EP2243269A1 - Systeme d'emission radiofrequence - Google Patents

Systeme d'emission radiofrequence

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Publication number
EP2243269A1
EP2243269A1 EP09704910A EP09704910A EP2243269A1 EP 2243269 A1 EP2243269 A1 EP 2243269A1 EP 09704910 A EP09704910 A EP 09704910A EP 09704910 A EP09704910 A EP 09704910A EP 2243269 A1 EP2243269 A1 EP 2243269A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
digital
signal
analog
transmission system
radio frequency
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
EP09704910A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Patrick Wurm
Alexandre Shirakawa
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Original Assignee
Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Commissariat a lEnergie Atomique CEA, Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA filed Critical Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Publication of EP2243269A1 publication Critical patent/EP2243269A1/fr
Ceased legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/005—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges
    • H04B1/0053—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with common antenna for more than one band

Definitions

  • the present invention relates to the field of radio frequency transmitters, in particular those used in wireless communication terminals such as mobile phones for example.
  • the invention more particularly relates to reconfigurable radio frequency transmitters capable of transmitting in a broad spectrum of radio frequencies and in several transmission formats.
  • the 4G standard for example, uses this concept.
  • the scanning of a broad spectrum of radio frequencies (from a hundred kHz to several tens of MHz) is carried out and the unoccupied frequency bands are detected.
  • a radio transmission is then performed in an unoccupied band of frequencies according to a corresponding communication standard.
  • This type of opportunistic communication therefore supposes that the transmitter of the wireless communication terminal has a high degree of reconfigurability in order to transmit according to several transmission formats and in several frequency bands.
  • the transmitter must also quickly switch from one type of program to another. Indeed, in the opposite case, the frequency band detected as unoccupied may not be so if the switch takes too long.
  • a radio transmitter adapted for transmission according to a particular standard is generally not suitable for transmission according to another standard.
  • the architecture of a radio transmitter according to the GMSK standard is based on a direct modulation and comprises for this purpose an analog modulator followed by a power amplifier.
  • the polar loop architectures are particularly well suited for transmitting non-constant envelope signals, for example the 8PSK modulation chosen by the EDGE standard. But the polar loop can only transmit broadband signals wider than EDGE signals.
  • broadband broadcasts such as 3G and OFMD broadcasts, usually only a direct modulation architecture and a linear amplifier are conceivable.
  • US 6,339,621 and EP 1 662 665 are known radio transmitters with digital modulation.
  • quadrature digital signals are first each modulated by a sigma-delta filter and then the output signals of the filters are combined by means of a quadratic modulation.
  • a modulated radio frequency digital signal is thus obtained.
  • the operating frequency which is the transmission frequency
  • the transmission frequency is set to respond to a particular application. It is not possible using such systems to aim for opportunistic communication. Even though the input quadrature digital signals of the sigma-delta filters were programmed to respond to a chosen communication standard according to a free frequency band, there are then problems in obtaining a modulated radio frequency digital signal at the same time. good transmission frequency. Indeed, for some communications, the transmission frequency is of the order of the gigahertz. The components of the transmitters then reach their operating limit.
  • the object of the present invention is to propose a radiofrequency transmission system which is capable of transmitting over a wide frequency spectrum and according to several communication standards, while being able to reconfigure itself rapidly according to its communication environment, or depending on the appearance of new communication standards.
  • the subject of the invention is a radiofrequency transmission system comprising:
  • digital processing means comprising: sigma-delta filtering means adapted to produce, as a function of an N-quantized digital input signal, a quantized digital output signal on M bits, where M is smaller than N;
  • repetition oversampling means able to produce, as a function of a digital input signal quantized on M bits and sampled at the second frequency, a quantized output signal on M bits and sampled at L times the second frequency by inserting LI zeros between each sample of the digital input signal; and downstream of the repetition oversampling means, convolution means able to convolve a quantized input digital signal on M bits and sampled at L times the second frequency by a sequence of length equal to L or 2L samples, quantized on M bits and turning at the second frequency,
  • digital / analog conversion means adapted to convert a digital output signal into an analog signal
  • analog filtering means capable of filtering said analog signal so as to select a narrow band of frequencies comprising the second frequency.
  • the modulation of the signal is performed only in digital.
  • the transmitter is reconfigurable at leisure, and this quickly because it is only to change the programming mode of the signals.
  • the signal generating means thus produces a modulated signal that the processing means raises to the transmit radio frequency.
  • the filtering parameters define a frequency band on which the output signal has a good signal-to-noise ratio.
  • the means of oversampling by repetition placed downstream of the sigma-delta filters have the effect of increasing the radio frequency transmission frequency, for example beyond that at which the sigma-delta type filtering means can function.
  • These over-sampling means thus offer a degree of freedom to the system, which makes it possible to use the sigma-delta filters optimally without these being limited in their operation by transmission frequencies that are too high.
  • a setting of the frequency of the clock controlling the means of production and the filtering means of the sigma-delta type makes it possible to traverse a broad spectrum of frequencies. It is possible to operate the sigma-delta filters up to sampling frequencies of a few GHz. So, using of a transmission system according to the invention which would be limited to the elements mentioned above, it is possible to establish a radio frequency communication in the UHF bands, GSM, WCDMA or ISM for example.
  • the production means comprise means for generating at least one N-bit quantized digital signal and sampled at a first predetermined frequency, and means for oversampling the sampled digital signal. at the first frequency at a second predetermined frequency.
  • the over-sampling means perform over-sampling by decimation and interpolation.
  • the complex digital signal is modulated in the baseband and then oversampled.
  • the signal generation means are able to produce two digital signals in quadrature, and in that the processing means associated with the two digital signals in quadrature are able to operate in parallel.
  • the system comprises, downstream or in the analog filtering means, means for recombining analog signals produced by the digital conversion means.
  • the signal generating means can produce quadrature digital signals which are then raised to the transmit frequency independently and then recombined in the analog part of the transmission system.
  • the sequences used in the convolution are respectively sines and cosines. In fact, recombination by simple addition is possible.
  • the sigma-delta type filtering means are able to apply bandpass type filtering, and the signal generation means are able to produce two quadrature digital signals.
  • the signal generation means produce a real signal already transposed, for example by a vector product, in the frequency band of the sigma-delta bandpass modulator.
  • the modulator attenuates the quantization noise in its frequency band and rejects it beyond, ensuring a good signal-to-noise ratio in its bandwidth.
  • the means of the sigma-delta type are able to operate in baseband.
  • the signal generation means produces a complex quadrature baseband signal.
  • the sigma-delta modulator is a low-pass filter. It attenuates the quantization noise at low frequencies and rejects them beyond, ensuring a good signal-to-noise ratio in baseband up to its cutoff frequency.
  • the mode using a low-pass sigma-delta filter makes it possible to release a wider frequency band than the mode using a band-pass sigma-delta filter.
  • the bandpass filter-based mode is more economical, simpler (only one modulator) and is not sensitive to the image-frequency problems encountered in the low-pass filter mode.
  • the sigma-delta filters are of the band-pass type.
  • the processing means comprise channel selection means.
  • these selection means are arranged downstream of oversampling means by decimation and interpolation when they are provided.
  • the production means comprise means capable of producing a vector product between a complex digital signal received at input and a rotating vector of predetermined constant amplitude.
  • this vector product operation makes it possible to transpose a complex baseband digital signal to a higher frequency complex digital signal, which is less than or equal to half of the sampling frequency.
  • the result of this product is a complex number signal whose spectrum contains only positive frequency components.
  • the choice of the amplitude of the rotating vector makes it possible to adjust the amplitude of the outgoing signal.
  • the processing means comprise filtering means of the RRC type (acronym for the English expression "Root Raised Cosine").
  • these filtering means of the PPC type are arranged upstream of oversampling means by decimation and interpolation when they are provided.
  • the system comprises means for formatting the digital signal at the output of the generation means, this shaping of the signal limiting the bandwidth of said signal.
  • This type of signal shaping is particularly useful for communication according to the WCDMA standard.
  • the analog filtering means comprise at least one BAW-CRF filter (for the English expression "BuIk Acoustic Wave - Coupled Resonator Filter”).
  • the system comprises an output buffer arranged downstream or in the conversion means, the output buffer having an output impedance adapted to the input impedance of the analog filtering means.
  • an input impedance matching of the analog power means optimizes the power output. If the digital circuit permits, an arrangement with high output currents and a low input impedance of the analog filters makes it possible to emit signals of relatively high power (approximately + 20 dBm).
  • the system comprises linear power amplification means arranged at the output of the analog filtering means.
  • the preferential way of obtaining a higher power emission is to add a power amplification device to the output of the analog filtering means.
  • FIG. 1 is a schematic view of a general architecture of the transmission system according to the invention.
  • FIG. 2 is a diagrammatic view in more detail of a first embodiment of the transmission system according to the invention
  • FIG. 3 is a schematic view of a digital / analog converter connected to the input resonator of a BAW-CRF filter forming part of the system according to the invention
  • FIG. 4 is a diagrammatic view in more detail of a second embodiment according to the invention
  • FIG. 5 is a diagrammatic view in more detail of a third embodiment according to the invention.
  • FIG. 6 is a diagrammatic view in more detail of a second embodiment of a filtering and recombination circuit forming part of the constitution of the system of FIG. 1;
  • FIGS. 7 and 8 are diagrammatic sectional views of a BAW-CRF filter forming part of the filtering and recombination circuit of the system according to the invention;
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a first variant embodiment of the filtering and recombination circuit of FIG. 2; and FIGS. 10, 11 and 12 are analogous views illustrating other variant embodiments.
  • the transmission system 10 comprises a digital radio frequency modulator 12, an analog filtering and recombination circuit 14 of the signal or signals produced by the digital modulator 12, and an antenna 16 transmitting the signal produced by the analog circuit 14.
  • the digital radio frequency modulator 12 comprises a module 18 producing one or more baseband modulated digital signals according to the required transmission format, as well as a digital processing circuit 20 which raises the frequency of the signal or signals produced by the generator. 18 to the radio frequency transmission frequency and then applies a digital-to-analog conversion of the high signal (s) at the transmission frequency.
  • a clock generator 22 is further provided to control the sampling frequency of the signals passing through the modulator 20 as well as the operating frequency of the constituent members thereof.
