EP4097837A1 - Stromrichteranordnung sowie betriebsverfahren dafür - Google Patents

Stromrichteranordnung sowie betriebsverfahren dafür

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EP4097837A1
EP4097837A1 EP20718175.1A EP20718175A EP4097837A1 EP 4097837 A1 EP4097837 A1 EP 4097837A1 EP 20718175 A EP20718175 A EP 20718175A EP 4097837 A1 EP4097837 A1 EP 4097837A1
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EP
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voltage
branch
converter
switching module
transformer
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP20718175.1A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Stefan Hammer
Dennis Brandt
Volker Hussennether
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Siemens Energy Global GmbH and Co KG
Original Assignee
Siemens Energy Global GmbH and Co KG
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Filing date
Publication date
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    • Y02E60/60—Arrangements for transfer of electric power between AC networks or generators via a high voltage DC link [HVCD]

Definitions

  • the invention relates to a converter arrangement comprising a line-commutated converter having an AC voltage connection which can be connected to an AC voltage network via at least one phase line, the converter arrangement further comprising at least one switching module branch which is arranged in series in the at least one phase line , and which comprises a series connection of switching modules, at the terminals of which bipolar voltages can be generated, which sum up to form a branch voltage.
  • Line-commutated converters are known from the prior art. They are characterized in particular by the fact that switching over of the converter valves (also referred to as commutation) is effected by the connected AC voltage network.
  • the semiconductor switches used in the line-commutated converter are often either passive elements, such as diodes, or semiconductor switches that can be switched on but not actively switched off, such as thyristors, for example.
  • the main advantage of line-commutated converters is their robustness, reliability, relative simplicity in handling and control, and the ability to design line-commutated converters for particularly high voltages.
  • Line-commutated converters are used in some applications in connection with a weak or unstable network.
  • an alternating voltage (or voltage time area) provided by the alternating voltage network is lower than that required for commutating the converter.
  • Such transient processes can be, for example, the switching of an AC voltage filter or a change in the electrical power drawn from the AC voltage network (so-called voltage dip). be.
  • This can lead to commutation errors and other malfunctions during operation or even to an interruption in operation.
  • Another challenge in connection with line-commutated converters is their high reactive power requirement. Fundamental reactive power compensation of approximately half the active power is generally required. This disadvantageously increases the total system area.
  • the object of the invention is to propose a current converter arrangement of the type that is as effective and reliable as possible.
  • the object is achieved according to the invention in a converter arrangement mentioned at the outset in that the converter arrangement further comprises a controllable transformer which is arranged between the at least one switching module branch and the converter.
  • a controllable transformer is a transformer whose transformation ratio is targeted, suitably by means of a control device, can be changed. In particular, this also makes it possible to regulate the transmission ratio.
  • the mode of operation of the converter arrangement according to the invention can be described as follows. In stationary operation, the arrangement can be used to set a voltage that changes over time in series. In this case, the switching modules in the switching module branch cannot absorb or output any active power on average over time (apart from compensating for the power loss).
  • the frequency of the voltage provided on the switching module branch appropriately corresponds to a basic frequency of the connected AC voltage network.
  • the amplitude and / or the phase position of this voltage set in relation to the corresponding current can be viewed as a controllable inductance or capacitance.
  • the values of such an inductance or capacitance can be regulated as a function of an operating point of the converter arrangement and / or an operating concept of one or more fundamental and harmonic reactive power filters (AC filters).
  • the mode of operation of the switching module branch can be described as an advantageous time shift of the so-called natural point of intersection of the conductor-conductor voltages on the AC voltage side of the converter, namely by a definable angle.
  • a voltage amplitude change can advantageously be compensated, which results from the additional serial voltage set on the switching module branch.
  • an additional voltage load on the converter or its valves for example thyristor valves
  • a converter operating point DC voltage, DC CURRENT, ignition angle, overlap angle
  • existing line-commutated converters can also be expanded to include the switching module branch ("upgrade") in this case results in a stabilizing effect on the converter (and thus also an increase in its reliability).
  • the additional voltage placed in series can be used to improve stability of the line-commutated converter in order to reduce the occurrence of commutation errors It should be emphasized that this enables stable operation in networks whose short-circuit power would otherwise not allow this. In the case of many possible error scenarios, it seems worth striving for the arrangement to behave dynamically in the high power range like a capacitor installed in series. This means that an effective voltage value of the serial voltage is regulated proportionally to an effective current value.
  • the converter arrangement according to the invention enables a total system reactive power to be controlled towards the AC voltage network (for example with the aim of a minimal overall system reactive line).
  • an optimization with regard to the following parameters can be achieved: minimizing the number of switching operations of AC filters and shunt capacitors, if any are used, in the entire power range, minimizing the overall system losses, with the converter arrangement according to the invention for a lower demand additional Reactive power compensation through AC filters.
  • Another advantage of the converter arrangement according to the invention is a reduced load shedding factor (lower temporary overvoltage TOV).
  • a low load shedding factor is one of the prerequisites for operation on a very weak network, in which an alternating voltage-side overvoltage occurs which otherwise exceeds the specified permissible limits after errors that lead to the system being blocked.
  • a reduced load shedding factor also makes it easier to resume operation ("recovery").
  • the converter arrangement is expediently designed in a multi-phase manner (for example three-phase).
  • the converter arrangement in particular the converter, is set up to convert a polyphase (for example three-phase) alternating voltage into a direct voltage or vice versa.
  • switching module branches are accordingly provided.
  • the switching modules of the switching module branches can, but need not necessarily, be constructed in the same way.
  • the switching modules are suitably connected to one or more regulating devices which are designed to regulate or control the switching modules.
  • the switching modules are suitably full-bridge switching modules. From the prior art, however, other suitable bipolar switching modules are also known, depending on the application, in particular those whose terminals have more than a positive and / or more than one negative voltage can be generated.
  • two 6-pulse converters connected in series on the DC side are preferably operated in a total of 12-pulse configuration.
  • the properties described below for a 6-pulse converter can always be applied analogously to a 12-pulse converter.
  • the line-commutated converter is a thyristor-based converter.
  • the thyristor-based converter can (for example in a 6-pulse configuration) have a three-phase bridge circuit with six phase branches. Each phase branch extends between one of the DC voltage poles of the converter and one of the AC voltage connections. A series connection of thyristors is arranged in each phase branch. The number of thyristors in a phase branch is determined by the desired design of the converter. In particular, the converter arrangement can be designed for a voltage of more than 100 kV, preferably more than 500 kV, regardless of the choice of the power semiconductor switches of the converter.
  • the converter arrangement suitably comprises a regulating device which is set up to regulate a connection voltage (Uprim) at a connection point between the at least one switching module branch and the transformer.
  • the regulating device can in particular be set up to regulate the switching module branches or to initiate the activation of the semiconductor switches used there.
  • the regulating device is set up to use the branch voltage to generate a voltage on the primary side of the transformer which leads or lags the line voltage compared to the line voltage.
  • the regulating device can in particular be set up both to regulate the converter or to initiate the control of the semiconductor switches and to regulate the switching module branches or to initiate the control of the semiconductor switches used there.
  • the controllable transformer is preferably set up to transform the connection voltage (primary-side voltage) into an output voltage (secondary-side voltage) of an adapted (e.g. reduced) amplitude.
  • the controllable transformer together with the switching branches represents a controllable, damping element between the network and the converter, which can be used, for example, in the event of voltage drops, voltage distortions or asymmetries to compensate for the transients in the direction of the converter that are excited in the network.
  • a particularly reliable way of realizing the controllable transformer results when the transformer includes a tap changer.
  • the step switch is set up to set the transformation ratio on the transformer.
  • a winding of the transformer on its high and / or low voltage soap (or primary and / or secondary side) preferably comprises a main winding and a regulating or step winding with several taps that are led to the tap changer.
  • the tap changer is preferably an on-load tap changer.
  • the invention also relates to an operating method for a converter arrangement according to the invention.
  • the object of the invention is to propose such an operating method that is as effective and reliable as possible.
  • the object is achieved according to the invention in that a branch voltage that changes over time is applied to the at least one switching module branch is produced.
  • the branch voltage that changes over time ie the voltage set on the switching module branch, can, for example, have a voltage frequency that corresponds to a fundamental frequency of the AC voltage network.
