EP4635063A1 - Stromrichter und steuerverfahren für einen stromrichter - Google Patents

Stromrichter und steuerverfahren für einen stromrichter

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EP4635063A1
EP4635063A1 EP24710636.2A EP24710636A EP4635063A1 EP 4635063 A1 EP4635063 A1 EP 4635063A1 EP 24710636 A EP24710636 A EP 24710636A EP 4635063 A1 EP4635063 A1 EP 4635063A1
Authority
EP
European Patent Office
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switching
converter
rectifier
voltage
common
Prior art date
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Pending
Application number
EP24710636.2A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Christian Stutz
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Siemens Corp
Original Assignee
Siemens AG
Siemens Corp
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Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG, Siemens Corp filed Critical Siemens AG
Publication of EP4635063A1 publication Critical patent/EP4635063A1/de
Pending legal-status Critical Current

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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from AC input or output
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    • B60L3/0069—Detecting, eliminating, remedying or compensating for drive train abnormalities, e.g. failures within the drive train relating to the isolation, e.g. ground fault or leak current
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    • B60L53/20—Methods of charging batteries, specially adapted for electric vehicles; Charging stations or on-board charging equipment therefor; Exchange of energy storage elements in electric vehicles characterised by converters located in the vehicle
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade

Definitions

  • Power converter and control method for a power converter The invention relates to a galvanically non-isolated power converter with an active rectifier, a DC intermediate circuit and a DC/DC converter.
  • the invention also relates to an operating method for such a power converter.
  • Power converters of the type mentioned are, for example, candidates for chargers for electrically powered vehicles. They are typically two-stage power converters: In the active rectifier (“Active Front End”, AFE, 1st stage), the mains voltage is converted into DC voltage and stored in an intermediate circuit capacitor; in the DC-DC converter (2nd stage), the intermediate circuit voltage is converted into the voltage (charging voltage) required by the load (vehicle battery).
  • Chargers that are not galvanically isolated do not require an isolation transformer between the mains and the vehicle's high-voltage system.
  • This design is advantageous for the volume, weight and cost of the charger. Due to the high number of Y-capacitances installed in the vehicle and parasitic capacitances, the coupling path to PE or earth also increases significantly in these systems. The reason for this is the elimination of the series connection of the coupling capacitance of the isolating transformer with the above-mentioned capacitances of the vehicle. In normal operation, this significantly increases the capacitive leakage currents to earth/PE, which can lead to the mains-side residual current device (FI switch) being triggered and thus prevents the device from operating. In faulty operation, i.e.
  • the driving 202304405 2 The source of the touch currents is the common mode voltage generated by the active rectifier. It depends on the specific design of the pulse width modulation (PWM) and generally has two main components in the spectrum, namely at three times the fundamental frequency, i.e. at 150 Hz if the fundamental frequency is 50 Hz, and at the switching frequency of the active rectifier and DC/DC converter. Common mode voltages can be counteracted, for example, by active and passive filters. However, these require the use of additional active and/or passive components, which has a detrimental effect on size and weight.
  • PWM pulse width modulation
  • the object of the invention is to specify a power converter of the type mentioned which reduces or avoids the disadvantages mentioned at the beginning.
  • a further object is to specify an operating method for a power converter with which the disadvantages mentioned at the beginning are reduced or avoided. This object is achieved by an operating method with the features specified in claim 1.
  • a further solution consists in the power converter with the features of claim 10.
  • the active rectifier is controlled in such a way that it changes between a plurality of rectifier switching states, wherein a change between two switching states causes a change in the existing common mode voltage.
  • the DC/DC converter changes between a first DC converter switching state and 202304405 3 a second DC converter switching state, wherein this change causes a change in the existing common-mode voltage. At least some of the switching operations of the DC/DC converter and rectifier within a switching period are controlled so that they happen at the same time.
  • the power converter according to the invention comprises an active rectifier, a DC voltage intermediate circuit, a DC/DC converter and a control device for controlling the rectifier and the DC/DC converter.
  • the control device is designed to control the active rectifier so that it changes between a plurality of rectifier switching states, wherein a change between two switching states causes a change in the existing common-mode voltage.
  • the control device is further designed to control the DC/DC converter in such a way that it changes between a first DC converter switching state and a second DC converter switching state in order to generate a DC output voltage from the voltage of the intermediate circuit, with this change causing a change in the existing common-mode voltage.
  • the control device is designed to control at least some of the switching operations of the DC/DC converter and rectifier within a switching period in such a way that they occur at the same time. In other words, the rectifier and the DC/DC converter are controlled in such a way that some of their switching operations are synchronized.
  • the active rectifier can be a two-point rectifier which, in a manner known per se, comprises three half-bridges connected in parallel, each with two semiconductor switching elements such as IGBTs or MOSFETs.
  • the semiconductor switching elements can comprise intrinsic parallel freewheeling diodes and also parallel freewheeling diodes implemented as discrete components.
  • the active rectifier can also have a different design.
  • the DC voltage intermediate circuit comprises one or more capacitors and is expediently connected in parallel to the external connections of the half-bridges of the active rectifier.
  • the control device expediently comprises one or more programmable control modules such as FPGAs and microcontrollers. It is connected to a higher-level control system from which it receives signals that determine the operating state for the power converter. The control device calculates times for switching operations for the semiconductor switching elements of the rectifier and the DC/DC converter and sends corresponding signals to gate driver units that are assigned to the semiconductor switching elements.
  • the DC/DC converter is controlled in such a way that for each switching operation of the rectifier it changes once, in particular exactly once, from a first DC converter switching state to a second DC converter switching state and back.
  • each switching operation of the rectifier can also be compared with a switching operation of the DC/DC converter. It is advantageous if the active rectifier and the DC/DC converter are operated at the same switching frequency.
  • a first of the two switching states of the DC/DC converter has a plurality of switching options for representing the switching state, in which different common-mode voltages are generated.
  • a first switching option is used for a first portion of the period and a second switching option for the remaining, second portion of the period.
  • the portions are determined in such a way that the common mode voltage generated by the DC/DC converter is equal in magnitude to a common mode voltage generated by the rectifier.
  • the DC/DC converter is preferably an H-bridge DC/DC converter with two half bridges connected in parallel.
  • the first switching state which represents an off switching position
  • the two upper semiconductor switching elements of the two half-bridges are switched on and in the second switching option the two lower semiconductor switching elements of the two half-bridges are switched on.
  • This offers the advantageous use of a degree of freedom, which consists in there being two different switching options for the first switching state, which differ in the common-mode voltage generated.
  • the proportions of the time period during which the first and second switching options are used are preferably determined from the switching period of the DC/DC converter, the intermediate circuit voltage, the DC output voltage and an instantaneous value for the common-mode voltage generated by the active rectifier.
  • the switching period and the intermediate circuit voltage are advantageously fixed or are known to the control device.
  • the DC output voltage i.e.
  • the charging voltage for a battery of an electrically powered vehicle is also known to the control system, as it must set this charging voltage.
  • the instantaneous value for the common-mode voltage generated by the active rectifier can be determined from available control data. This instantaneous value corresponds to the average value of the common-mode voltage determined over a switching period.
  • the control device can therefore calculate the proportions from known and available data and carry out this calculation again for each switching period, so that the proportions in each 202304405 7 switching period are adapted to the instantaneous value of the common-mode voltage.
  • a value averaged over a switching period of the rectifier can be determined as the instantaneous value for the common-mode voltage generated by the rectifier.
  • the instantaneous value can be determined using the switching period duration, the intermediate circuit voltage and portions of the switching period duration that are assigned to switching states of the active rectifier.
  • the instantaneous level of the common-mode voltage of the rectifier can be advantageously determined and set using these values.
  • the intermediate circuit voltage and the switching period of the active rectifier are known in the control device.
  • the parts of the switching period of the rectifier are determined in the control system, as they are required to control the rectifier.
  • the active rectifier and the DC/DC converter can be operated with the same switching frequency.
  • the switching frequency used is significantly higher than the basic frequency of the AC input voltage.
