EP2347633A1 - Betriebsschaltung für leuchtdioden - Google Patents

Betriebsschaltung für leuchtdioden

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Publication number
EP2347633A1
EP2347633A1 EP09751781A EP09751781A EP2347633A1 EP 2347633 A1 EP2347633 A1 EP 2347633A1 EP 09751781 A EP09751781 A EP 09751781A EP 09751781 A EP09751781 A EP 09751781A EP 2347633 A1 EP2347633 A1 EP 2347633A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
switch
led
coil
voltage
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP09751781A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Markus Künzli
Dominik ZÜGER
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Tridonic AG
Original Assignee
Tridonic AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Tridonic AG filed Critical Tridonic AG
Publication of EP2347633A1 publication Critical patent/EP2347633A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/375—Switched mode power supply [SMPS] using buck topology
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]

Definitions

  • the invention relates to an operating circuit with light emitting diodes according to the preamble of patent claim 1 and a method for operating light emitting diodes according to the preamble of patent claim 15.
  • Brightness as well as the light efficiency (light output per watt) of these light sources could be achieved. Not least due to the comparatively long service life, LEDs have become an attractive alternative to conventional light sources such as incandescent or gas discharge lamps.
  • LED light-emitting diode
  • LEDs Light emission from LEDs correlates with the current flow through the LEDs. For brightness control, LEDs are therefore always operated in a mode in which the current flow through the LED is controlled.
  • switching regulator such as buck converter (step-down or Bück Converter)
  • buck converter step-down or Bück Converter
  • a control unit controls a high-frequency clocked switch (for example, a power transistor).
  • a high-frequency clocked switch for example, a power transistor.
  • the switch When the switch is turned on, current flows through the LED assembly and a coil, which is charged by it.
  • the cached energy of the coil discharges in the off state of the switch via the LEDs (freewheeling phase).
  • the current through the LED arrangement shows a zigzag time course: when the switch is on, the LED current shows a rising edge, with the switch off, there is a falling edge.
  • the time average of the LED current represents the RMS current through the LED arrangement and is a measure of the brightness of the LEDs.
  • the function of the operating device is now to set a desired mean current flow through the LEDs and the temporal fluctuation of the current, due to the high-frequency switching on and off of the switch
  • Ripple has a detrimental effect, especially with LEDs, since the spectrum of the emitted light can change as the current amplitude changes.
  • PWM pulse width modulation
  • the LEDs are supplied by the operating device low-frequency (typically with a frequency in the range of 100-1000 Hz) pulse packets with (on average over time) constant current amplitude.
  • the current within a pulse packet is superimposed on the above-mentioned high-frequency ripple.
  • the brightness of the LEDs can now be controlled by the frequency of the pulse packets; For example, the LEDs can be dimmed by increasing the time interval between the pulse packets.
  • a practical requirement of the operating device is that it can be used as flexibly and versatile as possible, for example, regardless of how many LEDs are actually connected as a load and should be operated.
  • the load may also change during operation if, for example, an LED fails.
  • the LEDs are operated in a so-called 'continuous conduction mode' or non-looping operation. This method is explained in more detail with reference to FIG. 1 a and FIG. 1 b (prior art).
  • a buck converter for the operation of at least one LED (or a plurality of LEDs connected in series), which has a switch S1
  • the buck converter for the operation of at least one LED (or a plurality of LEDs connected in series), which has a switch S1
  • Operating circuit is supplied with a DC voltage or a rectified AC voltage UO.
  • timings may be selected such that the switch Sl is turned on when the current falls below a certain minimum reference value and the switch is turned off when the current exceeds a maximum reference value.
  • this method has several disadvantages: First, to achieve the lowest possible ripple, a rapid sequence of switching on and Ausschaltvor réellen is necessary. The slope (positive or negative edge) of the current is namely not controlled by the operating device and considered to be given, since it is determined inter alia by the inductance of the coil Ll and by the power consumption of the LEDs. In order to reduce the ripple, more switching operations would have to take place within one time period, which naturally involves switching losses. On the other hand, these switching losses in the continuous conduction mode are particularly high.
  • the operating circuit is supplied with a DC voltage or rectified AC voltage for at least one LED.
  • a DC voltage or rectified AC voltage for at least one LED.
  • Control unit clocked first switch provides a supply voltage for at least one LED, with the first switch in the coil, an energy is temporarily stored, which discharges when switched off the first switch via a diode and the at least one LED.
  • a further (second) switch is arranged parallel to the LEDs and can be controlled independently of the first switch.
  • control / regulating unit selects the switch-off time of the first switch so that the lowest possible switching losses occur and the current flow through the at least one LED has the smallest possible ripple.
  • the operating circuit has a first sensor unit, which generates a first sensor signal dependent on the current flow through the first switch, and / or a second sensor unit, which generates a sensor signal and detects the achievement of demagnetization of the coil.
  • the control unit uses a signal of the first sensor unit or a signal of the second sensor unit or a combination of both signals to determine the on and off timing of the first switch.
  • the sensor signals are supplied to the control unit and processed by this.
  • the control unit turns off the first switch when the current through the first switch exceeds a maximum reference value, and turns on again at the time when the coil is demagnetized and / or the diode is off.
  • the first sensor unit is a measuring resistor (shunt).
  • the second sensor unit is an inductively coupled to the coil secondary winding or a Hall sensor.
  • the second sensor unit detects the achievement of the demagnetization of the coil by monitoring the voltage above the first switch by means of a resistive voltage divider.
  • the operating circuit includes a capacitor disposed in parallel with the at least one LED, which maintains the current through the LED during the demagnetization phase of the coil, so that the current through the LEDs is smoothed.
  • Figure Ia shows a circuit arrangement according to the known prior art
  • Figure Ib shows a diagram with the time course of
  • FIG. 2a shows a first example of a device according to the invention
  • FIG. 2b shows a diagram which is time-dependent
  • FIG. 5 shows a modification of the circuit of FIG. 2a
  • FIG. 1a and FIG. 1b show the state of the art.
  • the circuit arrangement shown in FIG. 2a serves for the operation of at least one (or a plurality of LEDs connected in series and / or in parallel).
  • two LEDs are connected in series, it may of course be only one or more LEDs.
  • the LED or the serially and / or parallel connected LEDs are also referred to below as the LED track.
  • An advantage of the present invention is that the operating circuit adapts very flexibly to the type and number of serially connected LEDs.
  • the circuit is supplied with a DC voltage UO, which of course can also be a rectified AC voltage.
  • the LEDs are connected in series with a coil Ll and a first switch Sl.
  • the circuit arrangement has a diode Dl (the first switch)
  • Diode Dl is connected in parallel with the LEDs and the coil Ll) and a capacitor C1 connected in parallel with the LEDs.
  • current flows through the LEDs and through the coil Ll, which is thereby magnetized.
  • the energy stored in the magnetic field of the coil discharges in the form of a current via the diode D1 and the LEDs.
  • the capacitor C1 is charged.
  • the capacitor Cl discharges and contributes to the flow of current through the LED track at. With suitable dimensioning of the capacitor Cl, this leads to a smoothing of the current through the LEDs.
  • a field effect transistor or bipolar transistor is preferably used as a first switch Sl.
  • the first switch Sl is switched to high-frequency, typically in a frequency range of about 10 kHz.
  • An advantage of the invention is that the first switch Sl is spared in operation, as it is preferably switched on, as explained later, when the power applied to it is almost zero.
  • Switch Sl a high-quality device with a very short switching time can be used to keep the switching losses within a tolerable range.
  • An advantage of the circuit according to the invention is that for the first switch Sl and the diode Dl quite a comparatively cheaper device with a comparatively slightly longer switching time or longer Aus Hurmzeit can be used.
  • circuit of Figure 2a further includes a control and / or regulating unit SR is provided, which sets the timing of the first switch Sl to control the LED power.
  • the control / regulating unit SR uses as input variables signals from a first sensor unit SEI and / or signals from a second sensor unit SE2 to determine the exact switch-on and output time of the first switch Sl.
  • the first sensor unit SEI is arranged in series with the first switch S1 and detects the current flow through the first switch S1. This is for monitoring the
  • the first sensor unit SEI can be, for example, a measuring resistor (shunt or current measuring resistor).
  • the voltage drop at the measuring resistor (shunt) can now be tapped off and, for example, compared with a reference value by means of a comparator. Exceeds the voltage drop at the measuring resistor
  • the second sensor unit SE2 is within the
  • control unit / control unit SR can set a suitable time for the switch-on time of the first switch S1.
