EP2212653A1 - Architecture de telemesure en champ proche pour capteur passif distant de type {r,l,c} - Google Patents

Architecture de telemesure en champ proche pour capteur passif distant de type {r,l,c}

Info

Publication number
EP2212653A1
EP2212653A1 EP07858739A EP07858739A EP2212653A1 EP 2212653 A1 EP2212653 A1 EP 2212653A1 EP 07858739 A EP07858739 A EP 07858739A EP 07858739 A EP07858739 A EP 07858739A EP 2212653 A1 EP2212653 A1 EP 2212653A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
sensor
reader
signal
reader device
coefficients
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP07858739A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Eric Colinet
Michel Nowak
Nicolas Delorme
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Original Assignee
Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Commissariat a lEnergie Atomique CEA, Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA filed Critical Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Publication of EP2212653A1 publication Critical patent/EP2212653A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
    • G01D5/48—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using wave or particle radiation means

Definitions

  • the invention relates to the field of wireless or telemetry measurement systems, equipped with at least one passive sensor of the RLC type, for making measurements of physical quantities such as pressure, humidity, temperature, a constraint mechanical .
  • the invention relates to a telemetry system, comprising at least one reader for acquiring and processing signals from at least one passive sensor of the RLC type, the reader implementing an evaluation of the parameters R, L, C of said sensor. using a method called BIMBO (BIMBO for Basic Identification Method using Binary Observations).
  • BIMBO BIMBO for Basic Identification Method using Binary Observations
  • the invention has applications in many industrial, medical or commercial fields for which a wireless measurement is preferable or necessary, for example to measure climatic conditions such as pressure, humidity, temperature, inside. closed compartment, and / or measuring a mechanical stress.
  • the invention makes it possible to perform a simultaneous measurement of several physical parameters, and also brings improvements in terms of the cost of implementation and the size of the reader, and adapts to a simultaneous reading of several sensors.
  • Passive telemetry systems include so-called passive sensors that generally do not have an energy source or generator. Passive sensors may also be devoid of electronic processing circuitry.
  • a reading device associated with the passive sensor is also provided.
  • the sensor can provide measurement information to the inductive coupling reading device using an inductive antenna.
  • the existing passive inductive coupling sensors are ⁇ R, L, C ⁇ sensors.
  • the measurement principle can be based on changes in inductance as described in document [1] (referenced at the end of the present description in the same way as all the documents cited), and / or resistance as in document [2] and / or capacity as in documents [3] and [4], changes caused by changes of one or more physical parameter (s) of interest (s) that it is desired to measure such as, for example, a temperature, a humidity level, a pressure, a mechanical stress.
  • s physical parameter of interest
  • the inductance and / or resistance and / or capacitance variations cause a change in the resonance frequency of the sensor, which can be detected remotely by via an antenna of the reading device inductively coupled to the antenna of the sensor ⁇ R, L, C ⁇ .
  • an exemplary telemetry system comprises a wireless sensor 2 type ⁇ R, L, C ⁇ , modeled by an equivalent RLC circuit.
  • the sensor 2 is provided with means forming an inductance L s , means forming a resistor Rs, means forming a capacitor Cs capable of varying as a function of physical parameters P 1 , p-, p k .
  • a reader 4 comprising in particular an inductive antenna 5 having an inductance Li and means forming a generator 6, is also provided to generate an alternating current ii in the inductor Li and give rise to an electromagnetic field.
  • the sensor 2 is placed in the near field, that is to say in the zone near the reader 4 where the magnetic field is predominant, a inductive coupling between the inductance Li of the reader 4 and the inductance L s of the sensor 4 is formed.
  • the different values presented correspond to the extreme and rest values of the sensor 2.
  • the impedance Z IN has two distinct resonance frequencies characterized by a zero crossing in the phase plot. These two frequencies f p and f s are respectively called parallel resonance f p and series or antiresonance f s . These two frequencies f p and f s are dependent on the coupling coefficient k, so that
  • the frequency spectrum across the antenna 15 of the reader 14 is recorded via an impedance analyzer 16, which can be controlled by a computer.
  • the frequency spectrum of the sensor 12 is obtained by using a subtraction routine of the intrinsic impedance L of the reading antenna obtained by a measurement without the presence of the sensor.
  • the resonance frequency of the sensor can be obtained by a phase shift measurement using an impedance analyzer or by using a network analyzer.
  • Such an architecture makes it possible to remotely measure a resonant frequency variation due to a change in capacitance or inductance. Following a calibration, it is also possible to measure a resistive variation.
  • Such a measurement method has the disadvantage of requiring a bulky device, requiring a calibration and requiring the intervention of a person to perform this calibration.
  • An architecture called "grid-dip” allows for its detection of the resonance frequency of an LC-type sensor. It includes a A variable frequency oscillator connected to an inductor and which detects the operating frequency of other oscillators or tuned circuits. A simple high frequency oscillator of variable frequency is provided to scan a certain frequency range. When an LC-type sensor is present in the near-field area, a portion of the signal transmitted by the oscillator is absorbed by the sensor. The amount of power absorbed is maximum when the frequency of the oscillator corresponds to the resonant frequency of the sensor. The measurement consists in displaying on an oscilloscope the oscillation frequency of the oscillator with respect to the transmitted power in order to detect the change due to the passage through the resonance frequency of the sensor.
  • the reader 24 comprises a function generator or a voltage controlled oscillator (VCO) 26 making it possible to carry out a frequency scan.
  • VCO voltage controlled oscillator
  • the amplitude of the voltage across the antenna 25 of the reader 24 is taken by means of an envelope detector 27 so as to detect the resonance of the sensor 22.
  • the control signal of the VCO 26 can be generated using a digital-to-analog converter 23, while an analog-to-digital converter 29 may be provided at the output of the envelope detector.
  • the impedance of the antenna inductance 25 passes through a maximum when the frequency of the oscillator 26 corresponds to the resonance frequency.
  • This reader 34 comprises a function generator or a voltage controlled oscillator (VCO) 36.
  • a phase detector 37 makes it possible to detect the resonance of the sensor 22, whereas an amplitude detector 38 is located at the output of the detector of phase 37.
  • the control signal of the VCO 36 may be generated using a burst signal generator 41 commonly called a "burst" signal, a sampler 40 also making it possible to control a switch 42 located at the output of the detector. amplitude and input of an analog digital converter 39.
  • the architectures that have just been given make it possible to remotely detect one or more resonant frequencies.
  • the resolution and range of detectable resonant frequencies depend on the accuracy of the voltage-controlled oscillators employed. After calibration, it is also possible to measure, at a fixed resonant frequency, a variation in resistance of the sensor.
  • the present invention relates to a reader device for a non-contact inductive coupling telemetry system provided with at least one passive sensor of the RLC type having at least one resistor and a capacitance and / or an inductance, provided to vary as a function of one or more physical parameters that one wishes to measure, the reader comprising:
  • test signal at the input of said antenna
  • the discrete filter is thus a reconfigurable filter, whose coefficients are adjusted as iterations of said method.
  • the order of the discrete filter can also be modified and adapted in function of said sensor.
  • the discrete filter may be provided with an order greater than or equal to that of the system under test that rergessente the sensor.
  • the discrete signal s k may be formed by sampling and comparing said response signal with a threshold.
  • Adapting or modifying the coefficients of the discrete filter may comprise steps consisting of:
  • the reader may include calculating means, provided for, at the end of the iterative process:
  • the end of the iterative process can be reached when a number of iterations N predetermined threshold 1 has been reached.
  • the end of the iterative process can also be reached when a predetermined value of the criterion J is reached or when J is less than or equal to a preselected value J_seuil_2.
  • the identification means can be furthermore provided to evaluate the value of the mutual inductance M between the sensor and the reader. This can make it possible to obtain the distance separating the inductive antenna of the sensor from that of the reader.
  • the calculation means are implemented so as to obtain analytically a series of expressions linking the coefficients of the discrete filter obtained to the elements Cs, Rs and M (Ls being known suposé).
  • a calculation of the filter modulus obtained using the final coefficients for different frequencies of a given frequency band can be performed.
  • the given frequency band may be the operating frequency band of the RLC filter.
  • the moddule can be calculated after having made a transition from a discrete domain to a continuous time domain.
  • a resonance frequency fo can be determined by detecting a frequency for which a maximum of the module is reached. Knowing Ls and the resonance frequency fo, we can obtain the capacitance Cs.
  • An antiresonance frequency f i can be determined by detecting a frequency for which a minimum is reached.
  • a value of M can be
  • a value of Rs is related to the quality coefficient Q of the remote system: knowing Cs, Ls and the resonance frequency fo, Rs can be calculated using the following expression:
  • the test signal may be a noise signal, in particular white noise, the generating means comprising in this case a noise generator, in particular white noise.
  • the noise generator may include a 1-bit digital analog converter.
  • the discrete signal s k may be an output signal of comparator means receiving as input said actual response signal.
  • the comparator means may be formed of a 1-bit analog-to-digital converter.
  • the generating means may comprise a power amplifier, the power of which may be modulated by power control means forming a feedback loop.
  • the power regulation means can be provided to adapt the power of the signal emitted by the generating means as a function of a comparison between a predetermined mutual inductance value and a mutual inductance value evaluated by the reader identification means. .
  • the invention also relates to a telemetry system comprising:
  • the invention also relates to a telemetry system comprising:
  • a reader implemented according to the invention can be provided to perform a simultaneous measurement on several sensors, for example on different sensors intended to measure different physical parameters, or on different sensors. intended to measure the same physical parameters but according to different ranges.
  • Means for changing the order of the discrete filter as a function of the number of sensors used within the telemetry system can also be provided.
  • FIG. 1 illustrates an inductive coupling telemetry system, comprising a passive sensor of the RLC type and a reader;
  • FIG. 2 gives examples of modulus and phase curves of the impedance brought back from a passive sensor of the RLC type;
  • FIG. 3 represents an equivalent input impedance diagram of a passive RLC sensor seen by a reader in a telemetry system
  • FIGS. 4A, 4B give examples of module and phase curves of the input impedance of a passive sensor RLC for different capacitance values of the sensor;
  • FIGS. 4C and 4D show examples of module and phase curves of the input impedance of a passive sensor RLC for different sensor resistance values;
  • FIG. 5 illustrates an inductive coupling device according to the prior art of measurements made by a magnetic permeability measurement sensor using an impedance analyzer;
  • FIG. 6 illustrates an example of a passive telemetry device according to the prior art, comprising a reader operating according to the so-called "grid-dip” principle
  • FIG. 7 illustrates another example of a passive telemetry device according to the prior art, comprising a reader operating according to the so-called "grid-dip” principle
  • FIG. 8 illustrates, by means of an automatic block diagram, a method implemented by a reader according to the invention, identifying variables of a passive sensor RLC;
  • FIG. 9 illustrates an exemplary implementation of a telemetry system according to the invention with a passive sensor of the RLC type and a reader of measurements made by the sensor;
  • FIG. 10 illustrates another exemplary implementation of a telemetry system according to the invention with several passive sensors of the RLC type and a reader of the measurement ranges carried out respectively by these sensors;
  • FIG. 11 illustrates an exemplary implementation of a telemetry system according to the invention, comprising a passive sensor of the RLC type and a reader of the measurements made by the sensor, the reader being provided with a device for controlling its power amplifier.
  • FIG. 1 an example of a passive telemetry system according to the invention is given.
  • This system comprises a wireless sensor 102 type ⁇ R, L, C ⁇ , modeled by an equivalent RLC circuit.