  • the branch voltage has a fundamental frequency voltage component (possibly as the only voltage component if the branch voltage is purely fundamental frequency).
  • the branch voltage, which changes over time can be a fundamental-frequency cosine voltage, with the phase position of the positive sequence system of the branch voltage relative to the operating current of the system taking an angle of + Pi / 2 (capacitive) or - Pi / 2 (inductive) and selected for the respective application can be.
  • the branch voltage can also include harmonic components which are expediently superimposed with the fundamental frequency component.
  • the line voltage and branch voltage are superimposed to form a total voltage which, in capacitive / inductive operation, lags / leads the branch voltage of the line voltage.
  • the amplitude of the total voltage applied is increased by the additional branch voltage.
  • controllable transformer is used to reduce an amplitude of a connection voltage at a connection point between the switching module branch and the transformer, so that there is no increased voltage amplitude at the AC terminals of the line-commutated converter compared to the line voltage.
  • the central element of the invention is to use the lag of the voltage applied to the converter terminals in capacitive operation of the branch voltage in such a way as to achieve an increased period of time for successful commutation of the valves compared to the mains voltage.
  • connection voltage (Uprim) is regulated by adapting an amplitude of a positive sequence system of the branch voltage (Ue), a connection Voltage at the connection point between the switching module branch and the transformer (in contrast to the coupling point between the switching module branch and the network, which can also be referred to as PCC, point of common coupling) is regulated by adjusting (only) an amplitude of a positive sequence system of the branch voltage will.
  • PCC point of common coupling
  • a branch energy of the switching module branch can be regulated by adapting (only) one phase of the positive sequence system of the branch voltage.
  • the regulation of the branch energy means in particular that adaptation takes place in such a way that the branch energy corresponds as closely as possible to a predetermined setpoint value.
  • the branch energy is that energy that is stored in the switching module branch at a given point in time. It essentially corresponds to the energy stored in the switching modules of the switching module branch. If several switching module branches are used, which are collectively referred to as a converter, the branch energy replaces the total converter energy.
  • energy storage voltages of the switching modules prefferably be balanced by adapting an amplitude and a phase of a negative system of the branch voltage.
  • the switching modules each suitably have an energy store, so that a voltage that can be generated at the connections of the switching module is essentially based on its magnitude corresponds to the energy storage voltage.
  • the task of balancing the energy storage voltages is to keep the energy storage voltages of all switching modules used at the same level as one another. Different energy storage voltages or differences between the energy storage voltages of the switching modules of the switching module branch lead over time to different levels of stress on the switching modules, which can cause a reduction in the operability of the entire arrangement.
  • the line-commutated converter is suitably designed to be three-phase.
  • a second switching module branch is arranged in series between a second AC voltage connection of the converter and a connection point to a second phase line of the AC voltage network.
  • a third switching module branch is arranged in series between a third AC voltage connection of the converter and the connection point to a third phase line of the AC voltage network.
  • the switching module branches can, but need not necessarily, be constructed in the same way.
  • Each switching module branch expediently comprises its own series connection of the switching modules.
  • the energy regulation has the particular aim of keeping the energy the same for all switching module branches, so that no different loads arise on the switching module branches.
  • the balancing is carried out individually for each switching module branch so that the switching modules assigned to the respective switching module branch (at least on average over time) have the same energy storage voltages as possible.
  • a voltage setpoint is generated for the branch voltage, which is composed of a positive sequence target value and a negative sequence target value, the positive sequence target value being generated taking into account a total energy target value and a connection voltage target value, and the negative sequence target value taking into account Switching module branch energies, in particular depending on their difference (s) is generated.
  • a suitable reference system This can be done, for example, by means of a Clark transformation.
  • FIG. 1 shows an exemplary embodiment of a converter arrangement according to the invention in a schematic representation
  • Figure 2 shows an embodiment of a Wegmodulzwei tot for a converter arrangement according to the invention in a schematic representation
  • Figure 3 shows a full bridge switching module in a schematic representation
  • FIG. 4 shows a first vector diagram for branch current and branch voltage of a switching module branch in a schematic representation
  • FIG. 5 shows a second vector diagram for branch current and branch voltage of a switching module branch in a schematic representation
  • FIG. 6 shows a flow chart of an exemplary embodiment of a method according to the invention in a schematic representation.
  • FIG. 1 shows a converter arrangement 1 which is connected to a three-phase AC voltage network 5 at a network connection point 4.
  • the converter arrangement 1 comprises a line-commutated converter 2.
  • the converter 2 has a DC voltage side which is connected to a DC voltage network or DC voltage line 3.
  • On the AC voltage side of the converter 2 is a control Erbaren, a tap changer comprehensive transformer 26 is arranged.
  • the converter 2 comprises six converter arms or converter valves 6-11, which each extend between one of the DC voltage poles 12 or 13 of the converter 2 and one of the three AC voltage connections 14-16. In each of the converter arms 6-11 a series circuit of thyristors 17 is arranged.
  • the converter 2 is connected to the AC voltage network 5 by means of the AC voltage connections 14-16 via three phase lines 21-23.
  • the converter arrangement 1 further comprises a first switching module branch 18, a second switching module branch 19 and a third switching module branch 20.
  • the first switching module branch 18 is in a first phase line 21, the second switching module branch 19 in a second phase line 22 and the third switching module branch 20 in a third phase line 23 inserted serially.
  • the three phase lines 21-23 extend between a connection point 25 to the transformer 26 and the network connection point 4.
  • the structure of the switching module branches 18-20 is discussed in greater detail in the following FIG.
  • a voltage drop across the switching branches 18-20 is referred to as Uc.
  • the converter-side line-to-earth voltage is referred to as Ul, the line-to-earth voltage on the line side as Unet.
  • the switching module branches 18-20 are used to compensate for a network impedance Xnetz and / or a converter-side impedance Xc and to stabilize a connection voltage Uprim at connection point 25 in order to ensure stable and reliable operation of the converter arrangement 1 and, in particular, of the converter 2 Afford.
  • the converter arrangement 1 has a central control device 24, which is set up both to regulate the converter 2 or to trigger the control of the semiconductor switches as well as the switching module to regulate branches or to initiate the control of the semiconductor switches used there.
  • the connection voltage Uprim is transformed into an output voltage U se c in such a way that its amplitude is reduced.
  • FIG. 2 shows a switching module branch 30 which is suitable for use as one of the switching module branches 18-20 of the converter arrangement 1 of FIG.
  • the switching module branch 30 has a first connection 31 and a second connection 32 for switching into a phase line of an alternating voltage network.
  • a series connection of switching modules 331-33n is arranged between the two connections 31, 32, the number of which can in principle be arbitrary and adapted to the respective application, which is indicated in FIG. 2 by means of a dotted line 34.
  • the structure of the switching modules 331-33n is discussed in more detail in the following FIG. It goes without saying that not all switching modules 331-33n have to be constructed in the same way.
  • a control unit 35 is provided to carry out or initiate the control of the switching modules 331-33n.
  • the control unit 35 is provided with communication means which, for example, enable communication with a superordinate central control or regulating unit of a converter arrangement.
  • FIG. 3 shows an example of a switching module 40 for the switching branch 30 of FIG. 2, the switching module 40 being a full-bridge switching module.
  • the switching module 40 comprises a first turn-off semiconductor switch Hl, to which a first freewheeling diode Dl is connected in antiparallel, a second turn-off semiconductor switch H2, to which a second freewheeling diode D2 is connected in antiparallel, the first and the second semiconductor switch Hl, H2 in a first semiconductor series circuit are connected to each other and have the same passage direction.
  • the switching module 40 also includes a third semiconductor switch that can be turned off H3, to which a third freewheeling diode D3 is connected in antiparallel, and a fourth turn-off semiconductor switch H4, to which a fourth freewheeling diode D4 is connected in antiparallel, the third and fourth semiconductor switches H3, H4 being connected to one another in a second semiconductor series circuit and having the same conducting direction.
  • the two semiconductor series circuits are arranged in parallel to one another and to form an energy store C, to which an energy store voltage Uk is applied.
  • the first switching module further comprises a first connection terminal XI, which is arranged between the semiconductor switches Hl, H2 of the first semiconductor series circuit, and a second connection terminal X2, which is arranged between the semiconductor switches H3, H4 of the second semiconductor series circuit.
