ES2302615A1 - Detector digital de defectos por ultrasonidos. - Google Patents

Abstract

Detector digital de defectos por ultrasonidos. Aparato y método para realizar la detección de defectos en el interior de materiales mediante ultrasonidos y, en particular, con la utilización de métodos digitales para Ensayos No Destructivos (END) por ultrasonidos. La actual propuesta incorpora nuevas técnicas de procesamiento digital de señal ultrasónica que facilitan y aseguran dicha detección en condiciones de ruido ambiente impulsivo (ruido EMI). Asimismo, se logra mayor reducción del nivel ruido y más resolución en la banda pasante mediante la incorporación de filtros digitales programables. Por otra parte, la detección de la envolvente de la señal se realiza en el dominio digital, garantizando la linealidad, manteniendo el ancho de banda de las señales y reduciendo los efectos de los armónicos de radiofrecuencia. Además, incluye técnicas de compresión de trazas que mantienen las indicaciones de eco con su amplitud y posición relativa. El sistema objeto de esta patente, es compatible con la utilización de otras técnicas conocidas, como son la excitación programable de transductores, el filtrado analógico, las puertas de defectos libres o enlazadas, la operación en pulso-eco y/o transmisión, la compensación de la atenuación con la distancia, etc. Asimismo, los métodos y dispositivos objeto de esta patente pueden incluirse como post-procesadores de los conformadores de haz para arrays ultrasónicos.

Description

Detector digital de defectos por ultrasonidos.

Detector digital de defectos por ultrasonidos, dispositivo para llevarlo a cabo y sus aplicaciones.

Sector de la técnica

Este invento se enmarca en el conjunto de técnicas y dispositivos para la detección ultrasónica de defectos en materiales, estructuras, etc., comúnmente conocidos como detectores de defectos o defectoscopios, y útiles para la realización de ensayos no destructivos. Particularmente se dirige a la realización de estas funciones con la incorporación de técnicas de procesamiento digital de señales que proporcionan diversas ventajas respecto a otros detectores de defectos.

Estado de la técnica

Los principios generales de la técnica de detección de defectos por ultrasonidos son bien conocidos, existiendo una buena descripción en [Krautkrämer, J. "Ultrasonic testing of materials", Springer-Verlag, Berlin, 1990]. En términos generales, la inspección se realiza mediante técnicas de pulso-eco o de transmisión. En el primer caso, un transductor ultrasónico se excita para producir un pulso vibratorio de una determinada frecuencia central que se propaga por el interior del material inspeccionado. Cuando en su propagación encuentra un cambio brusco de homogeneidad del material, parte de la energía incidente es devuelta en forma de eco al transductor, mientras que otra parte continúa su propagación. De este modo, el mismo transductor recibe energía vibratoria de los ecos producidos que convierte a oscilaciones eléctricas. Estas son amplificadas y pueden visualizarse con diversos dispositivos, por ejemplo un osciloscopio. Midiendo el tiempo entre la emisión del pulso y la recepción de un eco y, conociendo la velocidad de propagación en el material, puede determinarse la posición del defecto que lo causó. Midiendo la amplitud del eco, puede estimarse la magnitud del defecto.

La inspección por transmisión es análoga, donde se utilizan dos transductores, uno que emite el pulso y otro que recibe las señales; éstas, a su vez, pueden ser ecos o la parte de la señal emitida que consigue atravesar el material (modo transparencia). En este caso, la presencia o no de defectos se estima por el nivel de señal recibida.

Para acoplar el ultrasonido al material existen diversos métodos, siendo el más simple el de contacto transductor-pieza, incluyendo algún acoplante entre ellos (aceite, gel, etc.). Cuando se realizan barridos, frecuentemente se opera con la pieza en inmersión en un tanque de agua o similar. Para piezas de mayor tamaño, se pueden adaptar al transductor membranas de materiales especiales [Wang et al., "Apparatus for ultrasound testing", US. Pat. 5.494.038, Feb. 27, 1996]. Alternativamente, se utilizan técnicas inmersión local utilizando chorros de líquido como guías de ondas ultrasónicas [Gripp, S., "Devices for the ultrasonic testing of a workpiece by the transmission technique", US. Pat. 6.962.083, Nov. 8, 2005].

A lo largo de los años se han desarrollado diversos métodos y aparatos que mejoran las posibilidades de detección de defectos. En general, la "detectabilidad" de un defecto es función de su tamaño y orientación, de la atenuación y dispersión del ultrasonido en el material inspeccionado y de los niveles de ruido.

Para mejorar la detectabilidad de defectos en una diversidad de orientaciones, se suelen utilizar cuñas con diferentes ángulos entre el transductor y la pieza, de forma que el haz ultrasónico se deflecta por refracción en la interfaz cuña-pieza o cuña-acoplante-pieza. Otra posibilidad es utilizar una multiplicidad de transductores para observar el defecto desde diversas posiciones [Dittrich et al., "Non-Destructive Ultrasound test method for detection of damage and device for carrying out the same", US. Pat. 6.877.377 B2, Apr. 12, 2005]. Esta técnica es implícita en los sistemas basados en arrays de transductores ultrasónicos que proporcionan imágenes del objeto inspeccionado ([Finger et al., "Ultrasonic system and method for storing data", US. Pat. 6.358.204 B1, Mar. 19, 2002], [Fritsch et al., "Composición coherente de señales mediante Corrección Focal Progresiva", Pat. 200400203, España, 30 Ene. 2004]).

Por su parte, los efectos de atenuación y dispersión se compensan mediante técnicas de variación dinámica del factor de amplificación de las señales recibidas, que corrigen la disminución de intensidad de los ecos producidos por un mismo reflector a mayores profundidades [Kleinert et al., "Flaw detector incorporating DGS", US Pat. 5.511.425, Apr. 30, 1996].

Los efectos de enmascaramiento de defectos como consecuencia del ruido son predominantes en muchas inspecciones. Convencionalmente se utilizan bancos de filtros analógicos, realizados con componentes discretos (condensadores, inductancias, resistencias, amplificadores y multiplexores). La banda pasante del filtro debe incluir al ancho de banda del transductor utilizado y presentar una alta atenuación fuera de su banda pasante para aumentar el rechazo al ruido, lo que demanda filtros de orden superior que requieren muchos componentes. Ahora bien, debido al tamaño de cada filtro, en un sistema sólo es razonable definir un número discreto de frecuencias de corte. De este modo, es difícil obtener con generalidad una banda pasante perfectamente adaptada al ancho de banda de cualquier transductor.

La alternativa es trasladar la mayor parte del filtrado de las señales al dominio digital, tal y como se describe en esta patente. Ello no impide incluir uno o más filtros analógicos de banda relativamente ancha para reducir el ruido. De hecho, el sistema debe incluir un filtro analógico paso-bajo para evitar los efectos de sub-muestreo (verificación del criterio de Nyquist).

El filtrado digital proporciona una elevada resolución en frecuencia para optimizar su adaptación a diferentes transductores y, además, el espacio ocupado es nulo si se integran en el mismo dispositivo tipo FPGA ( Field Programmable Logic Array) o ASIC ( Application-Specific Integrated Circuit) que realiza las demás funciones de control y procesamiento de señal del sistema. Por otra parte, como es bien conocido, los filtros digitales presentan en general unos niveles de atenuación muy superiores a los proporcionados por los filtros analógicos en la banda rechazada, así como una banda pasante más plana. Su diseño se aborda con programas disponibles y algoritmos descritos en la literatura especializada [S. W. Smith, "The Scientist and Engineer's Guide to Digital Signal Processing", California Technical Publishing, San Diego, 1999].

Aunque el filtrado reduce los niveles del ruido presente fuera de su banda pasante, no es totalmente eficaz contra un tipo de ruido impulsivo que frecuentemente existe en los medios industriales conocido como ruido electromagnético o ruido EMI ( Electro Magnetic Interference). En este caso, el ruido cubre una banda tan ancha que, con gran probabilidad, incluye a la banda pasante del filtro. Tras el filtrado, este ruido presenta la forma de impulsos indistinguibles de las verdaderas indicaciones de eco. En particular, los niveles de ruido impulsivo reducen el rango dinámico de la inspección en aplicaciones en las que se crean imágenes a partir del máximo de la señal (denominada clase C).