  • the switching frequency can be 16 kHz, 25 kHz or 48 kHz or more.
  • the power converter is particularly preferably a charger for an electrically powered vehicle. The invention is described and explained in more detail below with reference to the exemplary embodiments shown in the figures.
  • Figure 1 an electrical circuit diagram of a galvanically non-isolated charger with an active rectifier and a DC/DC converter
  • Figure 2 a temporal progression of the switching states of the active rectifier within a switching period
  • Figure 3 a frequency representation of a resulting touch current in the event of a fault without compensation
  • Figure 4 an example of a synchronization of switching edges of the rectifier and the DC/DC converter
  • Figure 5 a temporal progression of a low-frequency common-mode beat
  • Figure 6 a first example of operation with a compensation of both the common-mode beat and a synchronized switching sequence
  • Figure 7 shows a second example of operation with a compensation of both the common mode beat and a synchronized switching sequence.
  • Figure 8 shows a frequency representation of a resulting touch current in the event of a fault with compensation.
  • Figure 1 shows an electrical circuit diagram of a non-galvanically isolated charger 10 with an active rectifier 12 and a DC/DC converter 14.
  • the charger 10 is three-phase on the input side with a supply voltage of 202304405 9 voltage 16, for example the 400 V local network.
  • the connection can be made, for example, via a so-called wall box, i.e. a high-voltage connection specially designed for charging an electrically powered vehicle.
  • the active rectifier 12 comprises one inductance 18a...c and three half-bridges, each with two semiconductor switching elements 20a...f, for example IGBTs or MOSFETs, per phase on the network side.
  • the half-bridges are connected in parallel with their external connections in a known manner and their center connections are connected to the inductances 18a...c.
  • the active rectifier 12 formed in this way is a two-point rectifier.
  • the external connections of the half-bridges are connected to a DC intermediate circuit 22.
  • the DC intermediate circuit 22 comprises two serial capacitors 23a, 23b in this example, but can also have one or more capacitors in other examples. Between the capacitors 23a, 23b there is a node 24, which is used as a reference point for common-mode voltages.
  • the DC voltage intermediate circuit 22 is also connected to the external connections of two further half-bridges, each with two semiconductor switching elements 15a...d, which form the DC/DC converter 14.
  • the DC/DC converter 14 is thus an H-bridge DC/DC converter.
  • the center connections of the other half-bridges are connected to an output filter 26.
  • the output filter 26 comprises two inductors 27a, b and a capacitor 27c, which are connected between the two center connections as an LCL series.
  • the load i.e. here the vehicle's accumulator, commonly referred to as the battery, is connected in parallel to the capacitor 27c.
  • the charger 10 also comprises a control device, which is not shown in Figure 1.
  • the control device is connected to a higher-level control system, which sends commands on the overall status of the charger 10 to the 202304405 10 control device.
  • the control device itself calculates switching times for the semiconductor switching elements 15a...d, 20a...f used in the charger 10.
  • signals are sent to gate driver units (also not shown in Figure 1), which in turn then cause the semiconductor switching elements 15a...d, 20a...f to switch.
  • the control device carries out the calculation steps described below. These are the calculation steps for the pulse width modulation for the active rectifier 12. The results of these are incorporated into the further calculation steps for the switching processes of the DC/DC converter 14.
  • Parasitic couplings to ground 28 are symbolized in Figure 1 by the capacitive elements 29a, 29b.
  • the vehicle-side capacitive couplings using Y capacitors to PE are symbolized by the capacitive elements 30a and 30b.
  • the body and the housing of the charger are assumed to be ideally grounded, ie the PE conductor and ground 28 have the same potential.
  • a break in the PE conductor corresponds to the opening of the symbolic switch 31. Such a break allows the creation of capacitively coupled touch voltages and thus touch currents.
  • the human body or its electrical equivalent circuit is arranged parallel to the symbolic switch 31 to represent touch voltages and touch currents.
  • One component of such contact voltages is created by the switching operations of the active rectifier 12. As soon as the rectifier changes the switching state and the common mode voltage of the new state is not equal to the common mode voltage of the previous state, a jump in the common mode voltage occurs, which can be observed in a frequency analysis (FFT) at the switching frequency and its harmonics.
  • FFT frequency analysis
  • Vector Switching states Common mode RST voltage / U DC V 0 000 -1/2 V 1 100 -1/6 V 2 110 +1/6 V 3 010 -1/6 V 4 011 +1/6 V 5 001 -1/6 V 6 101 +1/6 V 7 111 +1/2
  • the currently used switching state changes several times within a switching period, as described below.
  • the exact course of the switching processes depends on the selected pulse width modulation for the active rectifier 12.
  • the exact position of the switching edges in the common mode voltage is therefore also determined by the implementation of the PWM.
  • FIG. 202304405 12 For the specific example of a symmetrical space vector PWM, the result is a curve within a switching period, which is shown in simplified form in Figure 2.
  • Figure 2 shows the individual components of the common-mode voltages u R0 , u S0 , and u T0 as well as the total common-mode voltage u CM0 over the time of a switching period.
  • the switching period is made up of two zero vectors V 0 and V 0' as well as two active vectors V a and V b . In the case of the 1st sector, these are specifically the vectors V 7 and V 0 as well as V 1 and V 2 .
  • the switch-on times ⁇ a , ⁇ b and ⁇ 0 of the vectors are recalculated for each period by the PWM unit of the rectifier 12.
  • the level of the possible jumps in the common mode voltage varies; changes in u CM0 in the range of ⁇ 1/3 U DC to ⁇ U DC can occur.
  • the touch current i.e.
  • the following switching states are possible with the DC/DC converter: State Switching states Common mode AB voltage / U DC DC 0 10 0 DC 1 00 -1/2 DC 2 11 +1/2 DC 3 01 0
  • the DC/DC converter 14 therefore only forms a common mode voltage amplitude in the two off states DC 1 and DC 2 , i.e. when both half-bridges are switched up or down at the same time.
  • the change of the DC/DC converter 14 from state DC 0 to DC 1 or DC 2 is synchronized with a common-mode jump of the rectifier 12, the switching frequency component of the common-mode voltage of the rectifier 12 can be minimized.
  • the DC/DC converter 14 reduces the intermediate circuit voltage U DC to the voltage U BAT required by the battery. This happens by switching between the on state DC 0 and an off state with a switching frequency which in this example corresponds to that of the rectifier 12.
  • the intermediate circuit voltage U DC is present at the output filter 26.
  • a voltage of 0 V is present at the output filter 26.
  • the off states DC 1 and DC 2 of the DC/DC converter 14 are divided into smaller intervals T OFF10 , T OFF1x , T OFF20 , T OFF2x in order to be able to counteract each common-mode voltage jump of the rectifier 12 with a common-mode voltage change of the DC/DC converter 14.
  • Figure 4 shows a first example of how this synchronization is carried out.
  • the average common-mode voltage of the DC/DC converter is 140 V and the smaller intervals T OFF10 , T OFF1x , T OFF20 , T OFF2x are of equal length.
  • each switching operation of the rectifier 12 is assigned a switching operation of the DC/DC converter 14, so that the switching frequency jumps in the common mode voltage are at least reduced. It may be that the amplitude of the jumps is not the same, for example a jump in the common mode voltage of the rectifier 12 of 1/3 U DC can be assigned a jump in the DC/DC converter 14 of 1/2 U DC . It is important to understand that the active rectifier 12 and the DC/DC converter 14 are in the same phase due to the selected common mode definition in relation to the leakage current in the PE conductor.
  • This beat is also caused by the switching operations of the active rectifier 12.
  • the instantaneous value of the common mode beat e for the current switching period is calculated from the pulse pattern of the rectifier 12. This is done by describing the phase output voltages u R0 , u S0 and u T0 of the rectifier 12 for each switching period as a voltage-time product u R0,Vt , u S0,Vt and u T0,Vt .
  • the average value is then calculated according to the definition for u CM0 : 202304405 16
  • S stands for the sector in the pulse width modulation and T AFE for the period of a switching period of the active rectifier 12.