  • the first switch S1 is preferably switched on when the current through the coil L1 is for the first time zero or at least very low, that is preferably in the time range, when the diode Dl closes at the end of the freewheeling phase. According to the invention is the turn-on of the first switch Sl as low as possible current at the first
  • the enlarged illustration shows the current course within a PWM pulse packet: It is the temporal
  • the opening of the first switch Sl at the time t_l has the consequence that the stored energy in the magnetic field of the coil via the diode Dl and the LEDs or the capacitor Cl discharges.
  • the current i_L continues to flow in the same direction, but decreases continuously and can even reach a negative value.
  • a negative current ie a current flow in the opposite direction
  • the current i_LED decreases only weakly and is maintained, since the capacitor Cl has a smoothing effect.
  • the diode blocks.
  • the coil Ll is not or hardly magnetized.
  • the first switch Sl can be turned on at this time with very low losses, since hardly any current flows through the coil Ll. A reconnection is also already for
  • a second sensor unit SE2 For detecting the advantageous switch-on time for the first switch Sl, a second sensor unit SE2 is now used.
  • the current i_L can be detected by the coil Ll.
  • the current i_L through the coil Ll can be detected for example by means of a Hall sensor. Additionally or alternatively, therefore, other / other
  • the magnetization state of the coil Ll can be detected.
  • the second sensor unit SE2 may be a secondary winding L2 on the coil L1, which taps the voltage across the coil L1.
  • the monitoring of the temporal voltage profile at the coil Ll (in particular the 'break 1 shortly after blocking the diode Dl after the time t_2) allows a statement about the advantageous reconnection time of the first switch Sl.
  • a comparator would suffice which can detect the achievement of demagnetization (and thus the zero crossing) on the basis of the exceeding or undershooting of a threshold value.
  • the voltage at the node Ux above the first switch Sl can be monitored.
  • the voltage at node Ux drops significantly from a high value to a low value when the diode is turned off.
  • the signal for reconnecting the first switch Sl can therefore be triggered below the voltage Ux below a certain threshold.
  • Control unit SR turns on the first switch Sl again at the time when the coil Ll is demagnetized and / or the diode Dl is turned off.
  • the second sensor unit SE2 can consist of a inductively coupled to the coil Ll secondary winding L2 or a voltage divider (Rl, R2) at the node Ux.
  • the control unit SR uses the information from the first sensor unit SEI and / or the second sensor unit SE2 to determine the on and off time of the first switch Sl.
  • the regulation of the (time-averaged) LED power by SR can take place, for example, in the form of PWM signals.
  • the frequency of the PWM signal is typically of the order of 100-1000 Hz.
  • FIG. 3 and Figure 4 show specific embodiments of the invention.
  • FIG. 3 shows a specific embodiment of the above-described switching arrangement (a buck converter). The advantageous one
  • Switch-off is detected by detecting the voltage at the node Ux above the first switch Sl. This is done by the ohmic voltage divider Rl and R2. The node Ux is between the coil Ll, the diode Dl and the first switch Sl.
  • a voltage divider for example, a capacitive voltage divider or combined voltage divider, which is composed of resistance and capacity, possible.
  • the measuring resistor (shunt) RS is used for current detection by the first switch Sl.
  • the monitoring of the temporal voltage profile at the node Ux (in particular of the 'break-in' shortly after the diode Dl is blocked in the vicinity of the instant t_2) makes it possible to say something about the advantageous one
  • Reclosing time of the first switch Sl instead of or in addition to a voltage monitoring on the coil Ll, for example, the voltage at the node Ux above the first switch Sl can be monitored. The voltage at node Ux drops significantly from a high value to a low value when the diode is turned off. The signal for reconnecting the first switch Sl can therefore be triggered below the voltage Ux below a certain threshold.
  • a second switch S2 is additionally arranged in parallel with the LEDs and the capacitor C1.
  • the second switch S2 is selectively / independently controllable and may for example be a transistor (MOSFET or bipolar transistor). If the second switch S2 is closed, the discharge process of the capacitor Cl is accelerated. Due to the accelerated discharge of the capacitor Cl is achieved that the current flow through the LED goes to zero as quickly as possible. This is desirable, for example, at the end of a PWM packet where the current flow through the LED should drop as quickly as possible ie the falling edge of the current profile should be as steep as possible (for reasons of color constancy).
  • the second switch S2 can be activated and driven at a low dimming level, where the PWM packets are very short and it is important that the current through the LED rapidly approaches zero at the end of a pulse packet.
  • an even lower dimming level can be achieved by suitable activation of the second switch S2.
  • Another function of this second switch S2 is that it bridges the LEDs when switched on. This is necessary, for example, when the LEDs are to be turned off, ie, should emit no light, but the supply voltage UO is still present. Without bridging by the second switch S2, a (smaller) current would flow across the LEDs and resistors R1 and R2, and the LEDs would (slightly) light up.
  • Switch S2 is parallel to the LEDs and the capacitor Cl for accelerated discharge of the capacitor Cl or for bridging the LED is not limited to the specific embodiment of the circuit arrangement of Figure 3, but can be applied to all embodiments of the invention.
  • FIG. 4 shows a modification of the circuit in FIG. 3 in that the voltage is monitored at the coil L1.
  • the voltage at the coil L1 can be detected, for example, by means of a secondary winding L2, which is coupled to the coil L1 (or an additional coil L2, which inductively couples to the coil L1).
  • a secondary winding L2 is now used.
  • Reclosing time of the first switch Sl can also take place on the basis of a secondary winding L2.
  • the determination of the time point of the zero crossing or the demagnetization can also take place by means of a threshold value monitoring (on exceeding or exceeding a threshold value, in the case of monitoring by means of a secondary winding L2, the polarity of the voltage depends on the winding sense of the secondary winding L2 to the coil From left).
  • FIG. 5 shows a modification of the circuit of Figure 2a in that the arrangement of the inductor Ll, the diode Dl and the orientation of the LED track is modified (forms flyback converter or buck-boost converter).
  • FIG. 6 A development of the invention is shown in Fig. 6.
  • the detection of the achievement of the demagnetization of the coil Ll by monitoring the voltage across the winding L2 can be performed by a standard available control circuit IC.
  • This control circuit IC integrated circuit
  • This control circuit IC has an input for detecting the achievement of the demagnetization of a coil by monitoring the voltage applied to a coil on the secondary winding.
  • the control circuit IC has an output for driving a switch and other monitoring inputs. A first of these monitoring inputs may be for the
  • Preset of a reference value such as a reference voltage can be used.
  • a second monitoring input can be used for monitoring the achievement of a maximum voltage or even using a voltage measurement on a resistor for monitoring the achievement of a maximum current.
  • a third monitoring input can be used for the monitoring of another voltage or also for the activation and deactivation of the control circuit IC or the control of the control circuit IC controlled switch.
  • the control circuit IC monitors the current through the first switch S1 during the switch-on phase of the first switch S1 via the measuring resistor (shunt) Rs and the input 4 on the control circuit IC. As soon as the voltage which is tapped across the measuring resistor (shunt) Rs reaches a certain maximum value, the first switch S1 is opened.
  • the specification of the voltage required to open the first switch S1 amount of voltage can be adjusted by specifying a reference value (ie, a reference voltage) at the input 3 of the control circuit IC. For example, can be specified by a microcontroller, a reference voltage, which specifies the height of the maximum across the measuring resistor (shunt) Rs permissible voltage and thus the maximum permissible by the first switch Sl current.
  • the microcontroller can output a PWM signal, which is then smoothed by a filter 10 (for example an RC element) and thus applied as a DC signal with a specific amplitude to the input 3 of the control circuit IC.
  • a filter 10 for example an RC element
  • the amplitude of the signal at the input 3 of the control circuit IC can be adjusted.
  • the control circuit IC can detect the achievement of the demagnetization of the coil Ll via the input 5 on the basis of monitoring the voltage across a secondary winding L2 applied to the coil L1. This detection can be used as a reclosing signal. Once the demagnetization of the coil Ll has been detected by the control circuit IC, the control circuit IC can turn on the first switch Sl by driving through the output 7.
  • the control circuit IC can be activated and / or deactivated by applying a voltage at the input 1.
  • This voltage for activating at input 1 can also change between a high and a low level, wherein at high level, the control circuit IC is activated and at low level, at least the activation of the first
  • Switch Sl interrupts.
  • This control of the input 1 can be done by a microcontroller. For example, in this way, a low-frequency activation and deactivation of the control circuit IC and thus the control of the first switch Sl can be achieved and thus the low-frequency control of the operating circuit for dimming the LED.
  • About the input 1 can be about the amplitude of this
  • Input applied signal continues to be given a further reference voltage for the control circuit IC.
  • This voltage can, for example, also influence the height of the maximum permissible current through the switch or else the permissible duty cycle of the first switch S1.
