EP4115511A1 - Converter assembly - Google Patents

Converter assembly

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EP4115511A1
EP4115511A1 EP21712402.3A EP21712402A EP4115511A1 EP 4115511 A1 EP4115511 A1 EP 4115511A1 EP 21712402 A EP21712402 A EP 21712402A EP 4115511 A1 EP4115511 A1 EP 4115511A1
Authority
EP
European Patent Office
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arrangement according
converter arrangement
filter stage
chokes
phase
Prior art date
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Pending
Application number
EP21712402.3A
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German (de)
French (fr)
Inventor
Erwin Reisinger
Martin Schmidt
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AVL List GmbH
Original Assignee
AVL List GmbH
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Filing date
Publication date
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Pending legal-status Critical Current

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    • H02M1/0043—Converters switched with a phase shift, i.e. interleaved

Definitions

  • the invention relates to a converter arrangement for converting a direct voltage from a direct voltage source, for example a battery, a fuel cell or a direct voltage intermediate circuit, into an N-phase alternating voltage or vice versa.
  • a direct voltage source for example a battery, a fuel cell or a direct voltage intermediate circuit
  • Converter arrangements are known in principle from the prior art. These usually use switched inverters with semiconductor bridge circuits that use a modulation method, for example pulse width modulation (PWM), to simulate a sinusoidal alternating voltage from short high-frequency pulses (a few kHz to over 20 kHz). Such inverters are also referred to as sine wave inverters.
  • PWM pulse width modulation
  • the semiconductor switches switch the DC voltage on and off at a high frequency; the mean value of the high-frequency, pulse-width-modulated switching frequency is the output alternating voltage.
  • the output alternating voltage is thus composed of small pulses of different widths and thus approximates a normal network sinusoidal voltage curve.
  • an island network with polyphase alternating voltage can be made available from a direct voltage source, usually a battery, for example in the form of an uninterruptible power supply (UPS).
  • UPS uninterruptible power supply
  • the converter arrangements are usually too large to be arranged, for example, directly on an electrical load machine to be driven on the test stand (e.g. a dynamometer). As a result, longer electrical leads are required.
  • the high-frequency switching processes of the pulse width modulation can cause high-frequency interference in a DC voltage intermediate circuit of the test stand, and possibly also ripple currents in a power line or a connected electrical machine.
  • EMC line filters are known to avoid this high-frequency interference. In the prior art, these are arranged in the phases of the AC voltage network. Such line filters are, however, due to the LC used Components are relatively large and thus make a compact design of the converter arrangement more difficult.
  • the generation of high-frequency interference should be avoided or reduced to a minimum.
  • a converter arrangement according to the invention is designed to convert a direct voltage into an N-phase alternating voltage or vice versa.
  • the DC voltage can be provided by a DC voltage source, for example a battery, a fuel cell or a DC voltage intermediate circuit, and the AC voltage can be designed to supply an N-phase electrical machine.
  • a DC voltage source for example a battery, a fuel cell or a DC voltage intermediate circuit
  • the AC voltage can be designed to supply an N-phase electrical machine.
  • the converter arrangement comprises a switched inverter unit which has a number M electronically controllable ground bridges for at least one, but preferably each of the N phases, M being greater than one.
  • a control unit that controls the flagstones is designed to activate the half-bridges in a phase-shifted or time-shifted manner with an essentially identical switching frequency fr.
  • the phases are each connected to a winding of a common-mode choke with a common magnetic core.
  • the outputs of the half bridges which supply the same phase, are connected together via interleaving chokes.
  • those M half bridges that are provided for supplying one of the N phases are interconnected on a common iron core via M interleaving chokes.
  • the interleaving chokes are preferably current-compensated chokes, that is, the windings are arranged in opposite directions on a common core.
  • a first LC filter stage and a second LC filter stage are provided to divert high-frequency interference.
  • the first LC filter stage is formed by the interleaving chokes and a resistor-damped capacitor circuit.
  • the second LC filter stage is formed by the common mode choke and a resistor-damped capacitor circuit.
  • the first LC filter stage by the interleaving chokes and a first resistance-damped capacitor circuit is formed, and the second LC filter stage is formed by the common mode choke and a separate second resistor-damped capacitor circuit.
  • the first capacitor circuit is arranged at the output of the interleaving chokes, that is to say between the interleaving chokes and the common-mode choke, and the second capacitor circuit is arranged at the output of the common-mode choke.
  • the first LC filter stage is formed by the interleaving chokes and a combined resistor-damped capacitor circuit
  • the second LC filter stage is formed by the common-mode choke and this combined resistor-damped capacitor circuit.
  • only one resistor-damped capacitor circuit is provided for both LC filter stages; the combined capacitor circuit is arranged in this case between the interleaving chokes and the common mode choke.
  • the interleaving chokes and common-mode chokes are dimensioned according to the invention in such a way that they divert interference that occurs due to the switched inverter.
  • the inductances not required per se in the longitudinal direction that is to say the longitudinal reactance of the interleaving chokes or the leakage reactance of the common-mode chokes, are dimensioned in such a way that the desired filter effect is obtained.
  • EMC filters such as DIN EN 55011 and DIN EN 61000.
  • the first LC filter stage and the second LC filter stage are dimensioned in such a way that a total harmonic content (distortion factor) of 3% is not exceeded in each phase.
  • the cutoff frequency of the first LC filter stage differs from the cutoff frequency of the second LC filter stage.
  • the cutoff frequency of the first LC filter stage can be smaller than the cutoff frequency of the second LC filter stage.
  • the cutoff frequency of one, preferably the first, LC filter stage is in the range of the M times the switching frequency fr, preferably in the range from about 0.8 x M x fT to 1.2 x M x fT.
  • the cutoff frequency of one, preferably the second, LC filter stage is in the range of a multiple of the M-fold switching frequency fr, approximately in the range of 1 x M x ⁇ t, preferably 4 x M x fr to 10 x M x fr or above.
  • this filter stage ensures the efficient derivation of harmonics of the switching frequency.
  • the number of ground bridges per phase M can be two, three, four or even higher.
  • the capacitor circuits used for the filter stages can be formed in the form of a star connection of at least N capacitors between the N phases. This means that a capacitor and a resistor connected in parallel are provided for each of the N phases and are arranged in a star connection with one another.
  • the first capacitor circuit can have a capacitance of approximately 30 pF per phase.
  • the second capacitor circuit can have a capacitance of approximately 11 pF per phase. However, these values depend on the desired area of application.
  • the direct voltage is approximately 850 V and the inverter unit is designed to generate a 3-phase mains voltage with an amplitude of 400 V and a phase current of 630 A at a frequency of 50 Hz, or with an amplitude of 480 V and a phase current of 525 A at a frequency of 60 Hz.
  • the windings of the common mode chokes can each have about 4 turns.
  • the ratio of the inductance (longitudinal inductance) of the common-mode chokes to their leakage inductance can be around 200 or more.
  • the windings of the common mode chokes can each have an inductance of about 1.8 mH and a leakage inductance of about 3.5 pH at a frequency of about 48 kHz.
  • other values are also provided according to the invention.
  • the interleaving chokes can be designed as current-compensated chokes, that is, their windings run in opposite directions on a common core.
  • the interleaving chokes can in particular be designed in such a way that they do not have a bifilar winding, so that the longitudinal and transversal reactance can be set separately from one another.
  • the ratio of the longitudinal inductance to the transverse inductance of the interleaving chokes can be in a range from approximately 100 to approximately 10,000.
  • the interleaving chokes can in particular have a longitudinal inductance of approximately 7.5 pH and a transverse inductance of approximately 1.94 mH.
  • the invention also extends to an active network converter, comprising a converter arrangement according to the invention with an AC side (network side) and a DC side (direct voltage side).
  • the network converter can in particular be designed to be bidirectional, that is to say allow power flow in both directions.
  • the invention also extends to an industrial application, for example a test stand, an island network or a production line, with such an active network converter, which is designed in particular for bidirectional operation for providing and receiving electrical power.
  • FIG. 1a-1c show exemplary embodiments of converter arrangements according to the invention.
  • a direct voltage source for example a battery, a fuel cell or a direct voltage intermediate circuit
  • a switched inverter unit 1 is provided for this purpose.
  • the ground bridges each comprise two electronically switchable ground conductor switches which are connected to an electronic control unit 3.
  • the semiconductor switches are designed as SiC switches and have a high dielectric strength.
  • the control unit 3 switches the semiconductor switches in a pulse width modulation method with a frequency of about 33 kFIz in order to be able to form the most ideal sinusoidal shape for each of the phases.