  • the low-frequency common-mode beat is expressed in a simulation as shown in Figure 5 as an approximately triangular wave. It can be seen that the amplitude is slightly more than 40 mA. The period is 1/150 Hz, i.e. approx. 6 ms.
  • the use of the off states DC 1 and DC 2 of the DC/DC converter 14 provides a degree of freedom.
  • the DC/DC converter 14 does not generate an average common-mode voltage for this switching period.
  • An uneven distribution on the other hand, produces a corresponding common-mode voltage value that exists on average over the switching period. This can be used to counteract and compensate for the low frequency common mode beat of the active rectifier 12.
  • the off-state DC 1 or DC 2 must be used for the portion d CM of the period duration.
  • mode 0 is shown, but T OFF1 T OFF2 .
  • further operating modes can be added, for example if the required common mode voltage cannot be provided by the DC/DC converter 14 within a PWM period because the off time T OFF is too short.
  • Figure 7 shows a second example of operation, whereby the operating mode shown here is mode 3.
  • the prerequisite for mode 3 is that the two components for the off time T OFF1 and T OFF2 are both greater than ⁇ 0 / 2, i.e. that the required charging voltage is rather low.
  • the time range V0' is used completely for the off state DC 1 , whereby both switching edges for this range are directly synchronized between the rectifier 12 and the DC/DC converter 14.
  • the DC/DC converter must switch to the DC 1 state at other times.
  • the result of the compensation is shown in Figure 8 again in frequency representation based on the contact current in the event of a fault, i.e. when the symbolic switch 31 is open.
  • the current flows through a hypothetical human body, i.e. in the simulation through its equivalent circuit. It is 202304405 19 a significant reduction of the switching frequency component by around 66% from approx. 0.47 A to approx. 0.15 A can be seen.
  • the third harmonic i.e. the common mode beat, is also practically completely eliminated.

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Abstract

In einem galvanisch verbundenen Stromrichter oder Ladegerät mit aktivem Gleichrichter und H-Brücken-DC/DC-Wandler werden wenigstens ein Teil der Schaltvorgänge von Gleichrichter und DC/DC-Wandler synchronisiert.

Description

202304405 1 Beschreibung Stromrichter und Steuerverfahren für einen Stromrichter Die Erfindung betrifft einen galvanisch nicht getrennten Stromrichter mit einem aktiven Gleichrichter, einem Gleich- spannungs-Zwischenkreis und einem DC/DC-Wandler. Weiterhin betrifft die Erfindung ein Betriebsverfahren für einen sol- chen Stromrichter. Stromrichter der genannten Art sind beispielsweise Kandidaten für Ladegeräte für elektrisch betriebene Fahrzeuge. Sie sind typischerweise zweistufige Leistungswandler: Im aktiven Gleichrichter („Active Front End“, AFE, 1. Stufe) wird die Netzspannung in Gleichspannung umgeformt und in einem Zwi- schenkreiskondensator gespeichert, im DC-DC-Wandler (2. Stu- fe) wird die Zwischenkreisspannung in die von der Last (Fahr- zeug-Akku) angeforderte Spannung (Ladespannung) umgewandelt. Galvanisch nicht getrennte Ladegeräte kommen ohne Trenntrans- formator zwischen Netz und Hochvolt-System des Fahrzeugs aus. Diese Bauform ist vorteilhaft für Volumen, Gewicht und die Kosten des Ladegeräts. Auf Grund der hohen Anzahl der im Fahrzeug verbauten Y-Kapazitäten sowie parasitär vorhandenen Kapazitäten erhöht sich bei diesen Systemen aber auch der Koppelpfad gegen PE oder Erde deutlich. Der Grund hierfür ist der Wegfall der Serienschaltung der Koppelkapazität des Trenntransformators mit den genannten Kapazitäten des Fahr- zeugs. Im Normalbetrieb erhöhen sich dadurch die kapazitiven Ableit- ströme nach Erde/PE deutlich, was zur Auslösung des netzsei- tigen Fehlerstrom-Schutzschalters (FI-Schalter) führen kann und damit den Betrieb des Geräts verhindert. Im Fehlerbe- trieb, also bei Bruch des PE-Leiters, können sich nachteilig Berührspannungen an der Karosserie und/oder am Gehäuse des Ladegeräts aufbauen. Für dadurch bewirkte Berührströme exis- tieren aus Sicherheitsgründen scharfe Grenzwerte. Die trei- 202304405 2 bende Quelle der Berührströme ist die durch den aktiven Gleichrichter erzeugte Gleichtakt-Spannung („Common Mode“- Spannung). Sie ist von der konkreten Gestaltung des Pulswei- tenverfahrens (PWM) abhängig und hat in der Regel zwei Haupt- komponenten im Spektrum, nämlich bei der dreifachen Grundfre- quenz, also bei 150 Hz, wenn die Grundfrequenz 50 Hz beträgt, und bei der Schaltfrequenz vom aktiven Gleichrichter und DC/DC-Wandler. Gleichtakt-Spannungen kann beispielsweise durch aktive und passive Filter begegnet werden. Diese erfordern aber den Ein- satz von zusätzlichen aktiven und/oder passiven Bauteilen, was sich nachteilig auf Größe und Gewicht auswirkt. Es ist Aufgabe der Erfindung, einen Stromrichter der genann- ten Art anzugeben, der die eingangs genannten Nachteile ver- mindert oder vermeidet. Eine weitere Aufgabe besteht darin, ein Betriebsverfahren für einen Stromrichter anzugeben, mit dem die eingangs genannten Nachteile vermindert oder vermie- den werden. Diese Aufgabe wird durch ein Betriebsverfahren mit den in An- spruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst. Eine weitere Lösung besteht in dem Stromrichter mit den Merkmalen von Anspruch 10. Bei dem erfindungsgemäßen Betriebsverfahren für einen Strom- richter, der einen aktiven Gleichrichter, einen Gleichspan- nungs-Zwischenkreis und einen DC/DC-Wandler umfasst, wird der aktive Gleichrichter so gesteuert, dass er einen Wechsel zwi- schen einer Mehrzahl von Gleichrichter-Schaltzuständen vor- nimmt, wobei bei einem Wechsel zwischen zwei Schaltzuständen eine Änderung der vorliegenden Gleichtakt-Spannung bewirkt wird. Weiterhin nimmt der DC/DC-Wandler zur Erzeugung einer DC- Ausgangsspannung aus der Spannung des Zwischenkreises einen Wechsel zwischen einem ersten DC-Wandler-Schaltzustand und 202304405 3 einem zweiten DC-Wandler-Schaltzustand vor, wobei bei diesem Wechsel eine Änderung der vorliegenden Gleichtakt-Spannung bewirkt wird. Wenigstens ein Teil der Schaltvorgänge von DC/DC-Wandler und Gleichrichter innerhalb einer Schaltperiode werden dabei so gesteuert, dass sie zur gleichen Zeit passieren. Der erfindungsgemäße Stromrichter umfasst einen aktiven Gleichrichter, einen Gleichspannungs-Zwischenkreis, einen DC/DC-Wandler und eine Steuereinrichtung zur Steuerung des Gleichrichters und des DC/DC-Wandlers. Die Steuereinrichtung ist ausgestaltet, den aktiven Gleich- richter so zu steuern, dass er einen Wechsel zwischen einer Mehrzahl von Gleichrichter-Schaltzuständen vornimmt, wobei bei einem Wechsel zwischen zwei Schaltzuständen eine