Un método ampliamente utilizado para reducir la influencia del ruido impulsivo y de otra naturaleza, es el promediado de trazas. Esta técnica mejora la relación señal/ruido y, por consiguiente el rango dinámico, en 3 dB cada vez que se duplica el número de trazas promediadas. Presenta el inconveniente de que es necesario adquirir y promediar un número elevado de trazas (típicamente entre 16 y 256) para reducir (no cancelar) el ruido. En la invención objeto de esta patente se descubre una técnica que realiza una eficiente cancelación de ruido impulsivo incorrelado con la señal ultrasónica a partir de sólo 2 ó 3 trazas que, además, es compatible con cualquier otra técnica de filtrado, incluida la de promediado.

En una mayoría de los casos y, en otro aspecto relativo a la presente invención, la evaluación de los defectos se basa en la amplitud, forma y posición de la envolvente de los ecos, más que de la señal de radiofrecuencia. Para ello, los sistemas convencionales extraen la envolvente por diversos métodos, generalmente analógicos, basados en una rectificación en doble onda y filtrado paso-bajo o en técnicas de demodulación síncrona. La envolvente así extraída es una aproximación de la real, presentando algunas desviaciones importantes. Así, para eliminar eficazmente las componentes de alta frecuencia, es preciso incluir un filtro paso-bajo de orden superior con un gran número de componentes, lo que limita en la práctica el número de filtros disponibles en un sistema y, por consiguiente, no siempre adaptados a toda la diversidad de transductores.

En el caso de extracción digital de envolvente, se suele utilizar la señal analítica obtenida mediante una transformada de Hilbert, que generalmente implica la realización de dos transformadas de Fourier o la implantación de un filtro transformador de Hilbert, en ambos casos seguido de la extracción del valor absoluto [A.V. Oppenheim, "Discrete-Time signal processing", Prentice Hall, New Jersey, 1989]. Esta técnica elimina los inconvenientes de los métodos analógicos pero, en la práctica, son tan costosos en tiempo o en recursos hardware que los hacen inviables para operar con inspecciones automáticas en tiempo real. En la actual patente se describe una técnica de procesamiento digital de señal que elimina estos inconvenientes.

Por otra parte, la resolución espacial de la inspección, es función directa de la frecuencia de muestreo de las señales recibidas. El efecto adverso del sobre-muestreo es aumentar la cantidad de la información a procesar, transferir y almacenar. De forma recíproca, una reducción de la frecuencia de muestreo reduce el volumen de información, pero no debe ser inferior a la determinada por el criterio de Nyquist. En la práctica, la menor frecuencia de muestreo utilizable es del orden de 4 veces la frecuencia central del transductor, estableciendo un límite a la reducción del volumen de datos.

En una invención anterior se describió un método para realizar la reducción de información mediante la construcción de ventanas mono y multi-pico, donde sólo se proporciona como resultados del procesamiento un conjunto de pares (amplitud, posición) de las indicaciones detectadas en ventanas temporales programadas [Sánchez et al., "Reductor de datos mediante detección de picos en sistemas de ensayos no destructivos", Pat. 9701448, España, 16 Mayo 1999]. Aunque con este método se obtiene una gran reducción de datos, se pierde toda la información de la traza, esto es, la multiplicidad de indicaciones y sus posiciones relativas, no siendo suficiente para la generación de imágenes tipo B. Por el contrario, en la invención objeto de esta patente, se proporciona un nuevo método que permite obtener una reducción de datos muy superior al límite de Nyquist sin que se produzca la pérdida de información de ecos de defectos, manteniendo su amplitud y posición relativa, conservando la información de la traza con independencia del número de indicaciones que contenga y prácticamente independiente del factor de reducción utilizado.

En una invención anterior se ha descrito una arquitectura modular para el procesamiento de señal ultrasónica en tiempo real [J.J. Anaya et al., "Sistema de ensayos no destructivos de arquitectura segmentada", Pat. 9701930, España, 12 sept.1997], donde se definen módulos procesadores y el protocolo de comunicación entre ellos. Al tratarse de una estructura encadenada, la velocidad de procesamiento del conjunto queda limitada por la del módulo más lento, requiriendo, además, una fase separada antes de cada ciclo de adquisición y procesamiento para realizar la programación de parámetros desde el computador de control. En la invención objeto de la actual patente, además de eliminar la comunicación entre módulos, la velocidad de procesamiento sólo está limitada por la propia de la tecnología, realizándose la programación de parámetros automáticamente al comienzo de cada ciclo de adquisición y procesamiento.

Descripción de la invención Descripción breve

Esta invención se enmarca en el conjunto de técnicas y dispositivos para la detección ultrasónica de defectos en materiales, estructuras, etc., comúnmente conocidos como detectores de defectos. Particularmente, se dirige a la realización de estas funciones con la incorporación de técnicas de procesamiento digital de señales que proporcionan diversas ventajas respecto a otros detectores de defectos. Su principal característica es el conjunto de métodos de procesamiento de señal que mejoran la detectabilidad de los defectos mediante una combinación de funciones realizadas en el dominio digital.

El invento objeto de esta patente inserta un bloque de procesamiento digital que opera sobre las trazas adquiridas por un conversor Analógico-Digital. Este bloque se implementa, típicamente, en un dispositivo lógico de alta densidad de integración. Las funciones incorporadas se ejecutan en paralelo de forma encadenada, incluyendo filtrado digital lineal, filtrado digital no lineal para cancelación de ruido impulsivo procedente de interferencias electromagnéticas, detección digital de la envolvente de las señales y compresión de la información sin pérdida de indicaciones de eco.

La inclusión de estas funciones para mejorar la detectabilidad de los defectos es compatible con la presencia de otras funciones conocidas y ampliamente utilizadas en el sector de la técnica, como son la compensación Atenuación-Distancia (o Tiempo), Extracción de Picos, Modos de Disparo, etc., así como a las posibilidades de incorporar en la cadena de procesamiento nuevas funciones digitales conforme vayan siendo descubiertas.

Descripción detallada

Un detector convencional de defectos por ultrasonidos (Fig. 1a) dispone de medios para excitar (P) a un transductor (TR), recibir señales de eco, amplificarlas (AMP), filtrarlas (FIL) y digitalizarlas (A/D). Las señales de eco recibidas pueden proceder de un transductor diferente del utilizado en emisión (no mostrado). La señal digitalizada o traza, usualmente se representa en algún sistema de visualización (DISP) incorporado en el propio dispositivo y/o, adicionalmente, se transfiere a un computador (PC) a través de alguna interfaz, tras ser almacenada en una memoria tampón (MEM). En el computador se pueden realizar otros procesamientos, como filtrado, detección de picos, visualización, almacenamiento, etc. y, en algunos casos, se puede efectuar la programación de parámetros del sistema a través de un bloque de control (CTRL).

El sistema objeto de esta patente, inserta un bloque o paquete de procesamiento digital de la traza (PRO) antes de enviar los resultados al computador de control (Fig. 1b). Este bloque realiza las funciones que mejoran la detectabilidad de los defectos que, además, preferentemente se integran conjuntamente con los circuitos de control del sistema.

Debe destacarse que las funciones de procesamiento de señal, descritas en detalle más abajo, podrían igualmente ser incorporadas al software o a programas de procesamiento del computador de control, sin que ello suponga ningún cambio sustancial al método descrito. Sin embargo, es preferible incorporar dichas funciones en el hardware del detector por varios motivos: mayor velocidad (operación en tiempo real), menor volumen de datos transferidos al computador de control, mayor disponibilidad de éste para otras funciones y menores requerimientos de recursos y potencia de cálculo. Estas ventajas compensan, una vez diseñado y descubierto el método, los mayores requisitos de recursos hardware del detector de defectos, en especial con la disponibilidad de tecnología que facilita la integración de las funciones de procesamiento junto a las de control en un único dispositivo. Entre los posibles dispositivos a utilizar en una realización concreta de esta invención se encuentran los microcomputadores, ASIC, FPGAs, CPLDs, y DSPs. En una realización preferida, estas funciones se integran en un dispositivo FPGA que facilita diferentes configuraciones, la actualización de funciones y la incorporación de otras incluso no previstas en la fase de diseño.

