EP2604097A1 - Modulation eines pfc bei dc-betrieb - Google Patents

Modulation eines pfc bei dc-betrieb

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EP2604097A1
EP2604097A1 EP11749142.3A EP11749142A EP2604097A1 EP 2604097 A1 EP2604097 A1 EP 2604097A1 EP 11749142 A EP11749142 A EP 11749142A EP 2604097 A1 EP2604097 A1 EP 2604097A1
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EP
European Patent Office
Prior art keywords
power factor
factor correction
pfc
switch
correction circuit
Prior art date
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Granted
Application number
EP11749142.3A
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English (en)
French (fr)
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EP2604097B1 (de
Inventor
Peter Lampert
Andre Mitterbacher
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Tridonic GmbH and Co KG
Original Assignee
Tridonic GmbH and Co KG
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Publication date
Application filed by Tridonic GmbH and Co KG filed Critical Tridonic GmbH and Co KG
Publication of EP2604097A1 publication Critical patent/EP2604097A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP2604097B1 publication Critical patent/EP2604097B1/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/36—Controlling
    • H05B41/38—Controlling the intensity of light
    • H05B41/39—Controlling the intensity of light continuously
    • H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor
    • H05B41/3921—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations

Definitions

  • the invention relates to methods for operating a control gear for lighting, such as an electronic ballast (ECG) for gas discharge lamps or LEDs.
  • ECG electronic ballast
  • the operating device has an actively clocked power factor correction circuit (PFC, Power Factor Correction) to reduce harmonics in the
  • Input current recording which is formed, for example, in the form of a switching regulator (boost converter) with a clocked switch, wherein the switch is controlled by a control circuit.
  • switching regulator boost converter
  • the invention relates. continue to a Coraputersoftware program product to support such a method, to a control module that can support such a method by programming and / or hard wiring, as well as a control gear for lighting.
  • the present invention relates to loads in the form of bulbs having PFC circuits.
  • Fig. 1 Such, from DE 10128588 AI known operating device is shown in Fig. 1. More specifically, the device shown in Fig. 1 is an electronic ballast (ECG). This ballast shown in Fig. 1 is the input side via a
  • High frequency filter 1 connected to a power supply voltage Uo.
  • the output of the high-frequency filter 1 is connected to a rectifier circuit 2 in the form of a Full bridge rectifier connected.
  • AC supply voltage also represents the
  • Input voltage U i for the smoothing circuit 3. This is formed in the present example by a smoothing capacitor Cl and an inductance LI, a controllable switch in the form of a MOS field effect transistor Sl and a diode Dl having boost converter. Instead of the boost converter, other switching regulators can be used.
  • the PFC circuit is formed by the choice of the control of the switch Sl.
  • a DC voltage U z applied across the subsequently arranged storage capacitor C2 is generated in a manner known per se (see, for example, WO 99/34647 A1), which is supplied to the inverter 4.
  • the inverter 4 is formed in the present example by two further arranged in a half-bridge arrangement MOS field effect transistors S2 and S3. By high-frequency clocking these two switches S2 and S3, a high-frequency AC voltage is generated at the center tap, which is supplied to the load circuit 5 with the gas discharge lamp LA connected thereto.
  • the triggering of the switch S1 of the boost converter is effected by a control circuit 6, which generates corresponding switching information and transmits it to a driver circuit 7 which adjoins the control circuit 6. This in turn converts the switching information into corresponding power control signals and controls the gate of the field effect transistor S1 via the line 14.
  • signals for driving the two field-effect transistors S2 and S3 of the inverter 4 are generated by the control circuit 6 and the driver circuit 7. All components of the control unit 6 can be synchronized, for example, via a central clock 8, which transmits corresponding clock signals to them.
  • the control unit 6 is designed as an application-specific integrated circuit (ASIC) and accordingly occupies only little space.
  • ASIC application-specific integrated circuit
  • the switching information for the switch S1 of the boost converter is calculated by a digital control circuit 9 arranged within the control circuit 6.
  • the control circuit 2 comprises analog-to-digital converters ADCi and ADC2, which supply the input voltage i.sub.i supplied via the input line 15 and that via the Input line 16 supplied intermediate circuit voltage U z convert into digital values.
  • the computing block 12 serves to calculate an appropriate duty cycle for the switch S1 on the basis of the current value of the intermediate circuit voltage U z . However, before a control signal for the switch Sl is generated on the basis of the duty cycle determined by the computing block 12, the switch-on time, however, still becomes supplemented (extended) by an additional value determined by the switching time extension block 13.
  • the switching time extension block 13 has a memory with a table which assigns each value of the input voltage Ui a certain time interval by which the switch-on time of the switch Sl is extended. The value of this additional interval is, as mentioned, added to the duty cycle calculated by the calculation block 12 and transmitted to an output block 11. This generates a corresponding switching information, which is supplied to the driver circuit 7, which then finally transmitted by a corresponding control signal via the line 14 to the switch Sl.
  • the relationship between the switch-on extension and the input voltage is that the lower the input voltage Ui, the greater the switch-on extension. In particular, therefore, the switch-on extension is in the range of the zero crossings of the sinusoidal AC voltage. take place, which is present at the entrance.
  • control circuit 6 is also used for operating the two switches S2 and S3 of the inverter 4.
  • one or more - not shown - analog / digital converters may be provided, which implement the load circuit 5 taken operating parameters into digital values and the digital control circuit 9 supply.
  • the driver circuit 7 in turn generates corresponding control signals and transmits them via the lines 17 and 18 to the gates of the two field effect transistors S2 and S3 of the inverter 4th
  • Power factor correction circuit (PFC) 3 thus generates substantially fixed frequency noise. This can cause problems with the EMC regulations that also apply to emergency lighting operation (DC operation).
  • WO 2006/042640 A2 remedy this problem by teaching that, even with a DC supply, the PFC, which would then actually switch at a constant switching frequency, deliberately sweeps a frequency change (a so-called “sweep mode", also as “wobble") "known, ie a cyclically recurring acceleration and Verlangsainung a frequency) is performed. In the practical embodiment, this is particularly such that, starting from a nominal t on value for the switch of the converter, the t on time is incremented incrementally, and then reduced again until it has dropped symmetrically below the nominal t on value is. This is repeated cyclically. This means that the circuit known from FIG. 1 can continue to be used for AC operation.
  • the operating frequency of the PFC is modulated to "dilute" the circuit's noise spectrum to sub-bands outside of the center operating frequency, thus allowing compliance with EMC regulations, with modulation being able to change the on-time change (ie lengthening / shortening the switch-on time of the clocked switch) and / or the change of the switching frequency are.
  • the present invention has therefore set itself the task of providing a method for operating a control device for lighting means, which ensures reliable operation of the light sources.
  • the invention further provides the idea that the "sweep mode", also known as "wobble", is adaptively adjustable depending on the load, the load being, for example, in the case of multi-lamp devices, to the lamps different wattage can be connected, or even change at different dimming levels.
  • the frequency sweep is reduced so that the deviation above / below the nominal value is reduced.
  • impermissable (too short) turn-on times for the switch were achieved in the case of the symmetrical lowering of the tone time.
  • the invention thus provides a method for operating an operating device for loads in the form of light emitting means, in particular an electronic ballast (ECG) for gas discharge lamps.
  • the operating device in this case has a power factor correction circuit (PFC) for reducing harmonics in the needssstromaufnähme.
  • PFC power factor correction circuit
  • the operating frequency of the power factor correction circuit is modulated at the input-side concern of a DC voltage. The frequency deviation of this modulation is load-dependent.
  • the frequency deviation preferably depends on the wattage of the connected lamps and / or the current dimming level.
  • the output voltage of the PFC can be regulated.
  • the modulation of the frequency can be done by one or more of the following methods: - Modulation of a setpoint of the output voltage,
  • the switch-on period t on of the switch is preferably modulated stepwise.
  • the frequency offset of the power factor correction (PFC) circuit may be selected depending on the difference between the current nominal value of the on-time and a lower limit.
  • the timing of the switch of the power factor correction circuit is no longer modulated.
  • the timing of the switch of the power factor correction circuit is modulated normally, ie without a restriction.
  • the sweep mode of the According to the method of the invention is carried out without restriction and therefore the nominal amplitude of the frequency is not limited.
  • the stronger EMC load is effectively restricted, identical to the method known from WO 2006/042640 A2.