  • the control circuit IC and / or the control circuit IC combined with the microcontroller can together form the control unit SR.
  • the duty cycle of the first switch Sl may also be dependent on a further voltage measurement within the operating circuit.
  • the control circuit IC can also be supplied with a voltage measurement Vsense.
  • This voltage measurement can be done via a voltage divider R40 / R47, for example, a monitoring or measurement of the voltage at the node between coil Ll and LED.
  • This voltage measurement Vsense can either be supplied to an additional input of the control circuit IC, as an additional variable additively to an already occupied input of the control circuit IC or else to an input of the microcontroller.
  • a system can be constructed in which on the one hand a simple control for dimming of LED by low-frequency PWM is made possible, on the other hand, a possible low-loss high-frequency operation of the
  • Operating device combined with a constant current through the LED. It can be specified by a microcontroller, both the frequency and the duty cycle of a PWM signal for dimming of LED, next to the height of the maximum allowable current can be specified by the first switch Sl.
  • the microcontroller can via a
  • the operating circuit may further include a further switch S2, which is arranged so that this second switch S2 can bridge the LED.
  • the second switch S2 may further be arranged so that it can take over the current through an existing high-impedance voltage measuring path or a similar existing high-resistance circuit arrangement of the LED or bridge or interrupt it.
  • the second switch S2 By connecting the second switch S2 in parallel to the LED, the latter can bridge the LED and thus deactivate it.
  • This method can be used to adjust the brightness (dimming) of the LED.
  • the dimming takes place via the second switch S2, while only the current through the LED is set and regulated via the activation of the first switch S1.
  • it can be combined to use the control of the two switches Sl and S2 for an optimized dimming control.
  • the second switch S2 only for the
  • Dimming to low dimming levels can also be used.
  • the operating circuit due to the existing topology and control circuitry, is designed to limit the output voltage of the operating circuit (i.e., the voltage across the LED) to a maximum allowable value. If the LED is bridged by closing the second switch S2, then the operating circuit limits the output voltage such that no excessive current can flow, which can lead to possible destruction. This activation of the second switch S2 can be used, for example, only for dimming to a low dimming level.
  • the second switch S2 can be controlled so that it can take over or bridge the current through an existing high-impedance voltage measuring path or a similar existing high-resistance circuit arrangement of the LED.
  • the second switch S2 can be closed, so that the current flow through the LED is interrupted or avoided.
  • the second switch S2 can at least always be triggered following a low-frequency PWM packet in order to bridge or deactivate the LED (during the last discharge edge, that is to say at the end of a PWM pulse packet).
  • An interruption of the current through the LED can also be done by arranging the second switch S2 in series with the LED.
  • FIG. 6 may be extended to include a plurality of operating circuits according to FIG. 6.
  • the control circuits IC and the control units SR of the individual operating circuits are controlled by a common microcontroller.
  • the individual operating circuits can drive, for example, LED strands of different wavelength or color.
  • the microcontroller can be controlled via an interface (wireless or wired). In this case, control signals for adjusting the brightness or color or status information can be transmitted via the interface.

Landscapes

  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)

Abstract

Betriebsschaltung für wenigstens eine LED, der eine Gleichspannung oder gleichgerichtete Wechselspannung zugeführt wird und die mittels einer Spule (L1) und einem durch eine Steuer/Regeleinheit (SR) getakteten ersten Schalter (S1) eine Versorgungsspannung für wenigstens eine LED bereitstellt, wobei bei eingeschaltetem erstem Schalter (S1) in der Spule (L1) eine Energie zwischengespeichert wird, die sich bei ausgeschaltetem erstem Schalter (S1) über eine Diode (D1) und über wenigstens eine LED entlädt, gekennzeichnet dadurch, dass ein weiterer Schalter (S2) parallel zu den LEDs angeordnet ist und unabhängig vom ersten Schalter (S1) ansteuerbar ist.

Description

Betriebsschaltung für LEDs
Die Erfindung betrifft eine Betriebsschaltung mit Leuchtdioden gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 und ein Verfahren zum Betreiben von Leuchtdioden gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 15.
Technisches Gebiet
Halbleiterlichtquellen wie beispielsweise Leuchtdioden sind während der letzten Jahre für Beleuchtungsanwendungen zunehmend interessant geworden. Der Grund dafür liegt unter anderem darin, dass entscheidende technische Innovationen und große Fortschritte sowohl bei der
Helligkeit als auch bei der Lichteffizienz (Lichtleistung pro Watt) dieser Lichtquellen erzielt werden konnten. Nicht zuletzt durch die vergleichsweise lange Lebensdauer konnten sich Leuchtdioden zu einer attraktiven Alternative zu herkömmlichen Lichtquellen wie Glüh- oder Gasentladungslampen entwickeln.
Stand der Technik
Halbleiterlichtquellen sind aus dem Stand der Technik hinreichend bekannt und werden im folgenden als LED (light-emitting-diode) abgekürzt. Dieser Begriff soll im folgenden sowohl Leuchtdioden aus anorganischen Materialien als auch Leuchtdioden aus organischen Materialien umfassen. Es ist bekannt, dass die
Lichtabstrahlung von LEDs mit dem Stromfluss durch die LEDs korreliert. Zur Helligkeitsregelung werden LEDs daher grundsätzlich in einem Modus betrieben, in dem der Stromfluss durch die LED geregelt wird.
In der Praxis werden zur Ansteuerung einer Anordnung von einer oder mehrerer LEDs vorzugsweise Schaltregler, beispielsweise Tiefsetzsteller (Step-Down oder Bück Converter) verwendet. Ein solcher Schaltregler ist beispielsweise aus der DE 10 2006 034 371 Al bekannt. Dabei steuert eine Steuereinheit einen hochfrequent getakteten Schalter (beispielsweise einen Leistungstransistor) an. Im eingeschalteten Zustand des Schalters fließt Strom über die LED Anordnung und eine Spule, die dadurch aufgeladen wird. Die zwischengespeicherte Energie der Spule entlädt sich im ausgeschalteten Zustand des Schalters über die LEDs (Freilaufphase) . Der Strom durch die LED Anordnung zeigt einen zickzackförmigen zeitlichen Verlauf: bei eingeschaltetem Schalter zeigt der LED-Strom eine ansteigende Flanke, bei ausgeschaltetem Schalter ergibt sich eine abfallende Flanke. Der zeitliche Mittelwert des LED-stroms stellt den Effektivstrom durch die LED- anordnung dar und ist ein Maß für die Helligkeit der LEDs. Durch entsprechende Taktung des Leistungsschalters kann der mittlere, effektive Strom geregelt werden.
Die Funktion des Betriebsgeräts ist nun, einen gewünschten mittleren Stromfluss durch die LEDs einzustellen und die zeitliche Schwankungsbreite des Stroms, bedingt durch das hochfrequente Ein- und Abschalten des Schalters
(typischerweise im Bereich oberhalb von 10 kHz) , möglichst gering zu halten. Eine große Schwankungsbreite des Stroms (Welligkeit oder
Rippel) wirkt sich besonders bei LEDs nachteilig aus, da mit Veränderung der Stromamplitude sich das Spektrum des emittierten Lichts verändern kann.
Um das emittierte Lichtspektrum während des Betriebs möglichst konstant zu halten, ist es bekannt, bei LEDs für Helligkeitsregelungen nicht die Stromamplitude zu variieren, sondern ein sogenanntes PWM (pulse-width- modulation) - Verfahren anzuwenden.
Dabei werden den LEDs durch das Betriebsgerät niederfrequente (typischerweise mit einer Frequenz im Bereich von 100-1000 Hz) Pulspakete mit (im zeitlichen Mittel) konstanter Stromamplitude zugeführt. Dem Strom innerhalb eines Pulspakets ist der oben angeführter hochfrequente Rippel überlagert. Die Helligkeit der LEDs kann nun durch die Frequenz der Pulspakete gesteuert werden; die LEDs können beispielsweise gedimmt werden, indem der zeitliche Abstand zwischen den Pulspaketen vergrößert wird.
Eine praktische Anforderung an das Betriebsgerät ist, dass es möglichst flexibel und vielseitig eingesetzt werden kann, beispielsweise unabhängig davon, wie viele LEDs als Last tatsächlich angeschlossen sind und betrieben werden sollen. Die Last kann sich zudem während des Betriebs ändern, wenn beispielsweise eine LED ausfällt. Bei herkömmlichen Technologien werden die LEDs in einem sogenannten 'continuous conduction mode ' bzw. nichtlückendem Betrieb betrieben. Dieses Verfahren sei anhand von Figur Ia und Figur Ib näher erläutert (Stand der Technik) . Im in Figur Ia gezeigten Beispiel ist als Grundschaltung ein Tiefsetzsteller (Buck-Converter) für den Betrieb zumindest einer LED (oder mehrerer in Serie geschalteten LEDs) dargestellt, die einen Schalter Sl aufweist. Die
Betriebsschaltung wird mit einer Gleichspannung bzw. einer gleichgerichteten WechselSpannung UO versorgt.