Änderung der vorliegenden Gleichtakt-Spannung bewirkt wird. Die Steuereinrichtung ist weiterhin ausgestaltet, den DC/DC- Wandler so zu steuern, dass er zur Erzeugung einer DC- Ausgangsspannung aus der Spannung des Zwischenkreises einen Wechsel zwischen einem ersten DC-Wandler-Schaltzustand und einem zweiten DC-Wandler-Schaltzustand vornimmt, wobei bei diesem Wechsel eine Änderung der vorliegenden Gleichtakt- Spannung bewirkt wird. Schließlich ist die Steuereinrichtung ausgestaltet, wenigs- tens einen Teil der Schaltvorgänge von DC/DC-Wandler und Gleichrichter innerhalb einer Schaltperiode so zu steuern, dass sie zur gleichen Zeit passieren. Mit anderen Worten werden der Gleichrichter und der DC/DC- Wandler so gesteuert, dass ein Teil ihrer Schaltvorgänge syn- chronisiert sind. Dadurch wird vorteilhaft erreicht, dass Sprünge in der Gleichtakt-Spannung, die mit der Schaltfre- quenz durch Schaltvorgänge des aktiven Gleichrichters erfol- 202304405 4 gen, zumindest teilweise durch die synchronisiert erfolgenden Schaltvorgänge des DC/DC-Wandlers kompensiert werden. Hierzu wird ausgenutzt, dass ein Wechsel des Schaltzustands des DC/DC-Wandlers ebenfalls einen Sprung in der erzeugten Gleichtakt-Spannung vorliegt. Dabei wird zweckmäßig die Rich- tung des Wechsels des Schaltzustands des DC/DC-Wandlers so gewählt, dass die bewirkten Sprünge in der Gleichtakt- Spannung einander kompensieren. Der aktive Gleichrichter kann ein Zweipunkt-Gleichrichter sein, der in für sich genommen bekannter Weise drei parallel- geschaltet Halbbrücken mit jeweils zwei Halbleiter- Schaltelementen wie beispielsweise IGBTs oder MOSFETs um- fasst. Die Halbleiter-Schaltelemente können intrinsische und auch als diskrete Bauteile realisierte parallele Freilaufdio- den umfassen. Der aktive Gleichrichter kann aber auch eine andere Bauform haben. Der Gleichspannungs-Zwischenkreis umfasst einen oder mehrere Kondensatoren und ist zweckmäßig parallel zu den Außenan- schlüssen der Halbbrücken des aktiven Gleichrichters geschal- tet. Die Steuereinrichtung umfasst zweckmäßig einen oder mehrere programmierbare Steuerbausteine wie FPGAs und Mikrocontrol- ler. Sie ist verbunden mit einer übergeordneten Steuerung, von der sie Signale empfängt, die den Betriebszustand für den Stromrichter festlegen. Die Steuereinrichtung errechnet Zeit- punkte für Schaltvorgänge für die Halbleiter-Schaltelemente des Gleichrichters und des DC/DC-Wandlers und gibt entspre- chende Signale an Gate-Treiber-Einheiten, die den Halbleiter- Schaltelementen zugeordnet sind. Vorteilhafte Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen Betriebs- verfahrens und Stromrichters gehen aus den abhängigen Ansprü- chen hervor. Dabei kann die Ausführungsform der unabhängigen Ansprüche mit den Merkmalen eines der Unteransprüche oder 202304405 5 vorzugsweise auch mit denen aus mehreren Unteransprüchen kom- biniert werden. Demgemäß können noch zusätzlich folgende Merkmale vorgesehen werden: In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird der DC/DC-Wandler so gesteuert, dass er für jeden Schaltvorgang des Gleichrichters einmal, insbesondere genau einmal, von ei- nem ersten DC-Wandler-Schaltzustand zu einem zweiten DC- Wandler-Schaltzustand und zurück wechselt. Hierdurch kann je- dem Schaltvorgang des Gleichrichters auch ein Schaltvorgang des DC/DC-Wandlers gegenübergestellt werden. Es ist vorteilhaft, wenn der aktive Gleichrichter und der DC/DC-Wandler mit derselben Schaltfrequenz betrieben werden. Dadurch ist die Berechnung der synchronisierten Schaltzeit- punkte für den DC/DC-Wandler deutlich einfacher als bei von- einander verschiedenen Schaltfrequenzen. In einer weiteren vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung weist ein erster der beiden Schaltzustände des DC/DC-Wandlers eine Mehrzahl von Schaltmöglichkeiten zur Darstellung des Schaltzustands auf, bei denen voneinander verschiedene Gleichtakt-Spannungen erzeugt werden. In einem Zeitraum, in dem der erste Schaltzustand vorliegt, wird eine erste Schalt- möglichkeit für einen ersten Anteil des Zeitraums und eine zweite Schaltmöglichkeit für den restlichen, zweiten Anteil des Zeitraums verwendet. Dabei werden die Anteile so be- stimmt, dass die durch den DC/DC-Wandler erzeugte Gleichtak- tspannung betragsgleich ist mit einer vom Gleichrichter er- zeugten Gleichtaktspannung. Zweckmäßig ist dafür der DC/DC- Wandler ein H-Brücken-DC/DC-Wandler mit zwei parallelgeschal- teten Halbbrücken. Vorteilhaft wird hierbei ausgenutzt, dass in der Ansteuerung des DC/DC-Wandlers ein Freiheitsgrad vorliegt. Unter der Vor- gabe, dass immer genau einer der beiden Halbleiter- Schaltelemente jeder der Halbbrücken eingeschaltet ist, erge- ben sich vier verschiedene Schaltmöglichkeiten. In den beiden 202304405 6 Schaltmöglichkeiten, die zu einer Ein-Schaltstellung gehören, sind die diagonal liegenden Halbleiter-Schaltelemente der beiden Halbbrücken eingeschaltet. In dieser Schaltmöglichkeit liegt an den Ausgangsanschlüssen, also zwischen den Mittel- punkten der beiden Halbbrücken, die Zwischenkreis-Spannung an. Bei diesen beiden Schaltmöglichkeiten liegt aber keine Gleichtaktspannung vor. Im ersten Schaltzustand, der eine Aus-Schaltstellung dar- stellt, in der ersten Schaltmöglichkeit sind die beiden obe- ren Halbleiter-Schaltelemente der beiden Halbbrücken einge- schaltet sind und in der zweiten Schaltmöglichkeit die beiden unteren Halbleiter-Schaltelemente der beiden Halbbrücken ein- geschaltet. Hierdurch bietet sich der vorteilhaft genutzte Freiheitsgrad, der darin besteht, dass zwei verschiedene Schaltmöglichkeiten für den ersten Schaltzustand bestehen, die sich durch die erzeugte Gleichtakt-Spannung unterschei- den. Die Anteile am Zeitraum, zu denen die erste und zweite Schaltmöglichkeit verwendet werden, werden bevorzugt aus der Schaltperiodendauer des DC/DC-Wandlers, der Zwischenkreis- Spannung, der DC-Ausgangsspannung und einem Momentanwert für die vom aktiven Gleichrichter erzeugte Gleichtakt-Spannung ermittelt. Vorteilhaft liegen die Schaltperiodendauer und die Zwischen- kreis-Spannung fest oder sind der Steuereinrichtung bekannt. Ebenso ist die DC-Ausgangsspannung, also bei einer Batterie eines elektrisch betriebenen Fahrzeugs die Ladespannung, der Steuerung bekannt, da sie diese Ladespannung einstellen musst. Der Momentanwert für die vom aktiven Gleichrichter er- zeugte Gleichtakt-Spannung kann aus vorliegenden Steuerdaten bestimmt werden. Dieser Momentanwert entspricht dem über eine Schaltperiode ermittelten Mittelwert der Gleichtaktspannung. Somit kann die Steuereinrichtung aus bekannten und vorliegen- den Daten die Anteile berechnen und diese Berechnung für jede Schaltperiode erneut durchführen, sodass die Anteile in jeder 202304405 7 Schaltperiode an den Momentanwert der Gleichtakt-Spannung