EP4348815A1 - Zustandsgrössenbestimmung von wechselrichterzwischenkreiskondensator mittels dc und ac strommessung mit überabtastung - Google Patents

Zustandsgrössenbestimmung von wechselrichterzwischenkreiskondensator mittels dc und ac strommessung mit überabtastung

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Publication number
EP4348815A1
EP4348815A1 EP22729140.8A EP22729140A EP4348815A1 EP 4348815 A1 EP4348815 A1 EP 4348815A1 EP 22729140 A EP22729140 A EP 22729140A EP 4348815 A1 EP4348815 A1 EP 4348815A1
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EP
European Patent Office
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inverter
intermediate circuit
determined
capacitor
detected
Prior art date
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Pending
Application number
EP22729140.8A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Bastian Weber
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Volkswagen AG
Original Assignee
Volkswagen AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Volkswagen AG filed Critical Volkswagen AG
Publication of EP4348815A1 publication Critical patent/EP4348815A1/de
Pending legal-status Critical Current

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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H—ELECTRICITY
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/327—Means for protecting converters other than automatic disconnection against abnormal temperatures

Definitions

  • the invention relates to a method and a device for determining at least one state variable of an intermediate circuit capacitor of an inverter. Furthermore, the invention relates to a method and a device for operating an inverter.
  • harmonics with regard to the current and voltage of the intermediate circuit capacitor depend on a switching frequency (which can also be referred to as clock frequency) of the pulse duration modulation.
  • the harmonics decrease in this case, approximately linearly, with an increasing switching frequency.
  • the intermediate circuit capacitor can be modeled by an effectively effective series resistance.
  • An intermediate circuit current has no mean value and is overlaid with harmonics.
  • a capacitor effective current value must be formed. Among other things, this provides for a squaring of the current curve over time, which makes it clear that large amplitudes of the harmonics produce significant losses.
  • the harmonic losses of the intermediate circuit capacitor and thus its heating decrease.
  • the power semiconductors can implement significantly faster switching processes (-100 kHz) and thus generate lower switching losses. A significantly higher switching frequency can thus be selected for the same average power loss.
  • the power semiconductors also withstand (compared to Si-MOSFETs or IGBTs ( ⁇ 175°C)) significantly higher internal junction temperatures ( ⁇ 300°C).
  • One Greater internal junction temperature enables a greater temperature gradient compared to the outside temperature/a cooling system, which simplifies and improves the dissipation of a greater power loss.
  • the SiC power semiconductors tolerate a higher junction temperature, there is the possibility of a greater overload/overload capacity of the pulse-controlled inverter.
  • the disadvantage here is that the intermediate circuit capacitor simultaneously heats up via the effective value of the capacitor current, but does not tolerate a significantly higher temperature compared to the SiC power semiconductors. In the case of SiC inverters, the intermediate circuit capacitor is therefore a weak point due to the lower temperature tolerance.
  • the invention is based on the object of creating a method and a device for determining at least one state variable of an intermediate circuit capacitor of an inverter.
  • a method for determining at least one state variable of an intermediate circuit capacitor of an inverter is provided, with an input current at an intermediate circuit being detected at high frequency, with output currents at outputs of half bridges of the inverter being detected at high frequency, with a capacitor current as a state variable of the intermediate circuit capacitor based on the detected Input current and the detected output currents is determined and made available.
  • a device for determining at least one state variable of an intermediate circuit capacitor of an inverter comprising a control device, wherein the control device is set up to send a high-frequency to receive an input current detected in an intermediate circuit, to receive high-frequency output currents detected at outputs of half-bridges of the inverter, and to determine and provide a capacitor current as a state variable of the intermediate circuit capacitor based on the detected input current and the detected output currents.
  • the method and the device make it possible to determine at least one state variable of the intermediate circuit capacitor. This is done by detecting an input current of an intermediate circuit at high frequency.
  • the input current is in particular a current that is supplied to the intermediate circuit from outside, in particular from an electrical energy source.
  • output currents from half-bridges are recorded at high frequency. In this case, the output currents serve in particular to feed an electrical machine.
  • the high-frequency detection of the currents means in particular that the currents are detected oversampled. In particular, this means that a sampling frequency is significantly greater than a modulation frequency of the inverter, in particular greater by a factor of 10, 100 or 1000.
  • the inverter is designed in particular as a pulse-controlled inverter.
  • the inverter can be a three-phase two-level inverter. In principle, however, other topologies are also possible.
  • the inverter is used in particular as a drive converter for feeding an electrical machine.
  • the currents are recorded and provided in particular by means of a sensor system suitable for this purpose, in particular by means of current sensors on the intermediate circuit or on the outputs or strands of the half-bridges.
  • the output currents recorded with high resolution can be used in particular to generate values of the output currents or phase currents that are equivalent to a center-synchronous sampling.
  • noise in the equivalent values in particular can be filtered out in an improved manner, so that in particular a signal-to-noise ratio can be improved.
  • the intermediate circuit comprises a plurality of intermediate circuit capacitors.
  • the respective explanations then apply analogously.
  • the control device can be designed individually or combined as a combination of hardware and software, for example as program code on a Microcontroller or microprocessor running. However, it can also be provided that parts are designed individually or combined as an application-specific integrated circuit (ASIC) or field-programmable gate array (FPGA).
  • the control device comprises at least one computing device and at least one memory.
  • the high-frequency detected, in particular oversampled, currents, and possibly also other variables are evaluated by means of a field-programmable gate array (FPGA).
  • FPGA field-programmable gate array
  • high-frequency should mean in particular that an associated frequency range is above a modulation frequency of a pulse duration modulation of the pulse-controlled inverter.
  • high-frequency denotes a frequency that is higher by a factor of 10, preferably by a factor of 100, particularly preferably by a factor of 1000, compared to the modulation frequency. If a modulation frequency is 20 kHz, for example, then a frequency of the signal detection and signal processing of the field-programmable gate array is 1 MHz, for example. Due to the parallel signal processing of a field-programmable gate array, this can advantageously process high-frequency (in particular ⁇ MHz) sampled variables. Due to the high-frequency sampling, sampling or aliasing effects can be reduced as disturbance variables in the signal.
  • any noise components of the sensors can be digitally filtered in the field-programmable gate array, so that a very high signal-to-noise ratio can be provided for further digital processing.
  • a microcontroller e.g. DSP
  • ADC analog-digital converter
  • the sensed values of the ADC are instead available to the logic units immediately, that is, in real time.
  • Inexpensive ADCs that can generate a high-frequency digital data stream (bit stream), e.g. delta-sigma converters, can also be evaluated with field-programmable gate arrays without further measures.
  • the field-programmable gate array is part of a system-on-chip (SoC).
  • the field-programmable gate array can in particular be a field-programmable gate array that can be partially (ie partially) reconfigured at runtime. As a result, the field-programmable gate array can be updated in particular.
  • the reconfiguration takes place in particular by way of partial reconfiguration, in which only a part of the gate array to Term is reconfigured or reprogrammed, but other parts of the gate array retain their respective configuration or programming.