Im eingeschalteten Zustand des ersten Schalters Sl (während der Zeitdauer t_on) wird in der Spule Ll Energie aufgebaut, die sich im ausgeschalteten Zustand des Schalters Sl (Zeitdauer t_off) über zumindest eine LED entlädt. Der sich ergebende zeitliche Stromverlauf ist in Figur Ib abgebildet (Stand der Technik) . Dabei sind zwei Pulspakte des PWM dargestellt. Der Stromverlauf innerhalb eines Pulspakets ist zudem vergrößert dargestellt. Aus Gründen der Farbkonstanz soll innerhalb eines Pulspakets die Amplitude des Rippeis möglichst gering sein. Dies kann durch geeignete Wahl des Einschaltzeitpunkts tθ und Ausschaltzeitpunkts tl erfolgen. So können diese
Zeitpunkte beispielsweise so gewählt werden, dass der Schalter Sl eingeschaltet wird, wenn der Strom einen bestimmten minimalen Referenzwert unterschreitet und der Schalter ausgeschaltet wird, wenn der Strom einen maximalen Referenzwert überschreitet . Dieses Verfahren hat aber mehrere Nachteile: Zum einen, um einen möglichst geringen Rippel zu erzielen, ist eine rasche Abfolge von Ein- und Auschaltvorgängen notwendig. Die Steigung (positive bzw negative Flanke) des Stroms ist nämlich nicht vom Betriebsgerät steuerbar und als gegeben zu betrachten, da sie u.a. durch die Induktivität der Spule Ll und durch die Leistungsaufnahme der LEDs bestimmt ist. Um die Welligkeit (Rippel) zu reduzieren, müssten innerhalb eines Zeitabschnitts mehr Schaltvorgänge stattfinden, was naturgemäß Schaltverluste mit sich zieht. Zum anderen sind diese Schaltverluste im continuous conduction mode besonders hoch.
Ein realer Halbleiterschalter schaltet zwar sehr rasch, er schaltet aber nicht unendlich schnell. Die beim Schaltvorgang dissipierte Energie ist umso größer, je länger der Schaltvorgang dauert und je höher die Leistung ist, die während dem Schaltvorgang am Schalter anliegt. Im nichtlückenden Betrieb sind nun die Schaltverluste besonders hoch, da die Schaltvorgänge stattfinden, während hohe Ströme anliegen.
Darstellung der Erfindung
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine gegenüber dem Stand der Technik verbesserte Betriebsschaltung für wenigstens eine LED und ein Verfahren zum Betrieb wenigstens einer LED bereitzustellen, welche auf einfache Art und Weise die Konstanthaltung des Stroms und somit der LED-leistung ermöglicht .
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst . Die abhängigen Ansprüche bilden den zentralen Gedanken der Erfindung in besonders vorteilhafter Weise weiter.
Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird der Betriebsschaltung für wenigstens eine LED eine Gleichspannung oder gleichgerichtete Wechselspannung zugeführt. Vorzugsweise wird mittels einer Spule und einem durch eine
Steuer/Regeleinheit getakteten ersten Schalter eine VersorgungsSpannung für wenigstens eine LED bereitstellt, wobei bei eingeschaltetem ersten Schalter in der Spule eine Energie zwischengespeichert wird, die sich bei ausgeschaltetem ersten Schalter über eine Diode und über der wenigstens eine LED entlädt.
Bei der erfindungsgemäßen Schaltung ist ein weiterer (zweiter) Schalter parallel zu den LEDs angeordnet und unabhängig vom ersten Schalter ansteuerbar.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wählt die Steuer/Regeleinheit den Ausschaltzeitpunkt des ersten Schalters so, dass möglichst geringe Schaltverluste auftreten und der Stromfluss durch die wenigstens eine LED einen möglichst geringen Rippel aufweist.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung weist die Betriebsschaltung eine erste Sensoreinheit, die ein vom Stromfluss durch den ersten Schalter abhängendes erstes Sensorsignal erzeugt, und/oder eine zweite Sensoreinheit auf, die ein Sensorsignal erzeugt und das Erreichen der Entmagnetisierung der Spule detektiert. Erfindungsgemäß verwendet die Steuereinheit ein Signal der ersten Sensoreinheit oder ein Signal der zweiten Sensoreinheit oder eine Kombination von beiden Signalen zur Festlegung des Ein- und Ausschaltzeitpunkts des ersten Schalters. Die Sensorsignale werden an die Steuer/Regeleinheit zugeführt und von dieser verarbeitet. Erfindungsgemäß schaltet die Steuer/Regeleinheit den ersten Schalter aus, wenn der Strom durch den ersten Schalter einen maximalen Referenzwert überschreitet und schaltet zu dem Zeitpunkt wieder ein, wenn die Spule entmagnetisiert ist und/oder die Diode sperrt.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die erste Sensoreinheit ein Messwiderstand (Shunt) . In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist die zweite Sensoreinheit eine induktiv an die Spule gekoppelte Sekundärwicklung oder ein Hallsensor.
In einer weiteren Ausführungsform erkennt die zweite Sensoreinheit das Erreichen der Entmagnetisierung der Spule, indem sie die Spannung oberhalb des ersten Schalters mittels eines ohmschen Spannungsteilers überwacht .
In einer bevorzugten Ausführungsform weist die Betriebsschaltung einen Kondensator auf, der parallel zu der wenigstens eine LED angeordnet ist, und der während der Phase der Entmagnetisierung der Spule den Strom durch die LED aufrecht erhält, sodass der Strom durch die LEDs geglättet wird.
Weitere bevorzugte Ausführungsformen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand weiterer Unteransprüche.
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Figur Ia zeigt eine Schaltungsanordnung gemäß dem bekannten Stand der Technik
Figur Ib zeigt ein Diagram mit dem zeitlichen Verlauf des
LEDstroms in der Schaltungsanordnung von Figur Ia (Stand der Technik)
Figur 2a zeigt ein erstes Beispiel einer erfindungsgemäßen
Betriebsschaltung (Bück) für LEDs
Figur 2b zeigt ein Diagram, das zeitabhängige
Stromverläufe und Steuersignale in der in Fig 2a dargestellten Schaltungsanordnung darstellt
Figur 3 und Figur 4 zeigen spezielle Ausführungsformen der
Erfindung
Figur 5 zeigt eine Abwandlung der Schaltung von Figur 2a
(Buck-Boost) Figur 6 zeigt eine weitere spezielle Ausführungsform der
Erfindung
Figur Ia und Figur Ib zeigen den Stand der Technik.
Die in Figur 2a dargestellte Schaltungsanordnung dient zum Betrieb von wenigstens einer (oder mehrerer in Serie und/oder parallel geschaltenen) LED. Im dargestellten Beispiel sind beispielsweise zwei LEDs in Serie geschaltet, es können natürlich auch nur eine oder auch mehrere LEDs sein. Die LED bzw die seriell und/oder parallel geschaltenen LEDs werden im Folgenden auch LED- strecke genannt. Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass sich die Betriebsschaltung sehr flexibel an die Art und Anzahl der seriell verbundenen LEDs anpasst . Der Schaltung wird eine Gleichspannung UO zugeführt, die natürlich auch eine gleichgerichtete Wechselspannung sein kann. Die LEDs sind in Serie mit einer Spule Ll und einem ersten Schalter Sl verbunden. Zudem weist die Schaltungsanordnung eine Diode Dl (die
Diode Dl ist parallel zu den LEDs und der Spule Ll geschaltet) und einen zu den LEDs parallel geschalteten Kondensator Cl auf . Im eingeschalteten Zustand des ersten Schalters Sl fließt Strom durch die LEDs und durch die Spule Ll, die dadurch magnetisiert wird. Im ausgeschaltenen Zustand des ersten Schalters Sl entlädt sich die im Magnetfeld der Spule gespeicherte Energie in Form eines Stroms über die Diode Dl und die LEDs. Parallel dazu wird am Beginn des Einschaltens des ersten Schalters Sl der Kondensator Cl geladen.
Während der Ausschaltphase des ersten Schalters Sl ( Freilaufphase) entlädt sich der Kondensator Cl und trägt zum Stromfluss durch die LED-strecke bei. Bei geeigneter Dimensionierung des Kondensators Cl führt dies zu einer Glättung des Stroms durch die LEDs.