Los efectos de enmascaramiento de defectos como consecuencia del ruido son predominantes en muchas inspecciones. Convencionalmente se utilizan bancos de filtros analógicos, realizados con componentes discretos (condensadores, inductancias, resistencias, amplificadores y multiplexores). La banda pasante del filtro debe incluir al ancho de banda del transductor utilizado y presentar una alta atenuación fuera de su banda pasante para aumentar el rechazo al ruido, lo que demanda filtros de orden superior que requieren muchos componentes. Ahora bien, debido al tamaño de cada filtro, en un sistema sólo es razonable definir un número discreto de frecuencias de corte. De este modo, es difícil obtener con generalidad una banda pasante perfectamente adaptada al ancho de banda de cualquier transductor.

La alternativa es trasladar la mayor parte del filtrado de las señales al dominio digital. Ello no impide incluir uno o más filtros analógicos de banda relativamente ancha para reducir el ruido. De hecho, el sistema debe incluir, al menos, un filtro analógico paso-bajo para evitar los efectos de sub-muestreo (verificación del criterio de Nyquist).

El filtrado digital proporciona una elevada resolución en frecuencia para optimizar su adaptación a diferentes transductores y, además, el espacio ocupado es nulo si se integran en el dispositivo que realiza las demás funciones de control y procesamiento de señal del sistema. Por otra parte, como es bien conocido, los filtros digitales presentan en general unos niveles de atenuación muy superiores a los proporcionados por los filtros analógicos en la banda rechazada, así como una banda pasante más plana. Su diseño se aborda con programas disponibles y algoritmos descritos en la literatura especializada.

Por otra parte, en muchos de los ambientes industriales en los que se realizan las inspecciones por ultrasonidos, aparece una forma de ruido EMI (interferencia electromagnética) debido a conmutaciones de maquinaria, motores, corrientes de tierra, descargas, interferencias de la red de comunicación celular, etc. Los cables de conexión a los transductores hacen de antena para este tipo de ruido, que interfiere a las señales de eco entregadas por el transductor receptor. La forma más usual del ruido EMI y, de hecho, más perjudicial para las inspecciones por ultrasonidos, es la de impulsos de gran ancho de banda. En estas condiciones, si durante la adquisición de la traza se produce un impulso de ruido, éste será amplificado, filtrado y digitalizado al igual que las señales de eco. En particular, la forma de onda del ruido una vez filtrado corresponde a la respuesta al impulso del filtro utilizado que, cuando tiene su banda pasante adaptada a la de las señales ultrasónicas, produce una señal indistinguible de la de los ecos reales. Las indicaciones falsas establecen un límite a la menor señal de eco que puede ser detectado de forma fiable, reduciendo el rango dinámico del sistema y, por consiguiente, deteriorando la detectabilidad de pequeños defectos.

Por consiguiente, el filtrado convencional paso-banda no resuelve este problema. Más aún, un filtro perfectamente adaptado a la banda del transductor empeora la situación al proporcionar señales idénticas a las de los ecos; un filtro analógico de banda ancha deja pasar el ruido y las señales de eco con sus propias forma de onda. Un método utilizado para reducir la influencia del ruido impulsivo y de otra naturaleza, es el promediado de trazas. Esta técnica mejora la relación señal/ruido y, por consiguiente el rango dinámico, en 3 dB cada vez que se duplica el número de trazas promediadas. Presenta el inconveniente de que es necesario adquirir y promediar un número elevado de trazas (típicamente entre 16 y 256) para reducir (no cancelar) el ruido.

La metodología seguida en esta invención se adapta a la idea anterior, esto es, filtrar en banda ancha en el dominio analógico y, tras cancelar el ruido impulsivo en el dominio digital, proceder al filtrado de las señales con una banda pasante adaptada al transductor. Una vez eliminadas las fuentes de ruido, se procede con la extracción de la envolvente de las señales y a una compresión de la traza para su envío al computador.

La Figura 2 muestra toda la cadena de procesamiento. En el dominio analógico, se realiza la amplificación (AMP) de las señales recibidas por un transductor ultrasónico (TR), posiblemente con una función de Compensación Atenuación-Tiempo (CAT) y en modo pulso-eco o transmisión. En el primer caso, existirá un dispositivo (P) de excitación de transductores y un duplexor (D) para repartir la señal de excitación y los ecos recibidos a sus correspondientes destinos. Una vez amplificadas, las señales son sometidas a un simple filtrado paso-bajo de banda ancha (FPB) para evitar los efectos de sub-muestreo (aliasing), asegurando el cumplimiento del criterio de Nyquist. La señal se digitaliza (A/D), produciendo la secuencia digital "x". Estas operaciones constituyen el procesamiento analógico de la
señal.

La secuencia digital "x" se introduce en el bloque de procesamiento (PRO) que constituye la parte fundamental de esta patente. En primer lugar se procede a la cancelación del ruido impulsivo (EMI) y, una vez eliminado éste, se procede al filtrado digital del resultado con una banda pasante adaptada a la del transductor (FIR), produciendo la secuencia en radiofrecuencia "rf". Una vez filtrada la señal, se procede con la extracción digital de envolvente (DDE) que proporciona la señal de video "vid". Un multiplexor (MUX) permite seleccionar entre una u otra forma, entregando la salida "y" al circuito (COM) que realiza el proceso de compresión. La traza resultante "z" se introduce en un circuito de control con memoria (CTRL MEM) desde donde se envía al computador de control (PC). Por su parte, éste envía las órdenes para gestionar el sistema al bloque de control. Los circuitos de detección de picos (PIC), extensamente utilizados en detectores de defectos, toman la entrada preferentemente de la secuencia "y", de mayor resolución temporal, entregando los resultados al circuito de control con memoria (CTRL MEM).

Las ventajas de esta arquitectura son múltiples:

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El filtrado en el dominio analógico es el mínimo requerido para verificar el criterio de Nyquist, simplificando la electrónica y reduciendo el espacio que ocupa.

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El ruido impulsivo se cancela antes de proceder al filtrado paso-banda de las señales, eliminando su efecto nocivo.

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El filtrado digital permite adaptar la banda pasante con gran resolución a la del transductor, presentando una alta atenuación fuera de ella (mayor rechazo al ruido) y una fase lineal que no distorsiona las señales de eco.

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La traza resultante sólo tiene las componentes de ruido que se encuentran dentro de su banda de frecuencias. La mejora de la detectabilidad de defectos es importante, pudiendo extenderse el rango dinámico en varios órdenes de magnitud.

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La detección de envolvente, realizada en el dominio digital posee mayor linealidad y flexibilidad para su adaptación a diversos transductores.

\bullet

El proceso de compresión de datos facilita el registro de trazas de reducido tamaño a escala de la traza original, con factores de compresión programables.

\bullet

Se reducen el tamaño, consumo y coste al integrar las funciones de procesamiento conjuntamente con las de control en el mismo dispositivo.

Estos elementos permiten pues disponer de un dispositivo de detección digital de defectos por ultrasonidos en materiales sólidos caracterizado porque comprende uno o varios de los siguientes elementos:

a) Un conjunto de dispositivos que implementan un método para cancelar el ruido impulsivo, denominado filtrado EMI, basado en estadísticos de orden y, particularmente, en la función minimabs, por el que en sucesivos ciclos de disparo y adquisición de señal se eliminan en las trazas respectivas aquellas componentes que no aparecen en las mismas posiciones, lo que permite mantener las indicaciones repetitivas de los verdaderos ecos mientras que el ruido impulsivo de carácter aleatorio es cancelado al ocupar posiciones diferentes en distintas adquisiciones,

b) Un conjunto de circuitos que implementan un método para realizar la extracción digital de la envolvente de las señales recibidas, amplificadas y filtradas, mediante un filtrado recurrente cuyo orden es función de la frecuencia central de las señales y de la frecuencia de muestreo, de forma tal que su función de transferencia presenta ceros en todos los armónicos de la frecuencia central y una banda pasante de baja frecuencia, facilitando la extracción de la envolvente a la vez que se atenúan todos los armónicos de la frecuencia central de la señal de entrada, cuya realización más eficiente cancela los armónicos pares que resultan de la rectificación en doble onda de la señal, y

c) Un conjunto de circuitos que implementan un método de compresión a escala temporal de las trazas ultrasónicas, basado en la selección de valores máximos y mínimos en sub-secuencias de longitud 2P y el suministro de estos valores de forma ordenada a la secuencia de salida, lo que realiza una efectiva reducción de 2P:2 datos, esto es, P:1, siendo P un parámetro programable.

