EP2162883A2 - Limitation de distorsion introduite par un post-traitement au decodage d'un signal numerique - Google Patents

Limitation de distorsion introduite par un post-traitement au decodage d'un signal numerique

Info

Publication number
EP2162883A2
EP2162883A2 EP08806164A EP08806164A EP2162883A2 EP 2162883 A2 EP2162883 A2 EP 2162883A2 EP 08806164 A EP08806164 A EP 08806164A EP 08806164 A EP08806164 A EP 08806164A EP 2162883 A2 EP2162883 A2 EP 2162883A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
post
signal
value
current amplitude
decoded
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
EP08806164A
Other languages
German (de)
English (en)
Other versions
EP2162883B1 (fr
Inventor
Balazs Kovesi
Stéphane RAGOT
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Orange SA
Original Assignee
France Telecom SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by France Telecom SA filed Critical France Telecom SA
Publication of EP2162883A2 publication Critical patent/EP2162883A2/fr
Application granted granted Critical
Publication of EP2162883B1 publication Critical patent/EP2162883B1/fr
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/26—Pre-filtering or post-filtering
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L21/00—Speech or voice signal processing techniques to produce another audible or non-audible signal, e.g. visual or tactile, in order to modify its quality or its intelligibility
    • G10L21/02—Speech enhancement, e.g. noise reduction or echo cancellation