Als erster Schalter Sl wird vorzugsweise ein Feldeffekttransistor oder auch Bipolartransistor verwendet. Der erste Schalter Sl wird hochfrequent geschaltet, typischerweise in einem Frequenzbereich von über 10 kHz.
Ein Vorteil der Erfindung ist, dass der erste Schalter Sl im Betrieb geschont wird, da er, wie später ausgeführt, vorzugsweise dann eingeschaltet wird, wenn die an ihm anliegende Leistung nahezu null ist.
Beim Stand der Technik dagegen, wo die Schaltvorgänge unter hoher Leistung ablaufen, muss für den ersten
Schalter Sl ein hochwertiges Bauelement mit sehr kurzer Schaltdauer eingesetzt werden, um die Schaltverluste in einem tolerierbaren Rahmen zu halten. Ein Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltung ist, dass für den ersten Schalter Sl und die Diode Dl durchaus auch ein vergleichsweise billigeres Bauelement mit vergleichsweise etwas längerer Schaltdauer oder längerer Ausräumzeit eingesetzt werden kann.
In der Schaltung von Figur 2a ist weiters eine Steuer- und/oder Regeleinheit SR vorgesehen, die zur Regelung der LED-leistung die Taktung des ersten Schalters Sl vorgibt.
Die Steuer/Regeleinheit SR verwendet zur Festlegung des genauen Einschalt- und Ausgangszeitpunkts des ersten Schalters Sl als Eingangsgrößen Signale von einer ersten Sensoreinheit SEI und/oder Signale von einer zweiten Sensoreinheit SE2.
Die erste Sensoreinheit SEI ist in Serie zum ersten Schalter Sl angeordnet und erfasst den Stromfluss durch den ersten Schalter Sl. Dies dient zur Überwachung des
Stromflusses durch den ersten Schalter Sl. Übersteigt der Stromfluss durch den ersten Schalter Sl einen bestimmten maximalen Referenzwert, so wird der erste Schalter Sl ausgeschaltet . In einer vorteilhaften Ausführungsform kann es sich bei der ersten Sensoreinheit SEI beispielsweise um einen Messwiderstand (Shunt oder Strommesswiderstand) handeln.
Zur Überwachung des Stromflusses kann nun der Spannungsabfall am Messwiderstand (Shunt) abgegriffen werden und beispielsweise mittels eines Komparators mit einem Referenzwert verglichen werden. Überschreitet der Spannungsabfall am Messwiderstand
(Shunt) einen bestimmten Wert, so wird der erste Schalter Sl abgeschaltet .
Die zweite Sensoreinheit SE2 ist innerhalb des
Stromzweiges, der während der Freilaufphase vom Strom durchflössen wird, angeordnet, vorzugsweise in der Nähe oder an der Spule Ll .
Mit Hilfe der zweiten Sensoreinheit SE2 kann die Steuereinheit/Regeleinheit SR einen geeigneten Zeitpunkt für den Einschaltzeitpunkt des ersten Schalters Sl festlegen.
Gemäß der Erfindung wird der erste Schalter Sl vorzugsweise dann eingeschaltet, wenn der Strom durch die Spule Ll zum ersten Mal null ist oder zumindest sehr gering ist, das heißt vorzugsweise in dem Zeitbereich, wenn die Diode Dl am Ende der Freilaufphase sperrt. Erfindungsgemäß liegt zum Einschaltzeitpunkt des ersten Schalters Sl ein möglichst geringer Strom am ersten
Schalter Sl an. Durch Erkennen des Stromnulldurchgangs durch die Spule Ll wird ein nahezu verlustfreies Schalten ermöglicht. Gemäß der Erfindung zeigt der Strom durch die LEDs nur geringe Welligkeit und schwankt nicht stark. Dies ist auf die glättende Wirkung des zu den LEDs parallel geschalteten Kondensators Cl zurückzuführen. Während der Phase eines geringen Spulenstroms übernimmt der Kondensator Cl die Speisung der LED.
Die einzelnen Stromverläufe und der optimale
Einschaltzeitpunkt des ersten Schalters Sl sollen anhand des Diagrams in Figur 2b näher erläutert werden. Analog zu Diagram in Figur Ib ist der zeitliche Verlauf des Stroms i_L über zwei Pulspakete dargestellt.
Die vergrößerte Darstellung zeigt den Stromverlauf innerhalb eines PWM Pulspaketes: Es ist der zeitliche
Verlaufs des Stroms i_L durch die Spule Ll, der zeitliche Verlauf des Stroms i_LED durch die LEDs und der zeitliche Verlauf des Zustand des ersten Schalters Sl aufgetragen (Im Zustand 0 ist der erste Schalter Sl ausgeschaltet, im Zustand 1 ist der Schalter geschlossen; die Signale für den Zustand des ersten Schalters Sl entsprechen dem Ansteuersignal (also am Gate) des ersten Schalters Sl) . Zum Zeitpunkt t_0 wird der Schalter Sl geschlossen und es beginnt ein Strom durch die LED und die Spule Ll zu fliessen. Der Strom i_L zeigt einen Anstieg gemäß einer Exponentialfunktion, wobei im hier interessierenden Bereich ein quasi -linearer Anstieg des Stroms i_L zu erkennen ist. i_LED unterscheidet sich von i_L dadurch, dass ein Teil des Stroms i_L zur Ladung des Kondensators Cl beiträgt.
Das Öffnen des ersten Schalters Sl zum Zeitpunkt t_l (beispielsweise wenn ein gewünschter maximaler Referenzwert erreicht ist) hat zur Folge, dass sich die im Magnetfeld der Spule gespeicherten Energie über die Diode Dl und die LEDs bzw den Kondensator Cl entlädt. Der Strom i_L fließt in die gleiche Richtung weiter, nimmt aber kontinuierlich ab und kann sogar einen negativen Wert erreichen. Ein negativer Strom (d.h. ein Stromfluss mit umgekehrter Richtung) ist solange vorhanden, solange die Ladungsträger, die zuvor in der leitend gepolten Diode Dl angereichert wurden, aus der Sperrschicht der Diode Dl ausgeräumt sind. Der Strom i_LED hingegen nimmt nur schwach ab und wird aufrechterhalten, da der Kondensator Cl glättend wirkt. Zum Zeitpunkt t_2 sperrt die Diode. Der Strom i_L nimmt ab (ist aber weiter negativ) und geht gegen null. In dieser Phase werden parasitäre Kapazitäten an der Diode Dl und weitere parasitäre Kapazitäten in der restlichen Schaltung umgeladen. Die Spannungen am Knotenpunkt Ux oberhalb des ersten Schalters Sl und an der Spule Ll ändern sich in diesem
Zeitraum sehr rasch. Die Spannung am Knotenpunkt Ux fällt auf einen niedrigen Wert ab (aufgrund des Sperrens der Diode Dl) . Ein vorteilhafter Wiedereinschaltzeitpunkt t_3 für den ersten Schalter Sl ist nun gegeben, wenn der Strom i_L den Nulldurchgang, oder zumindest die Nähe des
Nulldurchgangs, erreicht. Zu diesem Zeitpunkt ist die Spule Ll nicht bzw kaum magnetisiert . Der erste Schalter Sl kann zu diesem Zeitpunkt mit sehr geringen Verlusten eingeschaltet werden, da kaum Strom durch die Spule Ll fließt. Ein Wiedereinschalten ist aber auch bereits zum
Zeitpunkt t_2 oder kurz vorher möglich, da der Strom durch die Spule Ll in diesem Zeitbereich sehr niedrig ist.
Zur Detektion des vorteilhaften Einschaltzeitpunkts für den ersten Schalter Sl dient nun eine zweite Sensoreinheit SE2. In einer ersten Ausführungsform kann beispielsweise der Strom i_L durch die Spule Ll erfasst werden. Dies erfordert aber relativ aufwendige Schaltungen. Der Strom i_L durch die Spule Ll kann beispielsweise mittels eines Hallsensors erfasst werden. Zusätzlich oder alternativ können daher weitere/andere
Größen herangezogen werden, die zur Detektion eines vorteilhaften EinschaltZeitpunkts geeignet sind. In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform kann beispielsweise der Magnetisierungszustand der Spule Ll erfasst werden. Es kann sich bei der zweiten Sensoreinheit SE2 beispielsweise um eine Sekundärwicklung L2 an der Spule Ll handeln, die die Spannung an der Spule Ll abgreift. Die Überwachung des zeitlichen Spannungsverlaufs an der Spule Ll (insbesondere des 'Einbruchs1 kurz nach Sperren der Diode Dl nach dem Zeitpunkt t_2) ermöglicht eine Aussage über den vorteilhaften Wiedereinschaltzeitpunkts des ersten Schalters Sl. In einer einfachen AusführungsVariante würde ein Komparator reichen, der das Erreichen der Entmagnetisierung (und somit den Nulldurchgang) anhand des Über- bzw. Unterschreitens eines Schwellwerts erkennen kann.