  • the power factor correction circuit may be in the form of a switched-mode switching regulator.
  • the switch can be clocked in such a way that its switch-on time duration and / or its switching frequency is modulated on the input-side presence of a DC voltage.
  • PFC power factor correction circuit
  • the modulation of the PFC circuit is not controlled by this or a septbusregelung. Rather, the compensation of this "ripples" (residual ripple) takes place in the bus voltage (ie the intermediate circuit voltage which is output by the power factor correction circuit and applied to the storage capacitor) for keeping constant the power consumption of the lamps by frequency variation of the inverter a known manner to detect an operating parameter such as the lamp current and the Larapenbond and vary the frequency of the inverter depending on this detection and a deviation from a desired value.
  • Correction circuit can be selected for example in a range between 15 Hz and 500 Hz, preferably between 90 and 400 Hz.
  • the modulation is known to be associated with the zero crossings of the AC voltage, so that a modulation frequency of 100 Hz (Europe) and 120 Hz (USA) may result.
  • the modulation frequency is freely adjustable and optimized.
  • the modulation of the PFC circuit takes place by means of a timer circuit, by means of which values are read out of a look-up table.
  • these values are extension values that are added to the actual controller value t on controller of the control circuit.
  • the controller value t on controller is the switch-on time for the switch, which was calculated by a controller to keep the output voltage of the PFC constant.
  • the respective permissible frequency deviation can be stored in a look-up table and be read out depending on the current load state or dimming level.
  • the extension values can be determined based on the deviation of the nominal value of the switch-on time from at least one limit value.
  • the invention can be automatically switched to the modulation by means of the timer circuit and the look-up table as soon as the operating device detects the concern of a DC voltage.
  • the automatic detection of the emergency light operation (concerns a DC voltage) is already known from EP 490329 Bl. It will refer to the Fig. 4 there, reference numerals C25 and R21.
  • the modulation of the power factor correction circuit can also be influenced by specifying at least one limit value, so that the respective permissible frequency deviation can be determined depending on the current load state or the direction of the current value.
  • the power factor correction circuit can be operated in the so-called border mode between random and non-latching mode ("Borderline Mode")
  • a computer software program product is further provided which supports such a method when it is on a computing device in an operating device running or by hard wiring (ASIC) is implemented.
  • a control module (microcontroller, ASIC, etc.) is also provided for a lighting apparatus that is designed to support such a method.
  • the invention also proposes an operating device for lighting means.
  • Fig. 1 is a from the prior art DE 101 28 588 AI known circuit
  • Fig. 3 is a diagram for explaining the
  • FIGS. 2a and 2b additionally show the components which may be necessary for operation according to the invention with DC mains voltage. For the rest, those components which bear the same reference numerals in the two figures correspond.
  • a control circuit 6 by means of a signal 15, which reproduces the rectified input voltage U i , and a circuit 20th detects the presence of an AC or DC voltage.
  • a circuit can be used, which is basically known from Fig. 4 of EP 490329 AI.
  • This DC detection circuit 20 drives a clock generator 8.
  • This clock generator 8 replaces, as it were, the zero crossings of the mains voltage which is no longer present during DC operation.
  • the clock generator 8 controls, for example, the reading of the extension values for the switch-on period of the switch Sl from a look-up table.
  • the bus voltage U z may also be reached and the control unit 6 fed back (bus voltage signal 16), ura by varying the switching frequency of the switch Sl to control the bus voltage U z to a desired value U vREF .
  • the regulation of the bus voltage thus results in a controller value t on controller for the switch-on and switch-off of the switch, which controller t on controller is applied even with DC operation with a periodically changing additional value t on_add to the frequency deviation and / or the switching frequency Improvement of the Störspektruras to modulate.
  • This ripple of the bus voltage is however, by the return of the illuminant power reproducing parameter 19 (illuminant voltage, luminous flux, detection of the light output via an optical sensor or the like.)
  • the compensation of the ripple of the bus voltage can also be effected by a so-called "feed forward" setting of the switching frequency of the inverter 4.
  • the Switching frequency of the inverter 4 are increased and the switching frequency can be lowered with decreasing bus voltage.
  • the additional values t on_add read from the look-up table can be loaded into a memory of the ASIC 6. Then these t onadd values are added by the switching time extension block 13 to the regular ton_regulator from the controller 12:
  • Each t on index is set for an adjustable period of time (* sweep value ') and then the next index is selected from the look-up table. By changing the sweep value, the modulation frequency can be adjusted.
  • these t on_add additional values can also be determined as a function of the current nominal value of the switch-on time sweep mode of the PFC. Such a determination of the frequency deviation is described with reference to FIG. 3.
  • this is particularly such that, starting from a nominal t on value t on regulator for the switch of the converter, the t on time is incrementally incremented and then reduced again until it is symmetrically below the nominal t on - value has dropped. This is repeated cyclically.
  • the value is achieved by also modulating the T off value, since the PFC is operated in borderline mode, ie switching on at a throttle current-0.
  • the PFC frequency is modulated with a frequency deviation that is proportional to t on - Modulation is.
  • control loop which is to set a certain setpoint bus voltage at the output of the PFC, calculates a nominal value for the switch-on time duration, and then this nominal value is temporally changed in time.
  • the temporal change does not result as an effect of the control algorithm, but is only applied after calculation of the nominal value.
  • the "sweep mode" is adjusted adaptively according to the invention, the load being able to be connected, for example, to multi-lamp devices, to lamps of different wattages, or else to different dimming levels
  • the frequency deviation for the "sweep mode" of the PFC is thus adjusted to be load-dependent adaptive.
  • FIG. 2 a shows, for example, a further parameter 22 representing a lamp information which supplies information about the connected load to the output block 11.
  • This information may be, for example, data about the connected load (such as via lamp type detection or wattage and / or nominal power).
  • FIG. 2b shows an interface 20 which receives a specification for the desired dimming level via a control line 21.
  • the interface 20 can also be integrated in the control unit 6.
  • the default of the dimming level can be present as a digital or analog control signal.
  • This predetermined dimming level (dimming level) is supplied via the parameter 23 to the output block 11.
  • the parameter 23 thus contains a Information about the load, in particular information about the deviation from the nominal load.
  • This output block 11 can then use this information to adapt the so-called "sweep mode" adaptively as a function of the load.
  • the influence of the interface on the activation of the operating device for changing the brightness is not shown in FIG Way done by changing the frequency of the inverter or by changing the turn-on the switches of the inverter.
  • FIG. 3 shows in a time-time diagram four examples (from left to right) of "sweep mode" cycles (each with rising from the nominal value t on controller rising, falling and rising again stepwise changes in the switch-on of the switch and a nominal amplitude of 200 ns) at different loads, where the three right ones are limited in their amplitude due to a low load by the method according to the invention
  • the X-axis represents the fundamental time course without scaling, while the Y-axis represents the temporal
  • the left example corresponds to a higher load, a higher output power, or a higher dimming level than the others, as will be seen and further discussed is explained, therefore depends on the invention, the frequency deviation of de m nominal value for the sound time from.
  • the nominal value results from the control algorithm of the PFC and corresponds to 300, 200, 100 and 250ns in the four examples.
  • the nominal value is determined by the control algorithm of the PFC (due to the control loop).
  • exemplary Timing of the determination are shown schematically for the individual examples as times "calc-event".
  • the nominal value of the switch-on time t on controller is incrementally increased by a step value ton_step.
  • the sum of the respectively added step values ton_step thus results in each case in an additional value T on_ADD , which is added to the nominal value t on controller and thus results in the instantaneous value of the switch-on duration (switch-on time).
  • the step value ton_step can be deducted depending on the direction of the current change during the "sweep mode * * from the previous instantaneous value of the duty cycle or pulled.
  • the nominal value t on regulator is reduced for the on time of the switch of the PFC, as shown in the three examples on the right.
  • the frequency sweep is reduced such that the deviation above / below the nominal value is reduced.
  • the nominal amplitude of the sweep mode in this case 200 ns, which results from the frequency deviation, is therefore limited by the method according to the invention depending on the load and thus on the nominal duty cycle t on controller of the switch.
  • the difference between the nominal switch-on time t on controller and the minimum value T on-min is determined, this difference forms half of the respective permissible frequency deviation.
  • the minimum value t on-min forms a lower limit for the frequency deviation.
  • the second and fourth examples show that the modulation through the "sweep mode" partially prevented, that can be “cut off” when the duty cycle below the critical value t on-min (also referred to as miniraal value t on-min ).