  • the control unit 3 is designed to activate those half-bridge pairs which supply the same phase with a phase shift in such a way that the current of this phase is divided essentially equally between the two half-bridges.
  • the control unit 3 first activates the first half bridge 2 for a certain period ton and then the half bridge 2 'for an identical period ton. This halves the power transmitted per half bridge and doubles the frequency of the PWM process per phase. As a result, the ripple in the output current decreases and disruptive repercussions in the DC voltage intermediate circuit are also reduced.
  • the outputs of two half bridges each, which supply the same phase are interconnected via interleaving chokes 4, 4 ', 4a, 4a', 4b, 4b '.
  • the interleaving chokes are current-compensated and wound on a common iron core for each phase. This enables particularly ripple-free operation of the converter arrangement.
  • the phases L1, L2, L3 are each connected to a winding 5, 5 ‘, 5 ′′ of a common mode choke 10 with a common magnetic core in order to dampen electrical common-mode interference. This compensates for common-mode interference in the phases.
  • a first resistance-damped capacitor circuit 6 is provided, which forms a first LC filter stage 8 in cooperation with the leakage reactance (transversal reactance) of the interleaving chokes.
  • a second resistor-damped capacitor circuit 7 is provided which, in cooperation with the leakage reactance (transverse reactance) of the windings 5, 5', 5" of the common-mode choke 10, creates a second LC filter stage 9 forms.
  • the first and the second capacitor circuit each comprise capacitors arranged in a star connection and provided with parallel resistors; the star point of the second capacitor circuit 7 can be grounded via a PEN or PE connection.
  • a damping resistor is arranged between the center point of the DC voltage intermediate circuit and the star point of the second capacitor circuit 7.
  • the intermediate circuit is thus stabilized with regard to common-mode interference (capacitively linked to PEN), and the common-mode interference then only develops in the form of an alternating signal at the star point of the first capacitor circuit
  • the converter arrangement is designed for a direct voltage of approximately 850 V
  • the inverter unit 1 is designed to generate a 3-phase line voltage with an amplitude of 400 V and a phase current of 630 A at a frequency of 50 Hz.
  • the DC voltage Vdc in the DC voltage intermediate circuit is stabilized symmetrically with respect to the ground potential (not shown), for example +420 V / -420 V. This reduces ground currents and insulation stresses in downstream units.
  • the inductance of each individual winding is about 500 pH, the coupling factor 0.97, the longitudinal inductance about 7.5 pH and the transverse inductance about 1.94 mH.
  • the assigned first capacitor circuit 6 has a capacitance of approximately 30 pF per phase, so that the cutoff frequency of the low-pass filter formed by the first filter arrangement 8 assumes a value of approximately 67 kHz: 66.67 kHz
  • the common-mode chokes 5, 5 ′, 5 ′′ each comprise approximately 4 turns on a nanocrystalline cut ribbon core with high relative magnetic permeability (pr of approximately 40,000) and a core cross-section of approximately 14 cm 2 .
  • the inductance of each individual winding is about 1.8 mH; the leakage reactance is about 3.5 pH at a frequency of about 48 kHz.
  • the assigned second capacitor circuit 7 has a capacitance of approximately 11 pF per phase, so that the Cutoff frequency of the low-pass filter formed by the second filter arrangement 9 assumes a value of approximately 161 kHz: 161.16 kHz
  • this exemplary embodiment corresponds to the exemplary embodiment according to FIG. 1a.

Abstract

The invention relates to a converter assembly for converting a DC voltage from a DC voltage source, e.g. a battery, a fuel cell or a DC voltage intermediate circuit, into an N-phase AC voltage, e.g. for supplying an N-phase electric machine, comprising a connected inverter unit (1) having a number M of electronically controllable half bridges (2, 2', 2a, 2a', 2b, 2b') for each of the N phases, wherein M is greater than one, a control unit (3) controlling the half bridges (2, 2', 2a, 2a', 2b, 2b'), which is designed to activate the half bridges (2, 2', 2a, 2a', 2b, 2b') in a phase-offset manner with a switching frequency fT, wherein the phases are connected to a respective winding (5, 5', 5") of a common-mode choke (10) by a common magnetic core for damping electrical common-mode interference, and wherein the outputs of the half bridges (2, 2', 2a, 2a', 2b, 2b'), supplying said phases, are interconnected via interleaving chokes (4, 4', 4a, 4a', 4b, 4b'), wherein a first resistance-damped capacitor circuit (6) is provided at the output of the interleaving chokes (4, 4', 4a, 4a', 4b, 4b') forming a first LC filter stage (8), and a second resistance-damped capacitor circuit (7) is provided at the output of the common-mode choke (5, 5', 5") forming a second LC filter stage (9).

Description

Umrichteranordnung Converter arrangement
Die Erfindung betrifft eine Umrichteranordnung zur Umwandlung einer Gleichspannung aus einer Gleichspannungsquelle, beispielsweise einer Batterie, einer Brennstoffzelle oder einem Gleichspannungszwischenkreis, in eine N-phasige Wechselspannung oder umgekehrt. The invention relates to a converter arrangement for converting a direct voltage from a direct voltage source, for example a battery, a fuel cell or a direct voltage intermediate circuit, into an N-phase alternating voltage or vice versa.
Umrichteranordnungen sind aus dem Stand der Technik grundsätzlich bekannt. Diese verwenden in der Regel geschaltete Wechselrichter mit Halbleiter-Brückenschaltungen, die durch ein Modulationsverfahren, beispielsweise eine Pulsweitenmodulation (PWM), eine Sinus-Wechselspannung aus kurzen Pulsen hoher Frequenz (einige kHz bis über 20 kHz) nachbilden. Derartige Wechselrichter werden auch als Sinus-Wechselrichter bezeichnet. Die Halbleiterschalter schalten die Gleichspannung mit hoher Frequenz ein und aus; der Mittelwert der hochfrequenten, pulsweitenmodulierten Schaltfrequenz ist die Ausgangs-Wechselspannung. Die Ausgangs-Wechselspannung setzt sich somit aus kleinen, unterschiedlich breiten Impulsen zusammen und nähert so einen netzüblichen sinusförmigen Spannungsverlauf an. Converter arrangements are known in principle from the prior art. These usually use switched inverters with semiconductor bridge circuits that use a modulation method, for example pulse width modulation (PWM), to simulate a sinusoidal alternating voltage from short high-frequency pulses (a few kHz to over 20 kHz). Such inverters are also referred to as sine wave inverters. The semiconductor switches switch the DC voltage on and off at a high frequency; the mean value of the high-frequency, pulse-width-modulated switching frequency is the output alternating voltage. The output alternating voltage is thus composed of small pulses of different widths and thus approximates a normal network sinusoidal voltage curve.
Derartige Umrichteranordnungen eigenen sich für vielfältige industrielle Anwendungen. Beispielsweise kann aus einem Gleichspannungsquelle, üblicherweise einer Batterie, ein Inselnetz mit mehrphasiger Wechselspannung zur Verfügung gestellt werden, etwa in Form einer unterbrechungsfreien Stromversorgung (USV). Such converter arrangements are suitable for a wide variety of industrial applications. For example, an island network with polyphase alternating voltage can be made available from a direct voltage source, usually a battery, for example in the form of an uninterruptible power supply (UPS).
Auch industrielle Anwendungen sind denkbar, beispielsweise zum unabhängigen Betrieb einer Fertigungsstraße. Ferner finden derartige Umrichteranordnungen auch Anwendung bei Prüfständen für elektrisch und/oder konventionell angetriebene Fahrzeuge. Industrial applications are also conceivable, for example for the independent operation of a production line. Such converter arrangements can also be found Use in test stands for electrically and / or conventionally powered vehicles.
In derartigen Prüfständen wird elektrische Leistung über einen Gleichspannungs- Zwischenkreis zur Verfügung gestellt, und Maschinenumrichter wandeln die Gleichspannung in die für die jeweilige elektrische Maschine, beispielsweise einen Elektromotor, benötigte Wechselspannung um. In such test stands, electrical power is made available via a DC voltage intermediate circuit, and machine converters convert the DC voltage into the AC voltage required for the respective electrical machine, for example an electric motor.