Anstatt oder ergänzend zur Spannungsüberwachung an der Spule Ll kann beispielsweise die Spannung am Knotenpunkt Ux oberhalb des ersten Schalters Sl überwacht werden. Die Spannung am Knotenpunkt Ux fällt beim Sperren der Diode von einem hohen Wert signifikant ab auf einen niedrigen Wert. Das Signal zum Wiedereinschalten des ersten Schalters Sl kann daher bei Unterschreiten der Spannung Ux unter einem gewissen Schwellwert ausgelöst werden. Die
Steuer/Regeleinheit SR schaltet den ersten Schalter Sl zu dem Zeitpunkt wieder ein, wenn die Spule Ll entmagnetisiert ist und/oder die Diode Dl sperrt. Die zweite Sensoreinheit SE2 kann dabei aus einer induktiv an die Spule Ll gekoppelten Sekundärwicklung L2 oder aus einem Spannungsteiler (Rl, R2) am Knotenpunkt Ux bestehen. Die Steuer/Regeleinheit SR verwendet die Information von der ersten Sensoreinheit SEI und/oder der zweiten Sensoreinheit SE2 zur Festlegung des Aus- und Einschaltzeitpunkts des ersten Schalters Sl. Die Regelung der (zeitlich gemittelten) LEDleistung durch SR kann beispielsweise in Form von PWM-Signalen erfolgen. Die Frequenz des PWM Signals liegt typischerweise in der Größenordnung von 100 - 1000 Hz.
Figur 3 und Figur 4 zeigen spezielle Ausführungsformen der Erfindung.
In Figur 3 ist eine spezielle Ausführungsform der oben beschriebenen Schaltanordnung (eines Tiefsetzstellers bzw. Bück-Converter) dargestellt. Der vorteilhafte
Ausschaltzeitpunkt wird hierbei mittels Erfassung der Spannung am Knotenpunkt Ux oberhalb des ersten Schalters Sl detektiert. Diese erfolgt durch den ohmschen Spannungsteiler Rl und R2. Der Knotenpunkt Ux liegt zwischen der Spule Ll, der Diode Dl und dem ersten Schalter Sl.
Als Spannungsteiler ist beispielsweise auch ein kapazitiver Spannungsteiler oder kombinierter Spannungsteiler, der aus Widerstand und Kapazität aufgebaut ist, möglich. Der Messwiderstand (Shunt) RS dient zur Stromerfassung durch den ersten Schalter Sl . Die Überwachung des zeitlichen Spannungsverlaufs am Knotenpunkt Ux (insbesondere des 'Einbruchs' kurz nach Sperren der Diode Dl in der Nähe des Zeitpunkts t_2) ermöglicht eine Aussage über den vorteilhaften
Wiedereinschaltzeitpunkt des ersten Schalters Sl. Anstatt oder ergänzend zu einer Spannungsüberwachung an der Spule Ll kann beispielsweise die Spannung am Knotenpunktes Ux oberhalb des ersten Schalters Sl überwacht werden. Die Spannung am Knotenpunkt Ux fällt beim Sperren der Diode von einem hohen Wert signifikant ab auf einen niedrigen Wert. Das Signal zum Wiedereinschalten des ersten Schalters Sl kann daher bei Unterschreiten der Spannung Ux unter einem gewissen Schwellwert ausgelöst werden .
In der Schaltungsanordnung von Figur 3 ist zusätzlich ein zweiter Schalter S2 parallel zu den LEDs und dem Kondensator Cl angeordnet. Der zweite Schalter S2 ist selektiv/unabhängig ansteuerbar und kann beispielsweise ein Transistor (MOSFET oder Bipolartransistor) sein. Wird der zweite Schalter S2 geschlossen, so wird der Entladevorgang des Kondensators Cl beschleunigt. Durch die beschleunigte Entladung des Kondensators Cl wird erreicht, dass der Stromfluss durch die LED möglichst schnell gegen null geht. Dies ist beispielsweise am Ende eines PWM- Pakets erwünscht, wo der Stromfluss durch die LED möglichst schnell abfallen soll d.h. die abfallende Flanke des Stromsverlaufs möglichst steil sein soll (aus Gründen der Farbkonstanz) . Vorzugsweise kann der zweite Schalter S2 bei niedrigem Dimmlevel aktiviert und angesteuert werden, wo die PWM- Pakete sehr kurz sind und es wichtig ist, dass der Strom durch die LED am Ende eines Pulspakets rasch gegen null geht. Beispielsweise kann durch geeignete Ansteuerung des zweiten Schalters S2 ein noch niedrigeres Dimmlevel erreicht werden. Eine weitere Funktion dieses zweiten Schalters S2 ist, dass er im eingeschalteten Zustand die LEDs überbrückt. Dies ist beispielsweise erforderlich, wenn die LEDs ausgeschaltet werden sollen, d.h. kein Licht emittieren sollen, aber die VersorgungsSpannung UO noch anliegt. Ohne die Überbrückung durch den zweiten Schalter S2 würde ein (zwar kleiner) Strom über die LEDs und die Widerstände Rl und R2 fließen und die LEDs (geringfügig) leuchten.
Es sei angemerkt, dass die Anordnung eines zweiten
Schalters S2 parallel zu den LEDs und dem Kondensator Cl zur beschleunigten Entladung des Kondensators Cl bzw. zur Überbrückung der LED nicht nur auf die spezielle Ausführungsform der Schaltungsanordnung von Figur 3 beschränkt ist, sondern bei allen Ausführungsformen der Erfindung angewandt werden kann.
Figur 4 zeigt eine Modifikation von der Schaltung in Figur 3 dahingehend, dass die Spannungsüberwachung an der Spule Ll erfolgt . Die Spannung an der Spule Ll kann beispielsweise mittels einer Sekundärwicklung L2 , die an die Spule Ll gekoppelt ist (bzw eine zusätzliche Spule L2 , die induktiv an die Spule Ll koppelt), erfasst werden. Zur Detektion des vorteilhaften Einschaltzeitpunkts für den ersten Schalter Sl dient nun eine eine Sekundärwicklung L2.
Die Überwachung des zeitlichen Spannungsverlaufs an der Spule Ll (insbesondere des 'Einbruchs' in der Nähe oder kurz nach Sperren der Diode Dl nach dem Zeitpunkt t_2) ermöglicht eine Aussage über den vorteilhaften
Wiedereinschaltzeitpunkt des ersten Schalters Sl. Diese Überwachung kann wie bereits erwähnt auch anhand einer Sekundärwicklung L2 erfolgen. Die Bestimmung des Zeitpunkts des Nulldurchgangs bzw. der Entmagnetisierung kann wie bereits erwähnt auch mittels einer Schwellwertüberwachung erfolgen (auf das Unter- oder Überschreiten eines Schwellwerts, bei einer Überwachung mittels einer Sekundärwicklung L2 hängt die Polarität der Spannung von dem Wicklungssinn der Sekundärwicklung L2 zu der Spule Ll ab) .
Es sei bemerkt, dass das Verfahren zur Detektion eines vorteilhaften Einschaltzeitpunkts für den ersten Schalter Sl natürlich auf andere Schaltungstopologien angewandt werden kann, so beispielsweise für einen sogenannten Sperrwandler (Buck-Boost Converter) oder einen sogenannten Durchflusswandler (Forward Converter) . Figur 5 zeigt eine Modifikation der Schaltung von Figur 2a dahingehend, dass die Anordnung der Drossel Ll, der Diode Dl sowie der Orientierung der LED-strecke modifiziert ist (bildet Sperrwandler bzw. Buck-Boost Converter) .
Eine Weiterbildung der Erfindung ist in Fig. 6 dargestellt. Die Erkennung des Erreichens der Entmagnetisierung der Spule Ll anhand Überwachung der Spannung an der Wicklung L2 kann durch einen standardmäßig verfügbaren Steuerschaltkreis IC durchgeführt werden. Dieser Steuerschaltkreis IC (integrierter Schaltkreis) , entspricht die bzw. entpsricht der Steuer- /Regeleinheit SR gemäß Fig. 2 bis 5, verfügt über einen Eingang zur Erkennung des Erreichens der Entmagnetisierung einer Spule anhand Überwachung der Spannung an einer auf der Spule aufgebrachten Sekundärwicklung. Weiterhin verfügt der Steuerschaltkreis IC über einen Ausgang zur Ansteuerung eines Schalters und über weitere Überwachungseingänge. Ein erster dieser Überwachungseingänge kann für die
Vorgabe eines Referenzwertes wie bspw. einer Referenzspannung genutzt werden.