Definitions

  • the present invention relates to signal processing, in particular digital signals in the telecommunications field, these signals being, for example, speech, music, video signals, or other signals.
  • the rate needed to pass an audio and / or video signal with sufficient quality is an important parameter in telecommunications.
  • audio coders have been developed in particular to compress the amount of information necessary to transmit a signal.
  • Some encoders achieve particularly high information compression rates. Such coders generally use advanced information modeling and quantification techniques. Thus, these encoders only transmit models or partial data of the signal.
  • the decoded signal although it is not identical to the original signal (since part of the information has not been transmitted because of the quantization operation), nevertheless remains very close to the signal of origin (at least from the point of view of perception).
  • Quantization noise The difference, in the mathematical sense, between the decoded signal and the original signal is then called "quantization noise".
  • Another treatment family is the conventional noise reduction treatments that distinguish the wanted signal from the spurious noises and that can be applied as post-processing to reduce the quantization noise after decoding.
  • This type of processing originally makes it possible to reduce the noise related to the environment of the signal capture and is often used for speech signals. However, it is impossible to make transparent the processing vis-à-vis the noise related to the environment of the sound recording, which poses a problem for music signal coding, in particular.
  • the present invention improves the situation.
  • the method according to the invention proposes a limitation of a distortion introduced by the post-processing to deliver a corrected output signal, by assigning to the corrected output signal: a current amplitude having an intermediate value between an amplitude value current signal of the post-processed signal and a corresponding current amplitude value of the decoded signal, or the current amplitude of the post-processed signal, according to the values respectively taken by the current amplitude of the post-processed signal and by the current amplitude corresponding decoded signal.
  • a delay line is provided to ensure a temporal correspondence between the current amplitude of the post-processed signal and the corresponding current amplitude of the decoded signal.
  • the method comprises the steps: defining a range of allowed amplitudes, the interval comprising a lower bound and an upper bound which are functions of a current amplitude value of the decoded (but not post-processed) signal, and for a corresponding current amplitude of the post-processed signal, assignment of a current amplitude value to the output signal, equal to the value of:
  • the present invention proposes not to deviate from the decoded signal, beyond a certain tolerance, during the post-processing of the decoded signal.
  • This embodiment can advantageously be implemented in the case where the received signal has been encoded by a scalar quantization coding, the decoder delivering quantized amplitude values which vary with each other in a discrete manner, the successive differences between the quantized values defining successive steps of quantification.
  • the upper bound can be given by the addition of substantially half of the quantization step to the quantized value assigned to the current amplitude of the decoded signal
  • the lower bound can be given by subtracting substantially half the quantization step from the quantized value assigned to the current amplitude of the decoded signal.
  • scalar quantization coding is the so-called "pulse modulation coding" coding, delivering a coded index.
  • pulse modulation coding coding
  • a correspondence table can be provided, giving, for a current received index, a corresponding quantized value and a corresponding quantization step half, from which the current values of the lower and upper bounds can then be determined.
  • FIG. 1 very schematically illustrates the general structure of a scalar quantization codec, whose decoder is followed by a post-processing and a module, within the meaning of the invention, of distortion limitation introduced by the postprocessing
  • - Figure 2 schematically illustrates the structure of the distortion limitation module of Figure 1 and its 3 schematically illustrates distortion limitation steps within the meaning of the invention
  • FIG. 4 very schematically illustrates the hardware structure of a distortion limitation module within the meaning of the invention. .
  • the present invention is advantageously involved in the context of coding / decoding of the scalar quantization type.
  • PCM type coding for "Pulse and Coding Modulation” - also called PCM in English, for "Pulse Code Modulation”
  • each input sample is coded individually, without prediction.
  • PCM type coding for "Pulse and Coding Modulation” - also called PCM in English, for "Pulse Code Modulation”
  • This type of coding compresses signals sampled at 8 kHz, typically defined in a minimum frequency band of 300 to 3400 Hz, by a logarithmic curve which allows to obtain an almost constant signal-to-noise ratio for wide signal dynamics.
  • the quantization step is approximately proportional to the amplitude of the signals.
  • the initial signal S is first coded (module 10) in an encoder 13 and the resulting index sequence I MIC is represented on 8 bits per sample (see reference 15 of FIG. 1), which corresponds to 256 levels
  • an original sample of the signal S to be encoded has an amplitude equal to -75. Therefore, this amplitude is in the range [-80, -65] of line 123 (or "level" 123) of the table.
  • the coding of this information consists of delivering a final coded index, referenced I ' Mw in Figure 1 and in Table 1, which is equal to 0x51.
  • VQ 32256 to all samples whose initial amplitude was in the interval [31744, 32767], that is, a total of 1024 possible values, which corresponds to a quantization step of 1024.
  • the PCM compression is performed by a linear amplitude compression by segments.
  • the 8 bits characterizing 256 quantized values are thus distributed as follows:
  • the quantization step is multiplied by two (16, 32, 64, ...) in the transition from one segment to the next, and this, from the second segment.
  • This encoding law therefore makes it possible to have a quantization precision of 12 bits (with a quantization step of 16) on the first two index segments 0 and 1 (Table 2). Then, the accuracy decreases by 1 bit each increment of the segment index (the quantization step being multiplied by two at each increment), as shown in Table 2 below.
  • Table 2 is interpreted as follows. For example, if the amplitude of an original sample is -30000: the index of the associated segment "7" is coded on 3 bits, the sign "-" is coded on 1 bit (at 0) , and the remaining 4 bits (13, 12, 11 and 10) define the amplitude level in the index segment 7. Similarly, if the amplitude of an original sample is +4000:
  • Table 3 below is the equivalent of Table 2, but for the G.711 standard as practiced in particular in the United States of America or in Japan (called " ⁇ law"), with in particular the no quantization and the maximum possible deviations E MAX between the quantized value VQ and the real value of the amplitude of the original sample.
  • the final index the M ⁇ c received at the decoder makes it possible to determine, on the one hand, the quantized value VQ and, on the other hand, the segment index ID-SEG from which the quantization step can be deduced and hence the maximum amplitude of the coding error E MAX - It will also be noted that the index of the ID-GIS segment can be found also as a function of the position of the weight bit the strongest of the signal amplitude in the case of G.711 coding according to law A (Table 2).
  • a specificity of the MIC coding is that the original sample and the decoded sample always have their amplitude in the same quantization interval: for the original sample, at any position in the meantime, and for the decoded sample, systematically in the middle of the interval.
  • the decoded signal S ' MIC then undergoes post-processing filtering 16 (for example a denoising or the application of a perceptual post-filter).
  • the resulting signal S POST is then processed by a module 20 within the meaning of the invention.
  • the post-processing 16 (even if it is generally linear phase to preserve the waveform) may be too aggressive and alter the natural appearance of a speech signal.
  • the decoder there is information on the original signal that can be used, within the meaning of the present invention, to limit the difference between the decoded and post-filtered signal S POST , on the one hand, and the original signal S, on the other hand.
  • Module 20 ( Figure 1) allows, in the sense of the invention, to limit the distortion generated by the post-processing implemented decoding.
  • a possible exemplary embodiment, described in detail below, is to impose that the distortion introduced by the post-processing 16 with respect to the decoded signal S ' MIC can not be greater than the maximum amplitude of the coding error.
  • E M A X - It is then ensured that the post-filtered signal remains in the same quantization interval as the original signal.