Insbesondere bei Prüfständen, aber auch bei anderen, insbesondere industriellen Anwendungen, sind diese Umrichteranordnungen meist auch für einen bidirektionalen Betrieb ausgelegt, das heißt sie ermöglichen sowohl einen elektrischen Leistungsfluss von der Gleichspannungsseite in die Wechselspannungsseite, als auch umgekehrt. Dies wird unter anderem durch die Verwendung bidirektionaler geschalteter Wechselrichter, sogenannter Active-Front-End-Umrichter, ermöglicht. In test stands in particular, but also in other, in particular industrial, applications, these converter arrangements are usually also designed for bidirectional operation, i.e. they enable electrical power to flow from the DC voltage side to the AC voltage side as well as vice versa. This is made possible, among other things, by the use of bidirectional switched inverters, so-called active front-end converters.
Aufgrund der bei Prüfständen hohen erforderlichen Leistung von meist über 100 kW und der hohen Gleichspannung von meist über 500 V sind die Umrichteranordnungen jedoch in der Regel zu groß, um sie beispielsweise direkt an einer anzutreibenden elektrischen Belastungsmaschine des Prüfstands (zB einem Dynamometer) anzuordnen. Folglich sind längere elektrische Zuleitungen erforderlich. Außerdem können durch die hochfrequenten Schaltvorgänge der Pulsweitenmodulation hochfrequente Störungen in einem Gleichspannungs-Zwischenkreis des Prüfstands entstehen, und gegebenenfalls auch Rippelströme in einer Netzleitung oder einer angeschlossenen elektrischen Maschine. However, due to the high power required for test stands, usually over 100 kW, and the high DC voltage, usually over 500 V, the converter arrangements are usually too large to be arranged, for example, directly on an electrical load machine to be driven on the test stand (e.g. a dynamometer). As a result, longer electrical leads are required. In addition, the high-frequency switching processes of the pulse width modulation can cause high-frequency interference in a DC voltage intermediate circuit of the test stand, and possibly also ripple currents in a power line or a connected electrical machine.
Diese Störungen führen zu einem Verstoß gegen Vorschriften betreffend EMV (elektromagnetische Verträglichkeit) und können auch Rippelmomente in einer angetriebenen elektrischen Maschine bewirken, was verhindert werden soll. These disturbances lead to a violation of regulations relating to EMC (electromagnetic compatibility) and can also cause ripple torques in a driven electrical machine, which is to be prevented.
Zur Vermeidung dieser hochfrequenten Störungen sind EMV-Netzfilter bekannt. Diese werden im Stand der Technik in den Phasen des Wechselspannungsnetzes angeordnet. Derartige Netzfilter sind jedoch aufgrund der verwendeten LC- Komponenten verhältnismäßig groß und erschweren somit wiederum eine kompakte Bauweise der Umrichteranordnung. EMC line filters are known to avoid this high-frequency interference. In the prior art, these are arranged in the phases of the AC voltage network. Such line filters are, however, due to the LC used Components are relatively large and thus make a compact design of the converter arrangement more difficult.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, mindestens eines dieser Probleme zu lösen und eine kompakte Umrichteranordnung zur Verfügung zu stellen, die beispielsweise als lokaler Netzumrichter in einem Prüfstand für Fahrzeuge oder in anderen Anwendungen, beispielsweise einem lokalen Inselnetz oder einer USV, eingesetzt werden kann. Dabei soll die Erzeugung hochfrequenter Störungen vermieden oder auf ein Minimum reduziert werden. It is an object of the invention to solve at least one of these problems and to provide a compact converter arrangement that can be used, for example, as a local network converter in a test bench for vehicles or in other applications, for example a local island network or a UPS. The generation of high-frequency interference should be avoided or reduced to a minimum.
Diese und andere Aufgaben werden durch eine Umrichteranordnung nach Anspruch 1 gelöst. These and other objects are achieved by a converter arrangement according to claim 1.
Eine erfindungsgemäße Umrichteranordnung ist zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine N-phasige Wechselspannung oder umgekehrt ausgeführt.A converter arrangement according to the invention is designed to convert a direct voltage into an N-phase alternating voltage or vice versa.
Diese kann insbesondere aktiv geschaltete Gleich- oder Wechselrichter umfassen (sog. Active-Front-End-Umrichter), die zur Energierückspeisung, also zu einem bidirektionalen Betrieb, geeignet sind. Es ist zu beachten, dass die Flussrichtung der zwischen Gleich- und Wechselspannungsseite übertragenen elektrischen Leistung für die vorliegende Erfindung nicht von Relevanz ist. This can in particular include actively switched rectifiers or inverters (so-called active front-end converters), which are suitable for energy recovery, that is to say for bidirectional operation. It should be noted that the flow direction of the electrical power transmitted between the DC and AC voltage sides is not relevant to the present invention.
Bei der Verwendung als Wechselrichter kann die Gleichspannung von einer Gleichspannungsquelle bereitgestellt werden, beispielsweise einer Batterie, einer Brennstoffzelle oder einem Gleichspannungszwischenkreis, und die Wechselspannung kann zur Versorgung einer N-phasigen elektrischen Maschine ausgeführt sein. When used as an inverter, the DC voltage can be provided by a DC voltage source, for example a battery, a fuel cell or a DC voltage intermediate circuit, and the AC voltage can be designed to supply an N-phase electrical machine.
Es sind aber auch andere Anwendungsfälle geschalteter Umrichter erfindungsgemäß vorgesehen. However, other applications of switched converters are also provided according to the invention.
Erfindungsgemäß umfasst die Umrichteranordnung eine geschaltete Wechselrichtereinheit, die für zumindest eine, vorzugsweise aber jede der N Phasen eine Zahl M elektronisch steuerbarer Flalbbrücken aufweist, wobei M größer eins ist. Es ist ferner eine die Flalbbrücken ansteuernde Steuerungseinheit vorgesehen, die dazu ausgeführt ist, die Halbbrücken phasen- bzw. zeitversetzt mit einer im Wesentlichen gleichen Schaltfrequenz fr zu aktivieren. According to the invention, the converter arrangement comprises a switched inverter unit which has a number M electronically controllable ground bridges for at least one, but preferably each of the N phases, M being greater than one. There is also a control unit that controls the flagstones is designed to activate the half-bridges in a phase-shifted or time-shifted manner with an essentially identical switching frequency fr.
Dadurch ergibt sich eine Erhöhung der Schaltfrequenz des PWM-Verfahrens um den Faktor M und es kann eine glattere und störungsfreiere Nachbildung eines Sinussignals auch bei hohen Spannungen und hohen Frequenzen erreicht werden. This results in an increase in the switching frequency of the PWM method by a factor of M and a smoother and more interference-free simulation of a sinusoidal signal can be achieved even at high voltages and high frequencies.
Die Phasen sind zur Dämpfung von elektrischen Gleichtaktstörungen an jeweils eine Wicklung einer Gleichtaktdrossel mit einem gemeinsamen magnetischen Kern angeschlossen. Um Störungen zu reduzieren, sind die Ausgänge der Halbbrücken, welche dieselbe Phase versorgen, jeweils über Interleaving-Drosseln zusammengeschaltet. Mit anderen Worten, jene M Halbbrücken, die zur Versorgung einer der N Phasen vorgesehen sind, sind über M Interleaving-Drosseln auf einem gemeinsamen Eisenkern zusammengeschaltet. Dies hat den Vorteil, dass ein glatter Übergang zwischen den geschalteten Halbbrücken möglich ist und Störungen reduziert werden. Bei den Interleaving-Drosseln handelt es sich vorzugsweise um stromkompensierte Drosseln, das heißt, die Wicklungen sind gegensinnig auf einem gemeinsamen Kern angeordnet. To dampen electrical common-mode interference, the phases are each connected to a winding of a common-mode choke with a common magnetic core. In order to reduce interference, the outputs of the half bridges, which supply the same phase, are connected together via interleaving chokes. In other words, those M half bridges that are provided for supplying one of the N phases are interconnected on a common iron core via M interleaving chokes. This has the advantage that a smooth transition between the switched half bridges is possible and interference is reduced. The interleaving chokes are preferably current-compensated chokes, that is, the windings are arranged in opposite directions on a common core.
Die Steuerungseinheit kann dazu ausgeführt sein, die Halbbrücken einer Phase jeweils für eine identische Einschaltdauer T zu aktivieren und die einer Phase zugeordneten M Halbbrücken jeweils um eine Zeitverzögerung von T/M verzögert zu aktivieren. Beispielsweise werden beim M=2 die beiden einer Phase zugeordneten Halbbrücken in diesen Ausführungsbeispielen um T/2 verzögert aktiviert. The control unit can be designed to activate the half bridges of a phase in each case for an identical switch-on duration T and to activate the M half bridges assigned to a phase, each delayed by a time delay of T / M. For example, when M = 2, the two half bridges assigned to a phase are activated with a delay of T / 2 in these exemplary embodiments.