Ein zweiter Überwachungseingang kann für die Überwachung des Erreichens einer maximalen Spannung oder auch anhand einer Spannungsmessung an einem Widerstand zur Überwachung des Erreichens eines maximalen Stromes genutzt werden. Ein dritter Überwachungseingang kann für die Überwachung einer weiteren Spannung oder auch zur Aktivierung und Deaktivierung des Steuerschaltkreis IC oder der Ansteuerung den Steuerschaltkreis IC angesteuerten Schalters genutzt werden.
Gemäß der Fig. 6 überwacht der Steuerschaltkreis IC den Strom durch den ersten Schalter Sl während der Einschaltphase des ersten Schalters Sl über den Meßwiderstand (Shunt) Rs und den Eingang 4 am Steuerschaltkreis IC. Sobald die Spannung, die über dem Meßwiderstand (Shunt) Rs abgegriffen wird, einen bestimmten Maximalwert erreicht, wird der erste Schalter Sl geöffnet. Die Vorgabe der zum Öffnen des ersten Schalters Sl erforderlichen Höhe der Spannung kann durch die Vorgabe eines Referenzwertes (d.h. einer Referenzspannung) am Eingang 3 des Steuerschaltkreis IC angepasst werden. Beispielsweise kann von einem Microcontroller eine Referenzspannung vorgegeben werden, die die Höhe der maximal über dem Meßwiderstand (Shunt) Rs zulässigen Spannung und damit den maximal durch den ersten Schalter Sl zulässigen Strom vorgibt. Beispielweise kann der Microcontroller ein PWM-Signal ausgeben, dass dann durch ein Filter 10 geglättet wird (beispielsweise ein RC-Glied) und somit als Gleichspannungssignal mit einer bestimmten Amplitude an dem Eingang 3 des Steuerschaltkreis IC anliegt. Durch Änderung des Tastverhältnisses des PWM-Signales des Microcontrollers kann die Amplitude des Signales am Eingang 3 des Steuerschaltkreis IC angepasst werden.
Der Steuerschaltkreis IC kann über den Eingang 5 anhand der Überwachung der Spannung an einer auf der Spule Ll aufgebrachten Sekundärwicklung L2 das Erreichen der Entmagnetisierung der Spule Ll erkennen. Diese Erkennung kann als Wiedereinschaltsignal genutzt werden. Sobald die Entmagnetisierung der Spule Ll durch den Steuerschaltkreis IC erkannt wurde, kann der Steuerschaltkreis IC den ersten Schalter Sl durch eine Ansteuerung über den Ausgang 7 einschalten.
Der Steuerschaltkreis IC kann durch Anlegen einer Spannung am Eingang 1 aktiviert und / oder auch deaktiviert werden. Diese Spannung zum Aktivieren am Eingang 1 kann auch zwischen einem Hoch- und einem Tiefpegel wechseln, wobei bei Hochpegel der Steuerschaltkreis IC aktiviert wird und bei Tiefpegel zumindest die Ansteuerung des ersten
Schalters Sl unterbricht. Diese Ansteuerung des Eingangs 1 kann durch einen Microcontroller erfolgen. Beispielsweise kann auf diese Weise eine niederfrequente Aktivierung und Deaktivierung des Steuerschaltkreis IC und somit der Ansteuerung des ersten Schalters Sl erreicht werden und somit die niederfrequente Ansteuerung des Betriebsschaltung zum Dimmen der LED. Über den Eingang 1 kann über die Amplitude des an diesem
Eingang anliegenden Signales weiterhin auch eine weitere Referenzspannung für den Steuerschaltkreis IC vorgegeben werden. Diese Spannung kann beispielsweise auch die Höhe des maximal zulässigen Stromes durch den Schalter beeinflussen oder aber auch die zulässige Einschaltdauer des ersten Schalters Sl. Der Steuerschaltkreis IC und/oder der Steuerschaltkreis IC kombiniert mit dem Microcontroller können gemeinsam die Steuereinheit SR bilden.
Die Einschaltdauer des ersten Schalters Sl kann auch von einer weiteren Spannungsmessung innerhalb der Betriebsschaltung abhängig sein. Beispielweise kann dem Steuerschaltkreis IC auch eine Spannungsmessung Vsense zugeführt werden.
Über diese Spannungsmessung kann über einen Spannungsteiler R40/ R47 beispielweise eine Überwachung oder auch Messung der Spannung am Knotenpunkt zwischen Spule Ll und LED erfolgen. Diese Spannungsmessung Vsense kann entweder einem weiteren Eingang des Steuerschaltkreises IC, als zusätzliche Größe additiv einem bereits belegten Eingang des Steuerschaltkreis IC oder auch einem Eingang des Microcontrollers zugeführt werden.
Somit kann ein System aufgebaut werden, bei dem zum einen eine einfache Ansteuerung zum Dimmen von LED durch niederfrequente PWM ermöglicht wird, zum anderen ein möglichst verlustarmer hochfrequenter Betrieb des
Betriebsgerätes kombiniert mit einem möglichst konstanten Strom durch die LED. Es kann durch einen Microcontroller sowohl die Frequenz als auch das Tastverhältnis eines PWM-Signales zum Dimmen von LED vorgegeben werden, daneben kann auch die Höhe des maximal zulässigen Stromes durch den ersten Schalter Sl vorgegeben werden. Der Microcontroller kann über ein
Signal, welches an den Eingang 1 des Steuerschaltkreis IC geführt wird, das Dimmen der LED durch niederfrequente PWM steuern. Weiterhin kann der Microcontroller über ein Signal, welches an den Eingang 3 des Steuerschaltkreis IC geführt wird, die Höhe des maximal zulässigen Stromes durch den ersten Schalter Sl oder auch die notwendige Einschaltdauer des ersten Schalters Sl vorgegeben.
Die Betriebsschaltung kann weiterhin einen weiteren Schalter S2 enthalten, der so angeordnet ist, dass dieser zweite Schalter S2 die LED überbrücken kann.
Der zweite Schalter S2 kann weiterhin so angeordnet sein, dass er den Strom durch einen vorhandenen hochohmigen Spannungsmesspfad oder eine ähnliche vorhandene hochohmige Schaltungsanordnung von der LED übernehmen bzw. überbrücken oder diesen unterbrechen kann.
Durch Parallelschaltung des zweiten Schalters S2 zu den LED kann dieser die LED überbrücken und somit deaktivieren. Dieses Verfahren kann zum Einstellen der Helligkeit (Dimmen) der LED genutzt werden. Eine mögliche Variante wäre, dass das Dimmen über den zweiten Schalter S2 erfolgt, während über die Ansteuerung des ersten Schalters Sl nur der Strom durch die LED eingestellt und geregelt wird. Es kann aber die Ansteuerung der beiden Schalter Sl und S2 für eine optimierte Dimmansteuerung kombiniert genutzt werden. So kann beispielsweise der zweite Schalter S2 nur für das
Dimmen auf niedrige Dimmlevel zusätzlich genutzt werden. Die Betriebsschaltung ist aufgrund der vorhandenen Topologie und der Regelschaltung so ausgelegt, dass die AusgangsSpannung der Betriebsschaltung (d.h. die Spannung über der LED) auf einen maximal zulässigen Wert begrenzt wird. Wird durch Schließen des zweiten Schalters S2 die LED überbrückt, dann begrenzt die Betriebsschaltung die AusgangsSpannung derart, dass kein überhöhter Strom fließen kann, der zu einer möglichen Zerstörung führen kann. Diese Ansteuerung des zweiten Schalters S2 kann beispielsweise nur für das Dimmen auf niedrige Dimmlevel genutzt werden.
Wenn der Tiefsetzsteiler (Bück-Converter) fix auf
Stromquellenbetrieb (im sogenannten Hysteritischen Modus wie in den Ausführungsbeispielen beschrieben) arbeitet und effizient läuft, können die LED einzig mit zweiten Schalter S2 , der sehr niederohmig sein sollte, gedimmt werden, und die Verluste sind trotzdem gering.
Zusätzlich kann der zweite Schalter S2 so angesteuert werden, dass er den Strom durch einen vorhandenen hochohmigen Spannungsmesspfad oder eine ähnliche vorhandene hochohmige Schaltungsanordnung von der LED übernehmen bzw. überbrücken kann.