  • a predetermined format d radio frequency transmission such as the GSM standard, the EDGE standard, the WCDMA standard or the OFDM standard.
  • the quadrature digital signals Ib and Qb are quantized over N bits, for example six, eight or ten bits, and sampled at a baseband frequency f 1.
  • the useful information of the signals Ib and Qb thus occupies a frequency band centered around the zero frequency.
  • the production module 18 also comprises optionally comprises two RRC (Root Raised Cosine) filters 30, 32 connected to the generator 28 and receiving respectively the signals Ib and Qb.
  • the RRC filters 30, 32 make it possible to limit the spectral spread of the signal to the width of the envisaged channel, for example to comply with the WCDMA standard.
  • the production module 18 further comprises oversamplers 34, 36 connected to the RRC filters 30, 32.
  • Each oversampler 34, 36 raises the output signal of the RRC filter 30, 32 to which it is connected to a second frequency sampling f 2 by interpolation and decimation.
  • the useful information of the I and Q signals thus produced always occupies the same frequency band around the zero frequency.
  • Such an oversampler is well known in the state of the art.
  • the production module 18 comprises a channel selector 38.
  • the useful information is thus essentially in a frequency-centered frequency band (fcH-fc).
  • the amplitude of the rotating vector is chosen to adjust the amplitude of the signals input sigma-delta filters 42, 44 operating in low-pass, described below.
  • the channel selector 38 makes it possible in particular to shift the frequency baseband signals to place them in a frequency band appropriate for the sigma-delta filters 42, 44 when they operate in bandpass, and this without change the frequency of the clock generator 22.
  • the quadrature digital signals I c h and Qd 1 are processed separately in the circuit 20 in two digital processing channels 40, 41, each comprising a series arrangement of a sigma-delta filter 42, 44, an oversampler by repetition 46, a convolution filter 48, a digital-to-analog converter 50, 52, followed by output impedance adapters 54, 56, 58, 60.
  • the parameters of the sigma-delta filter 42, 44 are selected according to the chosen transmission format and therefore of the frequency band corresponding to this format, so that the signal requantized on M bits has a good signal-to-noise ratio. in this band.
  • the parameters of the sigma-delta filters are chosen so that this frequency band broadly represents a small percentage of the sampling frequency of the signal that the sigma-delta filter receives.
  • the sigma-delta filter formats the quantization noise spectrum so that the signal-to-noise ratio is good over a frequency band of 100 MHz, while the filter operates with sampling frequency of 1.95 GHz. This will result, after repeated oversampling, in a good signal-to-noise ratio in the 1.90 GHz - 2.00 GHz band, which covers the WCDMA band (1.92 GHz - 1.98 GHz).
  • the sigma-delta filters 42, 44 preferably produce signals on three logical levels (-1, 0, +1), the logical value "0" to reduce consumption, obtain a more stable modulator and a better ratio signal on noise in the transmission band.
  • the sigma-delta filters 42, 44 preferably rest on the topology called CRFB (for "resonant feedback complex") which makes it possible to homogenise the noise level in the emission band.
  • CRFB for "resonant feedback complex”
  • the displacement of the zeros of the filters 42, 44 makes it possible to accentuate the out-of-band filtering, in particular in the reception band.
  • the position of zeros and poles is fully programmable, which gives the transmitter according to the invention a great flexibility of adaptation to the different frequency bands on which it must emit.
  • Sigma-delta filters are conventional and will not be explained in more detail for brevity. For more details on the arrangement and operation of such a filter, reference may be made for example to the document "An Overview of sigma delta converters" by PERVEZ M. AZIZ, HENRY V. SORENSEN & JAN VAN DER SPIEGEL, IEEE signal processing magazine, January 1996.
  • the repeat oversampler 46 increases the sampling frequency of the digital signals I ⁇ , Q ⁇ received sigma-delta filters 42, 44 by a predetermined factor L.
  • the oversampling factor L is selected according to the frequency band chosen for the radio frequency transmission.
  • the repetition over-sampler 80 has the dual function of raising the sampling frequency (for example in the case where the sigma-delta filters 42, 44 would not be able to operate at the required frequency of radiofrequency transmission) and repeat L times the spectrum of its input signal. Thus the useful signal contained in baseband, will also be repeated at the radio frequency of the transmission channel.
  • the factor L is preferably chosen equal to 2 or 4.
  • the consecutive samples of the digital signals I ⁇ ⁇ , Q ⁇ are separated from LI zeros. For example, for each sample I ⁇ (n) of the signal I ⁇ , where n is the n th time of sampling, a sequence [I ⁇ ⁇ (n) 0 0 0] is produced.
  • the digital sequences I ⁇ A , Q ⁇ A are thus L times longer and clocked L times faster than the digital signals I ⁇ , Q ⁇ received from the sigma-delta filters 42, 44.
  • the repeater over-sampler 46 and the convolution filter 48 perform the modulation function on the radiofrequency carrier to which the signal is transmitted, the operating frequency used upstream of the oversampler 46 being that of the band. basic or intermediate frequency. Note also that this modulation is flexible and not limited to a quadratic modulation.
  • the unitary rotating sequences for example the sequences [1 0 -1 0], [1 -1 -1 1], [1 -1 1 -1], [0 1 -1 0] and their permutation, have each a specific frequency response and in particular have effects of filtering on noise.
  • the rotating sequence is thus chosen according to the type of emission selected.
  • the sequences S 1 and S 2 are respectively supplied to the digital / analog converters 50, 52. These two converters are identical and FIG. 3 illustrates a schematic view of one of them, for example the converter 50, in association with the input resonator 70 of a BAW-CRF filter of the circuit analog filtering and recombination 14 a description in more detail will follow below.
  • Each digital-to-analog converter 50 comprises two sets 72, 74 of a first NMOS transistor 76, 80 and a second PMOS transistor 78, 82, receiving on their gate the digital series Si through an inverter 84, 86.
  • the source of the first transistor 76, 80 is connected to a voltage VDD
  • the drain of the second transistor 78, 82 is connected to the ground GND
  • the drain of the first transistor 76, 80 is connected to the source of the second transistor 78, 82 at a node NIA, NlB.
  • the value "0" for the digital series leads to a null potential on the nodes NIA and NlB
  • the value "+1” leads to bring the node NIA to the potential VDD and the node NlB to the null potential
  • the value " -1 leads to the node NlB to the potential VDD and the node NIA to zero potential.
  • this digital / analogue conversion is advantageous insofar as it does not use intermediate output levels (such as VDD / 2 for example) which are sources of inaccuracy and difficulty in terms of technical realization.
  • VDD / 2 intermediate output levels
  • the VDD voltage preferentially derived from a single source, is homogeneous on all the outputs, which minimizes the amplitude distortions.
  • analog / digital converter just described also works if the sigma-delta filters 42, 44 perform a quantification on two levels (-1, +1). However, using the intermediate level "0" makes it possible to consume no current during the time intervals during which the signal to be emitted is zero.
  • the NIA, NlB, N2A, N2B output nodes of each digital-to-analog converter 50, 52 are connected to the input resonator nodes D1A, D1B, D2A, D2B of the input resonator 70.
  • BAW-CRF filter 90, 92 The output resonators 94, 96 of BAW-CRF filters 90, 92 are advantageously connected in series between the ground GND and an output node 98 directly connected to the antenna 16.
  • the power Ps produced at the output node 98 then corresponds to the sum of the powers P DI and P D2 delivered to the BAW-CRF filters 90, 92 minus the losses of the "Loos" filters and less the power of the filtered NOISE noise. to say a power
  • the clock generator 22 comprises a controllable clock 100 which operates at the transmission frequency Lf 2 and indirectly controls the frequency of operation of the repeat oversampler 46 and directly that of the convolution filter 48.
  • a frequency divider 102 is also planned. The frequency divider 102 divides the frequency of the clock 100 by the factor L and controls the operating frequency of the oversamplers 34, 36 and sigma-delta filters 38, 40.
  • control of the frequency of the clock 100 and / or the factor L makes it possible to adjust the radio transmission frequency in a broad spectrum of radio frequencies.
  • the data format is set in the baseband by appropriate programming of the signal generator 18, it is not necessary to provide specific circuits for each transmission standard and its associated frequency band.
  • Sigma-delta filters can usually operate in several modes, including baseband or bandpass.
  • the sigma-delta filters 42, 44 operate in baseband, i.e. a low-pass mode, which allows to obtain a wider bandwidth than in the case of sigma-delta bandpass filters which are more limited in bandwidth.
  • baseband i.e. a low-pass mode
  • the repeat oversampler 46 and the convolution circuit 48 may be omitted, the sigma-delta filter outputs being directly connected to the digital-to-analog converters 50, 52.
  • the sigma-delta filters preferentially operate in bandpass.
  • the real part R then undergoes the digital processing described above in connection with the processing of the signal I or the signal Q.
  • a single analog / digital converter 50 and a single filter BAW-CRF 90 are then necessary.
  • the sigma-delta filter 42 operates in a bandpass.
  • Some wireless communication standards require the transmitter to be able to control its average transmit power over a wide power range.
  • the EDGE standard requires signals from 0 dBm to +27 dBm in average power and the WCDMA standard requires signals between -50 dBm and
  • the control of the transmission power is usually carried out by means of a power amplifier placed at the input of the antenna.
  • higher powers are obtained by adapting the output impedance of the digital radio frequency modulator 12 with the input impedance of the BAW-CRF filters, for example by means of buffers performing such adaptation placed at the output of the converters.
  • a Higher current can flow into the input resonators of the BAW-CRF filters and a higher average power signal is thus obtained.
  • BAW-CRF filters 90, 92 of the embodiment illustrated in FIG. 2 add the four outputs of the digital-to-analog converters 50, 52, which maximizes the power emitted by the antenna.
  • the BAW-CRF filters can operate at high powers and therefore do not have a limitation in terms of power.
  • a greater number of digital outputs of the radiofrequency modulator 12 are thus provided.
  • a digital signal produced by the convolution circuit (or by a sigma-delta filter if the convolution circuit is omitted) attacks several digital-to-analog converters.
  • FIG. 5 a modification of the embodiment illustrated in FIG. 4 is illustrated in FIG. 5.