  • the semiconductor switches HI-4 can be controlled independently of one another by means of a suitable control unit, ie they can be switched on and / or switched off.
  • a voltage can be generated at the connections XI, 2 (switching module voltage) which corresponds to the voltage Uk, a voltage -Uk or a zero voltage present at the energy store C.
  • a vector diagram 50 is shown in FIG.
  • the pointer diagram 50 is a voltage-current diagram for the case of a rectifier operation of a converter arrangement which, for example, corresponds to the converter arrangement 1 of FIG.
  • Diagram 50 shows a primary-side voltage Uprim on a primary side of a controllable transformer, for example the transformer 26 of FIG. 1, and a secondary-side voltage Usec on a secondary side of the transformer.
  • the primary-side voltage Uprim corresponds to the connection voltage at the connection point between the switching module branches and the transformer. It can be seen that a branch voltage UFB applied to the switching module branches is phase-shifted by pi / 2 with respect to a primary-side current iprim on the primary side of the transformer.
  • the primary-side current iprim is an angle phinet with respect to a mains voltage Un- et shifted a Wech selpressivesnetzes connected to the converter arrangement.
  • the primary-side voltage Uprim is composed of the network voltage Unet and the branch voltage UFB.
  • the secondary-side voltage Usec is in phase with the primary-side voltage Uprim, but with a reduced amplitude (by means of the transformer).
  • the vector diagram 50 also shows that the reference system of the branch current iprim is selected for the regulation of the branch voltage UFB.
  • the branch current iprim through the switching module branch or branches corresponds to a mains current inet. In the case shown in FIG. 4, the mains voltage Unet precedes the primary-side voltage Uprim by an angle deltaphi.
  • a phasor diagram 60 is shown in FIG.
  • the vector diagram 60 is a voltage-current diagram for the case of inverter operation of a converter arrangement which corresponds, for example, to the converter arrangement 1 of FIG.
  • Diagram 60 shows a primary-side voltage Uprim on a primary side of a controllable transformer, for example the transformer 26 of FIG. 1, as well as a secondary-side voltage Usec on a secondary side of the transformer.
  • the primary-side voltage Uprim corresponds to the connection voltage at the connection point between the switching module branches and the transformer. It can be seen that a branch voltage UFB applied to the switching module branches is phase-shifted by pi / 2 with respect to a primary-side current iprim on the primary side of the transformer.
  • the primary-side current iprim is shifted by an angle phinet with respect to a mains voltage Un et of an alternating voltage network connected to the converter arrangement.
  • the primary-side voltage Uprim is composed of the network voltage Unet and the branch voltage UFB.
  • the secondary-side voltage Usec is in phase with the primary-side voltage Uprim, but with a reduced amplitude (by means of the transformer).
  • the vector diagram 50 also shows that the reference system for regulating the branch voltage UFB of the branch stream iprim is chosen.
  • the branch current iprim through the switching module branch or branches corresponds to a mains current inet. In the case shown in FIG. 5, the mains voltage Unet follows the primary-side voltage Uprim by an angle deltaphi.
  • a schematic flow diagram 70 of an example of the control sequence is shown in FIG.
  • the regulation is based on the case of a three-phase version of the converter arrangement, a first switching module branch being arranged in a first phase line, a second switching module branch being arranged in a second phase line and a third switching module branch being arranged in a third phase line, similar to the arrangement shown in FIG.
  • the three switching module branches are jointly referred to as converters.
  • a setpoint value Wref for the total converter energy is compared with a measured value W of the total converter energy, forming an energy difference DeltaW.
  • the energy difference DeltaW is fed to a first controller 71.
  • a first d-component Udl of the voltage is provided in the reference system of the two-stream ic.
  • a target value Uref of the connection voltage at a connection point between the converter and the switching module branches is compared with a measured value U of the connection voltage, forming a voltage difference DeltaU.
  • the energy difference DeltaU is fed to a second controller 72.
  • a first q-component Uql of the voltage in the reference system of the two-current ic is provided at the output of the second regulator 72.
  • a first, second and third branch energy value W1, W2, W3 are fed to a transformation block 74 and converted into corresponding alpha and beta components Walpha and Wbeta by means of a Clark transformation. These are fed to a third or fourth regulator 75 or 76, at the output of which a second d component Ud2 and a second q component Uq2 of the voltage in the reference system of the two-current ic are provided.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Stromrichteranordnung (1), die einen netzgeführten Stromrichter (2) umfasst, der einen Wechselspannungsanschluss aufweist, der über wenigstens eine Phasenleitung mit einem Wechselspannungsnetz verbindbar ist, wobei die Stromrichteranordnung ferner wenigstens einen Schaltmodulzweig (18–20) umfasst, der seriell in der wenigstens einen Phasenleitung angeordnet ist, und der eine Reihenschaltung von Schaltmodulen (40) umfasst, an deren Anschlüssen jeweils bipolare Spannungen erzeugbar sind, die sich zu einer Zweigspannung summieren. Die Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass die Stromrichteranordnung ferner einen steuerbaren Transformator (26) umfasst, der zwischen dem wenigstens einen Schaltmodulzweig und dem Stromrichter angeordnet ist. Ferner betrifft die Erfindung ein Betriebsverfahren für die erfindungsgemäße Stromrichteranordnung.

Description

Beschreibung
Stromrichteranordnung sowie Betriebsverfahren dafür
Die Erfindung betrifft eine Stromrichteranordnung, die einen netzgeführten Stromrichter umfasst, der einen Wechselspan nungsanschluss aufweist, der über wenigstens eine Phasenlei tung mit einem Wechselspannungsnetz verbindbar ist, wobei die Stromrichteranordnung ferner wenigstens einen Schaltmodul zweig umfasst, der seriell in der wenigstens einen Phasenlei tung angeordnet ist, und der eine Reihenschaltung von Schalt modulen umfasst, an deren Anschlüssen jeweils bipolare Span nungen erzeugbar sind, die sich zu einer Zweigspannung sum mieren.
Netzgeführte Stromrichter sind aus dem Stand der Technik be kannt. Sie zeichnen sich insbesondere dadurch aus, dass ein Umschalten der Stromrichterventile (auch als Kommutierung be zeichnet) durch das angeschlossene Wechselspannungsnetz be wirkt wird. Die in dem netzgeführten Stromrichter verwendeten Halbleiterschalter sind oft entweder passive Elemente, wie Dioden, oder ein- aber nicht aktiv abschaltbare Halbleiter schalter, wie beispielsweise Thyristoren. Der Vorteil netzge führter Stromrichter liegt vor allem in deren Robustheit, Zu verlässigkeit, relativer Einfachheit in der Handhabung und Steuerung sowie der Möglichkeit, netzgeführte Stromrichter für besonders hohe Spannungen auszulegen.
Netzgeführte Stromrichter werden in manchen Anwendungen im Zusammenhang mit einem schwachen bzw. instabilen Netz einge setzt. In solchen Anwendungen kann der Fall eintreten, dass aufgrund transienter Vorgänge eine durch das Wechselspan nungsnetz bereitgestellte Wechselspannung (bzw. Spannungs zeitfläche) geringer ist als diejenige, die zur Kommutierung des Stromrichters benötigt wird. Solche transienten Vorgänge können beispielsweise das Schalten eines Wechselspannungsfil ters oder eine Änderung der dem Wechselspannungsnetz entnom menen elektrischen Leistung (sogenannter Spannungseinbruch) sein. Dies kann zu Kommutierungsfehlern und zu anderen Stö rungen beim Betrieb oder gar zu einer Betriebsunterbrechung kommen. Eine weitere Herausforderung im Zusammenhang mit netzgeführten Stromrichtern ist deren hoher Blindleistungsbe darf. Es wird allgemein eine Grundschwingungsblindleistungs- Kompensation von etwa halber Wirkleistung benötig. Dies er höht nachteilig auch die Gesamtanlagenfläche.
Um die Spannungsstabilität bei schwachen Netzen zu verbes sern, ist es möglich, den netzgeführten Stromrichter mit ei ner Shunt-Kompensation zu kombinieren. Bei sehr schwachen AC Netzen kommt zusätzlich der Einsatz eines rotierenden Phasen schiebers infrage.