Erfindungsgemäß sind zur Ableitung hochfrequenter Störungen eine erste LC-Filterstufe und eine zweite LC-Filterstufe vorgesehen. Die erste LC-Filterstufe ist durch die Interleaving-Drosseln und eine widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung gebildet. Die zweite LC-Filterstufe ist durch die Gleichtaktdrossel und eine widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung gebildet. According to the invention, a first LC filter stage and a second LC filter stage are provided to divert high-frequency interference. The first LC filter stage is formed by the interleaving chokes and a resistor-damped capacitor circuit. The second LC filter stage is formed by the common mode choke and a resistor-damped capacitor circuit.
Erfindungsgemäß kann vorgesehen sein, dass die erste LC-Filterstufe durch die Interleaving-Drosseln und eine erste widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung gebildet ist, und die zweite LC-Filterstufe durch die Gleichtaktdrossel und eine separate zweite widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung gebildet ist. Dabei ist die erste Kondensatorschaltung am Ausgang der Interleaving-Drosseln, also zwischen den Interleaving-Drosseln und der Gleichtaktdrossel, angeordnet, und die zweite Kondensatorschaltung am Ausgang der Gleichtaktdrossel. According to the invention it can be provided that the first LC filter stage by the interleaving chokes and a first resistance-damped capacitor circuit is formed, and the second LC filter stage is formed by the common mode choke and a separate second resistor-damped capacitor circuit. The first capacitor circuit is arranged at the output of the interleaving chokes, that is to say between the interleaving chokes and the common-mode choke, and the second capacitor circuit is arranged at the output of the common-mode choke.
Erfindungsgemäß kann aber auch vorgesehen sein, dass die erste LC-Filterstufe durch die Interleaving-Drosseln und eine kombinierte widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung gebildet ist, und die zweite LC-Filterstufe durch die Gleichtaktdrossel und diese kombinierte widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung gebildet ist. In diesem Fall ist nur eine widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung für beide LC-Filterstufen vorgesehen; die kombinierte Kondensatorschaltung ist in diesem Fall zwischen den Interleaving-Drosseln und der Gleichtaktdrossel angeordnet. According to the invention, however, it can also be provided that the first LC filter stage is formed by the interleaving chokes and a combined resistor-damped capacitor circuit, and the second LC filter stage is formed by the common-mode choke and this combined resistor-damped capacitor circuit. In this case, only one resistor-damped capacitor circuit is provided for both LC filter stages; the combined capacitor circuit is arranged in this case between the interleaving chokes and the common mode choke.
Durch die Bildung zweier LC-Filterstufen ist es nicht erforderlich, ein separates Netzfilter vorzusehen; die ohnehin erforderlichen Interleaving-Drosseln und Gleichtakt-Drosseln sind erfindungsgemäß derart dimensioniert, dass Sie Störungen ableiten, die aufgrund des geschalteten Wechselrichters entstehen. By forming two LC filter stages, it is not necessary to provide a separate line filter; the interleaving chokes and common-mode chokes, which are required anyway, are dimensioned according to the invention in such a way that they divert interference that occurs due to the switched inverter.
Erfindungsgemäß sind insbesondere die an sich nicht benötigten Induktivitäten in Longitudinalrichtung, also die Longitudinalreaktanz der Interleaving-Drosseln bzw. die Streureaktanz der Gleichtakt-Drosseln derart dimensioniert, dass sich die gewünschte Filterwirkung ergibt. Es kann dadurch ermöglicht werden, dass keine weiteren EMV- Filter erforderlich sind, um EMV-Normen wie DIN EN 55011 und DIN EN 61000 einzuhalten. Insbesondere kann vorgesehen sein, dass die erste LC-Filterstufe und die zweite LC-Filterstufe derart dimensioniert sind, dass ein Gesamtoberschwingungsgehalt (Klirrfaktor) in jeder Phase von 3% nicht überschritten wird. According to the invention, in particular the inductances not required per se in the longitudinal direction, that is to say the longitudinal reactance of the interleaving chokes or the leakage reactance of the common-mode chokes, are dimensioned in such a way that the desired filter effect is obtained. This makes it possible that no further EMC filters are required in order to comply with EMC standards such as DIN EN 55011 and DIN EN 61000. In particular, it can be provided that the first LC filter stage and the second LC filter stage are dimensioned in such a way that a total harmonic content (distortion factor) of 3% is not exceeded in each phase.
Erfindungsgemäß kann vorgesehen sein, dass sich die Grenzfrequenz der ersten LC- Filterstufe von der Grenzfrequenz der zweiten LC-Filterstufe unterscheidet. According to the invention it can be provided that the cutoff frequency of the first LC filter stage differs from the cutoff frequency of the second LC filter stage.
Insbesondere kann die Grenzfrequenz der ersten LC-Filterstufe kleiner sein als die Grenzfrequenz der zweiten LC-Filterstufe. Insbesondere kann vorgesehen sein, dass die Grenzfrequenz einer, vorzugsweise der ersten LC-Filterstufe im Bereich der M- fachen Schaltfrequenz fr liegt, vorzugsweise im Bereich von etwa 0,8 x M x fT bis 1 ,2 x M x fT. Dadurch sorgt diese Filterstufe zur effizienten Ableitung von Störungen, die mit der M-fachen Schaltfrequenz auftreten. In particular, the cutoff frequency of the first LC filter stage can be smaller than the cutoff frequency of the second LC filter stage. In particular, it can be provided that the cutoff frequency of one, preferably the first, LC filter stage is in the range of the M times the switching frequency fr, preferably in the range from about 0.8 x M x fT to 1.2 x M x fT. As a result, this filter stage ensures efficient dissipation of interference that occurs with M times the switching frequency.
Erfindungsgemäß kann vorgesehen sein, dass die Grenzfrequenz einer, vorzugsweise der zweiten LC-Filterstufe im Bereich eines Vielfachen der M-fachen Schaltfrequenz fr liegt, etwa im Bereich von 1 x M x ίt, vorzugsweise 4 x M x fr bis 10 x M x fr oder darüber. Dadurch sorgt diese Filterstufe zur effizienten Ableitung von Oberschwingungen der Schaltfrequenz. According to the invention, it can be provided that the cutoff frequency of one, preferably the second, LC filter stage is in the range of a multiple of the M-fold switching frequency fr, approximately in the range of 1 x M x ίt, preferably 4 x M x fr to 10 x M x fr or above. As a result, this filter stage ensures the efficient derivation of harmonics of the switching frequency.
Die Phasenzahl N kann insbesondere gleich drei sein. Es sind aber auch Ausführungen mit einer einzigen Phase, also N=1 , erfindungsgemäß vorgesehen; in diesem Fall ist eine geschaltete Phase L und ein geschalteter Nullleiter vorgesehen. Die Zahl der Flalbbrücken je Phase M kann gleich zwei, drei, vier oder auch höher sein. The number of phases N can in particular be equal to three. However, embodiments with a single phase, that is to say N = 1, are also provided according to the invention; in this case a switched phase L and a switched neutral conductor are provided. The number of ground bridges per phase M can be two, three, four or even higher.
Die für die Filterstufen verwendeten Kondensatorschaltungen können in Form einer Sternschaltung von zumindest N Kondensatoren zwischen den N Phasen gebildet sein. Das heißt, dass für jede der N Phasen ein Kondensator und ein parallelgeschalteter Widerstand vorgesehen ist, die in Sternschaltung zueinander angeordnet sind. The capacitor circuits used for the filter stages can be formed in the form of a star connection of at least N capacitors between the N phases. This means that a capacitor and a resistor connected in parallel are provided for each of the N phases and are arranged in a star connection with one another.
Die erste Kondensatorschaltung kann eine Kapazität von etwa 30 pF je Phase aufweisen. Die zweite Kondensatorschaltung kann eine Kapazität von etwa 11 pF je Phase aufweisen. Diese Werte sind jedoch abhängig vom gewünschten Einsatzgebiet. The first capacitor circuit can have a capacitance of approximately 30 pF per phase. The second capacitor circuit can have a capacitance of approximately 11 pF per phase. However, these values depend on the desired area of application.
