EP3149908A1 - Method for demodulation and demodulator - Google Patents

Method for demodulation and demodulator

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Publication number
EP3149908A1
EP3149908A1 EP15728768.1A EP15728768A EP3149908A1 EP 3149908 A1 EP3149908 A1 EP 3149908A1 EP 15728768 A EP15728768 A EP 15728768A EP 3149908 A1 EP3149908 A1 EP 3149908A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signals
received signal
channels
demodulator
information
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP15728768.1A
Other languages
German (de)
French (fr)
Inventor
Josef A. Nossek
Manuel Stein
Sebastian THEILER
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Technische Universitaet Muenchen
Original Assignee
Technische Universitaet Muenchen
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Filing date
Publication date
Application filed by Technische Universitaet Muenchen filed Critical Technische Universitaet Muenchen
Publication of EP3149908A1 publication Critical patent/EP3149908A1/en
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/0003—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain
    • H04B1/0007—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at radiofrequency or intermediate frequency stage
    • H04B1/0017—Digital filtering
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/20—Monitoring; Testing of receivers

Definitions

  • the invention relates to a method for the demodulation of an analog, an information-carrying received signal and a corresponding demodulator for carrying out the method.
  • the technical field of the invention lies in the field of information transmission in wireless and wired transmission systems.
  • the invention can also be used in mobile radio systems for communication, in systems for satellite-based position determination (for example in GPS or Galileo systems) as well as in WLAN networks, in radio or cable radio, TV or Internet networks used for radar and sonar applications and for radio positioning.
  • the invention is particularly concerned with the task of pointing out for the receiver side of a Lbertragungsumble a way for a rapid yet energy-efficient processing for received signals that carry a high information density and / or have a large bandwidth.
  • time-shifted AD conversion (English: time interleaved ADC, also: TI-ADC), wherein a present, analog signal is not converted by a single AD converter at the desired sampling rate, but by a plurality of transducers, each operating at a rate lower than the desired sampling rate.
  • the received signal is applied to the inputs of the parallel AD converter.
  • keys scan the signal at a time offset from one another with a respectively reduced sampling rate.
  • the digital signals of the individual transducers are combined by a multiplexer to the desired digital output signal.
  • the resulting digital output of the TI-ADC corresponds to the signal produced by conversion to a single transducer of the desired high sampling rate. Overall, therefore, a sampling rate can be achieved which is higher than the possible sampling rate of the individual transducers.
  • a TI-ADC method is known, for example, from US 201 1/024481 1 A1. There, a received signal is divided into two AD converter according to the embodiment shown in FIG. 2, wherein the second transducer with respect. Of the carrier frequency, the received signal by 90 ° phase and thus scans with a time delay.
  • AD converters can not scan the received signal exactly synchronized with each other.
  • high-resolution AD converters can not be realized in their real properties.
  • the invention has for its object to provide a method for demodulating an analog, an information-bearing received signal and a corresponding demodulator, whereby the received signal is processed in such a way that for digitization with the least possible loss of information and / or with highest possible sampling rate AD converter as low as possible word width can be used.
  • This object is achieved in terms of the method according to the invention in that from the received signal, a number of more than two analog signals is formed in separate channels by the received signal is multiplied by a periodic function whose phase differs in each case in the channels, and that the several signals are respectively low-pass filtered to filtered analog signals and digitized separately.
  • the invention is based in a first step on the consideration, instead of a classical demodulation, according to the QAM method (method of quadrature amplitude modulation) two mutually orthogonal channels of the Quadraturdemodulators are sampled in particular for the reconstruction of the output signal on the receiver side in separate channels one
  • the received signal is multiplied in each case by a periodic function whose phase differs in each case in the channels.
  • the multiple signals in the channels are each low-pass filtered.
  • the invention recognizes that the channels of the received signal formed in this way by multiplication have a redundancy to one another such that a loss of information which occurs due to the sampling of the individual channels by simple AD converters having a lower word width is at least partially compensated for again ,
  • the invention shows a way in which on the receiver side the information loss resulting from the sampling with simple AD converters can be compensated.
  • the AD transducers scan the multiple redundant signals in parallel, so that overall, a significantly higher sampling rate of the received signal can be achieved with the same information gain over complex AD converters.
  • the uniform sampling time and the simplicity of the individual A / D converters also reduce the disadvantages associated with the prior art with respect to a synchronization of several AD converters and with respect to a compensation of different threshold voltages.
  • the specified method performs a multiple demodulation on the receiver side due to the independent multiplication with a periodic function of different phase, whereby a redundancy is present in the received signals.
  • Analogous to the concept of Lberabtastung can therefore also be used for the present method, the concept of a Lberdemodulation.
  • the low-pass filtering limits the bandwidth of the individual signals.
  • the respective sampling rate which according to the sampling theorem must correspond to at least twice the bandwidth of the sampled signal without loss of information, can be chosen to be comparatively low.
  • the low-pass filter can be selected or configured such that the sampling rate respectively desired for digitizing the individual analog signals corresponds at least to twice the bandwidth of the filter.
  • the plurality of analog signals are respectively digitized with a small word width, preferably with a word width of less than 4 bits, in particular with a word width of 1 bit.
  • Transducers used for such poor quality digitization are comparatively simply implemented by a low number of comparator circuits.
  • For a 1-bit converter ultimately only a single comparator module is necessary, which compares the input signal with a single comparison value and outputs a binary output value depending on the comparison performed. In this case, the resolution is the analog-to-digital conversion is reduced to its minimum, ie to a 1-bit resolution.
  • the converter circuit for a 1-bit sample is preferably realized by a single comparator which, for example, sets its digital output to 1 in the case where the analog input signal is above a predetermined threshold at a certain time and to -1 in another case. If the quantization threshold is set to 0 volts, the circuit architecture of the converter can be further simplified, since no control to amplify the input signal is necessary to track the threshold. The AD converter then only checks the input signal for its sign. Symmetrical design does not require adaptive power matching of the amplifier at the input.
  • the loss of information associated with digitization with a low word width can be at least partially compensated by the redundancy of the signals sampled in parallel.
  • the analog received signal can carry the information in a variety of ways.
  • the information can also be given by a sequence of individual pulses with a correspondingly large bandwidth.
  • preference is given to using an analog reception signal of a given carrier frequency, which modulates the information. This may be a linear or a non-linear modulation form.
  • the modulation can be used as an amplitude demodulation, frequency modulation, phase modulation or single-sideband modulation, etc.
  • the low-pass filter is suitably adapted to the digitization or to the AD converters used or their possible or required sampling rate.
  • the low-pass filtering of the plurality of signals at least filters away the higher-frequency multiplication products with respect to the carrier frequency.
  • the periodic function differs from the received signal and can be characterized by a plurality of repetition frequencies or even have a predetermined bandwidth.
  • a sine function is used as the periodic function.
  • the carrier frequency of the analog received signal is selected here as the frequency of the sine function.
  • the received signal is not multiplied by itself, but with phase-shifted periodic signals having a repetition frequency.
  • the redundancy or the linear dependence of the more than two signals provided for further processing is achieved via the phase position of the periodic function used for multiplying the received signal in the separate channels.
  • the received signal is multiplied in each case by a sine function in two separate channels, the phase being equal to 0 in one channel and the phase being equal to ⁇ / 2 in the other channel.
  • the two separate channels decay into orthogonal channels, so that two linearly independent signals are processed further.
  • the phases of the periodic function in the separate channels are each selected equally spaced. For example, the respective phase spacing of the periodic function between the channels is selected in each case as a fraction of ⁇ corresponding to the number of channels.
  • the specified method is preferred for estimating one or more parameters of the transmission path of the received signal, ie in particular the Distance between transmitter and receiver, used.
  • a parameter is advantageously a phase shift, a transit time, a time shift for synchronization, a Doppler shift or a signal strength.
  • the method can be used for example for a radar, sonar, radio order or GPS application.
  • the estimation of a time shift or a delay for synchronization, a phase shift, a Doppler shift or a signal strength can be used in particular for improving the transmission quality and quantity in known methods of mobile radio, in particular in moving systems.
  • the plurality of signals generated from the received signal can be analyzed and evaluated in terms of the transmission probabilities occurring along the transmission path including the reception in the sense of a channel model.
  • the type of digitization in this case in particular the digitization with a narrow word width, can also be taken into account.
  • the respectively most probable value of a transmission parameter from the actually determined multiple signals can then be indicated. In particular, this can be done according to the known so-called maximum likelihood method.
  • the corresponding estimation algorithm can be implemented on a digital platform such as a microchip or an FPGA. However, the estimation algorithm can also be implemented as software.
  • An optimal estimation algorithm is able to achieve the optimum performance, which can be predicted by, for example, the reciprocal of the information measure according to Fisher.
  • the information carried by the received signal is estimated or decoded based on the plurality of signals, in particular digitized signals, for which purpose the information already executed for the estimation of transmission parameters applies.
  • the maximum possible information rate can be predicted.
  • the object stated at the outset is achieved by a demodulator which comprises an input signal for the received signal and a demodulation module designed and set up to carry out the method described above.
  • the demodulation module has a number of more than two output channels, a multiplication device for multiplying the received signal and a low-pass device for low-pass filtering the generated plurality of signals, wherein the plurality of signals are respectively provided on the output channels.
  • the demodulation module comprises an AD converter device.
  • the AD converter device advantageously comprises AD converters respectively assigned to the channels, which are each designed and set up for digitization with a small word width, preferably with a word width of less than 4 bits, in particular with a word width of 1 bit.
  • an estimation or decoding device which is connected to the output channels of the demodulation component and is configured to estimate or decode one or more parameters of the transmission path and / or the information carried by the received signal from the plurality of digitized signals.
  • Decoder can be implemented on a digital platform such as a microchip or an FPGA.
  • the estimator or decoder may also be software or integrated as part of existing software.
  • the estimator is designed as a maximum likelihood estimator, which determines the transmission parameters and / or the reconstruction of the carried information from the plurality of separately formed output signals of the demodulator module with the total given highest transition probability determined.
  • Fig. 1 shows schematically the structure of a demodulator for implementing a
  • Fig. 4 in a representation corresponding to FIG. 3, the ratio of the mean square error width based on the determination of the transit time on the Lbertragungsumble and
  • Fig. 5 shows the maximum Lb demodulation with the Lberdemodulation according to Shannon depending on the signal-to-noise ratio and the number of separate channels.