  • the overall distortion due to coding / decoding and post processing processing is limited, and in particular very close to the maximum coding distortion E M A X - This measurement also ensures that the energy distribution between successive samples and the overall waveform be well preserved.
  • FIG. 2 An exemplary implementation of the invention is illustrated in FIG. 2.
  • the module 21 calculates the decoded sample S' MW V by inverse quantization of the index I MW received.
  • the module 22 performs the aforementioned post-processing. It will also be remembered that this operation generally introduces a delay.
  • provision is made for a treatment in the sense of the invention which advantageously starts with a delay line (module 23) to which the received index I ' MW is also applied.
  • the delay is adjusted so that the delayed index I ' M W_ DEL is time-aligned with the current sample delivered by the output S P OS T of post-processing 22.
  • the module 25 determines the quantized value QV and the corresponding maximum coding error E MAX , for example from a table 24 which can comprise data from Table 1 above. .
  • the data in Table 1 which can be used for the determination of the QV and E MAX parameters operated by the module 25 are shown in Table 4 below.
  • Table 4 changes according to the quantized value QV to show that Table 4 is taken from Table 1 given above.
  • Table 5 contains the same data as Table 4, but is ranked according to the index values I'MW_DEL- Table 5 then presents the respective parameters QV and E MAX according to a given index I ' MW _ DEL and can therefore constitute, for the standard G.711-law A, the content of the table 24 of FIG.
  • Table 6 Table 7 below shows the data that can comprise a table 24 in a processing of the type shown in FIG. 2, in the context of coding according to the law ⁇ .
  • the table 24 (can therefore include the data of Tables 5 or 7) can be stored hard in a memory of a module 20 ( Figure 1) within the meaning of the invention.
  • the parameters E MAX and QV are calculated directly from the received index, without using a table 24, as follows.
  • the module 25 can calculate the maximum coding error E MAX linked to this identifier segment ID-SEG, from a function of simple correspondence between the ID-SEG identifier and the E MAX parameter, this function being able to be constructed from: the existing function linking the ID-SEG identifier to the quantization step and the existing function linking the quantization step to the maximum coding error E M AX, in accordance with Tables 2 and 3 given previously.
  • the module 26 checks whether the difference between the post-processed sample S POST and the just decoded sample without post-processing S ' MW does not exceed the value of the parameter E MAX found, in which case the post-processing has induced distortions that should be limited.
  • the value of the sample S POST is then brought back to a value closer to the quantified value QV, so that the difference between the values S POST and QV remains below an authorized threshold.
  • the module 26 operates, as follows, on the basis of: - a post-processed current sample S POST , the quantized value QV of the corresponding sample just decoded without postprocessing, and the maximum error of E MAX encoding found with this QV quantized value.
  • FIG 3 details the operations of module 26 of Figure 2 in the form of a flowchart.
  • the inputs of this module are thus the S POST post-processed samples, the corresponding quantized QV values and the corresponding maximum E MAX coding errors (step 31).
  • steps 32 and 33 the limits, respectively lower LimiNF and upper Limsup of the quantization interval around the current quantized value QV, are determined.
  • step 34 it is verified whether the post-processed sample S POST has a lower amplitude than the lower limit Limi NF .
  • the temporary variable Tmp is set: either to the amplitude value of the sample S POST , or to that of the authorized lower limit LimiNF (if the amplitude SPOST is less than the limit Limi NF ).
  • step 35 the output S OUT gives: either the unchanged value of the amplitude of the sample S POST (if it was already in the range delimited by the limits LimiNF and Limsup), - either the lower limit LimiNF (if the amplitude of the sample S POST was lower than the latter Limi N p), - or the upper limit Limsup (if the amplitude of the sample SPOST was superior to this last Limsup).
  • the output signal S OUT always remains in the same quantization interval as the original signal S.
  • the output signal is strictly brought back into the quantization interval of the original signal, delimited by: [S 'Mw ⁇ ⁇ MAX, S' Mw ⁇ ⁇ MAX ⁇ ⁇ ] -
  • the distortion of the post-processing is limited compared to the decoded signal, and not necessarily compared to the original signal, depending on the type of coding / decoding used.
  • an optional prior step 38 (illustrated in dotted lines for this purpose) can be provided to prevent the post-processing distortion limitation from being systematically applied. In certain cases, it is indeed advantageous to inhibit the treatment of FIG.
  • the signal-to-noise ratio (noted RSB hereafter), obtained by the PCM coding / decoding, is substantially constant (at a level of about 38 dB) for wide signal dynamics.
  • the RSB ratio is low and can even be negative at the beginning of the segment of the amplitude compression law.
  • the output of the PCM decoder is then very "noisy" for low amplitude signals (for example in the case of silence between two sentences of a speech signal).
  • the steps 32 to 35 do not are not implemented and the amplitude of the output samples S OUT directly takes the value of the amplitude of the post-filtered samples S POST (step 37).
  • the value of the threshold S e is equal to 24 (in the scale, of course, tables given above).
  • the treatment aimed at limiting the distortion is applied.
  • the method according to the invention is finally implemented only for decoded and post-processed S POST signals whose amplitude is greater than the predetermined threshold value S e .
  • the present invention is not limited to the embodiment described above by way of example; it extends to other variants.
  • the distortion limitation module 20 is shown in FIG. 1 downstream of the post-processing module 16.
  • it can be integrated directly into the post-processing module 16.
  • this variant can be advantageous, particularly in the context of using recursive filters with infinite impulse response (or HR for Infinity Impulse Response). in English).
  • HR filter the output sample of the filter depends on the previous outputs of this filter.
  • the output of the HR filtering can directly take into account the values that were immediately modified by the module within the meaning of the invention.
  • intervals were defined around the decoded value S '(which may be the quantized value QV in the case of scalar quantization coding / decoding of the type described herein. -before).
  • this embodiment was described by way of non-limiting example. It can be provided, alternatively, to assign to the amplitude of the output signal S OUT the average (or more generally a weighted average) between the decoded value S 'and the post-processed amplitude value S POST , while allowing the direct assignment of the post-processed amplitude value SPOST if, for example, the latter SPOST is still in a chosen range.
  • the present invention applies to any type of coding / decoding, beyond a coding according to the G.711 standard, and for example the embodiment described in detail above can be applied in particular to case of scalar quantization coding / decoding with any number of levels, followed by decoding of a linear phase postprocessing.
  • the present invention also aims at a processing module 20 of a digital signal, this signal being decoded by an upstream decoder 14 (FIG. 1) and undergoing a noise reduction aftertreatment 16.
  • This processing module 20 in the sense of the invention then comprises means 23, 24, 25, 26 ( Figure 2) for implementing the method of limiting a distortion introduced by the post-processing.
  • this module 20 in the sense of the invention typically comprises, with reference to FIG.
  • a ⁇ P processor cooperating with a memory block BM including a storage and / or working memory, as well as the aforementioned memory MEM as means for carrying out, in an exemplary embodiment, the delay line 23 and providing the delayed index I ' MW _ DEL -
  • the memory block BM may further comprise a storage means (preferentially in read-only memory) of the correspondence table 24 of Figure 2, or a computer program for directly calculating the decoded value and the corresponding interval from the delayed index I ' MW _ DEL , according to the embodiment chosen.
  • the module 20 may be independent or integrated in a noise reduction post-processing module.
  • a storage memory of such a module 20 can advantageously also include a computer program comprising instructions for implementing the method in the sense of the invention, when these instructions are executed by a ⁇ P processor of the module.
  • FIG. 3 may illustrate a flowchart representing the algorithm of such a computer program.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computational Linguistics (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • Audiology, Speech & Language Pathology (AREA)
  • Human Computer Interaction (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)

