminan las posibles componentes armónicas en la frecuencia fundamental y sus múltiplos enteros, que podrían aparecer por la propia operación del equipo compensador.

De manera ventajosa, la batería de resonadores digitales comprende un lazo interno de estabilización por fase, un lazo externo formado por una función constante y unas funciones de transferencia resonantes de segundo orden y de ganancia muy elevada en las frecuencias armónicas, estando dichas funciones dispuestas en paralelo, y un lazo de prealimentación constante.

Con el lazo interno se consigue asegurar un desempeño mínimo y estabilizar el sistema; con el lazo externo se asegura el seguimiento asintótico de referencia, y con el lazo de prealimentación constante se mejora el comportamiento dinámico transitorio del sistema.

Preferentemente, los medios de control digitales comprenden una unidad de extracción de portadoras, que comprende además un filtro IIR ecualizador paramétrico dispuesto entre dicha función de transferencia de ganancia constante y dicha función de transferencia de control automático.

Con este filtro se extrae la componente fundamental, atenuando los posibles armónicos que pudiera contener y elimina la posible componente continua que pudiera haberse generado en el proceso de muestreo en el dominio del tiempo pues incorpora un factor derivador en su numerador.

Aún más ventajosamente, el compensador de la invención comprende por cada fase una unidad de limitación del valor eficaz y de la amplitud de las consignas de corriente, que tiene la función de limitar el valor eficaz y la amplitud de las consignas de corriente que se suministran a los lazos de control de corriente del equipo compensador, evitándose con ello que las corrientes que circulan por el equipo superen los valores máximos de amplitud y eficaces de diseño de sus componentes.

Breve descripción de los dibujos

Para mejor comprensión de cuanto se ha expuesto se acompañan unos dibujos en los que, esquemáticamente y a título de ejemplo no limitativo, se representa un caso práctico de realización.

En dichos dibujos, la figura 1 es un esquema de bloques simplificado del compensador; la figura 2 es un esquema del convertidor de potencia en el cual se incluye el filtro de entrada y condensadores de salida; la figura 3 es un diagrama de bloques del compensador, en el que se representan más detalladamente los medios de control; la figura 4 es un esquema de bloques simplificado del compensador con los elementos adicionales para su funcionamiento como SAI acondicionador de línea; la figura 5a es un esquema de bloques de la sub-unidad de análisis de corriente fundamental; la figura 5b es un esquema de bloques de la sub-unidad de análisis de corrientes armónicas; la figura 6 es un esquema de la unidad de balance de potencia; la figura 7 es un esquema de los controladores de corriente; la figura 8 un esquema de la unidad de extracción de las señales portadoras; la figura 9 un esquema de la unidad de generación de referencias de corriente, y la figura 10 un esquema de la unidad de limitación de valores RMS y de cresta.

Descripción de realizaciones preferidas

Según una realización preferida, tal como muestra la figura 1, los medios de control 1, mediante los sensores de corrientes de carga 2 captan las corrientes de carga correspondientes a las cargas 3 conectadas a la acometida de red 4. Dichos medios de control actúan sobre el convertidor de potencia 5 en función de los parámetros y las funciones seleccionados en los medios para la configuración personalizada 6 y de las corrientes compensadoras captadas por los sensores de corrientes compensadoras 7, lo cual permite compensar selectivamente y total o parcialmente las corrientes armónicas, las corrientes reactivas y los desequilibrios de fase.

Tal como se muestra en la figura 2, el convertidor de potencia 5 comprende a la entrada un filtro 8 en T por fase, que tiene como finalidad eliminar los armónicos de modulación originados en el puente bidireccional 9 y condensadores 15 de almacén de energía de conversión. Dicho filtro 8 comprende por fase dos elementos inductivos 10 y 12, y uno capacitivo 11. El inductor 10 tiene dos funciones: Inductor del convertidor de potencia y entrada del filtro T. El puente bidireccional 9 está compuesto en cada fase por dos elementos unidireccionales 13, por ejemplo transistores IGBT y otros dos en antiparalelo 14, por ejemplo diodos, de forma que la combinación de ambos elementos semiconductores constituyen interruptores bidireccionales. Dicho puente bidireccional 9 está conectado a dos baterías de condensadores 15 que constituyen un doble bus de salida simétrico 16 que tiene como finalidad, por un lado suministrar la energía correctora del convertidor de potencia y por otro proporcionar las tensiones V_{b1} y V_{b2} necesarias para su adecuado funcionamiento.