  • the starting point of the following considerations is the known QAM method, wherein a carrier signal by means of multiplicative mixing two independent baseband signals are modulated.
  • a quadrature demodulator with two output channels is inserted on the receiver side.
  • the carrier or received signal is multiplied by a sine function oscillating with the carrier frequency, wherein the phase of the sine function in both channels differs by TT / 2.
  • the respective baseband signal remains directly in the orthogonal channels.
  • the baseband signal received in this way on the receiver side can be digitized for further processing.
  • complex AD converters are necessary, which scan with the sufficient word width.
  • the achievable sampling rate decreases with the resolution accuracy of the digitization.
  • Complex AD converters also show high energy consumption.
  • the present invention solves the problems associated with the use of complex AD converters of a reduced sampling rate and high power consumption on the receiver side by generating more than two separate channels, wherein in each channel the received signal having a periodic function, in particular a sinusoidal function, is multiplied, wherein the phase of the periodic function in the channels is different in each case.
  • more than two linearly dependent signals are generated from the received signal.
  • ⁇ e R is an attenuation coefficient and ⁇ e R is a time offset due to signal propagation
  • ⁇ e R denotes a phase offset in the receive channel
  • ⁇ '(t) e R is noise due to the receiver.
  • Vm (t) i (t - T) (cos ( ⁇ ) cos ( ⁇ ? M ) - sin ( ⁇ ) sin ( ⁇ p m )) +
  • the parameter vector ⁇ which in the present case indicates the phase and time offset resulting from signal propagation and signal reception, is not known on the receiver side.
  • a demodulator 1 is shown schematically with the respective corresponding signals.
  • the demodulator 1 receives on an input channel 2 a received signal y '(t).
  • received signals y ' m (t) are generated from the received signal y' (t) in M separate channels M by the Empfangssig- nal y '(t) is multiplied by a cosine function of different phase.
  • Each of the generated signals y ' m (t) is low-pass filtered by means of a low-pass filter device 5 of a corresponding bandwidth B.
  • M output channels of the demodulator 1 are M low-pass filtered output signals y m (t) on.
  • the embodiment variant shown in FIG. 1 corresponds to a demodulator 1 of the smallest structural unit, which is referred to as demodulation module 4.
  • the demodulation method illustrated by Fig. 1 gives the well-known QAM method when the number M of channels is chosen to be two and the phase vector is chosen to be equal to Equation 6 with [0 ⁇ / 2] ⁇ .
  • the matrix results so that without phase offset by propagation the individual signals can be written as
  • the quantization function Q is exemplified by the above signum function, resulting in the 1-bit converter.
  • a correspondingly modified demodulator 1 thus outputs digitized signals in the M output channels M, the digital data only reproducing the sign of the sampled signals.
  • the advantages of the L-demodulation method with a number of M> 2 output channels are represented below by the Fisher and Shannon information measures.
  • the given channel problem is considered, with the vector ⁇ at the receiving end, ie the phase and time offset resulting from signal propagation and signal reception, being given deterministically but not known to the receiver per se.
  • the parameter ⁇ can be calculated using the maximum likelihood method with the maximum likelihood estimator (MLE).
  • the matrix R e of the mean square error deviation can be analyzed analytically according to the Cramer-Rao inequality as the inverse Fisher information matrix (FIM).
  • F iß F iß. (21) be specified.
  • the FIM is defined by where R is the mathematical carrier of the digitized receive vector r.
  • R is the mathematical carrier of the digitized receive vector r.
  • the FIM can be written additively as
  • sample-related FIM is given as
  • R n (0) f (r "- ⁇ ⁇ ( ⁇ )) (r n - ⁇ ) p (r n ; 0) dr",
  • ⁇ ( ⁇ ) is the cumulative density function (CDF) of the bivariate Gaussian distribution
  • Equation 36 exactly gives the information or performance loss through a 1-bit conversion.
  • FIGS. 3 and 4 show the respective result against an assumed carrier-to-noise ratio (C / N 0 ), where C predicts the signal power of the modulated signal x '(t) (see equation 1) in watts Reception and N 0 in watts per hertz indicates a noise power density.
  • FIG. 3 shows the result with regard to the determination of the phase offset ⁇ and in FIG. 4 with respect to the determination of the time offset ⁇ by signal propagation and signal reception. In both figures, the result for a different number M of channels is also shown.
  • the loss for the phase offset parameter ⁇ can even be reduced from -9.69 dB to -0.57 dB.
  • the loss from -7.12 dB to -3.44 dB can be reduced there.
  • the method of Lber demodulation therefore provides a significantly better performance with respect to an estimation of transmission parameters than the known QAM method.
  • the specified method of Libe demodulation can be interpreted as a so-called MIMO (multiple-input, multiple-output) method, with two inputs and M outputs for the example under consideration.
  • MIMO multiple-input, multiple-output
  • ⁇ ' ⁇ ' aresin (diag (R yy ) 2 R yy diag ⁇ R yy ) ⁇ ⁇ )
  • the covariance matrix 5 shows the transmission rate achievable with the method of Lberdemodulation plotted against the signal-to-noise ratio (SNR) for a different number M of demodulation channels, wherein for digitization each 1-bit A / D converter are used. It can be seen that with the Ld demodulation method, the transmission rate for M versus °° can be increased to about 23% over the prior art QAM method in the low SNR regime. For high signal-to-noise ratios about 51% More data can be transmitted using the specified method than is possible with a known QAM method.
  • SNR signal-to-noise ratio

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Abstract

A method is provided for demodulation of an analog receive signal (y'(t)) carrying information, wherein a number (M) of more than two analog signals (ym(t)) is formed from the receive signal (y'(t)) in separate channels (8), such that the receive signal (y'(t)) is multiplied in each case by a period function, the phase ((φm) thereof respectively differing in the channels (8), and wherein the multiple signals (ym(t) are each low-pass filtered, and a corresponding demodulator (1).

Description

Beschreibung  description
Verfahren zur Demodulation sowie Demodulator  Method for demodulation and demodulator
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Demodulation eines analogen, eine Information tragenden Empfangssignals sowie einen entsprechenden Demodulator zur Durchführung des Verfahrens. Das technische Gebiet der Erfindung liegt im Bereich der Informationsübertragung in kabellosen und kabelgebundenen Lbertra- gungssystemen. Die Erfindung kann insbesondere in Mobilfunk-Systemen zur Kommunikation, in Systemen zur satellitenbasierten Positionsbestimmung (beispielsweise in GPS- oder Galileo-Systemen) sowie in WLAN-Netzen, in funk- oder leitungsgebundenen Radio-, TV-, oder Internet-Netzen, aber auch für Radar- und Sonar-Anwendungen und zur Funkortung eingesetzt werden. Die Erfindung beschäftigt sich insbesondere mit der Aufgabenstellung, für die Empfängerseite einer Lbertragungsstrecke einen Weg für eine rasche und dennoch energiesparende Verarbeitung für Empfangssignale aufzuzeigen, die eine hohe Informationsdichte tragen und/oder eine große Bandbreite aufweisen. The invention relates to a method for the demodulation of an analog, an information-carrying received signal and a corresponding demodulator for carrying out the method. The technical field of the invention lies in the field of information transmission in wireless and wired transmission systems. In particular, the invention can also be used in mobile radio systems for communication, in systems for satellite-based position determination (for example in GPS or Galileo systems) as well as in WLAN networks, in radio or cable radio, TV or Internet networks used for radar and sonar applications and for radio positioning. The invention is particularly concerned with the task of pointing out for the receiver side of a Lbertragungsstrecke a way for a rapid yet energy-efficient processing for received signals that carry a high information density and / or have a large bandwidth.
Bei der Konzeptionierung und Entwicklung von Kommunikations- und Messsystemen ist es erwünscht, hohe Datenraten und eine hohe Messgenauigkeit zu erreichen. Dabei muss insbesondere bei mobilen Empfangsgeräten ein Kompromiss zwischen der technischen Komplexität, dem Preis, der physikalischen Leistung und dem Energieverbrauch gefunden werden. Ein Schlüsselbestandteil in Bezug auf die Komplexität und die Leistungseffizienz ist insbesondere die empfangsseiti- ge Analog-Digitalwandlung (AD-Wandlung) zur digitalen Weiterverarbeitung des Informationssignals. Das analoge Informationssignal muss dabei sowohl zeitlich diskretisiert als auch auf eine endliche digitale Wortbreite beschränkt werden. Eine Digitalisierung mit hoher Wortbreite führt zu aufwändigen analogen Schaltungen, welche in ihrer Geschwindigkeit beschränkt sind und zudem einen hohen Leistungsverbrauch aufweisen. Dies ist vor allem bei der Verwendung breitbandi- ger Signale (z. B. die Ultra-Breitband-Technologie, kurz UWB) ein Hindernis, da hier schnelle Abtastraten zum verzerrungsfreien Empfang benötigt werden. Eine Möglichkeit, Empfangssignale mit einer hohen Wortbreite abzutasten, ohne hierbei einen Kompromiss hinsichtlich der Abtastrate einzugehen, stellt das Verfahren der sogenannten zeitversetzten AD-Wandlung (engl. : time interleaved ADC, auch: TI-ADC) dar, wobei ein vorliegendes, analoges Signal nicht durch einen einzelnen AD-Wandler mit der gewünschten Abtastrate gewandelt wird, sondern durch eine Vielzahl von Wandlern, die jeweils mit einer zur gewünschten Abtastrate niedrigeren Rate arbeiten. Hierzu wird das Empfangssignal an die Eingänge der parallelen AD-Wandler angelegt. Diese tasten das Signal zueinander zeitversetzt mit einer jeweils reduzierten Abtastrate ab. Anschließend werden die digitalen Signale der einzelnen Wandler durch einen Multiplexer zum gewünschten digitalen Ausgangssignal zusammengefügt. When designing and developing communication and measurement systems, it is desirable to achieve high data rates and high measurement accuracy. In particular, in the case of mobile receivers, a compromise has to be found between the technical complexity, the price, the physical power and the energy consumption. A key component in terms of complexity and power efficiency is in particular the reception-side analog-to-digital conversion (AD conversion) for the digital further processing of the information signal. The analog information signal must be both discretized in time and limited to a finite digital word width. High-word-length digitization leads to complex analog circuits, which are limited in their speed and also have a high power consumption. This is an obstacle especially when using broadband signals (eg ultra-wideband technology, UWB for short), because fast sampling rates are required for distortion-free reception. One way to sample received signals having a high word width, without compromising on the sampling rate, is the so-called time-shifted AD conversion (English: time interleaved ADC, also: TI-ADC), wherein a present, analog signal is not converted by a single AD converter at the desired sampling rate, but by a plurality of transducers, each operating at a rate lower than the desired sampling rate. For this purpose, the received signal is applied to the inputs of the parallel AD converter. These keys scan the signal at a time offset from one another with a respectively reduced sampling rate. Subsequently, the digital signals of the individual transducers are combined by a multiplexer to the desired digital output signal.