  • the sensor 102 is provided with means forming a resistor Rs, means forming a capacitor Cs, means forming an inductance Ls, the capacitor Cs, the inductance Ls and the resistor Rs being capable of varying as a function of physical parameters such as by example the temperature, the humidity, a mechanical stress which one wishes to measure.
  • the sensor 102 may, for example, be a sensor provided for measuring temperature and humidity.
  • the telemetry system also comprises a reader 104 intended to read signals from the sensor 102 and to produce, as a function of these signals, estimates of the resistance Rs, of the capacitor Cs of the sensor, as well as of the mutual inductance M between the sensor 102 and the reader 104.
  • the reader 104 comprises in particular an inductive antenna 105 of inductance Li and generating means for generating a current in the antenna 105 to give rise to an electromagnetic field.
  • the generating means may comprise a signal generator, intended to produce a signal rich in harmonics and which may be pseudo-random.
  • the generated signal may be a harmonic-rich signal over a given frequency band, which may correspond to the operating bandwidth or band of the sensor 102.
  • the generating means may comprise a noise generator 108, in particular a white noise generator. at the output of which can be provided a power amplifier 106 delivering a current to the antenna 105.
  • a filter stage can also be integrated with said generating means.
  • the signal can be generated using a two-state signal, the generator 108 comprising in this case a digital-to-analog converter (DAC), for example a 1-bit DAC.
  • DAC digital-to-analog converter
  • Means for acquiring the antenna signal 105 are provided.
  • the reader 104 is able to measure remotely a resistive variation (ie a variation of Rs), an inductive variation (ie a variation of Ls) of the sensor 102 a capacitive variation, ie a variation of Cs, which is passive and of type ⁇ R, L, C ⁇ , and a mutual inductance variation M.
  • the sensor may have a fixed inductance Ls.
  • the inductance Ls of the sensor may be a variable variable quantity, while the capacitance Cs of the sensor is fixed.
  • a magnetostrictive or piezomagnetic sensor may modify its magnetic properties under the action of a mechanical stress, and may have a variable inductance Ls, while its capacitance Cs is fixed.
  • the reading can be performed in real time and simultaneously between the different variables Rs, Cs, Ls, (or Cs / Ls), M read. It is thus possible to obtain a simultaneous measurement of several physical parameters.
  • the reader 104 is intended in particular to implement a different variable identification Rs, Cs, Ls, (or Cs / Ls), M read, using a method of BIMBO type (BIMBO for "Basic Identification Method using Binary Observations ”) and as described in” Self-testing of sigma-delta MEMS sensors using BIMBO “, E. Colinet, J. Julliard, MWCAS / NEWCAS, August 2007 and” Identification of a one-bit lowpass sigma-delta modulator using BIMBO “, E. Colinet, J. Julliard, Instrumentation and Measurement Technology Conference, May, 2007.
  • BIMBO Base Identification Method using Binary Observations
  • the sensor 102 is inductively coupled to the reader 104 and is considered as an unknown system, the order of which can be known, and whose variables Rs, Ls / Cs, and M are to be evaluated.
  • An identification of the parameters characterizing this system is implemented by the reader 104.
  • an estimate of the transfer function characterizing the sensor 102 may be performed.
  • the reader 104 it is thus possible to obtain an estimate of the capacitance Cs, the inductance Ls and the resistance R s distant, but also the measurement distance D, that is to say the distance of the sensor 102 relative to the reader 104 by extracting the value of the mutual inductance M to the inductive coupling involved.
  • the reader 104 can implement a system identification method for ascertaining the values of interest Cs / Ls, Rs, M from an estimation of the input impedance Z IN , as seen by the inductance Li of the reader 104.
  • identification method can be implemented for example using a digital signal processor (DSP), or a microprocessor or FPGA integrated circuit reader 104.
  • FIG. 8 representing an equivalent automatic block diagram of the processing performed
  • FIG. 9 illustrates an example of telemetry system according to the invention.
  • a spectrally rich signal u k such as a white noise is generated.
  • This signal can be generated using a two-state signal, the generator comprising in this case, for example, means forming a 1-bit DAC.
  • the answer signal y k of the telemetry system is acquired.
  • the signal is acquired at the terminals of the antenna 105, which is then injected into means 109 forming a comparator.
  • S can be the sign function.
  • the application of a sign function or the comparison can be carried out for example using means forming a 1-bit analog-digital converter. Using a 1-bit analog-to-digital converter can minimize noise in the measurement chain.
  • This operation can be performed using means forming a discrete filter 112, whose order and coefficients are adjustable and can be adapted or modified.
  • the order of the discrete filter 112 is adapted according to that of the system under test, which represents the sensor 102.
  • the order of the discrete filter 112 may be provided equal to the system under test or, alternatively, may be greater than that of the system under test. of the system under test that one wishes to identify.
  • the parametric model H ( ⁇ ), representing the discrete filter 112, that can be considered can be of the following form:
  • ⁇ ⁇ a ⁇ ; b x ⁇ as a set of unknown parameters characterizing the system that one wishes to identify.
  • the coefficients a x and bi can for example be initialized to 0 at the beginning of the identification process.
  • the filter it is also possible to initialize the filter at an expected nominal value corresponding, for example, to a state of rest of the sensor, that is to say a state in which the parameters Rs, Ls, Cs, of the sensor are known and do not vary. not, the sensor does not in this state of rest, not the object of external stresses.
  • the parametric model H ( ⁇ ) of the filter 112 is adjusted by refining the coefficients a x and b lr so as to correct the estimate y k produced using the filter 112 and thus to maximize the similarities between the signal S k and the estimate
  • the discrete filter 112 is reconfigurable, its coefficients a ⁇ and b ⁇ being adapted or modulated as successive iterations.
  • This adjustment is made using the calculation of a criterion J that one seeks to minimize, which is a function of s k which depends on the signal actually received by the antenna 105 and the estimate y k
  • the criterion J can be defined using the following relation: with N: the number of samples to be processed and S (.) the relation between input and output of the comparator, for example the sign function performed by the 1-bit ADC 109.
  • Such a criterion is continuous in pieces, and can be used as a condition for stopping the iteration algorithm.
  • the calculation of the criterion J is carried out by calculation means 114.
  • new coefficients a ⁇ and h ⁇ are calculated so as to minimize the criterion J.
  • Means 116 are provided to determine these new coefficients of the filter 112, so as to obtain a minimum criterion J and replace the current coefficients by the coefficients. new coefficients.
  • a first criterion of stopping the iterative process can be the realization of a number of iterations threshold N_seuil_l predetermined. Once this number of iterations N threshold 1 has been reached, a calculation of values Cs, Rs and M are made from the final coefficients a p and b p obtained.
  • a stopping criterion can also be to reach a threshold value J_Seuil_2 of the predetermined predetermined criterion J which can be for example of the order of 5% or 8%. Once this threshold value J_Seuil_2 of J is reached, a computation of the values Cs, Rs and M is carried out starting from final coefficients a x and
  • a calculation unit 110 for example an arithmetic logic unit (UAL), is provided for determining capacitance values Cs, resistance Rs and mutual inductance values M, knowing the value of the inductance Li of the reader 104 and possibly that of the inductance Ls of the sensor 102 when the latter is fixed or possibly the value of the capacitor Cs of the sensor 102 when the latter is fixed.
  • UAL arithmetic logic unit
  • the calculation means 110 can be implemented in such a way as to obtain analytically a series of expressions linking the final coefficients a p , b p of the discrete filter obtained with the elements Cs, Rs and M (Ls being known) or Ls, Rs and M (Cs being supposed known).
  • the calculation means 110 can be provided to implement a calculation of the filter module whose coefficients are the final coefficients a p and b p of the reconfigurable parametric model, obtained at the end of the iterative process, and for a plurality of frequencies of a band given frequency. For this, a transition from the discrete time domain to the domain in continuous time can be performed. The calculation can then be performed for a plurality of frequencies of a frequency band or by scanning a frequency band corresponding to the bandwidth or band of use of the RLC filter.
  • the detection of a maximum of the module and the associated frequency making it possible to reach this maximum can make it possible to determine a resonant frequency f 0 . Knowing, for example, the inductance Ls of the sensor 102 and the resonance frequency f 0 , a calculation of the capacitance Cs can then be performed.
  • the detection of a minimum of the module and the associated frequency to achieve this minimum can achieve an antiresonance frequency.
  • the reader 104 may also comprise a power amplifier (PA) making it possible to generate a sufficient current in the emission antenna 105 of inductance Li.
  • PA power amplifier
  • the reader 104 has a 1-bit CAN interface enabling it to be realized.
  • S sign function S () previously mentioned.
  • the transfer function digital filter H ⁇ corresponding to the parameterizable model plays the role of the discrete and unknown image of the system under test.
  • the identification method carried out for example by a DSP or an FPGA comprises in particular the following operations:
  • a pseudo-random signal is generated, for example on 1-bit and over a broad band spectrum determined
  • the evaluation operation of the measurement is then carried out which comprises in particular the following 2 steps: Calculation of the criterion J for example using the relation (5) given above;
  • This step can be performed for example using a minimization algorithm, simplex or gradient type.
  • the system comprises several sensors, for example two sensors RLC type 202, 302 similar to the sensor 102 described above, respectively provided with means forming a resistor (denoted RsI for the first sensor 202 and Rs2 for the second sensor 302) means forming a capacitance (denoted CsI for the first sensor 202 and Cs2 for the second sensor 302), the capacitance and the resistance being able to vary as a function of physical parameters that one wishes to measure, as well as a coupling inductance L s .
  • a resistor denoted RsI for the first sensor 202 and Rs2 for the second sensor 302
  • CsI capacitance
  • L s coupling inductance
  • a first sensor 202 may be provided for implementing a measurement of one or more physical parameters, according to a first range, using the variation of its resistance RsI and its capacity CsI, while the second sensor 302 may be provided for a measurement of one or more physical parameters, using the variation of its resistance Rs2 and its capacitance Cs2.
  • the sensors respectively comprise an inductance antenna LsI and an inductance antenna Ls2, each placed in register with the reader 104.
  • the two sensors 202 and 302 each have a resonance frequency of their own which varies, for example , with the range of the measured physical parameter.
  • the first sensor 202 may be for example a pressure sensor, intended for measuring a first pressure range, while the second sensor 204 is a pressure sensor, intended for measuring a second range of pressures, different of the first range.
  • the previously described BIMBO identification method is based on a parametric model and can be implemented using a reconfigurable discrete filter 108, an image of the device under test, that is to say the device to be identified. the settings.
  • the BIMBO identification method makes it possible to recover the coefficients ⁇ ai, bi ⁇ of the discrete filter, which translates the presence of the resonance frequencies corresponding to the two sensors 202, 302.
  • FIG. 11 A reader structure similar to that previously described in connection with FIG. 9 is considered, but with means for modulating the power of the power amplifier 106 of the reader 104, provided to change the transmit power of the power amplifier 106 necessary for a read operation.
  • These means can be implemented by means of a loopback 320.
  • Servo-control is performed as a function of a mutual inductance value M between the inductance Li of the reader and the inductance (or the inductances) of the sensor.
  • 102 (or sensors respectively) estimated and compared with a reference value marked Mref.
  • a control signal ctrl which can be defined on several logical levels, is generated by means 321, for example using a combinational logic circuit or an FPGA or a microcontroller.
  • the power amplifier 109 is provided to modulate its power as a function of the value of the ctrl signal.
  • An RLC sensor coupled to a reader 104 as described above can operate without maintenance operation in constraining and closed environments such as high temperature or radioactivity.
  • the invention has applications in many industrial or commercial fields such as agribusiness, logistics, petroleum industry, for which a wireless measurement is preferable or necessary, for example in restrictive environments that must remain closed such as as high temperature media, and / or radioactive, and / or vacuum, and / or hermetic, etc.
  • the invention also has applications in the medical field, for example in telemetry systems with passive pressure sensor applied to the ocular field.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)