Tal como se muestra en la figura 3, los medios de control 1 comprenden una unidad de análisis de corrientes de carga 17 que, mediante los sensores de corrientes de carga 2 y la unidad de extracción de portadoras 18, que tiene como finalidad obtener las referencias de fase para la obtención de las potencias activa y reactiva, determina las corrientes armónicas y las corrientes reactivas. La unidad de análisis de corrientes de carga 17 comprende, por fase, un banco de filtros digitales, por ejemplo para cada uno de los armónicos desde el 2 al 51, y un filtro en cuadratura para la frecuencia fundamental que permiten suministrar a la unidad de generación de referencias de corriente 19 las componentes armónicas y reactivas de cada fase.

La unidad de extracción de portadoras 18 consta, en cada fase, de un filtro ecualizador paramétrico con ganancia unitaria a la frecuencia fundamental y ganancia nula a frecuencia cero (CC) y en la mitad de la frecuencia de muestreo del algoritmo de control; de un lazo de control automático de ganancia que asegura que las portadoras tendrán amplitud unitaria a pesar de las variaciones en la amplitud de las tensiones simples, y de un filtro derivador sintonizado a la frecuencia fundamental, que permite obtener, a partir de las originales, las portadoras en cuadratura necesarias para la elaboración de la compensación de la componente reactiva.

La unidad de generación de referencias de corriente 19, mediante la unidad de extracción de portadoras 18, la unidad de análisis de corrientes 17 y la unidad de balance de potencia 20 y según los parámetros y las funciones seleccionados en los medios para la configuración personalizada 6, genera las consignas de corriente de entrada a los controladores de corriente 21.

Los valores eficaces de la parte activa de las corrientes provenientes de la unidad de análisis de corrientes 17 se suman y el total se distribuye a partes iguales entre las tres fases. A estos valores se les restan los valores actuales, y los valores eficaces así obtenidos pasan por moduladores en fase con las tensiones de red, las cuales se suman a las consignas de corriente. De este modo, el compensador trasiega potencia activa de una fase a otra a fin de que ésta se encuentre distribuida equitativamente entre las tres fases aguas arriba del punto de unión del compensador a la red.

La unidad de balance de potencia 20 suministra la información sobre el balance instantáneo de potencia a la unidad de generación de referencias de corriente 19 a partir de las tensiones V_{b1} y V_{b2} obtenidas a la salida del convertidor de potencia 5.

Los controladores de corriente 21, a partir de las consignas provenientes de la unidad de generación de referencias de corriente 19 y de los valores obtenidos mediante los sensores de corrientes compensadoras 7, generan, mediante una batería de resonadores digitales en las frecuencias correspondientes a los armónicos, las corrientes compensadoras.

Los medios para la configuración personalizada 6 permiten al operador activar independientemente las tres funciones de compensación y seleccionar el nivel de compensación para cada armónico. Además, mediante un panel luminoso y diodos LED indicadores, permite la lectura de parámetros e históricos de incidencias de la instalación.

El compensador comprende además sistemas de protección adicionales como el control de desaturación de los transistores de potencia, el control de sobre-temperaturas, el control de disfunciones y la gestión de alarmas.

A continuación se describen con más detalle los medios de control digitales de la primera realización preferida de la invención.

El algoritmo de control digital del filtro activo opera a una frecuencia de muestreo F_{s} que puede variar ligeramente para compensar las variaciones de la frecuencia de red F_{r}. El criterio de variación es que se cumpla que F_{s}/F_{r} = M = Cte. De este modo, todos los filtros que conforman el controlador operan de forma adecuada manteniendo sus características espectrales.

La unidad de análisis de las corrientes de carga 17 tiene por función obtener una descripción espectral de las corrientes consumidas por las cargas 3. Hay una unidad de análisis por cada una de las corrientes de fase, i_{l}, donde el subíndice l indica cualquiera de las fases {R, S, T}. Cada una de estas unidades recibe como entrada el valor digital de la corriente i_{l} proveniente de un conversor AD y entrega en sus salidas la siguiente información sobre su contenido espectral:

\bullet: los valores instantáneos de las amplitudes de la parte activa I_{l,1,a}, y reactiva I_{l,1,r}, de la componente fundamental (Armónico fundamental, F_{r});

\bullet: los valores instantáneos de la parte activa i_{l,1,a} y reactiva i_{l,1,r} de la componente fundamental.