Im idealen Fall entspricht das resultierende, digitale Ausgangssignal der TI-ADC dem Signal, welches durch eine Wandlung mit einem einzigen Wandler der gewünschten hohen Abtastrate erzeugt wird. Insgesamt kann somit eine Abtastrate erzielt werden, die höher ist als die mögliche Abtastrate der einzelnen Wandler. Ein TI-ADC-Verfahren ist beispielsweise aus der US 201 1 /024481 1 A1 bekannt. Dort wird gemäß dem in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel ein Empfangssignal auf zwei AD-Wandler aufgeteilt, wobei der zweite Wandler bzgl. der Trägerfrequenz das Empfangssignal um 90° phasen- und somit zeitversetzt abtastet. Ideally, the resulting digital output of the TI-ADC corresponds to the signal produced by conversion to a single transducer of the desired high sampling rate. Overall, therefore, a sampling rate can be achieved which is higher than the possible sampling rate of the individual transducers. A TI-ADC method is known, for example, from US 201 1/024481 1 A1. There, a received signal is divided into two AD converter according to the embodiment shown in FIG. 2, wherein the second transducer with respect. Of the carrier frequency, the received signal by 90 ° phase and thus scans with a time delay.
In der Praxis können jedoch mehrere AD-Wandler das Empfangssignal nicht exakt zueinander versetzt synchronisiert abtasten. Hochauflösende AD-Wandler können zudem in ihren realen Eigenschaften nicht baugleich realisiert werden. In practice, however, several AD converters can not scan the received signal exactly synchronized with each other. In addition, high-resolution AD converters can not be realized in their real properties.
Nachteiligerweise müssen daher in einem TI-ADC-Verfahren Synchronisationsfehler sowie unterschiedliche Schwellspannungen und Verstärkungsfaktoren der einzelnen AD-Wandler nach der Digitalisierung mit zusätzlichem Aufwand geschätzt und kompensiert werden. Disadvantageously, synchronization errors and different threshold voltages and amplification factors of the individual AD converters after digitization must therefore be estimated and compensated with additional outlay in a TI-ADC method.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Demodulation eines analogen, eine Information tragenden Empfangssignals sowie einen entsprechenden Demodulator anzugeben, womit das Empfangssignal derart aufbereitet wird, dass zur Digitalisierung mit möglichst geringem Informationsverlust und/oder mit möglichst hoher Tastrate AD-Wandler möglichst niedriger Wortbreite eingesetzt werden können. The invention has for its object to provide a method for demodulating an analog, an information-bearing received signal and a corresponding demodulator, whereby the received signal is processed in such a way that for digitization with the least possible loss of information and / or with highest possible sampling rate AD converter as low as possible word width can be used.
Diese Aufgabe wird hinsichtlich des Verfahrens erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass aus dem Empfangssignal eine Anzahl von mehr als zwei analogen Signalen in getrennten Kanälen gebildet wird, indem das Empfangssignal jeweils mit einer periodischen Funktion multipliziert wird, deren Phase sich in den Kanälen jeweils unterscheidet, und dass die mehreren Signale jeweils zu gefilterten analogen Signalen tiefpassgefiltert und getrennt digitalisiert werden. This object is achieved in terms of the method according to the invention in that from the received signal, a number of more than two analog signals is formed in separate channels by the received signal is multiplied by a periodic function whose phase differs in each case in the channels, and that the several signals are respectively low-pass filtered to filtered analog signals and digitized separately.
Die Erfindung geht dabei in einem ersten Schritt von der Überlegung aus, anstelle einer klassischen Demodulation, wobei entsprechend dem QAM-Verfahren (Verfahren der Quadraturamplitudenmodulation) zwei zueinander orthogonale Kanäle des Quadraturdemodulators insbesondere zur Rekonstruktion des Ausgangssignals abgetastet werden, auf der Empfängerseite in getrennten Kanälen eine Mehrzahl von analogen Signalen zu erzeugen, die zueinander hinsichtlich des Informationsgehaltes eine Redundanz aufweisen bzw. voneinander linear abhängig sind. Zur Erzeugung dieser redundanten analogen Signale wird das Empfangssignal jeweils mit einer periodischen Funktion multipliziert, deren Phase sich in den Kanälen jeweils unterscheidet. Um die Bandbreite der Kanäle zu beschränken und/oder die in den Signalen gebildeten Multiplikationsprodukte höherer Ordnung wegzufiltern, werden die mehreren Signale in den Kanälen jeweils tiefpassgefiltert. The invention is based in a first step on the consideration, instead of a classical demodulation, according to the QAM method (method of quadrature amplitude modulation) two mutually orthogonal channels of the Quadraturdemodulators are sampled in particular for the reconstruction of the output signal on the receiver side in separate channels one To produce a plurality of analog signals that have a redundancy with respect to the information content or are linearly dependent on each other. To generate these redundant analog signals, the received signal is multiplied in each case by a periodic function whose phase differs in each case in the channels. In order to limit the bandwidth of the channels and / or to filter out the higher-order multiplication products formed in the signals, the multiple signals in the channels are each low-pass filtered.
In einem zweiten Schritt erkennt die Erfindung, dass die auf diese Weise durch Multiplikation gebildeten Kanäle des Empfangssignals zueinander eine Redundanz derart aufweisen, dass ein Informationsverlust, der durch die Abtastung der Einzelkanäle durch einfache AD-Wandler niedriger Wortbreite auftritt, insgesamt zumindest teilweise wieder kompensiert wird. Mit anderen Worten zeigt die Erfindung einen Weg auf, wie auf der Empfängerseite der durch die Abtastung mit einfachen AD-Wandlern resultierende Informationsverlust kompensiert werden kann. Dazu tasten die AD-Wandler die mehreren redundanten Signale parallel ab, so dass sich bei gleichem Informationsgewinn gegenüber komplexen AD-Wandlern insgesamt eine deutlich höhere Abtastrate des Empfangssignals erzielen lässt. Der einheitliche Abtastzeitpunkt und die Einfachheit der einzelnen A/D-Wandler reduzieren zudem die beim Stand der Technik auftretenden Nachteile bezüglich einer Synchronisation von mehreren AD-Wandlern und bezüglich einer Kompensation unterschiedlicher Schwellspannungen. In a second step, the invention recognizes that the channels of the received signal formed in this way by multiplication have a redundancy to one another such that a loss of information which occurs due to the sampling of the individual channels by simple AD converters having a lower word width is at least partially compensated for again , In other words, the invention shows a way in which on the receiver side the information loss resulting from the sampling with simple AD converters can be compensated. For this purpose, the AD transducers scan the multiple redundant signals in parallel, so that overall, a significantly higher sampling rate of the received signal can be achieved with the same information gain over complex AD converters. The uniform sampling time and the simplicity of the individual A / D converters also reduce the disadvantages associated with the prior art with respect to a synchronization of several AD converters and with respect to a compensation of different threshold voltages.
Das angegebene Verfahren führt auf der Empfängerseite infolge der unabhängigen Multiplikation mit einer periodischen Funktion unterschiedlicher Phase eine Mehrfachdemodulation durch, wodurch in den erhaltenen Signalen eine Redundanz vorliegt. Analog zu dem Begriff einer Lberabtastung kann daher für das vorliegende Verfahren auch der Begriff einer Lberdemodulation verwendet werden. The specified method performs a multiple demodulation on the receiver side due to the independent multiplication with a periodic function of different phase, whereby a redundancy is present in the received signals. Analogous to the concept of Lberabtastung can therefore also be used for the present method, the concept of a Lberdemodulation.
Grundsätzlich wird durch die Erfindung nicht ausgeschlossen, die in den getrennten Kanälen durch Mehrfachmultiplikation erzeugten redundanten Signale unmittelbar zu digitalisieren. Die vorgenannten Vorteile der Möglichkeit einer parallelen Digitalisierung mit einfachen AD-Wandlern können jedoch dann voll ausgeschöpft werden, wenn die mehreren Signale vorteilhafterweise erst nach ihrer Tiefpassfilterung jeweils zu digitalen Signalen digitalisiert werden. Durch die Tiefpassfilterung wird jeweils die Bandbreite der einzelnen Signale beschränkt. Infolge dessen kann die jeweilige Abtastrate, die nach dem Abtasttheorem ohne Informationsverlust wenigstens dem Zweifachen der Bandbreite des abgetasteten Signals entsprechen muss, vergleichsweise niedrig gewählt werden. Andererseits kann der Tiefpassfilter bezüglich der Digitalisierung derart gewählt bzw. ausgestaltet sein, dass die zur Digitalisierung der einzelnen analogen Signale jeweils gewünschte Abtastrate wenigstens der zweifachen Bandbreite des Filters entspricht. In principle, it is not excluded by the invention to directly digitize the redundant signals generated in the separate channels by multiple multiplication. However, the aforementioned advantages of the possibility of parallel digitization with simple AD converters can then be fully exploited if the multiple signals are advantageously digitized only after their low-pass filtering to digital signals. Low-pass filtering limits the bandwidth of the individual signals. As a result, the respective sampling rate, which according to the sampling theorem must correspond to at least twice the bandwidth of the sampled signal without loss of information, can be chosen to be comparatively low. On the other hand, with regard to the digitization, the low-pass filter can be selected or configured such that the sampling rate respectively desired for digitizing the individual analog signals corresponds at least to twice the bandwidth of the filter.