Un dispositivo así puede ser adaptado y utilizado para al estudio de defectos en materiales sólidos, a título ilustrativo y sin que limite el alcance de la invención, pertenecientes al siguiente grupo: sólidos metálicos, estructuras metálicas, estructuras sólidas de hormigón y hormigón armado.

Por todo lo anterior, un aspecto de la invención lo constituye un procedimiento para la detección digital de defectos por ultrasonidos en materiales sólidos, en adelante procedimiento de la invención, que comprende las siguientes etapas:

i.- etapa cancelación de ruido impulsivo EMI, respetando al mismo tiempo las indicaciones de señal, mediante un filtrado no lineal basado en estadísticos de orden en el que el filtro de estadísticos de orden se aplica sobre las muestras correspondientes de trazas consecutivas, de tal forma que para un conjunto de M trazas de longitud L muestras cada una, denominando x_{ik} a la muestra k de la traza i, donde 1 \leq k \leq L, 1 \leq i \leq M, cada resultado r_{k} se obtiene como:

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1

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donde, la función no lineal \Psi selecciona entre M valores aquél que se aproxima más a cero, denominada función minimabs, de tal forma que la ecuación (1) se simplifica a:

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2

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donde \Psi representa a la función minimabs siendo, ahora, una operación binaria aplicada recurrentemente,

y, donde

para su realización física, el procedimiento se inicia registrando una primera traza adquirida sobre una cola o memoria FIFO (Fig. 3), para realizar la primera parte de la ecuación (2) y ejecutando r_{0,k} = 0 para todo k cuando i=1 en la segunda parte de la ecuación (2), y

una segunda adquisición (i=2), donde se procesan mediante la función de filtrado \Psi expresada en (1) con M = 2 la muestra presente en la cabecera del FIFO con la actualmente adquirida, devolviendo el resultado a la cola del FIFO;

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ii,. etapa de filtrado lineal de radiofrecuencia mediante un filtro de respuesta finita al impulso o FIR de orden N, compuesto por un conjunto de N+1 multiplicadores afectados por un coeficiente c_{i} (0 \leq i \leq N) y N+1 sumadores y donde cada muestra y_{k} de salida del filtro FIR es una composición lineal de N+1 muestras de entrada, concretamente las comprendidas entre x_{k-N} y x_{k}:

3

donde,

se eligen coeficientes del filtro para generar filtros con características de paso-bajo, paso-alto, paso-banda y banda-rechazada, preferentemente filtros paso-banda o paso-bajo, con frecuencias de corte adaptadas a la respuesta en frecuencia del transductor utilizado, de tal forma que la resolución en frecuencias del filtro digital sea:

4

donde f_{S} representa la frecuencia de muestreo.

y, donde

para cada transductor utilizado, se establece una función de filtrado adaptada que rechace todas las componentes de ruido fuera de su ancho de banda, mientras que mantiene libres de distorsión las señales de eco que se producen en su función de transferencia;

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iii.- etapa de detección u obtención envolvente, analógica o digital, preferentemente digital, donde una señal recibida de la forma:

5

en la que A(t) representa la envolvente es rectificada en doble onda para obtener:

6

cuyo desarrollo en serie proporciona:

7

esto es, y(t) contiene la información de la envolvente, afectada por un factor 2/\pi, más todos los armónicos pares con amplitudes decrecientes, de modo que puede extraerse la envolvente mediante un filtrado paso-bajo analógico o digital, preferentemente digital, que elimina las componentes de alta frecuencia al ser el ancho de banda de la envolvente f_{E} inferior a la frecuencia central del transductor f_{R}:

8

y donde el filtro digital se realiza sin multiplicadores, mediante una suma de P muestras consecutivas de la señal digitalizada y_{k} según:

9

\newpage

que describe un filtro cuya función de transferencia es la transformada discreta de Fourier de una secuencia de P valores unitarios que, en valor absoluto es:

10

que es la unidad para f=0 y presenta ceros a frecuencias f\cdotP = k, con k=\pm1, \pm2, \pm3,... , con lo que eligiendo el valor P como

11

se obtiene un cero en la función de transferencia a todos los armónicos pares, efectivamente cancelando las componentes de alta frecuencia de la ecuación (7) y dejando la componente que corresponde a la envolvente; y

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iv.- una etapa de compresión de trazas por un factor F que descompone la traza original de L muestras {x_{1}, x_{2}, ..., x_{L} en un número G de sub-secuencias contiguas de longitud máxima 2F muestras cada una:

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donde |\cdot|\uparrow representa la función de redondeo al entero igual o inmediatamente superior al argumento, de modo que todas las sub-secuencias se componen del mismo número de muestras, 2F, excepto la última si el cociente L/2F no es entero, en cuyo caso es igual al resto de la división entera, y donde la sub-secuencia i-ésima es el conjunto:

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de la que se extraen los valores escalares:

14

donde la función ord(\cdot) representa la posición ordinal del argumento, procediendo a transformar cada sub-secuencia S_{i} de longitud 2F en la secuencia reducida R_{i} de longitud 2 mediante el siguiente algoritmo:

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de modo que se produce una compresión 2F:2 o, lo que es lo mismo, de F:1, manteniendo la amplitud y posición relativa de las indicaciones por la ecuación (14).

Un aspecto particular de la invención lo constituye el procedimiento de la invención donde la etapa de i) puede repetirse más de una vez, preferentemente tres o cuatro veces, donde en estos casos se filtra la secuencia de entrada con los resultados almacenados en el FIFO, cuya profundidad debe ser igual o superior a L.

Otro aspecto particular de la invención lo constituye el procedimiento de la invención donde el filtro de i) y/o el filtro de ii) es realizado por un software ejecutado en un computador de control mediante un análisis de Fourier de los ecos recibidos, o mediante integración en un dispositivo de lógica programable o procesadores digitales de señal.

Otro aspecto de la invención lo constituye un dispositivo útil para llevar a cabo el procedimiento de la invención, en adelante dispositivo de la invención, que comprende:

a) un elemento para excitar eléctricamente a un transductor ultrasónico para la emisión de ondas acústicas en el material sólido inspeccionado,

b) un transductor receptor, que puede ser el mismo o diferente del emisor de a), que recibe los ecos o atenuación en las señales propagadas en caso de defectos, en caso de defectos, las cuales son amplificadas, filtradas y digitalizadas, y

c) un elemento de análisis de la señal digitalizada por b) según el procedimiento de las reivindicaciones 1 a la 4, que puede realizarse de forma independiente y encadenada con dispositivos discretos, integrados en un dispositivo digital del tipo array de puertas, en un procesador digital de señal o por software ejecutado en un computador externo.

Otro aspecto particular de la invención lo constituye el dispositivo de la invención donde el elemento de c) consiste en un dispositivo de cancelación de ruido impulsivo basado en estadísticos de orden con la función minimabs y una memoria FIFO, que en sucesivos ciclos de disparo y adquisición elimina las componentes de señal que no aparecen en las mismas posiciones, lo que permite mantener las indicaciones repetitivas de los defectos mientras que el ruido impulsivo de carácter aleatorio es cancelado al ocupar posiciones temporales diferentes en distintas adquisiciones de señal.

Otro aspecto particular de la invención lo constituye el dispositivo de la invención donde el elemento de c) consiste en un dispositivo que extrae digitalmente la envolvente de las señales mediante un filtrado digital recurrente cuyo orden se programa en función de la frecuencia de las señales y de la de muestreo, de forma tal que su función de transferencia presenta ceros en todos los armónicos de la frecuencia central y una banda pasante de baja frecuencia donde se encuentra el espectro de la envolvente.

Otro aspecto particular de la invención lo constituye el dispositivo de la invención donde el elemento de c) consiste en un circuito que implementa la compresión de la escala temporal de las trazas ultrasónicas procesadas, basado en la selección de valores máximos y mínimos en secuencias de longitud 2P, entregando estos valores de forma ordenada a la secuencia de salida, lo que realiza una reducción efectiva del número de datos entrada:salida de 2P:2, esto es, P:1, siendo P un parámetro programable.

Finalmente, otro aspecto de la invención lo constituye el uso del procedimiento y/o dispositivo de la invención para la detección digital de defectos por ultrasonidos de materiales sólidos perteneciente, a título ilustrativo y sin que limite el alcance de la invención, al siguiente grupo: sólidos metálicos, estructuras metálicas así como a estructuras sólidas de hormigón y hormigón armado, madera y materiales compuestos.