  • the same digital series produced by the convolution circuit 48 drives two analog / digital converters 50, 132. These converters 50, 132 are connected to BAW-CRF filter inlet resonators 90, 138 whose output resonators are connected in series.
  • the average transmitted power is thus multiplied by two compared to the embodiment of FIG. 4.
  • associating several BAW-CRF filters makes it possible to obtain better rejection of the quantization noise outside the frequency band chosen for FIG. radio show.
  • the input impedance of the antenna 16 to the output impedance of the filtering and recombination circuit 14, that is to say the impedance of the output resonators of the BAW-CRF filters.
  • multiplying the number of digital outputs of the modulator 12, and therefore the number of BAW-CRF filters, can in certain cases make it difficult to adapt impedance between these and the antenna.
  • FIG. 6 another embodiment of the filtering and recombination circuit 14 is described in relation with the digital radiofrequency module 12 of FIG. 2.
  • the BAW-CRF filters 150, 152 have their input resonators 154, 156 connected to the outputs of the digital-to-analog converters analogously to the embodiment of FIG. Unlike the latter, the output resonators 158, 160 of the BAW-CRF filters 150, 152 are independent of each other, each being connected between the ground GND and an output node EA, EB.
  • the filtering and recombining circuit 14 also comprises a power module 162.
  • the power module 162 comprises two power amplifiers 164, 166 respectively connected to the output nodes EA, EB of the BAW-CRF filters 150, 152 and operating in the operating mode. linear.
  • the gain of the power amplifiers 164, 166 is furthermore regulated, by a control block 168 of the circuit 14, on a set value G delivered by a setpoint module 170 preferentially integrated in the digital radio frequency module.
  • the power module 162 finally comprises switches 172, 174 connected in parallel with the power amplifiers 164, 166 and making it possible to short-circuit these when no power amplification of the signals delivered by the BAW-CRF filters 150, 152 is desired.
  • the filtering and recombination circuit 14 finally comprises a recombinant recombination module 176, for example by addition, the outputs of the power module 162 to produce a control signal of the antenna 16.
  • variable gain power amplifier When using a variable gain power amplifier, it is no longer necessary to operate with two parallel chains. Only one channel (1 filter + 1 amplifier) is enough. On the other hand, if there is no variable gain power amplifier, then the number of activated output converter / buffer assemblies roughly determines the power level at the antenna and the level of the signals at the antenna. input of the sigma-delta filters determines it finely.
  • the structure of a BAW-CRF filter in relation to FIGS. 7 to 11 will now be described in greater detail.
  • the BAW-CRF filters consist of a stack of several volume acoustic wave resonators, which are coupled by a set of acoustically passive layers. Each resonator comprises a piezoelectric layer, which is sandwiched between two electrodes.
  • Such filters operate in a simplified manner according to structures shown schematically in FIG. 7.
  • Such a filter structure comprises two resonators 1010, 1011.
  • Each resonator comprises a central layer of piezoelectric material 1012 which is sandwiched between two electrodes 1013, 1014.
  • the second resonator 1011 comprises a similar structure with a central layer 1015 sandwiched between two electrodes 1016, 1017.
  • the two resonators 1010, 1011 are separated by a set of layers.
  • This set of layers 1020 includes layers of low acoustic impedance 1021, 1022 between which layers 1023 of high acoustic impedance are interposed.
  • the number of layers represented is three, but it may be higher depending on the applications.
  • These materials used are conventionally dielectric materials for the low acoustic impedance layers, or metal for the high acoustic impedance layers.
  • an electrical signal applied between the two electrodes 1013, 1014 of the first resonator causes the generation of an acoustic field.
  • This acoustic field passes through the set of coupling layers 1021-1023 in the frequency range defined by the acoustic properties of this stack of layers.
  • the acoustic field thus acting on the central layer 1015 of the second resonator causes the creation of an electrical signal across the electrodes 1016, 1017 of the second resonator.
  • the two input and output resonators 1030 and 1031 can be coupled not directly as in the case of FIG. 7, but via a set of resonators. 1032, 1033. These intermediate resonators 1032, 1033 respectively receive and transmit the acoustic fields respectively received from the input resonator 1030, and to the output resonator 1031.
  • two signals si and s' 2 corresponding, for example, to the analog voltages between the input nodes D1A and D1B and the input nodes D2A and D2B of FIG. 1050, 1051 input resonators.
  • the acoustic fields generated by each of these input resonators 1050, 1051 are transmitted at the output resonator 1052 via the stacks of acoustic layers 1053, 1054.
  • the coupling between the input resonator and the output resonator is only acoustic.
  • the acoustic fields are therefore at the level of the output resonator which delivers an output signal S3 corresponding, with acoustic losses, to the sum of the two signals s'i and s'2.
  • the input resonators 1050 and the output resonators 1051 for example of the filtering and recombination circuit 14 of FIG. 2, must be made by being stacked one on the other in the propagation axis of FIG. acoustic energy.
  • the two input resonators 1060, 1061 are individually connected to two output resonators 1062, 1063.
  • Each output resonator 1062, 1063 therefore generates an electrical signal S3 respectively corresponding to the signals amplified s'i, s'2.
  • the output resonators 1062, 1063 are electrically connected in series, so that the output signal corresponds to the sum of the voltages generated by each of the output resonators 1062, 1063.
  • the summation of the two amplified signals is therefore done by setting in series of the two output resonators.
  • the input resonators 1070, 1071 are not directly acoustically connected to the output resonators 1072, 1073.
  • the set of complementary resonators 1075, 1076, 1077, 1078 provide the transmission of the acoustic field between the input resonators and the output resonators. This allows, as in the embodiment illustrated in FIG. 8, to produce output and input resonators which are situated in the same plane.
  • the filtering structure can thus be considered as a two-stage structure.
  • the input signal is fed to two input resonators 1080, 1081 whose electrodes are in parallel.
  • the impedance seen at the input corresponds to half the impedance of each of the resonators.
  • These input resonators 1080, 1081 are connected with output resonators 1082, 1083, in the form illustrated via a resonator stage 1085.
  • the same is true for the processing of the second amplified signal which supplies two input resonators 1086, 1087, acoustically coupled with output resonators 1088, 1089.
  • the four output resonators 1082, 1083, 1088, 1089 are also connected in series, so that the output impedance substantially corresponds to four times the unit impedance of an output resonator.
  • This arrangement makes it possible to ensure an impedance conversion between the input and the output of the stage, with a view to adapting it to the requested impedance value.
  • the insertion losses of the BAW-CRF filters are very small, of the order of 2 to 3 decibels, which makes it possible to reduce the dissipation of the energy at the level of the filtering and recombination circuit.
  • the high selectivity of the BAW-CRF filters it is possible to greatly reduce the noise generation or quantization noise induced by the sigma-delta filters of the digital radio frequency module outside the frequency band. chosen program.
  • BAW-CRF filters just described are particularly advantageous in terms of size and in terms of cost, since they can integrate components mounted on flip-chip techniques.
  • the filtering and recombination circuit uses BAW-CRF filters
  • other types of filters are possible if they perform a selective filtering of the quantization noise generated.
  • the sigma-delta filters outside the frequency band of interest.
  • SAW surface acoustic wave bandpass filters
  • multi-standard transmission systems require a radio transmission architecture that adapts to its environment. For example, it may be desired a WIFI communication inside a building and a WCDMA communication outside.
  • the transmission systems according to the invention are capable of providing different solutions to their user and of switching from one communication standard to another without stopping communication.
  • the transmission system according to the invention is thus particularly suited to opportunistic communication in a deregulated communication environment since it is able to reconfigure itself quickly and thus take advantage of temporal, geographical or spectral opportunities limited in time; - a reduction in the level of out-of-band interference.
  • the quantization noise, interference and spurious signals located outside the frequency band in use by a system according to the invention. , are substantially eliminated.
  • the communication in neighboring frequency bands is not disturbed by the operation of a system according to the invention;
  • the transition to an all-digital radio frequency modulator improves the integration of the radio frequency modulator in circuits located upstream of it, such as a circuit baseband for example.
  • the modulator according to the invention can be associated with a computer dedicated to signal processing.
  • the BAW-CRF selective filters are compact in comparison with the SAW filters of the state of the art.
  • the use of analog filters BAW-CRF is not limiting in terms of size;

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Abstract

L'invention concerne un système d'émission radiofréquence comportant : des moyens (18) de production d'au moins un signal numérique quantifié sur N bits; pour chacun desdits au moins un signal numérique, des moyens numériques de traitement (20, 22) comportant : des filtre sigma-delta (42, 44) aptes à produire, en fonction d'un signal d'entrée numérique quantifié sur N bits, un signal de sortie numérique quantifié sur M bits, où M est inférieur à N; en aval des filtres sigma-delta (42, 44), des moyens (46) de sur-échantillonnage par répétition; et en aval des moyens (46) de sur-échantillonnage, des moyens (48) de convolution; des moyens (50, 52) de conversion numérique/analogique aptes à convertir un signal de sortie numérique en un signal analogique; et des moyens (14) analogiques de filtrage aptes à filtrer ledit signal analogique de manière à sélectionner une bande étroite de fréquences comprenant la seconde fréquence.

Description

SYSTÈME D'ÉMISSION RADIOFREQUENCE
DOMAINE DE L'INVENTION
La présente invention concerne le domaine des émetteurs radiofrequence, notamment ceux utilisés dans les terminaux de communication sans fil tels que les téléphones portables par exemple.
L'invention concerne plus particulièrement des émetteurs radiofréquences reconfigurables capables d'émettre dans un large spectre de fréquences radio et selon plusieurs formats d'émission.
ETAT ANTÉRIEURDELATECHNIQUE
Dans le domaine de la communication radio sans fil, il existe de nombreux formats de communication, comme par exemple les normes UHF, GSM, EDGE, WCDMA, 3G, etc ., chacune de ces normes étant associée à une bande de fréquences d'émission particulière (on parle par exemple de bande UHF, bande GSM, bande 3G, etc .).