Vorteilhafterweise werden die mehreren analogen Signale jeweils mit einer geringen Wortbreite, bevorzugt mit einer Wortbreite von weniger als 4 Bit, insbesondere mit einer Wortbreite von 1 Bit, digitalisiert. Für eine solche Digitalisierung schlechter Güte eingesetzte Wandler sind vergleichsweise einfach durch eine niedrige Anzahl von Komparatorschaltungen realisiert. Für einen 1 -Bit-Wandler ist letztlich nur ein einziger Komparatorbaustein notwendig, der das Eingangssignal mit einem einzigen Vergleichswert vergleicht und abhängig von dem durchgeführten Vergleich einen binären Ausgangswert ausgibt. In diesem Fall ist die Auflö- sung der Analog-Digital-Wandlung auf ihr Minimum reduziert, das heißt auf eine 1 - Bit-Auflösung. Advantageously, the plurality of analog signals are respectively digitized with a small word width, preferably with a word width of less than 4 bits, in particular with a word width of 1 bit. Transducers used for such poor quality digitization are comparatively simply implemented by a low number of comparator circuits. For a 1-bit converter ultimately only a single comparator module is necessary, which compares the input signal with a single comparison value and outputs a binary output value depending on the comparison performed. In this case, the resolution is the analog-to-digital conversion is reduced to its minimum, ie to a 1-bit resolution.
Die Wandler-Schaltung für eine 1 -Bit-Abtastung ist bevorzugt durch einen einzelnen Komparator verwirklicht, der beispielsweise seinen digitalen Ausgang auf 1 setzt für den Fall, dass das analoge Eingangssignal zu einer bestimmten Zeit über einer vorgegebenen Schwelle ist, und auf -1 im anderen Fall. Wird die Quantisierungsschwelle auf 0 Volt gesetzt, kann die Schaltungsarchitektur des Wandlers weiter vereinfacht werden, da keine Regelung zur Verstärkung des Eingangssignals notwendig wird, um den Schwellwert nachzuführen. Der AD-Wandler überprüft das Eingangssignal dann lediglich auf sein Vorzeichen hin. Bei symmetrischer Auslegung ist keine adaptive Leistungsanpassung des Verstärkers am Eingang erforderlich. The converter circuit for a 1-bit sample is preferably realized by a single comparator which, for example, sets its digital output to 1 in the case where the analog input signal is above a predetermined threshold at a certain time and to -1 in another case. If the quantization threshold is set to 0 volts, the circuit architecture of the converter can be further simplified, since no control to amplify the input signal is necessary to track the threshold. The AD converter then only checks the input signal for its sign. Symmetrical design does not require adaptive power matching of the amplifier at the input.
Durch die bei Digitalisierung mit niedriger Auflösung resultierende geringe Wortbreite der digitalen Signale, insbesondere von lediglich 1 Bit, kann ein Großteil der Weiterverarbeitung der digitalen Signale (z.B. auf einem Chip, auf einem Prozessor oder auf einem FPGA) mittels einer effizienten 1 -Bit-Arithmetik durchgeführt werden. Dies kann dazu genutzt werden, die Herstellungskosten der empfangssei- tigen Hardware (analog und digital) deutlich zu reduzieren, den Leistungsverbrauch von Empfangsgeräten auf ein Minimum zu senken und/oder sehr schnelle zeitliche Abtastraten zum Empfang von Signalen mit hohen Bandbreiten zu realisieren. Wie erwähnt kann vorliegend der mit einer Digitalisierung mit niedriger Wortbreite einhergehende Informationsverlust durch die Redundanz der parallel abgetasteten Signale zumindest teilweise kompensiert werden. Due to the small word width of the digital signals, in particular of only 1 bit, resulting in low-resolution digitizing, much of the further processing of the digital signals (eg on a chip, on a processor or on an FPGA) can be performed using efficient 1-bit arithmetic be performed. This can be used to significantly reduce the manufacturing costs of the receiving-side hardware (analog and digital), to reduce the power consumption of receiving devices to a minimum and / or to realize very fast time sampling rates for receiving signals with high bandwidths. As mentioned above, in the present case, the loss of information associated with digitization with a low word width can be at least partially compensated by the redundancy of the signals sampled in parallel.
Das analoge Empfangssignal kann die Information auf vielfältige Art und Weise tragen. Insbesondere kann die Information auch durch eine Abfolge von Einzelpulsen mit entsprechend großer Bandbreite gegeben sein. Bevorzugt wird jedoch ein analoges, die Information aufmoduliert tragendes Empfangssignal einer gegebenen Trägerfrequenz herangezogen. Dabei kann es sich um eine lineare oder um eine nicht lineare Modulationsform handeln. Die Modulation kann als Amplitu- denmodulation, Frequenzmodulation, Phasenmodulation oder Einseitenband- modulation etc. gegeben sein. The analog received signal can carry the information in a variety of ways. In particular, the information can also be given by a sequence of individual pulses with a correspondingly large bandwidth. However, preference is given to using an analog reception signal of a given carrier frequency, which modulates the information. This may be a linear or a non-linear modulation form. The modulation can be used as an amplitude demodulation, frequency modulation, phase modulation or single-sideband modulation, etc.
Wie bereits erwähnt, ist der Tiefpassfilter geeigneterweise auf die Digitalisierung bzw. auf die eingesetzten AD-Wandler oder deren mögliche bzw. benötigte Abtastrate angepasst. Bevorzugt werden durch die Tiefpassfilterung der mehreren Signale zumindest die gegenüber der Trägerfrequenz höherfrequenten Multiplikationsprodukte weggefiltert. As already mentioned, the low-pass filter is suitably adapted to the digitization or to the AD converters used or their possible or required sampling rate. Preferably, the low-pass filtering of the plurality of signals at least filters away the higher-frequency multiplication products with respect to the carrier frequency.
Die periodische Funktion unterscheidet sich vom Empfangssignal und kann durch eine Mehrzahl von Wiederholfrequenzen gekennzeichnet sein bzw. selbst eine vorgegebene Bandbreite aufweisen. Bevorzugt wird als periodische Funktion jedoch eine Sinusfunktion herangezogen. Vorteilhafterweise ist hierbei als Frequenz der Sinusfunktion die Trägerfrequenz des analogen Empfangssignals gewählt. Das Empfangssignal wird nicht mit sich selbst multipliziert, sondern mit phasenverschobenen periodischen Signalen, die eine Wiederholfrequenz aufweisen. The periodic function differs from the received signal and can be characterized by a plurality of repetition frequencies or even have a predetermined bandwidth. Preferably, however, a sine function is used as the periodic function. Advantageously, the carrier frequency of the analog received signal is selected here as the frequency of the sine function. The received signal is not multiplied by itself, but with phase-shifted periodic signals having a repetition frequency.
Iber die Phasenlage der zur Multiplikation des Empfangssignals in den getrennten Kanälen jeweils herangezogenen periodischen Funktion wird die Redundanz bzw. die lineare Abhängigkeit der mehr als zwei zur Weiterverarbeitung vorgesehenen Signale erreicht. Im Falle des QAM-Verfahrens wird in zwei getrennten Kanälen das Empfangssignal jeweils mit einer Sinusfunktion multipliziert, wobei in einem Kanal die Phase gleich 0 und im anderen Kanal die Phase gleich ττ/2 gewählt ist. Dadurch zerfallen die beiden getrennten Kanäle in orthogonale Kanäle, so dass zwei linear unabhängige Signale weiterverarbeitet werden. In einer bevorzugten Variante des Verfahren der Lberdemodulation werden die Phasen der periodischen Funktion in den getrennten Kanälen jeweils gleich beabstandet gewählt. Beispielsweise wird der jeweilige Phasenabstand der periodischen Funktion zwischen den Kanälen jeweils als ein der Anzahl an Kanälen entsprechender Bruchteil von π gewählt. The redundancy or the linear dependence of the more than two signals provided for further processing is achieved via the phase position of the periodic function used for multiplying the received signal in the separate channels. In the case of the QAM method, the received signal is multiplied in each case by a sine function in two separate channels, the phase being equal to 0 in one channel and the phase being equal to ττ / 2 in the other channel. As a result, the two separate channels decay into orthogonal channels, so that two linearly independent signals are processed further. In a preferred variant of the method of Lberdemodulation the phases of the periodic function in the separate channels are each selected equally spaced. For example, the respective phase spacing of the periodic function between the channels is selected in each case as a fraction of π corresponding to the number of channels.
Das angegebene Verfahren wird bevorzugt zur Schätzung eines oder mehrerer Parameter der Lbertragungsstrecke des Empfangssignals, also insbesondere der Strecke zwischen Sender und Empfänger, eingesetzt. Bei einem solchen Parameter handelt es sich vorteilhaft um eine Phasenverschiebung, eine Laufzeit, eine Zeitverschiebung zur Synchronisation, um eine Dopplerverschiebung oder um eine Signalstärke. Entsprechend kann das Verfahren beispielsweise für eine Radar-, Sonar-, Funkordnungs- oder GPS-Anwendung eingesetzt werden. Die Schätzung einer Zeitverschiebung oder einer Laufzeit zur Synchronisation, einer Phasenverschiebung, einer Dopplerverschiebung oder einer Signalstärke kann insbesondere zur Verbesserung der Lbertragungsqualität und -quantität in bekannten Verfahren des Mobilfunks, insbesondere auch in bewegten Systemen, eingesetzt werden. The specified method is preferred for estimating one or more parameters of the transmission path of the received signal, ie in particular the Distance between transmitter and receiver, used. Such a parameter is advantageously a phase shift, a transit time, a time shift for synchronization, a Doppler shift or a signal strength. Accordingly, the method can be used for example for a radar, sonar, radio order or GPS application. The estimation of a time shift or a delay for synchronization, a phase shift, a Doppler shift or a signal strength can be used in particular for improving the transmission quality and quantity in known methods of mobile radio, in particular in moving systems.
Zur Schätzung können die aus dem Empfangssignal erzeugten mehreren Signale analysiert und hinsichtlich der entlang der Lbertragungsstrecke einschließlich des Empfangs auftretenden Lbergangswahrscheinlichkeiten im Sinne eines Kanalmodels ausgewertet werden. Insbesondere kann hierbei auch die Art der Digitalisierung, vorliegend also insbesondere die Digitalisierung mit geringer Wortbreite, berücksichtigt werden. Mittels des definierten Models kann dann beispielsweise der jeweils wahrscheinlichste Wert eines Lbertragungsparameters aus den tatsächlich ermittelten mehreren Signalen angegeben werden. Insbesondere kann dies nach der bekannten sogenannten Maximum-Likelihood-Methode erfolgen. Der entsprechende Schätzalgorithmus kann auf einer digitalen Plattform wie beispielsweise einem Mikrochip oder einem FPGA realisiert werden. Der Schätzalgorithmus kann aber auch als Software implementiert sein. Ein optimaler Schätzalgorithmus ist in der Lage, die optimale Performance zu erreichen, welche beispielsweise durch den Kehrwert des Informationsmaßes nach Fisher vorhergesagt werden kann. For estimation, the plurality of signals generated from the received signal can be analyzed and evaluated in terms of the transmission probabilities occurring along the transmission path including the reception in the sense of a channel model. In particular, the type of digitization, in this case in particular the digitization with a narrow word width, can also be taken into account. By means of the defined model, for example, the respectively most probable value of a transmission parameter from the actually determined multiple signals can then be indicated. In particular, this can be done according to the known so-called maximum likelihood method. The corresponding estimation algorithm can be implemented on a digital platform such as a microchip or an FPGA. However, the estimation algorithm can also be implemented as software. An optimal estimation algorithm is able to achieve the optimum performance, which can be predicted by, for example, the reciprocal of the information measure according to Fisher.
