EP4454165A1 - Procede de selection d'une pluralite de recepteurs, emetteur et programme d'ordinateur correspondants - Google Patents

Procede de selection d'une pluralite de recepteurs, emetteur et programme d'ordinateur correspondants

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Publication number
EP4454165A1
EP4454165A1 EP22850713.3A EP22850713A EP4454165A1 EP 4454165 A1 EP4454165 A1 EP 4454165A1 EP 22850713 A EP22850713 A EP 22850713A EP 4454165 A1 EP4454165 A1 EP 4454165A1
Authority
EP
European Patent Office
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receiver
receivers
current
subset
sub
Prior art date
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Pending
Application number
EP22850713.3A
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German (de)
English (en)
Inventor
Raphaël Visoz
Rita IBRAHIM
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Orange SA
Original Assignee
Orange SA
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Filing date
Publication date
Application filed by Orange SA filed Critical Orange SA
Publication of EP4454165A1 publication Critical patent/EP4454165A1/fr
Pending legal-status Critical Current

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    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
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    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting

Definitions

  • the invention relates to the field of wireless communications.
  • the invention proposes a technique making it possible to optimize the formation of beams obtained from an array of antennas, so as to improve the transmission of information between a transmitter and several receivers, and this in the uplink such as downhill.
  • the invention finds applications in any system based on beamforming, in particular in radio communication networks according to the 4G or 5G standards defined by the 3GPP, WiFi communication networks according to the various IEEE 802.11 standards, etc.
  • the transmitter can be a base station, for example of the eNodeB type (in English “evolved Node B”) for networks based on LTE or LTE Advanced technologies, or else an access point WiFi, etc.
  • a receiver can be a terminal such as a smartphone, tablet, connected object, etc.
  • the transmitter can be a terminal, and the receiver a base station.
  • Beamforming, or precoding is a signal processing technique used in antenna or sensor arrays for directional transmission or reception of signals.
  • the transmitters and/or receivers can focus the radiation of the transmitted wave in a particular direction, which makes it possible to obtain spatial selectivity.
  • Beamforming is achieved by combining the elements of a phase and amplitude controlled antenna array so that: the signals combine constructively in particular directions, resulting in an increase in useful power received, the signals combine destructively in the other directions, resulting in a decrease in the power of the received interference.
  • a complex coefficient is applied to each element of the antenna array of the transmitter. All of these coefficients form a precoding matrix.
  • the precoding coefficients must be correctly chosen.
  • the fundamental problem for the selection of this precoding is the acquisition of the knowledge of the channel in transmission or “transmit Channel State Information” (CSI) in English.
  • CSI Channel State Information
  • the first technique based on the use of a precoding dictionary, denoted CSI-D is based on the use of a limited return path between the receiver and the transmitter, and on the precoding dictionary (hence the “D” of CSI-D, for dictionary).
  • the transmitter emits a reference signal, also called pilot signal.
  • a reference signal is typically denoted CSI-RS in the 4G and 5G standards, for “Channel State Information - Reference Signal”.
  • the receiver estimates on the one hand the transmission channel between the transmitter and the receiver (/.e. in the direction transmitter to receiver), and on the other hand a covariance matrix of the interference, representative of the spatial structure of the interference in reception.
  • the receiver Based on the estimation of the transmission channel between the transmitter and the receiver and the spatial characteristics of the interference, the receiver chooses the precoding matrix to be used by the transmitter from the finite precoding dictionary.
  • This precoding dictionary is generally defined by a standard, such as the 4G standard or the 5G standard.
  • the receiver then sends this precoding choice back to the transmitter via the limited return channel, for example in the form of an indicator of the “Precoding Matrix Indicator” (PMI) type.
  • the feedback of the precoding choice can optionally be accompanied by a channel quality indicator (or “Channel Quality Indicator”, CQI) and/or an indicator of the number of spatial layers (“Rank Indicator”, RI).
  • CSI-R is based on the reciprocity of the channel between transmitter and receiver (hence the R, for reciprocity).
  • R for reciprocity
  • This reciprocity assumes that the transmission channel between the receiver and the transmitter (/.e. in the direction receiver to transmitter) is the same as the transmission channel between the transmitter and the receiver (/.e. in the direction transmitter to receiver).
  • the channel includes the effects of the radiofrequency chains which are not a priori not reciprocal in transmission and reception, but which can be calibrated to become so.
  • the CSI-R technique thus assumes the use of the same frequency resources and a time separation of the uplink and downlink channels, or “Time Division Duplex”, TDD).
  • the receiver transmits a reference signal, for example of the SRS type (for “Sounding Reference Signal”) in the 4G and 5G standards.
  • the transmitter estimates the transmission channel between the receiver and the transmitter (/.e. in the receiver to transmitter direction) and deduces therefrom by reciprocity the transmission channel between the transmitter and the transmitter. receiver (/.e. in the direction from sender to receiver).
  • the transmitter can select a precoding matrix to be used. For example, the transmitter determines a precoding matrix according to a criterion of maximizing the signal to noise ratio (SNR) or the predicted bit rate, neglecting the spatial structure of the interference (or covariance of the interference).
  • SNR signal to noise ratio
  • the receiver estimates an interference covariance matrix and returns a compressed version of this interference covariance matrix to the transmitter.
  • This compressed version can for example take the form of the / largest eigenvalues of the covariance matrix (the latter being of dimension N R X N R , where N R is the number of reception antennas of the receiver).
  • the covariance matrix of the interference being positive-definite, it is ortho-diagonalizable, and it is easy to deduce its eigenvalues and to order them.
  • the CSI-R1 technique although it allows the transmitter to know the transmission channel without quantization, does not allow the transmitter to know the interference in reception. Indeed, such a technique determines the precoding matrix to be used by neglecting the spatial structure of the interference, the interference in reception not being reciprocal. It is then possible that the precoding on transmission according to the CSI-R technique corresponds to directions where the interference is the strongest.
  • Raising the covariance of the interference from the receiver to the transmitter according to this CSI-R1 technique is difficult to envisage, because it would consume too much of the quantity of return channel.
  • the precoding matrix based on the CSI-R1 is therefore obtained without taking into account the covariance of the interference or, which comes to the same thing, by considering it unstructured.
  • the CSI-D and CSI-R2 techniques do not allow the sender to determine only a quantized (thus approximate) version of the precoding to use.
  • this precoding is taken from a predetermined precoding dictionary, and in the other case CSI-R2 this precoding is taken from an approximate version of the covariance matrix of the interference.
  • the transmitter is subject to physical constraints on the transmission power, the frequency sub-bands on which it can transmit, and on the number of spatial layers available, in particular for transmissions to several users. It is therefore important for the transmitter to choose, at each transmission time interval, to which receivers it can transmit data, all without harming the other receivers over time or compromising transmission performance. This choice is all the more complex as the transmitter can implement distinct techniques to acquire knowledge of the channel in the transmitter direction towards the various receivers (for example of the CSI-D type, of the CSI-R2 type or CSI- R1).
  • the invention improves the situation.
  • the invention proposes a solution which does not have all of these drawbacks, in the form of a communication method implemented in a transmission system comprising a transmitter and a set of receivers.
  • This method, implemented by the transmitter is remarkable in that it comprises, for at least one time-frequency resource: reception, from each of the receivers, of at least one item of information relating to a technique of acquisition of knowledge of the channel in transmission, at least one of said information originating from one of said receivers relating to a first technique for acquiring knowledge of the channel in transmission, and at least one of said information originating from a another of said receivers relating to a second technique for acquiring knowledge of the channel in transmission, and a selection, from said information received from the receivers, of a subset of receivers, included in the set of receivers, towards which the transmitter is configured to transmit data on said at least one time-frequency resource, said selecting comprising determining said subset of receivers corresponding to an extremum of a performance metric.
  • this communication method is capable of simultaneously managing receivers
  • CSI-i receiver with i of type D, RI or R2, is referred to as a receiver configured to send information relating to the CSI-i technique back to the transmitter.
  • the transmitter is thus capable of managing receivers with very heterogeneous CSI acquisition techniques.
  • the selection criterion is thus based on the optimization of a so-called performance metric.
  • This performance metric can be of the "proportional and fair” type, so as to allow both the transmitter's bandwidth to be maximized while ensuring a minimum quality of service which is satisfactory for each of the receivers.
  • a performance metric on the total passband of the transmitter (so as to maximize the throughput at the output of the transmitter), called “max C/l” metric.
  • said at least one piece of information relating to a technique for acquiring knowledge of the channel in transmission is information allowing the transmitter to determine a precoding matrix taking into account the covariance matrix of the interference in reception according to said technique for acquiring knowledge of the channel in transmission.
  • the receiver selects a technique for acquiring knowledge of the transmission channel from a group of at least two techniques, including a technique based on a compressed version of an interference covariance matrix . This way the receiver can dynamically change CSL type
  • the transmitter can in particular decide on the scheduling scheme, i.e. select a subset of receivers sharing the same time-frequency resources, i.e. to which it can transmit data in the same time slot and on the same sub-band of frequency.
  • said at least one item of information allowing the transmitter to determine a precoding matrix taking into account the covariance matrix of the interference in reception according to said technique for acquiring knowledge of the channel in transmission belongs to the group comprising: a compressed version of an interference covariance matrix, representative of the spatial structure of the interference between the antennas of the receiver; at least one piece of information from among a channel quality indicator (CQI), a number of spatial layers to be transmitted (RI) and a precoding indicator (PMI).
  • CQI channel quality indicator
  • RI number of spatial layers to be transmitted
  • PMI precoding indicator
  • a receiver is of the CSI-R2 type if it uploads a compressed version of an interference covariance matrix, representative of the spatial structure of the interference in reception, or even of the CSI-D type if it sends back a channel quality indicator (CQI), a number of spatial layers to be transmitted (RI) and/or a precoding indicator (PMI)).
  • CQI channel quality indicator
  • RI number of spatial layers to be transmitted
  • PMI precoding indicator
  • a receiver is of the CSI-R1 type when it only sends back an estimate of the channel in the sender to receiver direction. It should be noted that the receivers can change type over time, depending on the context, and for example upload information relating to CSI-D for at least one time-frequency resource, and CSI-R2 type for at least one other resource time-frequency.
  • the determination of the subset (K*) which corresponds to an extremum of a performance metric comprises a construction of the subset by iteration on an initially empty current subset (K), said construction comprising at least one iteration of the following steps: a selection, from the set ( ⁇ ⁇ K) of receivers external to the current subset
  • the construction of a subset that corresponds to an extremum of the performance metric is performed heuristically, by an iterative loop. This iterativity makes the subset search for the performance metric much faster to execute than a brute force search, since the complexity decreases drastically.
  • the inventors have established that the subset resulting from this heuristic construction is a good approach for the performance metric, and this subset will be called the quasi-optimal (K*) subset for the performance metric.
  • (K) further comprises: determining the number of spatial layers (v u* ) of said selected receiver (u*), and obtaining the number of spatial layers (v K ) of the receivers of the current subset (K) , an addition of the receiver (u*) selected to the current subset (K) being carried out if the sum of the number of spatial layers (v u* ) of said receiver and the number of spatial layers (v K ) of the receivers of the subset current does not exceed a threshold L max , an increment of the number of spatial layers (v u* ) of said receiver to the number of spatial layers (v K ) of the receivers of the current subset (K) in the event of addition.
  • the term “number of spatial layers of a receiver” means the number of spatial layers allocated by the transmitter for a transmission to this receiver.
  • the transmitter can use v u* spatial layers for transmission to a receiver u*.
  • the sum of these spatial layers is limited to the threshold L max .
  • the method comprises interrupting the iteration loop in the absence of said addition of the selected receiver (u*) to the current subset (K) during an iteration.
  • the iteration is exited when adding a new receiver to the current subset is no longer advantageous in the sense of the performance metric and/or if this addition exceeds the number of spatial layers available.
  • This interruption of the iteration loop avoids degrading transmission performance by dint of wanting to include too many receivers.
  • the transmitter is thus quasi-optimal in the sense of the performance metric, while respecting the spatial layer constraints above.
  • selecting the receiver (u*) whose addition to the current subset (K) maximizes the performance metric (R PF ) includes obtaining the performance metric for the current subset ( K), a calculation, for at least one candidate receiver (u c ) outside the current subset (K), of a candidate metric equal to the performance metric of the union of the current subset (K) and of said candidate receiver (u c ), and a determination, as selected receiver (u*), of the candidate receiver (u c ) presenting the largest candidate metric.
  • the calculation step can be carried out for all the receivers outside the current subset.
  • said at least one time-frequency resource associated with a subframe t and a subband k, the calculation of the candidate metric for the candidate receiver (u c ) comprises the calculation of a partial metric r u (t) for each current receiver (u) belonging to the union of the current subset (K) and of the candidate receiver (u c ), the candidate metric being equal to the sum of the partial metrics calculated, said calculation of the partial metric comprising an estimation of a rate d u,k (t) for the current receiver (u) for said sub-frame t and said sub-band k, a determination of the average d u (t) of the rates d u,k' (t) of the sub-bands k' allocated to the current receiver (u) and of the sub-bands still available, obtaining an average bit rate w u (t) weighted per sub-frame up to the sub- -previous frame t — 1, and a calculation of the partial metric according to the equation where
  • PF metric a “proportional fair” metric.
  • the objective of this performance metric is twofold: to maximize the bandwidth of the transmitter, without harming the receivers, by ensuring a minimum quality of service (for example a bit rate) for each.
  • the transmitter thus takes into account, for different receivers, their past bit rates (i.e. weighted average bit rates up to the previous sub-frame), their present bit rate (i.e. bit rate on the given sub-band and on already allocated sub-bands) and their potential bit rates (bit rates on the sub-bands not yet allocated) to select the best possible receiver (in the sense of the metric
  • Weighting by the first parameter makes it possible to finely adjust the weight given to past flows (synthesized in the function w u (t)) and potential flows (synthesized in the mean d u (t)).
  • This recursive weighting by the second parameter ⁇ 2 makes it possible to finely adjust the weight given to the past bit rates (ie the weighted bit rate w u (t — 1)) and to the effective bit rate of the subframe previous (ie D u (t — 1)).
  • This second parameter ⁇ 2 can be different from the first parameter ⁇ 1; or equal.
  • estimating the throughput for the current receiver (u) for subband k to subframe t includes: determining a signal-to-interference-plus-noise ratio (SINR, for "signal to interference plus noise ratio” in English) multi-users (“multi-users”) SINR-MU for the sub-band k and for at least one spatial layer l of the current receiver (u), from the information fed back by the current receiver (u), a determination, from the SINR-MUs for the sub-band k and for at least one spatial layer l of the current receiver (u), of an effective SINR-MU for the current receiver (u) and for sub-band k, a determination, for the current receiver (u) and for sub-band k, of a modulation and coding scheme (MCS) from the effective SINR-MU and a rate d target error, a determination of a rate d u,k (t) for the current receiver (u) for the sub-band k from the modulation and coding scheme.
  • the bit rate is determined here thanks to the physical properties of the receiver/transmitter link, in particular the SINR-MU. This determination of the bit rate is based on a so-called effective SINR-MU, obtained by compression
  • MIESM Extra Information Effective SINR Mapping
  • This effective SINR-MU synthesizes the SINR-MUs of the different spatial layers.
  • the modulation and coding scheme, starting from this SINR-MU, is obtained using Gaussian quality tables.
  • the calculation of the performance metric of the union (KU ⁇ u c ⁇ ) of the current subset (K) and of said candidate receiver (u c ) comprises a determination of the precodings W to be applied to the receivers of said union (KU ⁇ u c ⁇ ) from, for each receiver of said union, the information fed back by said receiver; and a determination, from the precodings W to be applied, of a diagonal power allocation matrix P, each of the coefficients of which is a power P u,k,l for the sub-band k and for a spatial layer l of one of the receivers (u) of said union (KU ⁇ u c ⁇ ).
  • the determination of the SINR-MU?' For ' a sub-band k and for a spatial layer l of the receiver current (u), from the information fed back by the current receiver (u) comprises: if said information comprises a compressed version of the covariance matrix of the current receiver (u), an estimate of a channel matrix H k,u of the channel between the current transmitter and receiver
  • the calculation of the SINR-MU of a receiver is done in two stages. First of all, we calculate, for all the receivers necessary for the subsequent calculations (/.e. all the receivers of the union (KU ⁇ u c ⁇ ) of the current subset (/Q and of the said candidate receiver (u c )), the precoding to be applied to each, and the resulting power allocation matrix. This makes it possible to calculate the precodings and the power allocation matrix of the receivers of said union (KU
  • the transmitter is thus capable of estimating here bit rates for receivers of variable type: CSI-D, CSI-R2 or a hybrid receiver whose type varies over time.
  • the determination of the diagonal power allocation matrix P from the precodings W to be applied comprises the determination of the largest diagonal coefficient of the matrix and the determination of a power to be allocated to each of the layers on the basis of ratio between a P max maximum power per antenna of the transmitter and said largest diagonal coefficient.
  • the determination of the precodings W to be applied to the receivers of said union comprises a determination of a channel matrix after whitewashing the interference (H o ) from the information uploaded by each receiver of said union, a decomposition into singular values of the channel matrix after interference whitening (H o ) thus determined into an input matrix Z, a construction of a precoding matrix W by selection of columns on a pseudo-inverse matrix M ZF of the input matrix Z.
  • precoding matrix comprising precodings for the receivers of the union, even if the information coming from these receivers is heterogeneous (in other words, these receivers do not always have the same type, or even their type may change over time).
  • the invention also proposes a transmitter of a transmission system further comprising a set of receivers.