  • the reconfiguration is carried out in particular by means of a configuration control which carries out and monitors the reconfiguration.
  • the configuration control can be provided by means of a DSP or the controller of the device.
  • Methods for automatic code generation can be used to reconfigure the at least one field-programmable gate field, such as the “Xilinx System Generator for DSP”, which can automatically carry out both source code modeling and a functional analysis.
  • the "System Generator for DSP” enables the modeling of FPGA functions in a Matlab Simulink environment so that the properties can be tested against other Simulink function blocks.
  • the automatic code generation ensures that the field-programmable gate array behaves identically to Simulink modeling.
  • a configuration of a field-programmable gate array includes, in particular, instructions with which the field-programmable gate array can be programmed in such a way that a specific functionality for data processing can be provided using the programmed (or configured or reconfigured) part of the field-programmable gate array. In the present case, such a functionality includes in particular the implementation of measures of the methods described in this disclosure.
  • dead time effects occurring in the inverter due to switching delay times are compensated for by means of dead time compensation.
  • This is done in particular by means of the control device, in particular by means of at least one field-programmable gate field of the control device.
  • Dead time compensation attempts to compensate for a dead time effect.
  • the dead time effect occurs because there is a mapping error between an estimated current voltage and a real voltage due to the switching times of power semiconductors in the pulse-controlled inverter.
  • switching edges of power semiconductors are adjusted, that is, shifted in terms of a switching time.
  • current output or phase voltages that are actually present can be precisely determined, in particular estimated, taking into account the high-frequency detected output or phase currents.
  • Dead-time compensation is performed, for example, using the method described in B. Weber, T. Brandt and A. Mertens, Compensation of switching dead-time effects in voltage-fed PWM inverters using FPGA-based current oversampling, 2016 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) , Long Beach, CA, USA, 2016, pp. 3172-3179, doi:
  • the capacitor current i ZK can be determined in particular as follows (cf. also FIG. 2 in this regard). In this case, the determination takes place, in particular, taking into account the current switching states of the inverter.
  • the capacitor current can therefore be determined as a state variable from the detected input current and the detected output currents at any point in time t.
  • an effective capacitor current value is determined and provided as a state variable.
  • the effective current value of the capacitor can be determined in relation to a modulation period of the inverter with the period duration T.
  • the capacitor effective current value i ZK,eff is then:
  • One specific embodiment provides for an intermediate circuit voltage to be detected at high frequency, with an effective series resistance of the intermediate circuit capacitor being determined and provided as a state variable based on the determined capacitor current and the detected intermediate circuit voltage. As a result, a measure of a power loss in the intermediate circuit capacitor can be determined or estimated.
  • the series resistance results with the detected intermediate circuit voltage u ZK and the determined capacitor current i ZK (for a point in time t) in particular:
  • the intermediate circuit voltage is recorded in particular by means of a voltage sensor system suitable for this purpose.
  • a power loss of the intermediate circuit capacitor is determined and provided as a state variable, based on the determined capacitor effective current value.
  • a power loss occurring at the intermediate circuit capacitor can be determined or estimated directly.
  • the power loss P verl is determined as follows, in particular taking into account the specific series resistance of the intermediate circuit capacitor:
  • the power loss P Verl (for a point in time t) can also be determined as follows:
  • a temperature of the intermediate circuit capacitor is used as a state variable determined and provided.
  • a temperature of the intermediate circuit capacitor can be determined and made available, so that it can be monitored, for example, whether the intermediate circuit capacitor is being operated below a temperature threshold value or not.
  • the temperature can be determined, for example, with the aid of an empirically determined and/or simulated characteristic curve, in which values for the series resistance of the intermediate circuit capacitor linked to temperature values are stored.
  • a method for operating an inverter is also provided, with a method being carried out according to one of the previously described embodiments, with an operating strategy of the inverter being selected and/or adapted taking into account the determined at least one state variable.
  • an operating mode of the inverter can be changed, in particular controlled or regulated, based on the at least one state variable of the intermediate circuit capacitor.
  • operation of the inverter can be improved, in particular with regard to efficiency and overload capacity.
  • a device for operating an inverter comprising a device according to one of the embodiments described above, the control device also being set up to select and/or adapt an operating strategy of the inverter taking into account the determined at least one state variable.
  • a switching frequency of the inverter is selected taking into account the determined power loss. If a power loss increases, then a switching frequency is increased in particular, as a result of which the power loss can be reduced.
  • a further development of the method for operating the inverter provides that the switching frequency of the inverter is selected such that a total power loss from a switching power loss of power semiconductors of the inverter and the determined power loss of the intermediate circuit capacitor is minimized is or will be minimized. Since the dependencies on the switching frequency for the power loss of the power semiconductors and the intermediate circuit capacitor are opposite, a total power loss is determined. A minimum of the total power loss can then be achieved by changing the switching frequency.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of an embodiment of the device for determining at least one state variable of an intermediate circuit capacitor of an inverter
  • FIG. 2 shows a schematic illustration to clarify the embodiment of the device from FIG. 1;
  • FIG. 3 shows a schematic representation to clarify an embodiment of a method and a device for operating the inverter
  • FIG. 4 shows a schematic flowchart to clarify embodiments of the methods described in this disclosure.
  • the device 1 shows a schematic representation of an embodiment of the device 1 for determining at least one state variable of an intermediate circuit capacitor of an inverter 10 .
  • the device 1 includes a control device 2.
  • the control device 2 includes a digital signal processor 3 and a field-programmable gate array 4.
  • the control device 2 can alternatively or additionally also include other types of computing devices, for example an ASIC.
  • the field-programmable gate field 4 allows high-frequency signal processing and signal evaluation.
  • the digital signal processor 3 and the field-programmable gate array 4 are designed in particular as a system-on-chip (SoC).
  • SoC system-on-chip
  • the device 1 executes the methods described in this disclosure, which are explained below with reference to the device 1 .
  • the field-programmable gate array 4 comprises a number of modules 4-x which perform different functions, as will be explained below. Also shown is an inverter 10, which is designed as a three-phase two-level inverter in the example, and a sensor system 12.
  • the sensor system 12 includes current sensors 12-1, 12-2, 12-3, 12-4 and an analog-to-digital converter 12- 5.
  • the sensor system 12 can also be part of the device 1 .
  • An electrical machine 20 is also shown, which is fed by the pulse-controlled inverter 10 via three strands 11-1, 11-2, 11-3.
  • the pulse-controlled inverter 10 For feeding, the pulse-controlled inverter 10 generates a rotary field in a manner known per se and is controlled for this purpose by the module 4-1.
  • the module 4-1 provides modulation control.
  • the input current i 0 and the output currents i a , ib , ic of half-bridges of the inverter 10 are detected at high frequency by the sensor system 12 , received by the control device 2 and processed by the module 4 - 2 .
  • the input current i 0 and the output currents i a , ib , ic are oversampled with a sampling frequency that is a factor of 10, 100 or even 1000 above a modulation frequency of the pulse-controlled inverter 10 .