an- gepasst sind. Als Momentanwert für die vom Gleichrichter erzeugte Gleicht- akt-Spannung kann ein über eine Schaltperiode des Gleichrich- ters gemittelter Wert ermittelt werden. Vorteilhaft wird hierdurch ein einzelner Wert für eine Schaltperiode ermit- telt, der für die Steuerung des DC/DC-Wandlers ebenfalls in einer Schaltperiode verwendet werden kann. Es wird somit ver- mieden, Werte für die Gleichtakt-Spannung einzustellen, die innerhalb einer Schaltperiode variieren. Der Momentanwert kann unter Verwendung der Schaltperiodendau- er, der Zwischenkreis-Spannung und Anteilen der Schaltperio- dendauer, die Schaltzuständen des aktiven Gleichrichters zu- geordnet sind, ermittelt werden. Die momentane Höhe der Gleichtakt-Spannung des Gleichrichters ist durch diese Werte vorteilhaft bestimmbar und festgelegt. Die Zwischenkreis- Spannung und die Schaltperiodendauer des aktiven Gleichrich- ters sind in der Steuereinrichtung bekannt. Die Anteile an der Schaltperiodendauer des Gleichrichters werden in der Steuerung bestimmt, da sie für die Steuerung des Gleichrich- ters benötigt werden. Es ist zweckmäßig, wenn der erste Anteil des Zeitraums und der zweite Anteil des Zeitraums zeitlich voneinander getrennt werden, indem zwischen sie ein zweiter Zeitraum gelegt wird, in dem der zweite Schaltzustand verwendet wird. Dadurch wird ein direktes Schalten, noch dazu möglicherweise ein mehrfa- ches Schalten zwischen den Schaltmöglichkeiten des ersten Zu- stands vermieden. Der aktive Gleichrichter und der DC/DC-Wandler können mit derselben Schaltfrequenz betrieben werden. Die verwendete Schaltfrequenz ist dabei wesentlich größer als die Grundfre- quenz der AC-Eingangsspannung. Beispielsweise kann die Schaltfrequenz 16 kHz, 25 kHz oder 48 kHz oder mehr betragen. 202304405 8 Besonders bevorzugt handelt es sich bei dem Stromrichter um ein Ladegerät für ein elektrisch betriebenes Fahrzeug. Im Folgenden wird die Erfindung anhand der in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispiele näher beschrieben und er- läutert. Es zeigen: Figur 1 ein elektrisches Schaltbild eines galvanisch nicht getrennten Ladegeräts mit einem aktiven Gleichrichter und ei- nem DC/DC-Wandler, Figur 2 einen zeitlichen Verlauf der Schaltzustände des ak- tiven Gleichrichters innerhalb einer Schaltperiode, Figur 3 eine Frequenzdarstellung eines sich ergebenden Be- rührstroms im Fehlerfall ohne Kompensation, Figur 4 ein Beispiel für eine Synchronisierung von Schalt- flanken des Gleichrichters und des DC/DC-Wandlers, Figur 5 einen zeitlichen Verlauf einer niederfrequenten Gleichtakt-Schwebung, Figur 6 ein erstes Beispiel für den Betrieb mit einem Aus- gleich von sowohl der Gleichtakt-Schwebung als auch einer synchronisierten Schaltfolge. Figur 7 ein zweites Beispiel für den Betrieb mit einem Aus- gleich von sowohl der Gleichtakt-Schwebung als auch einer synchronisierten Schaltfolge. Figur 8 eine Frequenzdarstellung eines sich ergebenden Be- rührstroms im Fehlerfall mit Kompensation. In Figur 1 ist ein elektrisches Schaltbild eines galvanisch nicht getrennten Ladegeräts 10 mit einem aktiven Gleichrich- ter 12 und einem DC/DC-Wandler 14 dargestellt. Das Ladegerät 10 ist eingangsseitig dreiphasig mit einer Versorgungsspan- 202304405 9 nung 16 verbunden, beispielsweise dem 400 V-Ortsnetz. Die Verbindung kann beispielsweise über eine sog. Wallbox, also einen speziell für das Laden eines elektrisch betriebenen Fahrzeugs vorgesehenen Starkstrom-Anschluss erfolgen. Der aktive Gleichrichter 12 umfasst pro Phase netzseitig eine Induktivität 18a…c und drei Halbbrücken mit jeweils zwei Halbleiter-Schaltelementen 20a…f, beispielsweise IGBTs oder MOSFETs. Die Halbbrücken sind in bekannter Weise mit ihren Außenanschlüssen parallelgeschaltet und mit ihren Mittelan- schlüssen an die Induktivitäten 18a…c angeschlossen. Der so gebildete aktive Gleichrichter 12 ist ein Zweipunkt- Gleichrichter. Die Außenanschlüsse der Halbbrücken sind an einen Gleichspan- nungs-Zwischenkreis 22 angeschlossen. Der Gleichspannungs- Zwischenkreis 22 umfasst in diesem Beispiel zwei serielle Kondensatoren 23a, 23b, kann aber in anderen Beispielen auch einen oder mehr Kondensatoren aufweisen. Zwischen den Konden- satoren 23a, 23b ist ein Knotenpunkt 24, der im Weiteren als Bezugspunkt für Gleichtaktspannungen verwendet wird. Der Gleichspannungs-Zwischenkreis 22 ist weiterhin mit den Außenanschlüssen von zwei weiteren Halbbrücken mit jeweils zwei Halbleiter-Schaltelemente 15a…d verbunden, die den DC/DC-Wandler 14 bilden. Der DC/DC-Wandler 14 ist somit ein H-Brücken-DC/DC-Wandler. Die Mittelanschlüsse der weiteren Halbbrücken sind an ein Ausgangsfilter 26 angeschlossen. Das Ausgangsfilter 26 umfasst zwei Induktivitäten 27a, b und ei- nen Kondensator 27c, die zwischen die beiden Mittelanschlüsse als L-C-L-Serie geschaltet sind. Parallel zum Kondensator 27c ist die Last, also hier der Akkumulator des Fahrzeugs, ge- meinhin als Batterie bezeichnet, angeschlossen. Das Ladegerät 10 umfasst weiterhin eine Steuereinrichtung, die in Figur 1 nicht dargestellt ist. Die Steuereinrichtung ist einerseits mit einer übergeordneten Steuerung verbunden, die Kommandos zum Gesamtzustand des Ladegeräts 10 an die 202304405 10 Steuereinrichtung weitergibt. Die Steuereinrichtung selbst errechnet Schaltzeitpunkte für die im Ladegerät 10 verwende- ten Halbleiter-Schaltelemente 15a…d, 20a…f. Zu den ermittel- ten Schaltzeitpunkten werden Signale an ebenfalls in Figur 1 nicht dargestellte Gate-Treiber-Einheiten gegeben, die dann wiederum das Schalten der Halbleiter-Schaltelemente 15a…d, 20a…f bewirken. Die Steuereinrichtung führt die im Folgenden beschriebenen Berechnungsschritte durch. Dies sind die Be- rechnungsschritte für die Pulsweiten-Modulation für den akti- ven Gleichrichter 12. Deren Ergebnisse fließen in die weite- ren Berechnungsschritte für die Schaltvorgänge des DC/DC- Wandlers 14 ein. Parasitäre Kopplungen gegen Ground 28 sind in Figur 1 durch die kapazitiven Elemente 29a, 29b symbolisiert. Die fahrzeug- seitigen, kapazitiven Kopplungen mittels Y-Kondensatoren ge- gen PE sind durch die kapazitiven Elemente 30a und 30b symbo- lisiert. Die Karosserie und das Gehäuse des Ladegeräts werden als ideal geerdet angenommen, d.h. PE-Leiter und Ground 28 haben dasselbe Potential. Ein Bruch des PE-Leiters entspricht dem Öffnen des symbolischen Schalters 31. Ein solcher Bruch erlaubt das Entstehen von kapazitiv gekoppelten Berührspan- nungen und somit Berührströmen. Der menschliche Körper bzw. seine elektrisches Ersatzschaltbild sind dabei für die Dar- stellung von Berührspannungen und Berührströmen parallel zum symbolischen Schalter 31 angeordnet. Eine Komponente solcher Berührspannungen entsteht durch die Schaltvorgänge des aktiven Gleichrichter 12. Sobald der Gleichrichter den