  • Such a transmitter comprises, for at least one time-frequency resource: means for receiving at least one piece of information relating to a technique for acquiring knowledge of the channel in transmission, originating from each of the receivers, at least one of said information coming from one of said receivers relating to a first technique for acquiring knowledge of the transmission channel, and at least one of said information coming from another of said receivers relating to a second technique for acquiring the knowledge of the transmitting channel, means for selecting, from said information received from the receivers, a subset of receivers, included in the set of receivers, to which the transmitter is configured to transmit data on said au at least one time-frequency resource, said selection means comprising means for determining said subset of receivers corresponding to an extremum of a performance metric.
  • the invention further proposes a computer program comprising instructions for the implementation of a method of the type described above, when this program is executed by a processor.
  • FIG. 1 illustrates a transmission system comprising a transmitter and receivers according to one embodiment of the invention
  • FIG. 2 illustrates the communication method according to one embodiment of the invention
  • FIG. 3 illustrates an example of a selection step SEL1 carried out in the communication method of FIG. 2,
  • FIG. 4 illustrates another example of selection step SEL1 carried out in the communication method of FIG. 2,
  • FIG. 5 illustrates an example of selection step SEL2 carried out the selection step SEL1 of the figure
  • FIG. 6 illustrates an example of a calculation step carried out in the selection step SEL2 of FIG. 5,
  • FIG. 7 illustrates an example of a bit rate determination step carried out in the calculation step of FIG. 6,
  • FIG. 8 illustrates an example of a precoding determination step performed in the selection step
  • FIG. 9 illustrates an example of the SINR-MU determination step carried out in the bit rate determination step of FIG. 7, for a receiver in the CSI-D case
  • FIG. 10 illustrates an example of the SINR-MU determination step carried out in the bit rate determination step of FIG. 7, for a receiver in the CSI-R2 case
  • FIG. 11 schematically illustrates transmitter-receiver exchanges for the CSI-D technique
  • FIG. 12 schematically illustrates transmitter-receiver exchanges for the CSI-R2 technique in an aperiodic case
  • FIG. 13 schematically illustrates transmitter-receiver exchanges for the CSI-R2 technique in a periodic case
  • FIG. 14 illustrates the simplified structure of a transmitter according to one embodiment of the invention.
  • a transmission system 1 comprises a transmitter 2 and a set ⁇ of receivers 3-1...3-u...3-U, in communication with the transmitter via a global channel 4.
  • U is the number of receivers (also called “users”, hence the "U"))
  • u is an integer including between 1 and U which is used to identify a receiver.
  • a given receiver is designated by its index (1, ..., u, ..., U), or by the reference Ri (example: R1, ..., Ru, ..., RU where 1...u...U is the index of the receiver) whichever is more readable in the context.
  • Transmitter 2 may include N T transmit antennas 5 (N T >1), which may interfere with each other. Similarly, each receiver u can understand respective receiving antennas 6-u iN ⁇ > 1), which may interfere with each other. By applying an appropriate pre-coding, the transmitter 2 can transmit data to several receivers on the same time-frequency resources, according to a scheduling scheme to be defined. In other words, the transmission system 1 is of the multi-user MIMO type.
  • Each of the receivers can feed back to the transmitter information relating to a technique for acquiring knowledge of the channel in transmission (“channel state information”, or CSI).
  • Each of the receivers can be of the CSI-D type (Le. return information of the PMI, RI and/or CQI type), of the CSI-R2 type (Le. return a compressed version of the covariance matrix of the interference between its antennas), or of the CSI-R1 type for example. It is also possible to envisage the use of receivers whose type is variable over the transmissions.
  • the receiver can select a technique for acquiring knowledge of the transmission channel, for example the one that would offer the best transmission rate for transmission on a given frequency band and time interval, and go back to the issuer at least one item of information relating to the selected technique; such receivers are for example described in the patent application filed in the name of Orange under the number FR2114459.
  • the invention proposes a method for selecting in a satisfactory manner a subset of receivers K* from the set of receivers ⁇ to which a transmitter can transmit data, and this for at least one given time-frequency resource.
  • the subset of receivers K* is selected to be optimal, in the sense defined below.
  • the subset of selected receivers K* comprises for example the receiver Ru, but not the receiver RI, nor the receiver RU.
  • receivers are selected to transmit on a sub-band k and a sub-frame t.
  • a subframe t can be a set of OFDM symbols, for example 14 OFDM symbols in the 5G standard, some symbols of which are used to transport payload data, others control data (“subframe”). If we place our in the context of the 5G standard a time frequency resource is a “resource element” (RE or
  • Element Resource A resource element, in this context, denotes the smallest time-frequency granularity (i.e. a subcarrier and an OFDM symbol).
  • the number of reception antennas of a so-called “smart phone” terminal is at least two, while for the NR standard, the number of reception antennas for this type of terminal is specified at at least four antennas for certain bands (3.5GHz n77/78).
  • the number of transmit antennas has continued to grow to reach up to 64 massive MIMO antennas.
  • an antenna in this context is an RF chain including digital to analog conversion and vice versa.
  • the number of radiating elements can be greater than the number of antennas.
  • the terminal can send reference signals from its four receiving antennas, even in this typical configuration, thanks to the technique known as
  • antenna switching (the RF chain is switched to another radiating element).
  • step 2 comprises, for at least one time-frequency resource associated with a frequency sub-band k and a time sub-frame t, a step RCP1 of receiving at least one item of information 10 relating to a CSI technique, coming from at least one receiver, and a step SEL1 for selecting a subset of receivers sharing the same time-frequency resources.
  • the information 10 originating from at least one receiver relates to a technique for acquiring knowledge of the channel in transmission. It is noted that at least one receiver is configured to send information relating to a first technique (for example CSI-D, CSI-R1, CSI-R2), and at least one receiver is configured to send information relating to at least a second technique, distinct from the first technique.
  • a first technique for example CSI-D, CSI-R1, CSI-R2
  • the receiver sending information relating to the first technique and the receiver sending information relating to the second technique can be different (for example a receiver of the CSI-D type and the other of the CSI-R2 type for a given sub-frame) or be the same receiver for two distinct subframes (eg CSI-D at one time, and CSI-R2 at another time).
  • the transmitter is able to process the information coming from a receiver, regardless of whether this information relates to the first technique or to a second technique.
  • the transmitter can manage receivers of different types, even of variable type over time.
  • the information uploaded by the receiver u includes a compressed version R ; of the interference covariance matrix R,.
  • the interference covariance matrix R I is representative of the spatial structure of the interference between the reception antennas 6-u of a given receiver u (u being between 1 and U).
  • This compressed version R i of the interference covariance matrix R I is obtained by the receiver u by estimating the interference covariance matrix R I then by compressing this interference covariance matrix R I .
  • the structure of the interference refers to the correlation of the interference on the different reception antennas for a sub-carrier (given frequency) of an OFDM symbol for example.
  • the interference will be qualified as "structured” when the covariance matrix of the interference moves away from an identity matrix (within a multiplicative factor), that is to say, when the correlation between the reception antennas is strong.
  • the estimation of the interference covariance matrix is based on a configuration of CSI interference measurements (or “CSI interference measurement” in English, also denoted CSI-IM).
  • CSI interference measurement or “CSI interference measurement” in English, also denoted CSI-IM.
  • These CSI-IMs indicate positions of resource elements (or RE, for
  • the time-frequency positions (i.e. elements of resource) where the covariance is to be estimated correspond to zero-power CSI-RS, i.e. resource elements that are not used for transmission.
  • the estimation of the covariance matrix of the interference can be carried out by correlation of signals received representative of the interference on the various reception antennas 6-u of the receiver u, in the absence of reference signals CSI-RS.
  • Transmitter 2 for example, can configure resources
  • the covariance matrix is compressed by retaining only its largest eigenvalues.
  • R is positive definite, it is ortho-diagonalizable (ie diagonalizable, and with eigenvectors orthogonal to each other).
  • one can compress the covariance matrix of the interference such that R, aI N , by choosing a such that minimizes the difference and belongs to a discrete subset of 2 q positive real elements.
  • the compression of the interference covariance matrix is thus given by the transmission of q bits from the receiver to the transmitter assuming that the discrete subset to which a belongs is known to the transmitter and the receiver as well as the correspondence between the q bits received and the associated value of ⁇ .
  • the information fed back by the receiver u comprises for example a precoding indicator (PMI), identifying a precoding in the precoding dictionary.
  • Said information may further comprise a channel quality indicator (CQI) - allowing in particular to deduce a modulation and coding scheme to be used for transmission, and/or a rank indicator (RI) - allowing the number of layers to be determined space l to use for transmission.
  • CQI channel quality indicator
  • RI rank indicator
  • Step SEL1 comprises the selection, from said information received from the receivers, of a subset K* of receivers, included in the set ⁇ of receivers, sharing the same time-frequency resources.
  • the selection step SEL1 of the subset of receivers K* can be carried out by determining the subset of receivers K* (included in the set of receivers ⁇ ) which maximizes a given performance metric.
  • performance metric we mean a function which associates a given real number with each subset of the set ⁇ . This metric makes it possible to measure the extent to which a subset is relevant for a certain number of given criteria, such as transmission criteria (throughputs, error rate, SNR, etc.) and/or fairness criteria between the different receivers (so that no receiver is harmed over the different allocations of resource elements).
  • a given subset is all the better, in the sense of this metric, as the value of the subset metric is high if a metric based on a transmission rate or a signal-to-noise ratio is considered.
  • the transmitter is then configured to simultaneously transmit data on said sub-band to the receivers of this subset K* of receivers.
  • the subset maximizing the performance metric is built iteratively, according to a heuristic scheduling scheme described below.
  • the iterative construction is carried out on a current subset K, which is initialized to the empty set 0 at the start of construction, at a step INIT.
  • an optimal receiver u* to be added (optimal in the sense of chosen performance metric). If this optimal receiver u* actually improves the performance metric, then this optimal receiver u* is added to the current subset K, and the operation is repeated until an optimal receiver u* of a given iteration no longer improves the performance metric of the current subset K.
  • the current subset K is an optimal or near-optimal subset for the performance metric.
  • the construction includes a selection SEL2 of the optimal receiver u* in the sense of the performance metric among the set ⁇ ⁇ K of receivers outside the current subset
  • optimal receiver u* selected (optimal in the sense of the performance metric), we mean a receiver from the set ⁇ ⁇ K whose "future" incorporation (i.e. incorporation at the end of the current iteration cycle) into the sub- current set (K) maximizes the performance metric R compared to other receivers in the set ⁇ K.
  • This optimal receiver may be unique. On the contrary, several receivers can provide the same
  • “best” (e.g. largest) performance metric R once added to the current subset K. If several receivers are optimal in the sense of the performance metric, one can choose one of the optimal receivers, e.g. randomly, or for example by preferring the one with the fewest spatial layers.
  • the addition of the selected optimal receiver u* to said current subset K is carried out on the condition that the number of spatial layers of the union K U
  • This threshold is for example M the number of transmit antennas 5, since it is impossible to transmit more spatial layers than the number of transmit antennas.
  • L max equal to M ⁇ 1, thus making it possible to reserve a given spatial layer for another task parallel to the transmission M1 MO -MU.
  • step ADD comprises determining the number of spatial layers v u » of said optimal receiver u*, and obtaining the number of spatial layers v K of the receivers of the current subset K, and a step of determining SL whether the sum of the number of spatial layers v u* of said receiver and of the number of spatial layers v K of the receivers of the current subset is less than or equal to a predetermined threshold L max .
  • FIG. 4 represents the verification of the stopping condition after the verification of the improvement of the metric, it is quite possible to carry out this step first, if this is more economical in order to discriminate the optimal receivers. In practice, it may be faster.
  • an iteration loop does not include the addition step ADD, then it is considered that an optimal or quasi-optimal set K has been arrived at. In this case, the iteration loop is interrupted. This provides a loop exit condition that is simple to implement in practice.
  • the selection SEL2 of the optimal receiver u* in the sense of the performance metric R comprises a step of obtaining OBT1 of the performance metric for the current subset R(K), a step of calculating CALC1 , for at least one candidate receiver u c of ⁇ ⁇ K
  • the receivers are filtered according to a predetermined criterion (denoted C(u)), so as to effectively calculate the metric only for the most “promising” to optimize the metric, in other words for receivers belonging to ⁇ ⁇ K, C(u c ) ⁇ .
  • a predetermined criterion denoted C(u)
  • the performance metric used is a so-called performance metric.
  • R PF portional fair
  • metric PF aims to maximize the bandwidth of the transmitter while guaranteeing a minimum quality of service for each receiver over time (or, in other words, a minimum throughput by averaging over time).
  • the calculation of the candidate metric R c (u c ) of a candidate receiver u c in the case of a metric PF can comprise a step of calculation CALC2 of a partial metric r u (t) for a subframe t given and for each current receiver u belonging to the union KU ⁇ u c ⁇ .
  • the candidate metric is then equal to the sum of the partial metrics thus calculated:
  • step IN IT the value of the candidate metric R c (u c ) is initialized to zero, then an ALL loop is performed on all the current receivers u of the union KU ⁇ u c ⁇ .
  • the partial metric is calculated in step CALC2, then the value of the candidate metric R c (u c ) of the partial metric r u (t) is incremented at a step INCR.
  • the current value R c (u c ) is then returned once the loop has been iterated over all the elements of KU ⁇ u c ⁇ .
  • the calculation step CALC2 of the partial metric in the case of the metric PF, can comprise: the estimation of a bit rate d u,k (t) for the current receiver (u) for the subframe t and the sub-band k (on which it is desired to select the subset towards which to send), the determination of the average d u (t) of the bit rates d u,k' (t) of the sub-bands k' allocated to the receiver current (u) and sub-bands still available, obtaining a weighted average bit rate w u (t) per sub-frame up to the previous sub-frame t — 1, and calculating the partial metric according to the equation where ⁇ 1 is a first parameter.
  • This PF metric is thus to reserve a given sub-band for receivers that "need" it the most - both because they have not been able to benefit from sufficient throughput in the past (compared to other receivers), and/or because the other possible sub-bands will not be as advantageous in terms of bit rates.
  • the “proportional fair” metric favors a receiver u all the more that it can allow a high bit rate on the considered sub-band.
  • the metric PF lowers the weight of the receivers u: having already benefited from a large bandwidth in the past (synthesized by the average bit rate w u (t) weighted per subframe up to the subframe preceding), and/or having the possibility of having a high throughput on all the sub-bands still available - in other words, on the other sub-bands than the considered sub-band, which is synthesized by the average of the bit rates of the sub-bands k allocated to the current receiver (u) and of the sub-bands still available.
  • the calculation of the average bit rate w u (t) weighted per subframe is determined recursively for each receiver u of the set of receivers ⁇ .
  • We start with the initialization w u (0) 0 then we perform a recursion according to whether u belonged to the selected subset K* at the previous subframe t — 1: the receiver u belongs to the subset K* to subframe t — 1, if receiver u does not belong to the selected subset
  • D u (t-1) corresponds to the bit rate for the sub-frame t-1 and for all the sub-bands allocated to said receiver (u), in other words the bit rate actually delivered to the receiver u at the previous sub-frame.
  • ⁇ 2 is a second parameter between 0 and 1.
  • a given receiver ua belonged to the subset K* selected in the previous subframe t — 1 (in other words, if it was selected and it benefited from a data transmission on the subframe considered band, or on another sub-band), its weighted average bit rate w u increases in proportion to the total bit rate from which it has benefited. If, on the contrary, u was not included in the subset K* selected in the previous subframe t — 1, then its weighted average rate w u decreases
  • the method for calculating this rate d u,k (t) may differ.
  • a non-negligible part of the process for calculating d u,k (t) is common to the different types of receivers, and is described below.
  • the estimation of the rate d u,k (t) for the current receiver u for the sub-band k at the sub-frame t includes the determination of one or more SINR-MU (signal to interference ratio plus noise multi or " » and then the determination of an effective SINR-MU (therefore without spatial layer index), the determination of a modulation scheme and coding
  • the SINR-MU is determined at a step DET2, for the sub-band k and for at least one layer space l of the current receiver u, from the information fed back by the current receiver u.
  • the method to determine this SINR-MU varies according to the type of receiver, and the case of the CSI-types
  • the effective SINR-MU is determined at a step DET3, for the current receiver u and for the sub-band k.
  • Step DET3 is based on the SINR-MU(s) determined in step DET2 for one or more spatial layers l of the current receiver u.
  • the effective SINR is determined from the
  • MIESM mutant information effective signal-to-noise-ratio mapping
  • the MCS modulation and coding scheme is determined at a step DET4, for the current receiver u and for the sub-band k, from the effective SINR-MU , determined at the step DET3, and a rate error target BLER. More precisely, thanks to a physical layer abstraction technique, as presented in particular in the articles "Link performance models for system level simulations of broadband radio access systems" (K. Brueninghaus et al., IEEE 16th Int. Symposium on Personal,
  • the modulation and coding scheme can be determined based on the
  • the rate d u,k (t) is determined in a step DET5, using a Gaussian quality table. Gaussian quality tables make it possible to empirically link the effective SINR, a target BLER error rate and a modulation and coding scheme.
  • the modulation and coding scheme makes it possible to calculate the rate d u,k (t).
  • the rate of u,k (t) is determined from the modulation (number of bits per symbol) and the “coding rate” (ratio of useful bits).
  • a target BLER error rate is fixed at 10% (or more generally less than 20%), which makes it possible to deduce the modulation and coding scheme to be used, knowing the effective SINR. This then makes it possible to obtain a throughput for the technique considered (CSI-D, CSI-R1 or CSI-R2).