  • FIG. 10 To illustrate the currents i 0 , i a , ib , ic , a schematic circuit diagram of the inverter 10 is shown in FIG.
  • Intermediate circuit capacitor 15 is integrated into the inverter 10 shown in FIG.
  • the intermediate circuit capacitor 15 is modeled in particular in the form of an intermediate circuit capacitance C ZK and a series resistance R s connected in series with it.
  • the input current i 0 is recorded at high frequency.
  • the inverter 10 includes three half-bridges A, B, C, whose output currents i a , i b , i c are also detected at high frequency.
  • the control device 2 determines a capacitor current i ZK as a state variable of the intermediate circuit capacitor 15 and makes it available.
  • the capacitor current i ZK can be determined, for example, by means of the module 4-2 (FIG. 1).
  • a capacitor effective current value i ZK,eff is determined and provided as a state variable. Provision can be made for an intermediate circuit voltage u ZK (Fig. 2) to be detected at high frequency, with an effective series resistance R s of the intermediate circuit capacitor 15 being determined and provided as a state variable based on the determined capacitor current i ZK and the detected intermediate circuit voltage u ZK .
  • the device 50 also shows an embodiment of the device 50 for operating an inverter 10 .
  • the device 50 comprises the device 1 for determining at least one state variable of an intermediate circuit capacitor 15 of an inverter 10.
  • the control device 2 is also set up to select and/or adapt an operating strategy of the inverter 10 taking into account the determined at least one state variable. This takes place, for example, in a module 4-3, in which an operating strategy is adapted based on the determined at least one state variable, so that a modulation control of the inverter 10 provided by the module 4-1 is adapted.
  • the switching frequency f (Fig. 3) of the inverter 10 is selected in such a way that a total power loss 32 from a switching power loss 30 of power semiconductors of the inverter 10 and the determined power loss P Verl of the intermediate circuit capacitor 15 is or is minimized.
  • FIG. 3 Simplified curves of a switching power loss 30 of the power semiconductors and a power loss P verl of the intermediate circuit capacitor are shown.
  • the losses of the intermediate circuit capacitor are, in particular, harmonic losses.
  • the total power loss 32 can be determined from these curves 30, 31, by means of which that switching frequency f can be determined at which the total power loss 32 is minimized.
  • This switching frequency f is identified, for example, by the module 4-3 (FIG. 1) and transferred to the module 4-1 for driving the inverter 10.
  • the module 4-1 then controls the power semiconductors of the inverter 10 with the changed switching frequency f.
  • FIG. 4 shows a schematic flowchart to illustrate specific embodiments of the method for determining at least one state variable of an intermediate circuit capacitor of an inverter.
  • an input current in an intermediate circuit is detected at high frequency.
  • a capacitor current is determined and made available as a state variable of the intermediate circuit capacitor based on the detected input current and the detected output currents.
  • a capacitor effective current value is determined and provided as a state variable.
  • a switching frequency of the inverter is selected for this, taking into account the determined power loss.
  • measure 106 can provide for the switching frequency of the inverter to be selected in such a way that a total power loss from a switching power loss of switching elements of the inverter and the determined power loss of the intermediate circuit capacitor is or is minimized.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Bestimmen mindestens einer Zustandsgröße eines Zwischenkreiskondensators (15) eines Wechselrichters (15), wobei ein Eingangsstrom (i 0) an einem Zwischenkreis hochfrequent erfasst wird, wobei Ausgangsströme (i a , i b , i c ) an Ausgängen von Halbbrücken (A, B, C) des Wechselrichters (10) hochfrequent erfasst werden, wobei ein Kondensatorstrom (i ZK) als Zustandsgröße des Zwischenkreiskondensators (15) ausgehend von dem erfassten Eingangsstrom (i 0) und den erfassten Ausgangsströmen (i a , i b , i c ) bestimmt und bereitgestellt wird. Ferner betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Betreiben eines Wechselrichters (10) sowie jeweils zugehörige Vorrichtungen (1, 50).

Description

Beschreibung
ZUSTANDSGRÖSSENBESTIMMUNG VON WECHSELRICHTERZWISCHENKREISKONDENSATOR MITTELS DC UND AC STROMMESSUNG MIT ÜBERABTASTUNG
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Bestimmen mindestens einer Zustandsgröße eines Zwischenkreiskondensators eines Wechselrichters. Ferner betrifft die Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Betreiben eines Wechselrichters.
Bei einem Pulswechselrichter, beispielsweise einem dreiphasigen Zweipunktwechselrichter, mit Gleichspannungszwischenkreis hängen Oberschwingungen bezüglich Strom und Spannung des Zwischenkreiskondensators von einer Schaltfrequenz (welche auch als Taktfrequenz bezeichnet werden kann) der Pulsdauer-Modulation ab. Die Oberschwingungen sinken hierbei, näherungsweise linear, mit einer zunehmenden Schaltfrequenz. Der Zwischenkreiskondensator lässt sich bezüglich seiner Verlustmechanismen durch einen effektiv wirksamen Serienwiderstand modellieren. Ein Zwischenkreisstrom ist mittelwertfrei und durch Oberschwingungen überlagert. Um die Verlustleistung in dem Zwischenkreiskondensator zu ermitteln, muss ein Kondensatoreffektivstromwert gebildet werden. Dieser sieht u.a. eine Quadrierung des zeitlichen Stromverlaufs vor, was verdeutlicht, dass große Amplituden der Oberschwingungen deutliche Verlustanteile erzeugen. Mit steigender Schaltfrequenz des Pulswechselrichters nehmen die Oberschwingungsverluste des Zwischenkreiskondensators und somit dessen Erwärmung ab.
Mit einer Zunahme der Schaltfrequenz erhöhen sich jedoch, näherungsweise linear, die Schaltverluste von getakteten Leistungshalbleitern des Pulswechselrichters. Seit kurzem sind Leistungshalbleiter in Silizium-Carbid-Technik (SiC) verfügbar, welche die folgenden vorteilhaften Eigenschaften aufweisen: Die Leistungshalbleiter können deutlich schnellere Schaltvorgänge (-100 kHz) umsetzen und generieren hierdurch geringere Schaltverluste. Somit kann bei einer gleichen mittleren Verlustleistung eine deutlich größere Schaltfrequenz gewählt werden. Die Leistungshalbleiter halten darüber hinaus (im Vergleich zu Si-MOSFETs oder IGBTs (~175°C)) deutlich größere interne Sperrschichttemperaturen aus (~300°C). Eine größere interne Sperrschichttemperatur ermöglicht gegenüber der Außentemperatur / einem Kühlsystem einen größeren Temperaturgradienten, wodurch das Abführen einer größeren Verlustleistung vereinfacht und verbessert ist.
Da die SiC-Leistungshalbleiter eine größere Sperrschichttemperatur tolerieren, ergibt sich die Möglichkeit einer stärkeren Überlastung/Überlastfähigkeit des Pulswechselrichters. Von Nachteil ist hier jedoch, dass sich der Zwischenkreiskondensator gleichzeitig über den Kondensatorstromeffektivwert erwärmt, aber im Vergleich zu den SiC-Leistungshalbleitern keine deutlich größere Temperatur toleriert. Bei SiC- Wechselrichtern ist somit der Zwischenkreiskondensator aufgrund der geringeren Temperaturtoleranz eine Schwachstelle.