\bullet: los valores instantáneos de las componentes armónicas, i_{l,k} (siendo k = 2, ..., N) ponderados por un parámetro entre 0 y 1. Esta ponderación está fijada por el usuario del sistema para decidir la cantidad de compensación armónica que efectuará el compensador selectivo de armónicos para cada una de las frecuencias, y se programa a través de los medios para la configuración personalizada 6.

En los siguientes apartados se describe el detalle del funcionamiento de la unidad de análisis de corriente 17, fraccionando la descripción entre el cálculo de los resultados para la componente fundamental (figura 5a) y para las componentes armónicas (figura 5b).

La componente fundamental se obtiene en la sub-unidad representada en la figura 5a, mediante un filtro en cuadratura que recibe como entrada el valor instantáneo de la corriente de una fase de la carga i1 y entrega en su salida los valores instantáneos de las amplitudes de la parte activa I_{l,1,a} y reactiva I_{1,l,r} y los valores instantáneos de la parte activa i_{l,1,a} y reactiva I_{l,1,r} de la componente fundamental de la corriente en su entrada.

El filtro en cuadratura emplea para el cálculo dos señales portadoras generadas en la unidad de extracción de portadoras descrita más abajo.

Estas dos portadoras son:

\bullet: una señal sinusoidal p_{l-sin} de frecuencia F_{r} en fase con la correspondiente tensión simple de red V_{lN}.

\bullet: la correspondiente señal cosinusoidal p_{l-cos} en cuadratura con la anterior.

Ambas señales presentan una amplitud exactamente igual a la unidad. Además, el filtro en cuadratura incorpora dos filtros FIR de tipo peine H_{1}(z), uno para cada camino de señal.

Los filtros FIR presentan una respuesta al impulso de duración finita, y son filtros todo ceros (sin polos).

Para su implementación se han elegido filtros con característica de ganancia unitaria en frecuencia cero y ganancia nula en las frecuencias armónicas (incluyendo la fundamental) de la tensión de red.

Las componentes armónicas se obtienen según se describe a continuación en referencia a la figura 5b.

La sub-unidad de análisis de corrientes armónicas recibe como entrada el valor instantáneo de la corriente de una fase de la carga i_{l} y entrega en su salida los valores instantáneos de sus componentes armónicas, i_{l,k}, siendo k = 2, ..., N , ponderados entre 0 y 1 a voluntad del operador (mediante la programación de los medios para la configuración personalizada) a fin de modular la capacidad compensadora del dispositivo para cada una de las diferentes frecuencias armónicas.

La sub-unidad de análisis de las componentes armónicas consta de una cascada (en conexión serie) de otros filtros FIR de tipo peine H_{a}(z). Los filtros elegidos aquí ofrecen ganancia muy pequeña en las frecuencias armónicas (incluyendo frecuencia cero y la frecuencia fundamental F_{r}), con una batería de ecualizadores paramétricos H_{k}(z), uno para cada una de las componentes armónicas a calcular.

Estos ecualizadores paramétricos presentan una ganancia alta y de valor inverso a la del filtro H_{a} (z) en la frecuencia kF_{r} y un valor bajo de ganancia en el resto de la banda. La ganancia global de la conexión serie H_{a}(z) H_{k}(z) en frecuencia kF_{r} se ajusta a voluntad del usuario entre 0 y 1 para determinar el nivel de compensación deseado para ese armónico.

Con la unidad descrita, el tiempo necesario para el cálculo de la acción de los filtros es mucho menor que los 20 ó 16,7 ms de los ciclos de 50 ó 60 Hz que requieren otros métodos. En efecto, los filtros operan a la frecuencia F_{S} (por ejemplo, de 20 kHz) con lo cual la actualización de valores es a esta frecuencia. No se alcanza el valor exacto hasta que ha pasado un periodo completo, pero se tiende a este valor conforme el periodo transcurre.

Por lo tanto las estimaciones en la salida de los filtros no van a saltos por cada periodo de los 50 ó 60 Hz. O sea, se aprovecha el tiempo de duración de un periodo para tender poco a poco al valor exacto. Esto es equivalente a reducir el retraso en la respuesta del sistema.

Ello contribuye a una mayor fidelidad de compensación obtenida durante las variaciones transitorias de tensión de línea o de cargas.