Abstract

Lecteur (104) pour système de télémesure par couplage inductif sans contact doté d'au moins un capteur (102) passif RLC ayant une résistance et une capacité ou une inductance prévues pour varier en fonction d'un ou plusieurs paramètres physiques que l'on souhaite mesurer, le lecteur comportant une antenne inductive (105), et des moyens d'identification itérative d'au moins la résistance et la capacité ou l'inductance dudit capteur, prévus pour effectuer un procédé itératif d'identification comprenant des étapes consistant à : émettre un signal de test en entrée de ladite antenne; réaliser une estimation ^y k de réponse temporelle du capteur audit signal de test à l'aide de moyens formant un filtre discret (112) doté de coefficients modulables; adapter les coefficients du filtre discret, en fonction d'un critère J dépendant de ladite estimation et d'un signal discret s k formé à partir d'un signal réel pris aux bornes de l'antenne en réponse à l'émission dudit signal de test.

Description

ARCHITECTURE DE TELEMESURE EN CHAMP PROCHE POUR CAPTEUR PASSIF DISTANT DE TYPE {R,L,C}
DESCRIPTION DOMAINE TECHNIQUE
L' invention est relative au domaine des systèmes de mesure sans fil ou de télémesure, dotés d'au moins un capteur passif de type RLC, pour réaliser des mesures de grandeurs physiques telles que la pression, l'humidité, la température, une contrainte mécanique .
L' invention concerne un système de télémesure, doté d'au moins un lecteur prévu pour acquérir et traiter des signaux d'au moins un capteur passif de type RLC, le lecteur mettant en œuvre une évaluation des paramètres R, L, C dudit capteur à l'aide d'une méthode appelée BIMBO (BIMBO pour « Basic Identification Method using Binary Observations ») .
L' invention trouve des applications dans de nombreux domaines industriels, médicaux ou commerciaux pour lesquels une mesure sans-fil est préférable ou nécessaire, par exemple pour mesurer des conditions climatiques telles que la pression, l'humidité, la température, à l'intérieur d'un compartiment clos, et/ou mesurer une contrainte mécanique.
L'invention permet d'effectuer une mesure simultanée de plusieurs paramètres physiques, et apporte également des améliorations en termes de coût de réalisation et d'encombrement du lecteur, et s'adapte à une lecture simultanée de plusieurs capteurs .
ÉTAT DE LA TECHNIQUE
Parmi les systèmes de mesures télémétriques ou sans fil, on distingue des systèmes dits de « télémétrie active » et des systèmes de « télémétrie passive ».
Les systèmes de télémétrie passive comprennent des capteurs que l'on qualifie de passifs et qui, de manière générale, ne disposent pas de source d'énergie ou de générateur. Les capteurs passifs peuvent être également dépourvus de circuit électronique de traitement.
Un dispositif de lecture associé au capteur passif est également prévu. Le capteur peut fournir l'information de mesure au dispositif de lecture par couplage inductif à l'aide d'une antenne inductive.
Parmi les capteurs passifs par couplage inductif existants, figurent les capteurs de type {R,L,C}. Pour ce type de capteur, le principe de mesure peut être basé sur des changements d' inductance tel que cela est décrit dans le document [1] (référencé à la fin de la présente description aux même titre que tous les documents cités) , et/ou de résistance comme dans le document [2] et/ou de capacité comme dans les documents [3] et [4], changements occasionnés par des changements d'un ou plusieurs paramètre physique (s) d'intérêt (s) que l'on souhaite mesurer tels que par exemple une température, un taux d'humidité, une pression, une contrainte mécanique. Dans les capteurs de type {R,L,C} les variations d'inductance, et/ou de résistance et/ou de capacité, entraînent une modification de la fréquence de résonance du capteur, qu' il est possible de détecter à distance par l'intermédiaire d'une antenne du dispositif de lecture inductivement couplée à l'antenne du capteur {R,L,C}.
En exploitant des informations de magnitude et de phase du spectre de l'impédance prise aux bornes de l'antenne du dispositif de lecture, il est possible de détecter les variations de la fréquence de résonance du capteur distant et ainsi d'obtenir une image des variations de la grandeur physique que l'on souhaite mesurer. Un tel principe de détection est présenté par exemple dans le document [5] .
Sur la figure 1, un exemple de système de télémétrie est représenté. Il comprend un capteur passif 2 sans fil de type {R,L,C}, modélisé par un circuit RLC équivalent. Le capteur 2 est doté de moyens formant une inductance Ls, de moyens formant une résistance Rs, de moyens formant une capacité Cs susceptibles de varier en fonction de paramètre physiques P1, p-, , pk.
Un lecteur 4 comportant notamment une antenne inductive 5 ayant une inductance Li et des moyens formant un générateur 6, est également prévu pour générer un courant alternatif ii dans l'antenne d' inductance Li et donner naissance à un champ électromagnétique. Lorsque le capteur 2 est placé en champ proche, c'est-à-dire dans la zone à proximité du lecteur 4 où le champ magnétique est prédominant, un couplage inductif entre l'inductance Li du lecteur 4 et l'inductance Ls du capteur 4 se forme.
Par la suite, par l'intermédiaire de ce couplage, un courant ±2 est induit dans le capteur 2 ce qui a pour conséquence de tirer de l'énergie du lecteur 4. Ce phénomène se traduit par une chute de tension aux bornes de l'antenne 5 inductive, qui est modélisable par une impédance dite « impédance ramenée ». Cette impédance ramenée, appelée Zτ, correspond à l'influence du capteur que l'on a ramené au niveau de l'antenne de lecture. La quantité de courant induit ±2 circulant dans le capteur 2 augmente lorsque la fréquence du champ magnétique est proche de la fréquence de résonance du circuit RLC formé par la résistance Rs, la capacité Cs et l'inductance Ls, provoquant alors une augmentation de l'impédance ramenée Zτ. De même, lorsque la fréquence de transmission s'éloigne de la fréquence de résonance du capteur, l'impédance ramenée Zτ décroît avant d' augmenter de nouveau avec la fréquence d'excitation. Les variations de l'impédance ramenée Zτ sont régies par l'équation (1) suivante :
Des exemples de courbes Ci, C2 de réponses en fréquence du module et de la phase de l'impédance Zτ sont donnée sur la figure 2 pour des exemples de valeurs de composants du capteur 2 et du lecteur 4 données dans le tableau ci-après. On considère dans cet exemple , le cas d' un capteur où la grandeur environnementale a peu d' inf luence sur la valeur de Ls .
Sur la figure 3, un schéma équivalent du système de télémétrie est donné. L'impédance d'entrée ZIN vue par l'inductance Li du lecteur 4 peut s'écrire en fonction des grandeurs électriques du capteur 2 et de l'inductance mutuelle M de la manière suivante :
Sur les figures 4A et 4B, des exemples de courbes Ci0, Cn, Ci2 d'évolution fréquentielle et C20, C2i, C22/ d'évolution de phase de l'impédance Z1N d'un système de télémesure, en fonction de la variation de sa capacité Cs sont données, pour une valeur de résistance Rs de l'ordre de 1 Ω des valeurs de capacité respectivement de 160 pF (courbes Ci0 et C20), de 180 pF (courbes Cn et C21) , et de 220 pF (courbes Ci2 et C22) .
Sur les figures 4C et 4D, des exemples de courbes C30, C31, C32, C33 d'évolution fréquentielle et C40, C4i, C42, C43 d'évolution de phase de l'impédance ZIN d'un autre système de télémesure, en fonction de la variation de sa résistance Rs sont données, pour une valeur de capacité Cs de l'ordre de 180 pF et des valeurs de résistance respectivement de 1 Ω (courbes C30 et C4o) , de 2 Ω (courbes C31 et C4i) , et de 3 Ω (courbes C32 et C42) , et de 4 Ω (courbes C33 et C43) .
Les différentes valeurs présentées correspondent aux valeurs extrêmes et de repos du capteur 2. L'impédance ZIN présente deux fréquences de résonances distinctes caractérisées par un passage par zéro dans le tracé de la phase. Ces deux fréquences fp et fs sont respectivement appelées résonance parallèle fp et série ou antirésonance fs . Ces deux fréquences fp et fs sont dépendantes du coefficient de couplage k, de sorte que
/,
Lorsque la résistance Rs du capteur distant diminue, l'amplitude du module de Z1N augmente proportionnellement suivant l'équation (2) . Lorsque la fréquence d'excitation du lecteur est différente de la fréquence de résonance du dispositif {Rs, Ls, Cs}, les effets de la variation de Rs sont moins visibles, tel que cela est montré sur les figures 4C et 4D. Ainsi, en ayant l'évolution fréquentielle de l'impédance d'entrée ZÏN, il est possible de remonter aux valeurs d'intérêts c'est-à-dire Rs, Cs et k connaissant les autres paramètres. II existe différentes architectures de dispositifs de lecture de signaux délivrés par un tel type de capteur RLC.
Ces architectures mettent en œuvre une mesure de la fréquence de résonance du capteur distant et utilisent généralement le principe de l'impédance ramenée .
Selon un premier exemple d' architecture élémentaire (figure 5) , le spectre fréquentiel aux bornes de l'antenne 15 du lecteur 14 est enregistré par l'intermédiaire d'un analyseur d'impédance 16, qui peut être contrôlé par un ordinateur. Le spectre fréquentiel du capteur 12 est obtenu en utilisant une routine de soustraction de l'impédance intrinsèque L de l'antenne de lecture obtenue par une mesure sans la présence du capteur. La fréquence de résonance du capteur peut être obtenue par une mesure de déphasage en utilisant un analyseur d' impédance ou en utilisant un analyseur de réseau . Une telle architecture permet de mesurer à distance une variation de fréquence de résonance due à un changement de capacité ou d'inductance. Suite à une calibration, il est également possible de mesurer une variation résistive. Une telle méthode de mesure a pour inconvénient de nécessiter un dispositif encombrant, de requérir une calibration et de nécessiter l'intervention d'une personne pour effectuer cette calibration .
