EP3538920A1 - Anordnung und verfahren zur laufzeitmessung eines signals zwischen zwei ereignissen - Google Patents

Anordnung und verfahren zur laufzeitmessung eines signals zwischen zwei ereignissen

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EP3538920A1
EP3538920A1 EP18700454.4A EP18700454A EP3538920A1 EP 3538920 A1 EP3538920 A1 EP 3538920A1 EP 18700454 A EP18700454 A EP 18700454A EP 3538920 A1 EP3538920 A1 EP 3538920A1
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EP
European Patent Office
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modulation signal
signal
pulse
reflection
value pattern
Prior art date
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Ceased
Application number
EP18700454.4A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Amr Eltaher
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Hybrid Lidar Systems AG
Original Assignee
Hybrid Lidar Systems AG
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Filing date
Publication date
Application filed by Hybrid Lidar Systems AG filed Critical Hybrid Lidar Systems AG
Publication of EP3538920A1 publication Critical patent/EP3538920A1/de
Ceased legal-status Critical Current

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    • G01S7/497—Means for monitoring or calibrating

Definitions

  • the present invention relates to a method for
  • Runtime measurement of a signal between two events in which the phase shift between the signal when a first event occurs and the signal at the occurrence of the second event is determined.
  • the invention also relates to an arrangement for
  • Runtime measurement of a signal between two events with a transmitting / receiving unit that receives a pulse of a
  • the method and the arrangement may be for a
  • the proposed solution is suitable for various applications in which a 3D detection of the environment is advantageous.
  • the invention is versatile, for example for determining transit times and latencies in the
  • Solid-state 3D lidar can be described in terms of the horizontal position in the x-y plane as follows: One or more light sources emit light to an object. The reflected light from the object is using a
  • Sensor matrix is called a pixel.
  • One-dimensional 1D distance measurements for each individual pixel in the sensor matrix can thus be used to determine the distance from individual objects in the surroundings of the sensor system.
  • each point in the environment is indicated by its distance from the lidar (z-coordinate, see below) and the 2D-position of the pixel (x-y-coordinate).
  • the 1D distance measuring systems for conventional lidar systems can be divided into two main categories: a) Direct time of flight (DToF) method
  • Timers are used to control the clock
  • Time difference between the emitted pulse and the pulse reflected by the object to measure is the same as the emitted pulse and the pulse reflected by the object to measure.
  • EHF extremely high frequency
  • the DToF method of ranging is more likely to be for longer distances, e.g. 200 m or more, suitable. b) Distance measurement based on the phase shift
  • Intensity of the emitted light from the light source modulated by means of a periodic continuous RF signal The phase shift between the emitted signal and the reflected signal (Df) is determined. This phase shift Df is directly proportional to the distance of the object.
  • Df phase shift between the emitted signal and the reflected signal
  • Phase shift (Df) to determine.
  • Df Phase shift
  • Distances suitable e.g. up to 50 m or 100 m. Another limitation is that
  • the modulation frequency is one of several factors that determine the maximum distance to the object.
  • JP2016183974 (A) relates to a DToF method which uses complex signal processing algorithms to perform distance measurement for each pixel.
  • Algorithms require accumulative oversampling techniques and sophisticated signal processing approaches
  • Each pixel in the sensor matrix contains one
  • Timer which is the time between the emitted and
  • Solid state 3D lidar sensors are known from US 20160161600, whose distance measuring system is based on the concept of "optical phased array.” The concept uses several light sources that emit coherent signals with the same intensity
  • Phase control is used to generate a far-field radiation pattern in the desired direction.
  • Phase control increases the cost and complexity of the sensors.
  • a problem that must be considered is the fact that the generated radiation pattern has one main lobe (HK) and several sidelobes (NK). It is desirable to produce a very narrow main lobe, where the HK power should be high compared to NK power to increase the resolution of the system.
  • the object of the present invention is therefore to provide a solution for the transit time measurement of a signal between a first and a second event, which can be carried out with great accuracy, at high speed and with low computational complexity.
  • Transmission medium is to be understood as the medium through which the corresponding physical signal propagates, for example air or other gaseous media, water or other fluids or solids.
  • the term of reflection should not be limited to, for example, sound or light reflections
  • Runtime measurement can be used, for example in the mobile sector, is under reflection each
  • Period of the modulation signal a first and a second value pattern is determined by the number of values in the value pattern and the time or phase distance of the values to each other. The time or phase difference between the values is included
  • the method-side solution provides that a method of the type mentioned is formed by the fact that a modulation signal is generated, the phase position is determined as the first signature for the occurrence of the signal in the first event that the phase angle of
  • Modulation signal is determined as a second signature for the occurrence of the signal in the second event and that the transit time is determined as the difference of the phase positions of the first and the second signature.
  • the determination of the difference of the phase positions can be done digitally, wherein the two signatures are sampled and thus the digital signatures after the time of their occurrence in the phase of the modulation signal
  • Event sending and the second event is a receiving the signal, it is provided that at a transmitter of the transmitting / receiving unit, a pulse of a physical signal in a transmission medium
  • Transmitter / receiver unit is a reflection of the pulse received and from the time difference Dt between the pulse and the reflection and the transit time of the physical signal in the transmission medium, the distance between the
  • Transmitter / receiver unit and a measurement object is calculated and that a periodically repeated with a frequency modulation signal is generated that during the transmission of the pulses
  • Modulationssignals are stored during the transmission of the pulse as the first value pattern, that while receiving the reflection the
  • Modulation signal during reception of the reflection are stored as a second value pattern, and that the time difference At from a comparison of
  • the shift of the value patterns to one another is very easily ascertainable, e.g. through which the coordinates of
  • the method can also be realized in that the reflection of the pulse is detected by a plurality of sensors each of a pixel of a sensor matrix. In this case, a single signal is sent, which then several Reflections generated by the multiple sensors are generated, and for each sensor, a comparison of the samples of the respective reflection with the samples of the emitted or transmitted signal as above
  • a plurality of pulses to be transmitted and their reflections to be received, for example by a pixel in each case transmitting its own pulse in a transmission / reception matrix and detecting the reflection of this pulse.
  • each pulse of a pixel is coded with a code of the pixel and only the
  • Reflections having the code matching the pixel can be detected.
  • Periods of the modulation signal each corresponding to the same Abtast Z eit Vietnamese a period of the modulation signal in another period, are stored.
  • Modulation signal during the reception of the reflection as averages and / or the digital samples of the
  • Mean values are stored.
  • the comparison of the occurrence of the second value pattern relative to the first value pattern can be realized in that a digital mapping of a period of the modulation signal in the format of the first and the second Value pattern is stored in a lookup table.
  • the format means that both the digital image and the value patterns each have the same number of values and that the
  • Sample rate of the analog-to-digital converter can be achieved. In principle, however, the distances in the format can also be different. Because the format for the digital signal
  • Figure determines a second phase of the second value pattern.
  • a phase difference is determined from the difference of the first phase position and the second phase position.
  • the phase difference can be determined either as an angular difference Df from the different positions to the phase angle f or as a time difference Dt from the time of the first values of the value patterns.
  • the look-up table is made up of a plurality of stored
  • the phase can be determined from the reference to the matching value pattern.
  • the look-up table may be created and stored at the beginning of the application of the method and remain unchanged over several applications of the method.
  • the phase position-specific value patterns are generated either by an initial sampling of the modulation signal or by a calculation.
  • the arrangement-side solution consists in an arrangement of the type mentioned, which is characterized by,
  • Modulation signal having a first analog-to-digital converter which scans the modulation signal synchronously with the modulation signal
  • the arrangement may also include a sensor array having a plurality of pixels each with a sensor and / or a transmitter.
  • Modulation signal each corresponding to the same Abtast Z eit Vietnamese in a period of the modulation signal within a period stored is formed.
  • Modulation signal during the reception of the reflection as a mean value calculating logic circuit may be provided.
  • the inventive arrangement can with a first
  • Be provided comparator which is provided with a threshold input and a pulse input detecting the pulse input and the output of which is connected to the first analog-to-digital converter controlling.
  • a first comparator may be provided which has a threshold input and a transmitting pulse is provided detecting pulse input and whose output is connected to a first analog-to-digital converter controlling.
  • the transit time measuring method and measuring system according to the invention includes a hybrid between the methods for
  • the advantage of the functional principle proposed here for use in a 3D lidar sensor is that simple and innovative software-based methods are used to realize a precise and cost-effective distance measuring system.
  • This proposed system is suitable for different applications of lidar sensors.
  • the proposed rangefinder avoids Very High Frequency (VHF) or Ultra High signals
  • the proposed 3D lidar sensor allows for self-calibration because of different voltage and voltage
  • Boundary conditions of the measurement correction factors can be specified.
  • the sensors to be developed are for different reasons
  • 1 is a schematic diagram of the transit time measurement of a transmitted physical signal and the formation of reflections on an object and their reception by a sensor matrix according to the prior art
  • 2 is a schematic diagram of the arrangement according to the invention
  • Fig. 3 is an illustration of the generation of a
  • Fig. 4 is an illustration of the generation of a
  • Fig. 5 is a signal diagram of the invention
  • Fig. 7 is an illustration of the storage of the scanned
  • Fig. a representation of the generation of samples from average values of several measurements
  • a physical signal 2 is transmitted by a transmitter 1. This reflects on an object 3 and generates reflections 4.
  • the reflections 4 are received by a sensor matrix 5.
  • the sensor matrix 5 has a plurality of pixels, of which
  • an image of the object 3 can be generated.
  • the emitted signal 2 is generated as a pulse.
  • the emitted pulse is referred to as size XI to the
  • a threshold v_th Since the pulses of the physical signal 2 and the pulses of the reflection 4 usually show no ideal impulse response, they are compared with a threshold v_th.
  • XI is supplied to a first comparator 6. Its output Y1 shows, for example, a logic 1 as long as the pulse of the emitted physical signal 2 exceeds the threshold value v_th.
  • a modulation signal 8 generated by a generator 7 is sampled by a first analog-to-digital converter (ADC) 9. As shown in Fig. 5. In this case, as shown in Fig. 6, the samples En, E 12 and E 13 are generated.
  • the frequency f of the modulation signal 8 of the generator 7 and the sampling frequency of the ADC 1 are so mutually
  • the invention is not limited thereto. Rather, other signal forms, such as a sawtooth signal, are possible. The condition, however, is that it must be a periodic signal.