  • t on-min also referred to as miniraal value t on-min
  • the levels that would thus be in the impermissible range are prevented and instead the turn-on time period is set to the lowest permissible value.
  • the two stages prescribed by "swee mode" are cut off or prevented with t on - ⁇ 50ns and 0ns, where the duty cycle remains at the still allowed value t on - 100ns.
  • the changeover from the first to the second example limits the frequency deviation from 400 ns to 200 ns (ie the deviation from the lower limit t on-min to the nominal value t on controller is from an amplitude of 200 ns to 100 ns reduced).
  • the determination at which stage a cycle of the "sweep mode" should be cut off can be made at the beginning of the cycle of the "sweep mode” or as soon as the current nominal value of the duty cycle ton_regulator has been determined.
  • the determination of the frequency deviation by specifying at least one limit value, wherein the respective permissible frequency deviation can be determined as a function of the difference of the actual switch-on time ton_Regler and the limit value t on-min offers the advantage to the alternative example of Using a look-up table from which the values of the respective frequency deviation or the supplementary values T OU _ ADO can be read that in the simplest case only one limit must be stored in memory and also carried an indirect adaptation to the current load can.
  • control unit of the PFC It can be specified in the control unit of the PFC as the lower limit for the frequency deviation, a minimum value T on-min , this is in Figure 3 at 100 ns.
  • the control unit may even without knowledge present wire level or loads due to the determined by the control algorithm value for t on and the resulting difference to the minimum value t on-min determine the allowable frequency deviation.
  • the timing of the switch of the power factor correction circuit is modulated at the input-side concerns a DC voltage, this modulation may have a frequency deviation. This can be defined by limit values.
  • the frequency deviation of the modulated clocking of the switch of the power factor correction circuit can also be adjusted load-dependent by changing the lower and / or the upper limit value.
  • a modulated clocking of the switch of the power factor correction circuit takes place when a DC voltage is present on the input side, wherein this modulation can have a frequency deviation.
  • the frequency deviation of the modulated clocking of the switch of the power factor correction circuit can be set directly or indirectly load-dependent.
  • the frequency deviation can also be referred to as a modulation stroke, it identifies the possible frequency range between lowest and highest frequency. It should be noted that in a power factor correction circuit, the switch-on of the switch due to the control loop or otherwise specified by the control circuit can change and thus the frequency is changed as a dependent size of the switch-on.
  • the "sweep mode" can also be achieved in that a modulation of the feedback signal (actual value signal for the output voltage) takes place, so that then due to this distortion * the PFC controller will undertake a modulation of the t on time with the attempt
  • the chosen solution namely a calculation of the tone nominal value with subsequent modulation, it must be ensured that the modulation is so fast that the regulator can not compensate
  • the "sweep mode” may also be set or changed, such as the rate of change of the on-time modulation (ie, the change in the extension values), thereby adjusting the frequency of sweeping one cycle of the sweep mode (the modulation frequency) can.

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Abstract

Ein Betriebsgerät für Leuchtmittel, insbesondere eines Elektronischen Vorschaltgeräts (EVG) für Gasentladungslampen, weist eine Leistungsfaktor-Korrekturschaltung (PFC) zur Verringerung von Oberschwingungen bei der Eingangsstromaufnahme auf. Dabe wird eingangsseitig nur während vorbestimmter Zeitdauern (tON) Strom aufgenommen. Die vorbestimmte Zeitdauer ( tON) der Stromaufnahme wird dabei bei eingangsseitigem Anliegen einer DC-Spannung moduliert, wobei der Frequenzhub lastabhängig ist.

Description

Modulation eines PFC b«i DC-B«tri«b
Die Erfindung bezieht sich auf Verfahren zum Betrieb eines Betriebsgeräts für Leuchtmittel, wie beispielsweise eines elektronischen Vorschaltgeräts (EVG) für Gasentladungslampen oder LEDs. Das Betriebsgerät weist dabei eine aktiv getaktete Leistungsfaktor- Korrekturschaltung (PFC, Power Factor Correction) zur Verringerung von Oberschwingungen bei der
Eingangsstromaufnahme auf, die bspw. in Form eines Schaltreglers (Hochsetzstellers) mit einem getakteten Schalter ausgebildet ist, wobei der Schalter von einer Steuerschaltung angesteuert wird.
Die Erfindung bezieht sich. weiterhin auf ein Coraputersoftware-Programmprodukt zur Unterstützung eines derartigen Verfahrens, auf einen Steuerbaustein, der durch Programmierung und/oder Hartverdrahtung ein derartiges Verfahren unterstützen kann, sowie auf ein Betriebsgerät für Leuchtmittel.
Wie gesagt, die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Betriebsgeräte für Lasten in Form von Leuchtmittel, die PFC-Schaltungen aufweisen. Ein derartiges, aus der DE 10128588 AI bekanntes Betriebsgerät ist in Fig. 1 dargestellt. Genauer gesagt handelt es sich bei dem in Fig. 1 dargestellten Gerät um ein elektronisches Vorschaltgerät (EVG) . Dieses in Fig. 1 dargestellte Vorschaltgerät ist eingangsseitig über ein
Hochfrequenzfilter 1 an eine Netzversorgungsspannung Uo angeschlossen. Der Ausgang des Hochfrequenzfilters 1 ist mit einer Gleichrichterschaltung 2 in Form eines Vollbrückengleichrichters verbunden. Die von der Gleichrichterschaltung 2 gleichgerichtete
Versorgungswechselspannung stellt zugleich die
Eingangsspannung Ui für die Glättungsschaltung 3 dar. Diese wird im vorliegenden Beispiel durch einen Glättungskondensator Cl sowie eine Induktivität LI, einen steuerbaren Schalter in Form eines MOS- Feldeffekttransistors Sl und eine Diode Dl aufweisenden Hochsetzsteller gebildet. Anstelle des Hochsetzstellers können auch andere Schaltregler verwendet werden. Die PFC- Schaltung wird durch die Wahl der Ansteuerung des Schalters Sl gebildet.
Durch ein entsprechendes Schalten des MOS- Feldeffekttransistors Sl wird in an sich bekannter Weise (s. beispielsweise auch WO 99/34647 AI) eine über dem nachfolgend angeordneten Speicherkondensator C2 anliegende Zwischenkreisspannung Uz erzeugt, die dem Wechselrichter 4 zugeführt wird. Der Wechselrichter 4 wird im vorliegenden Beispiel durch zwei weitere in einer Halbbrückenanordnung angeordnete MOS-Feldeffekttransistoren S2 und S3 gebildet. Durch hochfrequentes Takten dieser beiden Schalter S2 und S3 wird an deren Mittenabgriff eine hochfrequente Wechselspannung erzeugt, die dem Lastkreis 5 mit der daran angeschlossenen Gasentladungslampe LA zugeführt wird.
Die Funktionsweise dieses Hochsetzstellers ist im Prinzip bereits bekannt und soll daher im Folgenden lediglich kurz zusammengefasst werden. Ist der Feldeffekttransistor Sl leitend, steigt der Strom in der Induktivität LI linear an. Sperrt hingegen der Feldeffekttransistor Sl, entlädt sich der Strom in den Speicherkondensator C2. Durch ein gezieltes Ansteuern des Schalters Sl kann die Energieaufnahme des Hochsetzstellers und damit auch die an dem Speicherkondensator C2 anliegende Zwischenkreis- Spannung (Busspannung) U8 beeinflusst werden.
Das Ansteuern des Schalters Sl des Hochsetzstellers erfolgt durch eine Steuerschaltung 6, welche entsprechende Schaltinformationen erzeugt und an eine sich an die Steuerschaltung 6 anschließende Treiberschaltung 7 übermittelt. Diese wiederum setzt die Schaltinformationen in entsprechende Leistungs-Steuersignale um und steuert über die Leitung 14 das Gate des Feldeffekttransistors Sl. In gleicher Weise werden von der Steuerschaltung 6 und der Treiberschaltung 7 auch Signale zum Ansteuern der beiden Feldeffekttransistoren S2 und S3 des Wechselrichters 4 erzeugt. Sämtliche Komponenten der Steuereinheit 6 können beispielsweise über einen zentralen Taktgeber 8 synchronisiert werden, der ihnen entsprechende Taktsignale übermittelt. Die Steuereinheit 6 ist als anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC) ausgebildet und nimmt dementsprechend nur wenig Platz ein.