  • the step DET3 can also comprise an additional step in which one also compresses the SINR-MUs with respect to the allocated k subbands in one Effective SINR-MU for receiver u.
  • a MIESM compression on the sub-bands in order to obtain the effective SINR-MU Steps DET4 (to determine the MCS) and
  • step DET5 (to determine D u (t)) are then performed analogously, step DET4 taking as input the effective SINR-MU thus determined.
  • the candidate metric is calculated on the basis of the bit rate D u on all the sub-bands allocated to u at the previous subframe t — 1, it is possible in practice to calculate the bit rate D u at the end of a given subframe and store it in memory so as not to have to recalculate all the SINR-MUs at the following subframe. In other words, we can calculate the total flow
  • SINR-MU are calculated according to this embodiment for these receivers u.
  • the calculation of these SINR-MU can be done in three steps: a calculation of the precoding to be applied to the receivers of the union KU ⁇ u c ⁇ , the determination of the power allocation for these receivers of the union KU ⁇ u c ⁇ from this precoding, and finally the determination of the SINR-MU of the receivers of the union KU ⁇ u c ⁇ from this power allocation.
  • the calculation of the candidate metric includes a step PREC for determining the precodings to be applied for u receivers of union KU ⁇ u c ⁇ .
  • a power matrix P representing the powers to be allocated to the various receivers u of the union KU ⁇ u c ⁇ is determined at a step PWR.
  • the PREC step takes as input the information fed back by each of the receivers u (the latter differing according to the type of receiver u).
  • the PWR step takes as input the precoding matrix W, and determines a power matrix P.
  • the power matrix P is diagonal, and each of the coefficients is a power P u,k,l for a spatial layer l of one of the receivers u of said union KU ⁇ u c ⁇ .
  • the received signal vector is given by in which : is the total number of receiving antennas and the number of 6-u antennas of the receiver u, M the number of antennas on transmission,
  • W is the pre-coding matrix is a diagonal matrix whose each element represents the power per layer spatial, and is the noise vector.
  • the channel matrix after interference whitening is given by with the matrix of the channel estimated by the transmitter and the compressed matrix of the covariance of the interference returned by the receiver u.
  • the whitened channel matrix can then be decomposed into singular values (or SVD, “singular value decomposition” in English) in the following way: with containing the set of so-called output eigenvectors, containing the set of so-called input eigenvectors and a square matrix containing the singular values on the diagonal coefficients.
  • the PMI u sent to the transmitter corresponds to a quantification of the matrix V u of the so-called input eigenvectors of the matrix of c bleached anal with containing the set of so-called output eigenvectors, containing the set of so-called input eigenvectors and a square matrix containing the singular values on the diagonal coefficients.
  • the number v u of spatial layers of the receiver u is given by the indicator RI u returned by this receiver.
  • a “Zero Forcing” type technique is applied to the matrix and consists in pseudo-inverting this matrix: and which can be expressed by It should be note that the matrix Z is a matrix combining the input matrices V u of each of the receivers u of U, this serving to make the expression of M ZF more readable.
  • the matrix M ZF makes it possible to determine the precodings W u . More precisely, the precoding applied in MU-MIMO transmission to the receiver u corresponds to the v u first columns of and the combined precoding matrix is where v is the total number of spatial layers transmitted
  • FIG. 8 illustrates an embodiment of such a determination of the precoding W: the information sent by each of the receivers u is received, this information possibly being heterogeneous; some receivers are of the CSI-D type and upload at least one RI and one PMI, other receivers are of the CSI-R2 type and upload a compressed version of the covariance matrix, still others may be of the CSI-R1 type ; in a CNL step, a channel matrix is determined after whitewashing the interference H 0,u for each of the receivers u from the information coming from each of these receivers, in a SVD step, one breaks down into singular values each of the channel matrices after interference whitening, H 0,u , whereby input matrices V u are obtained, for each of the receivers u, at a PJNV step, a pseudo-inversion is performed on the matrix Z (combining the input matrices V u ) to deduce therefrom a matrix M ZF , and the precoding W is
  • the diagonal power matrix describes the power P l allocated per spatial layer l E
  • WHERE is the m-th diagonal coefficient of the matrix and P max the power maximum per transmit antenna.
  • P max the power maximum per transmit antenna.
  • MU differ depending on the type of the receiver.
  • the passage of an effective SINR-SU CQI u,k,l , ln can be carried out using a Gaussian table, representing the block error rate (BLER in English) according to the SNR corresponding to the diagram of modulation and coding indicated by the CQI on an AWGN channel.
  • the effective SINR-SU is the SINR necessary if a single receiver (“single user”) is considered to reach a target BLER error rate (for example of 10%) from this table.
  • the CSI-D type receiver u can send back a unique CQI u,k for the considered sub-band k, from which CQI U k we can deduce an effective SINR-SU (SINR "single user") sometimes unique simply denoted y u omitting the subband index.
  • SINR-SU Single user
  • the CSI-D type receiver u can upload several CQI U kt (one for each layer l, for the considered sub-band k) from which effective SINR-SUs are deduced per layer spatial (sometimes denoted simply Yu,k,i or Yu,i omitting the sub-band index).
  • CQI U kt one for each layer l, for the considered sub-band k
  • Yu,k,i or Yu,i omitting the sub-band index
  • the transmitter knowing the SINRs per spatial layer for all the sub-bands can conventionally choose the MCS(s) (modulation and coding scheme) to be used for each receiver. It should be noted that it is not necessary to know the matrices because they disappear by simple reception processing and they are not involved in the calculation of the SINR per spatial layer.
  • We can deduce the SINR-MU by renormalizing the SINR-SU by a factor P u,k,l /P 0 • between the power P u,k,l (from the matrix P) and the power P o used to calculate said channel quality indicator CQI u,k, . I Reference is made to FIG. 9, which illustrates an embodiment of this determination of an SINR-MU when the receiver is of the CSI-D type.
  • This determination of the SINR-MU, for a sub" band k, and for a spatial layer l of the current receiver u comprises: a step DET_D1 for determining the SINR-SU ⁇ u,k,t for the spatial layer l from at least one channel quality indicator CQI( u, k, l), and a step DET_D2 for determining the SINR-MU by renormalizing said SINR-SU ⁇ u,k,t by a ratio ( P u,k,l /P 0 ) between the power P u,k,l previously determined for said layer Z and the power P o used to calculate said channel quality indicator CQI(u, k, Z ).
  • the SINR-MU is calculated directly. This SINR-MU is determined, for a given sub-band k and for a spatial layer Z of a CSI-R2 type receiver u, from the channel matrix H u,k (obtained by channel reciprocity), and the precoding applied to the receiver.
  • the matrix is obtained thanks to the singular value decomposition described above, on the channel matrix between the transmitter and the receiver u of the CSI-R2 type (where v u is the number of spatial layers of said receiver u).
  • the SINR of a linear receiver of the LMMSE-IRC type for a sub-band k and a transmission of rank Z, can be expressed in the form below (the receiver index u is omitted for more readability): where are respectively a precoding matrix for a transmission of rank i on sub-band k and on a resource element r, the channel matrix of sub-band k and the covariance matrix.
  • g i it is defined by the expression below (where e i is the i-th vector of dimension v of the canonical basis, Le. a vector with a coordinate 1 at position i, and 0 elsewhere) :
  • the determination of the SINR-MU of a current receiver u of type CSI-R2 comprises designating the compressed version of the covariance matrix of the current receiver u): a step EST_R2 for estimating a channel matrix H k,u of the channel between the transmitter and the current receiver u, a step DET1_R2 for determining the channel matrix after whitewashing the interference, denoted H 0,u ,k , satisfying the equation a step DET2_R2 for determining the singular values of the channel matrix after whitening the interference H 0,u,k by decomposition into singular values, each singular value being associated with a spatial layer l of the current receiver u, and a step DET3_R2 for determining the SINR-MU for a spatial layer l of said receiver u on sub-band k, from the singular value of said spatial layer l and the power P u,k,l previously determined for said layer l.
  • the feedback of information by a receiver u is carried out periodically and/or aperiodically, for example following a variation of the channel between said receiver u and the transmitter 2.
  • the receiver u can in particular regularly transmit a reference signal to the transmitter 2, for example of the SRS (Sounding Reference Signal) type.
  • the receiver u can transmit a reference signal upon receipt of a request from the transmitter 2, for example of the “SRS trigger command” type. This can be done on request from the transmitter 2 to the receiver u.
  • FIGS. 11 to 13 schematically represent an order of exchanges between the receiver and the transmitter.
  • the exchanges between the transmitter 2 and the receiver u are schematically represent an order of exchanges between the receiver and the transmitter.
  • E and Ru may include, in order:
  • S10 (E to Ru) send (optional) an instruction on the covariance compression method to be used for the receiver.
  • the compression method can in particular be configured by the RRC layer in a semi-static way,
  • the receiver Ru is of the CSI-D type.
  • CSI-D the information then including the PMI, and possibly CQI and RI
  • the receiver Ru is of the CSI-R2 type.
  • the receiver Ru transmits a reference signal SRS aperiodically, for example in response to a request from the transmitter E.
  • S40 use of the transmission format, in particular the precoding defined on the basis of information relating to the technique considered for the receiver (here, CSI-R2, and the precoding implemented is determined on the basis of the compressed version of the interference covariance matrix and on the channel matrix estimated using the SRS reference signal).
  • the receiver Ru is also of the CSI-R2 type. It is also assumed that the receiver transmits an SRS reference signal periodically.
  • the transmitter E can use the most recent SRS reference signal to estimate the channel.
  • a transmitter according to one embodiment of the invention comprises a memory 20, a processing unit 22, equipped for example with a programmable calculation machine or a dedicated calculation machine, for example a processor P, and controlled by the computer program 24, implementing steps of the communication method according to at least one embodiment of the invention.
  • the code instructions of the computer program 24 are for example loaded into a RAM memory before being executed by the processor of the processing unit 22.
  • the processor of the processing unit 22 implements steps of the communication method described above, according to the instructions of the computer program 24, to: receive, from each of the receivers, at least one piece of information relating to a technique acquisition of knowledge of the channel in transmission, at least one of said receivers being configured to feed back to said transmitter information relating to a first technique for acquiring knowledge of the channel in transmission, and at least one of said receivers being configured to feed back to said transmitter information relating to a second technique for acquiring knowledge of the channel in transmission, selecting, from said information received from the receivers, a subset (K*) of receivers, included in the set ( ⁇ ) of receivers, to which the transmitter is configured to simultaneously transmit data on said at least one time-frequency resource.
  • K* subset
  • a rise in PMI, CQI and/or RI has been described for a CSI-D type receiver, for a given sub-band. It is however possible to envisage a granularity on the sub-band (that is to say the raising of several CQIs for a given sub-band, for example).
  • CQI 2 each in a number RI of SINR (which correspond to a reading of the quality table associated with the MCS which gives the SINR necessary to reach a packet error rate of 10%) then to apply the abstraction of the layer physical as described in part 5.3.1 above, to find after MIESM compression the (CQI res , PMI res , RI) suitable for the sub-band which gives the bit rate of u (t) as previously.
  • a transmitter and receivers each comprising several antennas have been described.
  • a receiver in the 5G standard typically comprises four antennas.
  • the invention also works when at least one of the receivers has only one antenna.
  • several matrices used in the invention are scalars (for example the interference covariance matrix and its compressed version).
  • the invention can be implemented to select receivers in order to transmit on a transmission time interval (TTI) different from a subframe or of several subframes (for example on a half subframe). It is thus possible to consider a transmission time interval as a set of OFDM symbols corresponding to the temporal granularity of time-frequency resource allocation for a given receiver.
  • TTI transmission time interval
  • a transmission time interval can be a "slot" of 14 OFDM symbols whose duration is 1 ms for a spacing between carriers of 15 kHz, or 0, 5 ms for a carrier spacing of 30 kHz.
  • a transmission time slot conventionally contains a “unicast” control channel intended for each receiver, this control channel indicating to each receiver its time-frequency allocation, i.e. the OFDM symbols and the sub-carriers (or sub-bands) of the transmission time slot allocated to it to receive its data. It can thus be considered that, knowing the realization of the control channels, the time resource allocation is the same for all the receivers scheduled simultaneously and for all the transmission time intervals. In other embodiments, other definitions of the transmission time interval can be envisaged.

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Abstract

Un procédé de communication est mis en œuvre dans un système de transmission (1) comprenant un émetteur (2) et un ensemble (Ω) de récepteurs (3-1, 3-u, 3-U). Le procédé comprend, pour au moins une ressource temps-fréquence, la réception, en provenance de chacun des récepteurs, d'au moins une information relative à une technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission. Au moins un desdits récepteurs est configuré pour remonter audit émetteur une information relative à une première technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission. Au moins un desdits récepteurs est configuré pour remonter audit émetteur une information relative à une deuxième technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission. Le procédé comprend en outre la sélection, à partir desdites informations reçues des récepteurs, d'un sous-ensemble (K*) de récepteurs, inclus dans l'ensemble (Ω) de récepteurs, vers lesquels l'émetteur est configuré pour émettre des données sur ladite au moins une ressource temps-fréquence.

Description

DESCRIPTION
PROCEDE DE SELECTION D'UNE PLURALITE DE RECEPTEURS, EMETTEUR ET PROGRAMME D'ORDINATEUR CORRESPONDANTS
1. Domaine de l'invention
L'invention concerne le domaine des communications sans fil.
Plus précisément, l'invention propose une technique permettant d'optimiser la formation de faisceaux obtenus à partir d'un réseau d'antennes, de façon à améliorer la transmission d'informations entre un émetteur et plusieurs récepteurs, et ce en voie montante comme en voie descendante.
L'invention trouve des applications dans tout système à base de formation de faisceaux, notamment dans les réseaux de communication radio selon les normes 4G ou 5G définies par le 3GPP, les réseaux de communication WiFi selon les différentes normes IEEE 802.11, etc.
Pour une communication en voie descendante, l'émetteur peut être une station de base, par exemple de type eNodeB (en anglais « evolved Node B ») pour les réseaux basés sur les technologies LTE ou LTE Advanced, ou encore un point d'accès Wi-Fi, etc. Un récepteur peut quant à lui être un terminal de type smartphone, tablette, objet connecté, etc. Pour une communication en voie montante, l'émetteur peut être un terminal, et le récepteur une station de base.
2. Art antérieur
La formation de faisceaux, ou précodage, est une technique de traitement du signal utilisée dans les réseaux d'antennes ou de capteurs pour l'émission ou la réception directionnelle de signaux. En d'autres termes, grâce aux réseaux d'antennes, les émetteurs et/ou récepteurs peuvent focaliser le rayonnement de l'onde émise dans une direction particulière, ce qui permet d'obtenir une sélectivité spatiale.
La formation de faisceaux est réalisée en combinant les éléments d'un réseau d'antennes à commande de phase et d'amplitude de façon que : les signaux se combinent de façon constructive dans des directions particulières, ayant pour conséquence un renforcement de la puissance utile reçue, les signaux se combinent de façon destructive dans les autres directions, ayant pour conséquence une diminution de la puissance de l'interférence reçue.
Ainsi, pour la formation de faisceaux au niveau d'un émetteur vers un unique récepteur, on applique à chaque élément du réseau d'antennes de l'émetteur un coefficient complexe, appelé coefficient de précodage. L'ensemble de ces coefficients forme une matrice de précodage.
On note que pour que le diagramme de rayonnement soit orienté dans la direction souhaitée, les coefficients de précodage doivent être correctement choisis. Meilleur est le précodage choisi, meilleure sera la transmission. Le problème fondamental pour la sélection de ce précodage est l'acquisition de la connaissance du canal en émission ou « transmit Channel State Information » (CSI) en anglais. Par connaissance du canal en émission, il est entendu, au sens de la théorie de l'information, la connaissance du canal dans le sens émetteur vers récepteur et de la statistique de l'interférence en réception.
Actuellement, deux techniques d'acquisition de la connaissance du canal en émission sont proposées pour les systèmes MIMO dans les normes 4G, 5G, IEEE 802. llx (IEEE 802. lin, 802.11ac, 802.11ax) : une technique basée sur l'utilisation d'un dictionnaire de précodage (« codebook ») et une technique basée sur la réciprocité du canal (« channel reciprocity »). Les techniques d'acquisition de la connaissance du canal, et les signaux de référence associés, sont décrits plus précisément dans les spécifications 3GPP TS36.213, TS36.211 pour la 4G et TS38.211, TS38.214 pour la 5G.
La première technique basée sur l'utilisation d'un dictionnaire de précodage, notée CSI-D, repose sur l'utilisation d'une voie de retour limitée entre le récepteur et l'émetteur, et sur le dictionnaire de précodage (d'où le « D » de CSI-D, pour dictionnaire).
Selon cette technique CSI-D, l'émetteur émet un signal de référence, encore appelé signal pilote. Un tel signal de référence est typiquement noté CSI-RS dans les normes 4G et 5G, pour « Channel State Information - Reference Signal ». A réception du signal de référence, le récepteur estime d'une part le canal de transmission entre l'émetteur et le récepteur (/.e. dans le sens émetteur vers récepteur), et d'autre part une matrice de covariance de l'interférence, représentative de la structure spatiale de l'interférence en réception.