  • the value pattern is stored in a first part Mil of the memory Ml.
  • the reflection 4 is used.
  • the reflection is compared with a threshold value v_th.
  • X2 becomes a first
  • a logical 1 as long as the received reflection 4 exceeds the threshold v_th. During this time, one generated by a generator 7
  • Modulation signal 8 from a second analog / digital converter (ADC) 12 sampled. As shown in Fig. 5. In this case, as shown in Fig. 6, the samples Sm, S112 and Sn 3 are generated. The frequency f of
  • Modulation signal of the generator 7 and the sampling frequency of the ADC 2 are so matched or
  • Period of the modulation signal 8 are generated (see FIG.
  • the sampling timings of the ADC1 or ADC2 are not exactly synchronous with the pulse of the emitted or received pulse because the oscillator of the ADC1 or ADC2 requires a certain settling time (T osc ) before it runs stably.
  • T osc settling time
  • the value pattern is stored in a second part M12 of the memory M1.
  • the first value pattern in the first part Mil and the second value pattern in the second part M12 each have the same format.
  • three periods for example, three respective respective respective times t A n A , t AI IB rt A n C , t Ai2A , t Ai2B , t Ai2c , t Ai 3 A , t Ai 3 B and t Ai 3 C are sampled and as averages
  • Eli - 3 are generated. This is done via the logic circuit 10. This transmits the values En, E 22 and En to a second memory M2.
  • these samples Sni, Sn 2 and Sm are also in several, for example three periods for example, three respective respective times t A22A , t A22B , t A2iC , t A22A , t A22B , t A22c , t A23A , t A23B and t A23c are sampled and as averages according to the example with 5 m
  • Logic circuit 10 This transfers the values Sm, Sn 2 and S113 to the second memory M2.
  • a packet 14 comprises
  • Header data as well as user data.
  • the header data can be
  • Control information could include, for example, the number of the sensor as the origin of the message, the destination of the message, the length of the message, the sequence number of the message, a checksum of the message, etc.
  • Modulation signal of the second value pattern Sm, S 112 and S 113 relative to the first value pattern En, E 12 and E 13 made. This is realized in that, as shown in FIG. 3 or FIG.
  • a look-up table 15 is created at the beginning of the application of the method and stored in an internal memory. This can be over several
  • the look-up table consists of several stored value patterns of the modulation signal, which are stored according to their phase position within the period of the modulation signal. For this purpose, a digital map of a period of the modulation signal 4 in the format of the first En, E 12 and E 13 and the second value pattern Sm, Sn 2 and Sn 3 is stored in a look-up table 15. Can the phasing-specific value patterns either by an initial sampling of the modulation signal 8 or a
  • a first time stamp consisting of three samples of a period of the modulation signal 8 g (t [), g (t “ ⁇ ), g (t"' ⁇ ) z u the sampling times t [, t "and t"', the time ti is assigned
  • a second time stamp consisting of three samples of a period of the modulation signal 8 g (t 2 ), g (t 2 ) r gitz- '' at the sampling times t 2 ', t 2 and t 2 '' to which the time t 2 is assigned
  • a third time stamp consisting of three samples of a period of the modulation signal 8 9 (tz ') r 9 ( 3) , 9 ( ⁇ 3 ') to the sampling times 13, t ⁇ ⁇ 'and £ 3 "
  • Time t 3 is assigned stored.
  • the look-up table 15 may be e.g. on phase distances between the samples based on the following
  • Af 2p X / X Dc, where Dc is the resolution of a common time reference and / is the frequency of the modulation signal.
  • Dc the resolution of a common time reference
  • / the frequency of the modulation signal.
  • the frequency of the modulation signal is / 5 MHz and a sampling frequency of 15 MHz is selected and the ADC resolution is 14 bits per sample, a time resolution of approximately 10ps (picoseconds) is achieved.
  • Look-up table 15 determined.
  • the phase difference is determined directly from the difference of the first phase position t 2 and the second phase position t 3 .
  • the phase difference and, as known, the transit time can be determined.
  • the sees Memory matrix 13 still more lines for the value pattern of other of the pixels, for example, P13, P21, P23, before.
  • the method is likewise carried out for these pixels and the value patterns are written into the memory matrix 13 in the corresponding lines and read therefrom for comparison with the look-up table, as described above.
  • the method can also be applied to further sensor matrices, which are not shown in detail, but correspond to the sensor matrix 5.
  • the index of the samples S of the modulation signal 8 during the received reflection 4 is defined as
  • FIG. 10 now shows a solution as for the generation of second value patterns Sm, S112 and S113, S121, S122 and S123, ... Si ni , Si n 2 and Si n 3 ⁇ with, for example, three
  • the reflection which receives each pixel 1... N is respectively fed to a comparator 16 to 19 in the manner of the second comparator 11 and in this with a threshold value v_th
  • the outputs Vl ... Vn are further supplied to a 1 ⁇ n-bit memory 21.
  • the results of all outputs Vl ... Vn are stored and this number is given to the memory matrix 13 as a pixel number in order to define to which pixel the subsequently described value pattern Sm, S112 and S1 13 , S121, S122 and S123, ⁇ Si ni , Si n 2 and Si n 3 heard.
  • Modulation signal 8 and thus generate a to the pixel with the pixel number # stored in the memory 21 belonging second value pattern S x # i , S x # 2, S x # 3, which then to the corresponding line in the memory matrix 13th
  • About the stored in the memory array 13 for each pixel value pattern can be a multi-dimensional
  • Phase angle of the reflections are determined. From the
  • the duration of the pulse is determined and thus determined at the same time a distance measure for each pixel in the sensor matrix.
  • the result is a three-dimensional point cloud (x, y, z) as a model of the environment.
  • the 3D model of the environment can be prepared in such a way that different functions of a FAS
  • Examples of functions of a FAS that can be implemented using the 3D Lidar sensors are: a) lane change assistant, b) emergency brake assist, c) lane departure warning system, d) adaptive cruise control and e)
  • sensors autonomous driving, 3D mapping, indoor navigation, gesture recognition in human-machine interfaces (3D Gesturing for HMI: “human machine interfaces” in English) and at the
  • Fig. 4 shows the use of two sensors. Every single one The sensor sends the sampled values of the emitted signal as well as the samples of the signals reflected from the objects for each pixel to a central computer (Central Computing Unit (CPU).) In other words, the sampled values of the emitted and reflected signals form a coherent one Series of signal values with specific sampling frequency.
  • CPU Central Computing Unit
  • the software supports the direct communication between the sensor CPU and Android based smartphones or tablets. This can be on these mobile devices novel and
  • the CPU can additionally also the values of others
  • Sensors e.g. Light sensors, smoke sensors,
  • Motion sensors, temperature sensors, etc. capture optimal decisions in certain situations to meet .
  • the acquired sensor data of the lidar sensors can be read offline with the aid of methods from the lidar sensors
  • Calculation of the point clouds can be determined in order to influence the measurement results with the help of additional temperature sensors and light sensors
  • the proposed ranging system is a precise and simple device and method that enables the realization of low cost 3D lidar sensors.
  • DSPs Signal processors
  • the invention provides that the method does not evaluate the reflected pulses directly to the
  • the flexibility of the presented device allows multiple sensors to emit the samples of the emitted one
  • the invention allows self-calibration of the 3D lidar sensors. Thereby are for the measured values
  • correction factors with regard to measurable external influences determined. These correction factors are then stored in memory and used to determine the accuracy of the
  • the o.g. Method explains a digital evaluation of the phase shift between ADC 9 and ADC 12.
  • ADC could also be a per se known I / Q demodulation, as for example in high-frequency technology Part 2, ISBN: 3-540- 55084-4, 4th edition, page 541-545, instead of the ADC serve to determine the phase position of the modulation signal.
  • the digital process has the
  • the modulation signal is not necessarily sinusoidal.
  • Circuitry decision is made, which method is more suitable depending on the consumption power, disturbance immunity and accuracy. Arrangement and method for measuring the transit time of a signal between two events
  • Tr triggers 1 x n-bit memory ADC ADC ADC

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Abstract

Die Erfindung, die ein Verfahren zur Laufzeitmessung eines Signals zwischen zwei Ereignissen, bei dem die Phasenverschiebung zwischen dem Signal bei Auftreten eines ersten Ereignisses und dem Signal bei Auftreten des zweiten Ereignisses bestimmt wird, und eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens betrifft, liegt die Aufgabe zugrunde, eine Laufzeitmessung eines Signals zwischen einem ersten und einem zweiten Ereignis anzugeben, die mit großer Genauigkeit, mit hoher Geschwindigkeit und mit geringem rechentechnischen Aufwand durchgeführt werden kann. Dies wird dadurch erreicht, dass ein Modulationssignal erzeugt wird, dessen Phasenlage als erste Signatur für das Auftreten des Signals bei dem ersten Ereignis ermittelt wird, dass die Phasenlage des Modulationssignals als zweite Signatur für das Auftreten des Signals bei dem zweiten Ereignis ermittelt wird und dass die Laufzeit als Differenz der Phasenlagen der ersten und der zweiten Signatur ermittelt wird.

Description

Anordnung und Verfahren zur Laufzeitmessung eines Signals zwischen zwei Ereignissen
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur
Laufzeitmessung eines Signals zwischen zwei Ereignissen, bei dem die Phasenverschiebung zwischen dem Signal bei Auftreten eines ersten Ereignisses und dem Signal bei Auftreten des zweiten Ereignisses bestimmt wird.
Die Erfindung betrifft auch eine Anordnung zur
Laufzeitmessung eines Signals zwischen zwei Ereignissen, mit einer Sende-/Empfangseinheit , die einen Impuls eines
physikalischen Signals in einem Übertragungsmedium
aussendenden Sender und einen eine Reflexion des Impulses empfangenden Sensor sowie eine eine Zeitdifferenz Dt zwischen dem Impuls und der Reflexion sowie der Laufzeit des
physikalischen Signals in dem Übertragungsmedium die
Entfernung zwischen der Sende-/Empfangseinheit und einem Messobjekt berechnende Recheneinheit aufweist.