Erfindungsgemäß kann vorgesehen sein, dass die Steuerungseinheit dazu ausgeführt ist, die Flalbbrücken jeweils mit einer Schaltfrequenz Fr von zumindest etwa 24 kFIz bis etwa 33kFlz anzusteuern. Effektiv ergibt dies aufgrund der phasenversetzten Ansteuerung der Flalbbrücken somit eine Taktfrequenz auf jeder Phase von M x Fr, bei einem beispielhaften Wert von M = 2 somit etwa 48 kFIz bis etwa 66 kFIz. According to the invention it can be provided that the control unit is designed to control the ground bridges each with a switching frequency Fr of at least about 24 kFIz to about 33 kFlz. Effectively, due to the phase-shifted control of the cantilever bridges, this results in a clock frequency of M x Fr on each phase, with an exemplary value of M = 2 thus about 48 kFIz to about 66 kFIz.
Erfindungsgemäß kann vorgesehen sein, dass die Gleichspannung etwa 850 V beträgt und die Wechselrichtereinheit dazu ausgeführt ist, eine 3-phasige Netzspannung mit einer Amplitude von 400 V und einem Phasenstrom von 630 A bei einer Frequenz von 50 Hz, oder mit einer Amplitude von 480 V und einem Phasenstrom von 525 A bei einer Frequenz von 60 Hz zu erzeugen. According to the invention it can be provided that the direct voltage is approximately 850 V and the inverter unit is designed to generate a 3-phase mains voltage with an amplitude of 400 V and a phase current of 630 A at a frequency of 50 Hz, or with an amplitude of 480 V and a phase current of 525 A at a frequency of 60 Hz.
Die Wicklungen der Gleichtaktdrosseln können jeweils etwa 4 Windungen aufweisen. Das Verhältnis der Induktivität (Longitudinalinduktivität) der Gleichtaktdrosseln zu ihrer Streuinduktivität kann bei etwa 200 oder darüber liegen. The windings of the common mode chokes can each have about 4 turns. The ratio of the inductance (longitudinal inductance) of the common-mode chokes to their leakage inductance can be around 200 or more.
Die Wicklungen der Gleichtaktdrosseln können bei einer Frequenz von etwa 48 kHz jeweils eine Induktivität von etwa 1 ,8 mH und eine Streuinduktivität von etwa 3,5 pH aufweisen. Es sind jedoch auch andere Werte erfindungsgemäß vorgesehen. The windings of the common mode chokes can each have an inductance of about 1.8 mH and a leakage inductance of about 3.5 pH at a frequency of about 48 kHz. However, other values are also provided according to the invention.
Die Interleaving-Drosseln können als stromkompensierte Drosseln ausgeführt sein, das heißt, ihre Wicklungen verlaufen gegensinnig auf einem gemeinsamen Kern. The interleaving chokes can be designed as current-compensated chokes, that is, their windings run in opposite directions on a common core.
Die Interleaving-Drosseln können insbesondere derart ausgeführt sein, dass sie keine bifilare Wicklung aufweisen, sodass Longitudinal- und Transversal-Reaktanz getrennt voneinander einstellbar ist. Das Verhältnis der Longitudinalinduktivität zur Transversalinduktivität der Interleaving-Drosseln kann in einem Bereich von etwa 100 bis etwa 10000 liegen. Die Interleaving-Drosseln können insbesondere eine Longitudinalinduktivität von etwa 7,5 pH und eine Transversalinduktivität von etwa 1 ,94 mH aufweisen. The interleaving chokes can in particular be designed in such a way that they do not have a bifilar winding, so that the longitudinal and transversal reactance can be set separately from one another. The ratio of the longitudinal inductance to the transverse inductance of the interleaving chokes can be in a range from approximately 100 to approximately 10,000. The interleaving chokes can in particular have a longitudinal inductance of approximately 7.5 pH and a transverse inductance of approximately 1.94 mH.
Die Erfindung erstreckt sich ferner auf einen aktiven Netzumrichter, umfassend eine erfindungsgemäße Umrichteranordnung mit einer AC-Seite (Netz-Seite) und einer DC- Seite (Gleichspannungsseite). Der Netzumrichter kann insbesondere bidirektional ausgebildet sein, also Leistungsfluss in beide Richtungen erlauben. The invention also extends to an active network converter, comprising a converter arrangement according to the invention with an AC side (network side) and a DC side (direct voltage side). The network converter can in particular be designed to be bidirectional, that is to say allow power flow in both directions.
Die Erfindung erstreckt sich ferner auf eine industrielle Anwendung, beispielsweise einen Prüfstand, ein Inselnetz oder eine Fertigungsstraße, mit einem derartigen aktiven Netzumrichter, der insbesondere für einen bidirektionalen Betrieb zur Bereitstellung und Entgegennahme elektrischer Leistung ausgelegt ist. Weitere erfindungsgemäße Merkmale ergeben sich aus den Ansprüchen, der Figur und der nachfolgenden Figurenbeschreibung. The invention also extends to an industrial application, for example a test stand, an island network or a production line, with such an active network converter, which is designed in particular for bidirectional operation for providing and receiving electrical power. Further features according to the invention emerge from the claims, the figure and the following description of the figures.
Die Erfindung wird nun an Fland nicht-ausschließlicher Ausführungsbeispiele näher erläutert. The invention will now be explained in more detail using non-exclusive exemplary embodiments in Fland.
Fig. 1a- 1c zeigen Ausführungsbeispiele erfindungsgemäßer Umrichteranordnungen. 1a-1c show exemplary embodiments of converter arrangements according to the invention.
Fig. 1a zeigt ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Umrichteranordnung zur Umwandlung einer Gleichspannung Vdc aus einer Gleichspannungsquelle, beispielsweise einer Batterie, einer Brennstoffzelle oder einem Gleichspannungszwischenkreis, in eine 3-phasige Wechselspannung (N = 3) mit den Phasen L1 , L2, L3 zum Anschluss an ein Wechselspannungsnetz. 1a shows an embodiment of a converter arrangement according to the invention for converting a direct voltage Vdc from a direct voltage source, for example a battery, a fuel cell or a direct voltage intermediate circuit, into a 3-phase alternating voltage (N = 3) with the phases L1, L2, L3 for connection an alternating voltage network.
Zu diesem Zweck ist eine geschaltete Wechselrichtereinheit 1 vorgesehen. Diese umfasst einen aktiven Brücken-Wechselrichter mit sechs Flalbbrücken 2, 2‘, 2a, 2a‘, 2b, 2b‘, wobei jeweils eine Phase L1 , L2, L3 über zwei Flalbbrücken (M = 2) versorgt wird. Die Flalbbrücken umfassen jeweils zwei elektronisch schaltbare Flalbleiterschalter, die mit einer elektronischen Steuereinheit 3 verbunden sind. Die Flalbleiterschalter sind in diesem Ausführungsbeispiel als SiC-Schalter ausgeführt und weisen eine hohe Spannungsfestigkeit auf. Die Steuereinheit 3 schaltet die Flalbleiterschalter in einem Pulsweitenmodulations-Verfahren mit einer Frequenz von etwa 33 kFIz, um für jede der Phasen eine möglichst ideale Sinusform bilden zu können. Ferner ist die Steuereinheit 3 dazu ausgeführt, jene Halbbrückenpaare, die dieselbe Phase versorgen, derart phasenversetzt zu aktivieren, dass sich der Strom dieser Phase auf die beiden Halbbrücken im Wesentlichen gleich aufteilt. A switched inverter unit 1 is provided for this purpose. This comprises an active bridge inverter with six ground bridges 2, 2 ‘, 2a, 2a‘, 2b, 2b ‘, one phase L1, L2, L3 being supplied via two ground bridges (M = 2). The ground bridges each comprise two electronically switchable ground conductor switches which are connected to an electronic control unit 3. In this exemplary embodiment, the semiconductor switches are designed as SiC switches and have a high dielectric strength. The control unit 3 switches the semiconductor switches in a pulse width modulation method with a frequency of about 33 kFIz in order to be able to form the most ideal sinusoidal shape for each of the phases. Furthermore, the control unit 3 is designed to activate those half-bridge pairs which supply the same phase with a phase shift in such a way that the current of this phase is divided essentially equally between the two half-bridges.