Une architecture appelée « grid-dip » permet quant à elle une détection de la fréquence de résonance d'un capteur de type LC. Elle comprend un oscillateur à fréquence variable connecté à une inductance et qui détecte la fréquence de fonctionnement d'autres oscillateurs ou de circuits accordés. Un simple oscillateur haute-fréquence de fréquence variable est prévu pour balayer une certaine gamme de fréquences. Lorsqu'un capteur de type LC est présent dans la zone de champ proche, une portion du signal émis par l'oscillateur est absorbée par le capteur. La quantité de puissance absorbée est maximale lorsque la fréquence de l'oscillateur correspond à la fréquence de résonance du capteur. La mesure consiste à afficher sur un oscilloscope la fréquence de balayage de l'oscillateur par rapport à la puissance émise afin de détecter le changement dû au passage par la fréquence de résonance du capteur.
Un exemple de système de télémesure « grid- dip » est donné sur la figure 6. Le lecteur 24 comprend un générateur de fonction ou un oscillateur contrôlé en tension (VCO) 26 permettant d'effectuer un balayage fréquentiel. L'amplitude de la tension aux bornes de l'antenne 25 du lecteur 24 est prélevée à l'aide d'un détecteur d'enveloppe 27 de façon à détecter la résonance du capteur 22. Le signal de commande du VCO 26 peut être généré à l'aide d'un convertisseur numérique/analogique 23, tandis qu'un convertisseur analogique/numérique 29 peut être prévu en sortie du détecteur d'enveloppe. L'impédance de l'inductance d'antenne 25 passe par un maximum lorsque la fréquence de l'oscillateur 26 correspond à la fréquence de résonance. Un exemple d' implémentation en composants discrets d'une telle architecture est proposé dans le document [ 6] .
Sur la figure 7, une variante de réalisation d'un tel système de télémesure, prévue pour la mesure d'une pression, est donnée. Le dispositif de lecture fonctionne suivant un principe semblable mais utilise cette fois une information de déphasage aux bornes de l'inductance d'antenne 35 d'un lecteur 34.
Ce lecteur 34 comprend un générateur de fonction ou un oscillateur contrôlé en tension (VCO) 36. Un détecteur de phase 37, permet de détecter la résonance du capteur 22, tandis qu'un détecteur d'amplitude 38 est situé en sortie du détecteur de phase 37. Le signal de commande du VCO 36 peut être généré à l'aide d'un générateur 41 de signal de rafale communément appelé signal de « burst », un échantillonneur 40 permettant également de commander un commutateur 42 situé en sortie du détecteur d'amplitude et en entrée d'un convertisseur analogique numérique 39.
Les architectures qui viennent d'être données permettent de détecter à distance une ou plusieurs fréquences de résonance. La résolution et la gamme de fréquences de résonance décelables dépendent de la précision des oscillateurs commandés en tension employés. Après étalonnage, il est également possible de mesurer, à fréquence de résonance fixe, une variation de résistance du capteur.
Différentes architectures de lecteur sont données dans le document [7] . Elles nécessitent l'emploi d'appareils de laboratoire et nécessitent dans certains cas, un interfaçage avec un ordinateur pour obtenir une mesure exploitable.
Ces architectures présentent également pour la plupart, un problème de polyvalence, dans la mesure où par exemple pour réaliser une mesure conjointe de grandeurs climatiques telles que la température et l'humidité correspondant respectivement à une variation de résistance et à une variation de capacité au niveau du capteur, il faut fixer l'une des deux grandeurs avant d'effectuer une mesure ou bien utiliser deux dispositifs de lecture distincts, un premier dispositif de lecture étant dédié à une mesure de variation résistive et un deuxième dispositif de lecture étant dédié à une mesure de variation capacitive. II se pose le problème de trouver un nouveau dispositif de lecteur adapté à l'identification de paramètres d'un capteur passif de type RLC, qui ne comporte pas les inconvénients évoqués ci-dessus.
EXPOSÉ DE L'INVENTION
La présente invention concerne un dispositif de lecteur pour système de télémesure par couplage inductif sans contact doté d'au moins un capteur passif de type RLC ayant au moins une résistance et, une capacité et/ou une inductance, prévues pour varier en fonction d'un ou plusieurs paramètres physiques que l'on souhaite mesurer, le lecteur comportant :
- au moins une antenne inductive,
- des moyens d' identification itérative d'au moins la résistance et la capacité et/ou l'inductance dudit capteur, prévus pour effectuer un procédé itératif d' identification comprenant des étapes consistant à :
- émettre au moins un signal que l'on appellera « signal de test » en entrée de ladite antenne,
- réaliser une estimation yk de réponse temporelle du capteur audit signal de test à l'aide de moyens formant un filtre discret doté de coefficients modulables,
- adapter les coefficients du filtre discret, en fonction d'un critère J dépendant au moins de ladite estimation yk et d'un signal discret sk formé à partir d'un signal réel pris aux bornes de l'antenne en réponse à l'émission dudit signal de test.
Le filtre discret est ainsi un filtre reconfigurable, dont les coefficients sont réglés au fur et à mesure des itérations dudit procédé.
L'ordre du filtre discret peut être également modifié et adapté en fontion dudit capteur.
Le filtre discret peut être prévu avec un ordre supérieur ou égal à celui du système sous test que rerpésente le capteur.
Avec un tel dispositif, une identification simultanée des paramètres du capteur peut être effectuée .
Le signal discret sk peut être formé par échantillonnage et comparaison dudit signal de réponse à un seuil . Le critère J=Jo peut être calculé à l'aide de l'expression suivante : avec θ= {&i. ;bi}, sk=S(yk) où S() est une fonction réalisée par un convertisseur, par exemple une fonction signe, et N un nombre d'échantillons. S peut être la fonction réalisée par un convertisseur analogique numérique. Dans le cas d'un convertisseur CAN-lbit de type comparateur ou relais à hystérésis, S peut être la fonction signe.
Selon une variante, un critère J=Ji peut être calculé à l'aide de l'expression suivante :
Un tel critère est continu par morceaux, et peux être utilisé comme condition d'arrêt de l'algorithme d' itérations . L'adaptation ou la modification des coefficients du filtre discret, peut comprendre des étapes consistant à :
- réaliser une évaluation de nouveaux coefficients du filtre, calculés de manière à minimiser le critère J,
- remplacer les coefficients du filtre par lesdits nouveaux coefficients obtenus par ladite évaluation,
Le lecteur peut comprendre des moyens de calcul, prévus pour, à la fin du procédé itératif :
- acquérir les coefficients du filtre,
- réaliser une évaluation d'au moins la résistance Rs, et la capacité Cs et/ou l'inductance Ls du capteur. La fin du procédé itératif peut être atteinte lorsqu'un nombre d'itérations N seuil 1 prédéterminé a été atteint.
La fin du procédé itératif peut être également atteinte lorsqu'une valeur prédéterminée du critère J est atteinte ou lors que J est inférieur ou égal à une valeur préséterminée J_seuil_2.
A la fin du procédé itératif, des coefficients finaux du filtre sont obtenus. Selon une possibilité, les moyens d' identification peuvent être prévus en outre pour évaluer la valeur de l'inductance mutuelle M entre le capteur et le lecteur. Cela peut permettre d'obtenir la distance séparant l'antenne inductive du capteur de celle du lecteur.
Dans un cas où le filtre discret est du même ordre que l'équivalent discret du système réel sous : les moyens de calcul sont mis en œuvre de manière à obtenir de manière analytique une série d'expressions liant les coefficients du filtre discret obtenu aux éléments Cs, Rs et M (Ls étant suposé connu) .
Dans un cas où le filtre discret a un ordre plus élevé que l'équivalent discret du système réel, un calcul du module du filtre obtenu à l'aide des coefficients finaux pour différentes fréquences d'une bande de fréquence donnée peut être effectué. La bande de fréquence donnée peut être la bande de fréquence de fonctionnement du filtre RLC. Le moddule peut être calculé, après avoir effectué un passage d'un domaine discret à un domaine à temps continu. Une fréquence de résonance fo peut être déterminée par détection d'une fréquence pour laquelle un maximum du module est atteint. Connaissant Ls et la fréquence de résonance fo, on peut obtenir la capacité Cs. Une fréquence d' antirésonance fi peut être déterminée par détection d'une fréquence pour laquelle un minimum est atteint. Une valeur de M peut être
déduite alors de l'expression suivante :
Enfin, une valeur de Rs est liée au coefficient de qualité Q du système distant : connaissant Cs, Ls et la fréquence de résonance fo, Rs peut être calculé à l'aide de l'expression suivante :
Rs= , avec Δ/la bande passante balayée. Prévoir un filtre d'ordre plus élevé que l'ordre du système sous test dont on souhaite déterminer les paramètres, peut permettre d'obtenir une convergence plus rapide de l'algorithme de minimisation, en particulier dans un cas où l'algorithme mis en œuvre est de type Neldermead.
Le signal de test peut être un signal de bruit en particulier de bruit blanc, les moyens générateurs comprenant dans ce cas un générateur de bruit, en particulier de bruit blanc. Le générateur de bruit peut comprendre un convertisseur numérique analogique 1 bit.
Le signal discret sk peut être un signal de sortie de moyens comparateurs recevant en entrée ledit signal réel de réponse. Les moyens comparateurs peuvent être formés d'un convertisseur analogique-numérique 1 bit.