Das Verfahren und die Anordnung können für ein
Entfernungsmesssystem, das zur Realisierung ein
dreidimensionalen (3D) Solid-State Lidar (Lidar: Light detection and ranging) Sensor zur (3D) Erfassung der
Umgebung verwendet werden. Die vorgeschlagene Lösung ist geeignet für verschiedene Anwendungen, bei denen eine 3D- Erfassung der Umgebung vorteilhaft ist. Darüber hinaus ist die Erfindung vielseitig einsetzbar, beispielsweise zur Bestimmung von Laufzeiten und Latenzzeiten im
Mobilfunkbereich . Nachfolgend wird der Stand der Technik zur
Entfernungsmessung betrachtet.
Die 3D-Erfassung der Umgebung spielt heute eine große Rolle bei Anwendungen im Bereich der Automobilindustrie (z.B.
assistiertes bzw. autonomes Fahren), bei Anwendungen in vernetzten und hochgradig automatisierten Umgebungen im Bereich der „Industrie 4.0" sowie bei verschiedensten
Anwendungen in geschlossenen Räumen (Überwachung,
Sicherheit, Navigation, etc.) oder sogenannten „smart buildings" .
Neben funkbasierten Sensoren mit allen ihren Vor- und
Nachteilen basieren aktuelle Sensoren auf optischen Lidar- Technologien .
Solid-State 3D-Lidar kann bzgl. der horizontalen Lage in der x-y-Ebene folgendermaßen beschrieben werden: Eine oder mehrere Lichtquellen emittieren Licht zu einem Objekt. Das vom Objekt reflektierte Licht wird mit Hilfe einer
zweidimensionalen Sensormatrix (bspw. Photodetektor-Matrix) empfangen. Jeder einzelne Photodetektor in dieser
Sensormatrix wird als Pixel bezeichnet. Mittels
eindimensionaler 1D-Entfernungsmessungen für jeden einzelnen Pixel in der Sensormatrix kann so der Abstand von einzelnen Objekten in der Umgebung des Sensorsystems bestimmt werden. Im Ergebnis wird jeder Punkt in der Umgebung durch seinen Abstand vom Lidar ( z-Koordinate, s. u.) und die 2D-Lage des Pixels (x-y-Koordinate) angegeben.
Die 1D-Entfernungsmesssysteme für konventionelle Lidar- Systeme können in zwei wesentliche Kategorien eingeteilt werden : a) Direct time of Flight (DToF) Verfahren
In die Richtung eines Objekts wird ein diskreter
Lichtimpuls emittiert und ein oder mehrere
Zeitgeber/Taktgeber werden verwendet, um die
Zeitdifferenz zwischen dem emittierten Impuls und dem vom Objekt reflektierten Impuls zu messen.
Weil die Lichtgeschwindigkeit ca. 300.000.000 m/s beträgt, wird eine Taktfrequenz von mind. 300 GHz benötigt, um für die Entfernungsmessung eine Auflösung von 1 mm zu erreichen. Die Realisierung solcher EHF- Taktgeber (EHF: extremely high frequency) ist mit dem aktuellen Stand der Technik in der Elektronik eine Herausforderung. Deswegen werden oft komplexe
Signalverarbeitungsverfahren mit sehr hohen Abtastraten als Alternative verwendet.
Das DToF-Verfahren zur Entfernungsmessung ist eher für größere Entfernungen, z.B. 200 m oder mehr, geeignet. b) Abstandsmessung auf der Basis der Phasenverschiebung
Im Unterschied zum DToF Verfahren wird hier die
Intensität des von der Lichtquelle ausgesendeten Lichts mit Hilfe eines periodischen kontinuierlichen HF- Signals moduliert. Die Phasenverschiebung zwischen dem emittierten Signal und dem reflektierten Signal (Df) wird ermittelt. Diese Phasenverschiebung Df ist direkt proportional zur Entfernung des Objektes. Üblicherweise werden hardware- oder softwarebasierte
Korrelationsverfahren verwendet, um die
Phasenverschiebung (Df) zu ermitteln. Auch hier werden komplexe elektronische Schaltungen und/oder komplexe Signalverarbeitungsverfahren eingesetzt, um (Df) zu ermitteln .
Normalerweise ist dieses Verfahren genauer als das DToF Verfahren. Allerdings ist es eher für kürzere
Entfernungen geeignet, z.B. bis 50 m oder 100 m. Eine weitere Einschränkung ist darin zu sehen, dass
Phasenverschiebungen größer als eine Periode nicht mehr eindeutig einer Wegmessung zugeordnet werden können. Deswegen ist die Modulationsfrequenz einer von mehreren Faktoren, welche den maximalen Abstand zum Objekt festlegen .
Die JP2016183974 (A) betrifft ein DToF-Verfahren, das komplexe Signalverarbeitungsalgorithmen benutzt, um für jeden Pixel eine Entfernungsmessung durchzuführen. Die
Algorithmen benötigen akkumulative Überabtastungsverfahren und anspruchsvolle Signalverarbeitungsansätze, die
insbesondere die Benutzung von leistungsfähigen DSPs (engl. „Digital Signal Processors") und mehreren Analog-Digital- Wandler (AD-Wandlern) voraussetzen, die sehr hohe
Abtastraten verwenden. Außerdem wird die erreichbare
Genauigkeit durch die Abtastrate des AD-Wandlers begrenzt. Will man diese Genauigkeitsbegrenzung überwinden, muss man den Sensor komplett austauschen.
Hohe Abtastraten erhöhen aber nicht nur die Kosten des Sensors, sondern erfordern auch große Speicherkapazitäten und rechenaufwändige Signalverarbeitungsverfahrenen, was sich wiederum im Preis des benötigten Prozessors und in einem höheren Leistungsverbrauch niederschlägt. Dies wiederum erschwert es, solche Sensoren mobil bzw. akkubetrieben auszuführen.
In der US 6133989 (A) ist ein Entfernungsmesssystem
beschrieben, das im Wesentlichen auf einer Hardware-Lösung basiert. Jeder Pixel in der Sensormatrix enthält einen
Zeitgeber, der die Zeit zwischen dem emittierten und
reflektierten Lichtimpuls misst. Zur Erreichung einer hohen Auflösung und Genauigkeit werden genaue Zeitmesssysteme benötigt, die hier mit erheblichem Schaltungsaufwand
realisiert werden müssen.
Aus der US 20160161600 sind Solid-State 3D-Lidar-Sensoren bekannt, deren Entfernungsmesssystem auf dem Konzept des „Optical Phased Array" beruht. Das Konzept nutzt mehrere Lichtquellen, die kohärente Signale mit gleicher Intensität emittieren. An jeder Lichtquelle wird eine variable
Phasenregelung verwendet, um ein Fernfeld-Strahlungsmuster in der gewünschten Richtung zu erzeugen. Die Verwendung von mehreren Lichtquellen zusammen mit der variablen
Phasenregelung erhöht die Kosten und die Komplexität der Sensoren. Als problematisch muss die Tatsache angesehen werden, dass das erzeugte Strahlungsmuster eine Hauptkeule (HK) und mehrere Nebenkeulen (NK) besitzt. Erwünscht ist dabei die Erzeugung einer sehr schmalen Hauptkeule wobei die HK-Leistung einen hohen Wert im Vergleich zur NK-Leistung aufweisen sollte, um die Auflösung des Systems zu erhöhen.
Um dies zu erreichen, werden hier anspruchsvolle
Signalverarbeitungsansätze benötigt, die wiederum die
Komplexität des Systems und auch die verbrauchte Leistung der Sensoren erhöhen.
Zusammenfassend kann festgestellt werden, dass der Stand der Technik teilweise durchaus präzise, aber dafür teure und komplexe 3D-Lidar-Sensoren angibt, die zudem keine einfache Möglichkeit zur Selbstkalibrierung besitzen.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, eine Lösung für die Laufzeitmessung eines Signals zwischen einem ersten und einem zweiten Ereignis anzugeben, die mit großer Genauigkeit, mit hoher Geschwindigkeit und mit geringem rechentechnischen Aufwand durchgeführt werden kann.
Es ist auch Aufgabe der Erfindung, insbesondere eine Lösung für 3D-Solid-State Lidar Sensoren ( 3D-Lidar-Sensoren) anzugeben, die in der Lage sind, die horizontale Lage und die Entfernung gleichermaßen erfassen.
Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren gemäß Anspruch 1 gelöst. Die abhängigen Ansprüche 2 bis 10 zeigen Varianten der Verfahrensschritte.
Die Aufgabe wird auch durch eine Anordnung gemäß Anspruch 9 gelöst. Die abhängigen Ansprüche 11 bis 16 zeigen
vorteilhafte Ausgestaltungen.
Bei der Beschreibung der Erfindung wird weiterhin von folgenden Definitionen ausgegangen.
- Unter physikalischem Signal soll jedes Signal
verstanden werden, dass in verschieden physikalischen Formen auftritt, so zum Bespiel Schall-, Licht- oder Funksignale .
- Unter Übertragungsmedium soll das Medium verstanden werden, durch das sich das entsprechende physikalische Signal ausbreitet, beispielsweise Luft oder andere gasförmige Medien, Wasser oder andere Fluide oder Festkörper . - Der Begriff der Reflexion soll sich dabei nicht nur auf beispielsweise Schall- oder Lichtreflexionen
beschränken. Da die Erfindung allgemein zu
Laufzeitmessung eingesetzt werden kann, beispielsweise im Mobilfunkbereich, soll unter Reflexion jedes
Zurücksenden des emittierten Signals in bearbeiteter oder unbearbeiteter Form verstanden werden. Der Begriff der Reflexion wird hierbei nicht nur als physikalische Erscheinung sondern auch als ein physikalisches Signal verstanden .
- Unter Laufzeit wird die Zeit verstanden, die vom
Aussenden des Signals vergeht, bis eine Reflexion dieses Signals bei einem entsprechenden Empfänger eintrifft .
- Das Format einer digitalen Abbildung einer
Periodendauer des Modulationssignals, eines ersten und eines zweiten Wertemusters wird bestimmt durch die Anzahl der Werte in dem Wertemuster und dem Zeit- oder Phasenabstand der Werte zueinander. Der Zeit- oder Phasenabstand zwischen den Werten ist dabei
zweckmäßigerweise aber nicht notwendigerweise gleich.