Wenn beispielsweise gemäß Fig. 6 der erste Schalter Sl nicht getaktet wird, sollte kein Strom durch die LED fließen. Aufgrund des vorhandenen Spannungsteilers R40/ R47 kann jedoch ein geringer Strom durch die LED fließen. In diesem Fall kann bei einer gewünschten Deaktivierung der LED (beispielsweise wenn kein Licht abgegeben werden soll) der zweite Schalter S2 geschlossen werden, damit der Stromfluß durch die LED unterbrochen oder vermieden wird.
Der zweite Schalter S2 kann zumindest immer im Anschluss an ein niederfrequentes PWM- Paket angesteuert werden, um die LED zu überbrücken bzw. zu deaktivieren (während der letzten Entladeflanke, das heißt am Ende eines PWM Pulspaketes) .
Eine Unterbrechung des Stromes durch die LED kann auch durch Anordnung des zweiten Schalters S2 in Serie mit den LED erfolgen.
Das Beispiel der Fig. 6 (und die anderen natürlich auch) kann dahingehend erweitert werden, dass mehrere Betriebsschaltungen gemäß Figur 6 vorhanden sind. Die Steuerschaltkreise IC bzw. die Steuereinheiten SR der einzelnen Betriebsschaltungen werden von einem gemeinsamen Microcontroller aus angesteuert . Die einzelnen Betriebsschaltungen können beispielsweise LED-stränge unterschiedlicher Wellenlänge oder Farbe ansteuern. Die Ansteuerung des Microcontrollers kann über eine Schnittstelle (drahtlos oder leitungsgebunden) erfolgen. Dabei können Steuersignale zum Einstellen der Helligkeit oder Farbe oder auch Statusinformationen über die Schnittstelle übertragen werden.

Claims

Ansprüche :
1. Betriebsschaltung für wenigstens eine LED, der eine Gleichspannung oder gleichgerichtete Wechselspannung zugeführt wird und die mittels einer Spule (Ll) und einem durch eine Steuer/Regeleinheit (SR) getakteten ersten Schalter (Sl) eine VersorgungsSpannung für wenigstens eine LED bereitstellt, wobei bei eingeschaltetem erstem Schalter (Sl) in der Spule (Ll) eine Energie zwischengespeichert wird, die sich bei ausgeschaltetem erstem Schalter (Sl) über eine Diode (Dl) und über wenigstens eine LED entlädt, gekennzeichnet dadurch, dass ein weiterer Schalter (S2) parallel zu den LEDs angeordnet ist und unabhängig vom ersten Schalter (Sl) ansteuerbar ist.
2. Betriebsschaltung nach Anspruch 1, aufweisend einen Kondensator (Cl) , der parallel zu der wenigstens eine LED angeordnet ist, und der während der Phase der Entmagnetisierung der Spule (Ll) den Strom durch die LED aufrecht erhält, so dass der Strom durch die LEDs geglättet wird.
3. Betriebsschaltung nach Anspruch 2, gekennzeichnet dadurch, dass der zweite Schalter (S2) geschlossen wird, um den Entladevorgang des Kondensators (Cl) zu beschleunigen .
4. Betriebsschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, gekennzeichnet dadurch, dass der zweite Schalter (S2) so angeordnet ist, dass er den Strom durch einen hochohmigen Spannungsmesspfad oder eine ähnlich vorhandene hochohmige Schaltungsanordnung von den LEDs überbrücken oder diesen unterbrechen kann.
5. Betriebsschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, gekennzeichnet dadurch, dass der zweite Schalter (S2) zumindest bei niedrigen Dimmleveln angesteuert wird.
6. Betriebsschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine erste
Sensoreinheit (SEI) , welche ein vom Stromfluss durch den ersten Schalter (Sl) abhängendes erstes Sensorsignal (SESl) erzeugt, und/oder eine zweite Sensoreinheit (SE2) , die ein Sensorsignal (SES2) erzeugt und das Erreichen der Entmagnetisierung der Spule (Ll) detektiert.
7. Betriebsschaltung nach Anspruch 6, gekennzeichnet dadurch, dass die Steuereinheit (SR) ein Signal (SESl) der ersten Sensoreinheit (SEI) oder ein
Signal (SES2) der zweiten Sensoreinheit (SE2) oder eine Kombination eines Signals (SESl) von der ersten Sensoreinheit (SEI) und eines Signals (SES2) von der zweiten Sensoreinheit (SE2) zur Festlegung des Ein- und Ausschaltzeitpunkts des ersten Schalters (Sl) verwendet .
8. Betriebsschaltung nach Anspruch 7, gekennzeichnet dadurch, dass die Steuer/Regeleinheit (SR) den ersten Schalter (Sl) ausschaltet, wenn der Strom durch den ersten Schalter (Sl) einen maximalen Referenzwert überschreitet .
9. Betriebsschaltung nach Anspruch 8, gekennzeichnet dadurch, dass das Steuer/Regeleinheit (SR) den ersten Schalter (Sl) zu dem Zeitpunkt wieder einschaltet, wenn die Spule (Ll) entmagnetisiert ist und/oder die Diode (Dl) sperrt.
10.Betriebsschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, gekennzeichnet dadurch, dass die erste Sensoreinheit (SEI) ein Messwiderstand (Shunt, RS) ist.
11.Betriebsschaltung nach Anspruch 6 oder 7, gekennzeichnet dadurch, dass die zweite Sensoreinheit (SE2) aus einer induktiv an die Spule (Ll) gekoppelten Sekundärwicklung (L2) besteht.
12.Betriebsschaltung nach einem der vorangehenden
Ansprüche, gekennzeichnet dadurch, dass die zweite Sensoreinheit (SE2) ein Hallsensor ist.
13. Betriebsschaltung nach einem der vorangehenden
Ansprüche, gekennzeichnet dadurch, dass die zweite Sensoreinheit (SE2) das Erreichen der Entmagnetisierung der Spule (Ll) erkennt, indem sie • die Spannung (Ux) am Knotenpunkt zwischen dem ersten Schalter (Sl) und der Spule (Ll) überwacht.
14.Betriebsschaltung nach Anspruch 13, gekennzeichnet dadurch, dass die Erfassung der Spannung (Ux) mittels eines ohmschen Spannungsteilers (Rl/ R2) , kapazitiven Spannungsteilers oder kombinierten Spannungsteiler aus Widerstand und Kapazität erfolgt .
15.Betriebsschaltung nach einem der vorangehenden
Ansprüche, aufweisend einen Steuerschaltkreis IC, der über einen Eingang zur Erkennung des Erreichens der Entmagnetisierung einer Spule (Ll) verfügt und einen ersten Schalter (Sl) ansteuert.
16.Betriebsschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, aufweisend einen Microcontroller, der den zweiten Schalter (S2) ansteuert.
17. Verfahren zum Betreiben von wenigstens einer LED mittels einer Schaltreglerschaltung, der eine Gleichspannung oder gleichgerichtete WechselSpannung zugeführt wird und die mittels einer Spule (Ll) und einem durch eine Steuer/Regeleinheit (SR) getakteten ersten Schalter (Sl) eine Versorgungsspannung für wenigstens eine LED bereitstellt, wobei bei eingeschaltetem erstem Schalter (Sl) in der Spule
(Ll) eine Energie zwischengespeichert wird, die sich bei ausgeschaltetem erstem Schalter (Sl) über eine Diode (Dl) und über wenigstens eine LED entlädt, wobei ein weiterer Schalter (S2) parallel zu den LEDs unabhängig vom ersten Schalter (Sl) ansteuerbar ist.
18. Verfahren zum Betreiben von wenigstens einer LED nach Anspruch 17, gekennzeichnet dadurch, dass einen Kondensator (Cl) vorhanden ist, der parallel zu der wenigstens eine LED angeordnet ist, und der während der Phase der Entmagnetisierung der Spule (Ll) den Strom durch die LED aufrecht erhält, so dass der
Strom durch die LEDs geglättet wird.
19. Verfahren zum Betreiben von wenigstens einer LED nach Anspruch 18, gekennzeichnet dadurch, dass der zweite Schalter (S2) geschlossen wird, um den Entladevorgang des Kondensators (Cl) zu beschleunigen .
20. Verfahren zum Betreiben von wenigstens einer LED nach einem der Ansprüche 17 bis 19, gekennzeichnet dadurch, dass der zweite Schalter (S2) zumindest bei niedrigen Dimmleveln angesteuert wird.
EP09751781A 2008-10-20 2009-10-17 Betriebsschaltung für leuchtdioden Withdrawn EP2347633A1 (de)

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AT5982008 2008-10-20
PCT/EP2009/007470 WO2010049074A1 (de) 2008-10-20 2009-10-17 Betriebsschaltung für leuchtdioden

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