Aus dem Beitrag von Bakas et al. „Hybrid Topologies for Se- ries and Shunt Compensation of the Line-Commutated Conver ter", IEEE 2016, ist eine Anordnung mit einem netzgeführten Stromrichter und einer regelbaren Serien-Kapazität sowie ei nem zugehörigen Regelungskonzept bekannt. Die Serien- Kapazität wird dabei durch seriell in eine Phasenleitung ein gebundene Vollbrücken-Schaltmodule realisiert. Bei der be kannten Anordnung ist insbesondere eine „passive" Nutzung der Vollbrücken-Schaltmodule vorgesehen, bei welchem diese nur zum Einbringen einer grundfrequenten Spannung dienen. Voll brücken-Schaltmodule zeichnen sich insbesondere dadurch aus, dass an deren Anschlüssen eine bipolare Spannung erzeugbar ist, d.h. sowohl eine positive als auch eine negative Schalt modulspannung. Der Betrag der Schaltmodulspannung entspricht im Wesentlichen einer an einem Energiespeicher des Vollbrü- cken-Schaltmoduls anstehenden Energiespeicherspannung. Mit tels der regelbaren Serien-Kapazität kann vorteilhaft eine Netzimpedanz zwischen dem Stromrichter und dem Anbindungs punkt kompensiert werden.
Die Aufgabe der Erfindung ist es, eine artgemäße Strom richteranordnung vorzuschlagen, die möglichst effektiv und zuverlässig ist. Die Aufgabe wird bei einer eingangs genannten Stromrichteran- ordnung erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass die Strom- richteranordnung ferner einen steuerbaren Transformator um fasst, der zwischen dem wenigstens einen Schaltmodulzweig und dem Stromrichter angeordnet ist. Ein steuerbarer Transforma tor ist ein Transformator, dessen Übersetzungsverhältnis ge zielt, geeigneterweise mittels einer Steuerungseinrichtung, veränderbar ist. Dies macht insbesondere auch eine Regelung des Übersetzungsverhältnisses möglich. Die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Stromrichteranordnung kann wie folgt be schrieben werden. Im stationären Betrieb kann mittels der An ordnung eine zeitlich veränderliche Spannung in Serie ge stellt werden. Dabei können die Schaltmodule im Schaltmodul zweig im zeitlichen Mittel keine Wirkleistung aufnehmen oder abgeben (abgesehen von einem Ausgleich der Verlustleistung). Die Frequenz der am Schaltmodulzweig gestellten Spannung ent spricht zweckmäßigerweise einer Grundfrequenz des angeschlos senen Wechselspannungsnetzes. Die Amplitude und/oder die Pha senlage dieser gestellten Spannung in Bezug zum entsprechen den Strom können als eine regelbare Induktivität bzw. Kapazi tät angesehen werden. Die Werte einer solchen Induktivität bzw. Kapazität können in Abhängigkeit von einem Betriebspunkt der Stromrichteranordnung und/oder einem Betriebskonzept ei nes oder mehrerer Grund- und Oberschwingungsblindleistungs filter (AC-Filter) geregelt werden. Die Wirkungsweise des Schaltmodulzweiges kann als eine vorteilhafte zeitliche Ver schiebung des sogenannten natürlichen Schnittpunktes der Lei- ter-Leiter-Spannungen auf der Wechselspannungsseite des Stromrichters beschrieben werden, und zwar um einen festleg baren Winkel. Mittels des steuerbaren Transformators kann vorteilhaft eine Spannungsamplitudenänderung ausgeglichen werden, die sich durch die zusätzliche serielle am Schaltmo dulzweig gestellte Spannung ergibt. Auf diese Weise kann eine zusätzliche Spannungsbelastung des Stromrichters bzw. dessen Ventile (beispielsweise Thyristorventile) verhindert werden. Zudem kann vorteilhaft ein Stromrichterbetriebspunkt (DC- Spannung, DC-STROM, Zündwinkel, Überlappwinkel) unabhängig von dem Betrieb der Schaltmodule bleiben. Durch die Verwen- düng des steuerbaren Transformators ist außerdem eine Erwei terung bestehender netzgeführter Stromrichter um dem Schalt modulzweig („Upgrade") ermöglicht. In einem Wechselrichterbe trieb des Stromrichters kann die Kommutierungsspannung nicht nur mittels der Netzspannung, sondern zusätzlich auch mittels des Schaltmodulzweiges erzeugt werden, wodurch sich eine für diesen Fall stabilisierende Wirkung auf den Stromrichter ergibt (und damit auch eine Erhöhung dessen Zuverlässigkeit). Auch im Falle transienter Spannungsänderungen (beispielsweise im angeschlossenen Wechselspannungsnetz, beispielsweise bei Spannungseinbrüchen oder Spannungsverzerrungen) kann die zu sätzlich in Serie gestellte Spannung dazu genutzt werden, die Stabilität des netzgeführten Stromrichters positiv zu beein flussen, um das Auftreten von Kommutierungsfehler zu verrin gern. Dies liegt insbesondere daran, dass am Schaltmodulzweig auch eine von einem reinen Cosinus abweichende Spannung ge stellt werden kann. Besonders hervorzuheben ist, dass dadurch ein stabiler Betrieb in Netzen möglich wird, deren Kurz schlussleistung einen solchen ansonsten nicht zulassen würde. Bei vielen möglichen Fehlerszenarien erscheint es erstrebens wert, dass sich im hohen Leistungsbereich die Anordnung dyna misch tendenziell wie ein in Serie verbauter Kondensator ver hält. Das heißt, dass ein Spannungseffektivwert der seriellen Spannung proportional zu einem Stromeffektivwert geregelt wird. Gerade im Wechselrichterbetrieb der Stromrichteranord nung ergibt sich auf diese Weise eine stabilisierende Rück kopplung im System, beispielsweise bei einem Spannungsein bruch im Netz und einem plötzlichen Anstieg des Gleichstro mes. Als weiteren Vorteil ist mit der erfindungsgemäßen Stromrichteranordnung eine Regelung einer Gesamtanlagenblind leistung zum Wechselspannungsnetz hin ermöglicht (z.B. mit dem Ziel einer minimalen Gesamtanlagenblindleitung). Zudem kann eine Optimierung bezüglich der folgenden Parameter er reicht werden: Minimierung der Anzahl von Schalthandlungen von AC-Filtern und Shunt-Kondensatoren, falls solche einge setzt werden, im gesamten Leistungsbereich, Minimierung der Gesamtanlagenverluste, wobei die erfindungsgemäße Strom richteranordnung für einen geringeren Bedarf an zusätzlicher Blindleistungskompensation durch AC-Filter sorgt. Ein weite rer Vorteil der erfindungsgemäßen Stromrichteranordnung ist ein reduzierter Lastabwurfsfaktor (geringere temporäre Über spannung TOV). Ein niedriger Lastabwurfsfaktor stellt eine der Voraussetzungen für den Betrieb an einem sehr schwachen Netz, bei welchem sonst nach Fehlern, die zu einem Blockieren des Anlagenbetriebes führen, eine wechselspannungsseitige Überspannung auftritt, die vorgegebene zulässige Grenzen überschreitet. Ein reduzierter Lastabwurfsfaktor erleichtert zudem eine Betriebswiederaufnahme („recovery"). Ein zusätzli cher Vorteil der Stromrichteranordnung ergibt sich daraus, dass deren Regelbarkeit ein Anlagendesign ohne den Einsatz von Shunt-Reaktoren erlaubt, da sich im Schwachlastbereich die Blindleistungsaufnahme des netzgeführten Umrichters ge zielt erhöhen lässt.
Zweckmäßigerweise ist die Stromrichteranordnung mehrphasig (zum Beispiel dreiphasig) ausgestaltet. Das heißt, dass die Stromrichteranordnung, insbesondere der Stromrichter, dazu eingerichtet ist, eine mehrphasige (beispielsweise dreiphasi ge) Wechselspannung in eine Gleichspannung oder umgekehrt, umzuwandeln. Der Stromrichter kann dazu einen n-phasigen (ggf. dreiphasigen) Wechselspannungsanschluss aufweisen, der über n (z.B. n=3) Phasenleitungen mit dem Wechselspannungs netz verbindbar ist, wobei in jeder Phasenleitung seriell ein Schaltmodulzweig angeordnet ist, wobei in jedem Schaltmodul zweig eine Reihenschaltung der Schaltmodule angeordnet ist.