Der Kondensatorstromeffektivwert lässt sich nicht unmittelbar messen, da das Einbringen einer induktiven Messeinrichtung in Reihe zu dem Zwischenkreiskondensator zu negativen Resonanzeigenschaften in dem Zwischenkreis führt.
Aus B. Weber, T. Brandt and A. Mertens, Compensation of switching dead-time effects in voltage-fed PWM inverters using FPGA-based current Oversampling, 2016 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Long Beach, CA, USA, 2016, S. 3172-3179, doi: 10.1109/APEC.2016.7468318, ist ein Verfahren zur Totzeitkompensation bekannt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Bestimmen mindestens einer Zustandsgröße eines Zwischenkreiskondensators eines Wechselrichters zu schaffen.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 und eine Vorrichtung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 9 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Insbesondere wird ein Verfahren zum Bestimmen mindestens einer Zustandsgröße eines Zwischenkreiskondensators eines Wechselrichters zur Verfügung gestellt, wobei ein Eingangsstrom an einem Zwischenkreis hochfrequent erfasst wird, wobei Ausgangsströme an Ausgängen von Halbbrücken des Wechselrichters hochfrequent erfasst werden, wobei ein Kondensatorstrom als Zustandsgröße des Zwischenkreiskondensators ausgehend von dem erfassten Eingangsstrom und den erfassten Ausgangsströmen bestimmt und bereitgestellt wird.
Ferner wird insbesondere eine Vorrichtung zum Bestimmen mindestens einer Zustandsgröße eines Zwischenkreiskondensators eines Wechselrichters geschaffen, umfassend eine Steuereinrichtung, wobei die Steuereinrichtung dazu eingerichtet ist, einen hochfrequent an einem Zwischenkreis erfassten Eingangsstrom zu empfangen, hochfrequent an Ausgängen von Halbbrücken des Wechselrichters erfasste Ausgangsströme zu empfangen, und einen Kondensatorstrom als Zustandsgröße des Zwischenkreiskondensators ausgehend von dem erfassten Eingangsstrom und den erfassten Ausgangsströmen zu bestimmen und bereitzustellen.
Das Verfahren und die Vorrichtung ermöglichen es, mindestens eine Zustandsgröße des Zwischenkreiskondensators zu bestimmen. Dies erfolgt, indem ein Eingangsstrom eines Zwischenkreises hochfrequent erfasst wird. Der Eingangsstrom ist insbesondere ein Strom, der dem Zwischenkreis von außen, insbesondere von einer elektrischen Energiequelle, zugeführt wird. Weiter werden Ausgangströme von Halbbrücken hochfrequent erfasst. Die Ausgangsströme dienen hierbei insbesondere zum Speisen einer elektrischen Maschine. Das hochfrequente Erfassen der Ströme bedeutet insbesondere, dass die Ströme überabgetastet erfasst werden. Insbesondere bedeutet dies, dass eine Frequenz der Abtastung deutlich größer ist als eine Modulationsfrequenz des Wechselrichters, insbesondere um einen Faktor 10, 100 oder 1000 größer.
Der Wechselrichter ist insbesondere als Pulswechselrichter ausgebildet. Beispielsweise kann der Wechselrichter ein dreiphasiger Zweipunktwechselrichter sein. Grundsätzlich sind jedoch auch andere Topologien möglich. Der Wechselrichter dient insbesondere als Antriebsumrichter zum Speisen einer elektrischen Maschine.
Die Ströme werden insbesondere mittels einer hierfür geeigneten Sensorik, insbesondere mittels Stromsensoren an dem Zwischenkreis bzw. an den Ausgängen bzw. Strängen der Halbbrücken, erfasst und bereitgestellt. Die hochaufgelöst erfassten Ausgangströme können insbesondere dazu verwendet werden, zu einer mittensynchronen Abtastung äquivalente Werte der Ausgangsströme bzw. Strangströme zu erzeugen. Durch das hochaufgelöste Erfassen kann insbesondere ein Rauschen in den äquivalenten Werten verbessert herausgefiltert werden, sodass insbesondere ein Signal-zu-Rauschverhältnis verbessert werden kann.
Es ist in dieser Offenbarung stets nur ein Zwischenkreiskondensator genannt. Es kann jedoch grundsätzlich auch vorgesehen sein, dass der Zwischenkreis mehrere Zwischenkreiskondensatoren umfasst. Die jeweiligen Ausführungen gelten dann analog.
Die Steuereinrichtung kann einzeln oder zusammengefasst als eine Kombination von Hardware und Software ausgebildet sein, beispielsweise als Programmcode, der auf einem Mikrocontroller oder Mikroprozessor ausgeführt wird. Es kann jedoch auch vorgesehen sein, dass Teile einzeln oder zusammengefasst als anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC) oder feldprogrammierbares Gatterfeld (FPGA) ausgebildet sind. Die Steuereinrichtung umfasst insbesondere mindestens eine Recheneinrichtung und mindestens einen Speicher.
Es ist insbesondere vorgesehen, dass die hochfrequent erfassten, insbesondere überabgetasteten, Ströme, und gegebenenfalls auch andere Größen, mittels eines feldprogrammierbaren Gatterfeldes (FPGA) ausgewertet werden. Ein feldprogrammierbares Gatterfeld ermöglicht eine hochfrequente Signalerfassung und Signalverarbeitung.
Hochfrequent soll hierbei insbesondere bedeuten, dass ein zugehöriger Frequenzbereich oberhalb einer Modulationsfrequenz einer Pulsdauermodulation des Pulswechselrichters liegt. Insbesondere bezeichnet hochfrequent eine um einen Faktor 10, bevorzugt um einen Faktor 100, besonders bevorzugt um einen Faktor 1000 größere Frequenz im Vergleich zu der Modulationsfrequenz. Ist eine Modulationsfrequenz beispielsweise 20 kHz, so ist eine Frequenz der Signalerfassung und Signalverarbeitung des feldprogrammierbaren Gatterfeldes beispielsweise 1 MHz. Durch die parallele Signalverarbeitung eines feldprogrammierbaren Gatterfeldes kann dieses mit Vorteil hochfrequent (insbesondere ~MHz) abgetastete Größen verarbeiten. Durch die hochfrequente Abtastung lassen sich Abtast- bzw. Aliasing-Effekte als Störgrößen im Signal reduzieren. Eventuelle Rauschanteile der Sensorik können im feldprogrammierbaren Gatterfeld digital gefiltert werden, sodass ein sehr großes Signal-zu- Rausch-Verhältnis für die digitale Weiterverarbeitung bereitgestellt werden kann. Im Vergleich dazu ist ein Mikrocontroller (z.B. DSP) deutlich weniger geeignet, um hochfrequente Signale zu verarbeiten, da die erfassten Werte des DSP jeweils vom erfassenden internen Analog-Digital- Wandler (ADC) zum Prozessorkern transportiert und verarbeitet werden müssen, was zu signallaufzeitbedingten und vorverarbeitungsbedingten Verzögerungen beim Auswerten führt. Bei einem feldprogrammierbaren Gatterfeld stehen die erfassten Werte des ADC den Logikeinheiten stattdessen unmittelbar, das heißt in Echtzeit, zur Verfügung. Auch können mit feldprogrammierbaren Gatterfeldern kostengünstige ADCs ohne weitere Maßnahmen ausgewertet werden, welche einen hochfrequenten digitalen Datenstrom (Bitstrom) erzeugen können, z.B. Delta-Sigma-Wandler. Das feldprogrammierbare Gatterfeld ist insbesondere Teil eines System-on-Chip (SoC).