In einer anderen vorteilhaften Ausführungsvariante wird anhand der mehreren, insbesondere digitalisierten Signale die vom Empfangssignal getragene Information geschätzt oder dekodiert, wozu entsprechend das bereits zur Schätzung von Lbertragungsparametern Ausgeführte gilt. Hier kann entsprechend des Informationsmaßes nach Shannon die maximal mögliche Informationsrate vorhergesagt werden. Die eingangs gestellte Aufgabe wird weiter erfindungsgemäß durch einen Demo- dulator gelöst, der einem Eingangssignal für das Empfangssignal und einen zur Durchführung des vorbeschriebenen Verfahrens ausgebildeten und eingerichteten Demodulationsbaustein umfasst. Dabei weist der Demodulationsbaustein eine Anzahl von mehr als zwei Ausgangskanälen, eine Multiplikations-Vorrichtung zur mehrfachen Multiplizierung des Empfangssignals und eine Tiefpass-Vorrichtung zum Tiefpassfiltern der erzeugten mehreren Signale auf, wobei die mehreren Signale jeweils an den Ausgangskanälen zur Verfügung gestellt werden. In another advantageous embodiment variant, the information carried by the received signal is estimated or decoded based on the plurality of signals, in particular digitized signals, for which purpose the information already executed for the estimation of transmission parameters applies. Here, according to the information measure according to Shannon, the maximum possible information rate can be predicted. According to the invention, the object stated at the outset is achieved by a demodulator which comprises an input signal for the received signal and a demodulation module designed and set up to carry out the method described above. In this case, the demodulation module has a number of more than two output channels, a multiplication device for multiplying the received signal and a low-pass device for low-pass filtering the generated plurality of signals, wherein the plurality of signals are respectively provided on the output channels.
Weitere Vorteile des Demodulators finden sich in den hierauf gerichteten Unteransprüchen. Dabei lassen sich die für das Verfahren zur Demodulation genannten Vorteile sinngemäß auf den Demodulator übertragen. Further advantages of the demodulator can be found in the subclaims directed thereto. In this case, the advantages mentioned for the method of demodulation can be transferred analogously to the demodulator.
Bevorzugt umfasst der Demodulationsbaustein eine AD-Wandler-Vorrichtung. Die AD-Wandler-Vorrichtung umfasst dabei vorteilhafterweise den Kanälen jeweils zugeordnete AD-Wandler, die jeweils zu einer Digitalisierung mit einer geringen Wortbreite, bevorzugt mit einer Wortbreite von weniger als 4 Bit, insbesondere mit einer Wortbreite von 1 Bit, ausgebildet und eingerichtet sind. Preferably, the demodulation module comprises an AD converter device. In this case, the AD converter device advantageously comprises AD converters respectively assigned to the channels, which are each designed and set up for digitization with a small word width, preferably with a word width of less than 4 bits, in particular with a word width of 1 bit.
Zweckmäßigerweise ist zusätzlich eine mit den Ausgangskanälen des Demodulati- onsbausteins informationstechnisch verbundene Schätz- oder Dekodiereinrichtung umfasst, die eingerichtet ist, aus den mehreren digitalisierten Signalen einen oder mehrere Parameter der Lbertragungsstrecke und/oder die vom Empfangssignal getragene Information zu schätzen oder zu dekodieren. Die Schätz- oder It is expediently additionally comprised of an estimation or decoding device which is connected to the output channels of the demodulation component and is configured to estimate or decode one or more parameters of the transmission path and / or the information carried by the received signal from the plurality of digitized signals. The estimate or
Dekodiereinrichtung kann auf einer digitalen Plattform wie einem Mikrochip oder einem FPGA realisiert sein. Die Schätz- oder Dekodiereinrichtung kann jedoch auch durch Software gegeben oder als Teil in eine bestehende Software integriert sein. Decoder can be implemented on a digital platform such as a microchip or an FPGA. However, the estimator or decoder may also be software or integrated as part of existing software.
Vorteilhafterweise ist die Schätz-Einrichtung als ein Maximum-Likelihood-Schätzer ausgebildet, der die Lbertragungsparameter und/oder die Rekonstruktion der getragenen Information aus den mehreren getrennt gebildeten Ausgangssignalen des Demodulatorbausteins mit der gesamt gegebenen größten Lbergangswahr- scheinlichkeit ermittelt. Advantageously, the estimator is designed as a maximum likelihood estimator, which determines the transmission parameters and / or the reconstruction of the carried information from the plurality of separately formed output signals of the demodulator module with the total given highest transition probability determined.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand einer Zeichnung und der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Dabei zeigen: Embodiments of the invention will be explained in more detail with reference to a drawing and the description below. Showing:
Fig. 1 schematisch den Aufbau eines Demodulators zur Ausführung einer Fig. 1 shows schematically the structure of a demodulator for implementing a
Lberdemodulation,  Lberdemodulation,
Fig. 2 eine schaltungstechnische Realisierung eines AD-Wandlers, 2 shows a circuit realization of an AD converter,
Fig. 3 die Performance des Verfahrens der Lberdemodulation als Vergleich der mittleren quadratischen Fehlerbreite gegenüber einem idealen QAM- Verfahren in Abhängigkeit vom Signal-zu-Rausch-Verhältnis und der Anzahl der getrennten Kanäle, bezogen auf die Ermittlung der Phasendifferenz der Lbertragungsstrecke, 3 shows the performance of the method of Lberdemodulation as a comparison of the mean square error width compared to an ideal QAM method as a function of the signal-to-noise ratio and the number of separate channels, based on the determination of the phase difference of Lbertragungsstrecke,
Fig. 4 in einer Darstellung entsprechend Fig. 3 das Verhältnis der mittleren quadratischen Fehlerbreite bezogen auf die Ermittlung der Laufzeit auf der Lbertragungsstrecke und Fig. 4 in a representation corresponding to FIG. 3, the ratio of the mean square error width based on the determination of the transit time on the Lbertragungsstrecke and
Fig. 5 die mit der Lberdemodulation jeweils nach Shannon maximal erreichbare Lbertragungsrate in Abhängigkeit vom Signal-zu-Rausch- Verhältnis und zur Anzahl der getrennten Kanäle. Fig. 5 shows the maximum Lb demodulation with the Lberdemodulation according to Shannon depending on the signal-to-noise ratio and the number of separate channels.
Ausgangspunkt der nachfolgenden Betrachtungen ist das bekannte QAM- Verfahren, wobei einem Trägersignal mittels multiplikativer Mischung zwei unabhängige Basisbandsignale aufmoduliert werden. Um das Trägersignal in das Basisband zu demodulieren, ist auf der Empfängerseite ein Quadratur-Demodulator mit zwei Ausgangskanälen eingesetzt. In jedem der beiden Kanäle wird das Träger- bzw. Empfangssignal mit einer mit der Trägerfrequenz oszillierenden Sinusfunktion multipliziert, wobei sich die Phase der Sinusfunktion in beiden Kanälen um TT/2 unterscheidet. Nach Wegfilterung der höherfrequenten Multiplikationspro- dukte verbleibt in den orthogonalen Kanälen unmittelbar das jeweilige Basisbandsignal. Das auf diese Weise empfängerseitig erhaltene Basisbandsignal kann zur Weiterverarbeitung digitalisiert werden. Für eine hohe Auflösung und eine hohe Abtastrate sind komplexe AD-Wandler notwendig, die mit der genügenden Wortbreite abtasten. Dabei nimmt die erreichbare Abtastrate mit der Auflösegenauigkeit der Digitalisierung ab. Komplexe AD-Wandler zeigen zudem einen hohen Energieverbrauch. The starting point of the following considerations is the known QAM method, wherein a carrier signal by means of multiplicative mixing two independent baseband signals are modulated. To demodulate the carrier signal into baseband, a quadrature demodulator with two output channels is inserted on the receiver side. In each of the two channels, the carrier or received signal is multiplied by a sine function oscillating with the carrier frequency, wherein the phase of the sine function in both channels differs by TT / 2. After path filtering of the higher-frequency multiplication The respective baseband signal remains directly in the orthogonal channels. The baseband signal received in this way on the receiver side can be digitized for further processing. For a high resolution and a high sampling rate complex AD converters are necessary, which scan with the sufficient word width. The achievable sampling rate decreases with the resolution accuracy of the digitization. Complex AD converters also show high energy consumption.
Die vorliegende Erfindung löst die mit dem Einsatz von komplexen AD-Wandlern verbundenen Probleme einer reduzierten Abtastrate und eines hohen Energieverbrauchs auf der Empfängerseite durch Erzeugung von mehr als zwei getrennten Kanälen, wobei in jedem Kanal das Empfangssignal mit einer periodischen Funktion, insbesondere mit einer Sinusfunktion, multipliziert wird, wobei sich die Phase der periodischen Funktion in den Kanälen jeweils unterscheidet. Im Unterscheid zum QAM-Modulationsverfahren werden mehr als zwei linear abhängige Signale aus dem Empfangssignal generiert. The present invention solves the problems associated with the use of complex AD converters of a reduced sampling rate and high power consumption on the receiver side by generating more than two separate channels, wherein in each channel the received signal having a periodic function, in particular a sinusoidal function, is multiplied, wherein the phase of the periodic function in the channels is different in each case. In contrast to the QAM modulation method, more than two linearly dependent signals are generated from the received signal.