Breve descripción del contenido de las figuras

La Figura 1 compara la arquitectura de un detector de defectos clásico (a) con la propuesta en esta patente (b). TR = Transductor ultrasónico; P = Pulser o excitador del transductor; AMP = Amplificador de señales, FIL = Filtro analógico, A/D = Conversor Analógico-Digital, CTRL = Control general, MEM = Memoria, PRO = Bloque de procesamiento digital integrado, MEM = Memoria, DISP = Visualización o display., PC = Computador.

La Figura 2 muestra la Arquitectura de procesamiento propuesta en esta patente y su inserción en el sistema de detección de defectos. TR= Transductor ultrasónico., P = Pulser o excitador del transductor., D = Duplexor,
AMP = Amplificador., CAT = Bloque de Compensación Atenuación-Tiempo, FPB = Filtro Paso-Bajo, A/D = Conversor Analógico-Digital, PRO = Bloque de procesamiento digital integrado, EMI = Bloque de filtrado de ruido de interferencia electromagnética, FIR = Filtro digital programable con respuesta finita al impulso, DDE = Detector Digital de Envolvente., vid = señal de video o envolvente, rf = señal de radio frecuencia. MUX = Multiplexor, COM = Compresor de datos., PIC = Detector de picos., CTRL = Control general, MEM = Memoria, PC = Computador.

La Figura 3 presenta el Diagrama de bloques para la realización de la función de filtrado de ruido impulsivo EMI objeto de esta patente. \Psi = Función minimabs, FIFO = Memoria First In First Out o cola., x_{ik} = muestra k de la traza i, r_{ik} = muestra k del resultado de la iteración i r_{i-l,k} = muestra k del resultado de la iteración i-1.

La Figura 4 ilustra las Diferencias en la respuesta de un filtro analógico de tercer orden de Butterworth con la de un filtro digital FIR de orden 62, ambos diseñados para realizar un filtro paso-banda centrado en 5 MHz y con un ancho de banda de 4 MHz. A) Respuesta de un filtro analógico de Butterworth de tercer orden., B) Respuesta de un filtro FIR digital de orden 62.

La Figura 5 es el diagrama de bloques del detector digital de envolvente objeto de esta patente. ABS = Extractor del valor absoluto., P = Número de etapas de retardo. \sum = sumador, RG = Registro.

La Figura 6 indica los Efectos del diezmado (selección de 1 de cada P muestras) sobre las indicaciones de eco y los compara con los resultados proporcionados por el compresor de trazas objeto de esta patente. a) Diezmado con pérdidas de señal en 1, 2 y 3., b) Compresión de datos sin pérdida de señal.

La Figura 7 es el diagrama de bloques de principio para la construcción del compresor de trazas objeto de esta patente. MOD 2F = Contador módulo 2F, LOG = Lógica de orden de salida., SEL = Selector.

La Figura 8 muestra el conjunto de dispositivos utilizados, habiéndose omitido por claridad el bloque correspondiente a la excitación de los transductores. AMP = Amplificador., FPB = Filtro Paso-bajo, A/D = Conversor Analógico-Digital, D/A = Conversor Digital-Analógico., FPGA = Field Programmable Gate Array., MEM = Memoria, USB = Universal Serial Bus (interfaz), PC = Computador.

Ejemplo de realización de la invención

Como en otras ocasiones, los diagramas se muestran sólo a efectos ilustrativos, habiéndose omitido por claridad otra lógica necesaria para su correcto funcionamiento en condiciones reales, de forma bien conocida por los expertos.

Ejemplo 1 Diseño y fabricación del detector de la invención

En la realización de la invención se han tenido en cuenta los elementos siguientes: Proceso de cancelación de ruido impulsivo EMI.

El proceso de cancelación de ruido impulsivo aprovecha la circunstancia de que los impulsos de ruido se producen a intervalos incorrelados con los de adquisición de señal. Esto significa que, estadísticamente, en dos adquisiciones consecutivas, las posiciones ocupadas en las trazas por los impulsos de ruido son diferentes con una elevada probabilidad, mientras que las de las indicaciones de eco permanecen. En una multiplicidad de adquisiciones consecutivas, este efecto se repite, esto es, las indicaciones de eco se mantienen en sus posiciones, mientras que los impulsos de ruido varían de forma aleatoria.

De este modo es posible realizar una cancelación efectiva del ruido impulsivo, respetando al mismo tiempo las indicaciones de señal, mediante un filtrado no lineal basado en estadísticos de orden [I.Pitas, A.N Venetsanopoulos: "Non linear digital filters", Kluwer Academic Publishers, Massachusetts, 1995]. Pero, en lugar de aplicar esta técnica sobre las muestras consecutivas de una única traza, como es el caso descrito en la bibliografía citada, el filtro de estadísticos de orden se aplica sobre las muestras correspondientes de trazas consecutivas. Así, para un conjunto de M trazas de longitud L muestras cada una, denominando x_{ik} a la muestra k de la traza i, donde 1 \leq k \leq L, 1 \leq i \leq M, cada resultado r_{k} se obtiene como:

16

En esta ecuación \Psi representa la función de filtrado no lineal aplicado a las M trazas consideradas, para la que puede elegirse entre un conjunto de estadísticos de orden, incluyendo la mediana y el mínimo, descritos en la bibliografía reseñada.

Sin embargo, en una realización preferida, se ha establecido una función no lineal que selecciona entre dos valores aquél que se aproxima más a cero, denominada función minimabs. Esta función es diferente de la función mínimo (por ejemplo, entre los valores 2 y -3 la función mínimo seleccionaría -3, mientras que la función minimabs, seleccionaría 2). En este caso, la ecuación (1) se simplifica a:

17

donde \Psi representa a la función minimabs siendo, ahora, una operación binaria. Para su realización física, el proceso comienza registrando una primera traza adquirida sobre una cola o memoria FIFO (Fig. 3), para realizar la primera parte de la ecuación (2). Utilizando la función minimabs basta hacer r_{0,k} = 0 para todo k cuando i=1 en la segunda parte de la ecuación (2). En una segunda adquisición (i=2), se procesan mediante la función de filtrado `Y expresada en (1) con M = 2 la muestra presente en la cabecera del FIFO con la actualmente adquirida, devolviendo el resultado a la cola del FIFO. De este modo se van consumiendo muestras de la primera adquisición presentes en el FIFO en sincronismo con las que se van obteniendo en la segunda adquisición. Simultáneamente, los resultados de esta operación se devuelven a la memoria FIFO, donde ocupan las posiciones que se encuentran a la cola de la última muestra obtenida en la primera adquisición. El FIFO contiene, de este modo, siempre un número constante L de muestras. Así, una vez concluida la actual adquisición, se habrán procesado mediante la operación de filtrado no lineal descrita las L muestras presentes inicialmente en el FIFO, cuyo contenido ha sido sustituido por los L resultados de la operación de filtrado no lineal. El proceso puede repetirse con una tercera, cuarta, etc. adquisición, donde en estos casos se filtra la secuencia de entrada con los resultados almacenados en el FIFO. La profundidad del FIFO debe ser igual o superior a L.

Es claro que la función minimabs descrita elimina eficazmente aquellas componentes de la señal que no aparezcan de forma repetida en adquisiciones sucesivas. Un análisis estadístico de este proceso muestra que con M = 2 ó 3 adquisiciones consecutivas se cancela en la práctica el ruido impulsivo aleatorio, lo que proporciona una velocidad de operación y un nivel de reducción de ruido significativamente superiores a los obtenidos con otros métodos ampliamente utilizados, como es el promediado de señales. Por otra parte, aumentar el número M puede llegar a ser perjudicial, al aumentar la probabilidad de que un impulso de ruido interfiera de forma destructiva con alguna indicación real de defecto. En cualquier caso, el procedimiento descrito es compatible con otras técnicas de reducción de ruido, como la mencionada de promediado que se aplicaría sobre los resultados obtenidos por el filtro de ruido EMI o posteriores.

Debe indicarse que el diagrama de la Figura 3 es únicamente un esquema de principio a fin de ilustrar la operación del método. En dicha figura se han omitido circuitos que son necesarios para una realización física real, bien conocidos por los expertos, como son registros para almacenar de forma transitoria los resultados y los requeridos para el control del proceso de forma que se mantenga un estricto sincronismo.