A partir de l'estimation du canal de transmission entre l'émetteur et le récepteur et des caractéristiques spatiales de l'interférence, le récepteur choisit la matrice de précodage à utiliser par l'émetteur dans le dictionnaire de précodage fini. Ce dictionnaire de précodage est en général défini par une norme, comme la norme 4G ou la norme 5G. Le récepteur remonte ensuite ce choix de précodage à l'émetteur via la voie de retour limitée, par exemple sous la forme d'un indicateur de type « Precoding Matrix Indicator » (PMI). La remontée du choix de précodage peut optionnellement être accompagnée d'un indicateur de qualité du canal (ou « Channel Quality Indicator », CQI) et/ou d'un indicateur du nombre de couches spatiales (« Rank Indicator », RI).
En alternative à la technique CSI-D, on peut mettre en oeuvre une technique, notée CSI-R, qui repose sur la réciprocité du canal entre émetteur et récepteur (d'où le R, pour réciprocité). Cette réciprocité suppose que le canal de transmission entre le récepteur et l'émetteur (/.e. dans le sens récepteur vers émetteur) est le même que le canal de transmission entre l'émetteur et le récepteur (/.e. dans le sens émetteur vers récepteur). Ici, le canal inclut les effets des chaînes radiofréquences qui ne sont a priori pas réciproques en émission et réception, mais qui peuvent être calibrées pour le devenir. La technique CSI-R suppose ainsi une utilisation des mêmes ressources fréquentielles et une séparation temporelle des canaux montant et descendant, ou « Time Division Duplex », TDD).
Selon la technique CSI-R, le récepteur émet un signal de référence, par exemple de type SRS (pour « Sounding Reference Signal ») dans les normes 4G et 5G. A partir de ce signal de référence, l'émetteur estime le canal de transmission entre le récepteur et l'émetteur (/.e. dans le sens récepteur vers émetteur) et en déduit par réciprocité le canal de transmission entre l'émetteur et le récepteur (/.e. dans le sens émetteur vers récepteur).
Selon une première variante, notée CSI-R1, à partir de l'estimation du canal de transmission entre l'émetteur et le récepteur, l'émetteur peut sélectionner une matrice de précodage à utiliser. Par exemple, l'émetteur détermine une matrice de précodage selon un critère de maximisation du rapport signal sur bruit (SNR) ou du débit prédit, en négligeant la structure spatiale de l'interférence (ou covariance de l'interférence).
Selon une deuxième variante, notée CSI-R2, le récepteur estime une matrice de covariance de l'interférence et renvoie une version compressée de cette matrice de covariance de l'interférence à l'émetteur. Cette version compressée peut par exemple prendre la forme des / plus grandes valeurs propres de la matrice de covariance (celle-ci étant de dimension NR X NR, OÙ NR est le nombre d'antennes de réception du récepteur). La matrice de covariance de l'interférence étant définie positive (« positive-definite » en anglais), elle est ortho-diagonalisable, et il est aisé d'en déduire ses valeurs propres et de les ordonner.
Cependant, aucune de ces techniques CSI-D, CSI-R1 ou CSI-R2 ne donne pleinement satisfaction, chacune présentant son lot d'inconvénients.
La technique CSI-R1, bien qu'elle permette à l'émetteur de connaître le canal de transmission sans quantification, ne permet pas à l'émetteur de connaître l'interférence en réception. En effet, une telle technique détermine la matrice de précodage à utiliser en négligeant la structure spatiale de l'interférence, l'interférence en réception n'étant pas réciproque. Il est alors possible que le précodage à l'émission selon la technique CSI-R corresponde à des directions où l'interférence est la plus forte.
La remontée de la covariance de l'interférence du récepteur vers l'émetteur selon cette technique CSI- R1 est difficilement envisageable, car elle serait trop consommatrice en quantité de voie de retour. La matrice de précodage basée sur la CSI-R1 est donc obtenue sans prendre en compte la covariance de l'interférence ou, ce qui revient au même, en la considérant non structurée.
Les techniques CSI-D et CSI-R2 (respectivement via un dictionnaire prédéterminé et via un retour d'une version compressée de la matrice de covariance de l'interférence) ne permettent à l'émetteur de déterminer qu'une version quantifiée (donc approximative) du précodage à utiliser. Dans le cas de la technique CSI-D, ce précodage est issu d'un dictionnaire de précodage prédéterminé, et dans l'autre cas CSI-R2 ce précodage est tiré d'une version approximative de la matrice de covariance de l'interférence.
En outre, l'émetteur est soumis à des contraintes physiques sur la puissance d'émission, les sous- bandes de fréquence sur lesquelles il peut émettre, et sur le nombre de couches spatiales disponibles, notamment pour des transmissions vers plusieurs utilisateurs. Il est donc important pour l'émetteur de choisir, à chaque intervalle de temps de transmission, vers quels récepteurs il peut émettre des données, le tout sans léser les autres récepteurs sur la durée ou compromettre les performances de transmission. Ce choix est d'autant plus complexe que l'émetteur peut mettre en oeuvre des techniques distinctes pour acquérir une connaissance du canal dans le sens émetteur vers les différents récepteurs (par exemple de type CSI-D, de type CSI-R2 ou CSI-R1).
Il existe donc un besoin d'une nouvelle approche dans la sélection des récepteurs vers qui envoyer des données au fil du temps, afin d'améliorer la transmission d'informations entre un émetteur et des récepteurs, qui ne présente pas les désavantages que chacune des techniques décrites ci-avant présente.
L'invention vient améliorer la situation.
3. Exposé de l'invention
L'invention propose une solution ne présentant pas l'ensemble de ces inconvénients, sous la forme d'un procédé de communication mis en oeuvre dans un système de transmission comprenant un émetteur et un ensemble de récepteurs. Ce procédé, mis en oeuvre par l'émetteur, est remarquable en ce qu'il comprend, pour au moins une ressource temps-fréquence : une réception, en provenance de chacun des récepteurs, d'au moins une information relative à une technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission, au moins une desdites informations en provenance d'un desdits récepteurs étant relative à une première technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission, et au moins une desdites informations en provenance d'un autre desdits récepteurs étant relative à une deuxième technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission, et une sélection, à partir desdites informations reçues des récepteurs, d'un sous-ensemble de récepteurs, inclus dans l'ensemble de récepteurs, vers lesquels l'émetteur est configuré pour émettre des données sur ladite au moins une ressource temps-fréquence, ladite sélection comprenant la détermination dudit sous-ensemble de récepteurs correspondant à un extremum d'une métrique de performance. Ainsi, ce procédé de communication est capable de gérer simultanément des récepteurs configurés pour remonter à l'émetteur des informations relatives à différentes techniques d'acquisition de la connaissance du canal en émission, cette configuration de techniques pouvant varier d'un récepteur à l'autre, et même pour un même récepteur au fil du temps.
Ces différentes techniques d'acquisition de la connaissance du canal en émission peuvent être de type CSI-D, CSI-R1, CSI-R2 par exemple. On appelle par la suite « récepteur CSI-i », avec i de type D, RI ou R2, un récepteur configuré pour remonter à l'émetteur une information relative à la technique CSI-i.
L'émetteur est ainsi capable de gérer des récepteurs aux techniques d'acquisition de CSI très hétérogènes.
Ici, le critère de sélection est ainsi basé sur l'optimisation d'une métrique dite de performance. Cette métrique de performance peut être du type « proportionnée et juste » (en anglais « proportional fair »), de sorte à permettre à la fois de maximiser la bande passante de l'émetteur tout en assurant une qualité de service minimale qui soit satisfaisante pour chacun des récepteurs. En variante, on pourrait envisager une métrique de performance sur la bande passante totale de l'émetteur (de sorte à maximiser le débit en sortie d'émetteur), dite métrique de « max C/l ».
Dans un mode de réalisation particulier, ladite au moins une information relative à une technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission est une information permettant à l'émetteur de déterminer une matrice de précodage tenant compte de la matrice de covariance de l'interférence en réception selon ladite technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission.
Dans un mode de réalisation particulier, le récepteur sélectionne une technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission dans un groupe d'au moins deux techniques, dont une technique basée sur une version compressée d'une matrice de covariance de l'interférence. De cette façon, le récepteur peut changer dynamiquement de type de CSL
L'émetteur peut notamment décider du schéma d'ordonnancement, i.e. sélectionner un sous- ensemble de récepteur partageant les mêmes ressources temps-fréquence, i.e. vers lesquels il peut transmettre des données dans un même intervalle de temps et sur une même sous-bande de fréquence.
Dans un mode de réalisation, ladite au moins une information permettant à l'émetteur de déterminer une matrice de précodage tenant compte de la matrice de covariance de l'interférence en réception selon ladite technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission appartient au groupe comprenant : une version compressée d'une matrice de covariance de l'interférence, représentative de la structure spatiale de l'interférence entre les antennes du récepteur ; au moins une information parmi un indicateur de qualité du canal (CQI), un nombre de couches spatiales à émettre (RI) et un indicateur de précodage (PMI).
Par exemple, un récepteur est de type CSI-R2 s'il remonte une version compressée d'une matrice de covariance de l'interférence, représentative de la structure spatiale de l'interférence en réception, ou encore de type CSI-D s'il remonte un indicateur de qualité du canal (CQI), un nombre de couches spatiales à émettre (RI) et/ou un indicateur de précodage (PMI)). Éventuellement, un récepteur est de type CSI-R1 lorsqu'il remonte uniquement une estimation du canal dans le sens émetteur vers récepteur. A noter que les récepteurs peuvent changer de type au fil du temps, selon le contexte, et remonter par exemple une information relative à CSI-D pour au moins une ressource temps-fréquence, et de type CSI-R2 pour au moins une autre ressource temps-fréquence.
Dans un mode de réalisation, la détermination du sous-ensemble (K*) qui correspond à un extremum d'une métrique de performance comprend une construction du sous-ensemble par itération sur un sous-ensemble courant (K) initialement vide, ladite construction comprenant au moins une itération des étapes suivantes : une sélection, dans l'ensemble (Ω \ K) de récepteurs extérieurs au sous-ensemble courant
(K) d'un récepteur (u*) dont une incorporation au sous-ensemble courant (K) maximise la métrique de performance (RPF), et un ajout du récepteur (u*) sélectionné au sous-ensemble courant (K) si la métrique de performance (RPF) déterminée pour l'union (K U {u*}) du sous-ensemble courant (K) et du récepteur sélectionné (u*) est supérieure à la métrique de performance déterminée pour le sous- ensemble courant (K).
Ici, la construction d'un sous-ensemble qui correspond à un extremum de la métrique de performance est réalisée de manière heuristique, par une boucle itérative. Cette itérativité rend la recherche du sous-ensemble pour la métrique de performance beaucoup plus rapide à exécuter qu'une recherche par force brute, puisque la complexité diminue drastiquement. Les inventeurs ont établi que le sous- ensemble résultant de cette construction heuristique est une bonne approche pour la métrique de performance, et on appellera ce sous-ensemble le sous-ensemble quasi-optimal (K*) pour la métrique de performance.
Dans un mode de réalisation, l'ajout dudit récepteur (u*) sélectionné audit sous-ensemble courant
(K) comprend en outre : une détermination du nombre de couches spatiales (vu*) dudit récepteur sélectionné (u*), et l'obtention du nombre de couches spatiales (vK) des récepteurs du sous-ensemble courant (K), un ajout du récepteur (u*) sélectionné au sous-ensemble courant (K) étant réalisé si la somme du nombre de couches spatiales (vu*) dudit récepteur et du nombre de couches spatiales (vK) des récepteurs du sous-ensemble courant ne dépasse pas un seuil Lmax, une incrémentation du nombre de couches spatiales (vu*) dudit récepteur au nombre de couches spatiales (vK) des récepteurs du sous-ensemble courant (K) en cas d'ajout.
On entend ici par « nombre de couches spatiales d'un récepteur » le nombre de couches spatiales allouées par l'émetteur pour une transmission vers ce récepteur. Ainsi, l'émetteur peut utiliser vu* couches spatiales pour une transmission vers un récepteur u*.
Selon ce mode de réalisation, la somme de ces couches spatiales est limitée au seuil Lmax.
Cette condition additionnelle sur le nombre de couches spatiales permet d'éviter que l'ajout d'un récepteur au sous-ensemble ne sature le nombre de couches spatiales disponibles à l'émission. Ainsi, on intègre ici les contraintes de l'émetteur et des récepteurs dans la construction du sous-ensemble quasi-optimal.
Dans un mode de réalisation, le procédé comprend l'interruption de la boucle d'itération en l'absence dudit ajout du récepteur (u*) sélectionné au sous-ensemble courant (K) au cours d'une itération.
Ainsi, on sort de l'itération au moment où ajouter un nouveau récepteur au sous-ensemble courant n'est plus avantageux au sens de la métrique de performance et/ou si cet ajout excède le nombre de couches spatiales disponibles. Cette interruption de la boucle d'itération évite de dégrader les performances d'émission à force de vouloir inclure trop de récepteurs. L'émetteur est ainsi quasi- optimal au sens de la métrique de performance, tout en respectant les contraintes de couches spatiales ci-dessus.
Dans un mode de réalisation, la sélection du récepteur (u*) dont l'ajout au sous-ensemble courant (K) maximise la métrique de performance (RPF) comprend une obtention de la métrique de performance pour le sous-ensemble courant (K), un calcul, pour au moins un récepteur candidat (uc) extérieur au sous-ensemble courant (K), d'une métrique candidate égale à la métrique de performance de l'union du sous-ensemble courant (K) et dudit récepteur candidat (uc), et une détermination, comme récepteur sélectionné (u*), du récepteur candidat (uc) présentant la métrique candidate la plus grande.
L'étape de calcul peut être réalisée pour tous les récepteurs extérieurs au sous-ensemble courant. En variante, on pourrait envisager un pré-tri des récepteurs extérieurs, de sorte à diminuer la complexité de la sélection du meilleur récepteur candidat, en éliminant (pour le cycle de sélection du meilleur candidat en cours) les récepteurs dont il est évident qu'ils ne seront pas de bons candidats. Dans un mode de réalisation, ladite au moins une ressource temps-fréquence associée à une sous- trame t et une sous-bande k, le calcul de la métrique candidate pour le récepteur candidat (uc) comprend le calcul d'une métrique partielle ru(t) pour chaque récepteur courant (u) appartenant à l'union du sous-ensemble courant (K) et du récepteur candidat (uc), la métrique candidate étant égale à la somme des métriques partielles calculées, ledit calcul de la métrique partielle comprenant une estimation d'un débit du,k(t) pour le récepteur courant (u) pour ladite sous-trame t et ladite sous-bande k, une détermination de la moyenne du(t) des débits du,k'(t) des sous-bandes k' alloués au récepteur courant (u) et des sous-bandes encore disponibles, une obtention d'un débit moyen wu(t) pondéré par sous-trame jusqu'à la sous-trame précédente t — 1, et un calcul de la métrique partielle selon l'équation où β1 est un premier paramètre.
Ici, on utilise une métrique « proportional fair », notée métrique PF. L'objectif de cette métrique de performance est double : maximiser la bande passante de l'émetteur, sans pour autant léser les récepteurs, en assurant à chacun une qualité de service (par exemple un débit) minimale. A chaque sous-trame, l'émetteur prend ainsi en compte, pour différents récepteurs, leurs débits passés (i.e. débits moyens pondérés jusqu'à la sous-trame précédente), leur débit présent (i.e. débit sur la sous- bande donnée et sur les sous-bandes déjà allouées) et leurs débits potentiels (débits sur les sous- bandes non encore allouées) pour sélectionner le meilleur récepteur possible (au sens de la métrique
PF).
La pondération par le premier paramètre permet de régler finement le poids que l'on accorde aux débits passés (synthétisés dans la fonction wu(t)) et potentiels (synthétisés dans la moyenne du(t)).
Dans un mode de réalisation, le débit moyen wu(t) pondéré par sous-trame est déterminé récursivement pour chaque récepteur (u) de l'ensemble de récepteurs (Ω ) par l'initialisation wu(0) =
0 et par la récursion suivante, où : si le récepteur (u) appartient au sous-ensemble
(K) à la sous-trame (t — 1), où Du(t) est le débit pour la sous-trame t et pour toutes les sous-bandes allouées audit récepteur (u), Du(0) = 0, et où β2 est un deuxième paramètre, si le récepteur (u) n'appartient pas au sous-ensemble (K) à la sous-trame t — 1.
Cette pondération récursive par le deuxième paramètre β2 permet de régler finement le poids que l'on accorde aux débits passés (i.e. le débit pondéré wu(t — 1)) et au débit effectif de la sous-trame précédente (i.e. Du(t — 1)). Ce deuxième paramètre β2 peut être différent du premier paramètre β1; ou égal.
Dans un mode de réalisation, l'estimation du débit pour le récepteur courant (u) pour la sous- bande k à la sous-trame t comprend : une détermination d'un rapport signal sur interférence plus bruit (SINR, pour « signal to interference plus noise ratio » en anglais) multi-utilisateurs (« multi-users ») SINR-MU pour la sous-bande k et pour au moins une couche spatiale l du récepteur courant (u), à partir de l'information remontée par le récepteur courant (u), une détermination, à partir des SINR-MU pour la sous-bande k et pour l'au moins une couche spatiale l du récepteur courant (u), d'un SINR-MU effectif pour le récepteur courant (u) et pour la sous-bande k, une détermination, pour le récepteur courant (u) et pour la sous-bande k, d'un schéma de modulation et codage (MCS) à partir du SINR-MU effectif et d'un taux d'erreur cible, une détermination d'un débit du,k(t) pour le récepteur courant (u) pour la sous-bande k à partir du schéma de modulation et codage.