Die verfahrensseitige Lösung sieht vor, dass ein Verfahren der eingangs genannten Art dadurch ausgebildet wird, dass ein Modulationssignal erzeugt wird, dessen Phasenlage als erste Signatur für das Auftreten des Signals bei dem ersten Ereignis ermittelt wird, dass die Phasenlage des
Modulationssignals als zweite Signatur für das Auftreten des Signals bei dem zweiten Ereignis ermittelt wird und dass die Laufzeit als Differenz der Phasenlagen der ersten und der zweiten Signatur ermittelt wird. Die Ermittlung der Differenz der Phasenlagen kann dabei digital erfolgen, wobei die beiden Signaturen abgetastet werden und die somit digitalen Signaturen nach dem Zeitpunkt ihres Auftretens in der Phase des Modulationssignals
verglichen werden. Es ist aber auch eine analoge Auswertung möglich, wobei anstelle der Abtastung mittels einer an sich bekannten I /Q-Demodulation die Phasenlage der Signaturen im Modulationssignal bestimmt wird.
In einer Ausbildung des Verfahrens, bei dem das erste
Ereignis ein Senden und das zweite Ereignis ein Empfangen des Signals darstellt, ist vorgesehen, dass bei dem von einem Sender der Sende-/Empfangseinheit ein Impuls eines physikalischen Signals in einem Übertragungsmedium
ausgesendet wird und von einem Sensor der
Sende-/Empfangseinheit eine Reflexion des Impulses empfangen wird und aus der Zeitdifferenz Dt zwischen dem Impuls und der Reflexion sowie der Laufzeit des physikalischen Signals in dem Übertragungsmedium die Entfernung zwischen der
Sende-/Empfangseinheit und einem Messobjekt errechnet wird und dass ein periodisch mit einer Frequenz wiederholendes Modulationssignal erzeugt wird, dass während des Aussendens des Impulse das
Modulationssignal mit einer zur Frequenz des
Modulationssignals höheren Abtastfrequenz abgetastet wird und digitale Abtastwerte der Abtastung des
Modulationssignals während der Sendung des Impulses als erstes Wertemuster abgespeichert werden, dass während des Empfangens der Reflexion das
Modulationssignal mit der Abtastfrequenz abgetastet wird und digitale Abtastwerte der Abtastung des
Modulationssignals während des Empfangs der Reflexion als zweites Wertemuster abgespeichert werden, und dass die Zeitdifferenz At aus einem Vergleich des
Auftretens des zweiten Wertemusters relativ zum ersten
Wertemuster berechnet wird.
Die Verschiebung der Wertemuster zueinander ist sehr leicht ermittelbar, z.B. durch die die Koordinaten des
Speicherplatzes, in dem die Wertemuster jeweils gespeichert sind. Wird das Wertemuster des emittierten oder gesendeten physikalischen Signal beispielsweise in eine Zeile eines zeilen- und spaltenweise organisierten Speichers geschrieben und das Wertemuster der Reflexion in eine andere Zeile des Speichers, dann ist die Laufzeit einfach anhand der
Differenz in den Spaltenadressen der einander entsprechenden Wertemuster ablesbar. Die schnellen Rechenzeiten und der geringe Speicherbedarf der Erfindung ermöglichen es, dass die Laufzeitmessung eines Signals durch das Aussenden von Impulsen einer Impulsfolge zyklisch wiederholt wird, wobei die Impulsfolgefrequenz F = 1/T der Impulsfolge so gewählt wird, dass deren Periodendauer T größer ist als eine
maximale Laufzeit oder Messentfernung der
Sende-/Empfangseinheit .
Das Verfahren kann auch dadurch realisiert werden, dass die Reflexion des Impulses von mehreren Sensoren jeweils eines Pixels einer Sensormatrix detektiert wird. Dabei wird ein einziges Signal ausgesendet, welches dann mehrere Reflexionen erzeugt, die von den mehreren Sensoren empfangen werden, wobei für jeden Sensor ein Vergleich der Abtastwerte der entsprechenden Reflexion mit den Abtastwerten des emittierten oder gesendeten Signals wie vorstehend
beschrieben vorgenommen wird.
Es ist auch möglich, dass mehrere Impulse gesendet und deren Reflexionen empfangen werden, indem jeweils beispielsweise in einer Sende-/Empfangsmatrix ein Pixel einer einen eigenen Impuls sendet und die Reflexion dieses Impulses detektiert.
Hierbei ist es zweckmäßig, dass jeder Impuls eines Pixels mit einem Code des Pixels codiert wird und nur die
Reflexionen, die den zu dem Pixel passenden Code aufweisen, detektiert werden.
Zur Verringerung oder Beseitigung von Störsignalen kann es vorteilhaft sein, dass die digitalen Abtastwerte als
Mittelwert mehrerer digitaler Abtastwerte über mehrere
Perioden des Modulationssignals, die jeweils dem gleichen AbtastZeitpunkt einer Periode des Modulationssignals in einer anderen Periode entsprechen, gespeichert werden.
Hierbei können entweder die digitalen Abtastwerte des
Modulationssignals während des Empfangs der Reflexion als Mittelwerte und/oder die digitalen Abtastwerte des
Modulationssignals während des Sendes des Impulses als
Mittelwerte gespeichert werden.
Der Vergleich des Auftretens des zweiten Wertemusters relativ zum ersten Wertemuster kann dadurch realisiert werden, dass eine digitale Abbildung einer Periodendauer des Modulationssignals im Format des ersten und des zweiten Wertemusters in einer Nachschlagetabelle gespeichert wird. Wie bereits in den oben angegebenen Definitionen
beschrieben, bedeutet das Format dabei, dass sowohl die digitale Abbildung als auch die Wertemuster jeweils die gleiche Anzahl an Werten aufweisen und dass die
entsprechenden Werten auch den geleichen Abstand zueinander aufweisen. Dabei ist der Abstand zwischen den Werten
zweckmäßigerweise gleich, was durch eine konstante
Abtastrate der Analog-Digital-Umsetzer erreicht werden kann. Grundsätzlich können die Abstände in dem Format aber auch unterschiedlich sein. Da das Format für die digitale
Abbildung wie auch für die Wertemuster gilt, ist die
Bedingung erfüllt, dass die einander entsprechenden Abstände immer gleicher sind.
Aus einem Vergleich des ersten Wertmusters mit der digitalen Abbildung wird dann eine erste Phasenlage des ersten
Wertemusters in der digitalen Abbildung und aus einem
Vergleich des zweiten Wertemusters mit der digitalen
Abbildung eine zweite Phasenlage des zweiten Wertemusters ermittelt. Eine Phasendifferenz wird aus der Differenz der ersten Phasenlage und der zweiten Phasenlage ermittelt.
Dabei kann die Phasendifferenz entweder als Winkeldifferenz Df aus den verschiedenen Lagen zum Phasenwinkel f oder als Zeitdifferenz Dt aus dem Zeitpunkt der ersten Werte der Wertemuster ermittelt werden.
In einer Ausgestaltung des Verfahrens ist vorgesehen, dass die Nachschlagetabelle aus mehreren abgespeicherten
Wertemustern des Modulationssignals besteht, die
entsprechend ihrer Phasenlage innerhalb der Periode des Modulationssignals abgespeichert sind. Die Wertemuster des Modulationssignals stellen also Vergleichswerte mit einer Referenz zur zeit- oder winkelspezifischen Phase dar. Damit ist es möglich, mit dem ersten Wertemuster und dem zweiten Wertemuster deren Phasenlage zu bestimmen, wenn diese mit der einem der Wertemuster der digitalen Abbildung
übereinstimmen. Wird nämlich eine solche Übereinstimmung festgestellt, kann aus der Referenz dem übereinstimmenden Wertemuster dessen Phasenlage festgelegt werden.
Solange sich die Form des Modulationssignals nicht ändert, kann die digitale Abbildung genutzt werden. Somit kann die Nachschlagetabelle am Beginn der Anwendung des Verfahrens erstellt und gespeichert wird und über mehrere Anwendungen des Verfahrens unverändert bleiben. Dabei werden die phasenlagespezifischen Wertemuster entweder durch eine initiale Abtastung des Modulationssignals oder durch einer Berechnung erzeugt.
Die anordnungsseitige Lösung besteht in einer Anordnung der eingangs genannten Art, die gekennzeichnet ist durch,
- einen ein periodisch wiederholendes Modulationssignal erzeugenden Generator,
- einen während des Aussendens des Impulse das
Modulationssignal mit einer zu dem Modulationssignal synchronen Abtastfrequenz abtastenden ersten Analog- Digital-Wandler,
- einen digitale Abtastwerte der Abtastung des
Modulationssignals während der Sendung des Impulses als erstes Wertemuster speichernden ersten Speicher,
- einen während des Empfangens der Reflexion das
Modulationssignal mit der Abtastfrequenz abtastenden zweiten Analog-Digital-Wandler,
- einen digitale Abtastwerte der Abtastung des
Modulationssignals während des Empfangs der Reflexion als zweites Wertemuster speichernden zweiten Speicher, und
- eine die Zeitdifferenz At aus einem Vergleich des
Auftretens des zweiten Wertemusters relativ zum ersten Wertemuster berechnende Recheneinheit.
Die Anordnung kann auch eine Sensormatrix beinhalten, die mehrere Pixel mit je einem Sensor und/oder einem Sender aufweist .
Zur Eliminierung oder Verringerung des Einflusses von
Störgrößen ist es zweckmäßig, dass der zweite Speicher als ein die digitalen Abtastwerte als Mittelwert mehrerer digitaler Abtastwerte über mehrere Perioden des
Modulationssignals, die jeweils dem gleichen AbtastZeitpunkt in einer Periode des Modulationssignals innerhalb einer Periode entsprechen, speichernd ausgebildet ist.
Hierzu kann eine die digitalen Abtastwerte des
Modulationssignals während des Empfangs der Reflexion als Mittelwerte berechnende Logikschaltung vorgesehen sein.
Die erfindungsgemäße Anordnung kann mit einem ersten
Komparator versehen sein, der mit einem Schwellwerteingang und einem den sendenden Impuls erfassenden Impulseingang versehen ist und dessen Ausgang mit dem den ersten Analog- Digital-Wandler steuernd verbunden ist.