Das Berechnen der Schaltinforraationen für den Schalter Sl des Hochsetzstellers erfolgt durch einen innerhalb der Steuerschaltung 6 angeordneten digitalen Regelkreis 9. Hierzu weist die Steuerschaltung 2 Analog/Digital-Wandler ADCi und ADC2 auf, welche die über die Eingangsleitung 15 zugeführte Eingangsspannung üi und die über die Eingangsleitung 16 zugeführte Zwischenkreisspannung Uz in Digitalwerte umsetzen. Der Rechenblock 12 dient dazu, auf Basis des aktuellen Werts der Zwischenkreisspannung Uz eine geeignete Einschaltdauer für den Schalter Sl zu berechnen. Bevor allerdings anhand der von dem Rechenblock 12 bestimmten Einschaltdauer ein Steuersignal für den Schalter Sl erzeugt wird, wird die Einschaltdauer allerdings noch durch einen Zusatzwert ergänzt (verlängert), der von dem Schaltzeit-Verlängerungsblock 13 bestimmt wird. Hierzu weist der Schaltzeit-Verlängerungsblock 13 einen Speicher mit einer Tabelle auf, die jeden Wert der Eingangsspannung Ui ein bestimmtes Zeitintervall zuordnet, um das die Einschaltzeit des Schalters Sl verlängert wird. Der Wert dieses Zusatzintervalls wird der von dem Rechenblock 12 berechneten Einschaltdauer wie gesagt hinzugefügt und einem Ausgangsblock 11 übermittelt. Dieser erzeugt eine entsprechende Schaltinformation, die der Treiberschaltung 7 zugeführt wird, welche dann schließlich durch ein entsprechendes Steuersignal über die Leitung 14 an den Schalter Sl übermittelt. In allgemeinster Weise besteht der Zusammenhang zwischen der Einschaltverlängerung und der Eingangsspannung darin, dass die Einschaltverlängerung umso größer ist, je niedriger die Eingangsspannung Ui ist. Insbesondere wird also die Einschaltverlängerung im Bereich der Nulldurchgänge der sinusförmigen Wechselspannung . erfolgen, die am Eingang anliegt.
Ergänzend ist zu bemerken, dass die Steuerschaltung 6 auch zum Betreiben der beiden Schalter S2 und S3 des Wechselrichters 4 verwendet wird. Hierzu können ein oder mehrere - nicht dargestellte - Analog/Digital-Wandler vorgesehen sein, welche dem Lastkreis 5 entnommene Betriebsparameter in Digitalwerte umsetzen und dem digitalen Regelkreis 9 zuführen. Dargestellt ist ein Regelblock 10, der in Abhängigkeit von den Eingangssignalen Steuerinformationen für die Schalter S2 und S3 berechnet und der Treiberschaltung 7 übermittelt. Die Treiberschaltung 7 erzeugt wiederum entsprechende Steuersignale und überträgt diese über die Leitungen 17 und 18 an die Gates der beiden Feldeffekttransistoren S2 und S3 des Wechselrichters 4.
Die geschilderte aus dem Stand der Technik bekannte Schaltung ist für den AC-Betrieb gut geeignet, schließlich erfolgt ja die Einschaltzeitdauerverlängerung abhängig von einer Erfassung der Nulldurchgänge der anliegenden sinusförmigen Wechselspannung Uo- Allgemein ist dagegen bei Anliegen einer DC-Spannung an eine derartige Schaltung die Einschaltzeitdauer- Verlängerung außer Kraft. Das Anliegen einer DC-Spannung erfolgt beispielsweise im Notbetrieb. Die bekannte Schaltung arbeitet also im Notbetrieb ohne Einschaltdauerverlängerung und somit mit konstanter Frequenz. Diese feste Betriebsfrequenz der
Leistungsfaktor-Korrekturschaltung (PFC) 3 erzeugt somit Störungen mit im Wesentlichen fester Frequenz. Dies kann Probleme mit den auch für Notlichtbetrieb (DC-Betrieb) geltenden EMV-Vorschriften geben.
WO 2006/042640 A2 schafft für dieses Problem Abhilfe, indem sie lehrt, dass auch bei einer DC-Versorgung der PFC, der dann eigentlich mit konstanter Schaltfrequenz schalten würde, gezielt eine Frequenzveränderung (ein sogenannter „Sweep-Modus", auch als „wobbeln" bekannt, d.h. eine zyklisch wiederkehrende Beschleunigung und Verlangsainung einer Frequenz) durchgeführt wird. In der praktischen Ausgestaltung sieht dies insbesondere derart aus, dass ausgehend von einem nominalen ton-Wert für den Schalter des Konverters stufenweise die ton-Zeit inkrementiert wird, und dann wieder verringert wird, bis sie symmetrisch unterhalb des nominalen ton-Werts abgesunken ist. Dies wiederholt sich zyklisch. Dies bedeutet, dass für den AC-Betrieb die aus Fig. 1 bekannte Schaltung weiter verwendet werden kann. Indessen wird im DC-Betrieb die Betriebsfrequenz des PFC moduliert, um sozusagen das Störspektrum der Schaltung auf Nebenbänder außerhalb der Mitten-Betriebsfrequenz zu „verwässern". Dies ermöglicht eine Einhaltung der EMV- Vorschriften. Die Modulation kann dabei in einer Änderung der Änderung der Einschaltzeit (d.h. Verlängerung/Verkürzung der Einschaltzeit des getakteten Schalters) und/oder der Änderung der Schaltfrequenz liegen .
Bei geringen Dimrapegeln und/oder bei geringer Last ist natürlich der Nominalwert für die ton-Zeit des Schalters des PFCs verringert. Dadurch kann es dazu kommen, dass bei einer Verringerung der Ton-Zeit unter den Nominalwert eine sehr geringe Einschaltzeit erreicht wird, die aufgrund von parasitären Effekten und Verzögerungszeiten nur noch eine verringerte Wirkung auf die PFC-Schaltung hat. Somit besteht bei diesem Verfahren das Risiko, dass bei dem symmetrischen Absenken der ton-Zeit unzulässige Einschaltzeiten für den Schalter erreicht werden (da diese Einschaltzeiten entweder für einzelne Bauteile kritisch werden können oder aber ohne Wirkung bleiben können) .
Die vorliegende Erfindung hat es sich daher zur Aufgabe gesetzt, ein Verfahren zum Betrieb eines Betriebsgeräts für Leuchtmittel bereit zu stellen, das einen zuverlässigen Betrieb der Leuchtraittel sicherstellt.
Die Erfindung bildet den Gedanken weiter, dass der „Sweep- Modus", auch als „Wobble^ bekannt, abhängig von der Last adaptiv einstellbar ist, wobei die Last sich beispielsweise bei Multilampen-Geräte, an die Lampen unterschiedlicher Wattage angeschlossen werden können, oder auch bei unterschiedlichen Dimmpegeln verändern kann.
Daher wird bei verringerter Last und/oder verringerter Ton-Zeit für geringere Dimmpegel der Frequenzhub verringert, derart, dass also die Abweichung oberhalb/unterhalb des Nominalwerts verringert wird. Somit wird insbesondere verhindert, dass bei dem symmetrischen Absenken der ton-Zeit unzulässige (zu kurze) Einschaltzeiten für den Schalter erreicht werden wurden.
Genauer gesagt, wird die Aufgabe gelöst durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche. Die abhängigen Ansprüche bilden den zentralen Gedanken der Erfindung in besonders vorteilhafter Weise weiter.
Erfindungsgemäß ist also ein Verfahren zum Betrieb eines Betriebsgeräts für Lasten in Form von Leuchtraitteln, insbesondere eines elektronischen Vorschaltgeräts (EVG) für Gasentladungslampen vorgesehen. Das Betriebsgerät weist dabei eine Leistungsfaktor-Korrekturschaltung (PFC) zur Verringerung von Oberschwingungen bei der Eingangsstromaufnähme auf. Dabei wird die Arbeitsfrequenz der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung bei eingangsseitigem Anliegen einer DC-Spannung moduliert. Der Frequenzhub dieser Modulation ist dabei lastabhängig.
Der Frequenzhub hängt vorzugsweise von der Wattage der angeschlossenen Leuchtmittel und/oder des aktuellen Dimmpegels ab.