In dem dreiphasigen Fall sind demnach drei Schaltmodulzweige vorgesehen. Die Schaltmodule der Schaltmodulzweige können, müssen aber nicht notwendigerweise, gleichartig aufgebaut sein. Die Schaltmodule sind geeigneterweise mit einer oder mehreren Regelungseinrichtungen verbunden, die zum Regeln bzw. Ansteuern der Schaltmodule ausgebildet sind.
Geeigneterweise sind die Schaltmodule Vollbrücken- Schaltmodule. Aus dem Stand der Technik sind jedoch auch an dere je nach Anwendungsfall geeignete bipolare Schaltmodule bekannt, insbesondere solche, an deren Anschlüssen mehr als eine positive und/oder mehr als eine negative Spannung er zeugbar sind.
Bei Anwendungen netzgeführter Umrichter im Bereich HGÜ werden bevorzugt zwei auf der DC Seite in Serie geschaltete 6- pulsige Umrichter in insgesamt 12-pulsiger Konfiguration be trieben. Die im Folgenden für einen 6-pulsigen Umrichter be schriebenen Eigenschaften sind stets analog auch auf einen 12-pulsigen Umrichter übertragbar.
Eine besonders zuverlässige Variante der Erfindung ergibt sich, wenn der netzgeführte Stromrichter ein thyristorbasier ter Stromrichter ist. Der thyristorbasierte Stromrichter kann (bsp. in 6-pulsiger Konfiguration) eine dreiphasige Brücken schaltung mit sechs Phasenzweigen aufweisen. Jeder Phasen zweig erstreckt sich dabei zwischen einem der Gleichspan nungspole des Stromrichters und einem der Wechselspannungsan schlüsse. In jedem Phasenzweig ist eine Reihenschaltung von Thyristoren angeordnet. Die Anzahl der Thyristoren in einem Phasenzweig ist durch die gewünschte Auslegung des Stromrich ters bestimmt. Insbesondere kann die Stromrichteranordnung, unabhängig von der Wahl der Leistungshalbleiterschalter des Stromrichters, auf eine Spannung von mehr als 100 kV, bevor zugt mehr als 500 kV ausgelegt sein.
Geeigneterweise umfasst die Stromrichteranordnung eine Rege lungseinrichtung, die zum Regeln einer AnbindungsSpannung (Uprim) an einem Anbindungspunkt, zwischen dem wenigstens ei nen Schaltmodulzweig und dem Transformator eingerichtet ist. Die Regelungseinrichtung kann insbesondere dazu eingerichtet sein, die Schaltmodulzweige zu regeln bzw. die Ansteuerung der dort eingesetzten Halbleiterschalter zu veranlassen.
Es kann besonders vorteilhaft sein, wenn die Regelungsein richtung dazu eingerichtet ist, durch die gestellte Zweig spannung eine an der Primärseite des Transformators im Ver gleich zur Netzspannung voraus- bzw. nacheilende Spannung zu erzeugen. Die Regelungseinrichtung kann insbesondere dazu eingerichtet sein, sowohl den Stromrichter zu regeln bzw. die Ansteuerung der Halbleiterschalter zu veranlassen als auch die Schaltmo dulzweige zu regeln bzw. die Ansteuerung der dort eingesetz ten Halbleiterschalter zu veranlassen.
Vorzugsweise ist der steuerbare Transformator zum Transfor mieren der AnbindungsSpannung (primärseitiger Spannung) in eine Ausgangsspannung (sekundärseitige Spannung) einer ange passten (z.B. reduzierter) Amplitude eingerichtet. Der steu erbare Transformator zusammen mit den Schaltzweigen stellt ein regelbares, dämpfendes Element zwischen Netz und dem Stromrichter dar, das zum Beispiel bei Spannungseinbrüchen, Spannungsverzerrungen, Unsymmetrien dazu eingesetzt werden kann, die im Netz angeregten Transienten in Richtung Strom richter auszugleichen.
Eine besonders zuverlässige Möglichkeit zur Realisierung des steuerbaren Transformators ergibt sich, wenn der Transforma tor einen Stufenschalter umfasst. Der Stufenschalter ist dazu zur Einstellung des Übersetzungsverhältnisses am Transforma tor eingerichtet. Eine Wicklung des Transformators auf seiner Ober- und/oder Unterspannungsseife (bzw. Primär- und/oder Se kundärseite) umfasst hierzu bevorzugt eine Stammwicklung und eine Regel- oder Stufenwicklung mit mehreren Anzapfungen, die an den Stufenschalter geführt werden. Bevorzugt ist der Stu fenschalter ein Laststufenschalter.
Die Erfindung betrifft ferner ein Betriebsverfahren für eine erfindungsgemäße Stromrichteranordnung.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein solches Be triebsverfahren vorzuschlagen, das möglichst effektiv und zu verlässig ist.
Die Aufgabe wird bei einem solchen Betriebsverfahren erfin dungsgemäß dadurch gelöst, dass an dem wenigstens einem Schaltmodulzweig eine zeitlich veränderliche Zweigspannung erzeugt wird. Die zeitlich veränderliche Zweigspannung, d.h. die am Schaltmodulzweig gestellte Spannung, kann beispiels weise Spannungsfrequenz aufweisen, die einer Grundfrequenz des Wechselspannungsnetzes entspricht. In diesem Fall weist die Zweigspannung einen grundfrequenten Spannungsanteil (mög licherweise als einzigen Spannungsanteil, wenn die Zweigspan nung rein grundfrequent ist). Die zeitlich veränderliche Zweigspannung kann eine grundfrequente Cosinus-Spannung sein, wobei die Phasenlage des Mitsystems der Zweigspannung relativ zum Betriebsstrom der Anlage einen Winkel von +Pi/2 (kapazi tiv) oder - Pi/2 (induktiv) einnimmt und für die jeweilige Anwendung gewählt werden kann. Die Zweigspannung kann ferner zusätzlich harmonische Anteile umfassen, die zweckmäßiger weise mit dem grundfrequenten Anteil in einer Überlagerung vorliegen.
Auf der Primärseite des Umrichtertransformators überlagern sich Netzspannung und Zweigspannung zu einer Gesamtsspannung, die bei kapazitivem/induktiven Betrieb der Zweigspannung der Netzspannung nacheilt/vorauseilt. Die Amplitude der anliegen den Gesamtspannung ist durch die zusätzliche Zweigspannung erhöht.
Geeigneterweise wird mittels des steuerbaren Transformators eine Amplitude einer AnbindungsSpannung an einem Anbindungs punkt zwischen dem Schaltmodulzweig und dem Transformator re duziert, so dass an den AC Klemmen des netzgeführten Strom richters keine im Vergleich zur Netzspannung erhöhte Span nungsamplitude wirkt. Es verbleibt hierdurch ausschließlich eine Phasenverschiebung zur Netzspannung. Zentrales Element der Erfindung ist es, bei kapazitivem Betrieb der Zweigspan nung das Nacheilen der an den Umrichterklemmen anliegenden Spannung derart einzusetzen, um gegenüber der Netzspannung eine erhöhte Zeitdauer für eine erfolgreiche Kommutierung der Ventile zu erreichen.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung wird die Anbin dungsspannung (Uprim) mittels Anpassens einer Amplitude eines Mitsystems der Zweigspannung (Ue) geregelt, eine Anbindungs- Spannung an dem Anbindungspunkt zwischen dem Schaltmodulzweig und dem Transformator (im Gegensatz zu dem Ankopplungspunkt zwischen dem Schaltmodulzweig und dem Netz, der auch als PCC, point of common coupling bezeichnet werden kann) durch Anpas sen (lediglich) einer Amplitude eines Mitsystems der Zweig spannung geregelt wird. Dies bedeutet insbesondere, dass bei der Regelung das Mitsystem der Zweigspannung mittels einer entsprechenden Regelungseinrichtung ermittelt und anschlie ßend entsprechend weiterverarbeitet wird. Die Zerlegung der Zweigspannung in das Mitsystem sowie ein Gegensystem und ein Nullsystem ist eine dem Fachmann bekannte Regelungsmaßnahme. Durch Regelung der Ausgangsspannung auf der Grundlage ledig lich des Mitsystems bzw. dessen Amplitude ist es möglich, die Spannungsregelung von der Energieregelung der Stromrichteran ordnung und insbesondere des Schaltmodulzweiges zu entkop peln. Dies erlaubt nach eigenen Untersuchungen in der Folge den Einsatz besonders zuverlässiger übriger Regelungsmaßnah men gemäß einer effektiven und üblichen Regelungstheorie.