Abstract

L'invention propose le traitement d'un signal numérique, issu d'un décodeur et d'un post-traitement de réduction de bruit, avec, en particulier, une limitation d'une distorsion introduite par le post-traitement pour délivrer un signal de sortie corrigé (SOUT), en affectant à ce signal de sortie corrigé (SOUT) : une amplitude courante ayant une valeur intermédiaire entre une valeur d'amplitude courante du signal post-traité (SPOST) et une valeur d'amplitude courante correspondante du signal décodé (S'MIC), ou l'amplitude courante du signal post-traité (SPOST), selon les valeurs prises respectivement par l'amplitude courante du signal post- traité (SPOST) et par l'amplitude courante correspondante du signal décodé (S'MIC).

Description

Limitation de distorsion introduite par un post-traitement au décodage d'un signal numérique
La présente invention concerne un traitement de signal, en particulier de signaux numériques dans le domaine des télécommunications, ces signaux pouvant être par exemple des signaux de parole, de musique, des signaux vidéo, ou autres.
Généralement, le débit nécessaire pour faire transiter un signal audio et/ou vidéo avec une qualité suffisante est un paramètre important en télécommunications. Afin de réduire ce paramètre et d'augmenter alors le nombre de communications possibles via un même réseau, des codeurs audio ont été développés notamment pour compresser la quantité d'informations nécessaire pour transmettre un signal.
Certains codeurs permettent d'atteindre des taux de compression de l'information particulièrement élevés. De tels codeurs utilisent en général des techniques avancées de modélisation et de quantification de l'information. Ainsi, ces codeurs ne transmettent que des modèles ou des données partielles du signal.
Le signal décodé, bien qu'il ne soit pas identique au signal d'origine (puisqu'une partie de l'information n'a pas été transmise du fait de l'opération de quantification), reste néanmoins très proche du signal d'origine (au moins du point de vue de la perception). La différence, au sens mathématique, entre le signal décodé et le signal d'origine est alors appelée « bruit de quantification ».
Les traitements en compression de signaux sont souvent conçus de manière à minimiser le bruit de quantification et, en particulier, à rendre ce bruit de quantification le moins audible possible lorsqu'il s'agit de traiter un signal audio. Il existe alors des techniques prenant en compte les caractéristiques psycho-acoustiques de l'audition, dans le but de « masquer » ce bruit. Toutefois, pour obtenir des débits les plus faibles possibles, le bruit de quantification peut être parfois difficile (voire impossible) à masquer totalement, ce qui, dans certaines circonstances, dégrade l'intelligibilité et/ou la qualité du signal.
Afin de réduire ce bruit de quantification et donc améliorer la qualité, deux familles de techniques peuvent être utilisées au décodage.
Il est possible, tout d'abord, d'utiliser un post-filtre adaptatif, du type décrit dans l'article de Chen et Gersho :
"Adaptive postfilte ring for quality enhancement of coded speech" , IEEE Transactions on Speech and Audio Processing, vol. 3, no. 1, Jan. 1995, pages 59 - 71, et employé notamment dans les décodeurs de parole de type CELP (pour « Code Excited Linear Prédiction »).
Il s'agit d'effectuer un filtrage qui améliore la qualité subjective en atténuant le signal dans les zones où le bruit de quantification est le plus audible (notamment entre les formants et les harmoniques de période fondamentale ou "pitch"). Les post-filtres adaptatifs actuels procurent de bons résultats pour des signaux de parole, mais de moins bons résultats pour d'autres types de signaux (signaux de musique, par exemple).
Une autre famille de traitement vise les traitements classiques de réduction de bruit qui distinguent le signal utile des bruits parasites et qui peuvent être appliqués comme post-traitement pour réduire le bruit de quantification après décodage. Ce type de traitement permet à l'origine de réduire le bruit lié à l'environnement de la capture du signal et il est souvent utilisé pour des signaux de parole. Toutefois, il est impossible de rendre transparent le traitement vis-à-vis du bruit lié à l'environnement de la prise de son, ce qui pose problème pour du codage de signal de musique, notamment. Ainsi, en codage/décodage, on peut vouloir transmettre le bruit d'ambiance et il est alors souhaitable que la réduction de bruit ne s'applique pas à ce type de bruit d'ambiance mais uniquement au bruit de quantification, en particulier dans le contexte du posttraitement au décodage visant à réduire le bruit de quantification. Néanmoins, ces différents types de procédés de réduction de bruit de quantification déforment plus ou moins le signal. Par exemple, l'utilisation d'un post-filtre (débruitage) qui serait trop agressive pour le signal de parole permettrait d'éliminer complètement le bruit de quantification mais le son de voix obtenu semblerait moins naturel et/ou étouffé. L'optimisation de ces différents types de procédés est donc difficile et il convient systématiquement de trouver un compromis entre : - l'efficacité de suppression du bruit de quantification, et la conservation des propriétés du signal initial, notamment en termes d'aspect naturel ou non.
La présente invention vient améliorer la situation.
Elle propose à cet effet un procédé de traitement d'un signal numérique, issu d'un décodeur et d'un post-traitement de réduction de bruit. Le procédé au sens de l'invention propose une limitation d'une distorsion introduite par le post-traitement pour délivrer un signal de sortie corrigé, en affectant au signal de sortie corrigé : une amplitude courante ayant une valeur intermédiaire entre une valeur d'amplitude courante du signal post-traité et une valeur d'amplitude courante correspondante du signal décodé, ou l'amplitude courante du signal post- traité, selon les valeurs respectivement prises par l'amplitude courante du signal post-traité et par l'amplitude courante correspondante du signal décodé.
Avantageusement, une ligne à retard est prévue pour assurer une correspondance temporelle entre l'amplitude courante du signal post-traité et l'amplitude courante correspondante du signal décodé.
Dans une réalisation particulière, le procédé comporte les étapes : définition d'un intervalle d'amplitudes admises, l'intervalle comportant une borne inférieure et une borne supérieure qui sont fonctions d'une valeur d'amplitude courante du signal décodé (mais non post-traité), et pour une amplitude courante correspondante du signal post-traité, affectation d'une valeur d'amplitude courante au signal de sortie, égale à la valeur de :
• la borne inférieure si l'amplitude courante du signal post- traité est inférieure à la valeur de la borne inférieure,
• la borne supérieure si l'amplitude courante du signal post-traité est supérieure à la valeur de la borne supérieure, • l'amplitude courante du signal post- traité si la valeur de l'amplitude courante du signal post-traité est incluse dans ledit intervalle.
Ainsi, la présente invention propose de ne pas s'écarter du signal décodé, au-delà d'une certaine tolérance, lors du post-traitement du signal décodé.
On peut alors, dans une réalisation, affecter une plage de valeurs d'amplitude à chaque valeur possible d'amplitude du signal décodé pour définir quantitativement cette tolérance, de sorte que les bornes inférieure et supérieure précitées sont choisies pour que la différence entre la borne supérieure et la borne inférieure soit égale à cette plage de valeurs.
Cette réalisation peut avantageusement être mise en œuvre dans le cas où le signal reçu a été codé par un codage à quantification scalaire, le décodeur délivrant des valeurs d'amplitude quantifiées qui varient entre elles de façon discrète, les écarts successifs entre les valeurs quantifiées définissant des pas successifs de quantification. Ainsi : la borne supérieure peut être donnée par l'addition de sensiblement la moitié du pas de quantification à la valeur quantifiée affectée à l'amplitude courante du signal décodé, et la borne inférieure peut être donnée par la soustraction de sensiblement la moitié du pas de quantification à la valeur quantifiée affectée à l'amplitude courante du signal décodé.
Un exemple de codage à quantification scalaire est le codage dit « à modulation par impulsion et codage », délivrant un indice codé. Dans ce cas, il est possible de déterminer des valeurs courantes respectives des bornes inférieure et supérieure simplement sur la base de l'indice codé courant, reçu au décodeur. On peut prévoir d'ailleurs une table de correspondance donnant, pour un indice reçu courant, une valeur quantifiée correspondante et une moitié de pas de quantification correspondant, à partir desquelles peuvent être alors sont déterminées les valeurs courantes respectives des bornes inférieure et supérieure.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ci-après, et des dessins annexés sur lesquels : la figure 1 illustre très schématiquement la structure générale d'un codée à quantification scalaire, dont le décodeur est suivi d'un post-traitement et d'un module, au sens de l'invention, de limitation de distorsion introduite par le posttraitement, - la figure 2 illustre schématiquement la structure du module de limitation de distorsion de la figure 1 et son interaction avec le module de post-traitement, la figure 3 illustre schématiquement des étapes de limitation de distorsion au sens de l'invention, la figure 4 illustre très schématiquement la structure matérielle d'un module de limitation de distorsion au sens de l'invention.