A l'heure de la dérégulation des émissions radiofrequence, il est envisagé d'utiliser le concept d'occupation opportuniste du spectre de fréquences radio. La norme 4G par exemple reprend ce concept. Selon ce concept opportuniste, il est réalisé le balayage d'un large spectre de fréquences radio (de la centaine de kHz à plusieurs dizaines de MHz) et les bandes inoccupées de fréquences sont détectées. Une émission radio est alors réalisée dans une bande inoccupée de fréquences selon une norme de communication correspondante.
Ce type de communication opportuniste suppose donc que l'émetteur du terminal de communication sans fil présente un haut degré de reconfïgurabilité afin d'émettre selon plusieurs formats d'émission et dans plusieurs bandes de fréquences.
L'émetteur doit également basculer rapidement d'un type d'émission à un autre. En effet, dans le cas contraire, la bande de fréquence détectée comme inoccupée risque de ne plus l'être si le basculement prend trop de temps. Toutefois, un émetteur radio adapté pour l'émission selon une norme particulière n'est généralement pas adapté pour l'émission selon une autre norme. Par exemple, l'architecture d'un émetteur radio selon la norme GMSK se fonde sur une modulation directe et comprend à cet effet un modulateur analogique suivi d'un amplificateur de puissance. En revanche, les architectures à boucle polaire sont particulièrement bien adaptées pour transmettre des signaux à enveloppe non constante comme par exemple la modulation 8PSK choisie par la norme EDGE. Mais la boucle polaire ne peut transmettre des signaux à large de bande plus large que les signaux EDGE. D'un autre côté, pour les émissions à large bande comme les émissions selon les normes 3G et OFMD, usuellement seule une architecture à modulation directe et un amplificateur linéaire est concevable.
Des documents US 6 339 621 et EP 1 662 665, on connaît des émetteurs radio à modulation numérique. Dans ces émetteurs, des signaux numériques en quadrature sont dans un premier temps chacun modulé par un filtre sigma-delta puis les signaux en sortie des filtres sont combinés au moyen d'une modulation quadratique. Un signal numérique radio fréquence modulé est ainsi obtenu.
Dans les émetteurs proposés dans ces documents, la fréquence de fonctionnement, qui est la fréquence d'émission est fixée pour répondre à une application particulière. Il n'est pas possible à l'aide de tels systèmes de viser une communication opportuniste. Quand bien même les signaux numériques en quadrature en entrée des filtres sigma-delta étaient programmés pour répondre à une norme de communication choisie en fonction d'une bande de fréquences libre, il se pose alors des problèmes pour obtenir un signal numérique radiofréquence modulé à la bonne fréquence d'émission. En effet, pour certaines communications, la fréquence d'émission est de l'ordre du gigahertz. Les composants des émetteurs atteignent alors leur limite de fonctionnement.
Pour contourner les incompatibilités entre les architectures d'émission radiofréquence, il existe des terminaux équipés de plusieurs émetteurs, chacun dédié à une norme particulière. Pour couvrir l'ensemble du spectre radio, il est donc nécessaire de prévoir un nombre important d'émetteurs dédiés aux normes associées aux différentes bandes de fréquences du spectre radio. Le terminal est ainsi encombrant et mal optimisé. En outre, la rapidité de basculement d'un type d'émission à un autre type d'émission est limitée de sorte qu'une utilisation de ce type de terminal à une occupation opportuniste du spectre radio semble difficilement envisageable. EXPOSE DE L'INVENTION
Le but de la présente invention est de proposer un système d'émission radiofréquence qui soit capable d'émettre sur un large spectre de fréquences et selon plusieurs normes de communication, tout en étant capable de se reconfigurer rapidement en fonction de son environnement de communication, ou en fonction de l'apparition de nouvelles normes de communication.
A cet effet, l'invention a pour objet un système d'émission radiofréquence comportant :
" des moyens de production d'au moins un signal numérique quantifié sur N bits ; " pour chacun desdits au moins un signal numérique, des moyens numériques de traitement comportant : des moyens de filtrage du type sigma-delta aptes à produire, en fonction d'un signal d'entrée numérique quantifié sur N bits, un signal de sortie numérique quantifié sur M bits, où M est inférieur à N ;
- en aval des moyens de filtrage du type sigma-delta, des moyens de suréchantillonnage par répétition aptes à produire, en fonction d'un signal d'entrée numérique quantifié sur M bits et échantillonné à la seconde fréquence, un signal de sortie quantifié sur M bits et échantillonné à L fois la seconde fréquence en insérant L-I zéros entre chaque échantillon du signal d'entrée numérique ; et en aval des moyens de sur-échantillonnage par répétition, des moyens de convolution aptes à convoluer un signal numérique d'entrée quantifié sur M bits et échantillonné à L fois la seconde fréquence par une séquence de longueur égale à L ou 2L échantillons, quantifiée sur M bits et tournant à la seconde fréquence,
" des moyens de conversion numérique/analogique aptes à convertir un signal de sortie numérique en un signal analogique ; et " des moyens analogiques de filtrage aptes à filtrer ledit signal analogique de manière à sélectionner une bande étroite de fréquences comprenant la seconde fréquence.
En d'autres termes, la modulation du signal est réalisée uniquement en numérique. De fait, l'émetteur est reconfîgurable à loisir, et cela de manière rapide puisqu'il s'agit uniquement de changer de mode de programmation des signaux. Les moyens de génération de signal produisent ainsi un signal modulé que les moyens de traitement élèvent à la fréquence radio d'émission.
Toutefois, on notera que pour réaliser une conversion numérique/analogique à une fréquence d'échantillonnage élevée (pouvant aller à plusieurs GHz), il est nécessaire de réduire le nombre de bits de quantification. Dans le cas contraire, l'utilisation de convertisseurs rapides induit une consommation d'énergie importante qui n'est pas compatible avec certaines applications visées, notamment dans les téléphones cellulaires sans fil. En outre, la conversion numérique/analogique à 8 ou 10 bits est encore limitée à quelques dizaines de MHz.
Or, une réduction grossière du nombre de bits de quantification s'accompagne d'une forte erreur de quantification qui s'étale de façon uniforme sur tout le spectre fréquentiel, rendant ainsi le signal de sortie impropre à la communication radio fréquence.
Une réduction du nombre de bits de quantification par l'utilisation d'un filtrage sigma-delta a pour effet de mettre en forme le spectre de puissance du bruit de quantification. Ainsi, les paramètres du filtrage définissent une bande de fréquences sur laquelle le signal de sortie présente un bon rapport signal sur bruit.
Par ailleurs, les moyens de sur-échantillonnages par répétition placés en aval des filtres sigma-delta ont pour effet d'augmenter la fréquence radio fréquence d'émission, par exemple au delà de celles auxquelles les moyens de filtrage du type sigma-delta peuvent fonctionner. Ces moyens de sur-échantillonnage offrent ainsi un degré de liberté au système, ce qui permet d'utiliser les filtres sigma-delta de manière optimale sans que ceux-ci soient limités dans leur fonctionnement par des fréquences d'émission trop élevées.
Une fois la conversion en analogique effectuée, un filtrage sélectif du signal dans cette bande de fréquences permet d'avoir un bruit très limité hors de cette bande, voire éliminé. Il est ainsi obtenu un signal radio fréquence propre à la communication radio fréquence.
Enfin un réglage de la fréquence de l'horloge commandant les moyens de production et les moyens de filtrage du type sigma-delta permet de parcourir un large spectre de fréquences. Il est envisageable de faire fonctionner les filtres sigma- delta jusqu'à des fréquences d'échantillonnage de quelques GHz. Ainsi, à l'aide d'un système d'émission selon l'invention qui se limiterait aux seuls éléments énoncés ci-dessus, il est possible d'établir une communication radio fréquence dans les bandes UHF, GSM, WCDMA ou ISM par exemple.
Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, les moyens de production comprennent des moyens de génération d'au moins un signal numérique quantifié sur N bits et échantillonné à une première fréquence prédéterminée, et des moyens de sur-échantillonnage du signal numérique échantillonné à la première fréquence à une seconde fréquence prédéterminée. Notamment, les moyens de sur- échantillonnage réalisent à un sur-échantillonnage par décimation et interpolation.
En d'autres termes, le signal numérique complexe est modulé dans la bande de base puis sur-échantillonné.
Selon un mode de réalisation de l'invention, les moyens de génération de signal sont aptes à produire deux signaux numériques en quadrature, et en ce que les moyens de traitement associés aux deux signaux numériques en quadrature sont aptes à fonctionner en parallèle. Notamment, le système comprend en aval ou dans les moyens analogiques de filtrage, des moyens de recombinaison de signaux analogiques produits par les moyens de conversion numérique.
En d'autres termes, les moyens de génération de signal peuvent produire des signaux numériques en quadrature qui sont ensuite élevées à la fréquence d'émission de manière indépendante puis recombinés dans la partie analogique du système d'émission. Par exemple, les séquences utilisées dans la convolution sont respectivement des sinus et des cosinus. De fait la recombinaison par une simple addition est possible.
Selon un mode de réalisation de l'invention, les moyens de filtrage du type sigma- delta sont aptes à appliquer un filtrage du type passe-bande, et les moyens de génération de signal sont aptes à produire deux signaux numériques en quadrature.
En d'autres termes, les moyens de génération du signal produisent un signal réel déjà transposé, par exemple par un produit vectoriel, dans la bande de fréquence du modulateur sigma-delta passe-bande. Le modulateur atténue le bruit de quantification dans sa bande de fréquence et le rejette au-delà, garantissant un bon rapport signal bruit dans sa bande passante. Selon un mode de réalisation de l'invention, les moyens du type sigma-delta sont aptes à fonctionner en bande de base.
En d'autres termes, les moyens de génération du signal produisent un signal complexe en quadrature en bande de base. Le modulateur sigma-delta est un filtre de type passe-bas. Il atténue le bruit de quantification aux basses fréquences et les rejettent au-delà, garantissant un bon rapport signal bruit en bande de base jusqu'à sa fréquence de coupure.
Le mode utilisant un filtre sigma-delta de type passe-bas permet de dégager une bande de fréquence plus large que le mode utilisant un filtre sigma-delta de type passe-bande. En revanche, le mode basé sur le filtre passe-bande est plus économe, plus simple (un seul modulateur) et n'est pas sensible aux problèmes de fréquences images que rencontre le mode basé sur le filtre passe-bas.
En variante, les filtres sigma-delta sont de type passe-bande.
Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, les moyens de traitement comprennent des moyens de sélection de canal. De préférence, ces moyens de sélection sont agencés en aval de moyens de sur-échantillonnage par décimation et interpolation lorsque ceux-ci sont prévus.
Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, les moyens de production comportent des moyens aptes à réaliser un produit vectoriel entre un signal numérique complexe reçu en entrée et un vecteur tournant d'amplitude constante prédéterminée.
En d'autres termes, cette opération de produit vectoriel permet de transposer un signal numérique complexe en bande de base vers un signal numérique complexe à plus haute fréquence, celle-ci étant inférieure ou égale à la moitié de la fréquence d'échantillonnage. Le résultat de ce produit est signal en nombre complexe dont le spectre ne contient que des composantes fréquentielles positives. Le choix de l'amplitude du vecteur tournant permet d'ajuster l'amplitude du signal sortant.
En d'autres termes, à l'aide des moyens de sélection il est possible de choisir un canal de fréquence dans une bande de fréquence dont les moyens de suréchantillonnage par décimation et interpolation, éventuellement associés aux moyens de sur-échantillonnage par répétition, définissent le canal central. Un degré de flexibilité supplémentaire dans le choix de la fréquence radio d'émission est ainsi obtenu.
Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, les moyens de traitement comprennent des moyens de filtrage du type RRC (acronyme de l'expression anglo- saxonne « Root Raised Cosine »). De préférence, ces moyens de filtrage du type PPC sont agencés en amont de moyens de sur-échantillonnage par décimation et interpolation lorsque ces derniers sont prévus.
En d'autres termes, le système comprend des moyens de mise en forme du signal numérique en sortie des moyens de génération, cette mise en forme du signal limitant la bande passante dudit signal. Ce type de mise en forme du signal est notamment utile pour une communication selon la norme WCDMA.
Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, les moyens analogiques de filtrage comprennent au moins un filtre BAW-CRF (pour l'expression anglo- saxonne « BuIk Acoustic Wave - Coupled Resonator Filter »).
En d'autres termes, il est utilisé un filtre très sélectif, capable de sélectionner une bande de fréquences de plusieurs dizaines de mégahertz et peu encombrant. Ce filtre permet d'éliminer le bruit de quantification généré par le filtre sigma-delta
Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, le système comprend un tampon de sortie agencé en aval ou dans les moyens de conversion, le tampon de sortie présentant une impédance de sortie adaptée à l'impédance d'entrée des moyens analogique de filtrage
En d'autres termes, une adaptation d'impédance en entrée des moyens analogiques de puissance permet d'optimiser l'émission de puissance. Si le circuit numérique le permet, un arrangement avec des courants de sorties élevés et une faible impédance d'entrée des filtres analogiques permet d'émettre des signaux de puissances assez fortes (environ +2OdBm).
Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, le système comprend des moyens d'amplification linéaire de puissance agencés en sortie des moyens analogiques de filtrage. En d'autres termes, la façon préférentielle d'obtenir une plus forte émission de puissance est d'ajouter un dispositif d'amplification de puissance à la sortie des moyens analogiques de filtrage.
BREVE DESCRIPTION DES FIGURES
La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple, et faite en relation avec les dessins annexés, dans lesquels des références identiques désignent des éléments identiques ou analogues, et dans lesquels :
- la figure 1 est une vue schématique d'une architecture générale du système d'émission selon l'invention ;
- la figure 2 est une vue schématique plus en détail d'un premier mode de réalisation du système d'émission selon l'invention ; - la figure 3 est une vue schématique d'un convertisseur numérique/analogique connecté au résonateur d'entrée d'un filtre BAW-CRF entrant dans la constitution du système selon l'invention ;
- la figure 4 est une vue schématique plus en détail d'un deuxième mode de réalisation selon l'invention ; - la figure 5 est une vue schématique plus en détail d'un troisième mode de réalisation selon l'invention ;
- la figure 6 une vue schématique plus en détail d'un second mode de réalisation d'un circuit de filtrage et de recombinaison entrant dans la constitution du système de la figure 1 ; - les figures 7 et 8 sont des vues en coupe schématiques d'un filtre BAW- CRF entrant dans la constitution du circuit de filtrage et de recombinaison du système selon l'invention ;
- la figure 9 est un schéma illustrant une première variante de réalisation de du circuit de filtrage et de recombinaison de la figure 2 ; et - les figures 10, 1 1 et 12 sont des vues analogues illustrant d'autres variantes de réalisation.
DESCRIPTION DÉTAILLÉE DE L'INVENTION
Sur la figure 1, l'architecture d'un système d'émission radio fréquence selon l'invention est désignée sous la référence générale 10. Le système d'émission 10 comprend un modulateur radio fréquence numérique 12, un circuit analogique de filtrage et de recombinaison 14 du ou des signaux produits par le modulateur numérique 12, et une antenne 16 émettant le signal produit par le circuit analogique 14.
Le modulateur radio fréquence numérique 12 comprend un module 18 produisant un ou plusieurs signaux numériques modulés en bande de base selon le format requis d'émission, ainsi qu'un circuit de traitement numérique 20 qui élève la fréquence du ou des signaux produits par le générateur 18 à la fréquence d'émission radio fréquence et applique ensuite une conversion numérique/analogique du ou des signaux élevés à la fréquence d'émission.
Un générateur d'horloge 22 est par ailleurs prévu pour commander la fréquence d'échantillonnage des signaux transitant dans le modulateur 20 ainsi que la fréquence de fonctionnement des organes constitutifs de celui-ci.
Selon un premier mode de réalisation du système 10 illustré à la figure 2, le module de production 18 comprend un générateur 28 produisant un signal numérique complexe Sb = Ib + JQb, de partie réelle Ib et de partie imaginaire Qb, selon un format prédéterminé d'émission radio fréquence, comme par exemple la norme GSM, la norme EDGE, la norme WCDMA ou la norme OFDM. Comme cela est connu en soi, le signal numérique complexe Sb = Ib +JQb est modulé notamment en amplitude et n'a donc pas une enveloppe constante.
Les signaux numériques en quadrature Ib et Qb sont quantifiés sur N bits, par exemple sur six, huit ou dix bits, et échantillonnés à une fréquence fi de bande de base. L'information utile des signaux Ib et Qb occupe donc une bande de fréquence centrée autour de la fréquence zéro.
Le module 18 de production comporte également comporte optionnellement deux filtres RRC (acronyme de l'expression anglo-saxonne « Root Raised Cosine ») 30, 32 connectés au générateur 28 et recevant respectivement les signaux Ib et Qb. Les filtres RRC 30, 32 permettent de limiter l'étalement spectral du signal à la largeur du canal envisagé, par exemple pour se conformer à la norme WCDMA.
Le module 18 de production comporte en outre des sur-échantillonneurs 34, 36 connectés aux filtres RRC 30, 32. Chaque sur-échantillonneur 34, 36 élève le signal de sortie du filtre RRC 30, 32 auquel il est connecté à une deuxième fréquence d'échantillonnage f2 par interpolation et décimation. L'information utile des signaux I et Q ainsi produits occupe toujours la même bande de fréquence autour de la fréquence zéro. Un tel sur-échantillonneur est bien connu de l'état de la technique.
Enfin, le module 18 de production comporte un sélectionneur de canal 38. Le sélectionneur 38 réalise, à la demande, le produit vectoriel du nombre numérique complexe Sd1 = Ich +jQch, produit en sortie des sur-échantillonneur 34, 36, par un vecteur d'amplitude programmable tournant à une fréquence fu égale à (fcH - fc), où fcH est la fréquence du canal d'émission souhaitée fcH, et fc la fréquence du canal central de la bande d'émission.
L'information utile est ainsi comprise essentiellement dans une bande de fréquences centrée sur la fréquence (fcH - fc). L'amplitude du vecteur tournant est choisie pour ajuster l'amplitude des signaux en entrée de filtres sigma-delta 42, 44 fonctionnant en passe-bas, décrits ci-après.
Le sélectionneur de canal 38 permet notamment de décaler les signaux en bande de base en fréquence pour placer ceux-ci dans une bande de fréquence appropriée pour les filtres sigma-delta 42, 44 lorsque ceux-ci fonctionnent en passe-bande, et cela sans changer la fréquence du générateur d'horloge 22.
Les signaux numérique en quadrature Ich et Qd1 sont traités séparément dans le circuit 20 dans deux voies de traitement numérique 40, 41, comprenant chacune un agencement série d'un filtre sigma-delta 42, 44, d'un sur-échantillonneur par répétition 46, d'un filtre de convolution 48, d'un convertisseur numérique/analogique 50, 52, suivis d'adaptateurs d'impédance de sortie 54, 56, 58, 60.
Le filtre sigma-delta 42, 44 quantifie le signal Id1, Qd1 qu'il reçoit du sélectionneur 38 sur un nombre inférieur M de bits, par exemple sur 1 ou 1,5 bit, c'est-à-dire sur deux niveaux logiques (0 et 1) ou trois niveaux logiques (-1, 0, 1), tout en mettant en forme le spectre de puissance du bruit de quantification. Il est ainsi obtenu en sortie des filtres sigma-delta 42, 44 un nombre numérique complexe SΣA = IΣA + jQΣA , de composante réelle IΣA et de composante imaginaire QΣA . Les paramètres du filtre sigma-delta 42, 44 sont sélectionnés en fonction du format d'émission choisi et donc de la bande de fréquences correspondant à ce format, de manière à ce que le signal requantifié sur M bits présente un bon rapport signal sur bruit dans cette bande.
De préférence, les paramètres des filtres sigma-delta sont choisis pour que cette bande de fréquences représente en largueur un faible pourcentage de la fréquence d'échantillonnage du signal que le filtre sigma-delta reçoit. Par exemple, pour une émission à la norme WCDMA, le filtre sigma-delta met en forme le spectre du bruit de quantification pour que le rapport signal sur bruit soit bon sur une bande de fréquence de 100 MHz, tandis que le filtre opère avec une fréquence d'échantillonnage de 1.95 GHz. Il en résultera, après sur-échantillonnage par répétition, un bon rapport signal sur bruit dans la bande de 1,90 GHz - 2,00 GHz, qui couvre la bande WCDMA (1,92 GHz - 1,98 GHz).