Le débit est ici déterminé grâce aux propriétés physiques de la liaison récepteur/émetteur, notamment le SINR-MU. Cette détermination du débit repose sur un SINR-MU dit effectif, obtenu par compression
MIESM (« Mutual Information Effective SINR Mapping » en anglais) des différents SINR-MU précédemment calculés pour un récepteur donné et pour une sous-bande donnée. Ce SINR-MU effectif synthétise les SINR-MU des différentes couches spatiales. L'obtention du schéma de modulation et codage, partant de ce SINR-MU, est réalisé à l'aide de tables de qualité gaussiennes.
Cela permet en pratique de calculer efficacement le débit, comme on le verra ci-après.
Dans un mode de réalisation, le calcul de la métrique de performance de l'union (K U {uc}) du sous- ensemble courant (K) et dudit récepteur candidat (uc) comprend une détermination des précodages W à appliquer aux récepteurs de ladite union (K U {uc}) à partir, pour chaque récepteur de ladite union, de l'information remontée par ledit récepteur ; et une détermination, à partir des précodages W à appliquer, d'une matrice d'allocation de puissance P diagonale, dont chacun des coefficients est une puissance Pu,k,l pour la sous-bande k et pour une couche spatiale l de l'un des récepteurs (u) de ladite union (K U {uc}).
La détermination du SINR-MU ?' Pour 'a sous-bande k et pour une couche spatiale l du récepteur courant (u), à partir de l'information remontée par le récepteur courant (u) comprend : si ladite information comprend une version compressée de la matrice de covariance du récepteur courant (u), une estimation d'une matrice de canal Hk,u du canal entre l'émetteur et le récepteur courant
(u),
■ une détermination d'une matrice de canal après blanchiment de l'interférence, notée H0,u,k' satisfaisant l'équation
■ une détermination des valeurs singulières *6 'a matrice de canal après blanchiment de l'interférence H0,u,k par décomposition en valeurs singulières, chaque valeur singulière étant associée à une couche spatiale l du récepteur courant (u), et une détermination du SINR-MU pour une couche spatiale l dudit récepteur (u) sur la sous-bande k, à partir de la valeur singulière de ladite couche spatiale l et de la puissance Pu,k,l précédemment déterminée pour ladite couche l ; si ladite information comprend un indicateur de qualité du canal CQl(u, k, l) pour la sous- bande k et pour la couche spatiale l du récepteur courant (u),
■ une détermination d'un SINR-SU γu,k,t pour la couche spatiale l à partir dudit indicateur de qualité du canal CQI(u, k, l), et une détermination dudit SINR-MU en renormalisant ledit SINR-SU γu,k,t par un rapport
(Pu,k,l/P0) Pl entre la puissance Pu,k,l précédemment déterminée pour ladite couche l et P0la puissance Po utilisée pour calculer ledit indicateur de qualité du canal CQI(u, k, l).
Dans ce mode de réalisation, le calcul du SINR-MU d'un récepteur se fait en deux temps. Tout d'abord, on calcule, pour tous les récepteurs nécessaires aux calculs subséquents (/.e. tous les récepteurs de l'union (K U {uc}) du sous-ensemble courant (/Q et dudit récepteur candidat (uc)), le précodage à appliquer à chacun, et la matrice d'allocation de puissance qui en découle. Cela permet de faire le calcul des précodages et de la matrice d'allocation de puissance des récepteurs de ladite union (K U
{uc}) une seule fois au cours du calcul de la métrique de ladite union.
Ensuite, lors de la détermination du SINR-MU d'un récepteur courant donné de ladite union (K U {uc})
(c'est-à-dire lors du calcul de la métrique partielle dudit récepteur courant), on calcule son SINR-MU sur la base de l'information remontée par ledit récepteur. L'émetteur est ainsi capable d'estimer ici des débits pour des récepteurs de type variable : CSI-D, CSI-R2 ou un récepteur hybride dont le type varie dans le temps.
Dans un mode de réalisation, la détermination de la matrice d'allocation de puissance P diagonale à partir des précodages W à appliquer comprend la détermination du plus grand coefficient diagonal de la matrice et la détermination d'une puissance à allouer à chacune des couches sur la base du rapport entre une Pmax puissance maximale par antenne de l'émetteur et ledit plus grand coefficient diagonal. On peut ainsi supposer une puissance équidistribuée sur les couches spatiales, ce qui permet un calcul simple et explicite des coefficients de la matrice de puissance, et par conséquent de l'ensemble de la métrique de performance.
Dans un mode de réalisation, la détermination des précodages W à appliquer aux récepteurs de ladite union (K U {uc}) comprend une détermination d'une matrice de canal après blanchiment de l'interférence (Ho) à partir de l'information remontée par chaque récepteur de ladite union, une décomposition en valeurs singulières de la matrice de canal après blanchiment de l'interférence (Ho) ainsi déterminée en une matrice d'entrée Z, une construction d'une matrice de précodage W par sélection de colonnes sur une matrice pseudo-inverse MZFde la matrice d'entrée Z.
On peut ainsi construire une matrice de précodage comprenant des précodages pour les récepteurs de l'union, et ce même si l'information en provenance de ces récepteurs est hétérogène (dit autrement, ces récepteurs n'ont pas toujours le même type, voire leur type peut changer au fil du temps).
L'invention propose également un émetteur d'un système de transmission comprenant en outre un ensemble de récepteurs.
Un tel émetteur comprend, pour au moins une ressource temps-fréquence : des moyens de réception d'au moins une information relative à une technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission, en provenance de chacun des récepteurs, au moins une desdites informations en provenance d'un desdits récepteurs étant relative à une première technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission, et au moins une desdites informations en provenance d'un autre desdits récepteurs étant relative à une deuxième technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission, des moyens de sélection, à partir desdites informations reçues des récepteurs, d'un sous- ensemble de récepteurs, inclus dans l'ensemble de récepteurs, vers lesquels l'émetteur est configuré pour émettre des données sur ladite au moins une ressource temps-fréquence, lesdits moyens de sélection comprenant des moyens de détermination dudit sous-ensemble de récepteurs correspondant à un extremum d'une métrique de performance.
L'invention propose en outre un programme d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en oeuvre d'un procédé du type décrit ci-avant, lorsque ce programme est exécuté par un processeur.
4. Liste des figures D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation particulier, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels :
- la [Fig. 1] illustre un système de transmission comprenant un émetteur et des récepteurs selon un mode de réalisation de l'invention,
- la [Fig. 2] illustre le procédé de communication selon un mode de réalisation de l'invention,
- la [Fig. 3] illustre un exemple d'étape de sélection SEL1 réalisée dans le procédé de communication de la figure 2,
- la [Fig. 4] illustre un autre exemple d'étape de sélection SEL1 réalisée dans le procédé de communication de la figure 2,
- la [Fig. 5] illustre un exemple d'étape de sélection SEL2 réalisée l'étape de sélection SEL1 de la figure
3,
- la [Fig. 6] illustre un exemple d'étape de calcul réalisée dans l'étape de sélection SEL2 de la figure 5,
- la [Fig. 7] illustre un exemple d'étape de détermination de débit réalisée dans l'étape de calcul de la figure 6,
- la [Fig. 8] illustre un exemple d'étape de détermination de précodage réalisé dans l'étape de sélection
SEL2 de la figure 5,
- la [Fig. 9] illustre un exemple d'étape de détermination de SINR-MU réalisée dans l'étape de détermination du débit de la figure 7, pour un récepteur dans le cas CSI-D,
- la [Fig. 10] illustre un exemple d'étape de détermination de SINR-MU réalisée dans l'étape de détermination du débit de la figure 7, pour un récepteur dans le cas CSI-R2,
- la [Fig. 11] illustre schématiquement des échanges émetteur-récepteur pour la technique CSI-D,
- la [Fig. 12] illustre schématiquement des échanges émetteur-récepteur pour la technique CSI-R2 dans un cas apériodique,
- la [Fig. 13] illustre schématiquement des échanges émetteur-récepteur pour la technique CSI-R2 dans un cas périodique,
- la [Fig. 14] illustre la structure simplifiée d'un émetteur selon un mode de réalisation de l'invention.
5. Description de modes de réalisation de l'invention
5.1 Principe général
Il est fait référence à la figure 1.
Un système de transmission 1 selon l'invention comprend un émetteur 2 et un ensemble Ω de récepteurs 3-1 ... 3-u ... 3-U, en communication avec l'émetteur via un canal global 4. Ici, U est le nombre de récepteurs (aussi appelés « utilisateurs », d'où le « U »)), et u un nombre entier compris entre 1 et U qui sert à identifier un récepteur. Pour la suite, on désigne un récepteur donné par son indice (1, ..., u, ..., U), ou par la référence R-i (exemple : R1, ..., Ru, ..., RU où 1... u... U est l'indice du récepteur) selon ce qui est le plus lisible dans le contexte.
L'émetteur 2 peut comprendre NT antennes d'émission 5 (NT>1), qui peuvent interférer les unes avec les autres. De la même façon, chaque récepteur u peut comprendre antennes de réception respectives 6-u i.N^ > 1), qui peuvent interférer les unes avec les autres. En appliquant un pré-codage approprié, l'émetteur 2 peut transmettre des données à plusieurs récepteurs sur les mêmes ressources temps-fréquences, selon un schéma d'ordonnancement à définir. En d'autres termes, le système de transmission 1 est du type MIMO multi-utilisateurs.
Chacun des récepteurs peut remonter à l'émetteur une information relative à une technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission (« channel state information », ou CSI). Chacun des récepteurs peut être du type CSI-D (Le. renvoyer une information de type PMI, RI et/ou CQI), du type CSI-R2 (Le. renvoyer une version compressée de la matrice de covariance de l'interférence entre ses antennes), ou encore du type CSI-R1 par exemple. On peut également envisager l'utilisation de récepteurs dont le type est variable au fil des transmissions. Dans ce cas, le récepteur peut sélectionner une technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission, par exemple celle qui offrirait le meilleur débit de transmission pour une transmission sur une bande de fréquences et un intervalle de temps donnés, et remonter à l'émetteur au moins une information relative à la technique sélectionnée ; de tels récepteurs sont par exemple décrits dans la demande de brevet déposée au nom d'Orange sous le numéro FR2114459.
Il n'est pas trivial de décider de l'allocation des ressources temps-fréquences aux récepteurs, et notamment le schéma d'ordonnancement correspondant (i.e. à quels récepteurs allouer au moins une ressource temps-fréquence. C'est d'autant plus le cas que l'ensemble des récepteurs peut être hétérogène en termes de technique d'acquisition de CSL
L'invention propose un procédé pour sélectionner de manière satisfaisante un sous-ensemble de récepteurs K* de l'ensemble de récepteurs Ω vers lesquels un émetteur peut émettre des données, et ce pour au moins une ressource temps-fréquence donnée. Le sous-ensemble de récepteurs K* est sélectionné pour être optimal, au sens défini ci-après. Dans la figure 1, le sous-ensemble de récepteurs sélectionnés K* comprend par exemple le récepteur Ru, mais pas le récepteur RI, ni le récepteur RU.
Dans un mode de réalisation particulier, on sélectionne des récepteurs pour émettre sur une sous- bande k et une sous-trame t. Une sous-trame t peut être un ensemble de symboles OFDM, par exemple 14 symboles OFDM dans la norme 5G, dont certains symboles utilisés pour transporter des données utiles, d'autres des données de contrôle (en anglais « subframe »). Si l'on se place dans le contexte de la norme 5G une ressource temps fréquence est un « élément de ressource » (RE ou
« Ressource Element »). Un élément de ressource, dans ce cadre, désigne la plus petite granularité temps-fréquence (c'est-à-dire une sous-porteuse et un symbole OFDM).
On considère que la remontée d'un PMI et d'un RI par le récepteur ne peut intervenir que dans un contexte où le nombre d'antennes d'émission à l'émetteur est NT>1.
On note par ailleurs que le nombre de couches spatiales que peut recevoir un récepteur ne peut excéder Dans le cas d'une seule antenne de réception au récepteur, celui-ci ne peut recevoir qu'une seule couche spatiale, ou autrement dit Rl=1. Dans la norme LTE (4G) le nombre d'antennes de réception d'un terminal dit « smart phone » est au moins de deux tandis que pour la norme NR, le nombre d'antennes de réception pour ce type de terminal est spécifié à au moins quatre antennes pour certaines bandes (3.5GHz n77/78). Pour les stations de base, le nombre d'antennes d'émission n'a cessé de croître pour atteindre jusqu'à 64 antennes en massive MIMO. A noter qu'une antenne dans ce contexte est une chaine RF incluant une conversion numérique vers analogique et vice versa. Ainsi, le nombre d'éléments rayonnants peut être supérieur au nombre d'antennes. Si le nombre d'antennes d'émission et de réception (ou « transceiver units ») est le même au niveau de la station de base, ce n'est pas le cas pour les mobiles qui peuvent avoir un nombre d'antennes d'émission inférieur au nombre d'antennes de réception, typiquement deux antennes d'émission pour quatre antennes de réception. Toutefois, le terminal peut envoyer des signaux de référence depuis ses quatre antennes de réception, même dans cette configuration typique, grâce à la technique dite
« antenna switching » (la chaine RF est basculée sur un autre élément rayonnant).
A noter que lorsque le récepteur est équipé d'une seule antenne de réception pour CSI-D, le nombre de couches spatiales est limité à 1 (Rl=l) et la covariance de l'interférence est un simple scalaire réel positif.
Il est fait référence à la figure 2.
Selon un mode de réalisation particulier, le procédé de communication mis en oeuvre dans l'émetteur
2 comprend, pour au moins une ressource temps-fréquence associée à une sous-bande de fréquences k et une sous-trame temporelle t, une étape de réception RCP1 d'au moins une information 10 relative à une technique CSI, en provenance d'au moins un récepteur, et une étape de sélection SEL1 d'un sous-ensemble de récepteurs partageant les mêmes ressources temps-fréquence.
L'information 10 en provenance d'au moins un récepteur est relative à une technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission. On note qu'au moins un récepteur est configuré pour envoyer une information relative à une première technique (par exemple CSI-D, CSI-R1, CSI-R2), et au moins un récepteur est configuré pour envoyer une information relative à au moins une deuxième technique, distincte de la première technique.
Le récepteur envoyant une information relative à la première technique et le récepteur envoyant une information relative à la deuxième technique peuvent être différents (par exemple un récepteur de type CSI-D et l'autre de type CSI-R2 pour une sous-trame donnée) ou être le même récepteur pour deux sous-trames distinctes (par exemple CSI-D à un instant donné, et CSI-R2 à un autre instant). Dit autrement, l'émetteur est apte à traiter l'information en provenance d'un récepteur, peu importe que cette information soit relative à la première technique ou à une deuxième technique. Ainsi, l'émetteur peut gérer des récepteurs de types différents, voire de type variable au cours du temps.
Dans le cas CSI-R2, l'information remontée par le récepteur u comprend une version compressée R; de la matrice de covariance de l'interférence R,. La matrice de covariance de l'interférence RI est représentative de la structure spatiale de l'interférence entre les antennes de réception 6-u d'un récepteur u donné (u étant compris entre 1 et U). Cette version compressée R, de la matrice de covariance de l'interférence RI est obtenue par le récepteur u en estimant la matrice de covariance de l'interférence RI puis en compressant cette matrice de covariance de l'interférence RI.
Ici, la structure de l'interférence se réfère à la corrélation de l'interférence sur les différentes antennes de réception pour une sous-porteuse (fréquence donnée) d'un symbole OFDM par exemple.
L'interférence sera qualifiée de « structurée » lorsque la matrice de covariance de l'interférence s'éloigne d'une matrice identité (à un facteur multiplicatif près), c'est-à-dire, lorsque la corrélation entre les antennes de réception est forte.
Selon un mode de réalisation particulier, l'estimation de la matrice de covariance de l'interférence repose sur une configuration de mesures d'interférences de CSI (ou « CSI interference measurement » en anglais, aussi noté CSI-IM). Ces CSI-IM indiquent des positions d'éléments de ressource (ou RE, pour
« ressource element ») où rien n'est transmis par l'émetteur, ce qui donne une fenêtre de mesure de l'interférence sans signal de l'émetteur 2. En d'autres termes, les positions temps-fréquence (i.e. éléments de ressource) où la covariance doit être estimée correspondent à des CSI-RS de puissance nulle, c'est-à-dire des éléments de ressource qui ne sont pas utilisés pour la transmission.
L'estimation de la matrice de covariance de l'interférence peut être réalisée par corrélation de signaux reçus représentatifs de l'interférence sur les différentes antennes de réception 6-u du récepteur u, en l'absence de signaux de référence CSI-RS. L'émetteur 2, par exemple, peut configurer des ressources
(en temps-fréquence) interdites à la transmission (technique dite « Zero-Power CSI-RS » dans le standard 3GPP ZP-CSI-RS TS38.211) qui permettent au récepteur u de plus facilement mesurer, sur ces ressources et pour chaque antenne de réception 6-u, l'interférence. En variante, on pourrait envisager d'estimer la matrice de covariance de l'interférence à partir de la soustraction des signaux de données ou de référence utiles - c'est-à-dire ne faisant pas partie de l'interférence du point de vue du récepteur en charge de mesurer celle-ci - aux signaux reçus sur chaque antenne pour obtenir des signaux représentatifs de l'interférence sur les différentes antennes de réception u.
Dans un mode de réalisation, on compresse la matrice de covariance en ne retenant que ses plus grandes valeurs propres. En effet, comme la matrice R, est définie positive, elle est ortho- diagonalisable (i.e. diagonalisable, et de vecteurs propres orthogonaux les uns avec les autres). Les valeurs propres de Rt s'écrivent sous la forme Sp(RI) = (λ1, ..., λn). Il suffit alors de conserver les l plus grandes valeurs propres.