L'utilisation d'un convertisseur analogique-numérique 1 bit peut permettre de minimiser le bruit dans la chaine de mesure.
Les moyens générateurs peuvent comprendre un amplificateur de puissance, dont la puissance est susceptible d'être modulée par des moyens de régulation de puissance formant une boucle de rétroaction. Les moyens de régulation de puissance peuvent être prévus pour adapter la puissance du signal émis par les moyens générateurs en fonction d'une comparaison entre une valeur d' inductance mutuelle prédéterminée et une valeur d' inductance mutuelle évaluée par les moyens d'identification du lecteur.
L' invention concerne également un système de télémesure comprenant :
- un capteur passif de type RLC,
- au moins un lecteur tel que défini plus haut .
L' invention concerne également un système de télémesure comprenant :
- deux ou plusieurs capteurs passifs de type RLC,
- au moins un lecteur tel que défini plus haut .
Ainsi, un lecteur mis en œuvre suivant l'invention peut être prévu pour effectuer une mesure simultanée sur plusieurs capteurs, par exemple sur des capteurs différents destinés à mesurer différents paramètres physiques, ou sur des capteurs différents destinés à mesurer les mêmes paramètres physiques mais selon des gammes différentes.
Des moyens pour modifier l'ordre du filtre discret en fonction du nombre de capteurs utilisé au sein du système de télémesure peuvent être également prévus .
BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS
La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description d'exemples de réalisation donnés, à titre purement indicatif et nullement limitatif, en faisant référence aux dessins annexés sur lesquels :
- la figure 1 illustre un système de télémétrie par couplage inductif, comportant un capteur passif de type RLC et un lecteur ; - la figure 2 donne des exemples de courbes de module et de phase de l'impédance ramenée d'un capteur passif de type RLC ;
- la figure 3 représente un schéma équivalent d'impédance d'entrée d'un capteur passif de type RLC vu par un lecteur dans un système de télémétrie ;
- les figures 4A, 4B donnent des exemples de courbes de module et de phase de l'impédance d'entrée d'un capteur passif RLC pour différentes valeurs de capacité du capteur ;
- les figures 4C, 4D donnent des exemples de courbes de module et de phase de l'impédance d'entrée d'un capteur passif RLC pour différentes valeurs de résistance du capteur ; - la figure 5 illustre un dispositif de lecture par couplage inductif suivant l'art antérieur de mesures effectuées par un capteur de mesure de perméabilité magnétique utilisant un analyseur d' impédance ;
- la figure 6 illustre un exemple de dispositif de télémétrie passive suivant l'art antérieur, comprenant un lecteur fonctionnant suivant le principe dit de « grid-dip » ; - la figure 7 illustre un autre exemple de dispositif de télémétrie passive suivant l'art antérieur comprenant un lecteur fonctionnant suivant le principe dit de « grid-dip » ;
- la figure 8 illustre, par l'intermédiaire d'un schéma bloc d'automatique, un procédé mis en œuvre par un lecteur suivant l'invention, d'identification de variables d'un capteur passif RLC ;
- la figure 9 illustre un exemple de mise en œuvre d'un système de télémétrie suivant l'invention avec un capteur passif de type RLC et un lecteur des mesures effectuées par le capteur ;
- la figure 10 illustre un autre exemple de mise en œuvre d'un système de télémétrie suivant l'invention avec plusieurs capteurs passifs de type RLC et un lecteur des gammes de mesures effectuées respectivement par ces capteurs ;
- la figure 11 illustre un exemple de mise en œuvre d'un système de télémétrie suivant l'invention, comprenant un capteur passif de type RLC et un lecteur des mesures effectuées par le capteur, le lecteur étant doté d'un dispositif d'asservissement de son amplificateur de puissance.
Les différentes parties représentées sur les figures ne le sont pas nécessairement selon une échelle uniforme, pour rendre les figures plus lisibles .
EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS
Sur la figure 1, un exemple de système de télémétrie passif suivant l'invention est donné. Ce système comprend un capteur passif 102 sans fil de type {R,L,C}, modélisé par un circuit RLC équivalent.
Le capteur 102 est doté de moyens formant une résistance Rs, de moyens formant une capacité Cs, de moyens formant une inductance Ls, la capacité Cs, l'inductance Ls et la résistance Rs étant susceptibles de varier en fonction de paramètres physiques tels que par exemple la température, l'humidité, une contrainte mécanique que l'on souhaite mesurer. Le capteur 102 peut, par exemple, être un capteur prévu pour effectuer une mesure de température et d'humidité.
Le système de télémétrie comprend également un lecteur 104 destiné à lire des signaux issus du capteur 102 et à produire, en fonction de ces signaux, des estimations de la résistance Rs, de la capacité Cs du capteur, ainsi que de l'inductance mutuelle M entre le capteur 102 et le lecteur 104. Le lecteur 104 comporte notamment une antenne inductive 105 d' inductance Li et des moyens générateurs prévus pour générer un courant dans l'antenne 105 afin de donner naissance à un champ électromagnétique. Les moyens générateurs peuvent comprendre un générateur de signal, prévu pour produire un signal riche en harmoniques et qui peut être pseudo-aléatoire. Le signal généré peut être un signal riche en harmonique sur une bande de fréquence donnée, qui peut correspondre à la bande passante ou bande de fonctionnement du capteur 102. Les moyens générateurs peuvent comprendre un générateur 108 de bruit, en particulier un générateur de bruit blanc, en sortie duquel peut être prévu un amplificateur 106 de puissance délivrant un courant à l'antenne 105. Un étage de filtrage peut être également intégré auxdits moyens générateurs. Le signal peut être généré à l'aide d'un signal à deux états, le générateur 108 comportant dans ce cas un convertisseur numérique analogique (CNA), par exemple un CNA 1 bit.
Des moyens d'acquisition du signal d'antenne 105 sont prévus. Le lecteur 104 est apte à mesurer à distance une variation résistive (i.e. une variation de Rs), une variation inductive (i.e. une variation de Ls) du capteur 102 une variation capacitive, i.e. une variation de Cs, qui est passif et de type {R,L,C}, ainsi qu'une variation d'inductance mutuelle M. Selon une possibilité de mise en œuvre, le capteur peut avoir une inductance Ls fixe.
Selon une autre possibilité de mise en œuvre, l'inductance Ls du capteur peut être une grandeur d'intérêt variable, tandis que la capacité Cs du capteur est fixe. Un capteur magnétosctrictif ou piézomagnétique est par exemple susceptible de modifier ses propriétés magnétiques sous l'action d'une contrainte mécanique, et peut avoir une inductance Ls variable, tandis que sa capacité Cs est fixe.
La lecture peut être effectuée en temps réel et de manière simultanée entre les différentes variables Rs, Cs, Ls, (ou Cs/Ls) , M lues. On peut ainsi obtenir une mesure simultanée de plusieurs paramètres physiques .
Le lecteur 104 est prévu notamment pour mettre en œuvre une identification différentes variables Rs, Cs, Ls, (ou Cs/Ls), M lues, à l'aide d'un procédé de type BIMBO (BIMBO pour « Basic Identification Method using Binary Observations ») et tel que décrit dans les documents "Self-testing of sigma-delta MEMS sensors using BIMBO", E. Colinet, J. Julliard, MWCAS/NEWCAS, August 2007 et "Identification of a one-bit lowpass sigma-delta modulator using BIMBO", E. Colinet, J. Julliard, Instrumentation and Measurement Technology Conférence, May, 2007.
Le capteur 102 est inductivement couplé au lecteur 104 et est considéré comme un système inconnu, dont l'ordre peut être connu, et dont on souhaite évaluer les variables Rs, Ls/Cs, et M. Une identification des paramètres caractérisant ce système, est mise en œuvre par le lecteur 104. Pour cela, une estimation de la fonction de transfert caractérisant le capteur 102 peut être effectuée. Par l'intermédiaire du lecteur 104, il est ainsi possible d'obtenir une estimation de la capacité Cs, de l'inductance Ls et de la résistance Rs distantes, mais également de la distance D de mesure, c'est-à-dire de la distance du capteur 102 par rapport au lecteur 104 grâce à une extraction de la valeur de l'inductance mutuelle M au couplage inductif mis en jeu. Le lecteur 104 peut mettre en œuvre un procédé d' identification de système permettant de remonter aux valeurs d'intérêt Cs/Ls, Rs, M à partir d'une estimation de l'impédance d'entrée ZIN, vue par l'inductance Li du lecteur 104. Un tel procédé d'identification peut être mis en œuvre par exemple à l'aide d'un processeur de signal numérique (DSP), ou d'un microprocesseur ou d'un circuit FPGA intégré au lecteur 104.
Un principe de procédé d' identification mis en œuvre par le lecteur va à présent être donné en liaison avec les figures 8 et 9, la figure 8 représentant un schéma-bloc automatique équivalent du traitement réalisé, tandis que la figure 9 illustre un exemple de système de télémesure suivant l'invention. On génère tout d'abord, à l'aide du générateur 108, un signal uk spectralement riche tel qu'un bruit blanc. Ce signal peut être généré à l'aide d'un signal à deux états, le générateur comportant dans ce cas, par exemple, des moyens formant un CNA 1 bit. Ensuite, on acquiert le signal de réponse yk du système de télémesure. Pour cela, on effectue une acquisition du signal aux bornes de l'antenne 105, qui est ensuite injecté dans des moyens 109 formant un comparateur. Le signal aux bornes de l'antenne est échantillonné et comparé à un seuil, afin d'obtenir un signal sk tel que sk=S (yk) avec S() qui peut être la fonction réalisée par un convertisseur analogique numérique. Dans le cas où les moyens 109 forment un CAN-lbit de type comparateur ou relais à hystérésis, S peut être la fonction signe. L'application d'une fonction signe ou la comparaison, peuvent être réalisées par exemple à l'aide de moyens formant un convertisseur analogique- numérique 1 bit. L'utilisation d'un convertisseur analogique-numérique 1 bit peut permettre de minimiser le bruit dans la chaine de mesure.