Les filtres sigma-delta 42, 44 produisent de préférence des signaux sur trois niveaux logiques (-1, 0, +1), la valeur logique « 0 » permettant de réduire la consommation, d'obtenir un modulateur plus stable et un meilleur rapport signal sur bruit dans la bande d'émission. En outre les filtres 42, 44 sigma-delta reposent préférentiellement sur la topologie dite CRFB (pour « complex résonant feedback ») qui permet d'homogénéiser le niveau de bruit dans la bande d'émission. Le déplacement des zéros des filtres 42, 44 permet d'accentuer de manière accrue le filtrage hors bande, notamment dans la bande de réception. La position des zéros et des pôles est entièrement programmable, ce qui confère à l'émetteur selon l'invention une grande souplesse d'adaptation aux différentes bandes de fréquences sur lesquelles il doit émettre.
Les filtres sigma-delta sont classiques et ne seront pas expliqués plus en détail pour des raisons de concision. Pour plus de détails sur l'agencement et le fonctionnement d'un tel filtre, on pourra se reporter par exemple au document « An Overview of sigma delta converters » de PERVEZ M. AZIZ, HENRIK V. SORENSEN & JAN VAN DER SPIEGEL, IEEE signal processing magazine, Janvier 1996.
Le sur-échantillonneur par répétition 46 augmente quant à lui la fréquence d'échantillonnage des signaux numériques I∑Δ, QΣΔ reçus des filtres sigma-delta 42, 44 d'un facteur L prédéterminé. Le facteur de sur-échantillonnage L est sélectionné en fonction de la bande de fréquences choisie pour l'émission radio fréquence. Le sur-échantilloneur par répétition 80 a la double fonction d'élever la fréquence d'échantillonnage (par exemple dans le cas où les filtres sigma-delta 42, 44 ne seraient pas en mesure de fonctionner à la fréquence requise d'émission radiofréquence) et de répéter L fois le spectre de son signal d'entrée. Ainsi le signal utile contenu en bande de base, se trouvera également répété à la fréquence radio du canal d'émission. Le facteur L est préférentiellement choisi égal à 2 ou 4.
Pour ce faire, les échantillons consécutifs des signaux numériques I∑Δ, QΣΔ sont séparés de L-I zéros. Par exemple, pour chaque échantillon I∑Δ(n) du signal I∑Δ, où n est le nieme instant d'échantillonnage, une séquence [I∑Δ(n) 0 0 0 ] est produite. Les suites numériques I^A , Q∑A sont ainsi L fois plus longues et cadencées L fois plus vite que les signaux numériques I∑Λ, QΣΔ reçus des filtres sigma-delta 42, 44.
Les suites numériques I^A , Q∑A sont alors convoluées par le filtre de convolution 48 avec des séquences tournantes unitaires de longueur L ou 2L afin d'obtenir deux suites numériques Si et S2 d'échantillons respectivement égaux par exemple à Si(n)=[Q∑Δ (n-1) I∑Δ(n) -Q∑Δ (n) -I∑Δ(n)] et S2(n)=[ Q∑Δ (n) I∑Δ(n) -Q∑Δ (n) - I∑Δ(n)].
On notera ainsi que le sur-échantillonneur par répétition 46 et le filtre de convolution 48 réalisent la fonction de modulation sur la porteuse radiofréquence à laquelle le signal est émis, la fréquence de fonctionnement utilisée en amont du sur- échantillonneur 46 étant celle de la bande de base ou une fréquence intermédiaire. On notera également que cette modulation est flexible et non pas limitée à une modulation quadratique.
En outre, les séquences tournantes unitaires, par exemple les séquences [1 0 -1 0], [1 -1 -1 1], [1 -1 1 -1], [0 1 -1 0] et leur permutation, ont chacune une réponse fréquentielle spécifique et présentent notamment des effets de filtrages sur le bruit. La séquence tournante est ainsi choisie en fonction du type d'émission sélectionnée.
Les suites Si et S2 sont respectivement fournies aux convertisseurs numérique/analogique 50, 52. Ces deux convertisseurs sont identiques et la figure 3 illustre une vue schématique de l'un d'entre eux, par exemple le convertisseur 50, en association avec le résonateur d'entrée 70 d'un filtre BAW-CRF du circuit analogique de filtrage et de recombinaison 14 dont une description plus en détail suivra ci- après.
Chaque convertisseur numérique/analogique 50 comprend deux ensembles 72, 74 d'un premier transistor NMOS 76, 80 et d'un second transistor PMOS 78, 82, recevant sur leur grille la série numérique Si au travers d'un inverseur 84, 86. Par ailleurs, la source du premier transistor 76, 80 est connectée à une tension VDD, le drain du second transistor 78, 82 est connecté à la masse GND, et le drain du premier transistor 76, 80 est connecté à la source du second transistor 78, 82 au niveau d'un nœud NIA, NlB.
Ainsi, la valeur « 0 » pour la série numérique conduit à un potentiel nul sur les nœuds NIA et NlB, la valeur « +1 » conduit à porter le nœud NIA au potentiel VDD et le nœud NlB au potentiel nul, et la valeur « -1 » conduit à porter le nœud NlB au potentiel VDD et le nœud NIA au potentiel nul.
On notera que cette conversion numérique/analogique est avantageuse dans la mesure où elle n'utilise pas de niveaux de sortie intermédiaires (comme VDD/2 par exemple) qui sont des sources d'imprécision et de difficulté sur le plan de la réalisation technique. En utilisant qu'un seul niveau, la tension VDD, issue préférentiellement d'une source unique, est homogène sur toutes les sorties, ce qui minimise les distorsions d'amplitude.
On notera également, que le convertisseur analogique/numérique venant d'être décrit fonctionne également si les filtres sigma-delta 42, 44 réalisent une quantification sur deux niveaux (-1, +1). Toutefois, utiliser le niveau intermédiaire « 0 » permet de ne consommer aucun courant lors les intervalles de temps pendant lesquels le signal à émettre est nul.
En se référant de nouveau à la figure 2, les nœuds de sortie NIA, NlB, N2A, N2B de chaque convertisseur numérique/analogique 50, 52 sont connectés aux nœuds d'entrées DlA, DlB, D2A, D2B du résonateur d'entrée 70 d'un filtre BAW-CRF 90, 92. Les résonateurs de sortie 94, 96 des filtres BAW-CRF 90, 92 sont avantageusement connectés en série entre la masse GND et un nœud 98 de sortie directement relié à l'antenne 16. La puissance Ps produite au nœud 98 de sortie correspond alors à la somme puissances PDI et PD2 délivrées aux filtres BAW-CRF 90, 92 moins les pertes des filtres « Loos » et moins la puissance du bruit filtrée PNOISE, c'est-à-dire une puissance
P r Ss ≈ J P Dl + τ JP Dl — ^ T dUAîAt — J P NOISE
Au bruit résiduel près, le signal de sortie peut ainsi s'écrire s(t) = (lb(t) + jQb(t)).eJC0RFt , où t est le temps, Ib(t) et Qb(t) sont les conversions analogiques des signaux I et Q produits par le générateur de signaux 28, et CO^ est la pulsation de la porteuse radiofréquence égale à 2π .L.fc , ou bien 2π .L.fCH si un canal non central de fréquence fCH a été sélectionné via le sélectionneur de canal
38.
Enfin le générateur d'horloge 22 comprend une horloge pilotable 100 qui fonctionne à la fréquence d'émission L.f2 et commande indirectement la fréquence de fonctionnement du sur-échantillonneur par répétition 46 et directement celle du filtre de convolution 48. Un diviseur de fréquence 102 est par ailleurs prévu. Le diviseur de fréquence 102 divise la fréquence de l'horloge 100 par le facteur L et commande la fréquence de fonctionnement des sur-échantillonneurs 34, 36 et des filtres sigma- delta 38, 40.
Ainsi la commande de la fréquence de l'horloge 100 et/ou du facteur L permet de régler la fréquence d'émission radio dans un large spectre de fréquences radio.
Comme par ailleurs, le format des données est réglé dans la bande de base par une programmation appropriée du générateur de signal 18, il n'est donc pas besoin de prévoir des circuits spécifiques pour chaque norme d'émission et sa bande de fréquence associée.
Les filtres sigma-delta peuvent usuellement fonctionner selon plusieurs modes, notamment en bande de base ou en passe-bande.
Dans le mode de réalisation venant d'être décrit, les filtres sigma-delta 42, 44 fonctionnent en bande de base, c'est-à-dire une mode passe-bas, ce qui permet d'obtenir une bande passante plus large que dans le cas des filtres sigma-delta passe- bande qui sont davantage limités en bande passante. Dans le cas où des fréquences d'émission compatibles avec la fréquence de fonctionnement maximale des filtres sigma-delta sont choisies, typiquement des fréquences inférieures à 2 GHz, le sur-échantillonneur par répétition 46 et le circuit de convolution 48 peuvent être omis, les sorties des filtres sigma-delta étant directement connectées aux convertisseurs numérique/analogique 50, 52. Dans un tel cas, les filtres sigma-delta fonctionnent préférentiellement en passe-bande.
Dans un second mode de réalisation illustré à la figure 4, seule la partie réelle R des signaux produits par le module 18 de production est conservée. Le module 18 comporte un sélectionneur de canal 122 recevant les signaux numérique I et Q des sur-échantillonneur 34, 36, multipliant le signal S=I+jQ par le vecteur tournant et réalisant en outre la sélection de la partie réelle R du signal résultant. La partie réelle R subit alors le traitement numérique décrit ci-dessus en relation avec le traitement du signal I ou du signal Q. Un seul convertisseur analogique/numérique 50 et un seul filtre BAW-CRF 90 sont alors nécessaires.
Dans le deuxième mode de réalisation, le filtre sigma-delta 42 fonctionne en passe- bande. Le sélectionneur 122 multiplie alors le nombre complexe S = I+jQ par un vecteur tournant d'amplitude programmable dont la fréquence est égale à la différence entre la fréquence du canal d'émission souhaitée fcH et la fréquence du canal central fc à laquelle s'ajoute encore la fréquence centrale fβp du filtre sigma- delta 42 fonctionnant en mode passe-bande.