La présente invention intervient avantageusement dans le contexte d'un codage/décodage du type à quantification scalaire. Par exemple, dans le cas du codage de type MIC (pour "Modulation par Impulsion et Codage" - dit aussi PCM en anglais, pour « Puise Code Modulation »), chaque échantillon d'entrée est codé individuellement, sans prédiction. On rappelle le principe d'un tel codée en référence à la figure 1.
Ce type de codage, au sens de la norme ITU-T G.711, réalise une compression des signaux échantillonnés à 8 kHz, typiquement définis dans une bande de fréquences minimale de 300 à 3400 Hz, par une courbe logarithmique qui permet d'obtenir un rapport signal à bruit à peu près constant pour une large dynamique de signaux.
Plus précisément, le pas de quantification est approximativement proportionnel à l'amplitude des signaux. Le signal initial S est d'abord codé (module 10) dans un codeur 13 et la séquence d'indices résultante IMIC est représentée sur 8 bits par échantillon (voir la référence 15 de la figure 1), ce qui correspond donc à 256 niveaux
(28=256) de quantification. Dans le réseau téléphonique commuté 11, ces 8 bits sont transmis à une fréquence de 8 kHz pour donner un débit de 8x8=64 kbit/s. Au décodeur 14, sur réception du signal l'Mιc que délivre le réseau 11, le signal finalement décodé S 'M[c est obtenu à la sortie du quantificateur inverse 12. En pratique, si la quantification inverse est contrôlée par une table, elle consiste simplement en un pointage d'un index dans une table comportant 256 valeurs quantifiées et reprises dans le tableau 1 ci-après. Ce tableau 1 est établi pour la norme ITU-T G.711 telle qu'elle est mise en œuvre en Europe (pratique dite « loi A »).
Par exemple, un échantillon d'origine du signal S à coder a une amplitude égale à -75. Par conséquent, cette amplitude est comprise dans l'intervalle [-80, -65] de la ligne 123 (ou « niveau » 123) du tableau. Le codage de cette information consiste à délivrer un indice final codé, référencé I' Mw sur la figure 1 et sur le tableau 1, qui est égal à 0x51. Au décodage, l'opération de quantification inverse consiste donc à récupérer l'indice I'MW = 0x51 et à lui faire correspondre une valeur quantifiée VQ, telle que VQ = -72. Par conséquent, le décodage affecte à l'amplitude de l'échantillon correspondant, du signal décodé S'Mw, cette valeur -72. On relèvera que l'on affecterait cette même valeur VQ = -72 à tous les échantillons à décoder et dont l'amplitude initiale avait une valeur dans l'intervalle [-80, -65], soit en tout 16 valeurs possibles dans l'intervalle, ce qui correspond au pas de quantification ici de 16. En revanche, on relèvera que l'on affecterait la même valeur VQ = 32256 à tous les échantillons dont l'amplitude initiale était dans l'intervalle [31744, 32767], soit en tout 1024 valeurs possibles, ce qui correspond à un pas de quantification de 1024.
Tableau 1 Pour faciliter sa mise en œuvre, la compression MIC est réalisée par une compression d'amplitude linéaire par segments. Dans la norme ITU-T G.711, les 8 bits caractérisant 256 valeurs quantifiées sont ainsi répartis de la façon suivante :
1 bit de signe (0 pour une valeur négative ; et 1 sinon), portant la référence sgn sur la figure 1 ,
3 bits pour indiquer un identifiant de segment de 0 à 7 (tableaux 2 et 3), portant la référence ID-SEG sur la figure 1, et
4 bits pour préciser l'emplacement d'un niveau sur un segment courant, portant la référence ID-POS sur la figure 1.
Dans la norme G.711 selon la loi A en particulier, le pas de quantification est multiplié par deux (16, 32, 64, ...) au passage d'un segment au suivant, et ce, à partir du deuxième segment. Cette loi de codage permet donc d'avoir une précision de quantification de 12 bits (avec un pas de quantification de 16) sur les deux premiers segments d'indices 0 et 1 (tableau 2). Puis, la précision diminue de 1 bit à chaque incrémentation de l'indice de segment (le pas de quantification étant multiplié par deux à chaque incrémentation), comme le montre le tableau 2 ci-après.
Tableau 2 Le tableau 2 s'interprète comme suit. A titre d'exemple, si l'amplitude d'un échantillon d'origine vaut -30000 : l'indice du segment associé « 7 » est codé sur 3 bits, le signe « - » est codé sur 1 bit (à 0), et les 4 bits restants (13, 12, 11 et 10) définissent le niveau d'amplitude dans le segment d'indice 7. De même, si l'amplitude d'un échantillon d'origine vaut +4000 :
- l'indice du segment associé « 4 » est codé sur 3 bits,
- le signe « + » est codé sur 1 bit (à 1), et les 4 bits restants (3, 2, 1 et 0) définissent le niveau d'amplitude dans le segment d'indice 4.
Le tableau 3 ci-après est l'équivalent du tableau 2, mais pour la norme G.711 telle qu'elle est pratiquée notamment aux Etats-Unis d'Amérique ou au Japon (dite « loi μ »), avec en particulier les pas de quantification et les écarts maximums possibles EMAX entre la valeur quantifiée VQ et la valeur réelle de l'amplitude de l'échantillon d'origine.
Tableau 3 En reprenant alors la ligne 123 du tableau 1, toutes les 16 valeurs de l'intervalle [-80, -65] sont représentées par le mot de code de 0x51 qui, une fois décodé, donne la valeur quantifiée -72. Toutefois, il convient de relever qu'inversement, en obtenant une valeur décodée -72, il est sûr que la valeur d'origine qui a été codée était dans l'intervalle [-80, -65]. On sait donc que l'amplitude maximale de l'erreur de codage pour cet échantillon est EMAX = 8, ce qui correspond à la moitié du pas de quantification.
Pour ce qui suit, on retiendra que l'indice final l'Mιc reçu au décodeur permet de déterminer, d'une part, la valeur quantifiée VQ et, d'autre part, l'indice de segment ID-SEG à partir duquel peut être déduit le pas de quantification et, de là, l'amplitude maximale de l'erreur de codage EMAX- On notera aussi que l'indice du segment ID- SIG peut être trouvé également en fonction de la position du bit de poids le plus fort de l'amplitude du signal dans le cas d'un codage G.711 selon la loi A (tableau 2). En règle générale, on retiendra aussi qu'une spécificité du codage MIC est que l'échantillon d'origine et l'échantillon décodé ont toujours leur amplitude dans un même intervalle de quantification : pour l'échantillon d'origine, à une position quelconque dans l'intervalle, et pour l'échantillon décodé, systématiquement au milieu de l'intervalle.
En référence à nouveau à la figure 1, le signal décodé S'MIC subit ensuite un filtrage de post-traitement 16 (par exemple un débruitage ou l'application d'un post- filtre perceptuel). Le signal résultant SPOST est alors traité par un module 20 au sens de l'invention.
En effet, comme indiqué précédemment, le post-traitement 16 (même s'il est en général à phase linéaire pour préserver la forme d'onde) peut être trop agressif et altérer notamment l'aspect naturel d'un signal de parole. Au décodeur, on dispose néanmoins d'une information sur le signal d'origine qui peut être exploitée, au sens de la présente invention, pour limiter l'écart entre le signal décodé et post- filtré SPOST, d'une part, et le signal d'origine S, d'autre part. C'est ainsi que le module 20 (figure 1) permet, au sens de l'invention, de limiter la distorsion engendrée par le post- traitement mis en œuvre au décodage.
Un exemple de réalisation possible, décrit en détail plus loin, est d'imposer que la distorsion introduite par le post-traitement 16 par rapport au signal décodé S 'MIC ne puisse pas être supérieure à l'amplitude maximale de l'erreur du codage EMAX- On assure alors que le signal post-fïltré reste dans le même intervalle de quantification que le signal d'origine. La distorsion globale due au traitement codage/décodage et posttraitement est limitée, et en particulier très proche de la distorsion maximale du codage EMAX- Cette mesure assure aussi que la répartition d'énergie entre échantillons successifs et la forme d'onde globale soient bien conservées.
Un exemple de mise en œuvre de l'invention est illustré sur la figure 2. Sur réception d'un indice final codé I' Mw, le module 21 calcule l'échantillon décodé S 'MW Var quantification inverse de l'indice I'MW reçu. Le module 22 effectue le post-traitement susmentionné. On retiendra aussi que cette opération introduit, en général, un retard. En parallèle, on prévoit un traitement au sens de l'invention qui commence avantageusement par une ligne à retard (module 23) à laquelle on applique aussi l'indice reçu I'MW- En particulier, le retard est réglé de sorte que l'indice retardé I' MW_DEL soit aligné dans le temps avec l'échantillon courant que délivre la sortie SPOST du post- traitement 22.
Un exemple de réalisation de la ligne de retard 23 peut être le suivant. En supposant que le post-traitement 22 introduise un retard de 16 échantillons, le module 23 comporte alors, de façon avantageuse, une mémoire MEM de 16 échantillons, à registre de décalage. Par exemple, l'indice 0 de cette mémoire correspond à l'échantillon le plus ancien, alors que l'indice 15 correspond au dernier échantillon mémorisé. Ainsi, lorsqu'un nouvel indice arrive à l'entrée du module 23, les opérations suivantes sont réalisées : - la sortie du module 23 contentant le plus ancien échantillon mémorisé est maintenant telle que : I'MW_DEL = MEM(O), on applique un décalage de mémoire : MEM(i) = MEM(i +1), pour i = 0, ... 14, on mémorise le nouvel échantillon arrivé : MEM(15) = I'MW