Del mismo modo, la técnica podría aplicarse a la envolvente de la señal, donde todos los valores son positivos, pudiendo cambiar la función minimabs por la de mínimo. Sin embargo, en una realización preferente, el filtro EMI debe preceder a cualquier otra operación de filtrado lineal por las razones apuntadas anteriormente y, por consiguiente, a la de detección de envolvente.

Filtrado lineal de radiofrecuencia

Para el filtrado lineal se utiliza un filtro de respuesta finita al impulso o FIR de orden N, compuesto por un conjunto de N+1 multiplicadores afectados por un coeficiente c_{i} (0 \leq i \leq N) y N+1 sumadores, con diversas posibilidades de realización física como está descrito en la literatura especializada. Cada muestra y_{k} de salida del filtro FIR es una composición lineal de N+1 muestras de entrada, concretamente las comprendidas entre x_{k-N} y x_{k}:

18

Eligiendo adecuadamente los coeficientes del filtro pueden generarse diversas funciones de transferencia. En particular, pueden obtenerse filtros con características de paso-bajo, paso-alto, paso-banda y banda-rechazada. Para las aplicaciones de los detectores ultrasónicos de defectos, es más conveniente la utilización de filtros paso-banda o paso-bajo, con frecuencias de corte adaptadas a la respuesta en frecuencia del transductor utilizado. La resolución en frecuencias del filtro digital es:

19

donde f_{S} representa la frecuencia de muestreo. La resolución en frecuencias mejora al aumentar el orden del filtro. Por ejemplo, en una realización con N = 50 y f_{S} = 100 MHz se obtiene una resolución de 1 MHz para establecer las frecuencias de corte baja y alta de un filtro paso-banda. Así, para cada transductor, puede establecerse una función de filtrado adaptada que rechace todas las componentes de ruido fuera de su ancho de banda, mientras que mantiene libres de distorsión las señales de eco que se producen en su función de transferencia, una característica que es difícil de obtener con filtros analógicos con la generalidad de uso que ofrecen los filtros digitales. En una realización particular de esta patente, esta operación es realizada por el software ejecutado en el computador de control mediante un análisis de Fourier de los ecos recibidos.

Por otra parte, a efectos comparativos y como ejemplo, la Figura 4 muestra la respuesta en frecuencia de un filtro digital paso-banda de orden 62 centrado en 5 MHz, con un ancho de banda de 4 MHz (B) y la que corresponde con estos mismos parámetros a un filtro analógico de tercer orden de Butterworth (A) realizado con 3 inductancias y 5 condensadores. Se observa el mejor comportamiento en la banda atenuada del filtro digital, lo que proporciona un mayor rechazo al ruido, mejorando la detectabilidad de los defectos. Por otra parte, la adaptación a un transductor diferente, requeriría un conjunto de componentes diferentes en el diseño analógico y un sistema de conmutación para elegir entre diferentes filtros.

Detección digital de envolvente

Generalmente, la evaluación de los defectos se basa en la amplitud, forma y posición de la envolvente de los ecos, más que de la señal de radiofrecuencia. Para ello, los sistemas convencionales extraen la envolvente por diversos métodos, frecuentemente analógicos, basados en una rectificación en doble onda y filtrado paso-bajo o en técnicas de demodulación síncrona. La envolvente así extraída es una aproximación de la real, presentando algunas desviaciones importantes. Así, para eliminar eficazmente las componentes de alta frecuencia, es preciso incluir un filtro paso-bajo de orden superior con un gran número de componentes, lo que limita en la práctica el número de filtros disponibles en un sistema y, por consiguiente, no siempre adaptados a toda la diversidad de transductores.

Para la detección de envolvente en el dominio digital, convencionalmente se utiliza el valor absoluto de la transformada de Hilbert. La realización de esta función requiere el cálculo de dos transformadas de Fourier (una directa y otra inversa), además del cálculo del valor absoluto de las componentes en fase y cuadratura que proporciona. Alternativamente, pueden utilizarse filtros FIR diseñados como desplazadores de fase que proporcionan una señal en cuadratura. El módulo de la señal analítica en la que la componente real es la señal de entrada y la imaginaria es la señal en cuadratura obtenida con este filtro es la envolvente de la señal con gran aproximación.

Esta realización tradicional requiere un proceso costoso en tiempo (si se realiza por software) o en recursos (si se realiza por hardware). Por esta razón, generalmente los detectores de defectos obtienen una aproximación a la envolvente en el dominio analógico, mediante simple rectificación y filtrado paso-bajo o bien mediante demodulación síncrona. Estas fórmulas son sencillas, pero presentan serias discrepancias con la forma de onda real de la envolvente, están sometidas a errores de linealidad y su realización en condiciones de generalidad es costosa.

Uno de los objetivos de esta patente es la obtención digital de la envolvente sin los inconvenientes mencionados, con gran generalidad para su adaptación a una gran diversidad de transductores y aplicaciones. Para ello, se considera la señal:

20

donde A(t) representa la envolvente, una función positiva, y \omega la frecuencia angular. La rectificación en doble onda de esta señal es:

21

El desarrollo en serie de esta función proporciona:

22

Esto es, y(t) contiene la información de la envolvente, afectada por un factor 2/\pi, más todos los armónicos pares con amplitudes decrecientes. Por otra parte, el ancho de banda de la envolvente f_{E} es inferior a la frecuencia central del transductor f_{R}:

23

Aplicando un filtro paso-bajo de frecuencia de corte f_{R} a la señal rectificada en doble onda se eliminan eficazmente los armónicos superiores, respetando la forma de onda de la envolvente. Básicamente este es el método tradicionalmente seguido en el dominio analógico; el problema es que al cambiar el transductor debe cambiarse la frecuencia de corte del filtro paso-bajo f_{R}, con las complicaciones mencionadas anteriormente. Además, el filtro debe tener una elevada atenuación a 2f_{R}, característica que demanda filtros de un orden elevado con muchos componentes de precisión. La realización en el dominio digital resuelve estos problemas.

En una realización preferida de esta patente, el filtro se realiza con P coeficientes unitarios, eliminando los multiplicadores de la ecuación (3). La salida del filtro de envolvente en respuesta a una secuencia de entrada z_{k} resultante de la extracción del valor absoluto de la secuencia x_{k} es:

24

La función de transferencia de este filtro se obtiene realizando la transformada discreta de Fourier de una secuencia de P valores unitarios resultando, en valor absoluto:

25

donde f es la frecuencia normalizada a la de muestreo, f_{S}. Esta función es unitaria para f=0 y presenta ceros a frecuencias f\cdotP = k, con k=\pm1, \pm2, \pm3,... Para que la posición de estos ceros coincida con las frecuencias 2\cdotf_{R}/f_{S}, 4\cdotf_{R}/f_{S}, ..., que corresponden a los armónicos pares en la ecuación (7) que se desea eliminar, basta hacer:

26

y, en particular, se obtiene el valor mínimo de P para k=1.

Así, a diferencia del método expuesto anteriormente que utiliza un filtro FIR paso-bajo al que se modifican los coeficientes para variar la frecuencia de corte y adaptarlo a transductores de frecuencia f_{R} diferente, en este caso se modifica el orden del filtro para realizar esta misma función. El resultado es una función de transferencia que deja pasar las frecuencias bajas, con el primer cero situado a frecuencia 2f_{R} y los sucesivos a 4f_{R}, 6f_{R}, etc., eliminando de hecho las componentes de alta frecuencia presentes en la secuencia rectificada en doble onda compuesta por los armónicos pares.

La Figura 5 muestra una realización física preferente utilizando un método recurrente a partir de la ecuación (9), que puede ponerse como:

27

\vskip1.000000\baselineskip

Cada valor de entrada x_{k} pasa por un conversor a valor absoluto (21), produciendo el dato y_{k}, el cual se retrasa mediante el registro de desplazamiento de longitud P (22), a cuya salida se obtiene el dato y_{k-P}. Por su parte, el registro (25) produce un retardo unitario de la señal z_{k}, proporcionando el valor z_{k-1}. Los sumadores (23) y (24) obtienen el resultado de la ecuación (12) a partir de las variables mencionadas.