Certaines normes de communication sans fil demandent que l'émetteur soit capable de commander sa puissance moyenne d'émission sur une large plage de puissance.
Par exemple, la norme EDGE requiert des signaux de 0 dBm à +27 dBm en puissance moyenne et la norme WCDMA requière des signaux entre -50 dBm et
+24 dBm en puissance moyenne. La commande de la puissance d'émission est usuellement réalisée au moyen d'un amplificateur de puissance placé en entrée de l'antenne.
Dans les systèmes d'émission décrits ci-dessus, des puissances moyennes jusqu'à 15 dBm peuvent être obtenues.
Selon un aspect de l'invention, des puissances supérieures sont obtenues en adaptant l'impédance de sortie du modulateur radio fréquence numérique 12 avec l'impédance d'entrée des filtres BAW-CRF, par exemple au moyen de tampons réalisant une telle adaptation placés en sortie des convertisseurs. De cette façon, un courant plus fort peut circuler dans les résonateurs d'entrée des filtres BAW-CRF et un signal de puissance moyenne plus élevée est ainsi obtenu.
On notera par ailleurs, que les filtres BAW-CRF 90, 92 du mode de réalisation illustré à la figure 2 réalisent l'addition des quatre sorties des convertisseurs numérique/analogique 50, 52, ce qui maximise la puissance émise par l'antenne.
On notera également que les filtres BAW-CRF peuvent fonctionner à des puissances élevées et ne présentent donc pas une limitation en termes de puissance.
En variante, un plus grand nombre de sorties numériques du modulateur radiofréquence 12 est ainsi prévu. A cet effet, un signal numérique produit par le circuit de convolution (ou par un filtre sigma-delta si le circuit de convolution est omis) attaque plusieurs convertisseurs numérique/analogique. Par exemple une modification du mode de réalisation illustré à la figure 4 est illustrée à la figure 5. Dans le mode de réalisation de la figure 5, la même série numérique produit par le circuit de convolution 48 attaque deux convertisseurs analogique/numérique 50, 132. Ces convertisseurs 50, 132 sont connectés à des résonateurs d'entrées de filtres BAW-CRF 90, 138 dont les résonateurs de sortie sont connectés en série.
La puissance émise moyenne est ainsi multipliée par deux par rapport au mode de réalisation de la figure 4. En outre, associer plusieurs filtres BAW-CRF permet d'obtenir un meilleur rejet du bruit de quantification hors de la bande de fréquence choisi pour l'émission radio.
Toutefois, il est préférable d'adapter l'impédance d'entrée de l'antenne 16 à l'impédance de sortie du circuit de filtrage et de recombinaison 14, c'est-à-dire à l'impédance des résonateurs de sortie des filtres BAW-CRF. Or, multiplier le nombre de sorties numériques du modulateur 12, et donc le nombre de filtres BAW- CRF, peut dans certains cas rendre difficile l'adaptation d'impédance entre ceux-ci et l'antenne.
Sur la figure 6, un autre mode de réalisation du circuit de filtrage et de recombinaison 14 est décrit en relation avec le module radiofréquence numérique 12 de la figure 2. Dans ce mode de réalisation du circuit de filtrage et de recombinaison 14, les filtres BAW-CRF 150, 152 ont leurs résonateurs d'entrée 154, 156 connectés aux sorties des convertisseurs numérique/analogique de manière analogue au mode de réalisation de la figure 2. A la différence de ce dernier, les résonateurs de sortie 158, 160 des filtres BAW-CRF 150, 152 sont indépendants l'un de l'autre, chacun étant connecté entre la masse GND et un nœud de sortie EA, EB.
Le circuit de filtrage et de recombinaison 14 comporte également un module de puissance 162. Le module de puissance 162 comprend deux amplificateurs de puissance 164, 166 respectivement connectés aux nœuds de sortie EA, EB des filtres BAW-CRF 150, 152 et fonctionnant en mode linéaire.
Le gain des amplificateurs de puissance 164, 166 est par ailleurs régulé, par un bloc de commande 168 du circuit 14, sur une valeur de consigne G délivrée par un module de consigne 170 intégré préférentiellement dans le module radio fréquence numérique.
Le module de puissance 162 comprend enfin des interrupteurs 172, 174 connectés en parallèle des amplificateurs de puissance 164, 166 et permettant de court-circuiter ceux-ci lorsque aucune amplification de puissance des signaux délivrés par les filtres BAW-CRF 150, 152 n'est souhaitée.
Le circuit de filtrage et de recombinaison 14 comprend enfin un module de recombinaison 176 recombinant, par exemple par addition, les sorties du module de puissance 162 pour produire un signal de commande de l'antenne 16.
Grâce à ce mode réalisation, il est ainsi obtenu des puissances moyennes du signal émis plus importante, seulement limitées par la puissance de saturation de l'amplificateur de puissance.
Lorsqu'on utilise un amplificateur de puissance à gain variable, on n'a plus besoin d'opérer avec deux chaînes parallèles. Une seule chaîne (1 filtre + 1 amplificateur) suffit. En revanche, s'il n'y a pas d'amplificateur de puissance à gain variable, alors le nombre d'ensembles convertisseurs/tampons de sortie activés détermine grossièrement le niveau de puissance à l'antenne et le niveau des signaux à l'entrée des filtres sigma-delta le détermine finement. II va maintenant être décrit plus en détail la structure d'un filtre BAW-CRF en relation avec les figures 7 à 11.
Les filtres BAW-CRF sont constitués par un empilement de plusieurs résonateurs à ondes acoustiques de volume, qui sont couplés par un ensemble de couches acoustiquement passives. Chaque résonateur comporte une couche piézo-électrique, qui est prise en sandwich entre deux électrodes.
De tels filtres fonctionnent de manière simplifiée selon des structures représentées de façon schématique à la figure 7.
Une telle structure de filtre comprend deux résonateurs 1010, 1011. Chaque résonateur comprend une couche centrale en matériau piézo-électrique 1012 qui est prise en sandwich entre deux électrodes 1013, 1014. Le second résonateur 1011 comprend une structure analogue avec une couche centrale 1015 prise en sandwich entre deux électrodes 1016, 1017.
Les deux résonateurs 1010, 1011 sont séparés par un ensemble de couches. Cet ensemble de couches 1020 inclut des couches de faible impédance acoustique 1021, 1022 entre lesquelles sont interposées des couches 1023 de haute impédance acoustique.
Dans l'exemple illustré, le nombre de couches représentées est de trois, mais il peut être plus élevé en fonctions des applications. Ces matériaux utilisés sont, de façon classique, des matériaux diélectriques pour les couches de faible impédance acoustique, ou métalliques pour les couches de forte impédance acoustique. Ainsi, un signal électrique appliqué entre les deux électrodes 1013, 1014 du premier résonateur provoque la génération d'un champ acoustique. Ce champ acoustique traverse l'ensemble de couches de couplage 1021-1023 dans la gamme de fréquence définie par les propriétés acoustiques de cet empilement de couches.
Le champ acoustique agissant ainsi sur la couche centrale 1015 du second résonateur provoque la création d'un signal électrique aux bornes des électrodes 1016, 1017 du second résonateur. Dans une forme de réalisation particulière, illustrée à la figure 8, les deux résonateurs d'entrée 1030 et de sortie 1031 peuvent être couplés non pas directement comme dans le cas de la figure 7, mais par l'intermédiaire d'un ensemble de résonateurs complémentaires 1032, 1033. Ces résonateurs intermédiaires 1032, 1033 respectivement reçoivent et transmettent les champs acoustiques reçus respectivement depuis le résonateur d'entrée 1030, et à destination du résonateur de sortie 1031.
Comme illustré à la figure 9, deux signaux s'i et s'2, correspondant par exemple aux tensions analogiques entre les nœuds d'entrée DlA et DlB et les nœuds d'entrée D2A et D2B de la figure 2, sont appliqués respectivement à des résonateurs d'entrée 1050, 1051. Les champs acoustiques générés par chacun de ces résonateurs d'entrée 1050, 1051 se transmettent au niveau du résonateur de sortie 1052 par l'intermédiaire des empilements de couches acoustiques 1053, 1054. Dans ce cas, le couplage entre le résonateur d'entrée et le résonateur de sortie est uniquement acoustique. Les champs acoustiques se somment donc au niveau du résonateur de sortie qui délivre un signal de sortie S3 correspondant, aux pertes acoustiques près, à la somme des deux signaux s'i et s'2.
Dans ce cas de figure, les résonateurs d'entrée 1050 et de sortie 1051, par exemple du circuit de filtrage et de recombinaison 14 de la figure 2, doivent être réalisés en étant empilés les uns sur les autres dans l'axe de propagation de l'énergie acoustique.
Dans un second mode de réalisation illustrée à la figure 10, les deux résonateurs d'entrée 1060, 1061 sont individuellement reliés à deux résonateurs de sortie 1062, 1063. Chaque résonateur de sortie 1062, 1063 élabore donc un signal S3 électrique correspondant respectivement aux signaux amplifiés s'i, s'2.
Les résonateurs de sortie 1062, 1063 sont reliés électriquement en série, de telle sorte que le signal de sortie correspond à la somme des tensions générées par chacun des résonateurs de sortie 1062, 1063. La sommation des deux signaux amplifiés se fait donc par la mise en série des deux résonateurs de sortie.
Dans une forme de réalisation alternative, illustrée à la figure 11, les résonateurs d'entrée 1070, 1071 ne sont pas directement acoustiquement reliés aux résonateurs de sortie 1072, 1073. En revanche, l'ensemble des résonateurs complémentaires 1075, 1076, 1077, 1078 assurent la transmission du champ acoustique entre les résonateurs d'entrée et les résonateurs de sortie. Ceci permet comme dans la forme de réalisation illustrée à la figure 8, de réaliser des résonateurs de sortie et d'entrée qui sont situés dans le même plan. La structure de filtrage peut ainsi être considérée comme une structure à deux étages.
Selon une autre caractéristique de l'invention, il est possible de réaliser une combinaison de filtres BAW-CRF de telle sorte à assurer une adaptation d'impédance à l'impédance de sortie, généralement fixée par l'antenne d'émission.