Entsprechend kann eine Zweigenergie des Schaltmodulzweiges durch Anpassen (lediglich) einer Phase des Mitsystems der Zweigspannung geregelt werden. Die Regelung der Zweigenergie bedeutet insbesondere, dass Anpassung derart erfolgt, dass die Zweigenergie einem vorgegebenen Sollwert möglichst ent spricht. Die Zweigenergie ist dabei diejenige Energie, die zu einem gegebenen Zeitpunkt in dem Schaltmodulzweig gespeichert ist. Sie entspricht im Wesentlichen der in den Schaltmodulen des Schaltmodulzweiges gespeicherten Energie. Werden mehrere Schaltmodulzweige eingesetzt, die zusammengefasst als Konver ter bezeichnet werden, so ersetzt die Zweigenergie die Kon verter-Gesamtenergie .
Zweckmäßigerweise erfolgt eine Balancierung von Energiespei cherspannungen der Schaltmodule durch Anpassen einer Amplitu de und einer Phase eines Gegensystems der Zweigspannung. Dazu verfügen die Schaltmodule geeigneterweise jeweils über einen Energiespeicher, so dass eine an den Anschlüssen des Schalt moduls erzeugbare Spannung dem Betrag nach im Wesentlichen der Energiespeicherspannung entspricht. Eine Balancierung der Energiespeicherspannungen hat die Aufgabe, die Energiespei cherspannungen aller verwendeten Schaltmodule auf zueinander gleichem Niveau zu halten. Unterschiedliche Energiespeicher spannungen bzw. Differenzen zwischen den Energiespeicherspan nungen der Schaltmodule des Schaltmodulzweiges führen mit der Zeit zu einer unterschiedlich hohen Beanspruchung der Schalt module, was eine Verringerung der Betriebsfähigkeit der ge samten Anordnung bewirken kann.
Insbesondere bei einem dreiphasigen Wechselspannungsnetz ist der netzgeführte Stromrichter geeigneterweise dreiphasig aus gebildet. Außer dem ersten Schaltmodulzweig ist in einem sol chen Fall ein zweiter Schaltmodulzweig seriell zwischen einem zweiten Wechselspannungsanschluss des Stromrichters und einem Anbindungspunkt an eine zweite Phasenleitung des Wechselspan nungsnetzes angeordnet. Ein dritter Schaltmodulzweig ist se riell zwischen einem dritten Wechselspannungsanschluss des Stromrichters und dem Anbindungspunkt an eine dritte Phasen leitung des Wechselspannungsnetzes angeordnet. Die Schaltmo dulzweige können, müssen aber nicht notwendigerweise, gleich artig aufgebaut sein. Jeder Schaltmodulzweig umfasst zweckmä ßigerweise eine eigene Reihenschaltung der Schaltmodule. Bei dieser der Stromrichteranordnung bzw. deren Regelung hat die Energieregelung insbesondere das Ziel, die Energie für alle Schaltmodulzweige gleich zu halten, damit keine unterschied liche Beanspruchung der Schaltmodulzweige entsteht. Die Ba lancierung wird für jeden Schaltmodulzweig einzeln durchge führt, damit die dem jeweiligen Schaltmodulzweig zugeordneten Schaltmodule (jedenfalls im zeitlichen Mittel) möglichst gleiche Energiespeicherspannungen aufweisen.
Zweckmäßigerweise wird ein Spannungssollwert für die Zweig spannung erzeugt, der sich aus einem Mitsystem-Sollwert und einem Gegensystem-Sollwert zusammensetzt, wobei der Mitsys tem-Sollwert unter Berücksichtigung eines Gesamtenergiesoll wertes und eines Anbindungsspannungssollwertes erzeugt wird, und der Gegensystem-Sollwert unter Berücksichtigung von Schaltmodulzweig-Energien, insbesondere in Abhängigkeit von deren Differenz(en) erzeugt wird. Unter Umständen kann es da bei sinnvoll sein, die verarbeiteten Größen in ein geeignetes Bezugssystem zu überführen. Dies kann zum Beispiel mittels einer Clark-Transformation geschehen.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Figuren 1 bis 6 weiter erläutert.
Figur 1 zeigt ein Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemä ßen Stromrichteranordnung in einer schematischen Darstellung;
Figur 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Schaltmodulzwei ges für eine erfindungsgemäße Stromrichteranordnung in einer schematischen Darstellung;
Figur 3 zeigt ein Vollbrücken-Schaltmodul in einer schemati schen Darstellung;
Figur 4 zeigt ein erstes Zeigerdiagramm für Zweigstrom und Zweigspannung eines Schaltmodulzweiges in einer schematischen Darstellung;
Figur 5 zeigt ein zweites Zeigerdiagramm für Zweigstrom und Zweigspannung eines Schaltmodulzweiges in einer schematischen Darstellung;
Figur 6 zeigt ein Ablaufdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Verfahrens in einer schematischen Darstellung.
In Figur 1 ist eine Stromrichteranordnung 1 dargestellt, die an einem Netzanschlusspunkt 4 an ein dreiphasiges Wechsel spannungsnetz 5 angeschlossen ist. Die Stromrichteranordnung 1 umfasst einen netzgeführten Stromrichter 2. Der Stromrich ter 2 weist eine Gleichspannungsseite auf, die mit einem Gleichspannungsnetz bzw. Gleichspannungsleitung 3 verbunden ist. Wechselspannungsseitig des Stromrichters 2 ist ein steu- erbarer, einen Stufenschalter umfassender Transformator 26 angeordnet. Der Stromrichter 2 umfasst sechs Stromrichterarme bzw. Stromrichterventile 6-11, die sich jeweils zwischen ei nem der Gleichspannungspole 12 oder 13 des Stromrichters 2 und einem der drei Wechselspannungsanschlüsse 14-16 erstre cken. In jedem der Stromrichterarme 6-11 ist eine Reihen schaltung von Thyristoren 17 angeordnet. Der Stromrichter 2 ist mittels der Wechselspannungsanschlüsse 14-16 über drei Phasenleitungen 21-23 mit dem Wechselspannungsnetz 5 verbun den.
Die Stromrichteranordnung 1 umfasst ferner einen ersten Schaltmodulzweig 18, einen zweiten Schaltmodulzweig 19 sowie einen dritten Schaltmodulzweig 20. Der erste Schaltmodulzweig 18 ist in eine erste Phasenleitung 21, der zweite Schaltmo dulzweig 19 in eine zweite Phasenleitung 22 und der dritte Schaltmodulzweig 20 in eine dritte Phasenleitung 23 seriell eingefügt. Die drei Phasenleitungen 21-23 erstrecken sich zwischen einem Anbindungspunkt 25 zum Transformator 26 und dem Netzanschlusspunkt 4. In dem in Figur 1 dargestellten Beispiel sind die drei Schaltmodulzweige 18-20 gleichartig aufgebaut, was jedoch im Allgemeinen nicht der Fall sein muss. Auf den Aufbau der Schaltmodulzweige 18-20 wird in der nachfolgenden Figur 2 näher eingegangen.
Eine an den Schaltzweigen 18-20 abfallende Spannung wird als Uc bezeichnet. Die stromrichterseitige Leitung-Erde-Spannung wird als Ul, die netzseitige Leitung-Erde-Spannung entspre chend als Unet bezeichnet. Die Schaltmodulzweige 18-20 werden dazu eingesetzt, eine Netzimpedanz Xnetz und/oder eine kon verterseitige Impedanz Xc zu kompensieren und eine Anbin dungsspannung Uprim am Anbindungspunkt 25 zu stabilisieren, um einen stabilen und zuverlässigen Betrieb der Stromrichter anordnung 1 und insbesondere des Stromrichter 2 zu gewähr leisten. Die Stromrichteranordnung 1 verfügt hierzu über eine zentrale Regelungseinrichtung 24, die dazu eingerichtet ist, sowohl den Stromrichter 2 zu regeln bzw. die Ansteuerung der Halbleiterschalter zu veranlassen als auch die Schaltmodul- zweige zu regeln bzw. die Ansteuerung der dort eingesetzten Halbleiterschalter zu veranlassen. Mittels des steuerbaren Transformators 26 wird die AnbindungsSpannung Uprim derart in eine Ausgangsspannung Usec transformiert, dass ihre Amplitude reduziert wird.