Schaltzustand wechselt und die Gleichtakt- Spannung des neuen Zustandes ungleich der Gleichtakt-Spannung des vorherigen Zustands ist, ergibt sich ein Sprung in der Gleichtakt-Spannung, der in einer Frequenzanalyse (FFT) bei der Schaltfrequenz und deren Harmonischen zu beobachten ist. Die zeitabhängige Gleichtakt-Spannung uCM0 ist für den aktiven Gleichrichter 12 definiert als: 202304405 11 uCM0 = (uR0+uS0+uT0) / 3 Dabei sind uR0, uS0, und uT0 Komponenten der Gleichtakt- Spannung, die in Figur 1 ebenfalls dargestellt sind. Diese Komponenten betragen jeweils entweder +UDC / 2 oder –UDC / 2, je nachdem ob das obere oder das untere Schaltelement der je- weiligen Halbbrücke eingeschaltet ist. In Summe ergibt sich daher für die Gleichtakt-Spannung uCM0 = +/-UDC/2, wenn alle oberen oder alle unteren Schaltelemente eingeschaltet sind oder +/-UDC/6, wenn eine Mischung aus oberen und unteren Schaltelementen im aktiven Gleichrichter 12 eingeschaltet ist. Bezeichnet man den Schaltzustand mit eingeschaltetem oberem Schalter als 1 und den Schaltzustand mit eingeschaltetem un- terem Schalter als 0 und schreibt die die Schaltzustände für die drei Halbbrücken hintereinander, ergeben sich die als Vektoren bezeichneten möglichen Gesamtzustände wie folgt: Vektor Schaltzustände Gleichtakt- RST Spannung / UDC V0 000 -1/2 V1 100 -1/6 V2 110 +1/6 V3 010 -1/6 V4 011 +1/6 V5 001 -1/6 V6 101 +1/6 V7 111 +1/2 Der aktuell verwendete Schaltzustand wechselt innerhalb einer Schaltperiode mehrfach, wie weiter unten beschrieben. Der ge- naue Verlauf der Schaltvorgänge hängt von der gewählten Puls- weitenmodulation für den aktiven Gleichrichter 12 ab. Somit wird auch die genaue Lage der Schaltflanken in der Gleicht- akt-Spannung von der Implementierung der PWM bestimmt. 202304405 12 Für das konkrete Beispiel einer symmetrischen Space-Vector- PWM ergibt sich ein Verlauf innerhalb einer Schaltperiode, der in Figur 2 vereinfacht dargestellt ist. Figur 2 zeigt da- bei die einzelnen Komponenten der Gleichtakt-Spannungen uR0, uS0, und uT0 sowie die gesamte Gleichtakt-Spannung uCM0 über die Zeit einer Schaltperiode. Die Schaltperiode der Länge T = 1 / f mit f = 48 kHz teilt sich dabei in Einschaltzeiten auf, die mit τa, τb und τ0 bezeichnet sind. Diese sind in der Rea- lität nicht gleich lang und hängen vom momentanen Arbeits- punkt des Gleichrichters 12 ab. Sie ergeben sich aus der ver- wendeten Pulsweitenmodulation. Die Schaltperiode setzt sich in allgemeiner Beschreibung aus zwei Nullvektoren V0 und V0‘ sowie zwei aktiven Vektoren Va und Vb zusammen. Im Falle des 1. Sektors sind dies konkret die Vektoren V7 und V0 sowie V1 und V2. Die Einschaltzeiten τa, τb und τ0 der Vektoren werden durch die PWM-Einheit des Gleichrichters 12 für jede Periode neu berechnet. Je nach gewählter Pulsweitenmodulation des Gleichrichters 12 ist die Höhe der möglichen Sprünge in der Gleichtaktspannung unterschiedlich stark ausgeprägt, es können Änderungen von uCM0 im Bereich von ±1/3 UDC bis ±UDC auftreten. Der Berührstrom, also für die Simulation der Strom durch eine Körpernachbildung mit Tiefpassbewertung, im Fehlerfall (PE- Leiter-Bruch), also bei geöffnetem symbolischen Schalter 31 äußert sich bei der symmetrischen Space-Vektor-PWM wie in Fi- gur 3 im Frequenzraum dargestellt. Deutlich erkennbar ist die schaltfrequente Amplitude von ca. 0,47 A. Für die Schaltvorgänge des H-Brücken-DC/DC-Wandlers 14 kann in ähnlicher Weise ein Schema aufgestellt werden, das aller- dings nur vier verschiedene Zustände aufweist, da nur zwei Halbbrücken vorliegen. Die Gleichtakt-Spannung uCM,DC ergibt sich für den DC/DC-Wandler 14 folgendermaßen: uCM,DC = (uA0+uB0) / 2 202304405 13 Die folgenden Schaltzustände sind beim DC/DC-Wandler möglich: Zustand Schaltzustände Gleichtakt- AB Spannung / UDC DC0 10 0 DC1 00 -1/2 DC2 11 +1/2 DC3 01 0 Der DC/DC-Wandler 14 bildet also nur eine Gleichtakt- Spannungsamplitude in den beiden Auszuständen DC1 und DC2, also wenn beide Halbbrücken gleichzeitig nach oben oder unten geschaltet sind. Der Übergang vom aktiven Zustand DC0 (uAB = UDC) in die Auszustände DC1 bzw. DC2 erzeugt ebenfalls eine Änderung der Gleichtaktspannung uCM,DC von ±UDC/2, ein Wechsel von Auszustand DC1 nach DC2 oder umgekehrt entsprechend sogar ±UDC. Wird der Wechsel des DC/DC-Wandlers 14 von Zustand DC0 nach DC1 oder DC2 mit einem Gleichtakt-Sprung des Gleichrich- ters 12 synchronisiert, kann dadurch der schaltfrequente An- teil der Gleichtakt-Spannung des Gleichrichters 12 minimiert werden. Der DC/DC-Wandler 14 setzt die Zwischenkreis-Spannung UDC herunter auf die von der Batterie geforderte Spannung UBAT. Das passiert, indem mit einer Schaltfrequenz, die in diesem Beispiel derjenigen des Gleichrichters 12 entspricht, zwi- schen dem Anzustand DC0 und einem Auszustand gewechselt wird. Im Anzustand DC0 liegt die Zwischenkreis-Spannung UDC am Aus- gangsfilter 26 an. Im Auszustand DC1/DC2 liegt eine Spannung von 0 V am Ausgangsfilter 26 an. Die Einstellung der gefor- derten Spannung passiert über die Aufteilung der Schaltperio- de TDC zwischen einer Dauer für den Anzustand TON und einer Dauer für den Auszustand TOFF (Es ist TDC = TON + TOFF). Der An- teil dON von TDC, in dem der Anzustand verwendet wird, berech- net sich zu dON = UBAT / UDC, der Anteil für den Auszustand zu dOFF = 1 – dON. Die Dauern sind dabei TON = dON * TDC und TOFF = dOFF * TDC. 202304405 14 Im Anzustand DC0 kann keine Gleichtakt-Spannung erzeugt wer- den. Bei dem Wechsel zum Auszustand hingegen wird durch die Wahl des verwendeten Auszustands DC1 oder DC2 der Sprung in der Gleichtakt-Spannung eingestellt. Gleichzeitig ergibt sich durch ein Verweilen im jeweiligen Auszustand im Mittel eine Gleichtakt-Spannung für den DC/DC-Wandler 14. Soll diese im Mittel 0 V betragen, dann müssen die beiden Auszustände DC1 und DC2 zu gleichen Teilen verwendet werden, also TOFF1 = TOFF2 = TOFF / 2, wobei stets gilt: TOFF1 + TOFF2 = TOFF. Für die Synchronisierung werden die Auszustände DC1 und DC2 des DC/DC-Wandlers 14 in kleinere Intervalle TOFF10, TOFF1x, TOFF20, TOFF2x aufgeteilt, um jedem Gleichtakt-Spannungssprung des Gleichrichters 12 eine Gleichtakt-Spannungsänderung des DC/DC-Wandlers 14 entgegenhalten zu können. Dabei ist TOFF10 + TOFF1x = TOFF1 und TOFF20 + TOFF2x = TOFF2. Figur 4 zeigt ein erstes Beispiel dafür, wie diese Synchroni- sierung durchgeführt wird. Hierbei beträgt die mittlere Gleichtakt-Spannung des DC/DC-Wandlers 140 V und die kleine- ren Intervalle TOFF10, TOFF1x, TOFF20, TOFF2x sind gleich lang. Die Einschaltzeiten τa, τb und τ0 sind der Einfachheit halber gleich lang dargestellt, sind aber typischerweise unter- schiedlich lang und ständiger Änderung unterworfen. Wie aus Figur 4 ersichtlich ist, ist jedem Schaltvorgang des Gleichrichters 12 ein Schaltvorgang des DC/DC-Wandlers 