En variante, on peut compresser la matrice de covariance de l'interférence telle que R, = aIN , en choisissant a tel que minimise la différence et appartient à un sous ensemble discret de 2q éléments réels positifs. La compression de la matrice de covariance de l'interférence est ainsi donnée par la transmission de q bits du récepteur vers l'émetteur en supposant que le sous-ensemble discret auquel appartient a est connu de l'émetteur et du récepteur ainsi que la correspondance entre les q bits reçus et la valeur associée de α .
Dans le cas CSI-D, l'information remontée par le récepteur u comprend par exemple un indicateur de précodage (PMI), identifiant un précodage dans le dictionnaire de précodage. Ladite information peut en outre comprendre un indicateur de qualité du canal (CQI) - permettant notamment de déduire un schéma de modulation et codage à utiliser pour la transmission, et/ou un indicateur de rang (RI) - permettant de déterminer le nombre de couches spatiales l à utiliser pour la transmission.
L'étape SEL1 comprend la sélection, à partir desdites informations reçues des récepteurs, d'un sous- ensemble K* de récepteurs, inclus dans l'ensemble Ω de récepteurs, partageant les mêmes ressources temps fréquence.
L'étape de sélection SEL1 du sous-ensemble de récepteurs K* peut être réalisée en déterminant le sous-ensemble de récepteurs K* (inclus dans l'ensemble de récepteurs Ω ) qui maximise une métrique de performance donnée. Par métrique de performance, on sous-entend une fonction qui à chaque sous-ensemble de l'ensemble Ω associe un nombre réel donné. Cette métrique permet de mesurer à quel point un sous-ensemble est pertinent pour un certain nombre de critères donnés, comme par exemple des critères de transmission (débits, taux d'erreur, SNR, etc.) et/ou des critères d'équité entre les différents récepteurs (de sorte à ne léser aucun récepteur au fil des différentes allocations d'éléments de ressource). Un sous-ensemble donné est d'autant meilleur, au sens de cette métrique, que la valeur de la métrique de sous-ensemble est élevée si l'on considère une métrique basée sur un débit de transmission ou un rapport signal à bruit. L'émetteur est alors configuré pour émettre simultanément des données sur ladite sous-bande vers les récepteurs de ce sous-ensemble K* de récepteurs.
5.2 Schéma heuristique de construction
Dans un mode de réalisation, représenté figure 3, le sous-ensemble maximisant la métrique de performance, notée R, est construit de manière itérative, selon un schéma d'ordonnancement heuristique décrit ci-après.
La construction de manière itérative est réalisée sur un sous-ensemble courant K, que l'on initialise à l'ensemble vide 0 en début de construction, à une étape INIT. A chaque boucle de l'itération, on détermine parmi les récepteurs extérieurs à ce sous-ensemble courant K (c'est-à-dire pas encore ajoutés à ce sous-ensemble courant un récepteur optimal u* à ajouter (optimal au sens de la métrique de performance choisie). Si ce récepteur optimal u* améliore effectivement la métrique de performance, alors on ajoute ce récepteur optimal u* au sous-ensemble courant K, et on répète l'opération jusqu'à ce qu'un récepteur optimal u* d'une itération donnée n'améliore plus la métrique de performance du sous-ensemble courant K. A ce moment, le sous-ensemble courant K est un sous- ensemble optimal ou quasi-optimal pour la métrique de performance.
Plus précisément, la construction comprend une sélection SEL2 du récepteur optimal u* au sens de la métrique de performance parmi l'ensemble Ω \ K de récepteurs extérieurs au sous-ensemble courant
K à ajouter au sous-ensemble courant K, et une étape d'ajout ADD (pour « additionner ») du récepteur u* si la métrique de performance R déterminée pour l'union K U {u*} du sous-ensemble courant K et du récepteur optimal u* sélectionné est supérieure à la métrique de performance déterminée pour le sous-ensemble courant K.
Par récepteur optimal u* sélectionné (optimal au sens de la métrique de performance), on entend un récepteur de l'ensemble Ω \ K dont une « future » incorporation (i.e. incorporation à la fin du cycle d'itération courant) au sous-ensemble courant (K) maximise la métrique de performance R comparé aux autres récepteurs de l'ensemble Ω \ K.
Ce récepteur optimal peut être unique. Au contraire plusieurs récepteurs peuvent fournir la même
« meilleure » (par exemple la plus grande) métrique de performance R une fois ajouté au sous- ensemble courant K. Si plusieurs récepteurs sont optimaux au sens de la métrique de performance, on peut choisir l'un des récepteurs optimaux, par exemple de manière aléatoire, ou par exemple en préférant celui qui présente le moins de couches spatiales.
Une fois le récepteur optimal déterminé, on détermine au cours d'une étape COMP1 s'il améliore effectivement la métrique de l'union K U {u*} du sous-ensemble courant K et du récepteur optimal u* sélectionné - dit autrement, si R(K U {u*}) > R(K). Si c'est le cas, on ajoute ce récepteur optimal u* sélectionné au sous-ensemble courant K (dit autrement, K reçoit K U {u*}, symbolisé par K = K U
{u*} sur les figures), et on réitère les opérations précédentes.
5.2.1 Condition sur le nombre de couches spatiales
Dans un mode de réalisation, représenté figure 4, l'ajout du récepteur optimal u* sélectionné audit sous-ensemble courant K est réalisé à la condition que le nombre de couches spatiales de l'union K U
{u*} du sous-ensemble courant K et du récepteur optimal u* sélectionné ne dépasse pas un seuil Lmax.
Ce seuil est par exemple M le nombre d'antennes d'émission 5, puisqu'il est impossible de transmettre plus de couches spatiales que de nombre d'antennes d'émission. En variante, on pourrait envisager avoir un seuil Lmax égal à M — 1, permettant ainsi de réserver une couche spatiale donnée à une autre tâche parallèle à la transmission Ml MO -MU.
Plus précisément, dans ce mode de réalisation, l'étape ADD comprend la détermination du nombre de couches spatiales vu» dudit récepteur optimal u*, et l'obtention du nombre de couches spatiales vK des récepteurs du sous-ensemble courant K, et une étape de détermination SL de si la somme du nombre de couches spatiales vu* dudit récepteur et du nombre de couches spatiales vK des récepteurs du sous-ensemble courant est inférieure ou égale à un seuil prédéterminé Lmax.
Si cette condition est satisfaite, alors on peut procéder à l'ajout ADD du récepteur optimal u* au sous- ensemble courant K. On incrémente alors le nombre de couches spatiales vu* dudit récepteur au nombre de couches spatiales vK des récepteurs du sous-ensemble courant (K) (dit autrement, vK reçoit vK + vu*, symbolisé par vK = vK + vu* sur les figures). Cette incrémentation permet de ne pas à avoir à recalculer le nombre de couches spatiales vK des récepteurs du sous-ensemble courant K à la prochaine boucle d'itération.
Si, au contraire, cette condition n'est pas satisfaite, alors l'ajout ADD du récepteur optimal u* au sous- ensemble courant K n'est pas réalisé.
Bien que la figure 4 représente la vérification de la condition d'arrêt après la vérification de l'amélioration de la métrique, on peut tout à fait réaliser cette étape en premier, si cela est plus économe pour discriminer les récepteurs optimaux. En pratique, cela peut être plus rapide.
5.2.2 Condition d'arrêt du schéma d'ordonnancement heuristique
Au cours d'une construction itérative comme décrite ci-dessus, il arrive en général que l'on tombe sur une itération où le récepteur optimal (u*) sélectionné n'est finalement pas ajouté au sous-ensemble courant K. Cela peut être dû au fait que ce récepteur optimal (u*) n'améliore pas la métrique du sous- ensemble courant K, ou bien lorsque cela est implémenté, que l'union du récepteur optimal (u*) et du sous-ensemble courant K ne remplirait pas la condition sur le nombre maximum de couches spatiales. Cela peut être également dû au fait que l'on ne trouve plus de récepteur extérieur au sous- ensemble courant K (dit autrement, K = Ω ). Il convient alors de définir une fin d'itération.
Dans un mode de réalisation, si une boucle d'itération ne comprend pas l'étape d'ajout ADD, alors on considère que l'on est arrivé à un ensemble K optimal ou quasi optimal. Dans ce cas, on interrompt la boucle d'itération. Cela offre une condition de sortie de boucle simple à mettre en oeuvre en pratique.
Cela garantit qu'à compter du moment où il n'existe pas de récepteur optimal (u*) dont l'ajout au sous-ensemble courant K améliore la métrique de performance, on est arrivé au meilleur sous- ensemble courant pour ce schéma d'ordonnancement heuristique.
En outre, dans le cas où l'on met en oeuvre la condition sur le nombre de couches, cela garantit une sortie de boucle puisqu'un ajout d'un récepteur optimal u* donné à une boucle d'itération donnée augmente forcément le nombre de couches spatiales de l'ensemble courant K d'une valeur supérieure ou égale à 1 (puisque vu* > 0).
En variante, quand la condition sur le nombre maximum de couches spatiales est mise en oeuvre, on peut envisager de continuer la boucle d'itération lorsque le récepteur optimal u*, même s'il améliore effectivement la métrique du sous-ensemble courant ne satisfait pas la condition sur les couches spatiales. Dans ce cas, cela signifie certes qu'il n'y a plus assez de couches spatiales disponibles pour ajouter le récepteur optimal u*, mais cela n'exclue pas l'existence d'un autre récepteur, extérieur au sous-ensemble courant K, qui améliore lui aussi la métrique, tout en ayant moins de couches spatiales que le récepteur optimal u*. On peut alors réitérer la boucle d'itération, en exécutant notamment l'étape de sélection SEL2 sur l'ensemble des récepteurs extérieurs à l'union K U {u*} du sous-ensemble courant K et du récepteur optimal u*, et tester de nouveau la condition sur le nombre maximum de de couches spatiales sur un nouveau récepteur optimal extérieur à cette union K U {u*}. Si, à force d'itérations, on « épuise » l'ensemble des récepteurs extérieurs au sous-ensemble courant K sans identifier de récepteur qui satisfait à la fois la condition d'amélioration de la métrique et la condition sur les couches-spatiales, alors cela signifie que le sous-ensemble K est quasi-optimal (pour la métrique), et on peut alors arrêter l'itération et renvoyer le sous-ensemble courant K comme sous-ensemble quasi optimal K* sélectionné.
5.2.3 Détermination du récepteur optimal pour la métrique de performance
Il est fait référence à la figure 5.
Dans un mode de réalisation, la sélection SEL2 du récepteur u* optimal au sens de la métrique de performance R comprend une étape d'obtention OBT1 de la métrique de performance pour le sous- ensemble courant R(K), une étape de calcul CALC1, pour au moins un récepteur candidat uc de Ω \ K
(i.e. extérieur au sous-ensemble courant K), d'une métrique candidate Rc(uc) égale à la métrique de performance R (K U {uc}) de l'union du récepteur candidat uc avec le sous-ensemble courant K, et enfin une étape de détermination DET1 du récepteur candidat uc présentant la métrique candidate
Rc(uc) la plus grande.
Dans un mode de réalisation, on filtre, au cours d'une étape FLTR, dans Ω \ K, les récepteurs selon un critère prédéterminé (noté C(u)), de sorte à ne calculer effectivement la métrique que pour les récepteurs les plus « prometteurs » pour optimiser la métrique, dit autrement pour les récepteurs appartenant à {Ω \ K, C(uc)}. Une fois le calcul sur un récepteur effectué, on peut alors modifier, au cours d'une étape COND, son critère correspondant pour le mettre à F (pour « false », dit autrement, pour ne pas recalculer sa métrique candidate). On continue alors le calcul des métriques candidates pour les récepteurs {Ω \ K, C(uc)} restants. Cela permet d'accélérer la sélection du récepteur u* optimal, en ne calculant que les métriques candidates Rc(uc) nécessaires.
Par exemple, quand la condition de couches spatiales est mise en oeuvre, on peut d'office exclure les récepteurs de Ω \ K dont le nombre de couches spatiales est supérieur au seuil Lmax moins le nombre de couches spatiales du sous-ensemble courant K, puisqu'on sait d'avance que ces récepteurs ne rempliront pas ladite condition de couches spatiales. Dit autrement, on a
Dans un exemple de réalisation, on teste tous les récepteurs de Ω \ K en tant que récepteur candidat uc. Cela permet de s'assurer de ne pas passer à côté du meilleur récepteur de Ω \ K. Ici, on peut résumer cela par C(uc) = T (pour « true »).
5.3 Métrique « proportional fair »
Dans un mode de réalisation, la métrique de performance utilisée est une métrique dite de
« proportional fair », ci-après notée RPF et appelée métrique PF. Cette métrique PF a pour but de maximiser la bande passante de l'émetteur tout en garantissant une qualité de service minimale pour chaque récepteur au cours du temps (ou, en d'autres termes, un débit minimal en moyennant dans le temps).
Le calcul de la métrique candidate Rc(uc) d'un récepteur candidat uc dans le cas d'une métrique PF peut comprendre une étape de calcul CALC2 d'une métrique partielle ru(t) pour une sous-trame t donnée et pour chaque récepteur courant u appartenant à l'union K U {uc}. La métrique candidate est alors égale à la somme des métriques partielles ainsi calculées :
Il est fait référence à la figure 6. On initialise à une étape I N IT la valeur de la métrique candidate Rc(uc) à zéro, puis on réalise une boucle ALL sur tous les récepteurs courants u de l'union K U {uc}. Au cours de cette boucle, on calcule à l'étape CALC2 la métrique partielle, puis on incrémente à une étape INCR la valeur de la métrique candidate Rc(uc) de la métrique partielle ru(t). On renvoie alors la valeur courante Rc(uc) une fois que l'on a itéré la boucle sur tous les éléments de K U {uc}.
L'étape de calcul CALC2 de la métrique partielle, dans le cas de la métrique PF, peut comprendre : l'estimation d'un débit du,k(t) pour le récepteur courant (u) pour la sous-trame t et la sous- bande k (sur lesquelles on cherche à sélectionner le sous-ensemble vers lequel émettre), la détermination de la moyenne du(t) des débits du,k' (t) des sous-bandes k' alloués au récepteur courant (u) et des sous-bandes encore disponibles, l'obtention d'un débit moyen wu(t) pondéré par sous-trame jusqu'à la sous-trame précédente t — 1, et le calcul de la métrique partielle selon l'équation où β1 est un premier paramètre.
Le principe général de cette métrique PF est ainsi de réserver une sous-bande donnée aux récepteurs en ayant le plus « besoin » - à la fois parce qu'ils n'ont pas pu bénéficier d'un débit suffisant par le passé (comparé aux autres récepteurs), et/ou parce que les autres sous-bandes éventuelles ne seront pas aussi avantageuses en termes de débits.
Plus précisément, la métrique « proportional fair » favorise d'autant plus un récepteur u qu'il peut permettre un débit important sur la sous-bande considérée. Mais, en contrepartie, la métrique PF baisse le poids des récepteurs u : ayant déjà bénéficié d'une importante bande passante par le passé (synthétisée par le débit moyen wu(t) pondéré par sous-trame jusqu'à la sous-trame précédente), et/ou ayant la possibilité d'avoir un important débit sur l'ensemble des sous-bandes encore disponible - dit autrement, sur les autres sous-bandes que la sous-bande considérée, ce qui est synthétisé par la moyenne des débits des sous-bandes k alloués au récepteur courant (u) et des sous-bandes encore disponibles.
Le calcul du débit moyen wu(t) pondéré par sous-trame est déterminé récursivement pour chaque récepteur u de l'ensemble de récepteurs Ω . On commence par l'initialisation wu(0) = 0 puis on réalise une récursion selon si u appartenait au sous-ensemble sélectionné K* à la sous-trame t — 1 précédente : le récepteur u appartient au sous-ensemble K* à la sous-trame t — 1, si le récepteur u n'appartient pas au sous-ensemble sélectionné
K* à la sous-trame t — 1. Le terme Du(t — 1) correspond au débit pour la sous-trame t — 1 et pour toutes les sous-bandes allouées audit récepteur (u), dit autrement le débit effectivement délivré au récepteur u à la sous- trame précédente. On initialise ce terme Du(0) = 0, puisqu'aucun débit n'est transmis avant le début du procédé de transmission. Le terme β2 est un deuxième paramètre compris entre 0 et 1.
Ainsi, si un récepteur donné u a appartenu au sous-ensemble K* sélectionné à la sous-trame précédente t — 1 (dit autrement, s'il a été sélectionné et qu'il a bénéficié d'une transmission de données sur la sous-bande considérée, ou sur une autre sous-bande), son débit moyen pondéré wu augmente au prorata du débit total dont il a bénéficié. Si, au contraire, u n'était pas inclus dans le sous- ensemble K* sélectionné à la sous-trame précédente t — 1, alors son débit moyen pondéré wu décroît
(géométriquement avec le nombre de sous-trames sans transmission de données).
5.3.1 Calcul du débit (cas général)
Il est fait référence à la figure 7.
Afin de calculer la métrique PF, il est nécessaire d'avoir accès au débit du,k(t) pour le récepteur courant u pour la sous-bande k à la sous-trame t. Selon le type du récepteur u (par exemple CSI-D,
CSI-R1 ou CSI-R2), la méthode pour calculer ce débit du,k(t) peut différer. Cependant, une partie non négligeable du processus de calcul de du,k(t) est commune aux différents types de récepteurs, et est décrite ci-après.
L'estimation du débit du,k(t) pour le récepteur courant u pour la sous-bande k à la sous-trame t comprend la détermination d'un ou plusieurs SINR-MU (rapport signal sur interférence plus bruit multi ou « » en puis la détermination d'un SINR-MU effectif (donc sans indice de couche spatiale), la détermination d'un schéma de modulation et codage
(noté MCS), et enfin la détermination d'un débit à partir de ce MCS.