A partir de l'indice retardé I'MW_DEL, le module 25 détermine la valeur quantifiée QV et l'erreur maximale de codage EMAX correspondants, par exemple à partir d'une table 24 qui peut comporter des données du tableau 1 ci-avant. On a retracé sur le tableau 4 ci- après les données du tableau 1 qui peuvent être utilisées pour la détermination des paramètres QV et EMAX opérée par le module 25.
Tableau 4
Ici, les informations que donne le tableau 4 évoluent en fonction de la valeur quantifiée QV pour montrer que ce tableau 4 est tiré du tableau 1 donné ci-avant. Toutefois, en pratique et comme expliqué plus loin, il est préférable d'utiliser une table 24 qui, en entrée, répertorie les indices reçus et retardés I'MW_DEL et, en sortie, donne les paramètres QV et EMAX correspondants. Le tableau 5 ci-après contient les mêmes données que le tableau 4, mais il est rangé selon les valeurs d'indice I'MW_DEL- Le tableau 5 présente alors les paramètres respectifs QV et EMAX en fonction d'un indice I'MW_DEL donné et peut donc constituer, pour la norme G.711-loi A, le contenu de la table 24 de la figure 2.
Tableau 5
Bien entendu, on pourrait, en variante, présenter à l'entrée de la ligne de retard 23 le signal S' Mw décodé (avant post-traitement) et, à partir de la valeur quantifiée VQ affectée à chaque échantillon, en déduire le paramètre EMAX correspondant. On utiliserait alors une table 24 mise en forme selon le tableau 4 donné ci-avant.
Toutefois, cette réalisation est moins avantageuse en particulier dans le codage selon la loi μ, dont on donne ci-après, en tableau 6, l'équivalent du tableau 1 donné pour la loi A. On relèvera en effet sur le tableau 6 qu'une même valeur quantifiée QV = 0 est affectée pour des indices reçus différents : I'Mιc = 0x7f et I'Mιc = Oxff. Ainsi, dans le cas d'un codage selon la loi μ, lorsque le module 25 opère sur la base de l'indice reçu (et non sur la base de la valeur quantifiée), les bornes des intervalles dans lesquels pouvait se situer l'amplitude d'un échantillon d'origine peuvent être plus finement déterminées.
Tableau 6 On a représenté alors sur le tableau 7 ci-après les données que peuvent comporter une table 24 dans un traitement du type représenté sur la figure 2, en contexte de codage selon la loi μ.
Tableau 7
La table 24 (pouvant donc inclure les données des tableaux 5 ou 7) peut être stockée en dur dans une mémoire d'un module 20 (figure 1) au sens de l'invention. Toutefois, dans une variante de réalisation, moins coûteuse en mémoire, on calcule, directement à partir de l'indice reçu, les paramètres EMAX et QV, sans avoir recours à une table 24, comme suit.
En effet, l'identifiant du segment ID-SEG est codé sur trois bits dans l'indice reçu et retardé I'MW_DEL (bits 1, 2, 3 de la figure 1). Ainsi, le module 25 peut calculer l'erreur maximale de codage EMAX liée à ce segment d'identifiant ID-SEG, à partir d'une fonction de simple correspondance entre l'identifiant ID-SEG et le paramètre EMAX, cette fonction pouvant être construite à partir : de la fonction existante liant l'identifiant ID-SEG au pas de quantification et de la fonction existante liant le pas de quantification à l'erreur maximale de codage EMAX, conformément aux tableaux 2 et 3 donnés précédemment.
Ensuite, le module 26 vérifie si l'écart entre l'échantillon post-traité SPOST et l'échantillon juste décodé sans post-traitement S'MW n'excède pas la valeur du paramètre EMAX trouvée, auquel cas le post-traitement a induit des distorsions qu'il convient de limiter. Dans un exemple de réalisation, on ramène alors la valeur de l'échantillon SPOST à une valeur plus proche de la valeur quantifiée QV, de sorte que l'écart entre les valeurs SPOST et QV reste inférieure à un seuil autorisé.
Pour ce faire, le module 26 opère, comme suit, sur la base : - d'un échantillon courant post- traité SPOST, de la valeur quantifiée QV de l'échantillon correspondant juste décodé sans posttraitement, et de l'erreur maximale de codage EMAX trouvée avec cette valeur quantifiée QV.
La figure 3 détaille les opérations du module 26 de la figure 2 sous la forme d'un organigramme. Les entrées de ce module sont donc les échantillons post-traité SPOST, les valeurs quantifiées QV correspondantes et les erreurs maximales de codage EMAX correspondantes (étape 31). Aux étapes 32 et 33, on détermine les limites, respectivement inférieure LimiNF et supérieure Limsup de l'intervalle de quantification autour de la valeur quantifiée courante QV. A l'étape 34, on vérifie si l'échantillon post-traité SPOST a une amplitude inférieure à limite inférieure LimiNF. Ainsi, la variable temporaire Tmp est fixée : soit à la valeur d'amplitude de l'échantillon SPOST, - soit à celle de la limite inférieure autorisée LimiNF (si l'amplitude SPOST est inférieure à la limite LimiNF). La même vérification est effectuée à l'étape 35, mais pour la limite supérieure Linisup- Finalement la sortie SOUT donne : soit la valeur inchangée de l'amplitude de l'échantillon SPOST (si elle était déjà dans l'intervalle délimité par les limites LimiNF et Limsup), - soit la limite inférieure LimiNF (si l'amplitude de l'échantillon SPOST était inférieure à cette dernière LimiNp), - ou encore la limite supérieure Limsup (si l'amplitude de l'échantillon SPOST était supérieure à cette dernière Limsup).
Ainsi le signal de sortie SOUT reste toujours dans le même intervalle de quantification que le signal d'origine S.
Dans cet exemple de réalisation, le signal de sortie est strictement ramené dans l'intervalle de quantification du signal d'origine, délimité par : [S ' Mw ~ ^MAX , S ' Mw ^ ^MAX ~ ^]-
Bien entendu, on pourrait définir autrement l'intervalle dans lequel il est souhaité de conserver l'amplitude du signal de sortie par rapport à la valeur quantifiée trouvée. On peut prévoir par exemple : • un intervalle du type [S'MιC - EMAX , S'Mιc + EMAX], légèrement agrandi pour le rendre symétrique, ou encore
• un intervalle du type [S 'MIC - ex EMAX , S 'MIC + ex EMAX], OÙ la valeur du terme α peut être supérieure à 1 pour agrandir encore l'intervalle et tolérer plus d'écart par rapport à la valeur quantifiée QV, ou encore • un intervalle du type [S 'MIC - fi, S 'MIC + f2] déterminé par des fonctions fi et f2 par exemple du paramètre EMAX et/ou du paramètre QV, ou autre, ou encore
• un intervalle du type [S' - EMAX, S' + EMAX], OÙ S' peut être la sortie d'un décodeur quelconque, de sorte que la distorsion du post-traitement serait limitée comme s'il s'agissait d'un signal décodé par un décodeur MIC (l'identifiant de segment serait déterminé dans ce cas, en l'absence de l'indice reçu I'MIC comme dans le codage MIC de la norme G.711, simplement à partir de la position du bit de poids le plus fort de l'amplitude du signal (tableau 2)), ou encore
• un intervalle du type [S' - β.|S'|, S' + β.|S'|], où S' est la sortie d'un décodeur quelconque et les bornes de l'intervalle sont proportionnelles à l'amplitude du signal (par exemple avec β inférieur à 1).
Dans les deux derniers exemples, la distorsion du post-traitement est limitée par rapport au signal décodé, et non pas forcément par rapport au signal d'origine, selon le type de codage/décodage employé.
Dans l'exemple de réalisation illustré sur la figure 3, il peut être prévu une étape préalable 38, optionnelle (illustrée en traits pointillés à cet effet), pour éviter que la limitation de distorsion due au post-traitement soit appliquée de façon systématique. Dans certain cas, il est en effet avantageux d'inhiber le traitement de la figure 2.
Le rapport signal à bruit (noté RSB ci-après), obtenu par le codage/décodage MIC, est sensiblement constant (d'un niveau d'environ 38 dB) pour une large dynamique de signaux. Par contre, pour les faibles niveaux de signal (dans le premier segment d'identifiant 0 typiquement) le rapport RSB est faible et peut même être négatif en début de segment de la loi de compression d'amplitude. La sortie du décodeur MIC est alors très « bruyante » pour les signaux de faible amplitude (par exemple dans les cas de silence entre deux phrases d'un signal de parole). Par ailleurs, il est difficile de supprimer le bruit de codage/décodage MIC simplement avec un post-filtre, compte tenu du très faible rapport RSB. Une solution consiste souvent à modifier le post- traitement de signaux de très faible amplitude en diminuant fortement l'amplitude du signal décodé. L'amplitude du signal résultant de ce type de post-traitement n'est absolument pas fidèle, alors, à l'amplitude du signal d'origine. Dans ces conditions, il est préférable d'inhiber la limitation de distorsion due au post-traitement et les étapes 32 à 35 du traitement au sens de l'invention (figure 3) sont alors évitées. Ainsi, en référence à la figure 3, pour des échantillons post- filtrés SPOST dont l'amplitude est inférieure ou égale à un seuil donné (sortie n du test 38 de comparaison avec le seuil Se), les étapes 32 à 35 ne sont pas mises en œuvre et l'amplitude des échantillons de sortie SOUT prend directement la valeur de l'amplitude des échantillons post-filtrés SPOST (étape 37). Dans un exemple de mise en œuvre de cette réalisation, la valeur du seuil Se est égale à 24 (dans l'échelle, bien entendu, des tableaux donnés ci- avant). En revanche, si l'amplitude des échantillons post-filtrés reste supérieure au seuil Se (sortie o du test 38), on applique le traitement visant une limitation de la distorsion (étapes 32 à 35 décrites précédemment). Ainsi, le procédé au sens de l'invention n'est finalement mis en œuvre que pour des signaux décodés et post-traités SPOST dont l'amplitude est supérieure à la valeur seuil prédéterminée Se.