Um nur die signifikanten Teile eines Impulses zu erfassen, kann ein erster Komparator vorgesehen sein, der mit einem Schwellwerteingang und einem den sendenden Impuls erfassenden Impulseingang versehen ist und dessen Ausgang mit einem ersten Analog-Digital-Wandler steuernd verbunden ist .
Aus dem gleichen Grunde kann ein zweiter Komparator
vorgesehen werden, der mit einem Schwellwerteingang und einem die Reflexion erfassenden Impulseingang versehen ist und dessen Ausgang mit einem zweiten Analog-Digital-Wandler steuernd verbunden ist.
Das erfindungsgemäße Laufzeitmessverfahren und -messsystem beinhaltet ein Hybrid zwischen den Verfahren zur
Abstandsmessung mit Hilfe der Phasenverschiebung- und DToF- Verfahren und nutzt die Vorteile beider Verfahren.
Der Vorteil des hier vorgeschlagenen Funktionsprinzips für die Anwendung in einem 3D-Lidar-Sensor ist, dass einfache und innovative softwarebasierte Verfahren benutzt werden, um ein präzises und kostengünstiges Entfernungsmesssystem zu realisieren. So kann eine Umgebung als Punktwolke, d.h. in Form von mehreren Tausend Punkten, im dreidimensionalen Raum umgesetzt werden. Dieses vorgeschlagene System ist für unterschiedliche Anwendungen von Lidar-Sensoren geeignet.
Dies wird im Vergleich zum Stand der Technik mit geringerem Rechen- und Schaltungsaufwand erreicht. Diese Eigenschaften sind der Schlüssel zur Flexibilität und Leistungsfähigkeit der neuen Technologie.
Außerdem vermeidet das vorgeschlagene Entfernungsmesssystem Signale im Very High Frequency (VHF) - oder Ultra High
Frequency (UHF) -Bereich, hohe Abtastraten oder
Überabtastraten, d.h. Abtastraten oberhalb der Shannon- Nyquist-Schwelle sowie den Verbrauch von großen Speieherressourcen .
Der vorgeschlagene 3D-Lidar-Sensor erlaubt eine Selbst- Kalibrierung, weil für unterschiedliche Spannungs- und
Temperaturwerte so wie auch für andere variable
Randbedingungen der Messung Korrekturfaktoren angegeben werden können.
Die zu entwickelnden Sensoren werden für verschiedene
Anwendungsgebiete der 3D-Lidar-Sensorik geeignet sein. Die zwei wesentlichen Zielanwendungen sind:
(1) Sensorik für Fahrerassistenzsysteme (FAS) und Sensorik für autonome Fahrzeuge
(2) „Indoor Smart Sensing" (ISS), Dabei soll diese Anwendung nicht nur auf intelligentes Wohnen (engl, smart home bzw. connected home) eingeschränkt sein, sondern ganz allgemein die Sensorik in geschlossenen Umgebungen betreffen. Das Ziel besteht hier darin, verschiedene Sensoren miteinander zu verbinden und vernetzen, um in bestimmten Situationen optimale Entscheidungen zu treffen.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines
Ausführungsbeispieles näher erläutert. In den zugehörigen Zeichnungen zeigen
Fig. 1 eine Prinzipdarstellung der Laufzeitmessung eines gesendeten physikalischen Signals und der Entstehung von Reflexionen an einem Objekt sowie deren Empfang durch eine Sensormatrix nach dem Stand der Technik, Fig. 2 eine Prinzipdarstellung der erfindungsgemäßen Anordnung,
Fig. 3 eine Darstellung der Erzeugung einer
Nachschlagetabelle auf der Grundlage eines
Zeitstempels ,
Fig. 4 eine Darstellung der Erzeugung einer
Nachschlagetabelle auf der Grundlage einer
Phasenlage,
Fig . 5 ein Signaldiagramm der erfindungsgemäßen
Anordnung,
Fig. 6 eine Darstellung der Ermittlung der Abtastwerte,
Fig. 7 eine Darstellung der Speicherung der abgetasteten
Wertemuster,
Fig . eine Darstellung der Erzeugung von Abtastwerten aus Durchschnittswerten mehrerer Messungen,
Fig.9 eine Darstellung der Ermittlung einer Laufzeit und
Fig. 10 eine Darstellung einer Anordnung zur Erzeugung von
Wertemustern für mehrere Pixel.
Wie in Fig. 1 dargestellt, wird von einem Sender 1 ein physikalisches Signal 2 ausgesendet. Dieses reflektiert an einem Objekt 3 und erzeugt Reflexionen 4.
Die Reflexionen 4 werden von einer Sensormatrix 5 empfangen. Die Sensormatrix 5 weist mehrere Pixel, von denen
beispielhaft einige mit Pu, P13, P21 und P23 bezeichnet werden, auf. Diese Pixel beinhalten jeweils einen Sensor. Entsprechend der Lage der Pixel Pu, P13, P21 und P23 in der Sensormatrix 5 und der Laufzeit des emittierten
physikalischen Signals 2 und der empfangenen Reflexion 4 in den einzelnen Pixeln Pu, P13, P21 und P23 kann beispielsweise ein Bild von dem Objekt 3 erzeugt werden.
Das emittierte Signal 2 wird dabei als Impuls erzeugt.
Folglich entsteht eine impulsartige Reflexion 4.
Der emittierte Impuls wird als Größe XI an die
erfindungsgemäße Anordnung gemäß Fig. 2 gegeben. In gleicher Weise werden die Reflexionen 4 der einzelnen Pixel Pu, P13, P21 und P23 als Werte X2 an die erfindungsgemäße Anordnung gemäß Fig. 2 gegeben.
Da die Impulse des physikalischen Signals 2 und die Impulse der Reflexion 4 in aller Regel kein ideales Impulsverhalten zeigen, werden diese mit einem Schwellwert v_th verglichen. Dazu wird XI einem ersten Komparator 6 zugeführt. Dessen Ausgang Y1 zeigt beispielsweise eine logische 1 so lange wie der Impuls des emittierten physikalischen Signals 2 den Schwellwert v_th überschreitet. Während dieser Zeit wird ein von einem Generator 7 erzeugtes Modulationssignal 8 von einem ersten Analog/Digitalwandler (ADC) 9 abgetastet. Wie dies in Fig. 5 dargestellt ist. Dabei werden, wie in Fig. 6 dargestellt, die Abtastwerte En, E12 und E13 erzeugt. Die Frequenz f des Modulationssignals 8 des Generators 7 und die Abtastfrequenz des ADC 1 sind dabei so aufeinander
abgestimmt oder synchronisiert, dass die Abtastwerte stets zu den gleichen Zeitpunkten tAll, tA12 und tA13 zumindest innerhalb einer Periode des Modulationssignals 8 erzeugt werden (siehe Fig. 6 b) . In dem Ausführungsbeispiel wird ein sinusförmiges Modulationssignal 8 dargestellt. Es an dieser Stelle
bemerkt, dass die Erfindung nicht darauf beschränkt ist. Vielmehr sind auch andere Signal-Formen, wie beispielsweise ein Sägezahnsignal, möglich. Die Bedingung ist allerdings, dass es sich um ein periodisches Signal handeln muss.
Das Wertemuster wird in einen ersten Teil Mil des Speichers Ml gespeichert.
In gleicher Weise wird mit der Reflexion 4 verfahren. In einem zweiten Komparator 11 wird die Reflexion mit einem Schwellwert v_th verglichen. Dazu wird X2 einem ersten
Komparator 6 zugeführt. Dessen Ausgang Y2 zeigt
beispielsweise eine logische 1 so lange wie die empfangene Reflexion 4 den Schwellwert v_th überschreitet. Während dieser Zeit wird ein von einem Generator 7 erzeugtes
Modulationssignal 8 von einem zweiten Analog/Digitalwandler (ADC) 12 abgetastet. Wie dies in Fig. 5 dargestellt ist. Dabei werden, wie in Fig. 6 dargestellt, die Abtastwerten Sm, S112 und Sn3 erzeugt. Die Frequenz f des
Modulationssignals des Generators 7 und die Abtastfrequenz des ADC 2 sind dabei so aufeinander abgestimmt oder
synchronisiert, dass die Abtastwerte stets zu den gleichen Zeitpunkten tÄ2i, tÄ22 und tÄ23 zumindest innerhalb einer
Periode des Modulationssignals 8 erzeugt werden (siehe Fig.
6 c) .
Es ist möglich, dass die AbtastZeitpunkte der ADC1 oder ADC2 nicht exakt synchron zum Impuls des emittierten- oder zum Empfangspuls sind, weil der Oszillator der ADC1 oder ADC2 eine gewisse Einschwingzeit (Tosc) benötigt, bevor er stabil läuft. Diese Zeitverzögerung (Tosc) wird jedoch ausgeglichen, weil man die Zeitdifferenz und nicht absolute Zeitpunkte zwischen dem emittierten- und dem Empfangspuls berechnet, wie unten weiter erklärt wird.
Das Wertemuster wird in einen zweiten Teil M12 des Speichers Ml gespeichert. Dabei weisen das erste Wertemuster in dem ersten Teil Mil und das zweite Wertemuster in dem zweiten Teil M12 jeweils das gleiche Format auf.
Wie in Fig. 8 dargestellt, besteht dabei die Möglichkeit, dass diese Abtastwerte En, E12 und E13 in mehreren,
beispielsweise drei Perioden zu beispielsweise drei jeweils entsprechenden Zeitpunkten tAnA, tAI IB r tAnC, tAi2A, tAi2B, tAi2c, tAi3A, tAi3B und tAi3C abgetastet werden und als Mittelwerte
nach dem Beispiel mit Eli — 3 erzeugt werden. Dies geschieht über die Logikschaltung 10. Diese überträgt die Werte En, E22 und En zu einem zweiten Speicher M2.
Das Gleiche erfolgt für die Abtastwerte der Reflexionen 4, Diese Abtastwerte Sni, Sn2 und Sm werden ebenfalls in mehreren, beispielsweise drei Perioden zu beispielsweise drei jeweils entsprechenden Zeitpunkten tA22A, tA22B, tA2iC, tA22A, tA22B, tA22c, tA23A, tA23B und tA23c abgetastet werden und als Mittelwerte nach dem Beispiel mit 5m
erzeugt werden. Dies geschieht ebenfalls über die
Logikschaltung 10. Diese überträgt die Werte Sm, Sn2 und S113 zu dem zweiten Speicher M2.