En mettant en œuvre un modèle paramétrique H (θ) discret de la fonction de transfert du système inconnu, on calcule une estimation yk de la réponse temporelle du système inconnu au signal uk émis par le générateur 108, ainsi que son signe Sk=S{yk). Cette opération peut être effectuée à l'aide de moyens formant un filtre discret 112, dont l'ordre et les coefficients sont réglables et susceptibles d'être adaptés ou modifiés. L'ordre du filtre discret 112 est adapté en fonction de celui du système sous test, que représente le capteur 102. L'ordre du filtre discret 112 peut être prévu égal au système sous test ou, selon une variante, peut être supérieur à celui du système sous test que l'on souhaite identifier.
Le modèle paramétrique H (θ) , représentant le filtre discret 112, que l'on considère peut être de la forme suivante :
On définit une variable θ = { a± ; bx} comme étant un ensemble de paramètres inconnus caractérisant le système que l'on souhaite identifier. Les coefficients ax et bi peuvent être par exemple initialisés à 0 au début du procédé d'identification.
Dans un cas où l'on réalise une identification sur un seul capteur 102, l'expression du modèle paramétrique du filtre peut être telle que celle donnée plus haut, avec à titre d'exemple, na = 5 et nb = 5.
Il est également possible d' initialiser le filtre à une valeur nominale attendue correspondant par exemple à un état de repos du capteur c'est-à-dire un état dans lequel les paramètres Rs, Ls, Cs, du capteur sont connus et ne varient pas, le capteur ne faisant, dans cet état de repos, pas l'objet de sollicitations extérieures .
Un algorithme d'optimisation des coefficients ax et bx du filtre est ensuite mis en œuvre.
Par itérations successives, on ajuste le modèle paramétrique H (θ) du filtre 112 en affinant les coefficients ax et blr de façon à corriger l'estimation yk produite à l'aide du filtre 112 et à maximiser ainsi les similitudes entre le signal Sk et l'estimation
Sk=S(yk) . Ainsi, le filtre discret 112 est reconfigurable, ses coefficients a± et b± étant adaptées ou modulées au fur et à mesure des itérations successives . Cet ajustement est effectué à l'aide du calcul d'un critère J que l'on cherche à minimiser, qui est fonction de sk qui dépend du signal réellement reçu par l'antenne 105 et de l' estimation yk , le critère J pouvant être défini à l'aide de la relation suivante : avec N : le nombre d'échantillons à traiter et S ( . ) la relation entre entrée et sortie du comparateur, par exemple la fonction signe réalisée par le CAN 1 bit 109.
Selon une variante, un critère J=Ji peut être calculé à l'aide de l'expression suivante :
k=\ N
Un tel critère est continu par morceaux, et peux être utilisé comme condition d'arrêt de l'algorithme d' itérations . Le calcul du critère J est effectué par des moyens de calcul 114.
Ensuite, on détermine de nouveaux coefficients a± et h± calculés de manière à minimiser le critère J. Des moyens 116 sont prévus pour déterminer ces nouveaux coefficients du filtre 112, de manière à obtenir un critère J minimum et remplacer les coefficients courants par les nouveaux coefficients.
Au bout d'un certain nombre d'itérations, des coefficients finaux ap et bp de la fonction de transfert estimée sont obtenus.
Un premier critère d' arrêt du procédé itératif peut être la réalisation d'un nombre d'itérations seuil N_seuil_l prédéterminé. Une fois ce nombre d'itérations N seuil 1 atteint, un calcul des valeurs Cs, Rs et M est effectué à partir des coefficients finaux ap et bp obtenus.
Un critère d' arrêt peut être également d'atteindre une valeur seuil J_Seuil_2 du critère J donnée prédéterminée qui peut être par exemple de l'ordre de 5 % ou de 8 %. Une fois cette valeur seuil J_Seuil_2 de J atteinte, un calcul des valeurs Cs, Rs et M est effectué à partir de coefficients finaux ax et
A partir de ces coefficients ax et blr une unité de calcul 110, par exemple une unité arithmétique et logique (UAL) est prévue pour déterminer des valeurs de capacité Cs, de résistance Rs et d'inductance mutuelle M, connaissant la valeur de l'inductance Li du lecteur 104 et éventuellement celle de l'inductance Ls du capteur 102 lorsque cette dernière est fixe ou éventuellement la valeur de la capacité Cs du capteur 102 lorsque cette dernière est fixe.
Dans un cas où le filtre discret est du même ordre que l'équivalent discret du système réel sous test, l'ordre du système sous test dont on veut identifier les paramètres Rs, M, Ls ou Cs, étant connu, les moyens de calcul 110 peuvent être mis en œuvre de manière à obtenir de manière analytique une série d'expressions liant les coefficients ap, bp finaux du filtre discret obtenu aux éléments Cs, Rs et M (Ls étant suposé connu) ou Ls, Rs et M (Cs étant supposé connu) .
Dans un autre cas, où le filtre discret 112 est prévu avec un ordre plus élevé que l'équivalent discret du système réel sous test, les moyens de calcul 110 peuvent être prévus pour mettre en œuvre un calcul du module du filtre dont les coefficients sont les coefficients finaux ap et bp du modèle paramétrique reconfigurable, obtenus à la fin du procédé itératif, et ce pour une pluralité de fréquences d'une bande de fréquence donnée. Pour cela, un passage du domaine de temps discret au domaine en temps continu peut être effectué. Le calcul peut être alors effectuée pour une pluralité de fréquences d'une bande de fréquence ou en balayant une bande de fréquence correspondant à la bande passante ou bande d'utilisation du filtre RLC. La détection d'un maximum du module et de la fréquence associée permettant d'atteindre ce maximum, peut permettre de déterminer une fréquence de résonance f0. Connaissant par exemple l'inductance Ls du capteur 102 et la fréquence de résonance f0, un calcul de la capacité Cs peut alors être effectué.
La détection d'un minimum du module et de la fréquence associée permettant d'atteindre ce minimum, peut permettre d'obtenir une fréquence d' antirésonance .
La valeur de M découle alors de l'équation
. Enfin, la valeur de Rs peut être liée au coefficient ou facteur de qualité Q du système distant : connaissant Cs, Ls et la fréquence de résonance fo, Rs se calcule par :
2ττfnLs Af Rs- avec Q = — la bande de fréquence
Q Jo balayée . Le lecteur 104 peut comprendre également un amplificateur de puissance (PA) permettant de générer un courant suffisant dans l'antenne d'émission 105 d'inductance Li. Dans cet exemple, le lecteur 104 dispose d'une interface CAN 1 bit permettant de réaliser la fonction signe S() précédemment évoquée. Le filtre numérique de fonction de transfert Hθ correspondant au modèle paramétrable joue le rôle de l'image discrète et inconnue du système sous test.
Le procédé d' identification réalisé par exemple par un DSP ou un FPGA comprend notamment les opérations suivantes :
- on génère un signal pseudo-aléatoire par exemple sur 1-bit et sur un large spectre de bande déterminée,
- on réalise ensuite l'opération d'évaluation de la mesure qui comporte notamment les 2 étapes suivantes : - Calcul du critère J par exemple à l'aide de la relation (5) donnée plus haut ;
- Evaluation de nouveaux coefficients du filtre 112 permettant de minimiser ce même critère J et remplacement des coefficients courants par de nouveaux coefficients. Cette étape peut être réalisé par exemple à l'aide d'un algorithme de minimisation, de type simplex ou gradient.
Selon une possibilité, un algorithme de minimisation de type NelderMead et tel que décrit par exemple dans le document : "Convergence Properties of the Nelder-Mead Simplex Method in Low Dimensions", Lagarias et al., SIAM Journal of Optimization, vol. 9, n°l, pp. 112-147, 1998.
Selon une autre possibilité, un algorithme de minimisation du Gradient ou de « Newton-Raphson » tel que décrit par exemple dans « An introduction to the conjugate Gradient Method without the agonizing pain », Edition 1 1/4 Jonathan Richard Shewchuck, School of computer science Carnegie Mellon university, peut être utilisé. II s'agit de se rapprocher le plus possible de la fonction de transfert réelle du capteur 102. Lorsque cette étape est jugée satisfaisante à l'aide des critères N_Seuil_l, J_seuil_2 et en partant des valeurs des coefficients de {ai,bi} de Hθ obtenues, on remonte, après avoir déterminé des coefficients ap, bp finaux au bout d'un certain nombre d'itérations du procédé, aux paramètres Cs, Rs et M connaissant Li et Ls. Les valeurs de Li et Ls ont pu être au préalable définies par une étape d'étalonnage. Un deuxième exemple de système de télémesure suivant l'invention est présentée sur la figure 10.
Dans cet exemple, le système comprend plusieurs capteurs, par exemple deux capteurs 202, 302 de type RLC semblables au capteur 102 décrit précédemment, dotés respectivement de moyens formant une résistance (notée RsI pour le premier capteur 202 et Rs2 pour le deuxième capteur 302), de moyens formant une capacité (notée CsI pour le premier capteur 202 et Cs2 pour le deuxième capteur 302), la capacité et la résistance étant susceptibles de varier en fonction de paramètres physiques que l'on souhaite mesurer, ainsi que d'une inductance Ls de couplage.