In Figur 2 ist ein Schaltmodulzweig 30 dargestellt, der zum Einsatz als einer der Schaltmodulzweige 18-20 der Strom richteranordnung 1 der Figur 1 geeignet ist. Der Schaltmo dulzweig 30 weist einen ersten Anschluss 31 und einen zweiten Anschluss 32 zum Schalten in eine Phasenleitung eines Wech selspannungsnetzes. Zwischen den beiden Anschlüssen 31, 32 ist eine Reihenschaltung von Schaltmodulen 331-33n angeord net, deren Anzahl grundsätzlich beliebig und an die jeweilige Anwendung angepasst sein kann, was in Figur 2 mittels einer gepunkteten Linie 34 angedeutet ist. Auf den Aufbau der Schaltmodule 331-33n wird in der nachfolgenden Figur 3 näher eingegangen. Es ist hierbei selbstverständlich, dass nicht alle Schaltmodule 331-33n gleichartig aufgebaut sein müssen.
Eine Ansteuereinheit 35 ist dazu vorgesehen, die Ansteuerung der Schaltmodule 331-33n durchzuführen bzw. zu veranlassen. Die Ansteuereinheit 35 ist mit Kommunikationsmittel versehen, die beispielsweise eine Kommunikation mit einer übergeordne ten zentralen Steuerungs- bzw. Regelungseinheit einer Strom richteranordnung ermöglichen.
In Figur 3 ist ein Beispiel eines Schaltmoduls 40 für den Schaltzweig 30 der Figur 2 dargestellt, wobei das Schaltmodul 40 ein Vollbrücken-Schaltmodul ist. Das Schaltmodul 40 um fasst einen ersten abschaltbaren Halbleiterschalter Hl, dem eine erste Freilaufdiode Dl antiparallel geschaltet ist, ei nen zweiten abschaltbaren Halbleiterschalter H2, dem eine zweite Freilaufdiode D2 antiparallel geschaltet ist, wobei der erste und der zweite Halbleiterschalter Hl, H2 in einer ersten Halbleiterreihenschaltung miteinander verbunden sind und gleiche Durchlassrichtung aufweisen. Das Schaltmodul 40 umfasst ferner einen dritten abschaltbaren Halbleiterschalter H3, dem eine dritte Freilaufdiode D3 antiparallel geschaltet ist, und einen vierten abschaltbaren Halbleiterschalter H4, dem eine vierte Freilaufdiode D4 antiparallel geschaltet ist, wobei der dritte und der vierte Halbleiterschalter H3, H4 in einer zweiten Halbleiterreihenschaltung miteinander verbunden sind und gleiche Durchlassrichtung aufweisen. Die beiden Halbleiterreihenschaltungen sind parallel zueinander und zu einem Energiespeicher C angeordnet, an dem eine Energiespei cherspannung Uk ansteht. Des Weiteren umfasst ersten Schalt modul ferner eine erste Anschlussklemme XI, die zwischen den Halbleiterschaltern Hl, H2 der ersten Halbleiterreihenschal tung angeordnet ist, und eine zweite Anschlussklemme X2, die zwischen den 5Halbleiterschaltern H3, H4 der zweiten Halb leiterreihenschaltung angeordnet ist. Die Halbleiterschalter Hl-4 sind mittels einer geeigneten Ansteuereinheit unabhängig voneinander ansteuerbar, d.h. ein- und/oder abschaltbar. Mit tels geeigneter Ansteuerung der Halbleiterschalter Hl-4 kann an den Anschlüssen XI,2 eine Spannung erzeugt werden (Schalt modulspannung), die der am Energiespeicher C anstehenden Spannung Uk, einer Spannung -Uk oder einer Nullspannung ent spricht.
In Figur 4 ist ein Zeigerdiagramm 50 dargestellt. Das Zeiger diagramm 50 ist ein Spannungs-Strom-Diagramm für den Falle eines Gleichrichterbetriebes einer Stromrichteranordnung, die beispielsweise der Stromrichteranordnung 1 der Figur 1 ent spricht. In dem Diagramm 50 sind eine primärseitige Spannung Uprim auf einer Primärseite eines steuerbaren Transformators, beispielsweise des Transformators 26 der Figur 1, sowie eine sekundärseitige Spannung Usec auf einer Sekundärseite des Transformators dargestellt. Die primärseitige Spannung Uprim entspricht dabei der AnbindungsSpannung an dem Anbindungs punkt zwischen den Schaltmodulzweigen und dem Transformator. Es ist erkennbar, dass eine an den Schaltmodulzweigen ge stellte Zweigspannung UFB gegenüber einem primärseitigen Strom iprim auf der Primärseite des Transformators um pi/2 phasenverschoben ist. Zugleich ist der primärseitige Strom iprim um einen Winkel phinet gegenüber einer Netzspannung Un- et eines an die Stromrichteranordnung angeschlossenen Wech selspannungsnetzes verschoben. Es ist ferner erkennbar, dass die primärseitige Spannung Uprim sich aus der Netzspannung Unet und der Zweigspannung UFB zusammensetzt. Die sekundär seitige Spannung Usec ist phasengleich zur primärseitigen Spannung Uprim, jedoch mit (mittels des Transformators) redu zierter Amplitude. Das Zeigerdiagramm 50 verdeutlicht zudem, dass für die Regelung der Zweigspannung UFB das Bezugssystem des Zweigstromes iprim gewählt wird. Dabei entspricht der Zweigstrom iprim durch den bzw. die Schaltmodulzweige einem Netzstrom inet. In dem in Figur 4 dargestellten Fall geht die Netzspannung Unet der primärseitigen Spannung Uprim um einen Winkel deltaphi voran.
In Figur 5 ist ein Zeigerdiagramm 60 dargestellt. Das Zeiger diagramm 60 ist ein Spannungs-Strom-Diagramm für den Falle eines Wechselrichterbetriebes einer Stromrichteranordnung, die beispielsweise der Stromrichteranordnung 1 der Figur 1 entspricht. In dem Diagramm 60 sind eine primärseitige Span nung Uprim auf einer Primärseite eines steuerbaren Transfor mators, beispielsweise des Transformators 26 der Figur 1, so wie eine sekundärseitige Spannung Usec auf einer Sekundärsei te des Transformators dargestellt. Die primärseitige Spannung Uprim entspricht dabei der AnbindungsSpannung an dem Anbin dungspunkt zwischen den Schaltmodulzweigen und dem Transfor mator. Es ist erkennbar, dass eine an den Schaltmodulzweigen gestellte Zweigspannung UFB gegenüber einem primärseitigen Strom iprim auf der Primärseite des Transformators um pi/2 phasenverschoben ist. Zugleich ist der primärseitige Strom iprim um einen Winkel phinet gegenüber einer Netzspannung Un et eines an die Stromrichteranordnung angeschlossenen Wech selspannungsnetzes verschoben. Es ist ferner erkennbar, dass die primärseitige Spannung Uprim sich aus der Netzspannung Unet und der Zweigspannung UFB zusammensetzt. Die sekundär seitige Spannung Usec ist phasengleich zur primärseitigen Spannung Uprim, jedoch mit (mittels des Transformators) redu zierter Amplitude. Das Zeigerdiagramm 50 verdeutlicht zudem, dass für die Regelung der Zweigspannung UFB das Bezugssystem des Zweigstromes iprim gewählt wird. Dabei entspricht der Zweigstrom iprim durch den bzw. die Schaltmodulzweige einem Netzstrom inet. In dem in Figur 5 dargestellten Fall folgt die Netzspannung Unet der primärseitigen Spannung Uprim um einen Winkel deltaphi nach.
Ein schematisches Ablaufdiagramm 70 eines Beispiels des Rege lungsablaufes ist in Figur 6 dargestellt. Die Regelung geht dabei von dem Fall einer dreiphasigen Ausführung der Strom richteranordnung, wobei in einer ersten Phasenleitung ein erster Schaltmodulzweig, in einer zweiten Phasenleitung ein zweiter Schaltmodulzweig und in einer dritten Phasenleitung ein dritter Schaltmodulzweig angeordnet sind, ähnlich der in Figur 1 gezeigten Anordnung. Im Folgenden werden die drei Schaltmodulzweige gemeinsam als Konverter bezeichnet.