Wie in Fig. 7 dargestellt, erfolgt die Datenübertragung mit Hilfe von Nachrichtenpaketen 14. Ein Paket 14 umfasst
Kopfdaten sowie Nutzdaten. Die Kopfdaten können
Steuerungsinformationen beinhalten. Diese Steuerungsinformationen könnten z.B. die Nummer des Sensors als den Ursprung der Nachricht, das Ziel der Nachricht, die Länge der Nachricht, die Sequenznummer der Nachricht, eine Prüfsumme der Nachricht, etc. beinhalten.
Zur Bestimmung der Laufzeit wird ein Vergleich des
zeitlichen Auftretens oder der Lage in der Phase des
Modulationssignals des zweiten Wertemusters Sm, S112 und S113 relativ zum ersten Wertemusters En, E12 und E13 vorgenommen. Dies wird dadurch realisiert, dass, wie in Fig. 3 oder Fig.
4 dargestellt, eine Nachschlagetabelle 15 am Beginn der Anwendung des Verfahrens erstellt und in einem internen Speicher gespeichert wird. Diese kann über mehrere
Anwendungen des Verfahrens unverändert bleiben.
Die Nachschlagetabelle besteht aus mehreren abgespeicherten Wertemustern des Modulationssignals, die entsprechend ihrer Phasenlage innerhalb der Periode des Modulationssignals abgespeichert sind. Hierzu wird eine digitale Abbildung einer Periodendauer des Modulationssignals 4 im Format des ersten En, E12 und E13 und des zweiten Wertemusters Sm, Sn2 und Sn3 in einer Nachschlagetabelle 15 gespeichert. Können die phasenlagespezifischen Wertemuster entweder durch eine initiale Abtastung des Modulationssignals 8 oder einer
Berechnung erzeugt werden.
Hierzu wird z.B. ein erster Zeitstempel, bestehend aus drei Abtastwerten einer Periode des Modulationssignals 8 g(t[), g(t"~), g(t"'~) zu den Abtastzeiten t[, t" und t"' , dem der Zeitpunkt ti zugeordnet wird, ein zweiter Zeitstempel, bestehend aus drei Abtastwerten einer Periode des Modulationssignals 8 g(t2), g{t2)r gitz-'' zu den Abtastzeiten t2', t2 und t2'' , dem der Zeitpunkt t2 zugeordnet wird, und ein dritter Zeitstempel, bestehend aus drei Abtastwerten einer Periode des Modulationssignals 8 9(tz')r 9(3), 9(^3') zu den Abtastzeiten 13, t·^' und £3", dem der
Zeitpunkt t3 zugeordnet wird, gespeichert.
In gleicher Weise kann eine digitale Abbildung auf der
Grundlage der Phasenlage gespeichert werden, wie dies in Fig. 4 dargestellt ist.
Die Nachschlagetabelle 15 kann z.B. auf Phasenabständen zwischen den Abtastwerten basierend auf der folgenden
Gleichung konstruiert werden:
Af = 2p X / X Dc, wobei Dc die Auflösung einer gemeinsamen Zeitreferenz ist und / die Frequenz des Modulationssignal ist. Hier ist die Auflösung des verwendeten Analog-Digital Wandlers (engl, analog to digital Converter, „ADC") eine Schlüsselrolle dabei spielt, die Abtastwerte eindeutig einer
Phasenverschiebung zuzuordnen.
Dabei soll noch bemerkt werden, dass die Preise von AD- Wandlern stärker von der Abtastrate als von der Auflösung abhängig sind. So hat eine Recherche ergeben, dass die
Preise für AD-Wandler des Anbieters „Analog Devices", um ca. 25% steigen, wenn die Abtastfrequenz bei gleicher Auflösung verdoppelt wird. Außerdem brauchen die AD-Wandler Taktgeber, um zu arbeiten. Hier gilt: Der Preis der Taktgeber
verdoppelt sich in etwa, wenn die Frequenz der Taktgeber verdoppelt wird. Diese Näherung ist bis 2 GHz gültig.
Weiterhin spart man Halbleiterfläche, wenn die
Abtastfrequenz niedriger ist, was die vorgeschlagenen
Sensoren mehr kompakt und günstiger ist. Wenn die Frequenz des Modulationssignals / - 5MHz beträgt und eine Abtastfrequenz von 15 MHz gewählt wird und die ADC- Auflösung von 14 bits pro Abtaste beträgt, erreicht man eine Zeitauflösung von ca. lOps (Pikosekunden) .
Darüber hinaus muss in der Silizium-Produktionsphase eine optimale Technik angewendet werden, um den Platzbedarf und die Verlustleistung der ADC zu minimieren.
Typischerweise kann eine Auflösung der Zeitreferenz umso größer sein, je mehr Einträge die Nachschlagetabelle 15 aufweist .
Wie in Fig. 9 dargestellt, erfolgt zur Ermittlung der
Laufzeit ein Vergleich des ersten Wertmusters En, En und En mit der digitalen Abbildung. Dabei wird in Übereinstimmung mit Fig. 6b) die Phasenlage t2 des ersten Wertemusters En,
E12 und E13 in der digitalen Abbildung, d.h. in der
Nachschlagetabelle 15 ermittelt.
Aus einem weiteren Vergleich des zweiten Wertemusters Sni,
S112 und S113 mit der digitalen Abbildung, d.h. der
Nachschlagetabelle 15 wird die Phasenlage t3 des zweiten Wertemusters Sni, Sn2 und Sm ermittelt.
Die Phasendifferenz wird direkt aus der Differenz der ersten Phasenlage t2 und der zweiten Phasenlage t3 ermittelt. Bei Verwendung der phasenbezogenen Nachschlagetabelle nach Fig.
4 kann die Phasendifferenz und daraus bekanntermaßen die Laufzeit ermittelt werden.
Das Verfahren wurde bisher anhand der Behandlung der
Reflexion eines Pixel, beispielsweise in Fig. 1 Pu,
beschrieben. Wie in Fig. 2 und Fig. 7 gezeigt, sieht die Speichermatrix 13 noch weitere Zeilen für die Wertemuster weiterer der Pixel, beispielsweise P13, P21, P23, vor. Das Verfahren wird in gleicher Weise auch für diese Pixel durchgeführt und die Wertemuster in die Speichermatrix 13 in die entsprechenden Zeilen geschrieben und aus dieser zum Vergleich mit der Nachschlagetabelle ausgelesen, wie oben dargestellt .
Wie weiterhin in Fig. 7 dargestellt, kann das Verfahren auch weitere Sensormatrizen, die nicht näher dargestellt sind, jedoch der Sensormatrix 5 entsprechen, angewandt werden.
Der Index der Abtastwerte S des Modulationssignals 8 während der empfangenen Reflexion 4 wird definiert als
S#Sensormatrix, #Sensor, #Abtastung ·
Mit einer Anordnung nach Fig. 1 werden für jedes Pixel P je ein ADC 12 benötigt. Fig. 10 zeigt nun eine Lösung, wie für die Erzeugung zweiter Wertemuster Sm, S112 und S113, S121, S122 und S123, ... Sini , Sin2 und Sin3 · mit beispielsweise drei
Abtastwerten für mehrere Pixel P einer Sensormatrix 5 nur drei ADCs erforderlich sind. Es werden bei dieser Lösung immer so viele ADCs benötigt, wie Abtastwerte gewünscht werden. Die Anzahl der ADCs ist also abhängig von der beabsichtigten Auflösung und nicht von der Anzahl der Pixel P.
Die Reflexion, die jedes Pixel l...n empfängt, wird je einem Komparator 16 bis 19 in der Art des zweiten Komparators 11 zugeführt und in diesem mit einem Schwellwert v_th
verglichen. Bei Überschreiten des Schwellwertes v_th zeigen die Ausgänge Vl...Vn jeweils eine logische 1. Eine Logik 20 erzeugt dann jedes Mal einen Trigger Tr, wenn einer der Ausgänge eine logische 1 zeigt (OR-Verknüpfung) .
Die Ausgänge Vl...Vn werden weiterhin einem 1 x n-Bit-Speicher 21 zugeführt. In ihm werden die Ergebnisse aller Ausgänge Vl...Vn gespeichert und diese Zahl als Pixel-Nummer an die Speichermatrix 13 gegeben, um zu definieren, zu welchem Pixel das anschließend beschriebene Wertemuster Sm, S112 und S113, S121 , S122 und S123, ··· Sini , Sin2 und Sin3 gehört.
Sobald ein Triggersignal Tr an den ADCs 22, 23 und 24 anliegt, tasten diese das von dem Generator 7 erzeugte
Modulationssignal 8 ab und erzeugen somit ein zu dem Pixel mit der in dem Speicher 21 gespeicherten Pixelnummer # gehörendes zweites Wertemuster Sx#i, Sx#2, Sx#3, welches dann zur entsprechenden Zeile in die Speichermatrix 13
gespeichert wird.
Danach kann die Ermittlung der Laufzeit in der bereits zu Fig. 9 dargestellten Art und Weise durch einen Vergleich mit der Nachschlagetabelle 14 erfolgen.
Die Verwendung von nur 3 ADC bedeutet, zwar, dass man bis zur Messung des nächsten Pixels warten muss, bis der ADC wieder bereit für die nächste Wandlung ist. Dafür kann dieses Pixels in einer nicht näher dargestellten
Verzögerungsschleife warten. Danach wird die
Verzögerungszeit von der Laufzeit abgezogen. Um die
Wartezeit zu verkürzen, können auch mehrere ADC-Stufen
(statt 3 ADCs) aufgebaut werden (bspw. 6, 9, 12, ... usw) .
Die Pixel, die dieselbe oder eine sehr ähnliche Entfernung detektieren haben, werden nur einmal ausgewertet. Hier kann man, abhängig von der Elektronik-Leistung schätzen, ob das Verfahren die Pixel mit sehr ähnlichen Entfernungen getrennt auswerten könnte.
Über die in der Speichermatrix 13 für jeden einzelnen Pixel gespeicherten Wertemuster kann eine mehrdimensionale
Phasenlage des Reflexionen bestimmt werden. Aus den
jeweiligen Differenzen der Phasenlagen wird die Laufzeit des Impulses ermittelt und damit gleichzeitig ein Abstandsmaß für jeden Pixel in der Sensormatrix bestimmt. Es ergibt sich eine dreidimensionale Punktwolke (x, y, z) als Modell der Umgebung .