Die Ausgangsspannung des PFC kann geregelt werden. Die Modulation der Frequenz kann durch eine oder mehrere der folgenden Methoden erfolgen: - Modulation eines Sollwerts der Ausgangsspannung,
- Beaufschlagung einer Modulation auf einen direkt oder indirekt erfassten Istwert der Ausgangsspannung, und/oder
- Modulation der Steuergrösse der Regelung.
Die Einschaltzeitdauer ton des Schalters wird vorzugsweise stufenweise moduliert.
Der Frequenzhub der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung (PFC) kann abhängig von der Differenz zwischen dem aktuellen Nominalwert der Einschaltzeit und einem unterem Grenzwert gewählt werden.
Es kann automatisch auf die Modulation der Taktung des Schalters der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung umgeschaltet werden, sobald durch das Betriebsgerät das Anliegen einer DC-Spannung erkannt wird.
Es kann außerdem vorgesehen sein, dass bei Erreichen einer vorgegeben unteren Schwelle der Last die Taktung des Schalters der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung nicht mehr moduliert wird.
Bei der Erfindung ist es weiterhin erwünscht, dass zuerst ein Nominalwert für die Einschaltzeitdauer des Schalters berechnet wird, wobei dementsprechend eine bestimmte Sollbusspannung am Ausgang des PFCs eingestellt wird, und dann die Modulation der Taktung des Schalters der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung erfolgt .
Es kann auch vorgesehen sein, dass bei Erreichen einer vorgegeben oberen Schwelle der Last die Taktung des Schalters der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung normal, d.h. ohne eine Beschränkung moduliert wird. Dies bedeutet, dass ab einer bestimmten Leistung der Sweep-Modus vom erfindungsgemäßen Verfahren uneingeschränkt ausgeführt wird und demnach die nominale Amplitude des Frequenzhubs nicht eingeschränkt wird. Somit wird bei stärkerer Leistung die auch stärkere EMV-Belastung wirksam eingeschränkt, identisch wie bei dem aus WO 2006/042640 A2 bekannten Verfahren.
Die Leistungsfaktor-Korrekturschaltung (PFC) kann in Form eines Schaltreglers mit getaktetem Schalter ausgebildet sein. Zur Verringerung von Störungen kann der Schalter dabei derart getaktet werden, dass seine Einschalt- Zeitdauer und/oder seine Schaltfrequenz bei eingangsseitigem Anliegen einer DC-Spannung moduliert wird.
Die Modulationsfrequenz der Leistungsfaktor-
Korrekturschaltung (PFC) kann dabei derart gewählt sein, dass sich in der Ausgangsspannung der Leistungsfaktor- Korrekturschaltung (PFC) eine dementsprechende Welligkeit einstellt. Mit anderen Worten, die Modulation der PFC- Schaltung wird durch diese selbst bzw. eine Zwischenbusregelung nicht ausgesteuert. Vielmehr erfolgt die Kompensierung dieses „Ripples" (Restwelligkeit ) in der Busspannung (d.h. die Zwischenkreisspannung, die von der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung ausgegeben wird und am Speicherkondensator anliegt) zur Konstanthaltung der Leistungsaufnahme der Leuchtmittel durch Frequenzvariation des Wechselrichters. Dazu kann die Steuereinheit in an sich bekannter Weise einen Betriebsparameter wie beispielsweise den Lampenstrom und die Larapenspannung erfassen und abhängig von dieser Erfassung und einer Abweichung von einem Sollwert die Frequenz des Wechselrichters variieren. Die Modulationsfrequenz der Leistungsfaktor-
Korrekturschaltung kann beispielsweise in einem Bereich zwischen 15 Hz und 500 Hz, vorzugsweise zwischen 90 und 400 Hz gewählt werden. Beim Stand der Technik wird die Modulation bekanntlich mit den Nulldurchgängen der Wechselspannung verknüpft, so dass sich eine Modulationsfrequenz von 100 Hz (Europa) bzw. 120 Hz (USA) ergeben kann. Bei der Erfindung ist dagegen die Modulationsfrequenz frei einstellbar und optimierbar.
Bei Anliegen einer DC-Spannung kann die Modulation natürlich nicht mehr durch die Nulldurchgänge der Eingangsspannung ausgelöst werden. Erfindungsgemäß kann daher vorgesehen sein, dass die Modulation der PFC- Schaltung mittels einer Timerschaltung erfolgt, mittels der Werte aus einer Look-Up-Tabelle ausgelesen werden. Diese Werte sind wie beim Stand der Technik Verlängerungwerte, die auf den eigentlichen Reglerwert ton Regler der Steuerschaltung aufgeschlagen werden. Der Reglerwert ton Regler ist dabei die Einschaltzeitdauer für den Schalter, die von einem Regler zur Konstanthaltung der Ausgangsspannung des PFC berechnet wurde. Gemäß der Erfindung kann dabei der jeweils zulässige Frequenzhub in einer Look-Up-Tabelle abgelegt sein und abhängig vom aktuellen Lastzustand oder Dimmpegel ausgelesen werden. Alternativ können die Verlängerungswerte anhand der Abweichung des Nominalwertes der Einschaltzeit von zumindest einem Grenzwert ermittelt werden. Erfindungsgemäß kann automatisch auf die Modulation mittels der Timerschaltung und der Look-Up-Tabelle umgeschaltet werden, sobald das Betriebsgerät das Anliegen einer DC-Spannung erkennt. Grundsätzlich ist das automatische Erkennen des Notlichtbetriebs (Anliegen einer DC-Spannung) bereits aus der EP 490329 Bl bekannt. Es wird auf die dortige Fig. 4, Bezugszeichen C25 und R21 verwiesen.
Der Modulation der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung (PFC) kann auch durch Vorgabe zumindest eines Grenzwertes beeinflusst werden, so dass der jeweils zulässige Frequenzhub abhängig vom aktuellen Lastzustand oder Dirampegel abhängig von der Differenz der aktuellen Einschaltzeit und des Grenzwertes ermittelt werden kann.
Die Leistungsfaktor-Korrekturschaltung (PFC) kann im sogenannten Grenzmodus zwischen lückendem und nicht- lückendem Betrieb („Borderline Mode") betrieben werden. Erfindungsgemäß ist weiterhin ein Computersoftware- Programmprodukt vorgesehen, das ein derartiges Verfahren unterstützt, wenn es auf einer Recheneinrichtung in einem Betriebsgerät läuft bzw. durch Hartverdrahtung (ASIC) implementiert ist.
Weiterhin ist erfindungsgemäß auch ein Steuerbaustein (Mikrocontroller, ASIC, etc.) für ein Leuchtmittel- Betriebsgerät vorgesehen, der zur Unterstützung eines derartigen Verfahrens ausgelegt ist.
Schließlich schlägt die Erfindung auch ein Betriebsgerät für Leuchtmittel vor.
Weitere Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung sollen nunmehr anhand der Erläuterung eines Ausführungsbeispiels deutlich gemacht werden. In den begleitenden Figuren zeigen
Fig. 1 eine aus dem Stand der Technik DE 101 28 588 AI bekannte Schaltung,
Fig. 2a eine erfindungsgemäße Schaltung,
Fig. 2b eine weitere erfindungsgemäße Schaltung, und
Fig. 3 ein Diagramm zur Erläuterung des
erfindungsgeraäßen Verfahrens.
Es ist zu verstehen, dass erfindungsgemäß für den AC- Betrieb die Schaltung von Fig. 1 beibehalten werden kann. Fig. 2a und Fig. 2b zeigen zusätzlich die Bauteile, die für einen erfindungsgemäßen Betrieb mit DC-Netzspannung notwendig sein können. Im übrigen entsprechen sich diejenigen Bauteile, die in den beiden Figuren dieselben Bezugszeichen tragen.