Das feldprogrammierbare Gatterfeld kann insbesondere ein zur Laufzeit partiell (d.h. teilweise) umkonfigurierbares feldprogrammierbares Gatterfeld sein. Hierdurch ist das feldprogrammierbare Gatterfeld insbesondere updatefähig. Das Umkonfigurieren erfolgt insbesondere im Wege der partiellen Umkonfiguration, bei der nur ein Teil des Gatterfeldes zur Laufzeit umkonfiguriert bzw. umprogrammiert wird, andere Teile des Gatterfeldes jedoch ihre jeweilige Konfiguration bzw. Programmierung beibehalten. Das Umkonfigurieren wird insbesondere mittels einer Konfigurationssteuerung durchgeführt, welche das Umkonfigurieren durchführt und überwacht. Die Konfigurationssteuerung kann mittels eines DSPs oder der Steuereinrichtung der Vorrichtung bereitgestellt werden. Zum Umkonfigurieren des mindestens einen feldprogrammierbaren Gatterfelds können insbesondere Verfahren zur automatischen Codegenerierung eingesetzt werden, wie beispielsweise der „Xilinx System Generator for DSP“, welcher sowohl eine Quellcode-Modellierung als auch eine Funktionsanalyse automatisiert durchführen kann. Der „System Generator for DSP“ ermöglicht beispielsweise die Modellierung von FPGA-Funktionen in einer Matlab Simulink-Umgebung, sodass die Eigenschaften gegenüber weiteren Simulink-Funktionsblöcken getestet werden können. Durch die automatische Codegenerierung kann sichergestellt werden, dass sich das feldprogrammierbare Gatterfeld identisch zur Simulink-Modellierung verhält. Eine Konfiguration eines feldprogrammierbaren Gatterfeldes umfasst insbesondere Anweisungen, mit denen das feldprogrammierbare Gatterfeld derart programmiert werden kann, dass mittels des programmierten (bzw. konfigurierten oder umkonfigurierten) Teils des feldprogrammierbaren Gatterfeldes eine bestimmte Funktionalität zur Datenverarbeitung bereitgestellt werden kann. Vorliegend umfasst eine solche Funktionalität insbesondere das Durchführen von Maßnahmen der in dieser Offenbarung beschriebenen Verfahren.
Es ist insbesondere vorgesehen, dass in dem Wechselrichter aufgrund von Schaltverzugszeiten auftretende Totzeiteffekte mittels einer Totzeitkompensation kompensiert werden. Dies erfolgt insbesondere mittels der Steuereinrichtung, insbesondere mittels mindestens eines feldprogrammierbaren Gatterfeldes der Steuereinrichtung. Die Totzeitkompensation versucht, einen Totzeiteffekt zu kompensieren. Der Totzeiteffekt tritt auf, weil es aufgrund von Schaltzeiten von Leistungshalbleitern des Pulswechselrichters zu einem Abbildungsfehler zwischen einer geschätzten aktuellen Spannung und einer realen Spannung kommt. Zum Kompensieren des Totzeiteffekts werden Schaltflanken von Leistungshalbleitern angepasst, das heißt, hinsichtlich eines Schaltzeitpunkts verschoben. Hierdurch können tatsächlich vorliegende aktuelle Ausgangs- bzw. Strangspannungen unter Berücksichtigung von den hochfrequent erfassten Ausgangs- bzw. Strangströmen präzise bestimmt, insbesondere geschätzt werden. Die Totzeitkompensation wird beispielsweise mittels des in B. Weber, T. Brandt and A. Mertens, Compensation of switching dead-time effects in voltage-fed PWM inverters using FPGA-based current Oversampling, 2016 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Long Beach, CA, USA, 2016, S. 3172-3179, doi:
10.1109/APEC.2016.7468318, beschriebenen Verfahrens durchgeführt. Im Rahmen des Verfahrens kann der Kondensatorstrom iZK insbesondere wie folgt bestimmt werden (vgl. hierzu auch Fig. 2). Das Bestimmen erfolgt hierbei insbesondere unter Berücksichtigung von aktuellen Schaltzuständen des Wechselrichters. Mit den Schaltzuständen des Wechselrichters: sa -> [-1,1] Schaltzustand der Halbbrücke A, sb -> [-1,1] Schaltzustand der Halbbrücke B, sc -> [-1,1] Schaltzustand der Halbbrücke C, und den hochfrequent, insbesondere überabgetastet, erfassten Ausgangsströmen ia, ib, ic (Strangströme) der Halbbrücken ergibt sich für einen Strom i1 vom Zwischenkreis zu den Halbbrücken: i1=saia + sbib + scic
Mit dem hochfrequent erfassten Eingangsstrom i0 ergibt sich dann aufgrund der Knotenpunktregel: i1 = i0 + ikz woraus sich der gesuchte Kondensatorstrom iZK ergibt: izk = i1 - i0
Mit Hilfe der bekannten Schaltzustände der Halbbrücken kann daher zu jedem Zeitpunkt t der Kondensatorstrom als Zustandsgröße aus dem erfassten Eingangsstrom und den erfassten Ausgangsströmen bestimmt werden.
In einer Ausführungsform ist vorgesehen, dass ausgehend von dem bestimmten Kondensatorstrom des Zwischenkreiskondensators ein Kondensatoreffektivstromwert als Zustandsgröße bestimmt und bereitgestellt wird. Insbesondere kann der Kondensatoreffektivstromwert auf eine Modulationsperiode des Wechselrichters mit der Periodendauer T bezogen bestimmt werden. Der Kondensatoreffektivstromwert iZK,eff ist dann:
Grundsätzlich kann hierbei auch über mehrere Modulationsperioden gemittelt werden.
In einer Ausführungsform ist vorgesehen, dass eine Zwischenkreisspannung hochfrequent erfasst wird, wobei ausgehend von dem bestimmten Kondensatorstrom und der erfassten Zwischenkreisspannung ein effektiver Serienwiderstand des Zwischenkreiskondensators als Zustandsgröße bestimmt und bereitgestellt wird. Hierdurch kann ein Maß für eine Verlustleistung in dem Zwischenkreiskondensator bestimmt bzw. geschätzt werden. Der Serienwiderstand ergibt sich mit der erfassten Zwischenkreisspannung uZK und dem bestimmten Kondensatorstrom iZK (für einen Zeitpunkt t) insbesondere zu:
Die Zwischenkreisspannung wird insbesondere mittels einer hierfür geeigneten Spannungssensorik erfasst.