14 zu- geordnet, sodass die schaltfrequenten Sprünge in der Gleicht- akt-Spannung zumindest reduziert werden. Dabei kann es sein, dass die Amplitude der Sprünge nicht dieselbe ist, beispiels- weise kann einem Sprung in der Gleichtakt-Spannung des Gleichrichters 12 von 1/3 UDC ein Sprung des DC/DC-Wandlers 14 von 1/2 UDC zugeordnet sein. Dabei ist wichtig zu verstehen, dass der aktive Gleichrichter 12 und der DC/DC-Wandler 14 aufgrund der gewählten Gleicht- akt-Definition bezogen auf den Ableitstrom im PE-Leiter in 202304405 15 gegensätzliche Richtungen arbeiten. Um eine Kompensation des schaltfrequenten Anteils des Stroms im PE-Leiter zu errei- chen, finden die synchronisierten Spannungsänderungen daher stets in dieselbe Richtung statt. Je nach Arbeitspunkt des Ladegeräts 10 ergeben sich dabei zwei Modi für den DC/DC-Wandler 14, zwischen denen die Steu- ereinrichtung wechselt. Lässt sich die gesamte Auszeit des DC/DC-Wandlers 14 nicht innerhalb der Nullvektorphase τ0 des AFE abbilden, muss die verbleibende Auszeit des DC/DC- Wandlers 14 auf die Schaltzeiten τa und τb der aktiven Vekto- ren des Gleichrichters 12 aufgeteilt werden. Modus TOFF2 TOFF1 TOFF20 TOFF2x TOFF10 TOFF1x 0 < τ0 / < τ0 / = 0,99 = 0,01 = TOFF1 2 2 TOFF2 TOFF2 3 >= τ0 / >= τ0 / = τ0 / = TOFF2 = τ0 / = TOFF1 2 2 2 - τ0 / 2 - τ0 / 2 2 Eine weitere Verbesserung lässt sich erreichen, wenn eine weitere Komponente des Stroms im PE-Leiter berücksichtigt wird. Diese ist in Figur 5 dargestellt. Es handelt sich dabei um eine Schwebung von Gleichtakt-Spannungen bei der dreifa- chen Grundfrequenz, also in diesem Beispiel bei 150 Hz, aus- gehend von einer Grundfrequenz (Netzfrequenz) von 50 Hz. Auch diese Schwebung wird durch die Schaltvorgänge des aktiven Gleichrichters 12 verursacht. Der Momentanwert der Gleichtakt-Schwebung e für die aktuelle Schaltperiode wird aus dem Pulsmuster des Gleichrichters 12 berechnet. Dies erfolgt, indem die Phasenausgangsspannungen uR0, uS0 und uT0 des Gleichrichters 12 für jede Schaltperiode als Spannungs-Zeit-Produkt uR0,Vt, uS0,Vt und uT0,Vt beschrieben werden. Entsprechend der Definition für uCM0 wird anschließend der Mittelwert gebildet: 202304405 16 Nach Einsetzen und Auflösen ergibt sich: Dabei steht S für den Sektor in der Pulsweitenmodulation und TAFE für die Periodendauer einer Schaltperiode des aktiven Gleichrichters 12. Die niederfrequente Gleichtakt-Schwebung äußert sich in einer Simulation wie in Figur 5 dargestellt als in etwa dreieckför- mige Welle. Es ist erkennbar, dass die Amplitude etwas mehr als 40 mA beträgt. Die Periodendauer beträgt 1 / 150 Hz, also ca. 6 ms. Die Verwendung der Auszustände DC1 und DC2 des DC/DC-Wandlers 14 stellt einen Freiheitsgrad zur Verfügung. Wird die Auszeit einer Schaltperiode gleichmäßig auf die Schaltzustände DC1 und DC2 aufgeteilt, bildet der DC/DC-Wandlers 14 im Mittel keine Gleichtakt-Spannung für diese Schaltperiode aus. Eine ungleichmäßige Verteilung dagegen erzeugt einen entsprechen Gleichtakt-Spannungswert, der im Mittel über die Schaltperio- de besteht. Dieser kann verwendet werden, um der niederfre- quenten Gleichtakt-Schwebung des aktiven Gleichrichters 12 entgegenzuwirken und auch diese zu kompensieren. Wenn e nicht 0 ist, dann wird eine passende Gleichtaktspan- nung darüber eingestellt, dass die Zeitabschnitte TOFF1 und TOFF2 für die Auszustände verändert werden, wobei die summier- te Zeit für den Auszustand (dOFF * TDC = TOFF = TOFF1 + TOFF2) er- halten bleiben muss, da sie von der Batteriespannung festge- legt ist. 202304405 17 Der Anteil dCM an der Periodendauer, der für die Erzeugung der benötigten Höhe der Gleichtakt-Spannung verwendet werden sollte, beträgt dCM = e / (0,5 * UDC). Die Frequenz der Schwe- bung ist mit 150 Hz sehr gering gegenüber der Schaltfrequenz von beispielsweise 1 / TDC = 48 kHz. Daher hat die Gleicht- akt-Schwebung für jede Schaltperiode einen praktisch festen momentanen Spannungswert e, der negativ oder positiv sein kann. Je nach Vorzeichen der Gleichtakt-Spannung muss der Auszu- stand DC1 oder DC2 für den Anteil dCM an der Periodendauer verwendet werden. Der verbleibende Rest des Anteils für den Auszustand dOFF,RES = dOFF – dCM teilt sich gleichmäßig auf zwi- schen beiden Auszuständen DC1 und DC2. Damit ergeben sich für eine positive auszugleichende Gleicht- akt-Spannung die folgenden Zeiten für die beiden Auszustände: ^^ைிி^ ൌ 0,5 ^^ைிிଶ ൌ ൫ ^^^ெ ^ 0,5 Für eine negative auszugleichende Gleichtakt-Spannung sind die beiden Auszustände zu vertauschen, d.h. es ergeben sich die folgenden Zeiten für die beiden Auszustände: ^^ைிிଶ ൌ 0,5 ^^ைிி^ ൌ ൫ ^^^ ^ 0,5 Wenn also ein zusätzlicher Ausgleich der Gleichtakt-Schwebung vorgenommen wird, dann ist meist T TOFF2. Dadurch sich zwei weitere Betriebsmodi für den DC/DC-Wandler 14. Die Betriebsmodi sind wie folgt: 202304405 18 Modus TOFF2 TOFF1 TOFF20 TOFF2x TOFF10 TOFF1x 0 < τ0 / < τ0 / = 0,99 = 0,01 = TOFF1 2 2 TOFF2 TOFF2 1 < τ0 / >= τ0 = 0,99 = 0,01 = τ0 / 2 = TOFF1 - 2 / 2 TOFF2 TOFF2 τ0 / 2 2 >= τ0 < τ0 / = τ0 / 2 = TOFF2 - = TOFF1 / 2 2 τ0 / 2 3 >= τ0 >= τ0 = τ0 / 2 = TOFF2 - = τ0 / 2 = TOFF1 - / 2 / 2 τ0 / 2 τ0 / 2 Figur 6 zeigt ein erstes Beispiel für den Betrieb mit einem Ausgleich von sowohl der Gleichtakt-Schwebung, die in Figur 5 gezeigt ist, als auch einer synchronisierten Schaltfolge. Hierbei ist der Modus 0 gezeigt, aber es ist TOFF1 TOFF2. Je nach Anwendungsfall und Betriebspunkt können noch weitere Betriebsmodi hinzugefügt werden, beispielsweise wenn die ge- forderte Gleichtakt-Spannung nicht innerhalb einer PWM- Periode durch den DC/DC-Wandler 14 gestellt werden kann, da die Auszeit TOFF zu kurz is. Figur 7 zeigt ein zweites Beispiel für den Betrieb, wobei der hier gezeigte Betriebsmodus der Modus 3 ist. Die Vorausset- zung für Modus 3 ist, dass die beiden Anteile für die Auszeit TOFF1 und TOFF2 beide größer als τ0 / 2 sind, dass also die ge- forderte Ladespannung eher niedrig ist. Wie in Figur 7 er- sichtlich, wird hier der Zeitbereich V0‘ vollständig für den Auszustand DC1 verwendet, wodurch beide Schaltflanken für diesen Bereich direkt zwischen Gleichrichter 12 und DC/DC- Wandler 14 synchronisiert sind. Darüber hinaus muss der DC/DC-Wandler aber noch zu weiteren Zeiten in den Zustand DC1 schalten. Gleiches gilt für den Zustand DC2. Das Ergebnis der Kompensation ist in Figur 8 wieder in Fre- quenzdarstellung anhand des Berührstroms im Fehlerfall ge- zeigt, also bei geöffnetem symbolischen Schalter 31. Der Strom fließt über einen hypothetischen menschlichen Körper, also in der Simulation über dessen Ersatzschaltbild. Es ist 202304405 19 eine deutliche Reduktion der schaltfrequenten Komponente um rund 66 % von ca. 0,47 A auf ca. 0,15 A zu erkennen. Auch die dritte Harmonische, also die Gleichakt-Schwebung, entfällt praktisch vollständig.