Um das Störspektrum der Schaltung auch im Notfallbetrieb (DC-Netzbetrieb) zu verbessern, weist die erfindungsgemäße Schaltung wie in Fig. 2a dargestellt, eine Steuerschaltung 6 auf, die mittels eines Signals 15, das die gleichgerichtete Eingangsspannung Ui wiedergibt, und einer Schaltung 20 das Anliegen einer AC- oder DC-Spannung erkennt. Dabei kann beispielsweise eine Schaltung verwendet werden, die aus Fig. 4 der EP 490329 AI grundsätzlich bekannt ist. Diese DC-Erkennungsschaltung 20 steuert einen Taktgenerator 8 an. Dieser Taktgenerator 8 ersetzt sozusagen die Nulldurchgänge der bei DC-Betrieb nicht mehr vorhandenen Netzspannung. Der Taktgenerator 8 steuert beispielsweise das Auslesen der Verlängerungswerte für die Einschaltzeitdauer des Schalters Sl aus einer Look-Up-Tabelle an. Wie grundsätzlich aus dem Stand der Technik bekannt, wird ggf. auch die Busspannung Uz geraessen und der Steuereinheit 6 zurückgeführt (Busspannungssignal 16) , ura durch Variation der Schaltfrequenz des Schalters Sl die Busspannung Uz auf einen Sollwert UvREF zu regeln. Die Regelung der Busspannung ergibt also einen Reglerwert ton Regler für die Ein- und Ausschaltzeitdauer des Schalters, welcher Reglerwert ton Regler auch bei DC-Betrieb mit einem sich periodisch verändernden Zusatzwert ton_add beaufschlagt wird, um den Frequenzhub und/oder die Schaltfrequenz zur Verbesserung des Störspektruras zu modulieren.
Bei Anliegen einer AC-Spannung ist die Regelung der Busspannung Uz mittels Erfassung der Busspannung 16 und durch den Regelkreis 9 indessen verhältnismäßig langsam im Vergleich zur Modulationsfrequenz bzw. Änderung der Einschaltzeitdauer ton des Schalters Sl, so dass diese Modulation in der Busspannung Uz also nicht ausgeregelt wird und die Busspannung eine entsprechende im Verhältnis zur Schaltfrequenz des Schalter Sl niederfrequente Welligkeit aufweisen wird.
Diese Welligkeit der Busspannung kann indessen durch die Rückführung eines die Leuchtmittel-Leistung wiedergebenden Parameters 19 (Leuchtmittelspannung, Leuchtmittelstrom, Erfassung der Lichtleistung über einen optischen Sensor oder dgl.) als Istwert und die Ansteuerung der Schaltfrequenz des Wechselrichters 4 zur Konstanthaltung der Leuchtraittel-Leistung auf einen vorgegebenen Sollwert kompensiert werden. Die Kompensation der Welligkeit der Busspannung kann alternativ auch durch eine sogenannte „Feed Forward" Einstellung der Schaltfrequenz des Wechselrichters 4 erfolgen. Insbesondere kann mit steigender Höhe der aktuellen Busspannung die Schaltfrequenz des Wechselrichters 4 erhöht werden und bei sinkender Busspannung die Schaltfrequenz gesenkt werden.
Bei Anliegen einer DC-Spannung können die aus der Look-Up- Tabelle ausgelesenen Zusatzwerte ton_add in einen Speicher des ASICs 6 geladen werden. Dann werden diese tonadd-Werte vom Schaltzeitverlangerungsblock 13 zur regulären ton_Regler vom Regler 12 addiert:
Dabei wird jeder ton-Index für eine einstellbare Zeitdauer ( *Sweep value' ) eingestellt und anschließend der nächste Index aus der Look-Up-Tabelle ausgewählt. Durch Veränderung des Sweep-Werts kann die Modulationsfrequenz eingestellt werden.
Alternativ dazu können diese ton_add Zusatzwerte auch abhängig von dem aktuellen Nominalwert der Einschaltzeit Sweep-Modus des PFC ermittelt werden. Eine derartige Ermittelung des Frequenzhubes ist anhand der Fig. 3 beschrieben.
In der praktischen Ausgestaltung sieht dies insbesondere derart aus, dass ausgehend von einem nominalen ton-Wert ton Regler für den Schalter des Konverters stufenweise die ton-Zeit inkreraentiert wird, und dann wieder verringert wird, bis sie symmetrisch unterhalb des nominalen ton- Werts abgesunken ist. Dies wiederholt sich zyklisch. Durch die Modulation des . Wertes wird erreicht, dass der Toff Wert mitmoduliert wird, da der PFC im Borderline-Modus betrieben wird, d.h. es erfolgt ein Einschalten bei einem Drosselstrom - 0. Somit ist die PFC-Frequenz mit einem Frequenzhub moduliert, der proportional zur ton-Modulation ist. Es ist dabei zu betonen, dass zuerst die Regelschleife, die am Ausgang des PFCs eine bestimmte Sollbusspannung einstellen soll, ein Nominalwert für die Einschaltzeitdauer berechnet, und dann dieser Nominalwert gezielt zeitlich verändert wird. Die zeitliche Veränderung ergibt sich also nicht als Auswirkung des Regelalgorithmus, sondern wird erst nach Berechnung des Nominalwerts beaufschlagt. Somit liegt hier auch dann eine zyklische Frequenzveränderung oder ton _Zeitveränderung vor, wenn Versorgungsspannung und Last konstant sind.
Um nun unzulässige Einschaltzeiten bei verringerter Last zu verhindern, wird also erfindungsgemäß der „Sweep-Modus" abhängig von der Last adaptiv eingestellt, wobei die Last sich beispielsweise bei Multilampen-Geräte, an die Lampen unterschiedlicher Wattage angeschlossen werden können, oder auch bei unterschiedlichen Dimmpegeln verändern kann. Es wird also insbesondere der Frequenzhub für den „Sweep- Modus" des PFCs lastabhängig adaptiv eingestellt.
Fig. 2a zeigt dazu beispielsweise einen weiteren, eine Lampeninformation wiedergebenden Parameter 22, welcher Informationen über die angeschlossene Last an den Ausgangsblock 11 liefert. Diese Informationen können bspw. Daten über die angeschlossene Last (wie z.B. über Erkennung des Lampentyps bzw. Wattage und/oder deren nominale Leistung) sein.
Fig. 2b zeigt hingegen eine Schnittstelle 20, welche über eine Steuerleitung 21 eine Vorgabe für den gewünschten Dimmpegel erhält. Die Schnittstelle 20 kann dabei auch in der Steuereinheit 6 integriert sein. Die Vorgabe des Dimmpegels kann als ein digitales oder analoges Steuersignal vorliegen. Dieser vorgegebene Dimmpegel (Dimmpegel) wird über den Parameter 23 dem Ausgangsblock 11 zugeführt. Der Parameter 23 enthält also eine Information über die Last, insbesondere eine Information über die Abweichung von der nominalen Last. Dieser Ausgangsblock 11 kann mit dieser Information dann wie zuvor beschrieben den sogenannten „Sweep- odus" abhängig von der Last adaptiv einstellen. In Figur 2b nicht dargestellt ist der Einfluß der Schnittstelle auf die Ansteuerung des Betriebsgerätes zur Änderung der Helligkeit. Beispielsweise kann dies in bekannter Weise durch Änderung der Frequenz des Wechselrichters oder auch durch Änderung der Einschaltzeit der Schalter des Wechselrichters erfolgen.
Fig.3 zeigt hierzu in einem Zeit-Zeit-Diagramm vier Beispiele (von links nach rechts) von „Sweep-Modus" Zyklen (jeweils mit vom Nominalwert ton Regler ausgehenden ansteigenden, abfallenden und wieder ansteigenden stufenweisen Änderungen der Einschaltdauer des Schalters und einer nominalen Amplitude von 200ns) bei unterschiedlichen Lasten, bei denen die drei rechten auf Grund einer niedrigen Last durch das erfindungsgemäße Verfahren in ihrer Amplitude begrenzt werden. Die X-Achse stellt dabei den grundsätzlichen zeitlichen Verlauf ohne Skalierung dar, während die Y-Achse die zeitliche Dauer der Einschaltzeit des Schalters wiedergibt und somit mit der Höhe der Ausgangsspannung des PFC korrespondiert. Somit wird verständlich, dass das linke Beispiel einer höheren Last bzw. einer höheren abgegebenen Leistung oder einem höheren Dimmpegel entspricht als die anderen. Wie zu erkennen ist und im weiteren erläutert wird, hängt also entsprechend der Erfindung der Frequenzhub von dem Nominalwert für die Ton-Zeit ab. Der Nominalwert ergibt sich aus dem Regelalgorithmus des PFC und entspricht in den vier Beispielen 300, 200, 100 und 250ns. Der Nominalwert wird durch den Regelalgorithmus des PFC bestimmt (aufgrund der Regelschleife) . Beispielhafte Zeitpunkte der Ermittlung sind für die einzelnen Beispiele schematisch als Zeitpunkte „calc-event" dargestellt.