La unidad de balance de potencia 20, cuya estructura interna se detalla en la figura 6, tiene la función de calcular el valor de amplitud I_{d} de unas corrientes sinusoidales en fase con las tensiones simples de red, esto es, con factor de potencia unitario, para suplir las pérdidas (efecto Joule y de conmutación) o cargas extraídas del bus CC del convertidor (en el caso de equipos combinados compensador-UPS tales como el descrito en la segunda realización preferida) del equipo compensador. Para ello se usa un lazo de control de tipo PI (proporcional-integral) que asegura que el valor medio de la tensión del bus de CC (suma de las tensiones de los semi-buses) sea igual al valor de consigna V_{d}.

Para efectuar la extracción del valor medio de la suma de tensiones de los semi-buses de CC se emplea un filtro FIR de tipo peine H_{v}(z). Este filtro elimina las posibles componentes armónicas en la frecuencia fundamental y sus múltiplos enteros, que podrían aparecer por la propia operación del equipo compensador. Tiene como característica una ganancia unitaria en frecuencia cero.

El controlador PI se implementa por acciones, e incluye a su salida un elemento saturador Sat(\cdot) para no sobrepasar el rango de variación máxima de I_{d}. Además, y para prevenir los efectos nocivos de una entrada de la variable I_{d} en saturación, se incluye un mecanismo de compensación de este fenómeno (sistema anti-windup).

Los controladores de corriente 21, en referencia a la figura 7, tienen como finalidad el control de las corrientes compensadoras de salida i_{l} mediante las señales S_{l}, donde el subíndice l indica cualquiera de las fases {R,S,T} del equipo convertidor (en la inductancia de salida del filtro en T) a fin de conseguir que se comporte como una fuente de corriente controlada por las consignas o referencias de corriente i_{l-des}, generadas por la unidad de generación de referencias de corriente.

El sistema de control en lazo cerrado consta de dos lazos concéntricos:

\bullet: uno interno, cuyo controlador es C_{0}(z), que tiene por función asegurar un desempeño mínimo y estabilizar el sistema.

\bullet: otro externo, formado por la constante K_{0} y las funciones de transferencia resonantes de segundo orden H_{k}(z), siendo k = 2, ..., N.

Los dos lazos actúan en cascada, y tienen por función asegurar el seguimiento asintótico de la referencia i_{l-des}.

Esto se consigue porque los resonadores digitales H_{k}(z) aportan una ganancia muy grande en las frecuencias armónicas kF_{r} a la función de transferencia de lazo abierto del sistema. Además, en el resto de banda la ganancia aportada es baja con lo cual se minimizan los efectos del ruido presente en cualquier sistema de control.

El controlador de corriente incorpora también un camino de prealimentación mediante la constante K_{ff} que permite una mejora en el comportamiento dinámico transitorio del sistema.

Cabe destacar además, que el controlador interno C_{0}(z) incluye un término derivador a fin de asegurar que las corrientes consumidas o suministradas por el equipo compensador tengan una media nula (componente CC nula).

Con esta estructura se consiguen atenuaciones totales - THD_{carga}/THD_{\text{línea}} > 75 en situaciones de corrientes de carga con distorsiones totales superiores al 100%.

Finalmente, la correspondencia de la señal de salida del controlador interno C_{0}(z) con las señales lógicas de conmutación de la rama correspondiente del convertidor de potencia 5, se efectúa mediante una modulación de anchura de pulso (PWM) regular de pulso centrado, e incluye un saturador de rango [-1, 1].

La frecuencia de conmutación del modulador de anchura de pulso coincide con la frecuencia de muestreo F_{s} del algoritmo de control.

La unidad de extracción de señales portadoras 18, en referencia a la figura 8 para una fase genérica l, donde l indica cualquiera de las fases {R,S,T}, tiene la función de generar una señal sinusoidal de frecuencia fundamental en fase con la correspondiente tensión simple de red v_{lN} y la correspondiente señal cosinusoidal en cuadratura con la anterior.

Las dos señales portadoras generadas tienen una amplitud igual a la unidad, puesto que así se necesitan en otras unidades de los medios de control. Para cada una de las fases l, hay una unidad de este tipo para generar las correspondientes señales portadoras.

El cálculo efectuado en esta unidad es como sigue: La lectura digital de la tensión simple de red v_{lN} pasa a través de un bloque de ganancia constante K_{v-red} que normaliza aproximadamente su valor a amplitud 1. La señal pasa entonces por un filtro HR ecualizador paramétrico H_{p}(z) que extrae su componente fundamental atenuando los posibles armónicos que pudiera contener.

De este modo, a la salida del filtro se obtiene una señal prácticamente sinusoidal. Además, este filtro elimina la posible componente continua que pudiera haberse generado en el proceso de muestreo en el dominio del tiempo, pues incorpora un factor derivador en su numerador. La ganancia del filtro H_{p}(z) en la frecuencia fundamental es igual a la unidad, con lo cual no se afecta la amplitud de la señal en esta frecuencia.