Le SINR-MU est déterminé à une étape DET2, pour la sous-bande k et pour au moins une couche spatiale l du récepteur courant u, à partir de l'information remontée par le récepteur courant u. La méthode pour déterminer ce SINR-MU varie selon le type de récepteur, et le cas des types CSI-
D et CSI-R2 sera développé ci-après.
Le SINR-MU effectif est déterminé à une étape DET3, pour le récepteur courant u et pour la sous-bande k. L'étape DET3 se base sur le ou les SINR-MU déterminé(s) à l'étape DET2 pour une ou plusieurs couches spatiales l du récepteur courant u. Le SINR effectif est déterminé à partir des
SINR de chaque sous bande-bande, via une compression MIESM (« mutual information effective signal- to-noise-ratio mapping »).
Le schéma de modulation et codage MCS est déterminé à une étape DET4, pour le récepteur courant u et pour la sous-bande k, à partir du SINR-MU effectif , déterminé à l'étape DET3, et d'un taux d'erreur cible BLER. Plus précisément, grâce à une technique d'abstraction de la couche physique, telle que notamment présentée dans les articles « Link performance models for system level simulations of broadband radio access systems » (K. Brueninghaus et al., IEEE 16th Int. Symposium on Personal,
Indoor and Mobile Radio Communications, 2005 (PIMRC 2005), vol. 4, 2005, pp. 2306-2311) ou
« Realistic Performance of LTE: In a Macro-Cell Environment » (B. Landre et al. Proc. IEEE VTCS-2012,
Japan, Yokohama, May 2012), on peut déterminer le schéma de modulation et codage sur la base du
SINR effectif et d'un taux d'erreur cible, à l'aide de tables de qualité gaussiennes.
Le débit du,k(t) est déterminé à une étape DET5, à l'aide d'une table de qualité gaussienne. Les tables de qualité gaussienne permettent de relier empiriquement le SINR effectif, un taux d'erreur BLER cible et un schéma de modulation et codage. Le schéma de modulation et codage permet de calculer le débit du,k(t). Le débit du,k(t) est déterminé, à partir de la modulation (nombre de bits par symbole) et du « coding rate » (ratio de bits utiles). Dans un mode de réalisation, on fixe un taux d'erreur BLER cible à 10% (ou plus généralement inférieur à 20%), ce qui permet de déduire le schéma modulation et codage à utiliser, connaissant le SINR effectif. Cela permet alors d'obtenir un débit pour la technique considérée (CSI-D, CSI-R1 ou CSI-R2).
Lorsqu'on vise à déterminer le débit Du(t — 1) pour la sous-trame t — 1 et pour toutes les sous-bandes allouées à un récepteur u, l'étape DET3 peut comprendre en outre une étape supplémentaire dans laquelle on compresse également les SINR-MU par rapport aux sous-bandes k allouées en un SINR-MU effectif pour le récepteur u. Dit autrement, on applique une compression MIESM sur les sous-bandes afin d'obtenir le SINR-MU effectif Les étapes DET4 (pour déterminer le MCS) et
DET5 (pour déterminer Du(t)) sont alors réalisées de manière analogue, l'étape DET4 prenant en entrée le SINR-MU effectif ainsi déterminé.
Puisque, pour une sous-trame t donnée, on calcule la métrique candidate sur la base du débit Du sur toutes les sous-bandes allouées à u à la sous-trame précédente t — 1, il est envisageable en pratique de calculer le débit Du à la fin d'une sous-trame donnée et de le stocker en mémoire pour ne pas avoir à recalculer à la sous-trame suivante tous les SINR-MU. Dit autrement, on peut calculer le débit total
Du en parallèle des débits du,k(t) et le stocker pour la prochaine sélection du sous-ensemble K* de récepteurs.
Afin de déterminer les différents débits des différents récepteurs de l'union K U {uc}, on calcule selon ce mode de réalisation des SINR-MU pour ces récepteurs u. Le calcul de ces SINR-MU peut se faire en trois temps : un calcul du précodage à appliquer aux récepteurs de l'union K U {uc}, la détermination de l'allocation de puissance pour ces récepteurs de l'union K U {uc} à partir de ce précodage, et enfin la détermination du SINR-MU des récepteurs de l'union K U {uc} à partir de cette allocation de puissance.
5.3.2 Calcul du précodage et de la puissance
Afin de déterminer les différents débits du,k(t), le calcul de la métrique candidate (i.e. de la métrique de l'union K U {uc}) comprend une étape PREC de détermination des précodages à appliquer pour les récepteurs u de l'union K U {uc}. Suite à cette étape PREC, on détermine à une étape PWR une matrice de puissance P représentant les puissances à allouer aux différents récepteurs u de l'union K U {uc}.
L'étape PREC prend en entrée l'information remontée par chacun des récepteurs u (celle-ci différant selon le type du récepteur u).
L'étape PWR prend en entrée la matrice de précodages W, et détermine une matrice de puissance P.
La matrice de puissance P est diagonale, et chacun des coefficients est une puissance Pu,k,l pour une couche spatiale l de l'un des récepteurs u de ladite union K U {uc}.
5.3.2. a Calcul du précodage pour un ensemble hétérogène de récepteurs
Il est décrit ci-après une méthode de calcul de la matrice des précodages à appliquer, pour un ensemble U de récepteurs. Au cours de l'étape PREC, on réalise ce calcul pour U = K U {uc}.
Considérant U récepteurs ordonnancés simultanément, le vecteur de signal reçu est donné par dans lequel : est le nombre total d'antennes de réception et le nombre d'antennes 6-u du récepteur u, M le nombre d'antennes à l'émission,
H la matrice de canal combinée x le vecteur de données dont chaque composante à une puissance normalisée à 1 v est le nombre total de couches spatiales transmises
W est la matrice de pré-codage est une matrice diagonale dont chaque élément représente la puissance par couche spatiale, et est le vecteur de bruit.
Pour un récepteur u de type CSI-R2, la matrice de canal après blanchissement de l'interférence est donnée par avec la matrice du canal estimée par l'émetteur et la matrice compressée de la covariance de l'interférence renvoyée par le récepteur u. La matrice de canal blanchi peut alors être décomposée en valeurs singulières (ou SVD, « singular value decomposion » en anglais) de la façon suivante : avec contenant l'ensemble des vecteurs propres dits de sortie, contenant l'ensemble des vecteurs propres dits d'entrée et une matrice carrée contenant les valeurs singulières sur les coefficients diagonaux.
Pour un récepteur u CSI-D, le PMIu envoyé vers l'émetteur correspond à une quantification de la matrice Vu des vecteurs propres dits d'entrée de la matrice de c anal blanchi avec contenant l'ensemble des vecteurs propres dits de sortie, contenant l'ensemble des vecteurs propres dits d'entrée et une matrice carrée contenant les valeurs singulières sur les coefficients diagonaux. Le nombre vu de couches spatiales du récepteur u est donné par l'indicateur RIu renvoyé par ce récepteur.
La matrice combinée du canal blanchi est donnée par H0 avec H0 = [H0,1 H0, 2 ... H0,U] - Ainsi le vecteur du signal reçu peut être représenté de la manière suivante : où est blanchi (E étant l'espérance). En réalité, le bruit plus interférence est blanchi par récepteur mais nous supposons ci-après que les bruit plus interférence des récepteurs sont décorrélés car les récepteurs sont séparés spatialement. d
Une technique de type « Zero Forcing » est appliquée sur la matrice et consiste à pseudo-inverser cette matrice : et qui peut être exprimée par Il convient de noter que la matrice Z est une matrice combinant les matrices d'entrée Vu de chacun des récepteurs u de U, cela servant à rendre l'expression de MZFplus lisible.
Ainsi, la matrice MZF permet de déterminer les précodages Wu. Plus précisément, le précodage appliqué en transmission MU-MIMO au récepteur u correspond aux vu premières colonnes de et la matrice de précodage combinée est où v est le nombre total de couches spatiales transmises
On peut noter que est une matrice identité Iv à laquelle a été ajouté, à chaque position initiale lignes nulles pour tous les u. ∈ {1, ..., U}. En cela ZW sélectionne les premières colonnes de chaque matrice dénotés
Il est fait référence à la figure 8, qui illustre un mode de réalisation d'une telle détermination du précodage W : on reçoit les informations remontées par chacun des récepteurs u, ces informations pouvant être hétérogènes ; certains récepteurs sont de type CSI-D et remontent au moins un RI et un PMI, d'autres récepteurs sont de type CSI-R2 et remontent une version compressée de la matrice de covariance, d'autres encore peuvent être de type CSI-R1 ; à une étape CNL, on détermine une matrice de canal après blanchiment de l'interférence H0,u pour chacun des récepteurs u à partir de l'information en provenance de chacun de ces récepteurs, à une étape SVD, on décompose en valeurs singulières chacune des matrices de canal après blanchiment de l'interférence, H0,u, ce par quoi on obtient des matrices d'entrées Vu, pour chacun des récepteurs u, à une étape PJNV, on réalise une pseudo-inversion sur la matrice Z (combinant les matrices d'entrée Vu) pour en déduire une matrice MZF, et on construit à une étape BLD le précodage W en sélectionnant des colonnes de la matrice
MZF
Ainsi, grâce à ce processus, on peut agréger les informations remontées par un ensemble U de récepteurs u de types différents (CSI-D, CSI-R2, et potentiellement d'autres types comme CSI-R1) et en déduire un précodage W pour cet ensemble U.
5.3.2./) Puissance à partir du précodage
La matrice diagonale de puissance décrit la puissance Pl allouée par couche spatiale l E
{1, ..., v}. En supposant que les couches spatiales sont transmises à puissance égale Pl = P , on détermine le coefficient P :
OÙ est le m-ième coefficient diagonal de la matrice et Pmax la puissance maximale par antenne d'émission. Ainsi le signal reçu y est donné par l'expression suivante :
Reste alors à déterminer le SINR-MU dudit récepteur u. Là encore, les étapes pour déduire ce SINR-
MU diffèrent selon le type du récepteur.
5.3.3 Calcul du SINR-MU dans le cas CSI-D
Pour un de type récepteur CSI-D, on déduit la matrice par « décompression » du CQIu reçu. Le passage d'un CQIu,k,l , ln SINR-SU effectif peut être réalisé à l'aide d'une table gaussienne, représentant le taux d'erreur bloc (BLER en anglais) en fonction du SNR correspondant au schéma de modulation et codage indiqué par le CQI sur un canal AWGN. Le SINR-SU effectif est le SINR nécessaire si l'n considère un unique récepteur (« single user ») pour atteindre un taux d'erreur BLER cible (par exemple de 10%) à partir de cette table.
Dans un premier cas, le récepteur u de type CSI-D peut remonter un unique CQIu,k pour la sous-bande k considérée, duquel CQIU k on peut déduire un SINR-SU (SINR « single user ») effectif unique parfois simplement noté yu en omettant l'indice de sous-bande. On déduit alors la matrice avec
Po la puissance des signaux de références utilisée pour le calcul des CQI :
Dans un deuxième cas, le récepteur u de type CSI-D peut remonter plusieurs CQIU k t (un pour chaque couche l, pour la sous-bande k considérée) dont on déduit des SINR-SU effectifs par couche spatiale (notés parfois simplement Yu,k,i ou Yu,i en omettant l'indice de sous-bande). On déduit alors la matrice
L'émetteur connaissant les SINR par couche spatiale pour toutes les sous bandes peut classiquement choisir le/les MCS (schéma de modulation et de codage) à utiliser pour chaque récepteur. Il faut noter qu'il n'est pas nécessaire de connaître les matrices car elles disparaissent par simple traitement en réception et elles n'interviennent pas dans le calcul du SINR par couche spatiale. On peut déduire le SINR-MU en renormalisant le SINR-SU d'un facteur Pu,k,l/P0 • entre la puissance Pu,k,l (issue de la matrice P) et la puissance Po utilisée pour calculer ledit indicateur de qualité du canal CQIu,k,.l Il est fait référence à la figure 9, qui illustre un mode de réalisation de cette détermination d'un SINR- MU quand le récepteur est de type CSI-D. Cette détermination du SINR-MU , pour une sous" bande k, et pour une couche spatiale l du récepteur courant u, comprend : une étape DET_D1 de détermination du SINR-SU γu,k,t pour la couche spatiale l à partir d'au moins un indicateur de qualité du canal CQI(u, k, l), et une étape DET_D2 de détermination du SINR-MU en renormalisant ledit SINR-SU γu,k,t par un rapport ( Pu,k,l/P0) entre la puissance Pu,k,l précédemment déterminée pour ladite couche Z et la puissance Po utilisée pour calculer ledit indicateur de qualité du canal CQI(u, k, Z).
5.3.4 Calcul du SINR-MU dans le cas CSI-R2
Pour le cas CSI-R2, on calcule directement le SINR-MU. Ce SINR-MU est déterminé, pour une sous- bande donnée k et pour une couche spatiale Z d'un récepteur u de type CSI-R2, à partir de la matrice de canal Hu,k (obtenue par réciprocité du canal), et du précodage appliqué au récepteur.
A partir du canal blanchi on obtient la matrice grâce à la décomposition en valeurs singulières décrite ci-dessus, sur la matrice de canal entre l'émetteur et le récepteur u de type CSI-R2 (où vu est le nombre de couches spatiales dudit récepteur u). Le SINR pour
.
A titre illustratif, le SINR d'un récepteur linéaire du type LMMSE-IRC, pour une sous-bande k et une transmission de rang Z, peut s'exprimer sous la forme ci-dessous (l'indice du récepteur u est omis pour plus de lisibilité) : où sont respectivement une matrice de précodage pour une transmission de rang i sur la sous-bande k et sur un élément de ressource r, la matrice de canal de la sous-bande k et la matrice de covariance. Quant à gi, il est défini par l'expression ci-après (où ei est le i-eme vecteur de dimension v de la base canonique, Le. un vecteur avec une coordonnée 1 à la position i, et 0 ailleurs) :
Il est fait référence à la figure 10, qui illustre un mode de réalisation de cette détermination d'un SINR-
MU dans le cas CSI-R2. La détermination du SINR-MU d'un récepteur courant u de type CSI-R2 comprend désignant la version compressée de la matrice de covariance du récepteur courant u) : une étape EST_R2 d'estimation d'une matrice de canal Hk,u du canal entre l'émetteur et le récepteur courant u, une étape DET1_R2 de détermination de la matrice de canal après blanchiment de l'interférence, notée H0,u,k, satisfaisant l'équation une étape DET2_R2 de détermination des valeurs singulières de la matrice de canal après blanchiment de l'interférence H0,u,k par décomposition en valeurs singulières, chaque valeur singulière étant associée à une couche spatiale l du récepteur courant u, et une étape DET3_R2 de détermination du SINR-MU pour une couche spatiale l dudit récepteur u sur la sous-bande k, à partir de la valeur singulière de ladite couche spatiale l et de la puissance Pu,k,l précédemment déterminée pour ladite couche l.
5.4 Périodicité et apériodicité de la remontée d'information
Dans un mode de réalisation, la remontée de l'information par un récepteur u est réalisée de manière périodique et/ou apériodique, par exemple suite à une variation du canal entre ledit récepteur u et l'émetteur 2.
Dans le cas périodique, le récepteur u peut notamment émettre de manière régulière un signal de référence à l'émetteur 2, par exemple du type SRS (« Sounding Reference Signal » en anglais). Dans le cas apériodique, le récepteur u peut émettre un signal de référence à réception d'une requête de l'émetteur 2, par exemple de type « SRS trigger command ». Cela peut se faire sur requête de l'émetteur 2 au récepteur u.
Il est fait référence aux figures 11 à 13, qui représentent schématiquement un ordre d'échanges entre le récepteur et l'émetteur. Dans les figures 11 à 13, les échanges entre l'émetteur 2 et le récepteur u
(ici notés E et Ru, respectivement) peuvent comprendre, dans l'ordre :
S10 (E vers Ru) envoi (optionnel) d'une instruction sur la méthode de compression de la covariance à utiliser pour le récepteur. La méthode de compression peut notamment être configurée par la couche RRC de façon semi-statique,
S20 (E vers Ru) envoi de signaux CSI-RS et CSI-IM, afin que le récepteur Ru puisse estimer la matrice de covariance et la matrice de canal. Ces signaux peuvent être transmis de façon périodique ou apériodique,
S30 (Ru vers E) envoi de l'information relative à la technique CSI considérée pour le récepteur,
S40 (E vers Ru) utilisation du format d'émission, notamment du précodage défini à partir de l'information relative à la technique considérée pour le récepteur.
Dans le mode de réalisation illustré en figure 11, on suppose que le récepteur Ru est de type CSI-D.
Les étapes suivantes peuvent alors être mises en oeuvre :
S30 (Ru vers E) envoi de l'information relative à la technique CSI considérée pour le récepteur
(ici CSI-D, l'information comprenant alors le PMI, et éventuellement CQI et RI),
S40 (E vers Ru) utilisation du format d'émission, notamment du précodage défini à partir de l'information relative à la technique considérée pour le récepteur (ici, CSI-D, l'information étant un PMI identifiant le précodage à mettre en œuvre).
Dans le mode de réalisation illustré en figure 12, on suppose que le récepteur Ru est de type CSI-R2.
On suppose également que le récepteur Ru transmet un signal de référence SRS de manière apériodique, par exemple en réponse à une requête de l'émetteur E.