Zur Erläuterung des angegebenen Verfahrens der Lberdemodulation wird beispielhaft von einem Sendersignal der Form x' {t) = a;i(i)V2 cos (cuc£) - (i) V2 sin (wci). (1) ausgegangen, wobei wc e R die Trägerfrequenz x' V2 (t) ε zwei unabhängige Eingangs- bzw. Informationssignale sind. Auf der Empfängerseite resultiert das Empfangssignal To illustrate the indicated method of Lberdemodulation is exemplified by a transmitter signal of the form x '{t) = a; i (i) V2 cos (cu c £) - (i) V2 sin (w c i). (1), where w c e R are the carrier frequency x ' V2 (t) ε two independent input or information signals. On the receiver side, the received signal results
wobei γ e R ein Abschwächungskoeffizient und τ e R ein Zeitversatz infolge der Signalausbreitung sind, φ e R bezeichnet einen Phasenversatz im Empfangskanal, η' (t) e R sei durch den Empfänger bedingtes Rauschen. Zur Demodulation in das Basisband erzeugt der Empfänger durch eine jeweilige Multiplikation m = 1,..,.M Kanäle aus dem Empfangssignal der Form where γ e R is an attenuation coefficient and τ e R is a time offset due to signal propagation, φ e R denotes a phase offset in the receive channel, η '(t) e R is noise due to the receiver. For demodulation into the baseband, the receiver generates by a respective multiplication m = 1, .., M channels from the received signal of the form
ym' (t) = y'(i)■ 72 cos (wct + y m '(t) = y' (i) ■ 72 cos (w c t +
= 1 (t-r)( cos (2üjct - φ + ψπι) + cos (φ + ψ11Ί)') - - -x'2(t - r)(sm (2wc* - ώ + φπι) - sin (φ + φ7η)) + = 1 (tr) (cos (2üj c t - φ + ψπι ) + cos (φ + ψ 11Ί ) ' ) - - - x' 2 (t - r) (sm (2w c * - ώ + φ πι ) - sin (φ + φ 7η )) +
+ η' (t) Λ/2 cos (coct + φΎη), (3) mit den jeweiligen Phasen cpm der zur Multiplikation herangezogenen Sinus- bzw. Kosinusfunktion. Nach einem Tiefpassfilter h(t; B) mit einer Bandbreite B kann das jeweilige Signal im m-ten Ausgangskanal geschrieben werden als + η '(t) Λ / 2 cos (co c t + φ Ύη ), (3) with the respective phases cp m of the sine or cosine function used for multiplication. After a low-pass filter h (t; B) with a bandwidth B, the respective signal can be written in the mth output channel as
Vm (t) = i (t - T) ( cos (φ) cos (<?m) - sin (φ) sin (<pm)) + Vm (t) = i (t - T) (cos (φ) cos (<? M ) - sin (φ) sin (<p m )) +
+ ηχ2 (t - T) ( sin (φ) cos (<pm) + cos (φ) sin (<pm)) + + cos (ψ7ΊΙ)ηι(ί) + sin (^m)?j2(i); (4) wobei + ηχ 2 (t - T) (sin (φ) cos (<p m ) + cos (φ) sin (<p m )) + + cos (ψ 7ΊΙ ) ηι (ί) + sin (^ m )? j 2 (i) ; (4) where
m {t) = h{t; B) * (v^cos { ct) '{t)) m {t) = h {t; B) * (v ^ cos { c t) '{t))
η2(ί) = ~h{t;B) * (V2sm(uct) '(t)) (5) dann zwei unabhängige Zufallsprozesse einer spektralen Leistungsdichte Φ(ω) beschreibt. Die verwendete Notation„* " bezeichnet hierbei den Faltungsoperator. Wird die in den Kanälen jeweils unterschiedliche Phase beschrieben als Vektor der Form ψ = [ψι Ψ2 ■·. ΨΜ] ' (6) können die Signale in den M getrennten Kanälen angegeben werden als η 2 (ί) = ~ h {t; B) * (V2sm (u c t) '(t)) (5) then describes two independent random processes of a spectral power density Φ (ω). The notation " * " used here designates the convolution operator: If the different phases in the channels are described as vectors of the form ψ = [ψι Ψ 2 ■ ·. ΨΜ] ' (6), the signals in the M separate channels can be specified as
mit den analogen Signalen with the analog signals
und den Matrizen and the matrices
Nach Digitalisieren jedes der M Kanäle mit einer Abtastrate von fs=2B für eine Dauer von T=N/fs und bei Definition des Parametervektors θ = [φ τ]τ, umfasst das digitale Empfangssignal N temporär ermittelte Abtastwerte yn ε Rm der Form yn = ΐΑ{ψ)Β{ )χη{τ) + Α(φ)η. After digitizing each of the M channels at a sampling rate of f s = 2B for a duration of T = N / f s and defining the parameter vector θ = [φ τ] τ , the digital received signal N comprises temporally determined samples y n ε R m of the form y n = ΐΑ {ψ) Β {) χ η {τ) + Α (φ) η.
= Ί3η(θ) + ζη 1 (10) mit den digitalen Werten = Ί3η (θ) + ζ η 1 (10) with the digital values
und stochastischem gaußschen Rauschen ηη, ςη. Von Gleichung 5 folgt, dass und dass die Rausch-Kovarianzmatrix für den Abtastwert gegeben ist durch die Gleichung and stochastic Gaussian noise η η , ς η . From equation 5 it follows that and that the noise covariance matrix for the sample is given by the equation
Der Parametervektor Θ, der vorliegend den durch Signalausbreitung und Signalempfang entstandenen Phasen- und Zeitversatz angibt, ist dabei auf der Empfängerseite nicht bekannt. The parameter vector Θ, which in the present case indicates the phase and time offset resulting from signal propagation and signal reception, is not known on the receiver side.
Das vorbeschriebene Modell wird aus Figur 1 ersichtlich. Dort ist mit den jeweils entsprechenden Signalen schematisch ein Demodulator 1 dargestellt. Der Demodulator 1 empfängt auf einem Eingangskanal 2 ein Empfangssignal y' (t). Mittels einer Multiplikations- Vorrichtung 3 werden aus dem Empfangssignal y' (t) in M getrennten Kanälen M Empfangssignale y' m(t) erzeugt, indem das Empfangssig- nal y' (t) jeweils mit einer Kosinusfunktion unterschiedlicher Phase multipliziert wird. Jedes der erzeugten Signale y' m(t) wird mittels einer Tiefpassfilter- Vorrichtung 5 einer entsprechenden Bandbreite B tiefpassgefiltert. In den M Ausgangskanälen des Demodulators 1 liegen M tiefpassgefilterte Ausgangssignale ym(t) an. Die in Figur 1 gezeigte Ausführungsvariante entspricht einem Demodula- tor 1 kleinster Baueinheit, die als Demodulationsbaustein 4 bezeichnet wird. The model described above can be seen in FIG. There, a demodulator 1 is shown schematically with the respective corresponding signals. The demodulator 1 receives on an input channel 2 a received signal y '(t). By means of a multiplication device 3 received signals y ' m (t) are generated from the received signal y' (t) in M separate channels M by the Empfangssig- nal y '(t) is multiplied by a cosine function of different phase. Each of the generated signals y ' m (t) is low-pass filtered by means of a low-pass filter device 5 of a corresponding bandwidth B. In the M output channels of the demodulator 1 are M low-pass filtered output signals y m (t) on. The embodiment variant shown in FIG. 1 corresponds to a demodulator 1 of the smallest structural unit, which is referred to as demodulation module 4.
Das durch Fig. 1 illustrierte Verfahren der lberdemodulation ergibt das bekannte QAM-Verfahren, wenn die Anzahl M der Kanäle mit zwei und der Phasenvektor entsprechend Gleichung 6 mit [0 ττ/2]τ gewählt wird. In diesem Fall ergibt sich die Matrix so dass ohne Phasenversatz durch Propagation die einzelnen Signale geschrieben werden können als The demodulation method illustrated by Fig. 1 gives the well-known QAM method when the number M of channels is chosen to be two and the phase vector is chosen to be equal to Equation 6 with [0ττ / 2] τ . In this case, the matrix results so that without phase offset by propagation the individual signals can be written as
wobei das Rauschen in beiden Kanälen unkorreliert ist entsprechend where the noise in both channels is uncorrelated accordingly
Für das vorliegende Verfahren der Lberdemodulation soll beispielhaft weiter angenommen werden, dass der zur Digitalisierung der Signale in jedem einzelnen der M Kanäle eingesetzte AD-Wandler ein symmetrischer 1 -Bit-Wandler ist, so dass sich die ergebenden digitalisierten Empfangsdaten rn e {-1 ,1 } als rn = sign (yn) , (17) schreiben lassen, wobei die Signum-Funktion definiert ist durch Fig. 2 zeigt eine allgemeine AD-Wandler-Vorrichtung 10, wobei für jeden der in Fig. 1 gezeigten Kanäle 8 ein entsprechender AD-Wandler angeordnet ist. Vorliegend sei die Quantisierungsfunktion Q beispielhaft durch die obige Signum- Funktion gegeben, wodurch sich der 1 -Bit-Wandler ergibt. Ein entsprechend modifizierter Demodulator 1 gibt somit in den M Ausgangskanälen M digitalisierte Signale aus, wobei die digitalen Daten lediglich das Vorzeichen der abgetasteten Signale wiedergeben. For the present method of Lber demodulation is to be further assumed by way of example that the AD converter used to digitize the signals in each one of the M channels is a symmetric 1-bit converter, so that the resulting digitized receive data r n e {-1 , 1} as r n = sign (y n), (17) can be written, where the sign function is defined by Fig. 2 shows a general AD converter device 10, wherein for each of the channels 8 shown in Fig. 1, a corresponding AD converter is arranged. In the present case, the quantization function Q is exemplified by the above signum function, resulting in the 1-bit converter. A correspondingly modified demodulator 1 thus outputs digitized signals in the M output channels M, the digital data only reproducing the sign of the sampled signals.
Die Vorteile des Verfahrens der Lberdemodulation mit einer Anzahl von M > 2 Ausgangskanälen werden im Folgenden durch die Informationsmaßzahlen nach Fisher und Shannon dargestellt. Dazu wird das gegebene Kanalproblem betrachtet, wobei empfangsseitig der Vektor Θ, also der durch Signalpropagation und Signalempfang resultierende Phasen- und Zeitversatz, zwar deterministisch gegeben, jedoch an sich dem Empfänger unbekannt ist. Der Parameter Θ kann beispielsweise nach der Maximum-Likelihood-Methode mit dem Maximum-Likelihood- Schätzer (MLE) The advantages of the L-demodulation method with a number of M> 2 output channels are represented below by the Fisher and Shannon information measures. For this purpose, the given channel problem is considered, with the vector Θ at the receiving end, ie the phase and time offset resulting from signal propagation and signal reception, being given deterministically but not known to the receiver per se. For example, the parameter Θ can be calculated using the maximum likelihood method with the maximum likelihood estimator (MLE).