Un premier capteur 202 peut être prévu pour la mise en œuvre d'une mesure d'un ou plusieurs paramètres physiques, selon une première gamme, à l'aide de la variation de sa résistance RsI et de sa capacité CsI, tandis que le deuxième capteur 302 peut être prévu pour une mesure d'un ou plusieurs paramètres physiques, à l'aide de la variation de sa résistance Rs2 et de sa capacité Cs2. Les capteurs comportent respectivement une antenne d'inductance LsI et une antenne d'inductance Ls2, placées chacune en vis-à-vis du lecteur 104. Les 2 capteurs 202 et 302 présentent chacun une fréquence de résonnance qui leur est propre variant, par exemple, avec la gamme du paramètre physique mesuré.
Le premier capteur 202 peut être par exemple un capteur de pression, prévu pour la mesure d'une première gamme de pressions, tandis que le deuxième capteur 204 est un capteur de pression, prévu pour la mesure d'une deuxième gamme de pressions, différente de la première gamme.
La méthode d' identification BIMBO précédemment décrite repose sur un modèle paramétrique et peut être mise en œuvre à l'aide d'un filtre discret 108 reconfigurable, image du dispositif sous test, c'est-à-dire du dispositif dont on veut identifier les paramètres. Le filtre 112 reconfigurable, peut être adapté à une identification avec deux capteurs, en changeant l'ordre du filtre. Dans le cas de la mise en œuvre à 2 capteurs, le filtre est dimensionné pour un système présentant plusieurs résonances. L'ordre du filtre peut être alors modifié et augmenté par rapport à une identification avec un seul capteur telle que décrite précédemment. Dans le cas de la mise en œuvre à 2 capteurs, L'expression du modèle paramétrique du filtre peut être donnée par l'équation suivante avec par exemple na = 8 et nb = 8.
La méthode d' identification BIMBO permet de retrouver les coefficients {ai,bi} du filtre discret traduisant la présence des fréquences de résonnance correspondants aux deux capteurs 202, 302.
Un autre exemple de réalisation est donné sur la figure 11. On considère une structure de lecteur similaire à celle précédemment décrite en liaison avec la figure 9, mais avec des moyens pour moduler la puissance de l'amplificateur de puissance 106 du lecteur 104, prévus pour modifier la puissance d'émission de l'amplificateur de puissance 106 nécessaire à une opération de lecture. Ces moyens peuvent être mis en œuvre à l'aide d'un rebouclage 320. Un asservissement est réalisé en fonction d'une valeur d'inductance mutuelle M entre l'inductance Li du lecteur et l'inductance (ou les inductances) du capteur 102 (respectivement des capteurs) estimée et comparée par rapport à une valeur de référence notée Mref. Suivant cette valeur, un signal de contrôle ctrl, qui peut être défini sur plusieurs niveaux logiques, est généré par des moyens 321, par exemple à l'aide d'un circuit logique combinatoire ou d'un FPGA ou d'un microcontrôleur.
L'amplificateur de puissance 109 est prévu pour moduler sa puissance en fonction de la valeur du signal ctrl .
Un capteur RLC couplé à un lecteur 104 tel que décrit précédemment peut fonctionner sans opération de maintenance dans des milieux contraignants et clos tels que la haute température ou la radioactivité.
L' invention trouve des applications dans de nombreux domaines industriels ou commerciaux tels que 1' agroalimentaire, la logistique, l'industrie pétrolière, pour lesquels une mesure sans-fil est préférable ou nécessaire, par exemple dans des milieux contraignants qui doivent rester clos tels que des milieux à haute température, et/ou radioactifs, et/ou sous vide, et/ou hermétiques, etc.
L'invention trouve également des applications dans le domaine médical, par exemple dans des systèmes de télémesure dotés de capteur passif de pression appliqué au domaine oculaire.
DOCUMENTS CITES
[I]: J. C. Butler, A. J. Vigliotti, F. W. Verdi, and
S. M. Walsh, "Wireless passive résonant circuit, inductively coupled, inductive strain sensor, " Sens.
Actuators A, Phys . , vol. 102, no. 1/2, pp. 61-66,
Dec. 2002.
[2]: K. G. Ong, J.Wang, R. S Singh, L. G Bâchas, and
C. A. Grimes, "Monitoring of bacteria growth using a wireless, remote query résonant-circuit sensor:
Application to environment sensing, " Biosens.
Bioelectron . , vol. 16, no. 4/5, pp. 305-312, Jun . 2001.
[3] : J. M. English and M. G. Allen, "Wireless micromachined ceramic pressure sensors," in Proc. 12th IEEE Int. MEMS Conf. Tech.
Dig., 1999, pp. 511-516.
[4] : M. Husak, "One-chip integrated résonance circuit with a capacitive pressure sensor," J. Micromech.
Microeng., vol. 7, no. 3, pp. 173-178, Sep. 1997. [5] : K. Finkenzeller, RFID Handbook, fundamentals and
Applications in Contactless Smart cards and identification, 2nd éd., J. Wiley, 2003.
[6] : J. Coosemans, M. Catrysse, R. Puers, "A readout circuit for an intra-ocular pressure sensor", Sens. Actuators A, Phys. Vol. 110, nO . 1-3, pp. 432-438,
2004.
[7]: Sajeeda and T. J. Kaiser, "Passive Telemetric
Readout System," IEEE Sensors Journal, Vol. 6, No. 5,
October 2006.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif de lecteur (104) pour système de télémesure par couplage inductif sans contact doté d'au moins un capteur (102, 202, 302) passif de type RLC ayant au moins une résistance (Rs,
RsI, Rs2), une capactité (Cs, CsI, Cs2) et une inductance (Ls, LsI, Ls2), la résistance, la capacité ou l'inductance étant prévues pour varier en fonction d'un ou plusieurs paramètres physiques que l'on souhaite mesurer, le lecteur comportant :
- au moins une antenne inductive (105),
- des moyens (120) d'identification itérative d'au moins la capacité (Cs) et la résistance (Rs) dudit capteur, prévus pour effectuer un procédé itératif d' identification comprenant des étapes consistant à :
- émettre au moins un signal dit « de test » en entrée de ladite antenne (105), - réaliser une estimation yk de réponse temporelle du capteur (102) audit signal de test à l'aide de moyens formant un filtre discret (112) doté de coefficients (ai, bi) modulables,
- adapter les coefficients du filtre discret, en fonction d'un critère J dépendant au moins de ladite estimation yk et d'un signal discret sk formé à partir d'un signal réel pris aux bornes de l'antenne en réponse à l'émission dudit signal de test.
2. Dispositif de lecteur (104) pour système de télémesure par couplage inductif sans contact selon la revendication 1, le filtre (112) ayant un ordre réglable.
3. Dispositif de lecteur pour système de télémesure par couplage inductif sans contact selon la revendication 1 ou 2, dans lequel le signal discret (sk) est formé par échantillonnage et comparaison dudit signal de réponse à un seuil.
4. Dispositif de lecteur pour système de télémesure par couplage inductif sans contact selon l'une des revendications 1 à 3, dans lequel le critère J est calculé à l'aide de l'expression suivante : avec #= {ai ;bi}, sk=S(yk) où S() est une fonction signe, et N un nombre d'échantillons.
5. Dispositif de lecteur selon l'une des revendications 1 à 4, dans lequel l'adaptation des coefficients du filtre discret (112), comprend des étapes consistant à :
- réaliser une évaluation de nouveaux coefficients du filtre (112) permettant de minimiser le critère J, - remplacer les coefficients du filtre
(112) par lesdits nouveaux coefficients.
6. Dispositif de lecteur selon l'une des revendications 1 à 5, comprenant des moyens de calcul, prévus pour, à la fin du procédé itératif : - acquérir les coefficients (ai, bi) du filtre,
- réaliser une évaluation d'au moins la résistance (Rs) et, la capacité (Cs) et/ou l'inductance (Ls) du capteur.
7. Dispositif de lecteur selon l'une des revendication 6, ladite fin du procédé itératif survenant lorsque le critère Ji est tel que Ji ≤ J_seuil_2 avec J_seuil_2 un seuil prédéterminé et/ou lorsqu'un nombre N seuil 1 d'itérations prédéterminé est atteint.
8. Dispositif de lecteur selon l'une des revendications 1 à 7, dans lequel le signal de test est un signal de bruit, les moyens générateurs comprenant un générateur (108) de bruit.
9. Dispositif de lecteur selon la revendication 8, dans lequel le générateur (108) de bruit comprend un convertisseur numérique analogique 1 bit.
10. Dispositif de lecteur selon l'une des revendications 1 à 9, dans lequel le signal discret sk est un signal de sortie de moyens comparateurs (109) recevant en entrée ledit signal réel de réponse.
11. Dispositif de lecteur selon la revendication 10, les moyens comparateurs (109) étant formés d'un convertisseur analogique-numérique 1 bit.
12. Dispositif de lecteur selon l'une des revendications 1 à 11, les moyens d'identification étant prévus en outre pour évaluer un coefficient (M) d'inductance mutuelle entre le capteur (102) et le lecteur (104) .
13. Dispositif de lecteur selon l'une des revendications 1 à 12, dans lequel les moyens générateurs comprennent un amplificateur (108) de puissance, la puissance du signal émis par les moyens générateurs étant modulée par des moyens de régulation de puissance formant une boucle de rétroaction.
14. Dispositif de lecteur selon la revendication 13, dans laquelle les moyens d' identification sont prévus pour évaluer un coefficient d' inductance mutuelle (M) entre le capteur et le lecteur, les moyens de régulation de puissance étant prévus pour adapter la puissance du signal émis par les moyens générateurs en fonction d'une comparaison entre une valeur d' inductance mutuelle prédéterminée (Mref) et une valeur d' inductance mutuelle (M) évaluée par les moyens d' identification du lecteur .
15. Système de télémesure comprenant :
- un ou plusieurs capteurs passifs (102, 202, 302) de type RLC,
- au moins un lecteur (104) selon l'une des revendications 1 à 14.
EP07858739A 2007-11-26 2007-11-26 Architecture de telemesure en champ proche pour capteur passif distant de type {r,l,c} Withdrawn EP2212653A1 (fr)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/FR2007/052401 WO2009068758A1 (fr) 2007-11-26 2007-11-26 Architecture de telemesure en champ proche pour capteur passif distant de type {r,l,c}