Gemäß dem in Figur 6 gezeigten Beispiel wird ein Sollwert Wref für die Konverter-Gesamtenergie mit einem gemessenen Wert W der Konverter-Gesamtenergie unter Bildung einer Ener giedifferenz DeltaW verglichen. Die Energiedifferenz DeltaW wird einem ersten Regler 71 zugeführt. An dem Ausgang des ersten Reglers 71 wird eine erste d-Komponente Udl der Span nung im Bezugssystem des Zweistromes ic bereitgestellt. Zu gleich wird ein Sollwert Uref der AnbindungsSpannung an einem Anbindungspunkt zwischen dem Stromrichter und den Schaltmo dulzweigen mit einem gemessenen Wert U der AnbindungsSpannung unter Bildung einer Spannungsdifferenz DeltaU verglichen. Die Energiedifferenz DeltaU wird einem zweiten Regler 72 zuge führt. An dem Ausgang des zweiten Reglers 72 wird eine erste q-Komponente Uql der Spannung im Bezugssystem des Zweistromes ic bereitgestellt. Die d-Komponente Udl und die q-Komponente Uql werden mittels einer Drehtransformation in einem Dreh transformationsblock 73 mit einer Drehmatrix R (Theta)= (cos(Theta),-sin (Theta)/sin (Theta), cos(Theta)) transformiert, wobei Theta einen Normierungswinkel des Strom- Bezugssystems bezeichnet, und damit in eine erste Mitsystem komponente Uconv,alpha+ der alpha-Komponente Uconv,alpha der der am Konverter einzustellenden Spannung und eine zweite Mitsystemkomponente Uconv,beta+ der beta-Komponente U- conv,beta der am Konverter einzustellenden Spannung umgewan delt.
Ein erster, zweiter und dritter Zweigenergiewert W1,W2,W3 werden einem Transformationsblock 74 zugeführt und mittels einer Clark-Transformation in entsprechende alpha- und beta- Komponenten Walpha und Wbeta umgewandelt. Diese werden einem dritten bzw. vierten Regler 75 bzw. 76 zugeführt, an dessen Ausgang eine zweite d-Komponente Ud2 sowie eine zweite q- Komponente Uq2 der Spannung im Bezugssystem des Zweistromes ic bereitgestellt werden. Die zweite d-Komponente Ud2 und die zweite q-Komponente Uq2 werden mittels einer Drehtransforma tion in einem zweiten Drehtransformationsblock 77 mit einer Drehmatrix R (Theta)= (cos(Theta),sin (Theta)/-sin (Theta), cos (Theta)) transformiert und damit in eine erste Gegensys temkomponente Uconv,alpha- der alpha-Komponente Uconv,alpha der am Konverter einzustellenden Spannung und eine zweite Ge gensystemkomponente Uconv,beta- der beta-Komponente U- conv,beta der am Konverter einzustellenden Spannung umgewan delt.
Die am Konverter einzustellende Spannung setzt sich somit aus Uconv,alpha = Uconv,alpha+ + Uconv,alpha- und Uconv,beta = Uconv,beta+ + Uconv,beta- zusammen.

Claims

Patentansprüche
1. Stromrichteranordnung (1), die einen netzgeführten Strom richter (2) umfasst, der einen Wechselspannungsanschluss (14 - 16) aufweist, der über wenigstens eine Phasenleitung (21 - 23) mit einem Wechselspannungsnetz (5) verbindbar ist, wobei die Stromrichteranordnung (1) ferner wenigstens einen Schalt modulzweig (18 - 20) umfasst, der seriell in der wenigstens einen Phasenleitung (21 - 23) angeordnet ist, und der eine Reihenschaltung von Schaltmodulen (40) umfasst, an deren An schlüssen (XI, X2) jeweils bipolare Spannungen erzeugbar sind, die sich zu einer Zweigspannung (Ue) summieren, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromrichteranordnung ferner einen steuerbaren Transfor mator (26) umfasst, der zwischen dem wenigstens einen Schalt modulzweig (18 - 20) und dem Stromrichter (2) angeordnet ist.
2. Stromrichteranordnung (1) nach Anspruch 1, wobei der Stromrichter einen n-phasigen Wechselspannungsan schluss aufweist, der über n Phasenleitungen (21 - 23) mit dem Wechselspannungsnetz (5) verbindbar ist, wobei in jeder Phasenleitung (21 - 23) seriell ein Schaltmodulzweig (18 - 20) angeordnet ist, wobei in jedem Schaltmodulzweig (18 - 20) eine Reihenschaltung der Schaltmodule (40) angeordnet ist.
3. Stromrichteranordnung (1) nach einem der vorangehenden An sprüche, wobei die Schaltmodule (40) Vollbrücken-Schaltmodule sind.
4. Stromrichteranordnung (1) nach einem der vorangehenden An sprüche, wobei der netzgeführte Stromrichter (2) ein thyristorbasier ter Stromrichter ist.
5. Stromrichteranordnung (1) nach einem der vorangehenden An sprüche, wobei die Stromrichteranordnung (1) eine Regelungseinrichtung (24) umfasst, die zum Regeln einer AnbindungsSpannung (Uac) an einem Anbindungspunkt (25) zwischen dem Schaltmodulzweig (18 - 20) und dem Transformator (26) eingerichtet ist.
6. Stromrichteranordnung nach Anspruch 5, wobei die Rege lungseinrichtung (24) dazu eingerichtet ist, durch die ge stellte Zweigspannung eine an der Primärseite des Transforma tors im Vergleich zur Netzspannung voraus- bzw. nacheilende Spannung zu erzeugen.
7. Stromrichteranordnung (1) nach einem der vorangehenden An sprüche, wobei der steuerbare Transformator (26) zum Transformieren einer AnbindungsSpannung (Uprim) an einem Anbindungspunkt zwischen dem Schaltmodulzweig (18 - 20) und dem Transformator (26) in eine Ausgangsspannung (Usec) angepasster Amplitude eingerichtet ist.
8. Stromrichteranordnung (1) nach einem der vorangehenden An sprüche, wobei der Transformator (26) einen Stufenschalter umfasst.
9. Betriebsverfahren für eine Stromrichteranordnung (1) nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem an dem wenigstens einem Schaltmodulzweig (18 - 20) eine zeitlich veränderliche Zweigspannung (Uc) erzeugt wird.
10. Betriebsverfahren nach Anspruch 9, wobei die zeitlich veränderliche Zweigspannung eine grundfre quente Cosinus-Spannung ist.
11. Betriebsverfahren nach einem der Ansprüche 9 oder 10, wobei die Zweigspannung zusätzlich harmonische Anteile um fasst.
12. Betriebsverfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 11, wobei mittels des steuerbaren Transformators (26) eine Amplitude einer AnbindungsSpannung (Uprim) an einem Anbin- dungspunkt (25) zwischen dem Schaltmodulzweig (18 - 20) und dem Transformator reduziert wird.
13. Betriebsverfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 12, wobei eine AnbindungsSpannung (Uprim) an einem Anbindungs punkt (25) zwischen dem Schaltmodulzweig (18 - 20) und dem Transformators (26) mittels Anpassens einer Amplitude eines Mitsystems der Zweigspannung (Uc) geregelt wird.
14. Betriebsverfahren nach Anspruch 13, wobei eine Zweigenergie des Schaltmodulzweiges (18 - 20) mit tels Anpassens einer Phase des Mitsystems der Zweigspannung (Ue) geregelt wird.
15. Betriebsverfahren nach Anspruch 14, wobei eine Balancierung von Energiespeicherspannungen der Schaltmodule (40) mittels Anpassens einer Amplitude und einer Phase eines Gegensystems der Zweigspannung (Ue) durchgeführt wird.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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K. ROGGENKAMP ET AL: "Step Size Selection for Tap Changers in Converter Transformers for Line Commutated HVDC Systems", RENEWABLE ENERGY AND POWER QUALITY JOURNAL, vol. 13, no. 2, 13 April 2015 (2015-04-13), pages 223 - 226, XP093265663, ISSN: 2172-038X, Retrieved from the Internet <URL:https://icrepq.com/icrepq'15/286-15-roggenkamp.pdf> DOI: 10.24084/repqj13.286 *

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