Ainsi, comme illustrée à la figure 12, le signal d'entrée s'i, alimente deux résonateurs d'entrée 1080, 1081, dont les électrodes sont en parallèle. L'impédance vue au niveau de l'entrée correspond donc à la moitié de l'impédance de chacun des résonateurs.
Ces résonateurs d'entrée 1080, 1081 sont reliés avec des résonateurs de sortie 1082, 1083, dans la forme illustrée par l'intermédiaire d'un étage de résonateur 1085. Il en va de même pour le traitement du second signal amplifié qui alimente deux résonateurs d'entrée 1086, 1087, acoustiquement couplés avec des résonateurs de sortie 1088, 1089. Les quatre résonateurs de sortie 1082, 1083, 1088, 1089 sont également reliés en série, de telle sorte que l'impédance de sortie correspond sensiblement à quatre fois l'impédance unitaire d'un résonateur de sortie.
Ce montage permet d'assurer une conversion d'impédance entre l'entrée et la sortie de l'étage, en vue de son adaptation à la valeur d'impédance demandée.
Ainsi, on peut atteindre le niveau de puissance requis par les normes d'émission des applications mobiles, en cohérence avec les niveaux de tension de polarisation faible généralement pratiqués sur ce type de structure filtrante.
Bien entendu, des montages plus complexes incluant un nombre de résonateurs différents peuvent être réalisés en fonction des valeurs recherchées.
Par ailleurs, les pertes d'insertion des filtres BAW-CRF sont très réduites, de l'ordre de 2 à 3 décibels, ce qui permet de réduire la dissipation de l'énergie au niveau de du circuit de filtrage et de recombinaison. De plus, grâce à la sélectivité importante des filtres BAW-CRF, il est possible de réduire très fortement la génération de parasites ou du bruit de quantification induit par les filtres sigma-delta du module radio fréquence numérique en dehors de la bande de fréquence d'émission choisie.
En outre, les filtres BAW-CRF venant d'être décrits sont particulièrement avantageux en termes d'encombrement et en termes de coût, puisqu'ils peuvent intégrer des composants montés sur les techniques de flip-chip.
Bien qu'il ait été décrit un système selon l'invention dont le circuit de filtrage et de recombinaison utilise des filtres BAW-CRF, d'autres types de filtres sont envisageables dès lors qu'ils réalisent un filtrage sélectif du bruit de quantification généré par les filtres sigma-delta en dehors de la bande de fréquences d'intérêt. Par exemple, en variante des filtres passe-bande à onde acoustique de surface, plus connus sous l'expression filtres « SAW » sont utilisés.
Grâce à l'invention, il est ainsi obtenu les avantages suivants :
- cet émetteur n'est pas limité en bande passante : on peut transmettre de l'EDGE, du WCDMA, de l'OFDM. - on peut aussi transmettre deux signaux différents, par exemple EDGE et WCDMA, en même temps sur la même bande de fréquence à des fréquences FCHI et FCH2 différentes. Il suffit pour cela d'avoir deux sous systèmes qui produisent (Ichl,Qchl) et (Ich2,Qch2). Ainsi Ich=Ich&+Ich2 et Qch=Qchl+Qch2. - l'émission radio fréquence n'est pas limitée en bande passante. Il est ainsi possible d'émettre à l'aide d'un système selon l'invention des signaux selon les normes EDGE, WCDMA ou OFDM par exemple ;
- un élargissement du périmètre de fonctionnement d'un modulateur radio fréquence numérique jusqu'aux fréquences radio. Ainsi, par rapport aux circuits analogiques de modulation radio fréquence de l'état de la technique, il est obtenu une plus forte intégration des composants fonctionnels sur une surface réduite, une plus faible consommation énergétique, une reconfigurabilité élevée permettant de basculer rapidement d'un type de communication à un autre, notamment en termes de format de données et de bande de fréquences d'émission, une plus grande insensibilité aux variations de température et de fréquence, une élimination des phénomènes de couplage parasite entre les signaux générés par le système, et un taux de défaillance moindre en raison de l'utilisation de composants fonctionnels numériques en lieu et place de composants fonctionnels analogiques ;
- une reconfigurabilité, une flexibilité et une rapidité élevée. En effet, les systèmes d'émission multi- standard requièrent une architecture d'émission radio qui s'adapte à son environnement. Par exemple, il peut être souhaité une communication selon la norme WIFI à l'intérieur d'un bâtiment et une communication selon la norme WCDMA à l'extérieur. Les systèmes d'émission selon l'invention sont capables de fournir différentes solution à leur utilisateur et de commuter d'un standard de communication à un autre sans cesser la communication. Le système d'émission selon l'invention est ainsi particulièrement adapté à la communication opportuniste dans un environnement de communication dérégulé puisqu'il est capable de se reconfigurer rapidement et ainsi profiter d'opportunités temporelles, géographiques ou spectrales limitées dans le temps ; - une réduction du niveau d'interférence hors bande. En effet, grâce à un filtrage très sélectif appliqué par le circuit de filtrage et de recombinaison, le bruit de quantification, les interférences et les signaux parasites, situés hors de la bande de fréquences en cours d'utilisation par un système selon l'invention, sont sensiblement éliminés. Ainsi, la communication dans des bandes de fréquences voisines n'est pas perturbée par le fonctionnement d'un système selon l'invention ;
- une réduction de l'encombrement. En effet, le passage à un modulateur radio fréquence tout numérique (par exemple réalisé en technologie CMOS sous la forme de circuits ASICS ou FPGA) améliore l'intégration du modulateur radio fréquence dans des circuits situés en amont de celui-ci, comme un circuit de bande de base par exemple. De même, le modulateur selon l'invention peut être associé à un calculateur dédié au traitement du signal. En outre, les filtres sélectifs BAW-CRF sont d'encombrement réduit en comparaison des filtres SAW de l'état de la technique. Ainsi, l'utilisation des filtres analogiques BAW- CRF n'est pas limitative en termes d'encombrement ;
- l'architecture tout numérique du modulateur de fréquence permet également transmettre simultanément deux signaux différents, par exemple selon les normes EDGE et WCDMA, sur la même bande de fréquence à des fréquences FCHI et FCH2 différentes. Il suffit pour cela d'avoir deux sous module de production de signal qui produisent respectivement les signaux numériques complexes SCHI=ICHI+JQCHI et SCH2=ICH2+JQCH2 associé à un sommateur. On a alors ICH=ICHI+ICH2 et QCH=QCHI+QCH2.

Claims

REVENDICATIONS
1. Système d'émission radio fréquence comportant :
" des moyens (18) de production d'au moins un signal numérique quantifié sur N bits ;
" pour chacun desdits au moins un signal numérique, des moyens numériques de traitement (20, 22) comportant :
- des moyens (42, 44) de filtrage du type sigma-delta aptes à produire, en fonction d'un signal d'entrée numérique quantifié sur N bits, un signal de sortie numérique quantifié sur M bits, où M est inférieur à N ;
- en aval des moyens (42, 44) de filtrage du type sigma-delta, des moyens (46) de sur-échantillonnage par répétition aptes à produire, en fonction d'un signal d'entrée numérique quantifié sur M bits et échantillonné à une seconde fréquence, un signal de sortie quantifié sur M bits et échantillonné à L fois la seconde fréquence en insérant L-I zéros entre chaque échantillon du signal d'entrée numérique ; et
- en aval des moyens (46) de sur-échantillonnage par répétition, des moyens (48) de convolution aptes à convoluer un signal numérique d'entrée quantifié sur M bits et échantillonné à L fois la seconde fréquence par une séquence de longueur égale à L ou 2L échantillons, quantifiée sur M bits et tournant à la seconde fréquence. " des moyens (50, 52 ; 132) de conversion numérique/analogique aptes à convertir le ou chaque signal de sortie numérique convolué en un signal analogique ; et " des moyens (14) analogiques de filtrage aptes à filtrer ledit signal analogique de manière à sélectionner une bande étroite de fréquences comprenant la seconde fréquence.
2. Système d'émission radio fréquence selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de production comprennent des moyens de génération d'au moins un signal numérique quantifié sur N bits et échantillonné à une première fréquence prédéterminée, des moyens de sur-échantillonnage du signal numérique échantillonné à la première fréquence à une seconde fréquence prédéterminée, et des moyens (22) de réglage aptes à régler la valeur de la seconde fréquence.
3. Système d'émission radio fréquence selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens (18) de production sont aptes à produire deux signaux numériques en quadrature, et en ce que les moyens de traitement associés aux deux signaux numériques en quadrature sont aptes à fonctionner en parallèle.
4. Système d'émission radio fréquence selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend, en aval ou dans les moyens analogiques de filtrage, des moyens (90, 92 ; 90 ; 138 ; 162) de recombinaison de signaux analogiques produits par les moyens de conversion numérique/analogique.
5. Système d'émission radio fréquence selon la revendication 1, 2 ou 3, caractérisé en ce que les moyens (42, 44) de filtrage du type sigma-delta sont aptes à appliquer un filtrage du type passe-bande, et en ce que les moyens (18) de génération de signal sont aptes à produire deux signaux numériques en quadrature.
6. Système d'émission radio fréquence selon revendication 1, 2 ou 3, caractérisé en ce que les moyens (42,44) de filtrage du type signa-delta sont aptes à fonctionner en passe-bande.
7. Système d'émission radio fréquence selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens de production comprennent des moyens (38, 40 ; 122) de sélection de canal.
8. Système d'émission radio fréquence selon les revendications 2 et 7, caractérisé en ce que les moyens (38, 40 ; 122) de sélection de canal sont agencés en aval des moyens de sur-échantillonnage par décimation et interpolation.
9. Système d'émission radio fréquence selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens de production comprennent des moyens (30, 32) de filtrage du type RRC.
10. Système d'émission radio fréquence selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens (14) analogiques de filtrage comprennent au moins un filtre BAW-CRF (90, 92 ; 138 ; 150, 152).
11. Système d'émission radio fréquence selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend un tampon (54-60 ; 134, 136) de sortie agencé en aval ou dans les moyens (50, 52 ; 138) de conversion, le tampon de sortie présentant une impédance de sortie adaptée à l'impédance d'entrée des moyens analogique de filtrage.
12. Système d'émission radio fréquence selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (162) d'amplification linéaire de puissance agencé en sortie des moyens analogiques de filtrage.
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