Bien entendu, la présente invention ne se limite pas à la forme de réalisation décrite ci- avant à titre d'exemple ; elle s'étend à d'autres variantes. Par exemple, le module 20 de limitation de distorsion est représenté sur la figure 1 en aval du module 16 de post-traitement. En variante, il peut être intégré directement dans le module de post- traitement 16. D'ailleurs, cette variante peut être avantageuse notamment dans le cadre d'une utilisation de filtres récursif à réponse impulsionnelle infinie (ou HR pour « Infinité Impulse Response » en anglais). En effet, dans le cas d'une utilisation d'un filtre HR, l'échantillon de sortie du filtre dépend des sorties précédentes de ce filtre. Ainsi, en intégrant un module au sens de l'invention dans un post-traitement utilisant un filtrage de type HR, la sortie du filtrage HR peut tenir compte directement des valeurs qui ont immédiatement été modifiées par le module au sens de l'invention.
Par ailleurs, on a décrit ci-avant un exemple de réalisation dans lequel étaient définis des intervalles autour de la valeur décodée S' (qui peut être la valeur quantifiée QV dans le cas d'un codage/décodage à quantification scalaire du type décrit ci-avant). Toutefois, cette réalisation était décrite à titre d'exemple non limitatif. Il peut être prévu, en variante, d'affecter à l'amplitude du signal de sortie SOUT la moyenne (ou plus généralement une moyenne pondérée) entre la valeur décodée S' et la valeur d'amplitude post- traitée SPOST, tout en s 'autorisant l'affectation directe de la valeur d'amplitude post-traitée SPOST si, par exemple, cette dernière SPOST est encore dans un intervalle choisi. Ainsi, en définissant des limites inférieure LimiNF et supérieure Limsup d'intervalles, ou en définissant des moyennes (éventuellement pondérées) entre la valeur décodée S' et l'amplitude post-traitée SPOST, on définit toujours une valeur intermédiaire possible que peut prendre le signal de sortie SOUT, corrigé au sens de l'invention.
Plus généralement, la présente invention s'applique à tout type de codage/décodage, au-delà d'un codage selon la norme G.711, et par exemple le mode de réalisation décrit en détail ci-avant peut s'appliquer notamment au cas d'un codage/décodage à quantification scalaire avec un nombre quelconque de niveaux, suivi, au décodage, d'un post-traitement à phase linéaire.
La présente invention vise aussi un module de traitement 20 d'un signal numérique, ce signal étant décodé par un décodeur amont 14 (figure 1) et subissant un posttraitement de réduction de bruit 16. Ce module de traitement 20 au sens de l'invention comporte alors des moyens 23, 24, 25, 26 (figure 2) pour la mise en œuvre du procédé de limitation d'une distorsion introduite par le post-traitement. Matériellement, ce module 20 au sens de l'invention comporte typiquement, en référence à la figure 4, un processeur μP coopérant avec un bloc mémoire BM incluant une mémoire de stockage et/ou de travail, ainsi que la mémoire MEM précitée en tant que moyen pour réaliser, dans un exemple de réalisation, la ligne à retard 23 et fournir l'indice retardé I'MW_DEL- Le bloc mémoire BM peut comporter en outre un moyen de stockage (préférentiellement en mémoire morte) de la table de correspondance 24 de la figure 2, ou encore un programme informatique pour calculer directement la valeur décodée et l'intervalle correspondant à partir de l'indice retardé I'MW_DEL, selon le mode de réalisation retenu. Comme indiqué ci-avant, le module 20 peut être indépendant ou intégré dans un module de post-traitement de réduction de bruit. Une mémoire de stockage d'un tel module 20 peut avantageusement comporter aussi un programme informatique comprenant des instructions pour la mise en œuvre du procédé au sens de l'invention, lorsque ces instructions sont exécutées par un processeur μP du module 20. Typiquement, la figure 3 peut illustrer un organigramme représentant l'algorithme d'un tel programme informatique.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de traitement d'un signal numérique, issu d'un décodeur (14) et d'un posttraitement (16) de réduction de bruit, dans lequel : un signal reçu (I' Mw) est décodé pour délivrer un signal décodé (S 'MW), - le signal décodé (S 'MIC) est post-traité pour délivrer un signal post-traité (SPOST), caractérisé en ce qu'il comporte une limitation (26) d'une distorsion introduite par le post-traitement pour délivrer un signal de sortie corrigé (SOUT), en affectant audit signal de sortie corrigé (SOUT) : une amplitude courante ayant une valeur intermédiaire entre une valeur d'amplitude courante du signal post-traité (SPOST) et une valeur d'amplitude courante correspondante du signal décodé (S 'MIC), ou l'amplitude courante du signal post-traité (SPOST), selon les valeurs respectives d'amplitude courante du signal décodé (S 'MIC) et du signal post-traité (SPOST).
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte les étapes : définition (32,33) d'un intervalle d'amplitudes admises, l'intervalle comportant une borne inférieure (LimiNF) et une borne supérieure (Limsup) qui sont fonctions d'une valeur d'amplitude courante (S 'MIC) du signal décodé, et pour une amplitude courante correspondante du signal post-traité (SPOST), affectation (34,35) d'une valeur d'amplitude courante au signal de sortie (SOUT), égale à la valeur de : • la borne inférieure si l'amplitude courante du signal post- traité est inférieure à la valeur de la borne inférieure,
• la borne supérieure si l'amplitude courante du signal post-traité est supérieure à la valeur de la borne supérieure,
• l'amplitude courante du signal post- traité si la valeur de l'amplitude courante du signal post-traité est incluse dans ledit intervalle.
3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'une plage de valeurs d'amplitude est affectée à chaque valeur possible d'amplitude du signal décodé (S'MIC), et en ce que les bornes inférieure et supérieure sont choisies de sorte que la différence entre la borne supérieure et la borne inférieure soit égale à ladite plage de valeurs.
4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel le signal reçu a été codé par un codage à quantification scalaire, le décodeur délivrant des valeurs d'amplitude quantifiées (QV), qui varient entre elles de façon discrète, les écarts successifs entre les valeurs quantifiées définissant des pas de quantification, caractérisé en ce que : la borne supérieure est donnée par l'addition de sensiblement la moitié du pas de quantification (EMAX) à la valeur quantifiée (QV) affectée à l'amplitude courante du signal décodé (S' Mw), et - la borne inférieure est donnée par la soustraction de sensiblement la moitié du pas de quantification (EMAX) à la valeur quantifiée (QV) affectée à l'amplitude courante du signal décodé (S'MW)-
5. Procédé selon la revendication 4, dans lequel le signal reçu a été codé par un codage à modulation par impulsion et codage délivrant un indice codé (IMIC), caractérisé en ce que des valeurs courantes respectives des bornes inférieure et supérieure sont déterminées (25) sur la base d'un indice codé courant (I'MIC_DEL), reçu au décodeur.
6. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'on prévoit une table de correspondance (24) donnant, pour un indice reçu courant (I'MW_DEL), une valeur quantifiée correspondante (QV) et une moitié de pas de quantification correspondant (EMAX), à partir desquelles sont déterminées (25) les valeurs courantes respectives des bornes inférieure et supérieure.
7. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'une ligne à retard (23) est prévue pour assurer une correspondance temporelle entre ladite amplitude courante du signal post-traité (SPOST) et ladite amplitude courante correspondante du signal décodé (S'MIC)-
8. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il est mis en œuvre pour des signaux décodés et post-traités (SPOST) dont l'amplitude est supérieure à une valeur seuil prédéterminée (Se).
9. Module de traitement d'un signal numérique, le signal étant décodé (14) et subissant un post-traitement de réduction de bruit (16), caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (23, 24, 25, 26) pour la mise en œuvre du procédé selon l'une des revendications précédentes, en vue d'une limitation d'une distorsion introduite par le post-traitement.
10. Module selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il est intégré dans un module (16) de post-traitement de réduction de bruit.
11. Programme informatique destiné à être stocké dans une mémoire d'un module (20) selon l'une des revendications 9 et 10, caractérisé en ce qu'il comporte des instructions pour la mise en œuvre du procédé selon l'une des revendications 1 à 8, lorsqu'elles sont exécutées par un processeur dudit module (20).
EP08806164A 2007-07-06 2008-07-04 Limitation de distorsion introduite par un post-traitement au decodage d'un signal numerique Active EP2162883B1 (fr)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR0704901 2007-07-06
PCT/FR2008/051246 WO2009010672A2 (fr) 2007-07-06 2008-07-04 Limitation de distorsion introduite par un post-traitement au decodage d'un signal numerique