§(r) = ax iiiax ln p(r; Θ) angegeben bzw. ermittelt werden, wobei das digitalisierte Empfangssignal mit N Abtastwerten die folgende Form hat § (r) = ax iiiax ln p (r; Θ) be specified, wherein the digitized received signal with N samples has the following form
Für eine genügend große Anzahl N an Abtastwerten kann die Matrix Re der mittleren quadratischen Fehlerabweichung analytisch nach der Cramer-Rao- Ungleichung als die inverse Fisher Informationsmatrix (FIM) For a sufficiently large number N of samples, the matrix R e of the mean square error deviation can be analyzed analytically according to the Cramer-Rao inequality as the inverse Fisher information matrix (FIM).
F iß ). (21) angegeben werden. Die FIM ist dabei definiert durch wobei R der mathematische Träger des digitalisierten Empfangsvektors r ist. Für die temporären Abtastwerte rn, kann die FIM additiv geschrieben werden als F iß). (21) be specified. The FIM is defined by where R is the mathematical carrier of the digitized receive vector r. For the temporary samples r n , the FIM can be written additively as
N N
Γ (θ) - ^ F O). (23)  Γ (θ) - ^ F O). (23)
wobei die abtastwertbezogene FIM gegeben ist als where the sample-related FIM is given as
Für eine pessimistische Informationsmaßzahl nach Fisher kann eine Näherung der Fn { 9) FIM der Gestalt For Fisher's pessimistic information measure, we can approximate the F n {9) FIM of the shape
Fn(e) Fn (0 } . (25) angenommen werden. Mit den Momenten μη(θ) - / rnP{rn; 9)drn F n (e) F n (0}. (25) With the moments μ η (θ) - / r nP {r n ; 9) dr n
Rn(0) = f (r„ - μη(θ)) (rn - ß) p(rn; 0)dr„, R n (0) = f (r "-μ η (θ)) (r n -β) p (r n ; 0) dr",
(26)  (26)
ergibt sich die pessimistische FIM als the pessimistic FIM emerges as
Das erste Moment kann dann elementweise berechnet werden durch (ö)]m = p([rn]m = 1; Θ) - p([rn]m = -1; θ) wobei erf (z) die Fehlerfunktion ist. Weiter ergibt sich für das zweite Moment The first moment can be calculated by element basis (ö)] m = p ([r n] m = 1; Θ) - p ([r n] m = -1; θ) where erf (z) is the error function. Next follows for the second moment
[R e)]mm = 1 - [ jß)ii, (29) mit den Außerdiagonaleinträgen [R e)] mm = 1 - [jß) ii, (29) with the extra-diagonal entries
[R ß) = 4<I>rofe(Ö) - (1 - [ n(0)jm)(l - [μη(β)]*), [ Rβ ) = 4 I rofe (O) - (1 - [ n (0) j m ) (1 - [μ η (β)] *),
(30)  (30)
wobei φπη (θ) die kummulierte Dichtefunktion (CDF) der bivariaten Gaussverteilung where φπη (θ) is the cumulative density function (CDF) of the bivariate Gaussian distribution
mit den oberen Integrationsgrenzen with the upper integration limits
ist. is.
Die Ableitung des ersten Moments kann elementweise angegeben werden durch The derivative of the first moment can be specified by element
wobei in which
und wobei and where
dB(0) sin(oi>) cos(c6)  dB (0) sin (oi>) cos (c6)
dä> cos (φ) — sin((p)  d> cos (φ) - sin ((p)
d^i{t) d^(i)1 d ^ i {t) d ^ (i) 1
dr dt di (34) Für Performanceaussagen des Verfahrens der lberdemodulation entsprechend der pessimistischen Informationsmaßzahl nach Fisher wird weiter beispielhaft ein Sendesignal der folgenden Form betrachtet dr dt di (34) For performance statements of the method of demodulation according to Fisher's pessimistic information measure, a transmission signal of the following form is further considered as an example
oo oo
wobei b-1/2 ε {-1 ,1 } binäre Vektoren mit K=1023 Symbolen einer jeweiligen Dauer Tb=977,52 ns und g(t) ein rechteckiger Puls einer Bandbreite von B=1023 MHz sind. Die Abtastraste sei fs=2B, um entsprechende temporäre Abtastwerte zu erhalten. Wird das Signal für eine Periode T=1 ms abgetastet, werden empfangssei- tig N=2046 Abtastwerte erhalten. Der unbekannte Vektor wird mit angenommen, die Phasendifferenzen in den Kanälen sind gleich beabstandet mit [cp]m = (m-1 ) * ττ/M und die Performance des Verfahrens sei in Bezug zu einem idealen Referenzsystem mit M=2 und einer unbegrenzten A/D-Auflösung angenommen. Das Verhältnis der mittleren quadratischen Fehlerabweichung des Verfahrens der Lberdemodulation in Bezug zu einem idealen M=2 (QAM)-System in Dezibel ist dann gegeben durch wobei die FIM des Referenzsystems gegeben ist durch wherein b-1/2 ε {-1, 1} binary vectors with K = 1023 symbols of a respective duration T b = 977.52 ns and g (t) are a rectangular pulse of a bandwidth of B = 1023 MHz. The sample rate should be f s = 2B to obtain corresponding temporary samples. If the signal is sampled for a period T = 1 ms, N = 2046 samples are received at the receiving end. The unknown vector comes with Assuming that the phase differences in the channels are equidistant with [cp] m = (m-1) * ττ / M and the performance of the method is assumed relative to an ideal reference system with M = 2 and an unlimited A / D resolution , The ratio of the mean square error deviation of the Ld demodulation method with respect to an ideal M = 2 (QAM) system in decibels is then given by where the FIM of the reference system is given by
(37)(37)
Für den Fall M=2 ist das Rauschen in beiden Demodulationskanälen unabhängig. Unter dieser Bedingung ergibt Gleichung 36 exakt den Informations- bzw. Performanceverlust durch eine 1 -Bit-Wandlung. For the case M = 2, the noise in both demodulation channels is independent. Under this condition, Equation 36 exactly gives the information or performance loss through a 1-bit conversion.
In den Figuren 3 und 4 ist das jeweilige Ergebnis gegen ein angenommenes Trä- ger-zu-Rausch-Verhältnis (C/N0) dargestellt, wobei C die Signalleistung des modulierten Signals x' (t) (siehe Gleichung 1 ) in Watt vor Empfang und N0 in Watt pro Hertz eine Rauschleistungsdichte angibt. FIGS. 3 and 4 show the respective result against an assumed carrier-to-noise ratio (C / N 0 ), where C predicts the signal power of the modulated signal x '(t) (see equation 1) in watts Reception and N 0 in watts per hertz indicates a noise power density.
In Figur 3 ist das Ergebnis hinsichtlich der Ermittlung des Phasenversatzes Φ und in Figur 4 hinsichtlich der Ermittlung des Zeitversatzes τ durch Signalpropagation und Signalempfang dargestellt. In beiden Figuren ist zudem das Ergebnis für eine unterschiedliche Anzahl M von Kanälen eingezeichnet. FIG. 3 shows the result with regard to the determination of the phase offset Φ and in FIG. 4 with respect to the determination of the time offset τ by signal propagation and signal reception. In both figures, the result for a different number M of channels is also shown.
Für beide Parameter wird ersichtlich, dass durch das angegebene Verfahren der Lberdemodulation in einem Bereich eines niedrigen Signal-zu-Rausch- Verhältnisses der Quantisierungs-Verlust durch den eingesetzten 1 -Bit-Wandler von -1 ,96 dB auf -1 ,07 dB für M=1 6 verringert werden kann. Bei 75 dB-Hz kann der Verlust für den Parameter des Phasenversatzes Φ sogar von -9,69 dB auf - 0,57 dB verringert werden. Für den Parameter des Zeitversatzes τ kann dort der Verlust von -7,12 dB auf -3,44 dB verringert werden. Insbesondere bei hohem Signal-zu-Rausch-Verhältnis liefert daher das Verfahren der Lberdemodulation hinsichtlich einer Schätzung von Lbertragungsparametern eine deutlich bessere Performance als das bekannte QAM-Verfahren. For both parameters, it can be seen that the quantization loss due to the indicated 1-bit converter from -1 -1 96 dB to -1, 07 dB for the low-to-noise ratio range indicated by the indicated method of L-demodulation M = 1 6 can be reduced. At 75 dB Hz, the loss for the phase offset parameter Φ can even be reduced from -9.69 dB to -0.57 dB. For the parameter of the time offset τ, the loss from -7.12 dB to -3.44 dB can be reduced there. In particular, with a high signal-to-noise ratio, the method of Lber demodulation therefore provides a significantly better performance with respect to an estimation of transmission parameters than the known QAM method.
In der Informationstheorie kann das angegebene Verfahren der Lberdemodulation als ein sogenanntes MIMO-Verfahren (multiple-input, multiple-output) interpretiert werden, wobei bezüglich des betrachteten Beispiels zwei Eingänge und M Ausgänge vorliegen. Demnach kann der Ausgang als Gleichung — JTJT ~\ (38) geschrieben werden, wobei ein AD-Wandler der Gestalt r = sign (y) nachgeschaltet ist. In information theory, the specified method of Libe demodulation can be interpreted as a so-called MIMO (multiple-input, multiple-output) method, with two inputs and M outputs for the example under consideration. Thus the output can be expressed as an equation - JTJT ~ \ (38) are written, wherein an AD converter of the form r = sign (y) is connected downstream.
Für ein solches System kann die Informationsmaßzahl nach Shannon I (x; r), die eine Aussage über die maximal mögliche Lbertragungsrate erlaubt, abgeschätzt werden durch For such a system, the information measure according to Shannon I (x; r), which allows a statement about the maximum possible transmission rate, can be estimated by
lix: r) > ^ log2 det (IM + H' Rrr H'T ^ . (39) wobei Rxx das zweite Moment des Eingangssignals x ist und lix: r)> ^ log 2 det (IM + H 'R rr H' T ^. (39) where R xx is the second moment of the input signal x and
Κζ'ζ' = aresin ( diag (Ryy ) 2 Ryy diag {Ryy)~^ ) Κζ'ζ '= aresin (diag (R yy ) 2 R yy diag {R yy ) ~ ^)
+— diag ( yy) 2 R-ζζ diag ( R 1 2 + - diag ( yy ) 2 R - diag (R 1 2
TT  TT
diag i yy (40) gilt.  diag i yy (40) applies.