202304405 20 Bezugszeichen 10 Ladegerät 12 aktiver Gleichrichter 14 DC/DC-Wandler 15a…d Halbleiterschalter 16 Versorgungsspannung 18a…c Induktivität 20a…f IGBTs 22 Gleichspannungs-Zwischenkreis 23a, b Zwischenkreis-Kondensator 24 Knotenpunkt 26 Ausgangsfilter 27a,b Filterinduktivität 27c Filterkondensator 28 Ground 29a, b parasitäre Kapazität 30a, b Y-Kondensator PE Protective Earth UDC Zwischenkreis-Spannung UBAT Batteriespannung

Claims

202304405 21 Patentansprüche 1. Betriebsverfahren für einen Stromrichter (10), der einen aktiven Gleichrichter (12), einen Gleichspannungs- Zwischenkreis (22) und einen DC/DC-Wandler (14) umfasst, bei dem - der aktive Gleichrichter (12) so gesteuert wird, dass er einen Wechsel zwischen einer Mehrzahl von Gleichrichter- Schaltzuständen vornimmt, wobei bei einem Wechsel zwischen zwei Gleichrichter-Schaltzuständen eine Änderung der vorlie- genden Gleichtakt-Spannung bewirkt wird, - der DC/DC-Wandler (14) zur Erzeugung einer DC- Ausgangsspannung aus der Spannung des Zwischenkreises (22) einen Wechsel zwischen einem ersten DC-Wandler-Schaltzustand und einem zweiten DC-Wandler-Schaltzustand vornimmt, wobei bei diesem Wechsel eine Änderung der vorliegenden Gleichtakt- Spannung bewirkt wird, - wenigstens ein Teil der Schaltvorgänge von DC/DC-Wandler (14) und Gleichrichter (12) innerhalb einer Schaltperiode so gesteuert werden, dass sie zur gleichen Zeit passieren. 2. Betriebsverfahren nach Anspruch 1, bei dem der DC/DC- Wandler (14) für jeden Schaltvorgang des Gleichrichters (12) einmal von einem ersten DC-Wandler-Schaltzustand zu einem zweiten DC-Wandler-Schaltzustand und zurück gewechselt wird. 3. Betriebsverfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der ak- tive Gleichrichter (12) und der DC/DC-Wandler (14) mit der- selben Schaltfrequenz betrieben werden. 4. Betriebsverfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem - ein erster der beiden Schaltzustände des DC/DC-Wandlers (14) eine Mehrzahl von Schaltmöglichkeiten zur Darstellung des Schaltzustands umfasst, bei denen voneinander verschiede- ne Gleichtakt-Spannungen erzeugt werden, - in einem Zeitraum (TOFF), in dem der erste Schaltzustand vorliegt, eine erste Schaltmöglichkeit (DC1) für einen ersten 202304405 22 Anteil des Zeitraums (TOFF1) und eine zweite Schaltmöglichkeit (DC2) für den restlichen, zweiten Anteil des Zeitraums (TOFF2) verwendet wird, - die Anteile (TOFF1, TOFF2) so bestimmt werden, dass die durch den DC/DC-Wandler (14) erzeugte Gleichtaktspannung betrags- gleich ist mit einer vom Gleichrichter (12) erzeugten Gleichtaktspannung. 5. Betriebsverfahren nach Anspruch 4, bei dem die Anteile (TOFF1, TOFF2) aus der Schaltperiodendauer (TDC) des DC/DC- Wandlers (14), der Zwischenkreis-Spannung (UDC), der DC- Ausgangsspannung und einem Momentanwert (e) für die vom akti- ven Gleichrichter (12) erzeugte Gleichtakt-Spannung ermittelt werden. 6. Betriebsverfahren nach Anspruch 4 oder 5, bei dem als Mo- mentanwert (e) für die vom Gleichrichter (12) erzeugte Gleichtakt-Spannung ein über eine Schaltperiode (TAFE) des Gleichrichters (12) gemittelter Wert ermittelt wird. 7. Betriebsverfahren nach Anspruch 6, bei dem der Momentan- wert (e) unter Verwendung der Schaltperiodendauer (TAFE), der Zwischenkreis-Spannung (UDC) und Anteilen der Schaltperioden- dauer, die Schaltzuständen des aktiven Gleichrichters (12) zugeordnet sind, ermittelt wird. 8. Betriebsverfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 7, bei dem der erste Anteil des Zeitraums und der zweite Anteil des Zeitraums (TOFF1, TOFF2) zeitlich voneinander getrennt werden, indem zwischen ihnen ein zweiter Zeitraum gelegt wird, in dem der zweite Schaltzustand verwendet wird. 9. Betriebsverfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem der aktive Gleichrichter (12) mit einer symmetrischen Space-Vektor-Pulsweiten-Modulation betrieben wird. 10. Stromrichter (10) mit einem aktiven Gleichrichter (12), einem Gleichspannungs-Zwischenkreis (22), einem DC/DC-Wandler 202304405 23 (14) und einer Steuereinrichtung zur Steuerung des Gleich- richters (12) und des DC/DC-Wandlers (14), wobei die Steuer- einrichtung ausgestaltet ist, - den aktiven Gleichrichter (12) so zu steuern, dass er einen Wechsel zwischen einer Mehrzahl von Gleichrichter- Schaltzuständen vornimmt, wobei bei einem Wechsel zwischen zwei Schaltzuständen eine Änderung der vorliegenden Gleicht- akt-Spannung bewirkt wird, - den DC/DC-Wandler (14) so zu steuern, dass er zur Erzeugung einer DC-Ausgangsspannung aus der Spannung des Zwischenkrei- ses (22) einen Wechsel zwischen einem ersten DC-Wandler- Schaltzustand und einem zweiten DC-Wandler-Schaltzustand vor- nimmt, wobei bei diesem Wechsel eine Änderung der vorliegen- den Gleichtakt-Spannung bewirkt wird, - wenigstens einen Teil der Schaltvorgänge von DC/DC-Wandler und Gleichrichter innerhalb einer Schaltperiode so zu steu- ern, dass sie zur gleichen Zeit passieren. 11. Stromrichter (10) nach Anspruch 10, bei dem der aktive Gleichrichter (12) ein Zweipunkt-Gleichrichter (12) ist. 12. Stromrichter (10) nach Anspruch 10 oder 11, bei dem der DC/DC-Wandler (14) ein H-Brücken-DC/DC-Wandler mit zwei pa- rallelgeschalteten Halbbrücken ist.
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