A fin de asegurar que la amplitud de la señal sinusoidal sea exactamente igual a 1, independientemente del valor eficaz de las tensiones simples de red, se incluye un bloque que efectúa un control automático de ganancia (CAG). En la salida de este bloque se dispone de la portadora sinusoidal en fase con la correspondiente componente fundamental de la tensión simple de red.

Para obtener la componente en cuadratura, componente cosinusoidal, se toma esta señal portadora y se la hace pasar por un filtro FIR derivador H_{d}(z) que presenta ganancia unitaria y fase 90º en la frecuencia fundamental F_{r}.

La unidad de generación de referencias de corriente 19 tiene como fin calcular las referencias de corrientes de fase del equipo compensador que se consignan en los lazos de control de corriente del mismo. El cálculo se ilustra en la figura 9.

Para ello se utiliza información proveniente de la unidad de análisis de las corrientes de carga 17, de la unidad de extracción de portadoras 18, de la unidad de balance de potencia 20 y de los medios de configuración personalizada 6 que permiten al operador decidir que operativa de compensación desea. En este sentido, esta unidad efectúa una labor integradora de la información obtenida por las unidades citadas anteriormente.

En la unidad hay tres elementos de selección:

\bullet: A_{SW} permite compensar o no los armónicos superiores (k = 2, ..., N) en una cuantía que ya ha sido fijada y calculada en la unidad de análisis de las corrientes de carga;

\bullet: R_{SW} permite compensar o no la parte reactiva de la componente fundamental de las corrientes de carga,

\bullet: y E_{SW} permite equilibrar o no la parte activa de las corrientes de carga.

Si se activan a la vez las tres modalidades de selección, el conjunto (carga + equipo compensador) es visto, de forma global, como un sistema trifásico equilibrado de corrientes sinusoidales en fase con las tensiones simples de la red. Es decir, con FP = 1.

Cuando se activan las funciones de compensación de armónicos y de la parte reactiva de la componente fundamental, la unidad efectúa su suma cambiando el signo para incluir estas señales en las respectivas consignas de los lazos de corriente.

En el caso de la función de equilibrado se utilizan las partes activas de la componente fundamental de las corrientes de carga, para calcular el exceso o el defecto que hay en las fases y generar así las consignas de corriente que trasvasen estas magnitudes de una a otra fase.

Las consignas construidas a partir de las funciones de compensación de armónicos, de compensación de reactiva y de equilibrado de la parte activa, pasan a través de unos elementos limitadores del valor eficaz y de la amplitud que se describen más adelante. Después del limitador se añade a la consigna de corriente de cada fase el valor I_{d} resultante de la unidad de balance de potencia, multiplicado por la portadora sinusoidal correspondiente a esa fase. Al estar esta suma fuera del elemento de limitación no puede ocurrir que el equipo compensador tenga una malfunción en una situación de plena carga por no compensar sus propias pérdidas de operación.

En la figura 10 se representa la unidad de limitación de las consignas de corriente. Está constituida por dos partes conectadas en serie: la primera es un limitador de valor eficaz y la segunda un limitador de amplitud o de cresta.

El limitador de valor eficaz es un sistema realimentado no lineal que multiplica la señal a limitar por un valor entre 0 y 1 según la siguiente operación: Si el valor eficaz de la señal entrante x es inferior al valor eficaz máximo X_{máxRMS} entonces la señal x se multiplica por 1 y queda inalterada, mientras que si el valor eficaz de la señal entrante x es superior a X_{máxRMS}, entonces la señal x se multiplica por un valor inferior a 1 que hace que la señal de salida tenga un valor eficaz igual al máximo posible X_{máxRMS}.

El lazo de control del limitador de valor eficaz consta de un extractor de valor eficaz, un comparador con el valor máximo de valor eficaz X_{máxRMS}, un controlador de tipo PI implementado por acciones con mecanismo de compensación de saturación (sistema anti-windup) y un elemento saturador Sat_{1}(\cdot) que mantiene a la señal que multiplica a la señal a limitar en el rango entre 0 y 1.

El limitador en amplitud consta de un elemento saturador Sat_{2}(\cdot) que limita los valores de las corrientes entre un valor máximo y un valor mínimo.