Dans ce cas, les étapes suivantes peuvent être mises en œuvre :
S30 (Ru vers E) envoi de l'information relative à la technique CSI considérée pour le récepteur
(ici CSI-R2, l'information étant la version compressée de la matrice de covariance de l'interférence compressée selon la méthode M indiquée par l'émetteur, le cas échéant),
S31 (E vers Ru) requête (de l'émetteur) d'une transmission d'un signal de référence SRS
S32 (Ru vers E) émission d'un signal de référence SRS (servant à l'estimation de canal par l'émetteur), en réponse à la requête de l'étape S31
S40 (E vers Ru) utilisation du format d'émission, notamment du précodage défini à partir de l'information relative à la technique considérée pour le récepteur (ici, CSI-R2, et le précodage mis en œuvre est déterminé sur la base de la version compressée de la matrice de covariance de l'interférence et sur la matrice de canal estimée grâce au signal de référence SRS).
Dans le mode de réalisation illustré en figure 13, on suppose que le récepteur Ru est également de type CSI-R2. On suppose également que le récepteur transmet un signal de référence SRS de manière périodique.
Les échanges entre l'émetteur 2 et le récepteur Ru sont similaires à ceux du cas apériodique représenté figure 9, à l'exception des étapes S31 et S32 qui sont remplacées par une étape S33 :
S33 (Ru vers E) émission d'un signal de référence SRS (servant à l'estimation de canal par l'émetteur), de manière périodique.
Dans les modes de réalisation illustrés en figures 12 et 13, l'émetteur E peut utiliser le signal de référence SRS le plus récent pour estimer le canal.
5.5 Dispositifs
On présente finalement, en relation avec la figure 14, la structure simplifiée d'un émetteur selon un mode de réalisation de l'invention.
Comme illustré en figure 14, un émetteur selon un mode de réalisation de l'invention comprend une mémoire 20, une unité de traitement 22, équipée par exemple d'une machine de calcul programmable ou d'une machine de calcul dédiée, par exemple un processeur P, et pilotée par le programme d'ordinateur 24, mettant en œuvre des étapes du procédé de communication selon au moins un mode de réalisation de l'invention. A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 24 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 22.
Le processeur de l'unité de traitement 22 met en oeuvre des étapes du procédé de communication décrit précédemment, selon les instructions du programme d'ordinateur 24, pour : recevoir, en provenance de chacun des récepteurs, au moins une information relative à une technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission, au moins un desdits récepteurs étant configuré pour remonter audit émetteur une information relative à une première technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission, et au moins un desdits récepteurs étant configuré pour remonter audit émetteur une information relative à une deuxième technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission, sélectionner, à partir desdites informations reçues des récepteurs, un sous-ensemble (K*) de récepteurs, inclus dans l'ensemble (Ω ) de récepteurs, vers lesquels l'émetteur est configuré pour émettre simultanément des données sur ladite au moins une ressource temps-fréquence.
5.6 Variantes
Il a été décrit une remontée de PMI, CQI et/ou RI pour un récepteur de type CSI-D, pour une sous- bande donnée. On peut cependant envisager une granularité sur la sous-bande (c'est-à-dire la remontée de plusieurs CQI pour une sous-bande donnée, par exemple).
Le CQI donne le rendement de codage r et la modulation portant q bits (ou le schéma de modulation et codage) et le RI donne le nombre de couches spatiales par sous-bande. Il vient que le débit estimé dans ce cas pour une sous bande de NRE éléments de ressources est du(t) = rqNRE. Si la remontée de CQI, PMI, RI se fait avec un granularité inférieure à la sous-bande, par exemple deux paires de PMI,
CQI par sous-bande (CQI1, PMk, RI) et (CQh, PMh, RI), alors il est nécessaire de décompresser CQk et
CQI2 chacun en un nombre RI de SINR (qui correspondent à une lecture de la table de qualité associée au MCS qui donne le SINR nécessaire pour atteindre un taux d'erreur paquet de 10%) puis d'appliquer l'abstraction de la couche physique comme décrite dans la partie 5.3.1 ci-avant, pour trouver après compression MIESM le (CQIres, PMIres, RI) adapté à la sous bande qui donne le débit du(t) comme précédemment.
Il a été décrit une métrique « proportional fair » pour déterminer le sous-ensemble de récepteurs K*.
Cependant, on peut en variante envisager des métriques différentes, par exemple de type max C/l, qui vise à maximiser le débit transmis sans prendre en compte des critères d'équité de la métrique PF.
Il a été décrit un émetteur et des récepteurs comprenant chacun plusieurs antennes. A titre d'exemple et d'ordre de grandeur, un récepteur dans la norme 5G comprend typiquement quatre antennes.
L'invention fonctionne également lorsque l'un au moins des récepteurs n'a qu'une seule antenne. Dans ce cas, plusieurs matrices utilisées dans l'invention sont des scalaires (par exemple la matrice de covariance de l'interférence et sa version compressée).
Il a été décrit une manière de sélectionner des récepteurs vers lesquels émettre sur au moins une ressource temps-fréquence, par exemple sur une sous-bande de fréquence et une sous-trame. Dans un mode de réalisation particulier, on peut mettre en oeuvre l'invention pour sélectionner des récepteurs afin d'émettre sur un intervalle de temps de transmission (TTI, pour « time transmission interval » en anglais) différent d'une sous-trame ou de plusieurs sous-trames (par exemple sur une demie sous-trame). On peut ainsi considérer un intervalle de temps de transmission comme un ensemble de symboles OFDM correspondant à la granularité temporelle d'allocation de ressource temps-fréquence pour un récepteur donné.
Par exemple, dans la norme TS36.211/T38.211, un intervalle de temps de transmission peut être un « slot » de 14 symboles OFDM dont la durée est de 1 ms pour un espacement entre porteuse de 15 kHz, ou de 0,5 ms pour un espacement entre porteuse de 30 kHz. Dans le cas d'une transmission vers plusieurs récepteurs, un intervalle de temps de transmission contient classiquement un canal de contrôle « unicast » à destination de chaque récepteur, ce canal de contrôle indiquant à chaque récepteur son allocation temps-fréquence, i.e. les symboles OFDM et les sous-porteuses (ou sous- bandes) de l'intervalle de temps de transmission qui lui sont alloués pour recevoir ses données. On peut ainsi considérer que, connaissant la réalisation des canaux de contrôles, l'allocation de ressource en temps est la même pour tous les récepteurs ordonnancés simultanément et pour tous les intervalles de temps de transmission. Dans d'autres modes de réalisation, on peut envisager d'autres définitions de l'intervalle de temps de transmission.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de communication mis en oeuvre dans un système de transmission (1) comprenant un émetteur (2) et un ensemble (Ω ) de récepteurs (3-1, 3-u, 3-U), caractérisé en ce que ledit procédé comprend, pour au moins une ressource temps-fréquence : une réception (RCP1), en provenance de chacun des récepteurs, d'au moins une information
(10) relative à une technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission, au moins une desdites informations en provenance d'un desdits récepteurs étant relative à une première technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission, et au moins une desdites informations en provenance d'un autre desdits récepteurs étant relative à une deuxième technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission, une sélection (SEL1), à partir desdites informations reçues des récepteurs, d'un sous-ensemble
(K-*) de récepteurs, inclus dans l'ensemble (Ω ) de récepteurs, vers lesquels l'émetteur est configuré pour émettre des données sur ladite au moins une ressource temps-fréquence, ladite sélection comprenant la détermination dudit sous-ensemble de récepteurs (K*) correspondant à un extremum d'une métrique de performance.
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite au moins une information (10) relative à une technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission est une information permettant à l'émetteur de déterminer une matrice de précodage tenant compte de la matrice de covariance de l'interférence en réception selon ladite technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission.
3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite au moins une information permettant à l'émetteur de déterminer une matrice de précodage tenant compte de la matrice de covariance de l'interférence en réception selon ladite technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission appartient au groupe comprenant : une version compressée d'une matrice de covariance de l'interférence (RI), représentative de la structure spatiale de l'interférence entre les antennes (6-1, 6-u, 6-U) du récepteur (3-1, 3-u, 3-U) ; au moins une information parmi un indicateur de qualité du canal (CQI), un nombre de couches spatiales à émettre (RI) et un indicateur de précodage (PMI).
4. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la détermination du sous-ensemble
(K*) correspondant à un extremum d'une métrique de performance comprend une construction
(SEL2, ADD) du sous-ensemble par itération sur un sous-ensemble courant (K) initialement vide, ladite construction comprenant au moins une itération des étapes suivantes : une sélection (SEL2), dans l'ensemble (Ω \ K) de récepteurs extérieurs au sous-ensemble courant (KJ d'un récepteur (u*) dont une incorporation au sous-ensemble courant (K) maximise la métrique de performance (RPF) et un ajout (ADD) du récepteur (u*) sélectionné au sous-ensemble courant (K) si la métrique de performance (RPF) déterminée pour l'union (K U {u*}) du sous-ensemble courant (K) et du récepteur sélectionné (u*) est supérieure à la métrique de performance déterminée pour le sous-ensemble courant (K)
5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'ajout dudit récepteur (u*) sélectionné audit sous-ensemble courant (K) comprend en outre : une détermination du nombre de couches spatiales (vu*) dudit récepteur sélectionné (u*), et l'obtention du nombre de couches spatiales (vK) des récepteurs du sous-ensemble courant
(K), un ajout (ADD) du récepteur (u*) sélectionné au sous-ensemble courant (K) étant réalisé si la somme du nombre de couches spatiales (vu*) dudit récepteur et du nombre de couches spatiales (vK) des récepteurs du sous-ensemble courant ne dépasse pas un seuil Lmax, une incrémentation du nombre de couches spatiales (vu*) dudit récepteur au nombre de couches spatiales (vK) des récepteurs du sous-ensemble courant (K) en cas d'ajout.
6. Procédé selon l'une des revendications 4 ou 5, comprenant l'interruption de la boucle d'itération en l'absence dudit ajout du récepteur (u*) sélectionné au sous-ensemble courant (K) au cours d'une itération.
7. Procédé selon l'une des revendications 4 à 6, caractérisé en ce que la sélection du récepteur
(u*) dont l'ajout au sous-ensemble courant (K) maximise la métrique de performance (RPF) comprend une obtention (OBT1) de la métrique de performance (R(K)) pour le sous-ensemble courant
(K), un calcul (CALC1), pour au moins un récepteur candidat (uc) extérieur au sous-ensemble courant (K) d'une métrique candidate (Rc(uc)) égale à la métrique de performance de l'union du sous-ensemble courant (K) et dudit récepteur candidat (uc), et une détermination (DET1), comme récepteur sélectionné (u*), du récepteur candidat (uc) présentant la métrique candidate (Rc(uc)) la plus grande.
8. Procédé selon la revendication 7 , caractérisé en ce que, ladite au moins une ressource temps- fréquence est associée à une sous-trame (t) et une sous-bande (/c), et en ce que le calcul (CALC1) de la métrique candidate (Rc(uc)) pour le récepteur candidat (uc) comprend le calcul (CALC2) d'une métrique partielle (ru(t)) pour chaque récepteur courant (u) appartenant à l'union du sous-ensemble courant (K) et du récepteur candidat (uc), la métrique candidate (Rc(uc)) étant égale à la somme des métriques partielles (ru(t)) calculées, ledit calcul de la métrique partielle (ru(t)) comprenant une estimation d'un débit du,k(t) pour le récepteur courant (u) pour ladite sous-trame t et ladite sous-bande k, une détermination de la moyenne des débits du,k'(t) des sous-bandes k' allouées au récepteur courant (u) et des sous-bandes non encore allouées, une obtention d'un débit moyen wu(t) pondéré par sous-trame jusqu'à la sous-trame précédente t — 1, et un calcul de la métrique partielle selon l'équation où β1 est un premier paramètre.
9. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce que le débit moyen wu(t) pondéré par sous-trame est déterminé récursivement pour chaque récepteur (u) de l'ensemble de récepteurs (11) par l'initialisation wu(0) = 0 et par la récursion suivante, où : ) si Ie récepteur (u) appartient au sous-ensemble sélectionné (TC) à la sous-trame (t — 1), où Du(t) est le débit pour la sous-trame t et pour toutes les sous-bandes allouées audit récepteur (u), Du(0) = 0, et où β2 est un deuxième paramètre, si le récepteur (u) n'appartient pas au sous-ensemble sélectionné (K*) à la sous-trame t — 1.
10. Procédé selon l'une des revendications 8 ou 9, dans lequel l'estimation du débit du,k(t) pour le récepteur courant (u) pour la sous-bande k à la sous-trame t comprend :
- une détermination (DET2) d'un SINR-MU pour la sous-bande k et pour au moins une couche spatiale l du récepteur courant (u), à partir de l'information en provenance du récepteur courant (u), une détermination (DET3), à partir des SINR-MU Y^ik^ précédemment déterminés pour la sous-bande k et pour ladite au moins une couche spatiale l du récepteur courant (u), d'un SINR-MU effectif pour le récepteur courant (u) et pour la sous-bande k, une détermination (DET4), pour le récepteur courant (u) et pour la sous-bande k, d'un schéma de modulation et codage (MCS) à partir du SINR-MU effectif et d'un taux d'erreur cible, une détermination (DET5) d'un débit du,k(t) pour le récepteur courant (u) pour la sous-bande k à partir du schéma de modulation et codage.
11. Procédé selon la revendication 10, caractérisé en ce que le calcul de la métrique de performance de l'union (K U {uc}) du sous-ensemble courant (K) et dudit récepteur candidat (uc) comprend une détermination (CNL, SVD, PJNV, BLD) des précodages W à appliquer aux récepteurs de ladite union (K U {uc}) à partir, pour chaque récepteur de ladite union, de l'information en provenance dudit récepteur ; et une détermination, à partir des précodages W à appliquer, d'une matrice d'allocation de puissance P diagonale, dont chacun des coefficients est une puissance Pu,k,l pour une couche spatiale l de l'un des récepteurs (u) de ladite union (K U {uc}) ; et en ce que la détermination (DET2) du SINR-MU pour la sous-bande k et pour une couche spatiale l du récepteur courant (u), à partir de l'information en provenance du récepteur courant
(u) comprend : si ladite information comprend une version compressée de la matrice de covariance du récepteur courant (u), une estimation d'une matrice de canal Hk,u du canal entre l'émetteur et le récepteur courant (u), une détermination d'une matrice de canal après blanchiment de l'interférence, notée
H0,u,k, satisfaisant l'équation H une détermination des valeurs singulières ( de la matrice de canal après blanchiment de l'interférence H0,u,k par décomposition en valeurs singulières, chaque valeur singulière étant associée à une couche spatiale l du récepteur courant (u), et
• une détermination du SINR-MU pour une couche spatiale l dudit récepteur (u) sur la sous-bande k, à partir de la valeur singulière de ladite couche spatiale l et de la puissance Pu,k,l précédemment déterminée pour ladite couche l ; si ladite information comprend un indicateur de qualité du canal CQI(u, k, l) pour la sous- bande k et pour la couche spatiale l du récepteur courant (u), une détermination d'un pour la couche spatiale l à partir dudit indicateur de qualité du canal CQI(u, k, Z), et
• une détermination dudit SINR-MU en renormalisant ledit SINR-SU γu,k,t par un rapport entre la puissance Pu,k,l précédemment déterminée pour ladite couche l et une puissance Po utilisée pour calculer ledit indicateur de qualité du canal
CQI(u, Zc, Z).
12. Procédé selon la revendication 11, dans lequel la détermination de la matrice d'allocation de puissance P diagonale à partir des précodages W à appliquer comprend la détermination du plus grand coefficient diagonal de la matrice et la détermination d'une puissance à allouer à chacune des couches sur la base du rapport entre une puissance maximale par antenne de l'émetteur Pmax et ledit plus grand coefficient diagonal.
13. Procédé selon la revendication 11 ou 12, dans lequel la détermination des précodages W à appliquer aux récepteurs de ladite union (K U {uc}) comprend la détermination (CNL) d'une matrice de canal après blanchiment de l'interférence (H0,u) Pour chacun des récepteurs u de ladite union à partir de l'information en provenance de chaque récepteur de ladite union, la décomposition (SVD) en valeurs singulières de chacune des matrices de canal après blanchiment de l'interférence (H0,u) ainsi déterminées en des matrices d'entrée Vu, la construction (PJNV, BLD) d'une matrice de précodage W par sélection de colonnes à partir des matrices d'entrée Vu.
14. Émetteur (2) d'un système de transmission (1) comprenant en outre un ensemble (11) de récepteurs (3-1, 3-u, 3-U), caractérisé en ce que ledit émetteur (2) comprend, pour au moins une ressource temps-fréquence : des moyens de réception d'au moins une information relative à une technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission, en provenance de chacun desdits récepteurs, au moins une desdites informations en provenance d'un desdits récepteurs étant relative à une première technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission, et au moins une desdites informations en provenance d'un autre desdits récepteurs étant relative à une deuxième technique d'acquisition de la connaissance du canal en émission, des moyens de sélection, à partir desdites informations reçues des récepteurs, d'un sous- ensemble (K*) de récepteurs, inclus dans l'ensemble (Ω) de récepteurs, vers lesquels l'émetteur est configuré pour émettre des données sur ladite au moins une ressource temps- fréquence lesdits moyens de sélection comprenant des moyens de détermination dudit sous-ensemble de récepteurs (K*) correspondant à un extremum d'une métrique de performance.
15. Programme d'ordinateur (Pg) comportant des instructions pour la mise en oeuvre d'un procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 13 lorsque ce programme est exécuté par un processeur
(P).
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