In einer Ausführungsform ist vorgesehen, dass ausgehend von dem bestimmten Kondensatoreffektivstromwert eine Verlustleistung des Zwischenkreiskondensators als Zustandsgröße bestimmt und bereitgestellt wird. Hierdurch kann eine am Zwischenkreiskondensator auftretende Verlustleistung direkt bestimmt bzw. abgeschätzt werden. Die Verlustleistung Pverl wird insbesondere unter Berücksichtigung des bestimmten Serienwiderstandes des Zwischenkreiskondensators wie folgt bestimmt:
Alternativ hierzu kann die Verlustleistung PVerl (für einen Zeitpunkt t) auch wie folgt bestimmt werden:
In einer Ausführungsform ist vorgesehen, dass ausgehend von dem bestimmten effektiven Serienwiderstand eine Temperatur des Zwischenkreiskondensators als Zustandsgröße bestimmt und bereitgestellt wird. Hierdurch kann eine Temperatur des Zwischenkreiskondensators bestimmt und bereitgestellt werden, sodass beispielsweise überwacht werden kann, ob der Zwischenkreiskondensator unterhalb eines Temperaturschwellenwertes betrieben wird oder nicht. Das Bestimmen der Temperatur kann beispielsweise mit Hilfe einer empirisch bestimmten und/oder simulierten Kennlinie erfolgen, in der Werte für den Serienwiderstand des Zwischenkreiskondensators verknüpft mit Temperaturwerten hinterlegt sind.
Weitere Merkmale zur Ausgestaltung der Vorrichtung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausgestaltungen des Verfahrens. Die Vorteile der Vorrichtung sind hierbei jeweils die gleichen wie bei den Ausgestaltungen des Verfahrens.
Ferner wird insbesondere auch ein Verfahren zum Betreiben eines Wechselrichters zur Verfügung gestellt, wobei ein Verfahren nach einer der vorangegangen beschriebenen Ausführungsformen ausgeführt wird, wobei eine Betriebsstrategie des Wechselrichters unter Berücksichtigung der bestimmten mindestens einen Zustandsgröße gewählt und/oder angepasst wird. Hierdurch kann eine Betriebsweise des Wechselrichters ausgehend von der mindestens einen Zustandsgröße des Zwischenkreiskondensators verändert, insbesondere gesteuert oder geregelt, werden. Hierdurch kann ein Betrieb des Wechselrichters insbesondere im Hinblick auf eine Effizienz und eine Überlastfähigkeit verbessert werden.
Es wird ferner insbesondere auch eine Vorrichtung zum Betreiben eines Wechselrichters geschaffen, umfassend eine Vorrichtung nach einer der voranstehend beschriebenen Ausführungsformen, wobei die Steuereinrichtung ferner dazu eingerichtet ist, eine Betriebsstrategie des Wechselrichters unter Berücksichtigung der bestimmten mindestens einen Zustandsgröße zu wählen und/oder anzupassen.
In einer weiterbildenden Ausführungsform des Verfahrens zum Betreiben des Wechselrichters ist vorgesehen, dass hierzu eine Schaltfrequenz des Wechselrichters unter Berücksichtigung der bestimmten Verlustleistung gewählt wird. Steigt eine Verlustleistung an, so wird eine Schaltfrequenz insbesondere erhöht, wodurch die Verlustleistung verringert werden kann.
In einer weiterbildenden Ausführungsform des Verfahrens zum Betreiben des Wechselrichters ist vorgesehen, dass die Schaltfrequenz des Wechselrichters derart gewählt wird, dass eine Gesamtverlustleistung aus einer Schaltverlustleistung von Leistungshalbleitern des Wechselrichters und der bestimmten Verlustleistung des Zwischenkreiskondensators minimiert ist oder minimiert wird. Da die Abhängigkeiten von der Schaltfrequenz für die Verlustleistung der Leistungshalbleiter und des Zwischenkreiskondensators entgegengesetzt sind, wird eine Gesamtverlustleistung bestimmt. Durch Verändern der Schaltfrequenz kann dann ein Minimum der Gesamtverlustleistung erreicht werden.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die Figuren näher erläutert. Hierbei zeigen:
Fig. 1 eine schematische Darstellung einer Ausführungsform der Vorrichtung zum Bestimmen mindestens einer Zustandsgröße eines Zwischenkreiskondensators eines Wechselrichters;
Fig. 2 eine schematische Darstellung zur Verdeutlichung der Ausführungsform der Vorrichtung aus Fig. 1;
Fig. 3 eine schematische Darstellung zur Verdeutlichung einer Ausführungsform eines Verfahrens und einer Vorrichtung zum Betreiben des Wechselrichters;
Fig. 4 ein schematisches Ablaufdiagramm zur Verdeutlichung von Ausführungsformen der in dieser Offenbarung beschriebenen Verfahren.
In Fig. 1 ist eine schematische Darstellung einer Ausführungsform der Vorrichtung 1 zum Bestimmen mindestens einer Zustandsgröße eines Zwischenkreiskondensators eines Wechselrichters 10 gezeigt. Die Vorrichtung 1 umfasst eine Steuereinrichtung 2. Die Steuereinrichtung 2 umfasst in der gezeigten Ausführungsform einen Digitalen Signalprozessor 3 und ein feldprogrammierbares Gatterfeld 4. Grundsätzlich kann die Steuereinrichtung 2 alternativ oder zusätzlich aber auch andere Arten von Recheneinrichtungen umfassen, beispielsweise ein ASIC. Das feldprogrammierbare Gatterfeld 4 erlaubt eine hochfrequente Signalverarbeitung und Signalauswertung. Der Digitale Signalprozessor 3 und das feldprogrammierbare Gatterfeld 4 sind insbesondere als System-on-Chip-(SoC) ausgebildet. Die Vorrichtung 1 führt die in dieser Offenbarung beschriebenen Verfahren aus, welche nachfolgend anhand der Vorrichtung 1 erläutert werden.
Das feldprogrammierbare Gatterfeld 4 umfasst mehrere Module 4-x, die unterschiedliche Funktionen ausführen, wie nachfolgend erläutert wird. Gezeigt ist ferner ein Wechselrichter 10, der im Beispiel als dreiphasiger Zweipunktwechselrichter ausgebildet ist, sowie eine Sensorik 12. Die Sensorik 12 umfasst Stromsensoren 12-1, 12-2, 12-3, 12-4 und einen Analog-Digital-Wandler 12-5. Die Sensorik 12 kann auch Teil der Vorrichtung 1 sein.
Weiter ist eine elektrische Maschine 20 gezeigt, die von dem Pulswechselrichter 10 über drei Stränge 11-1, 11-2, 11-3 gespeist wird. Zum Speisen erzeugt der Pulswechselrichter 10 in an sich bekannter Weise ein Drehfeld und wird hierzu von dem Modul 4-1 angesteuert. Insbesondere stellt das Modul 4-1 eine Modulationssteuerung bereit.