Der Nominalwert der Einschaltzeit ton Regler wird schrittweise um einen Schrittwert ton_step erhöht. Aus der Summe der jeweils addierten Schrittwerte ton_step ergibt sich somit jeweils ein Zusatzwert Ton_ADD, welcher mit dem Nominalwert ton Regler addiert wird und somit den augenblicklichen Wert der Einschaltdauer (Einschaltzeit) ergibt. Der Schrittwert ton_step kann dabei je nach Richtung der momentanen Änderung während des „Sweep-Modus* von dem vorherigen augenblicklichen Wert der Einschaltdauer abgezogen oder dazugezogen werden. Bei geringen Dimmpegeln und/oder bei geringer Last ist natürlich der Nominalwert ton Regler für die ton-Zeit des Schalters des PFCs verringert, wie in den drei rechten Beispielen gezeigt. Daher wird bei verringerter Last und/oder verringerter ton-Zeit für geringere Dimmpegel der Frequenzhub verringert, derart, dass also die Abweichung oberhalb/unterhalb des Nominalwerts verringert wird. Die nominelle Amplitude des Sweep-Modus, hier 200ns, die sich aus dem Frequenzhub ergibt, wird also durch das erfindungsgemäße Verfahren abhängig von der Last und somit von der nominalen Einschaltdauer ton Regler des Schalters eingeschränkt. Dabei wird die Differenz zwischen der nominalen Einschaltzeit ton Regler und dem Minimalwert Ton-min, bestimmt, diese Differenz bildet die Hälfte des jeweils zulässigen Frequenzhubs . Somit wird insbesondere verhindert, dass bei dem symmetrischen Absenken der Ton- Zeit unzulässige (zu kurze) Einschaltzeiten für den Schalter erreicht werden würden. Der Minimalwert ton-min bildet dabei einen unteren Grenzwert für den Frequenzhub. Das zweite und vierte Beispiel zeigen dabei, dass die Modulation durch den „Sweep-Modus" teilweise verhindert, d.h. „abgeschnitten" werden kann, wenn die Einschaltdauer unter den kritischen Wert ton-min (auch bezeichnet als Miniraalwert ton-min) fällt. Bei einer stufenweisen Veränderung der Einschaltdauer, wie in den Beispielen gezeigt, ist es möglich, dass dabei einzelne Stufen „abgeschnitten" (auch als „Clipping" bezeichnet) werden. Die Stufen, die also im unzulässigen Bereich liegen würden, werden verhindert und stattdessen die Einschaltzeitdauer solange auf dem niedrigsten erlaubten Wert festgesetzt. Somit sind im zweiten Beispiel die zwei vom „Swee-Modus" vorgeschriebenen Stufen mit ton-■ 50ns und 0ns abgeschnitten oder verhindert, bei denen die Einschaltdauer auf dem noch erlaubten Wert ton- 100ns verbleibt. Sobald die vom „Sweep-Modus" vorgeschriebene Einschaltdauer im erlaubten Bereich, also über 100ns, wieder ansteigt, wird auch die tatsächliche Einschaltdauer wieder entsprechend eingestellt. Damit der Nominalwert nicht verfälscht wird, werden die oberen Spitzen der Modulation entsprechend der unteren Spitzen angepasst, also abgeschnitten, damit der Durchschnittswert nicht verfälscht wird. Auf diese Weise wird also der Frequenzhub indirekt lastabhängig eingestellt. Bei der Fig. 3 wird dabei beim Wechsel vom ersten auf das zweite Beispiel der Frequenzhub von 400 ns auf 200 ns begrenzt (d.h. die Abweichung vom unteren Grenzwert ton-min zum Nominalwert ton Regler wird von einer Amplitude von 200 ns auf 100 ns verringert) .
Die Bestimmung, bei welcher Stufe ein Zyklus des „Sweep- Modus" abgeschnitten werden soll, kann zu Beginn des Zyklus des „Sweep-Modus" erfolgen oder sobald der aktuelle Nominalwert der Einschaltdauer ton_Regler bestimmt worden ist.
Die Festlegung des Frequenzhubes durch Vorgabe zumindest eines Grenzwertes, wobei der jeweils zulässige Frequenzhub abhängig von der Differenz der aktuellen Einschaltzeit ton_Regler und des Grenzwertes ton-min ermittelt werden kann, bietet den Vorteil zu dem alternativen Beispiel der Anwendung einer Look-Up-Tabelle, aus der die Werte für den jeweiligen Frequenzhub oder die jeweiligen Zusatzwerte TOU_ADO ausgelesen werden können, dass im einfachsten Fall nur ein Grenzwert im Speicher abgelegt werden muß und außerdem eine indirekte Anpassung an die aktuelle Last erfolgen kann.
Bei besonders geringer Last, wie im dritten Beispiel gezeigt, kann sogar der Frequenzhub ganz verhindert werden. Da jedoch auf Grund der entsprechend verringerten Leistung auch die EMV-Belastung niedrig ist, stellt so eine Begrenzung keine wesentliche Einschränkung bezüglich der EMV-Verträglichkeit dar. Bei sehr geringen Dimmpegeln und somit sehr geringer ton-Zeit (Nominalwert) kann also der Hub bis auf Null verringert werden, d.h. bei bestimmten Dimmpegeln oder geringen Lasten kann der „Sweep-Modus" aufgehoben werden. Es kann somit eine untere Schwelle der Last vorgegeben werden und bei Erreichen dieser unteren Schwelle die Taktung des Schalters der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung nicht mehr moduliert werden. Diese untere Schwelle kann beispielsweise als Dimmpegel- oder Lastwert oder aber auch als Wert für die Einschaltzeit ton festgelegt sein. Wie bereits erwähnt, liegt bei der Erfindung auch eine zyklische Frequenzveränderung oder ton_Zeitveränderung vor, wenn Versorgungsspannung und Last konstant sind. Gerade dann ist der „Sweep-Modus" mit einer uneingeschränkten Modulation auf Grund der höheren Leistung zu wählen, um die EMV-Belastung durch den PFC zu verringern. Dies wird durch das linke (d.h. erste) Beispiel wiedergegeben.
Es kann in der Steuereinheit des PFCs als unterer Grenzwert für den Frequenzhub ein Minimalwert Ton-min vorgegeben sein, dieser liegt in Fig.3 bei 100ns. Somit kann die Steuereinheit auch ohne Kenntnis eventuell vorliegender Dirarapegel oder Lasten aufgrund des durch den Regelalgorithmus ermittelten Werts für ton und die sich ergebende Differenz zu dem Minimalwert ton-min den zulässigen Frequenzhub ermitteln.
Denkbar ist jedoch auch, dass, wenn der Nominalwert von Ton einen vorgegeben Miniraalwert, beispielsweise 250ns, erreicht, der „Sweep-Modus" ausgesetzt wird. Dies würde bedeuten, dass lediglich bei dem ersten Beispiel ein unveränderter „Sweep-Modus" angewandt werden würde, während der „Sweep-Modus" bei den übrigen ausgesetzt ist.
Die Taktung des Schalters der Leistungsfaktor- Korrekturschaltung wird bei eingangsseitigem Anliegen einer DC-Spannung moduliert, wobei diese Modulation einen Frequenzhub aufweisen kann. Dieser kann durch Grenzwerte definiert werden. Der Frequenzhub der modulierten Taktung des Schalters der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung kann auch durch Veränderung des unteren und/oder des oberen Grenzwerts lastabhängig eingestellt werden.
Grundsätzlich erfolgt also gemäß der Erfindung eine modulierte Taktung des Schalters der Leistungsfaktor- Korrekturschaltung bei eingangsseitigem Anliegen einer DC- Spannung, wobei diese Modulation einen Frequenzhub aufweisen kann. Der Frequenzhub der modulierten Taktung des Schalters der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung kann direkt oder indirekt lastabhängig eingestellt werden. Der Frequenzhub kann auch als Modulationshub bezeichnet werden, er kennzeichnet den möglichen Frequenzbereich zwischen tiefster und höchster Frequenz. Hierbei ist anzumerken, dass sich bei einer Leistungsfaktor- Korrekturschaltung auch die Einschaltzeit des Schalters aufgrund der Regelschleife oder einer andersweitigen Vorgabe durch die Steuerschaltung verändern kann und somit die Frequenz als abhängige Größe der Einschaltzeit geändert wird. Grundsätzlich lässt sich der „Sweep-Modus" auch dadurch erreichen, dass eine Modulation des Rückführsignals (Istwertsignal für die Ausgangsspannung) erfolgt, so dass dann aufgrund dieser Verfälschung* der PFC-Regler eine Modulation der ton-Zeit mit dem Versuch unternehmen wird, die ihm variierend erscheinende Ausgangsspannung konstant zu regeln. Wenn die genannte Lösung gewählt wird, nämlich eine Berechnung des Ton-Nominalwerts mit nachträglicher Modulation ist darauf zu achten, dass die Modulation so schnell ist, dass der Regler nicht ausregeln kann. Somit kann tatsächlich von einem konstanten ton-Nominalwert mit nachträglicher schneller Modulation ausgegangen werden. Alternativ kann natürlich auch die Sollwertvorgabe für die Ausgangsspannung moduliert werden. Bei einer Modulation der Sollwertvorgabe oder der Istwertvorgabe ist darauf zu achten, dass dies in einem Frequenzbereich erfolgt, den der Regelalgorithmus ausregeln kann.