Mit Hilfe weiterer Softwarefunktionen (auch Open Source Software) kann das 3D-Model der Umgebung so aufbereitet werden, dass sich verschiedene Funktionen eines FAS
realisieren lassen. Beispiele für Funktionen eines FAS, die mit Hilfe der 3D-Lidar-Sensorik umgesetzt werden können, sind: a) Spurwechselassistent, b) Notbremsassistent, c) Spurhalteassistent , d) Abstandsregeltempomat und e)
Autonomes Fahren.
Weitere Verwendungen der Sensorik sind: autonomes Fahren, 3D Mapping, Indoor Navigation, Gesten-Erkennung in Mensch- Maschine-Schnittstellen (3D Gesturing für HMI : „human machine interfaces" auf English) und bei der
Anwesenheitserkennung in Sicherheits- und Lichtmanagement- Anwendungen .
Ein weiterer Vorteil des Verfahrens ist seine Flexibilität. So können z.B. mehrere 3D Lidar Sensoren zum Einsatz kommen, um eine große Fläche abzudecken. Beispielsweise zeigt die Fig. 4 die Verwendung von zwei Sensoren. Jeder einzelne Sensor schickt die Abtastwerte des emittierten Signals und auch die Abtastwerte der von den Objekten reflektierten Signale für jeden Pixel an einen zentralen Rechner (engl. „Central Computing Unit (CPU)") . Mit anderen Worten formt die Abtastwerte der emittierten und reflektierten Signale eine zusammenhängende Serie von Signalwerten mit bestimmter Abtastfrequenz .
Mit Hilfe der CPU sollen folgende Aufgabe gelöst werden:
- Berechnung der Koordinaten (x, y, z) für jeden Pixel im Sensor mit Hilfe des Erfindungsverfahrens, wie oben beschrieben
- Benutzung einer Open Source Software, um mit Hilfe der aus den Sensordaten ermittelten Punktwolke ein 3D- Modell der Umgebung zu erstellen. Mit Hilfe dieses 3D- Modells können beispielsweise verschiedene konkrete Anwendungen realisiert werden: a) Erkennung einer Türöffnung zur Absicherung einer Maschinensteuerung b) Personen- und Obj ektZahlung c) Gestensteuerung (Mensch-Maschine-Schnittsteile) d) Volumetrische Zuordnung von Objekten
Als Open Source Software für die CPU wird im Augenblick das „Google Tango Project" präferiert. Diese Software wird z.B. seit in 2016 in Lenovo Smartphones verwendet. Im Rahmen diese Erfindung bietet „Google Tango" Vorteile bei der
Realisierung von verschiedenen Anwendungen. So unterstützt die Software die direkte Kommunikation zwischen der Sensor- CPU und Android-basierten Smartphones oder Tablets. Damit können auf diesen mobilen Endgeräten neuartige und
interessante Apps für das indoor smart sensing generiert werden :
(1) Eine assistierte Führung für Menschen durch Android-Apps ist dann möglich, wenn der tatsächliche Startpunkt und der gewünschte Zielpunkt bekannt sind. Beispielsweise kann so ein System die Kunden in einem großen Geschäft direkt zu ihren Zielen führen.
(2) Basierend auf der o.g. Systembeschreibung ist auch die Umsetzung einer Objektverfolgung (engl, „object tracking") möglich. Dies kann dann wiederum bei verschiedenen
Sicherheits- und Pfadsuche-Anwendungen eingesetzt werden.
Der Aufbau des Sensorsystems mit einer CPU bietet weiterhin viele Vorteile in konkreten Anwendungsbeispielen:
- In Notfallsituationen, bei denen die Evakuierung von Menschen notwendig ist, kann die CPU auf alternative Pfade hinweisen, auf denen wenige Menschen oder Objekte den Weg versperren
- Die Verwendung einer einzigen CPU spart die Kosten der Berechnungsschaltungen, die nötig wären, wenn das
Verfahren in jedem einzelnen Sensor berechnet werden sollte .
- Es besteht natürlich auch die Möglichkeit, die Sensoren im Batteriebetrieb flexibel einzusetzen.
- Die CPU kann zusätzlich auch die Werte von anderen
Sensoren, z.B. Licht-Sensoren, Rauch-Sensoren,
Bewegungs-Sensoren, Temperatur-Sensoren usw., erfassen, um in bestimmten Situationen optimale Entscheidungen zu treffen .
- Weiterhin können die erfassten Sensordaten der Lidar- Sensoren offline mit Hilfe von Verfahren aus dem
Bereich der Big-Data-Analyse ausgewertet werden, um
- Wertematrizen für die ständige Selbst-Kalibrierung zu erstellen. So können Korrekturfaktoren für die
Berechnung der Punktwolken bestimmt werden, um mit Hilfe von zusätzlichen Temperatur-Sensoren und Licht- Sensoren Fremdeinflüsse auf die Messergebnisse
auszugleichen .
Ganz allgemein kann man sagen, dass die Kommunikation zwischen verschiedenen Aktoren und/oder Sensoren in
Verbindung mit einer zentralen Berechnungsinstanz direkt den Kerngedanken der mit dem Schlagwort „Industrie 4.0"
verbundenen Revolution der industriellen Vernetzung trifft.
Zusammenfassend kann festgestellt werden, dass ein Bedarf an verbesserten Techniken zur Realisierung von einfachen, preisgünstigen und genauen 3D-Lidar-Sensoren für indoor smart sensing und Anwendungen im Automobilbereich besteht. Insbesondere besteht ein Bedarf an Techniken, die den
Einsatz von komplexer Schaltungstechnik oder
rechenintensiven Signalverarbeitungsverfahren vermeiden.
Das vorgeschlagene Entfernungsmesssystem ist eine genaue und einfache Vorrichtung und ein Verfahren, die die Realisierung von preisgünstigen 3D-Lidar-Sensoren ermöglicht. Die
Kostenvorteile im Vergleich zum Stand der Technik ergeben sich im Wesentlichen aus dem erheblich geringerem Rechen- und Schaltungsaufwand, der durch die Erfindung verursacht wird. Die folgenden aufwändigen und kostentreibenden technische Komponenten vermieden werden:
(1) komplexe Phasenmessschaltungen oder sehr schnelle
Taktgeber,
(2) kontinuierliche periodische Signale in den VHF - und UHF-Frequenzbereichen,
(3) Signale und Logikschaltungen mit hoher Bandbreite,
(4) hohe Abtastraten oder Überabtastraten, d.h. Abtastraten oberhalb des Shannon-Nyquist-Limits ,
(5) große Speicherressourcen,
(6) komplexe Signalverarbeitungsverfahrenen, die nur auf speziellen Computern oder anspruchsvollen digitalen
Signalprozessoren (englisch: „DSPs") implementiert werden können. Dies bedeutet auch eine Reduktion des
Energieverbrauchs .
Weiterhin sieht die Erfindung vor, dass das Verfahren die reflektierten Impulse nicht direkt auswertet, um die
Entfernung zu messen. Auf diese Weise kann die Benutzung von sehr hohe Abtastraten und auch die Emission von mehrere Tausend Impulsen zur Verbesserung des Signal-Störungs- Verhältnisses vermieden werden. Das erhöht die
Zuverlässigkeit der Sensoren und spart Energie und
ermöglicht die Aufnahme von mehreren Punktwolken der
Umgebung im gleichen Zeitintervall .
Die Flexibilität der vorgestellten Vorrichtung erlaubt es, dass mehrere Sensoren die Abtastwerte des emittierten
Signals und auch die Abtastwerte der reflektierten Signale für jeden Pixel als gesendete Datenpakete an eine zentrale Rechnerinstanz (engl. „Central Computing Unit (CPU)") schicken, um das vorgeschlagene Verfahren dort zentral auszuführen. Das spart Kosten und erlaubt auch die Nutzung anderer Vorteile, die bereits oben beschrieben wurden.
Im Übrigen lässt die Erfindung eine Selbst-Kalibrierung der 3D-Lidar-Sensoren zu. Dabei werden für die Messwerte
Korrekturfaktoren bezüglich messbarer externer Einflüsse festgelegt. Diese Korrekturfaktoren werden dann im Speicher abgelegt und dazu benutzt, um die Genauigkeit des
Entfernungsmesssystems auch bei wechselnden Randbedingungen sicherzustellen .
Das o.g. Verfahren erläutert eine Digitale Auswertung der Phasenverschiebung zwischen ADC 9 und ADC 12. Natürlich könnte auch eine an sich bekannte I /Q-Demodulation, wie sie beispielsweise in Hochfrequenztechnik Teil 2, ISBN: 3-540- 55084-4, 4. Auflage, Seite 541-545 beschrieben ist, anstelle der ADC dazu dienen, die Phasenlage des Modulationssignal zu bestimmen. Allerdings hat das digitale Verfahren den
Vorteil, dass es störungsresistent ist. Wie bereits erwähnt, das Modulationssignal nicht unbedingt sinusförmig sein.