Mittels der Sensorik 12 werden der Eingangsstrom i0 und die Ausgangsströme ia, ib, ic von Halbbrücken des Wechselrichters 10 hochfrequent erfasst, von der Steuereinrichtung 2 empfangen und von dem Modul 4-2 verarbeitet. Insbesondere werden der Eingangsstrom i0 und die Ausgangsströme ia, ib, ic überabgetastet mit einer Abtastfrequenz erfasst, die um einen Faktor 10, 100 oder sogar 1000 über einer Modulationsfrequenz des Pulswechselrichters 10 liegt.
Zur Verdeutlichung der Ströme i0, ia, ib, ic ist in der Fig. 2 ein schematisches Schaltbild des Wechselrichters 10 gezeigt, wobei davon ausgegangen wird, dass der
Zwischenkreiskondensator 15 in den in der Fig. 1 gezeigten Wechselrichter 10 integriert ist. Der Zwischenkreiskondensator 15 wird hierbei insbesondere in Form einer Zwischenkreiskapazität CZK und eines hiermit in Reihe geschalteten Serienwiderstands Rs modelliert. Der Eingangsstrom i0 wird hochfrequent erfasst. Der Wechselrichter 10 umfasst drei Halbbrücken A, B, C, deren Ausgangsströme ia, ib, ic ebenfalls hochfrequent erfasst werden.
Ausgehend von dem hochfrequent erfassten Eingangsstrom i0 und den hochfrequent erfassten Ausgangsströmen ia, ib, ic bestimmt die Steuereinrichtung 2 einen Kondensatorstrom iZK als Zustandsgröße des Zwischenkreiskondensators 15 und stellt diesen bereit. Das Bestimmen des Kondensatorstroms iZK kann beispielsweise mittels des Moduls 4-2 (Fig. 1) durchgeführt werden.
Es kann vorgesehen sein, dass ausgehend von dem bestimmten Kondensatorstrom iZK des Zwischenkreiskondensators 15 ein Kondensatoreffektivstromwert iZK,eff als Zustandsgröße bestimmt und bereitgestellt wird. Es kann vorgesehen sein, dass eine Zwischenkreisspannung uZK (Fig. 2) hochfrequent erfasst wird, wobei ausgehend von dem bestimmten Kondensatorstrom iZK und der erfassten Zwischenkreisspannung uZK ein effektiver Serienwiderstand Rs des Zwischenkreiskondensators 15 als Zustandsgröße bestimmt und bereitgestellt wird.
Es kann vorgesehen sein, dass ausgehend von dem bestimmten Kondensatoreffektivstromwert iZ K,eff eine Verlustleistung PVerl des Zwischenkreiskondensators 15 als Zustandsgröße bestimmt und bereitgestellt wird.
Es kann vorgesehen sein, dass ausgehend von dem bestimmten effektiven Serienwiderstand Rs eine Temperatur TZK des Zwischenkreiskondensators 15 als Zustandsgröße bestimmt und bereitgestellt wird. Dies kann beispielsweise in einem Modul 3-1 des Digitalen Signalprozessors 3 erfolgen, wobei hierzu eine empirisch und/oder durch Simulation erzeugte Kennlinie 25 verwendet wird, in der Werte des effektiven Serienwiderstands Rs verknüpft mit Werten der Temperatur TZK des Zwischenkreiskondensators 15 hinterlegt sind. Die Werte werden dann nach Bedarf aus der Kennlinie 25 abgerufen.
In der Fig. 1 ist ferner eine Ausführungsform der Vorrichtung 50 zum Betreiben eines Wechselrichters 10 gezeigt. Die Vorrichtung 50 umfasst die Vorrichtung 1 zum Bestimmen mindestens einer Zustandsgröße eines Zwischenkreiskondensators 15 eines Wechselrichters 10. Die Steuereinrichtung 2 ist ferner dazu eingerichtet, eine Betriebsstrategie des Wechselrichters 10 unter Berücksichtigung der bestimmten mindestens einen Zustandsgröße zu wählen und/oder anzupassen. Dies erfolgt beispielsweise in einem Modul 4- 3, in dem ausgehend von der bestimmten mindestens einen Zustandsgröße eine Betriebsstrategie angepasst wird, sodass eine mittels des Moduls 4-1 bereitgestellte Modulationssteuerung des Wechselrichters 10 angepasst wird.
Es kann vorgesehen sein, dass hierzu eine Schaltfrequenz f (Fig. 3) des Wechselrichters 10 unter Berücksichtigung der bestimmten Verlustleistung Pverl gewählt wird.
Insbesondere kann vorgesehen sein, dass die Schaltfrequenz f (Fig. 3) des Wechselrichters 10 derart gewählt wird, dass eine Gesamtverlustleistung 32 aus einer Schaltverlustleistung 30 von Leistungshalbleitern des Wechselrichters 10 und der bestimmten Verlustleistung PVerl des Zwischenkreiskondensators 15 minimiert ist oder minimiert wird. Dies ist schematisch in der Fig. 3 verdeutlicht. Gezeigt sind vereinfachte Kurven einer Schaltverlustleistung 30 der Leistungshalbleiter und einer Verlustleistung Pverl des Zwischenkreiskondensators. Die Verluste des Zwischenkreiskondensators sind insbesondere Oberschwingungsverluste. Aus diesen Kurven 30, 31 kann die Gesamtverlustleistung 32 bestimmt werden, mittels derer diejenige Schaltfrequenz f bestimmt werden kann, bei der die Gesamtverlustleistung 32 minimiert ist. Diese Schaltfrequenz f wird beispielsweise von dem Modul 4-3 (Fig. 1) identifiziert und zum Ansteuern des Wechselrichters 10 an das Modul 4-1 übergeben. Das Modul 4-1 steuert die Leistungshalbleiter des Wechselrichters 10 dann mit der geänderten Schaltfrequenz f an.
In der Fig. 4 ist ein schematisches Ablaufdiagramm zur Verdeutlichung von Ausführungsformen des Verfahrens zum Bestimmen mindestens einer Zustandsgröße eines Zwischenkreiskondensators eines Wechselrichters gezeigt.
In einer Maßnahme 100a wird ein Eingangsstrom an einem Zwischenkreis hochfrequent erfasst.
In einer Maßnahme 100b werden Ausgangsströme an Ausgängen von Halbbrücken des Wechselrichters hochfrequent erfasst.
In einer Maßnahme 101 wird ein Kondensatorstrom als Zustandsgröße des Zwischenkreiskondensators ausgehend von dem erfassten Eingangsstrom und den erfassten Ausgangsströmen bestimmt und bereitgestellt.
Es kann vorgesehen sein, dass in einer Maßnahme 102 ausgehend von dem bestimmten Kondensatorstrom des Zwischenkreiskondensators ein Kondensatoreffektivstromwert als Zustandsgröße bestimmt und bereitgestellt wird.