Beispielsweise aktiviert die Steuereinheit 3 zunächst die erste Halbbrücke 2 für eine bestimmte Zeitdauer ton und danach die Halbbrücke 2‘ für eine identische Zeitdauer ton. Dadurch wird die je Halbbrücke übertragene Leistung halbiert und die Frequenz des PWM-Verfahrens pro Phase verdoppelt. Folglich sinkt der Rippel im Ausgangsstrom und auch störende Rückwirkungen in den Gleichspannungs-Zwischenkreis werden reduziert. In diesem Ausführungsbeispiel sind die Ausgänge von je zwei Halbbrücken, welche dieselbe Phase versorgen, über Interleaving-Drosseln 4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘ zusammengeschaltet. Die Interleaving-Drosseln sind stromkompensiert und für jede Phase auf einem gemeinsamen Eisenkern gewickelt. Dies ermöglicht einen besonders rippelfreien Betrieb der Umrichteranordnung. For example, the control unit 3 first activates the first half bridge 2 for a certain period ton and then the half bridge 2 'for an identical period ton. This halves the power transmitted per half bridge and doubles the frequency of the PWM process per phase. As a result, the ripple in the output current decreases and disruptive repercussions in the DC voltage intermediate circuit are also reduced. In this exemplary embodiment, the outputs of two half bridges each, which supply the same phase, are interconnected via interleaving chokes 4, 4 ', 4a, 4a', 4b, 4b '. The interleaving chokes are current-compensated and wound on a common iron core for each phase. This enables particularly ripple-free operation of the converter arrangement.
Die Phasen L1 , L2, L3 sind zur Dämpfung von elektrischen Gleichtaktstörungen an jeweils eine Wicklung 5, 5‘, 5“ einer Gleichtaktdrossel 10 mit einem gemeinsamen magnetischen Kern angeschlossen. Dadurch werden Gleichtaktstörungen in den Phasen kompensiert. Am Ausgang der Interleaving-Drosseln 4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘ ist eine erste widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung 6 vorgesehen, welches in Zusammenwirkung mit der Streureaktanz (Transversalreaktanz) der Interleaving- Drosseln eine erste LC-Filterstufe 8 bildet. The phases L1, L2, L3 are each connected to a winding 5, 5 ‘, 5 ″ of a common mode choke 10 with a common magnetic core in order to dampen electrical common-mode interference. This compensates for common-mode interference in the phases. At the output of the interleaving chokes 4, 4, 4a, 4a ‘, 4b, 4b‘, a first resistance-damped capacitor circuit 6 is provided, which forms a first LC filter stage 8 in cooperation with the leakage reactance (transversal reactance) of the interleaving chokes.
Am Ausgang der Gleichtakt-Drosseln 5, 5‘, 5“ ist eine zweite widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung 7 vorgesehen, welche in Zusammenwirkung mit der Streureaktanz (Transversalreaktanz) der Wicklungen 5, 5‘, 5“ der Gleichtakt-Drossel 10 eine zweite LC-Filterstufe 9 bildet. At the output of the common-mode chokes 5, 5 ', 5 "a second resistor-damped capacitor circuit 7 is provided which, in cooperation with the leakage reactance (transverse reactance) of the windings 5, 5', 5" of the common-mode choke 10, creates a second LC filter stage 9 forms.
Die erste und die zweite Kondensatorschaltung umfassen jeweils in Sternschaltung angeordnete und mit Parallelwiderständen versehene Kondensatoren; der Sternpunkt der zweiten Kondensatorschaltung 7 kann über einen PEN- oder PE-Anschluss geerdet sein. The first and the second capacitor circuit each comprise capacitors arranged in a star connection and provided with parallel resistors; the star point of the second capacitor circuit 7 can be grounded via a PEN or PE connection.
In einem nicht dargestellten Ausführungsbeispiel ist zwischen dem Mittelpunkt des Gleichspannungs-Zwischenkreises und dem Sternpunkt der zweiten Kondensatorschaltung 7 ein Dämpfungswiderstand angeordnet. Der Zwischenkreis wird damit in Bezug auf Gleichtaktstörungen stabilisiert (kapazitiv an PEN gebunden), und die Gleichtaktstörungen bilden sich dann nur mehr in Form eines Wechselsignals am Sternpunkt der ersten Kondensatorschaltung aus Die Umrichteranordnung ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel für eine Gleichspannung von etwa 850 V ausgelegt, und die Wechselrichtereinheit 1 ist dazu ausgeführt, eine 3-phasige Netzspannung mit einer Amplitude von 400 V und einem Phasenstrom von 630 A bei einer Frequenz von 50 Hz zu erzeugen. Die Gleichspannung Vdc im Gleichspannungszwischenkreis wird in Bezug auf das Groundpotential symmetrisch stabilisiert (nicht dargestellt), beispielsweise +420 V / - 420 V. Damit reduzieren sich Erdströme sowie Isolationsbeanspruchungen in nachgeschalteten Einheiten. In an exemplary embodiment not shown, a damping resistor is arranged between the center point of the DC voltage intermediate circuit and the star point of the second capacitor circuit 7. The intermediate circuit is thus stabilized with regard to common-mode interference (capacitively linked to PEN), and the common-mode interference then only develops in the form of an alternating signal at the star point of the first capacitor circuit In the present exemplary embodiment, the converter arrangement is designed for a direct voltage of approximately 850 V, and the inverter unit 1 is designed to generate a 3-phase line voltage with an amplitude of 400 V and a phase current of 630 A at a frequency of 50 Hz. The DC voltage Vdc in the DC voltage intermediate circuit is stabilized symmetrically with respect to the ground potential (not shown), for example +420 V / -420 V. This reduces ground currents and insulation stresses in downstream units.
Im vorliegenden Ausführungsbeispiel sind die Interleaving-Drosseln 4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b,In the present embodiment, the interleaving chokes 4, 4 ‘, 4a, 4a‘, 4b,
4b‘ mit nicht-bifilaren Hochkant-Wicklungen mit etwa neun Wicklungen je Schenkel auf einem nanokristallinem Schnittbandkern mit hoher relativer magnetischer Permeabilität (pr von etwa 40000), einem Kernquerschnitt von etwa 17 cm2 und einem sehr geringen Luftspalt von etwa 150 pm ausgeführt. 4b 'with non-bifilar edgewise windings with about nine windings per leg on a nanocrystalline cut ribbon core with high relative magnetic permeability (pr of about 40,000), a core cross-section of about 17 cm 2 and a very small air gap of about 150 μm.
Die Induktivität jeder Einzelwicklung beträgt etwa 500 pH, der Koppelfaktor 0,97, die Longitudinalinduktivität etwa 7,5 pH und die Transversalinduktivität etwa 1 ,94 mH. Die zugeordnete erste Kondensatorschaltung 6 weist eine Kapazität von etwa 30 pF je Phase auf, sodass die Grenzfrequenz des durch die erste Filteranordnung 8 gebildeten Tiefpasses einen Wert von etwa 67 kHz annimmt: 66,67 kHz The inductance of each individual winding is about 500 pH, the coupling factor 0.97, the longitudinal inductance about 7.5 pH and the transverse inductance about 1.94 mH. The assigned first capacitor circuit 6 has a capacitance of approximately 30 pF per phase, so that the cutoff frequency of the low-pass filter formed by the first filter arrangement 8 assumes a value of approximately 67 kHz: 66.67 kHz
Dies entspricht etwa dem 2-fachen der Schaltfrequenz von 33 kHz, sodass die Störungen durch die Schaltvorgänge effektiv gefiltert werden können. This corresponds to about twice the switching frequency of 33 kHz, so that the interference caused by the switching processes can be effectively filtered.
Die Gleichtakt-Drosseln 5, 5‘, 5“ umfassen im vorliegenden Ausführungsbeispiel jeweils etwa 4 Windungen auf einem nanokristallinem Schnittbandkern mit hoher relativer magnetischer Permeabilität (pr von etwa 40000) und einem Kernquerschnitt von etwa 14 cm2. Die Induktivität jeder Einzelwicklung beträgt etwa 1 ,8 mH; die Streureaktanz etwa 3,5 pH bei einer Frequenz von etwa 48 kHz. Die zugeordnete zweite Kondensatorschaltung 7 weist eine Kapazität von etwa 11 pF je Phase auf, sodass die Grenzfrequenz des durch die zweite Filteranordnung 9 gebildeten Tiefpasses einen Wert von etwa 161 kHz annimmt: 161,16 kHz In the present exemplary embodiment, the common-mode chokes 5, 5 ′, 5 ″ each comprise approximately 4 turns on a nanocrystalline cut ribbon core with high relative magnetic permeability (pr of approximately 40,000) and a core cross-section of approximately 14 cm 2 . The inductance of each individual winding is about 1.8 mH; the leakage reactance is about 3.5 pH at a frequency of about 48 kHz. The assigned second capacitor circuit 7 has a capacitance of approximately 11 pF per phase, so that the Cutoff frequency of the low-pass filter formed by the second filter arrangement 9 assumes a value of approximately 161 kHz: 161.16 kHz
Diese gestaffelte Anordnung zweier Tiefpass-Filter ermöglicht die effiziente Filterung hochfrequenter Störungen, ohne dass zusätzliche EMV-Filterkomponenten benötigt werden. This staggered arrangement of two low-pass filters enables efficient filtering of high-frequency interference without the need for additional EMC filter components.