Es können auch weitere Parameter des „Sweep-Modus" eingestellt oder geändert werden, beispielsweise die Anderungsrate der Modulation der Einschaltzeit (d.h. die Änderung der Verlängerungswerte), wodurch die Frequenz des Durchlaufs eines Zyklus des „Sweep-Moduss" (die Modulationsfrequenz) angepasst werden kann.
Es soll festgehalten werden, dass das erfindungsgemäße Verfahren zum Einsatz in Betriebsgeräten für Leuchtmittel neben den in den Beispielen beschriebenen elektronischen Vorschaltgeräten (EVG) für Gasentladungslampen auch in Betriebsgeräten für anorganische und organische Leuchtdioden (LED) anwendbar ist.

Claims

Ansprüche
Verfahren zum Betrieb eines Betriebsgeräts für Lasten in Form von Leuchtmitteln, insbesondere eines Elektronischen Vorschaltgeräts (EVG) für
Gasentladungslampen, wobei das Betriebsgerät eine mittels eines Schalters aktiv getaktete Leistungsfaktor- Korrekturschaltung (PFC) zur Verringerung von Oberschwingungen bei der Eingangsstromaufnahme aufweist, wobei
die Taktung des Schalters der Leistungsfaktor- Korrekturschaltung bei eingangsseitigem Anliegen einer DC-Spannung moduliert wird, und
- der Frequenzhub dieser Modulation lastabhängig ist. Verfahren nach Anspruch 1,
wobei der Frequenzhub von der Wattage der angeschlossenen Leuchtmittel und/oder des aktuellen Dimmpegels abhängt. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2,
wobei die Ausgangsspannung des PFC geregelt wird und die Modulation der Frequenz durch einen oder mehrere der folgenden Schritte erfolgt:
- Modulation eines Sollwerts der Ausgangsspannung,
- Beaufschlagung einer Modulation auf einen direkt oder indirekt erfassten Istwert der Ausgangsspannung, und/oder
- Modulation der Steuergrösse der Regelung. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Einschaltzeitdauer ton des Schalters vorzugsweise stufenweise moduliert wird. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
dass bei Erreichen einer vorgegeben unteren Schwelle der Last die Taktung des Schalters der Leistungsfaktor- Korrekturschaltung nicht mehr moduliert wird. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
dass zuerst ein Nominalwert für die Einschaltzeitdauer des Schalters berechnet wird, wobei dementsprechend eine bestimmte Sollbusspannung am Ausgang des PFCs eingestellt wird, und dann die Modulation der Taktung des Schalters der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung erfolgt. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
dass bei Erreichen einer vorgegeben oberen Schwelle der Last die Taktung des Schalters der Leistungsfaktor- Korrekturschaltung normal, d.h. ohne eine Beschränkung moduliert wird. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
dass die Modulationsfrequenz der Leistungsfaktor- Korrekturschaltung (PFC) derart gewählt wird, dass sich in der Ausgangsspannung der Leistungsfaktor- Korrekturschaltung (PFC) eine nicht ausgeregelte Welligkeit einstellt. Verfahren nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Welligkeit der Ausgangsspannung zur Konstanthaltung der Leistung der Leuchtmittel in einem folgenden Leuchtmittel-Regelkreis kompensiert wird.
10. Verfahren nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Leuchtmittel-Regelkreis die Welligkeit der zugeführten Ausgangsspannung durch Variation der Betriebsfrequenz der Leuchtmittel kompensiert. 11. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
dass der Frequenzhub der Leistungsfaktor- Korrekturschaltung (PFC) abhängig von der Differenz zwischen dem aktuellen Nominalwert der Einschaltzeit ( ton Regler) und einem unterem Grenzwert (ton-min) gewählt wird.
12. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Modulation der Leistungsfaktor-
Korrekturschaltung (PFC) mittels einer Timerschaltung erfolgt, mittels der Werte aus einer Look-Up-Tabelle ausgelesen werden. 13. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
dass automatisch auf die Modulation der Taktung des Schalters der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung umgeschaltet wird, sobald durch das Betriebsgerät das Anliegen einer DC-Spannung erkannt wird.
14. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
dass die Leistungsfaktor-Korrekturschaltung (PFC) im sogenannten Grenzmodus betrieben wird.
15. Coraputersoftware-Programmprodukt ,
dadurch gekennzeichnet,
dass es ein Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche unterstützt, wenn es auf einer Recheneinrichtung in einem Betriebsgerät läuft bzw. durch Hartverdrahtung implementiert ist. 16. Steuerbaustein für ein Leuchtraittel-Betriebsgerät, insbesondere integrierte Schaltung wie bspw. ASIC, Mikrokontroller oder Hybridversion davon,
dadurch gekennzeichnet,
dass er zur Unterstützung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 14 ausgelegt ist.
17. Betriebsgerät für Lasten in Form von Leuchtmitteln, insbesondere Elektronisches Vorschaltgerät (EVG) für Gasentladungslampen, wobei das Betriebsgerät eine Leistungsfaktor-Korrekturschaltung (PFC) zur
Verringerung von Oberschwingungen bei der Eingangsstromaufnahme aufweist,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Arbeitsfrequenz der Leistungsfaktor- Korrekturschaltung bei eingangsseitigera Anliegen einer DC-Spannung zwischen zwei Grenzwerten der Taktung moduliert wird, so dass die Grenzwerte einen Frequenzhub definieren, und
- der Frequenzhub durch Veränderung des unteren und/oder des oberen Grenzwerts lastabhängig eingestellt wird.. 8. Betriebsgerät nach einem der Ansprüche 17,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Modulationsfrequenz der Leistungsfaktor- Korrekturschaltung { PFC) derart gewählt ist, dass sich in der Ausgangsspannung der Leistungsfaktor- Korrekturschaltung (PFC) eine deraentsprechende Welligkeit einstellt. 19. Betriebsgerät nach Anspruch 18,
dadurch gekennzeichnet,
dass die mit der Welligkeit behaftete Ausgangsspannung einem Leuchtmittel-Regelkreis zugeführt wird, der zur Konstanthaltung der Leistung der Leuchtraittel die Betriebsfrequenz der Leuchtmittel variiert.
20. Betriebsgerät nach einem der Ansprüche 17 bis 19, dadurch gekennzeichnet,
dass die Modulationsfrequenz der Leistungsfaktor- Korrekturschaltung (PFC) in einem Bereich zwischen 50 Hz und 500Hz, vorzugsweise 90 Hz bis 400 Hz gewählt ist.
21. Betriebsgerät nach einem der Ansprüche 17 bis 20, dadurch gekennzeichnet,
dass die Modulation der Leistungsfaktor-
Korrekturschaltung (PFC) mittels einer Tiraerschaltung erfolgt, mittels der Werte aus einer Look-Up-Tabelle ausgelesen werden. 22. Betriebsgerät nach Anspruch 20,
dadurch gekennzeichnet,
dass es zur automatischen Aktivierung der Modulation mittels Timerschaltung und Look-Up-Tabelle bei Anliegen einer DC-Spannung ausgelegt ist.
23. Betriebsgerät nach einem der Ansprüche 17 bis 22, dadurch gekennzeichnet,
dass die Leistungsfaktor-Korrekturschaltung (PFC) für den Grenzmodusbetrieb ausgelegt ist.
EP11749142.3A 2010-08-10 2011-08-10 Modulation eines pfc bei dc-betrieb Active EP2604097B1 (de)

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