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP2212653A1 true EP2212653A1 (fr) 2010-08-04

Family

ID=40099571

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP07858739A Withdrawn EP2212653A1 (fr) 2007-11-26 2007-11-26 Architecture de telemesure en champ proche pour capteur passif distant de type {r,l,c}

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8271218B2 (fr)
EP (1) EP2212653A1 (fr)
WO (1) WO2009068758A1 (fr)

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8705597B2 (en) 2008-07-11 2014-04-22 Commissariat A L'energie Atomique Et Aux Energies Alternatives Estimation of the impulse response of a system on the basis of binary observations
RU2499269C1 (ru) * 2012-05-03 2013-11-20 Федеральное бюджетное государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Юго-Западный государственный университет" (ЮЗГУ) Измеритель параметров двухполюсных rlc цепей
CN103438911B (zh) * 2013-07-25 2016-01-27 中北大学 定频模式下的lc谐振传感器读取系统及方法
CN103456156B (zh) * 2013-09-23 2016-11-02 东南大学 一种工作频率可调的长距离无源无线传感器遥测系统
EP3093626B1 (fr) 2015-05-12 2022-10-26 Universita' degli studi di Brescia Systeme et methode pour la mesure de grandeurs
US9945695B2 (en) * 2015-05-20 2018-04-17 Simmonds Precision Products, Inc. Proximity sensor
EP3514499B1 (fr) * 2018-01-23 2020-08-26 Siemens Aktiengesellschaft Vérification de données de capteur
US11552635B2 (en) * 2019-05-20 2023-01-10 Cypress Semiconductor Corporation High performance inductive sensing all digital phase locked loop
CN110456165B (zh) * 2019-07-04 2021-09-10 哈尔滨工程大学 一种直流变换器电感和电容参数辨识电路
CN115812142B (zh) 2020-06-12 2026-04-21 亚德诺半导体国际无限责任公司 自校准聚合物纳米复合物（pnc）传感元件
DE112021005751T5 (de) 2020-10-27 2023-08-17 Analog Devices, Inc. Drahtlosintegritätserfassungsbeschaffungsmodul
CN115173583A (zh) * 2022-07-01 2022-10-11 腾讯科技（深圳）有限公司 自供能无线传感系统和测量物理参数的方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3576554A (en) * 1967-11-30 1971-04-27 Fairchild Hiller Corp Passive telemetry system
US6579235B1 (en) * 1999-11-01 2003-06-17 The Johns Hopkins University Method for monitoring intraocular pressure using a passive intraocular pressure sensor and patient worn monitoring recorder
US7086593B2 (en) * 2003-04-30 2006-08-08 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Magnetic field response measurement acquisition system
US7377168B2 (en) * 2005-12-13 2008-05-27 Honeywell International Inc. Wireless sensor antenna configuration
FR2910749B1 (fr) * 2006-12-22 2010-12-17 Valeo Securite Habitacle Dispositif d'emission-reception de signaux pour vehicule automobile

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO2009068758A1 *

Also Published As

Publication number Publication date
WO2009068758A1 (fr) 2009-06-04
US20100250167A1 (en) 2010-09-30
US8271218B2 (en) 2012-09-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2212653A1 (fr) Architecture de telemesure en champ proche pour capteur passif distant de type {r,l,c}
EP1484616A1 (fr) Méthode de détection de décharges partielles et système de diagnostic pour appareil électrique
EP3244169B1 (fr) Systeme de mesure resonant a resolution amelioree
EP2724145B1 (fr) Systeme et procede d'analyse par determination d'un caractere depolarisant ou dichroïque d'un objet
CN114184296A (zh) 基于迁移学习的多模微环谐振腔温度传感处理方法及装置
EP1671140B1 (fr) Dispositif de mesure d'un champ magnetique
WO2018192939A1 (fr) Procede et systeme de detection d'un defaut intermittent dans une ligne de transmission, par filtrage
CA2789296A1 (fr) Systemes permettant l'acquisition et le traitement de donnees issues de mesures physiques, procede de fabrication des dispositifs et utilisations des systemes pour tester les performances d'un appareillage
EP2087591B1 (fr) Dispositif electronique, destine a realiser la mesure et la detection de variations d'au moins un signal d'entree
EP3511781B1 (fr) Dispositif et procédé de collecte, de sauvegarde, d'analyse ainsi que de mise à disposition des résultats de l'analyse de données de pièces d'horlogerie
US20250342300A1 (en) Device for processing data by learning, method, program and corresponding system
EP2146188A2 (fr) Procédé de détection de défaillance d`un capteur analogique et dispositif de détection pour mettre en oeuvre ledit procédé
EP3797336B1 (fr) Dispositif et procédé de collecte, de sauvegarde, d'analyse ainsi que de mise à disposition des résultats de l'analyse de données de pièces d'horlogerie
EP3835730B1 (fr) Technique d'emission d'une mesure effectuee par un capteur
CN109387291A (zh) 用于mems谐振传感器阵列的装置和方法
FR2835119A1 (fr) Demodulateur a large dynamique pour cartes a puce ou etiquettes sans contact
CN112041658B (zh) 用于确定沉降或乳析的速率的方法
FR3105485A1 (fr) Procede et dispositif de detection d’equipement intrus
Xue et al. Periodic-state-directional-transition weak signal detection method and its application
EP1273897B1 (fr) Dispositif numérique de détection et de localisation de fuites de liquide
US5825018A (en) Optical lock-in detection technique for coherent detection applications
CN111811561B (zh) 一种光纤传感器解调装置本底噪声的测量方法
CN120122139B (zh) 一种高纯锗探测器及其探测方法
FR2689978A1 (fr) Procédé de compensation de température pour la mesure de la valeur d'une inductance.
CN121299546A (zh) 基于法拉第效应的微弱磁场三维测量大数据分析系统

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20100526

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MT NL PL PT RO SE SI SK TR

AX Request for extension of the european patent

Extension state: AL BA HR MK RS

RIN1 Information on inventor provided before grant (corrected)

Inventor name: DELORME, NICOLAS

Inventor name: NOWAK, MICHEL

Inventor name: COLINET, ERIC

DAX Request for extension of the european patent (deleted)
17Q First examination report despatched

Effective date: 20110525

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION IS DEEMED TO BE WITHDRAWN

18D Application deemed to be withdrawn

Effective date: 20160601