Fig. 1b zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Umrichteranordnung zur Umwandlung einer Gleichspannung Vdc aus einer Gleichspannungsquelle in eine 3-phasige Wechselspannung (N = 3) mit den Phasen L1, L2, L3 zum Anschluss an ein Wechselspannungsnetz. 1b shows a further embodiment of a converter arrangement according to the invention for converting a direct voltage Vdc from a direct voltage source into a 3-phase alternating voltage (N = 3) with phases L1, L2, L3 for connection to an alternating voltage network.
In diesem Ausführungsbeispiel sind nicht zwei separate Kondensatorschaltungen vorgesehen, sondern eine kombinierte Kondensatorschaltung 11. Diese wirkt sowohl mit den Interleaving-Drosseln 4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘, als auch mit den Wicklungen 5, 5’,In this embodiment, two separate capacitor circuits are not provided, but a combined capacitor circuit 11. This works both with the interleaving chokes 4, 4 ', 4a, 4a', 4b, 4b ', and with the windings 5, 5',
5“ der Gleichtaktdrossel 10 zur Bildung zweier, schematisch angedeuteter Filterstufen 8, 9 zusammen. 5 ″ of the common mode choke 10 to form two, schematically indicated filter stages 8, 9 together.
Bei der Dimensionierung der beiden Filterstufen muss darauf geachtet werden, dass die Kondensatorschaltung 11 sowohl für die Grenzfrequenz der ersten LC-Filterstufe 8, als auch für die Grenzfrequenz der zweiten LC-Filterstufe 9 wirksam wird; folglich können die Elemente nicht wie beim Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1a unabhängig voneinander dimensioniert werden. Im Übrigen entspricht dieses Ausführungsbeispiel dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1a. When dimensioning the two filter stages, care must be taken that the capacitor circuit 11 is effective both for the cutoff frequency of the first LC filter stage 8 and for the cutoff frequency of the second LC filter stage 9; consequently, the elements cannot be dimensioned independently of one another as in the exemplary embodiment according to FIG. 1a. Otherwise, this exemplary embodiment corresponds to the exemplary embodiment according to FIG. 1a.
Fig. 1c zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Umrichteranordnung zur Umwandlung einer Gleichspannung Vdc aus einer Gleichspannungsquelle in eine 1-phasige Wechselspannung (N = 1) mit einer Phase L und einem geschalteten Nullleiter N. Sowohl die Phase L, als auch der Nullleiter N wird über eine geschaltete Wechselrichtereinheit 1 mit jeweils zwei Halbbrücken (M=2) zur Verfügung gestellt. Wiederum sind nicht zwei separate Kondensatorschaltungen vorgesehen, sondern eine kombinierte Kondensatorschaltung 11. 1m Übrigen entspricht dieses Ausführungsbeispiel dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1b. 1c shows a further embodiment of a converter arrangement according to the invention for converting a direct voltage Vdc from a direct voltage source into a 1-phase alternating voltage (N = 1) with a phase L and a switched neutral conductor N. Both phase L and neutral conductor N are via a switched inverter unit 1 with two half bridges (M = 2) each Provided. Again, not two separate capacitor circuits are provided, but a combined capacitor circuit 11. Otherwise, this exemplary embodiment corresponds to the exemplary embodiment according to FIG. 1b.
Die Erfindung beschränkt sich nicht auf das beschriebene Ausführungsbeispiel, sondern umfasst sämtliche Umrichteranordnungen im Rahmen der nachfolgenden Patentansprüche sowie insbesondere deren Verwendung in Prüfständen für Fahrzeuge. The invention is not restricted to the exemplary embodiment described, but rather comprises all converter arrangements within the scope of the following patent claims and, in particular, their use in test stands for vehicles.
Bezugszeichenliste List of reference symbols
1 Wechselrichtereinheit 1 inverter unit
2, 2‘, 2a, 2a‘, 2b, 2b‘ Halbbrücke 3 Steuerungseinheit 2, 2 ‘, 2a, 2a‘, 2b, 2b ‘half bridge 3 control unit
4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘ Interleaving-Drossel 4, 4 ‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b ‘interleaving throttle
5, 5‘, 5“ Wicklung 5, 5 ‘, 5“ winding
6 Erste Kondensatorschaltung6 First capacitor circuit
7 Zweite Kondensatorschaltung7 Second capacitor circuit
8 Erste Filterstufe 8 First filter stage
9 Zweite Filterstufe 9 Second filter stage
10 Gleichtaktdrossel 11 Kombinierte Kondensatorschaltung 10 Common mode choke 11 Combined capacitor circuit

Claims

Patentansprüche Claims
1. Umrichteranordnung zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine N-phasige Wechselspannung oder umgekehrt, umfassend 1. Converter arrangement for converting a direct voltage into an N-phase alternating voltage or vice versa, comprising
- eine geschaltete Wechselrichtereinheit (1 ), die für zumindest eine, vorzugsweise jede der N Phasen eine Zahl M elektronisch steuerbarer Halbbrücken (2, 2‘, 2a, 2a‘, 2b, 2b‘) umfasst, wobei M größer eins ist, - A switched inverter unit (1) which comprises a number M electronically controllable half bridges (2, 2, 2a, 2a ‘, 2b, 2b‘) for at least one, preferably each of the N phases, where M is greater than one,
- eine die Halbbrücken (2, 2‘, 2a, 2a‘, 2b, 2b‘) ansteuernde Steuerungseinheit (3), die dazu ausgeführt ist, die Halbbrücken (2, 2‘, 2a, 2a‘, 2b, 2b‘) zeitversetzt mit einer im Wesentlichen gleichen Schaltfrequenz fr zu aktivieren, wobei- A control unit (3) which controls the half bridges (2, 2 ', 2a, 2a', 2b, 2b ') and is designed to delay the half bridges (2, 2', 2a, 2a ', 2b, 2b') to activate with an essentially equal switching frequency fr, where
- die Phasen zur Dämpfung von elektrischen Gleichtaktstörungen an jeweils eine Wicklung (5, 5‘, 5“) einer Gleichtaktdrossel (10) mit einem gemeinsamen magnetischen Kern angeschlossen sind, und wobei - The phases for damping electrical common-mode interference are each connected to a winding (5, 5 ‘, 5") of a common-mode choke (10) with a common magnetic core, and where
- die Ausgänge der Halbbrücken (2, 2‘, 2a, 2a‘, 2b, 2b‘), welche dieselbe Phase versorgen, jeweils über Interleaving-Drosseln (4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘) zusammengeschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, dass eine erste LC-Filterstufe (8) und eine zweite LC- Filterstufe (9) vorgesehen sind, wobei die erste LC-Filterstufe (8) durch die Interleaving-Drosseln (4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘) und eine widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung gebildet ist, und die zweite LC-Filterstufe (9) durch die Gleichtaktdrossel (10) und eine widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung gebildet ist. - The outputs of the half bridges (2, 2 ', 2a, 2a', 2b, 2b '), which supply the same phase, are each interconnected via interleaving chokes (4, 4', 4a, 4a ', 4b, 4b') , characterized in that a first LC filter stage (8) and a second LC filter stage (9) are provided, the first LC filter stage (8) through the interleaving throttles (4, 4 ', 4a, 4a', 4b, 4b ') and a resistor-damped capacitor circuit is formed, and the second LC filter stage (9) is formed by the common-mode choke (10) and a resistor-damped capacitor circuit.
2. Umrichteranordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die erste LC-Filterstufe (8) durch die Interleaving-Drosseln (4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘) und eine erste widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung (6) gebildet ist, und die zweite LC-Filterstufe (9) durch die Gleichtaktdrossel (10) und eine zweite widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung (7) gebildet ist. 2. Converter arrangement according to claim 1, characterized in that the first LC filter stage (8) is formed by the interleaving chokes (4, 4 ', 4a, 4a', 4b, 4b ') and a first resistor-damped capacitor circuit (6) , and the second LC filter stage (9) is formed by the common mode choke (10) and a second resistor-damped capacitor circuit (7).
3. Umrichteranordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die erste LC-Filterstufe (8) durch die Interleaving-Drosseln (4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘) und eine kombinierte widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung (11) gebildet ist, und die zweite LC-Filterstufe (9) durch die Gleichtaktdrossel (10) und die kombinierte widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung (11) gebildet ist. 3. Converter arrangement according to claim 1, characterized in that the first LC filter stage (8) is formed by the interleaving chokes (4, 4 ', 4a, 4a', 4b, 4b ') and a combined resistor-damped capacitor circuit (11) , and the second LC filter stage (9) is formed by the common mode choke (10) and the combined resistor-damped capacitor circuit (11).
4. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Grenzfrequenz einer, vorzugsweise der ersten LC-Filterstufe (8) im Bereich der M-fachen Schaltfrequenz fr liegt, vorzugsweise im Bereich von etwa 0,8 x M x ίt bis 1 ,2 x M x fr. 4. Converter arrangement according to one of claims 1 to 3, characterized in that the cutoff frequency of one, preferably the first LC filter stage (8) is in the range of M times the switching frequency fr, preferably in the range of about 0.8 x M x ίt up to 1, 2 x M x fr.
5. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Grenzfrequenz einer, vorzugsweise der zweiten LC-Filterstufe (9) im Bereich eines Vielfachen der M-fachen Schaltfrequenz fr liegt, vorzugsweise im Bereich von 1 x M x fr, vorzugsweise 4 x M x ίt bis 10 x M x ίt. 5. Converter arrangement according to one of claims 1 to 4, characterized in that the cut-off frequency of one, preferably the second LC filter stage (9) is in the range of a multiple of the M-fold switching frequency fr, preferably in the range of 1 x M x fr, preferably 4 x M x ίt to 10 x M x ίt.
6. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass N gleich eins oder drei ist. 6. Converter arrangement according to one of claims 1 to 5, characterized in that N is equal to one or three.
7. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass M gleich zwei, drei, vier oder höher ist. 7. Converter arrangement according to one of claims 1 to 6, characterized in that M is equal to two, three, four or higher.
8. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Kondensatorschaltungen (6, 7, 11) durch Sternschaltung von zumindest N Kondensatoren mit jeweils parallelgeschalteten Widerständen gebildet sind. 8. Converter arrangement according to one of claims 1 to 7, characterized in that the capacitor circuits (6, 7, 11) are formed by star connection of at least N capacitors, each with resistors connected in parallel.
9. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die erste LC-Filterstufe (8) und die zweite LC-Filterstufe (9) derart dimensioniert sind, dass ein Gesamtoberschwingungsgehalt (Klirrfaktor) in jeder Phase von 3% nicht überschritten wird. 9. Converter arrangement according to one of claims 1 to 8, characterized in that the first LC filter stage (8) and the second LC filter stage (9) are dimensioned such that a total harmonic content (distortion factor) of 3% is not exceeded in each phase will.
10. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungseinheit (3) dazu ausgeführt ist, die Flalbbrücken (2, 2‘, 2a, 2a‘, 2b, 2b‘) mit einer Schaltfrequenz fr von zumindest etwa 24 kFIz bis zumindest etwa 33kFlz anzusteuern. 10. Converter arrangement according to one of claims 1 to 9, characterized in that the control unit (3) is designed to control the ground bridges (2, 2 ', 2a, 2a', 2b, 2b ') with a switching frequency fr of at least about 24 kFIz to control at least about 33kFlz.
11. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichspannung etwa 850 V beträgt und die Wechselrichtereinheit (1) dazu ausgeführt ist, eine 3-phasige Netzspannung11. Converter arrangement according to one of claims 1 to 10, characterized in that the DC voltage is approximately 850 V and the inverter unit (1) is designed to have a 3-phase line voltage
- mit einer Amplitude von 400 V und einem Phasenstrom von 630 A bei einer Frequenz von 50 Hz, oder - with an amplitude of 400 V and a phase current of 630 A at a frequency of 50 Hz, or
- mit einer Amplitude von 480 V und einem Phasenstrom von 525 A bei einer Frequenz von 60 Hz zu erzeugen. - to be generated with an amplitude of 480 V and a phase current of 525 A at a frequency of 60 Hz.
12. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 11 , dadurch gekennzeichnet, dass die Wicklungen (5, 5‘, 5“) der Gleichtaktdrossel (10) jeweils etwa 4 Windungen aufweisen. 12. Converter arrangement according to one of claims 1 to 11, characterized in that the windings (5, 5 ‘, 5 ″) of the common mode choke (10) each have about 4 turns.
13. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass das Verhältnis der Induktivität der Wicklungen (5, 5‘, 5“) der Gleichtaktdrossel (10) zu ihrer Streuinduktivität bei über 200 liegt. 13. Converter arrangement according to one of claims 1 to 12, characterized in that the ratio of the inductance of the windings (5, 5 ‘, 5 ″) of the common mode choke (10) to its leakage inductance is over 200.
14. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Wicklungen (5, 5‘, 5“) der Gleichtaktdrossel (10) jeweils eine Induktivität von etwa 1 ,8 mH und eine Streuinduktivität von etwa 3,5 pH aufweisen. 14. Converter arrangement according to one of claims 1 to 13, characterized in that the windings (5, 5 ', 5 ") of the common mode choke (10) each have an inductance of about 1.8 mH and a leakage inductance of about 3.5 pH .
15. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Interleaving-Drosseln (4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘) als stromkompensierte Drosseln ausgeführt sind. 15. Converter arrangement according to one of claims 1 to 14, characterized in that the interleaving chokes (4, 4 ‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b ‘) are designed as current-compensated chokes.
16. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass das Verhältnis der Longitudinalinduktivität zur Transversalinduktivität der Interleaving-Drosseln (4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘) in einem Bereich von etwa 100 bis etwa 10000 liegt. 16. Converter arrangement according to one of claims 1 to 15, characterized in that the ratio of the longitudinal inductance to the transverse inductance of the interleaving chokes (4, 4 ', 4a, 4a', 4b, 4b ') is in a range from about 100 to about 10,000 lies.
17. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Interleaving-Drosseln (4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘) eine Longitudinalinduktivität von etwa 7,5 pH und eine Transversalinduktivität von etwa 1 ,94mH aufweisen. 17. Converter arrangement according to one of claims 1 to 16, characterized in that the interleaving chokes (4, 4 ', 4a, 4a', 4b, 4b ') have a longitudinal inductance of about 7.5 pH and a transverse inductance of about 1, 94mH.
18. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Kondensatorschaltung (6) eine Kapazität von etwa 30 pF je Phase und/oder die zweite Kondensatorschaltung (7) eine Kapazität von etwa 11 pF je Phase aufweist. 18. Converter arrangement according to one of claims 1 to 17, characterized in that the first capacitor circuit (6) has a capacitance of about 30 pF per phase and / or the second capacitor circuit (7) has a capacitance of about 11 pF per phase.
19. Netzumrichter, umfassend eine Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 18, wobei insbesondere der Netzumrichter für einen bidirektionalen Betrieb ausgebildet ist. 19. Network converter, comprising a converter arrangement according to one of claims 1 to 18, wherein in particular the network converter is designed for bidirectional operation.
20. Industrielle Anwendung, beispielsweise Fertigungsstraße, Inselnetz oder Prüfstand, umfassend einen Netzumrichter nach Anspruch 19. 20. An industrial application, for example a production line, stand-alone grid or test bench, comprising a network converter according to claim 19.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE29800567U1 (en) * 1998-01-14 1998-04-09 Siemens Ag Damping filter arrangement for converters with regulated voltage intermediate circuit and sinusoidal phase currents
DE20222013U1 (en) * 2002-06-07 2010-11-04 Epcos Ag Current-compensated choke and circuit arrangement with the current-compensated choke
DE102008026870A1 (en) * 2008-06-05 2009-12-10 Siemens Aktiengesellschaft Voltage intermediate circuit converter, has capacitor network with star points that are linked with connection of coils of throttle which is linked with direct current voltage-sided connections of network-sided inverter
US8270191B2 (en) * 2010-12-17 2012-09-18 General Electric Company Power generation system, power converter system, and methods of converting power
US20130301327A1 (en) * 2012-05-14 2013-11-14 General Electric Company System and method of parallel converter current sharing
US20150349626A1 (en) * 2014-05-30 2015-12-03 Hamilton Sundstrand Corporation Output filter for paralleled inverter
WO2020061905A1 (en) * 2018-09-27 2020-04-02 Abb Schweiz Ag Apparatus for conversion between ac power and dc power
DE102019130602A1 (en) * 2018-11-16 2020-05-20 Schleifring Gmbh Island network power supply for a CT scanner
DE102020119108A1 (en) * 2020-07-21 2022-01-27 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft DC filter device

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