Con la combinación de estos elementos operadores se han logrado dos objetivos: Un control robusto y una protección integral de los componentes del equipo frente a toda clase de sobrecargas, tanto en régimen estacionario como en régimen transitorio.

Según una segunda realización preferida, y tal como se muestra en la figura 4, el compensador dispone, aparte de los elementos propios de la realización anterior, de una batería de acumuladores eléctricos 22 que se carga mediante un cargador de baterías 23; un convertidor-5 ondulador 24, y un sistema de by-pass 25 controlado por medios de control adicionales 26, de manera que el compensador puede funcionar además como un sistema de alimentación ininterrumpida.

Claims

1. Compensador de corrientes eléctricas que comprende un convertidor de potencia, una pluralidad de sensores de las corrientes compensadoras y de carga, un filtro a la entrada del convertidor y medios de control digitales del convertidor caracterizado por el hecho de que los medios de control digitales comprenden bancos de filtros selectivos digitales para el análisis de las corrientes de carga, por el hecho de que dichos sensores de las corrientes compensadoras están conectados a la salida del filtro por el lado de la red y por el hecho de que dichas corrientes compensadoras se controlan mediante una batería de resonadores digitales.

2. Compensador como el de la reivindicación 1, caracterizado por el hecho de que dicho filtro situado a la entrada del compensador es un filtro en T con dos inductores y un condensador por fase, siendo el inductor lado convertidor al mismo tiempo el inductor del convertidor de potencia.

3. Compensador como el de la reivindicación 1, caracterizado por el hecho de que el banco de filtros selectivos digitales comprende filtros digitales para los diferentes armónicos y un filtro digital en cuadratura para la frecuencia fundamental.

4. Compensador como el de la reivindicación 1, caracterizado por el hecho de que dichos medios de control comprenden medios para la configuración personalizada de las funciones del compensador.

5. Compensador según la reivindicación 1 en el cual dichos medios de control digitales del convertidor comprenden además una unidad de balance de potencia, que comprende a su vez un lazo de control de tipo PI y un elemento saturador a la salida de dicha unidad, caracterizado además por el hecho de que comprende a la entrada un filtro FIR de tipo peine con ganancia unitaria en frecuencia cero.

6. Compensador según la reivindicación 1, caracterizado por el hecho de que dicha batería de resonadores digitales comprende un lazo interno de estabilización, por fase, un lazo externo en cascada con el anterior formado por una función constante y unas funciones de transferencia resonantes de segundo orden y de ganancia muy elevada en las frecuencias armónicas, estando dichas funciones armónicas dispuestas en paralelo, y un lazo de prealimentación constante.

7. Compensador según la reivindicación 1, comprendiendo dichos medios de control digitales una unidad de extracción de portadoras, la cual comprende a su vez una función de transferencia de ganancia constante, una función de transferencia de control automático de ganancia y un filtro FIR derivador, caracterizado por el hecho de que dicha unidad de extracción de portadoras comprende además un filtro IIR ecualizador paramétrico dispuesto entre la citada función de transferencia de ganancia constante y dicha función de transferencia de control automático.

8. Compensador según la reivindicación 1, caracterizado por el hecho de que además comprende por fase una unidad de limitación del valor eficaz y de la amplitud de las consignas de corriente.

9. Compensador según la reivindicación 3, caracterizado por el hecho de que dichos filtros digitales para el análisis de los diferentes armónicos comprenden un filtro FIR de tipo peine, de ganancia muy pequeña en las frecuencias fundamentales, dispuesto en serie con una batería de ecualizadores paramétricos para cada una de las componentes armónicas, de alta ganancia de valor inverso a la ganancia de los filtros FIR.

10. Compensador según la reivindicación 4, caracterizado por el hecho de que los medios para la configuración personalizada permiten la activación independiente de las funciones de equilibrado de fases, de compensación de componentes reactivas y de compensación de corrientes armónicas, permitiendo además seleccionar el nivel de atenuación de las diferentes corrientes armónicas.

11. Compensador según las reivindicaciones anteriores, caracterizado por el hecho de que comprende además un convertidor inversor-ondulador, conectado al bus de salida del convertidor de potencia; una batería de acumuladores eléctricos, conectada al bus de salida del convertidor de potencia; un cargador de baterías conectado entre la acometida de red y las baterías; un sistema de by-pass, y unos medios de control adicionales que permiten gestionar dichos elementos de tal manera que el conjunto constituye un sistema de alimentación ininterrumpida acondicionador de línea, que además de la función compensadora permite alimentar sin interrupción cargas críticas a la salida.