Es kann ferner vorgesehen sein, dass in einer Maßnahme 100c eine Zwischenkreisspannung hochfrequent erfasst wird, wobei ausgehend von dem bestimmten Kondensatorstrom und der erfassten Zwischenkreisspannung in einer Maßnahme 103 ein effektiver Serienwiderstand des Zwischenkreiskondensators als Zustandsgröße bestimmt und bereitgestellt wird.
Weiterbildend kann vorgesehen sein, dass in einer Maßnahme 104 ausgehend von dem bestimmten Kondensatoreffektivstromwert eine Verlustleistung des Zwischenkreiskondensators als Zustandsgröße bestimmt und bereitgestellt wird. Ebenfalls weiterbildend kann vorgesehen sein, dass in einer Maßnahme 105 ausgehend von dem bestimmten effektiven Serienwiderstand eine Temperatur des Zwischenkreiskondensators als Zustandsgröße bestimmt und bereitgestellt wird.
Es kann vorgesehen sein, dass in einer Maßnahme 106 eine Betriebsstrategie des Wechselrichters unter Berücksichtigung der bestimmten mindestens einen Zustandsgröße gewählt und/oder angepasst wird. Hierdurch wird ein Verfahren zum Betreiben eines Wechselrichters bereitgestellt.
Es kann in Maßnahme 106 vorgesehen sein, dass hierzu eine Schaltfrequenz des Wechselrichters unter Berücksichtigung der bestimmten Verlustleistung gewählt wird.
Weiterbildend kann in Maßnahme 106 vorgesehen sein, dass die Schaltfrequenz des Wechselrichters derart gewählt wird, dass eine Gesamtverlustleistung aus einer Schaltverlustleistung von Schaltelementen des Wechselrichters und der bestimmten Verlustleistung des Zwischenkreiskondensators minimiert ist oder minimiert wird.
Es kann insbesondere vorgesehen sein, dass das Verfahren bzw. die Verfahren wiederholt ausgeführt werden, sodass die mindestens eine Zustandsgröße fortlaufend bestimmt wird und/oder die Betriebsstrategie des Wechselrichters unter Berücksichtigung der bestimmten mindestens einen Zustandsgröße fortlaufend gewählt und/oder angepasst wird.
Bezugszeichenliste
1 Vorrichtung
2 Steuereinrichtung
3 Digitaler Signalprozessor
3-1 Modul
4 feldprogrammierbares Gatterfeld
4-x Modul
10 Wechselrichter
11-x Strang
12 Sensorik
12-x Stromsensor
12-5 Änalog-Digital-Wandler
15 Zwischenkreiskondensator
20 elektrische Maschine
25 Kennlinie
30 Schaltverlustleistung der Leistungshalbleiter
32 Gesamtverlustleistung
50 Vorrichtung (zum Betreiben des Wechselrichters)
100-106 Maßnahmen der Verfahren
A, B, C Halbbrücke
CZK Zwischenkreiskapazität f Schaltfrequenz i0 Eingangsstrom ia, ib, ic Ausgangstrom iZK Kondensatorstrom lZK,eff Kondensatoreffektivstromwert
P Leistung
Pverl Verlustleistung des Zwischenkreiskondensators
Rs Serienwiderstand
TZK Temperatur (Zwischenkreiskondensator)
UZK Zwischenkreisspannung

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Bestimmen mindestens einer Zustandsgröße eines Zwischenkreiskondensators (15) eines Wechselrichters (15), wobei ein Eingangsstrom ( i0 ) an einem Zwischenkreis hochfrequent erfasst wird, wobei Ausgangsströme ( ia , ib, ic) an Ausgängen von Halbbrücken (A,B,C) des Wechselrichters (10) hochfrequent erfasst werden, wobei ein Kondensatorstrom ( iZK ) als Zustandsgröße des
Zwischenkreiskondensators (15) ausgehend von dem erfassten Eingangsstrom ( i0 ) und den erfassten Ausgangsströmen (ia, ib, ic) bestimmt und bereitgestellt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ausgehend von dem bestimmten Kondensatorstrom ( iZK ) des Zwischenkreiskondensators (15) ein Kondensatoreffektivstromwert (iZK,eff) als Zustandsgröße bestimmt und bereitgestellt wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass eine Zwischenkreisspannung ( uZK ) hochfrequent erfasst wird, wobei ausgehend von dem bestimmten Kondensatorstrom ( iZK ) und der erfassten Zwischenkreisspannung ( uZK ) ein effektiver Serienwiderstand ( Rs ) des Zwischenkreiskondensators (15) als Zustandsgröße bestimmt und bereitgestellt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass ausgehend von dem bestimmten Kondensatoreffektivstromwert (iZK,eff) eine Verlustleistung (PVerl) des Zwischenkreiskondensators (15) als Zustandsgröße bestimmt und bereitgestellt wird.
5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass ausgehend von dem bestimmten effektiven Serienwiderstand ( Rs ) eine Temperatur ( TZK ) des Zwischenkreiskondensators (15) als Zustandsgröße bestimmt und bereitgestellt wird.
6. Verfahren zum Betreiben eines Wechselrichters (10), wobei ein Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5 ausgeführt wird, wobei eine Betriebsstrategie des Wechselrichters (10) unter Berücksichtigung der bestimmten mindestens einen Zustandsgröße gewählt und/oder angepasst wird.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass hierzu eine Schaltfrequenz (f) des Wechselrichters (10) unter Berücksichtigung der bestimmten Verlustleistung (PVerl) gewählt wird.
8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltfrequenz (f) des Wechselrichters (10) derart gewählt wird, dass eine Gesamtverlustleistung (32) aus einer Schaltverlustleistung (30) von Leistungshalbleitern des Wechselrichters (10) und der bestimmten Verlustleistung (PVerl) des Zwischenkreiskondensators (15) minimiert ist oder minimiert wird.
9. Vorrichtung (1) zum Bestimmen mindestens einer Zustandsgröße eines Zwischenkreiskondensators (15) eines Wechselrichters (10), umfassend eine Steuereinrichtung (2), wobei die Steuereinrichtung (2) dazu eingerichtet ist, einen hochfrequent an einem Zwischenkreis erfassten Eingangsstrom ( i0 ) zu empfangen, hochfrequent an Ausgängen von Halbbrücken (A,B,C) des Wechselrichters (10) erfasste Ausgangsströme (ia, ib, ic) zu empfangen, und einen Kondensatorstrom (iZK) als Zustandsgröße des Zwischenkreiskondensators (15) ausgehend von dem erfassten Eingangsstrom ( i0 ) und den erfassten Ausgangsströmen (ia,ib, ic) zu bestimmen und bereitzustellen.
10. Vorrichtung (50) zum Betreiben eines Wechselrichters (10), umfassend eine Vorrichtung (1) nach Anspruch 9, wobei die Steuereinrichtung (2) ferner dazu eingerichtet ist, eine Betriebsstrategie des Wechselrichters (10) unter Berücksichtigung der bestimmten mindestens einen Zustandsgröße zu wählen und/oder anzupassen.
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