Die Anwendung die I /Q-Demodulation ist damit nicht
ausgeschlossen. Bei der Herstellung der entsprechenden
Schaltungsordnung wird entschieden, welches Verfahren abhängig von die Verbrauchleistung, Störung-Immunität und die Genauigkeit besser geeignet ist. Anordnung und Verfahren zur Laufzeitmessung eines Signals zwischen zwei Ereignissen
Bezugszeichenliste
1 Sender
2 physikalisches Signal, Impuls
3 Objekt
4 Reflexion
5 Sensormatrix
P Pixel allgemein
Pu Pixel
Pi3 Pixel
P21 Pixel
P23 Pixel
v_th Schwellwert
6 erster Komparator
Y1 Ausgang des ersten Komparators
7 Generator
8 Modulationssignal
9 erster Analog/Digitalwandler (ADC)
E Abtastwerte des Modulationssignals während des Impulses des emittierten physikalischen Signals
Eil erster Abtastwert des Modulationssignals während des Impulses des emittierten physikalischen Signals
E12 zweiter Abtastwert des Modulationssignals während des Impulses des emittierten physikalischen Signals
E13 dritter Abtastwert des Modulationssignals während des Impulses des emittierten physikalischen Signals tAI 1 , tÄi2, tÄi3 AbtastZeitpunkt des Modulationssignals
während der Impulssendung Ml erster Speicher
Mil erster Teil des Speichers Ml
S Abtastwerte des Modulationssignals während der
empfangenen Reflexion
5111 erster Abtastwert des Modulationssignals während der empfangenen Reflexion
5112 zweiter Abtastwert des Modulationssignals während der empfangenen Reflexion
5113 dritter Abtastwert des Modulationssignals während der empfangenen Reflexion
tA2 I f tÄ22 tÄ23 AbtastZeitpunkt des Modulationssignals
während der empfangenen Reflexion
M12 zweiter Teil des Speichers Ml
10 Logikschaltung
M2 zweiter Speicher
11 zweiter Komparator
Y2 Ausgang des zweiten Komparators
12 zweiter ADC
13 Speichermatrix
14 Datenpaket
15 Nachschlagetabelle
16 Komparator
17 Komparator
18 Komparator
19 Komparator
VI Komparatorausgang
V2 Komparatorausgang
V3 Komparatorausgang
Vn Komparatorausgang
20 Logik
Tr Trigger 1 x n-Bit-Speicher ADC ADC ADC

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Laufzeitmessung eines Signals zwischen zwei Ereignissen, bei dem die Phasenverschiebung zwischen dem Signal bei Auftreten eines ersten
Ereignisses und dem Signal bei Auftreten des zweiten Ereignisses bestimmt wird, d a d u r c h
g e k e n n z e i c h n e t , dass ein Modulationssignal erzeugt wird, dessen Phasenlage als erste Signatur für das Auftreten des Signals bei dem ersten Ereignis ermittelt wird, dass die Phasenlage des
Modulationssignals als zweite Signatur für das
Auftreten des Signals bei dem zweiten Ereignis
ermittelt wird und dass die Laufzeit als Differenz der Phasenlagen der ersten und der zweiten Signatur
ermittelt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1 d a d u r c h
g e k e n n z e i c h n e t , dass bei einer
Laufzeitmessung des Signals zwischen einer
Sende-/Empfangseinheit (1; 5) und einem Messobjekt (3), bei dem von einem Sender (1) der Sende-/Empfangseinheit (1; 5) ein Impuls eines physikalischen Signals (2) in einem Übertragungsmedium ausgesendet wird und von einem Sensor (5) der Sende-/Empfangseinheit (1; 5) eine
Reflexion (4) des Impulses (2) empfangen wird und aus der Zeitdifferenz Dt zwischen dem Impuls (2) und der Reflexion (4) die Laufzeit des physikalischen Signals (2) in dem Übertragungsmedium zwischen der Sende-/Empfangseinheit (1; 5) und einem Messobjekt (3) ermittelt wird, und
- dass ein periodisch mit einer Frequenz wiederholendes Modulationssignal (8) erzeugt wird,
- dass während des Aussendens des Impulse (2) das
Modulationssignal (8) mit einer zur Frequenz des Modulationssignals (8) höheren Abtastfrequenz abgetastet wird und
- digitale Abtastwerte (Eil, E12, E13) der Abtastung des Modulationssignals (8) während der Sendung des Impulses (2) als erstes Wertemuster abgespeichert werden,
- dass während des Empfangens der Reflexion (4) das Modulationssignal (8) mit der Abtastfrequenz
abgetastet wird und
- digitale Abtastwerte (S...) der Abtastung des
Modulationssignals (8) während des Empfangs der Reflexion (4) als zweites Wertemuster abgespeichert werden, und
- dass die Zeitdifferenz Dt aus einem Vergleich des
Auftretens des zweiten Wertemusters relativ zum ersten Wertemuster berechnet wird.
3. Verfahren nach Anspruch 2, d a d u r c h
g e k e n n z e i c h n e t , dass die Laufzeitmessung eines Signals durch das Aussenden von Impulsen einer Impulsfolge zyklisch wiederholt wird, wobei die i
Impulsfolgefrequenz T = - der Impulsfolge so gewählt
wird, dass deren Periodendauer T größer ist als eine maximale Messentfernung der Sende-/Empfangseinheit .
4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, d a d u r c h
g e k e n n z e i c h n e t , dass Reflexionen (4) des Impulses von mehreren Sensoren jeweils eines Pixels einer Sensormatrix detektiert wird.
5. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, d a d u r c h
g e k e n n z e i c h n e t , dass mehrere Impulse gesendet und deren Reflexionen empfangen werden, indem jeweils ein Pixel einer Sende-Empfangsmatrix einen eigenen Impuls sendet und die Reflexion dieses Impulses detektiert .
6. Verfahren nach Anspruch 5, d a d u r c h
g e k e n n z e i c h n e t , dass jeder Impuls eines Pixels mit einem Code des Pixels codiert wird und nur die Reflexionen, die den zu dem Pixel passenden Code aufweisen, detektiert werden.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 6,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die digitalen Abtastwerte (E...) des Modulationssignals (8) während des Sendens des Impulses und/oder die digitalen Abtastwerte (S...) des Modulationssignals (8) während des Empfangs der Reflexion des Impulses jeweils als
Mittelwert mehrerer digitaler Abtastwerte über mehrere Perioden des Modulationssignals (8), die jeweils dem gleichen AbtastZeitpunkt (tA...A, tA...B, tA...C) einer
Periode des Modulationssignals (8) in einer anderen Periode entsprechen, gespeichert werden.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Vergleich des Auftretens des zweiten Wertemusters relativ zum ersten Wertemuster realisiert wird, indem eine digitale Abbildung einer Periodendauer des
Modulationssignals im Format des ersten und des zweiten Wertemusters in einer Nachschlagetabelle (15)
gespeichert wird, dass aus einem Vergleich des ersten Wertmusters mit der digitalen Abbildung eine erste Phasenlage des ersten Wertemusters in der digitalen Abbildung ermittelt wird, dass aus einem Vergleich des zweiten Wertemusters mit der digitalen Abbildung eine zweite Phasenlage des zweiten Wertemusters ermittelt wird und dass eine Phasendifferenz aus der Differenz der ersten Phasenlage und der zweiten Phasenlage ermittelt wird.
9. Verfahren nach Anspruch 8, d a d u r c h
g e k e n n z e i c h n e t , dass die Nachschlagetabelle (15) aus mehreren abgespeicherten Wertemustern des Modulationssignals besteht, die entsprechend ihrer Phasenlage innerhalb der Periode des Modulationssignals abgespeichert sind.
10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, d a d u r c h
g e k e n n z e i c h n e t , dass die Nachschlagetabelle (15) am Beginn der Anwendung des Verfahrens erstellt und gespeichert wird und über mehrere Anwendungen des Verfahrens unverändert bleibt, wobei die
phasenlagespezifischen Wertemuster entweder durch eine initiale Abtastung des Modulationssignals (8) oder einer Berechnung erzeugt werden.
11. Anordnung zur Anwendung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 2 bis 10 zur Laufzeitmessung eines Signals zwischen einer Sende-/Empfangseinheit (1; 5) und einem Messobjekt (3), mit einer Sende-/Empfangseinheit ( 1 ; 5), die einen Impuls eines physikalischen Signals (2) in einem Übertragungsmedium aussendenden Sender (1) und einen eine Reflexion (4) des Impulses (2) empfangenden Sensor (5) sowie eine eine Zeitdifferenz Dt zwischen dem Impuls (2) und der Reflexion (4) als Laufzeit des physikalischen Signals in dem Übertragungsmedium zwischen der Sende-/Empfangseinheit (1; 5) und einem Messobjekt (3) berechnende Recheneinheit aufweist, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h ,
- einen ein periodisch wiederholendes Modulationssignal erzeugenden Generator (7),
- einen während des Aussendens des Impulse (2) das
Modulationssignal (8) mit einer zu dem
Modulationssignal (8) synchronen Abtastfrequenz abtastenden ersten Analog-Digital-Wandler (9),
- einen digitale Abtastwerte der Abtastung des
Modulationssignals (8) während der Sendung des Impulses (2) als erstes Wertemuster speichernden ersten Teil eines ersten Speichers (Ml),
- einen während des Empfangens der Reflexion (4) das Modulationssignal (8) mit der Abtastfrequenz abtastenden zweiten Analog-Digital-Wandler (12),
- einen digitale Abtastwerte (S...) der Abtastung des
Modulationssignals während des Empfangs der Reflexion (4) als zweites Wertemuster speichernden zweiten Teil des ersten Speichers (Ml), und
- eine die Zeitdifferenz Dt aus einem Vergleich des
Auftretens des zweiten Wertemusters relativ zum ersten Wertemuster berechnende Recheneinheit.
12. Anordnung nach Anspruch 11, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h eine Sensormatrix (5) , die mehrere Pixel mit je einem Sensor und/oder einem Sender aufweist.
13. Anordnung nach einem der Ansprüche 11 oder 12,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass ein zweiter Speicher (M2) vorgesehen ist, der ein die digitalen Abtastwerte als Mittelwert mehrerer digitaler Abtastwerte (E..., S...) über mehrere Perioden des
Modulationssignals (4), die jeweils dem gleichen
AbtastZeitpunkt (tl, t2, t3) in einer Periode des
Modulationssignals (4) innerhalb einer Periode
entsprechen, speichernd ausgebildet ist.
14. Anordnung nach Anspruch 12, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h , eine die digitalen Abtastwerte (S...) des Modulationssignals (4) während des Empfangs der
Reflexion als Mittelwerte berechnende Logikschaltung (10) vorgesehen ist.
15. Anordnung nach einem der Ansprüche 11 bis 14,
g e k e n n z e i c h n e t d u r c h , einen ersten Komparator (6), der mit einem Schwellwerteingang (v_th) und einem den sendenden Impuls erfassenden
Impulseingang (XI) versehen ist und dessen Ausgang (Yl) mit einem ersten Analog-Digital-Wandler (9) steuernd verbunden ist.
16. Anordnung nach einem der Ansprüche 11 bis 15,
g e k e n n z e i c h n e t d u r c h , einen zweiten Komparator (11), der mit einem Schwellwerteingang
(v_th) und einem die Reflexion (4) erfassenden
Impulseingang (X2) versehen ist und dessen Ausgang (Y2) mit einem zweiten Analog-Digital-Wandler (12) steuernd verbunden ist.
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