La ventaja de esta realización es que únicamente requiere dos sumadores y ningún multiplicador. El orden del filtro se determina por la longitud del registro de desplazamiento que puede ser programable. Partiendo de una situación inicial en la que éste tiene todas sus posiciones con el valor cero, tras introducir las primeras P muestras de la secuencia x_{k}, el circuito mostrado obtiene la primera muestra válida de la secuencia de salida z_{k} y, a partir de este momento, las siguientes. El hecho de que las primeras P muestras no sean válidas carece de importancia a efectos prácticos ya que pueden ser ignoradas. Como ejemplo, para obtener la envolvente de las señales de eco obtenidas con un transductor de 5 MHz, cuando se muestrea a 100 MHz, requiere un valor P=100/2\cdot5 = 10. En la práctica, puesto que P es un entero, se elegirá el más próximo al cociente anterior. Experimentalmente se comprueba que estas desviaciones tienen poca influencia en la forma de onda de la envolvente resultante.

Compresión de trazas

Hasta este punto las secuencias que representan a las señales son de longitud L, determinada por el cociente entre el tiempo de adquisición T_{A} y el periodo de muestreo T_{S}. Por su parte, en pulso-eco, el tiempo de adquisición es:

28

donde d es la distancia máxima de la inspección y c la velocidad de propagación del ultrasonido en el medio inspeccionado. Como ejemplo, la inspección de un espesor de 300 mm. de acero con ondas longitudinales (velocidad de 5760 m/s), requiere un tiempo de adquisición T_{A} \approx 100 \mus. Si las señales se adquieren con una frecuencia de muestreo de 100 MHz, la longitud de la traza es L \approx 10.000 muestras. El volumen de información asciende a 10^{10} datos/m^{2} si se realizara un barrido de la pieza. La solución tradicional para limitar la longitud de las trazas ha sido reducir la frecuencia de muestreo. Sin embargo esta reducción está limitada por el criterio de Nyquist y la posibilidad de perder indicaciones de eco.

Así, en otro de los aspectos de la presente invención, se descubre un método para realizar una compresión de las trazas que mantiene la amplitud y posición relativa de las indicaciones de eco, obteniendo una traza escalada en tiempo de la original. Para ello, y dado un factor de compresión F, que pretende realizar una reducción F:1 de la traza, la secuencia original de L muestras {x_{1}, x_{2}, ..., x_{L}} se descompone en un número G de sub-secuencias contiguas de longitud máxima 2F muestras cada una:

29

\newpage

donde |\cdot|\uparrow representa la función de redondeo al entero igual o inmediatamente superior al argumento. Todas las sub-secuencias se componen del mismo número de muestras, 2F, excepto la última si el cociente L/2F no es entero, donde es igual al resto de dicho cociente. La sub-secuencia i-ésima es el conjunto:

30

Para cada sub-secuencia se toman los valores escalares:

31

donde la función ord(\cdot) representa la posición ordinal del argumento. Cada sub-secuencia S_{i} de longitud 2F se transforma en la secuencia reducida R_{i} de longitud 2 mediante el siguiente algoritmo:

32

De este modo se produce una compresión 2F:2 o, lo que es lo mismo, de F:1, manteniendo la amplitud y posición relativa de las indicaciones por la ecuación (16). La Figura 6 muestra un ejemplo en el que se aprecia cómo una reducción por un factor F=16 de una traza original de longitud L=4000 muestras produce pérdida de indicaciones (las anotadas como 1, 2 y 3) si, simplemente, se toma 1 de cada 16 muestras de la secuencia de entrada para formar la traza reducida. En cambio, se mantienen todas las indicaciones con sus respectivas amplitudes y posiciones relativas al aplicar la técnica descrita. En ambos casos la traza reducida contiene 250 muestras. La Figura 7 muestra el principio de una realización física preferida. Los comparadores (11 y 12) entregan un pulso a su salida cuando se satisface la condición A>B o A<B, respectivamente, donde el puerto A recibe las muestras de la secuencia de entrada X. Adicionalmente, un contador módulo 2F (14), genera un pulso T cada vez que se introducen 2F datos válidos (señal DV) por la entrada X. Los registros P (16) y Q (17) registran el dato de entrada X cuando se produce el rebosamiento T o (puerta 13) cuando los comparadores respectivos (11 y 12) detectan la condición A>B o A<B, respectivamente. Cada vez que se produce la carga de los registros P (16) o Q (17) se acciona el biestable S/R (15), que expresa con su salida U cuál ha sido el último dato registrado (P ó Q). La lógica LOG (18) determina cuál de los dos datos (P ó Q) debe ser entregado a la salida Y mediante la selección del puerto correspondiente en el multiplexor (19) en función del estado de la señal U y cada vez que se produce el rebosamiento T, efectivamente implementando en hardware el algoritmo expresado en las ecuaciones (16) y (17).

A partir de las consideraciones generales anteriores y los modelos constructivos de las figuras anteriores se ha diseñado y construido un prototipo, es decir, una realización particular con la que se han llevado una serie de análisis de materiales. La Figura 8 muestra el conjunto de dispositivos utilizados, habiéndose omitido por claridad el bloque correspondiente a la excitación de los transductores. La arquitectura general responde a la mostrada en la Figura 2, habiéndose implantado todos los circuitos digitales, tanto de procesamiento (PRO), de control (CTRL), puertas (PIK) y control de amplificación-tiempo (CAT) en un único dispositivo (FPGA) del tipo XC2S200 de Xilinx. Una memoria externa (MEM) de 1 MB, realizada con 2 dispositivos AS7C34098 de Alliance Semiconductor, organizados como 256Kx16, almacena todos los resultados antes de su transferencia al PC a través de una interfaz estándar (USB v.2.0), realizada con un circuito CY7C68013 de Cypress. La gestión de esta transferencia se realiza en la FPGA.

La amplificación se realiza con el dispositivo AD8332 de Analog Devices y circuitos asociados, que incluyen la adaptación de la entrada de señal (no mostrado en la figura). La conversión analógico-digital (A/D) se realiza con un dispositivo AD9218 de Analog Devices, en modo alternativo, proporcionando una secuencia de datos de 10 bits a una frecuencia máxima de 130 MHz. El reloj de muestreo se genera asimismo en la FPGA a partir de un oscilador externo de 40 MHz (no mostrado). Para el conversor D/A que realiza la función CAT se ha utilizado un dispositivo AD7801 de Analog Devices.

El prototipo ha sido utilizado para verificar el correcto funcionamiento de los métodos y dispositivos descritos en la memoria de esta patente, habiendo superado todas las pruebas realizadas de forma satisfactoria. En la inspección de un espesor de 300 mm. de acero con ondas longitudinales (velocidad de 5760 m/s), supuso un tiempo de adquisición T_{A} \approx 100 \mus. Con una frecuencia de muestreo de 100 MHz, la longitud de la traza es L \approx 10.000 muestras con un volumen de información de 10^{10} datos/m^{2} si se realizara un barrido de la pieza. En la solución tradicional para limitar la longitud de las trazas se reduce la frecuencia de muestreo, limitada por el criterio de Nyquist y la posibilidad de perder indicaciones de eco.

En la Figura 6 se aprecia cómo una reducción por un factor F=16 de una traza original de longitud L=4000 muestras produce pérdida de indicaciones (las anotadas como 1, 2 y 3) si, simplemente, se toma 1 de cada 16 muestras de la secuencia de entrada para formar la traza reducida. En cambio, se mantienen todas las indicaciones con sus respectivas amplitudes y posiciones relativas al aplicar la técnica descrita. En ambos casos la traza reducida contiene 250 muestras.

En particular, al realizarse todas las operaciones de procesamiento digital por hardware simultáneamente con la adquisición de señal y la transferencia de resultados anteriores almacenados en la memoria MEM, se alcanzan tasas de disparo únicamente limitadas por el tiempo de tránsito del ultrasonido en los materiales inspeccionados. Se ha comprobado que, para ambientes de ruido EMI normales, basta operar con 2 adquisiciones, siendo inconveniente realizar más de 3. Asimismo, las diferencias entre la envolvente obtenida con el método descrito y con el valor absoluto de la transformada de Hilbert son muy pequeñas para una gran diversidad de transductores. Finalmente, el reductor de datos se utiliza ventajosamente para adaptar la longitud de la traza a visualizar a la resolución horizontal de la pantalla, sin que en ningún caso se haya producido la pérdida de indicaciones de eco.