Unter der Annahme von zufälligen und zueinander unabhängigen Eingangssignalen und der Kovarianzmatrix zeigt Fig. 5 die mit dem Verfahren der Lberdemodulation erreichbare Transmissionsrate aufgetragen gegenüber dem Signal-zu-Rausch-Verhältnis (SNR) für eine unterschiedliche Anzahl M von Demodulationskanälen, wobei zur Digitalisierung jeweils 1 -Bit-A/D-Wandler eingesetzt sind. Es wird ersichtlich, dass mit dem Verfahren der Lberdemodulation die Lbertragungsrate für M gegen °° etwa 23% gegenüber dem QAM-Verfahren des Standes der Technik im niedrigen SNR-Regime erhöht werden kann. Für hohe Signal-zu-Rausch-Verhältnisse können etwa 51 % mehr Daten mit dem angegebenen Verfahren übertragen werden als dies mit einem bekannten QAM-Verfahren möglich ist. Assuming random and independent input signals and the covariance matrix 5 shows the transmission rate achievable with the method of Lberdemodulation plotted against the signal-to-noise ratio (SNR) for a different number M of demodulation channels, wherein for digitization each 1-bit A / D converter are used. It can be seen that with the Ld demodulation method, the transmission rate for M versus °° can be increased to about 23% over the prior art QAM method in the low SNR regime. For high signal-to-noise ratios about 51% More data can be transmitted using the specified method than is possible with a known QAM method.
Bezugszeichenliste LIST OF REFERENCE NUMBERS
1 Demodulator 1 demodulator
2 Eingangskanal  2 input channel
3 Multiplikations-Vorrichtung 3 multiplication device
4 Demodulationsbaustein4 demodulation module
5 Tiefpassfilter-Vorrichtung 8 Ausgangskanal 5 low pass filter device 8 output channel
10 A/D-Wandler-Vorrichtung  10 A / D converter device

Claims

Ansprüche claims
1 . Verfahren zur Demodulation eines analogen, eine Information tragenden Empfangssignals (y' (t)), wobei aus dem Empfangssignal (y' (t)) eine Anzahl (M) von mehr als zwei analogen Signalen (y' m(t)) in getrennten Kanälen (8) dadurch gebildet wird, dass das Empfangssignal (y' (t)) jeweils mit einer periodischen Funktion multipliziert wird, deren Phase (cpm) sich in den Kanälen (8) jeweils unterscheidet, und wobei die mehreren Signale (y' m(t)) jeweils zu gefilterten analogen Signalen (ym(t)) tiefpassgefiltert und getrennt digitalisiert werden. 1 . A method for demodulating an analogue information-carrying received signal (y '(t)), wherein from the received signal (y' (t)) a number (M) of more than two analogue signals (y ' m (t)) in separate Channels (8) is formed by multiplying the received signal (y '(t)) by a periodic function whose phase (cp m ) differs in each of the channels (8), and wherein the plurality of signals (y'; m (t)) in each case to filtered analog signals (y m (t)) low-pass filtered and digitized separately.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , 2. The method according to claim 1,
wobei die periodische Funktion sich vom Empfangssignal unterscheidet, insbesondere als eine Sinusfunktion gewählt ist.  wherein the periodic function differs from the received signal, in particular as a sine function is selected.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, 3. The method according to claim 1 or 2,
wobei die tiefpassgefilterten analogen Signale (ym(t), y' m(t)) jeweils zu digitalen Signalen (rm) digitalisiert werden. wherein the low-pass filtered analog signals (y m (t), y ' m (t)) are each digitized into digital signals (r m ).
4. Verfahren nach Anspruch 3, 4. The method according to claim 3,
wobei die mehreren analogen Signale (ym(t)) jeweils mit einer Wortbreite von weniger als 4 Bit, insbesondere mit einer Wortbreite von 1 Bit, digitalisiert werden. wherein the plurality of analog signals (y m (t)) are each digitized with a word width of less than 4 bits, in particular with a word width of 1 bit.
5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, 5. The method according to claim 3 or 4,
wobei die jeweilige Bandbreite (B) der Tiefpassfilterung (h(t; B)) der mehreren Signale (y' m(t)) und die Abtastrate (fs) der Digitalisierung derart gewählt sind, dass die Abtastrate (fs) jeweils wenigstens der zweifachen Bandbreite (B) entspricht. wherein the respective bandwidth (B) of the low-pass filtering (h (t; B)) of the plurality of signals (y ' m (t)) and the sampling rate (f s ) of the digitization are selected such in that the sampling rate (f s ) corresponds in each case to at least twice the bandwidth (B).
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, 6. The method according to any one of the preceding claims,
wobei ein analoges, die Information aufmoduliert tragendes Empfangssignal (y' (t)) einer gegebenen Trägerfrequenz (ω0) herangezogen wird. wherein an analog, the modulated information carrying modulated receive signal (y '(t)) of a given carrier frequency (ω 0 ) is used.
7. Verfahren nach Anspruch 6, 7. The method according to claim 6,
wobei die mehreren Signale (ym(t)) jeweils unter Abtrennung von gegenüber der Trägerfrequenz (ω0) höherfrequenten Multiplikationsprodukten tiefpass- gefiltert wird. wherein the plurality of signals (y m (t)) each low-pass filtered while separating from the carrier frequency (ω 0 ) higher-frequency multiplication products.
8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, 8. The method according to claim 6 or 7,
wobei als Wiederholfrequenz (ω) der periodischen Funktion die Trägerfrequenz (CJOc) gewählt ist. wherein as the repetition frequency (ω) of the periodic function, the carrier frequency (CJO c ) is selected.
9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, 9. The method according to any one of the preceding claims,
wobei die Phasen (cpm) der periodischen Funktion in den getrennten Kanälen (8) jeweils gleichbeabstandet gewählt sind. wherein the phases (cp m ) of the periodic function in the separate channels (8) are each equally spaced.
10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, 10. The method according to any one of the preceding claims,
wobei anhand der mehreren digitalisierten Signale (rm) wenigstens ein Parameter (Θ) der Lbertragungsstrecke geschätzt wird. wherein based on the plurality of digitized signals (r m ) at least one parameter (Θ) of the Lbertragungsstrecke is estimated.
1 1 . Verfahren nach Anspruch 10, 1 1. Method according to claim 10,
wobei als Parameter (Θ) eine Phasenverschiebung (Φ), eine Laufzeit (τ), eine Zeitverschiebung, eine Dopplerverschiebung oder eine Signalstärke geschätzt wird.  where as a parameter (Θ) a phase shift (Φ), a time (τ), a time shift, a Doppler shift or a signal strength is estimated.
12. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, 12. The method according to any one of the preceding claims,
wobei anhand der mehreren digitalisierten Signale (rm) die vom Empfangssignal (y' (t)) getragene Information geschätzt oder dekodiert wird. wherein based on the plurality of digitized signals (r m ) the information carried by the received signal (y '(t)) is estimated or decoded.
13. Verfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 12, 13. The method according to any one of claims 10 to 12,
wobei zum Schätzen die Maximum-Likelihood-Methode herangezogen wird.  estimating using the maximum likelihood method.
14. Demodulator (1 ) zur Demodulation eines analogen, Information tragenden Empfangssignals (y' (t)), mit einem Eingangskanal (2) für das Empfangssignal (y' (t)) und mit einem zur Durchführung des Verfahrens gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche ausgebildeten und eingerichteten Demodu- lationsbaustein (4), umfassend eine Anzahl von mehr als zwei Ausgangskanälen (8), eine Multiplikations-Vorrichtung (3) und eine Tiefpassfilter- Vorrichtung (5), wobei die mehreren Signale (y' m(t)) jeweils an den Ausgangskanälen (8) zur Verfügung gestellt werden. 14. Demodulator (1) for demodulating an analog, information-carrying received signal (y '(t)), with an input channel (2) for the received signal (y' (t)) and with one for carrying out the method according to one of the preceding claims formed and furnished demodulation module (4), comprising a number of more than two output channels (8), a multiplication device (3) and a low-pass filter device (5), wherein the plurality of signals (y ' m (t)) each at the output channels (8) are provided.
15. Demodulator (1 ) nach Anspruch 14, 15. Demodulator (1) according to claim 14,
wobei der Demodulationsbaustein (4) eine AD-Wandler- Vorrichtung (10) umfasst.  wherein the demodulation module (4) comprises an AD converter device (10).
1 6. Demodulator (1 ) nach Anspruch 15, 1 6. demodulator (1) according to claim 15,
wobei die AD-Wandler-Vorrichtung (10) den Kanälen (8) zugeordnete AD- Wandler (Q(.)) umfasst, die jeweils zu einer Digitalisierung mit einer Wortbreite von weniger als 4 Bit, insbesondere mit einer Wortbreite von 1 Bit, ausgebildet und eingerichtet sind.  wherein the A / D converter device (10) comprises A / D converters (Q (.)) associated with the channels (8), each adapted for digitization with a word width of less than 4 bits, in particular with a word width of 1 bit and are set up.
17. Demodulator (1 ) nach einem der Ansprüche 14 bis 1 6, 17. Demodulator (1) according to one of claims 14 to 16,
wobei zusätzlich eine mit den Ausgangskanälen (8) des Demodulations- bausteins (4) informationstechnisch verbundene Schätz- oder Dekodiereinrichtung umfasst ist, die eingerichtet ist, aus den mehreren digitalisierten Signalen (rm) wenigstens einen Parameter (Θ) der Lbertragungsstrecke und/oder die vom Empfangssignal (y' (t)) getragene Information zu schätzen oder zu dekodieren. wherein additionally with the output channels (8) of the demodulation device (4) connected in terms of information estimating or decoding device is arranged, from the plurality of digitized signals (r m ) at least one parameter (Θ) of the Lbertragungsstrecke and / or to estimate or decode information carried by the received signal (y '(t)).
18. Demodulator (1 ) nach Anspruch 17, 18. Demodulator (1) according to claim 17,
wobei die Schätz- oder Dekodiereinrichtung als ein Maximum-Likelihood- Schätzer (MLE) ausgebildet ist.  wherein the estimator or decoder is designed as a maximum likelihood estimator (MLE).
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