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EP2162883A2 true EP2162883A2 (fr) 2010-03-17
EP2162883B1 EP2162883B1 (fr) 2012-09-05

Family

ID=39027290

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP08806164A Active EP2162883B1 (fr) 2007-07-06 2008-07-04 Limitation de distorsion introduite par un post-traitement au decodage d'un signal numerique

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8571856B2 (fr)
EP (1) EP2162883B1 (fr)
JP (1) JP5179578B2 (fr)
KR (1) KR101470940B1 (fr)
CN (1) CN101816041B (fr)
WO (1) WO2009010672A2 (fr)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
HUE039862T2 (hu) * 2010-07-02 2019-02-28 Dolby Int Ab Audio dekódolás szelektív utószûréssel

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5042069A (en) * 1989-04-18 1991-08-20 Pacific Communications Sciences, Inc. Methods and apparatus for reconstructing non-quantized adaptively transformed voice signals
JPH03116197A (ja) * 1989-09-29 1991-05-17 Matsushita Electric Ind Co Ltd 音声復号化装置
JP3071800B2 (ja) * 1990-02-23 2000-07-31 株式会社東芝 適応ポストフィルタ
US5491514A (en) * 1993-01-28 1996-02-13 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Coding apparatus, decoding apparatus, coding-decoding apparatus for video signals, and optical disks conforming thereto
JP4249414B2 (ja) * 1999-10-08 2009-04-02 株式会社ケンウッド ディジタル信号を補間する方法および装置
JP4689269B2 (ja) * 2002-07-01 2011-05-25 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ 静的スペクトルパワー依存型音響強調システム
CN1666571A (zh) * 2002-07-08 2005-09-07 皇家飞利浦电子股份有限公司 音频处理
US6839010B1 (en) * 2002-12-27 2005-01-04 Zilog, Inc. Sigma-delta analog-to-digital converter with reduced quantization noise
JP4311034B2 (ja) * 2003-02-14 2009-08-12 沖電気工業株式会社 帯域復元装置及び電話機
ATE356405T1 (de) * 2003-07-07 2007-03-15 Koninkl Philips Electronics Nv System und verfahren zur signalverarbeitung
AU2003274864A1 (en) * 2003-10-24 2005-05-11 Nokia Corpration Noise-dependent postfiltering
US6950048B1 (en) * 2004-04-02 2005-09-27 Tektronix, Inc. Dither system for a quantizing device
US7787563B2 (en) * 2004-12-08 2010-08-31 Texas Instruments Incorporated Transmitter for wireless applications incorporation spectral emission shaping sigma delta modulator
US8180068B2 (en) * 2005-03-07 2012-05-15 Toa Corporation Noise eliminating apparatus
US20060217970A1 (en) * 2005-03-28 2006-09-28 Tellabs Operations, Inc. Method and apparatus for noise reduction

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO2009010672A3 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN101816041A (zh) 2010-08-25
KR20100042251A (ko) 2010-04-23
US8571856B2 (en) 2013-10-29
CN101816041B (zh) 2012-12-26
EP2162883B1 (fr) 2012-09-05
US20100241427A1 (en) 2010-09-23
KR101470940B1 (ko) 2014-12-09
WO2009010672A2 (fr) 2009-01-22
JP5179578B2 (ja) 2013-04-10
JP2010532875A (ja) 2010-10-14
WO2009010672A3 (fr) 2009-03-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2586133B1 (fr) Contrôle d'une boucle de rétroaction de mise en forme de bruit dans un codeur de signal audionumérique
CA2874965C (fr) Attenuation efficace de pre-echos dans un signal audionumerique
EP2153438B1 (fr) Post-traitement de reduction du bruit de quantification d'un codeur, au decodage
FR2938688A1 (fr) Codage avec mise en forme du bruit dans un codeur hierarchique
WO2007099244A2 (fr) Procede de limitation de gain d'excitation adaptative dans un decodeur audio
WO2009010674A1 (fr) Codage hierarchique de signaux audionumeriques
FR2977439A1 (fr) Fenetres de ponderation en codage/decodage par transformee avec recouvrement, optimisees en retard.
US10614822B2 (en) Coding/decoding method, apparatus, and system for audio signal
EP0506535B1 (fr) Procédé et système de traitement des pré-échos d'un signal audio-numérique codé par transformée fréquentielle
EP2347411B1 (fr) Attenuation de pre-echos dans un signal audionumerique
EP3192073B1 (fr) Discrimination et atténuation de pré-échos dans un signal audionumérique
FR2981781A1 (fr) Codage hierarchique perfectionne
WO2015166175A1 (fr) Correction de perte de trame perfectionnée avec information de voisement
EP2652735B1 (fr) Codage perfectionne d'un etage d'amelioration dans un codeur hierarchique
EP2162883B1 (fr) Limitation de distorsion introduite par un post-traitement au decodage d'un signal numerique
WO2001011605A1 (fr) Procede et dispositif de detection d'activite vocale
EP2171713B1 (fr) Codage de signaux audionumériques
EP0201401A1 (fr) Procédé de codage MIC différentiel et installation de transmission d'information utilisant un tel codage
WO2014199055A1 (fr) Controle du traitement d'attenuation d'un bruit de quantification introduit par un codage en compresssion
FR2987931A1 (fr) Modification des caracteristiques spectrales d'un filtre de prediction lineaire d'un signal audionumerique represente par ses coefficients lsf ou isf.
FR3018942A1 (fr) Estimation d'un bruit de codage introduit par un codage en compression de type micda

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20091229

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A2

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MT NL NO PL PT RO SE SI SK TR

AX Request for extension of the european patent

Extension state: AL BA MK RS

17Q First examination report despatched

Effective date: 20110315

GRAP Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR1

DAX Request for extension of the european patent (deleted)
GRAS Grant fee paid

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR3

GRAA (expected) grant

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009210

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: B1

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MT NL NO PL PT RO SE SI SK TR

REG Reference to a national code

Ref country code: GB

Ref legal event code: FG4D

Free format text: NOT ENGLISH

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: EP

REG Reference to a national code

Ref country code: AT

Ref legal event code: REF

Ref document number: 574430

Country of ref document: AT

Kind code of ref document: T

Effective date: 20120915

REG Reference to a national code

Ref country code: IE

Ref legal event code: FG4D

Free format text: LANGUAGE OF EP DOCUMENT: FRENCH

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R096

Ref document number: 602008018599

Country of ref document: DE

Effective date: 20121025

REG Reference to a national code

Ref country code: AT

Ref legal event code: MK05

Ref document number: 574430

Country of ref document: AT

Kind code of ref document: T

Effective date: 20120905

REG Reference to a national code

Ref country code: NL

Ref legal event code: VDEP

Effective date: 20120905

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: HR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20120905

Ref country code: LT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20120905

Ref country code: NO

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20121205

Ref country code: AT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20120905

Ref country code: FI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20120905

Ref country code: CY

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20120905

REG Reference to a national code

Ref country code: ES

Ref legal event code: FG2A

Ref document number: 2394738

Country of ref document: ES

Kind code of ref document: T3

Effective date: 20130205

REG Reference to a national code

Ref country code: LT

Ref legal event code: MG4D

Effective date: 20120905

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20121206

Ref country code: SE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20120905

Ref country code: LV

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20120905

Ref country code: SI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20120905

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: IS

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130105

Ref country code: CZ

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20120905

Ref country code: RO

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20120905

Ref country code: NL

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20120905

Ref country code: EE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20120905

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: PL

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20120905

Ref country code: PT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130107

Ref country code: SK

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20120905

PLBE No opposition filed within time limit

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009261

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: NO OPPOSITION FILED WITHIN TIME LIMIT

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: BG

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20121205

Ref country code: DK

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20120905

26N No opposition filed

Effective date: 20130606

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R097

Ref document number: 602008018599

Country of ref document: DE

Effective date: 20130606

BERE Be: lapsed

Owner name: FRANCE TELECOM

Effective date: 20130731

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: MC

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20120905

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: PL

REG Reference to a national code

Ref country code: IE

Ref legal event code: MM4A

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: LI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20130731

Ref country code: BE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20130731

Ref country code: CH

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20130731

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: IE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20130704

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: PLFP

Year of fee payment: 8

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: MT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20120905

Ref country code: TR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20120905

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: LU

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20130704

Ref country code: HU

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT; INVALID AB INITIO

Effective date: 20080704

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: PLFP

Year of fee payment: 9

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: PLFP

Year of fee payment: 10

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: PLFP

Year of fee payment: 11

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: IT

Payment date: 20230620

Year of fee payment: 16

Ref country code: FR

Payment date: 20230621

Year of fee payment: 16

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GB

Payment date: 20230620

Year of fee payment: 16

Ref country code: ES

Payment date: 20230801

Year of fee payment: 16

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Payment date: 20230620

Year of fee payment: 16