Se han verificado, asimismo, los algoritmos de adaptación del filtro digital a la respuesta en frecuencia de una diversidad de transductores ultrasónicos, de forma que se maximiza la reducción de ruido con una mínima distorsión de las señales de eco.

Claims (9)

1. Un procedimiento para la detección digital de defectos por ultrasonidos en materiales sólidos caracterizado porque comprende las siguientes etapas:

i.- etapa cancelación de ruido impulsivo EMI, respetando al mismo tiempo las indicaciones de señal, mediante un filtrado no lineal basado en estadísticos de orden en el que el filtro de estadísticos de orden se aplica sobre las muestras correspondientes de trazas consecutivas, de tal forma que para un conjunto de M trazas de longitud L muestras cada una, denominando x_{ik} a la muestra k de la traza i, donde 1 \leq k \leq L, 1 \leq i \leq M, cada resultado r_{k} se obtiene como:

33

donde, la función no lineal \Psi selecciona entre M valores aquél que se aproxima más a cero, denominada función minimabs, de tal forma que la ecuación (1) se simplifica a:

34

donde \Psi representa a la función minimabs siendo, ahora, una operación binaria aplicada recurrentemente,

y, donde

para su realización física, el procedimiento se inicia registrando una primera traza adquirida sobre una cola o memoria FIFO (Fig. 3), para realizar la primera parte de la ecuación (2) y ejecutando r_{0,k} = 0 para todo k cuando i=1 en la segunda parte de la ecuación (2), y

una segunda adquisición (i=2), donde se procesan mediante la función de filtrado \Psi expresada en (1) con M = 2 la muestra presente en la cabecera del FIFO con la actualmente adquirida, devolviendo el resultado a la cola del FIFO;

ii,. etapa de filtrado lineal de radiofrecuencia mediante un filtro de respuesta finita al impulso o FIR de orden N, compuesto por un conjunto de N+1 multiplicadores afectados por un coeficiente c_{i} (0 \leq i \leq N) y N+1 sumadores y donde cada muestra y_{k} de salida del filtro FIR es una composición lineal de N+1 muestras de entrada, concretamente las comprendidas entre x_{k-N} y x_{k}:

35

donde,

se eligen coeficientes del filtro para generar filtros con características de paso-bajo, paso-alto, paso-banda y banda-rechazada, preferentemente filtros paso-banda o paso-bajo, con frecuencias de corte adaptadas a la respuesta en frecuencia del transductor utilizado, de tal forma que la resolución en frecuencias del filtro digital sea:

36

donde f_{S} representa la frecuencia de muestreo.

y, donde

para cada transductor utilizado, se establece una función de filtrado adaptada que rechace todas las componentes de ruido fuera de su ancho de banda, mientras que mantiene libres de distorsión las señales de eco que se producen en su función de transferencia;

iii.- etapa de detección u obtención envolvente, analógica o digital, preferentemente digital, donde una señal recibida de la forma:

37

en la que A(t) representa la envolvente es rectificada en doble onda para obtener:

38

cuyo desarrollo en serie proporciona:

39

\vskip1.000000\baselineskip

esto es, y(t) contiene la información de la envolvente, afectada por un factor 2/\pi, más todos los armónicos pares con amplitudes decrecientes, de modo que puede extraerse la envolvente mediante un filtrado paso-bajo analógico o digital, preferentemente digital, que elimina las componentes de alta frecuencia al ser el ancho de banda de la envolvente f_{E} inferior a la frecuencia central del transductor f_{R}:

40

y donde el filtro digital se realiza sin multiplicadores, mediante una suma de P muestras consecutivas de la señal digitalizada y_{k} según:

41

\vskip1.000000\baselineskip

que describe un filtro cuya función de transferencia es la transformada discreta de Fourier de una secuencia de P valores unitarios que, en valor absoluto es:

42

que es la unidad para f=0 y presenta ceros a frecuencias f\cdotP = k, con k=\pm1, \pm2, \pm3,... , con lo que eligiendo el valor P como

43

\vskip1.000000\baselineskip

se obtiene un cero en la función de transferencia a todos los armónicos pares, efectivamente cancelando las componentes de alta frecuencia de la ecuación (7) y dejando la componente que corresponde a la envolvente; y

iv.- una etapa de compresión de trazas por un factor F que descompone la traza original de L muestras {x_{1}, x_{2}, ..., x_{L}} en un número G de sub-secuencias contiguas de longitud máxima 2F muestras cada una:

44

donde |\cdot|\uparrow representa la función de redondeo al entero igual o inmediatamente superior al argumento, de modo que todas las sub-secuencias se componen del mismo número de muestras, 2F, excepto la última si el cociente L/2F no es entero, en cuyo caso es igual al resto de la división entera, y donde la sub-secuencia i-ésima es el conjunto:

45

de la que se extraen los valores escalares:

46

donde la función ord(\cdot) representa la posición ordinal del argumento, procediendo a transformar cada sub-secuencia S_{i} de longitud 2F en la secuencia reducida R_{i} de longitud 2 mediante el siguiente algoritmo:

47

de modo que se produce una compresión 2F:2 o, lo que es lo mismo, de F:1, manteniendo la amplitud y posición relativa de las indicaciones por la ecuación (14).

2. Procedimiento según la reivindicación 1 caracterizada porque el proceso de i) puede repetirse más de una vez, preferentemente tres o cuatro veces, donde en estos casos se filtra la secuencia de entrada con los resultados almacenados en el FIFO, cuya profundidad debe ser igual o superior a L.

3. Procedimiento según la reivindicación 1 caracterizada porque el filtro de i) y/o el filtro de ii) es realizado por un software ejecutado en un computador de control mediante un análisis de Fourier de los ecos recibidos, o mediante integración en un dispositivo de lógica programable o procesadores digitales de señal.

4. Dispositivo útil para llevar a cabo los procedimientos según las reivindicaciones 1 a la 3 caracterizado porque comprende:

a) un elemento para excitar eléctricamente a un transductor ultrasónico para la emisión de ondas acústicas en el material sólido inspeccionado,

b) un transductor receptor, que puede ser el mismo o diferente del emisor de a), que recibe los ecos o atenuación en las señales propagadas en caso de defectos, en caso de defectos, las cuales son amplificadas, filtradas y digitalizadas, y

c) un elemento de análisis de la señal digitalizada por b) según el procedimiento de las reivindicaciones 1 a la 3, que puede realizarse de forma independiente y encadenada con dispositivos discretos, integrados en un dispositivo digital del tipo array de puertas, en un procesador digital de señal o por software ejecutado en un computador externo.

5. Dispositivo según la reivindicación 4 caracterizado porque el elemento de c) consiste en un dispositivo de cancelación de ruido impulsivo basado en estadísticos de orden con la función minimabs y una memoria FIFO, que en sucesivos ciclos de disparo y adquisición elimina las componentes de señal que no aparecen en las mismas posiciones, lo que permite mantener las indicaciones repetitivas de los defectos mientras que el ruido impulsivo de carácter aleatorio es cancelado al ocupar posiciones temporales diferentes en distintas adquisiciones de señal.

6. Dispositivo según la reivindicación 4 caracterizado porque el elemento de c) consiste en un dispositivo que extrae digitalmente la envolvente de las señales mediante un filtrado digital recurrente cuyo orden se programa en función de la frecuencia de las señales y de la de muestreo, de forma tal que su función de transferencia presenta ceros en todos los armónicos de la frecuencia central y una banda pasante de baja frecuencia donde se encuentra el espectro de la envolvente.

7. Dispositivo según la reivindicación 4 caracterizado porque el elemento de c) consiste en un circuito que implementa la compresión de la escala temporal de las trazas ultrasónicas procesadas, basado en la selección de valores máximos y mínimos en secuencias de longitud 2P, entregando estos valores de forma ordenada a la secuencia de salida, lo que realiza una reducción efectiva del número de datos entrada:salida de 2P:2, esto es, P:1, siendo P un parámetro programable.

8. Uso del procedimiento y/o dispositivo según las reivindicaciones 1 a la 7 para la detección digital de defectos por ultrasonidos de materiales sólidos.

9. Uso del dispositivo según la reivindicación 8 caracterizado porque el material sólido pertenece al siguiente grupo: sólidos metálicos, estructuras metálicas así como a estructuras sólidas de hormigón y hormigón armado, madera y materiales compuestos.