EP1925105A1 - Procede de transmission d'un signal a porteuses multiples et a etalement de spectre, procede de reception, dispositif d'emission, dispositif de reception et signal correspondants - Google Patents

Procede de transmission d'un signal a porteuses multiples et a etalement de spectre, procede de reception, dispositif d'emission, dispositif de reception et signal correspondants

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EP1925105A1
EP1925105A1 EP06793536A EP06793536A EP1925105A1 EP 1925105 A1 EP1925105 A1 EP 1925105A1 EP 06793536 A EP06793536 A EP 06793536A EP 06793536 A EP06793536 A EP 06793536A EP 1925105 A1 EP1925105 A1 EP 1925105A1
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EP
European Patent Office
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rate
spreading codes
codes
spreading
signal
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP06793536A
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German (de)
English (en)
Inventor
Jean-Yves Baudais
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Universite de Rennes 1
Original Assignee
Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Universite de Rennes 1
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
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Application filed by Centre National de la Recherche Scientifique CNRS, Universite de Rennes 1 filed Critical Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Publication of EP1925105A1 publication Critical patent/EP1925105A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H04L5/0058—Allocation criteria
    • H04L5/0064—Rate requirement of the data, e.g. scalable bandwidth, data priority

Definitions

  • the field of the invention is that of multi-carrier signals, and in particular signals combining multi-carrier and code division access modulation.
  • the invention presents a technique for transmitting such a multicarrier signal (for example according to a modulation of OFDM type, in English “Orthogonal Frequency Division Multiplex”), and to spread spectrum (for example of type access code division multiple CDMA, in English "Code
  • the invention relates to the allocation of source data for forming such multi-carrier and spread-spectrum signals such as MC-CDMA (Multi Carrier Code Division Multiple Access) signals.
  • MC-CDMA Multi Carrier Code Division Multiple Access
  • the invention finds particular applications in all fields implementing transmission and broadband communication techniques.
  • the invention applies mainly, but not exclusively, to communications in cable networks, such as xDSL type networks (Digital Subscriber Line), powerline communications (home automation, electrical distribution network, ...), intra-vehicle connections, etc.
  • cable networks such as xDSL type networks (Digital Subscriber Line), powerline communications (home automation, electrical distribution network, ...), intra-vehicle connections, etc.
  • the invention also finds applications in wireless communications, such as radiocommunications inside buildings, communication beams, etc.
  • a modulation is determined to be applied to each carrier of a multicarrier signal to distribute the source data, based on the quality of the link (quality of the propagation channel) and the desired link budget.
  • the OFDM multiplex carriers have a low link budget (ie a signal-to-noise ratio which is too low to transmit data). bits of information) can not be exploited. We can not transmit information about these carriers.
  • an object of the invention is to propose a transmission technique of a multicarrier and spread spectrum signal making it possible to optimize the distribution of the source data on the spreading codes.
  • an object of the invention is to provide such a technique for attributing an optimum power and / or rate to each of the spreading codes.
  • the invention also aims to implement such a technique to optimize a noise margin of the transmission system for a given spreading code length.
  • This noise margin corresponds in particular to the maximum possible difference between the real performance of the transmission system, operating with a certain bit error rate, and the theoretical performance of the transmission system, defined by the Shannon limit.
  • Yet another object of the invention is to provide such a transmission technique having better performance compared to the techniques of the prior art, and in particular a better resistance to electromagnetic jammers. 4. Presentation of the invention
  • such a method comprises a step of assigning a power or an energy and / or a flow rate to each of the spreading codes, as a function of information representative of the noise and / or information representative of the quality of the link, said allocation step taking into account a target bit rate (overall bit rate).
  • the invention is based on an entirely new and inventive approach to the distribution of source data, intended to form a signal, for example of the MC-CDMA type, on the carriers and the spreading codes associated with such a signal.
  • the invention makes it possible to determine the number U of spreading codes required, the power or energy E 11 assigned to each of these codes (where the power corresponds to the energy E 11 per unit time), and / or the rate R 11 allocated to each of these codes, as a function of information representative of the noise, in particular of the signal-to-noise ratio, and / or information representative of the quality of the link, that is, that is, the estimation of the transmission channel, and a target bit rate R.
  • the quality of the link is in particular a function of the estimation of the coefficients h t of the transmission channel, and the variance N 0 of the noise, supposed white Gaussian.
  • the invention makes it possible to optimize the margin of noise ⁇ of the system, by optimizing the distribution of the energy E 11 and / or the flow rate R 11 assigned to each of the U spreading codes.
  • This noise margin ⁇ corresponds in particular to the maximum difference between the real performance of the transmission system and the theoretical limit performance, as defined by the Shannon theorem.
  • the bit error rate must remain lower than this quality, even in the presence of noise.
  • the target rate R is determined in particular according to the desired application.
  • the target bit rate R to be reached can be 512 bits per OFDM symbol.
  • this target bit rate R corresponds to the sum of the bit rates R 11 allocated to each of the U spreading codes during the attribution step:
  • the transmission technique according to the invention based on an optimal allocation of resources is implemented on the basis of an algorithm having a linear structure, unlike the noise margin maximization algorithms in the context of the invention.
  • DMT which have an iterative structure.
  • the allocation step can also take into account a desired QoS quality of service, determined from a bit error rate (BER) to be respected, the coding gain provided by the channel coding and the various impairments of the transmission and reception system that can be taken into account in the noise margin F, etc., hence the necessary optimization of resources to ensure the best possible service under the performance constraints required in reception.
  • BER bit error rate
  • the allocation step may further take into account an overall power spectral density.
  • This overall power spectral density which can in particular be defined by a standardization organization, defines a power mask that the MC-CDMA signal must not exceed. From this spectral density of power and the bandwidth of a sub-carrier, it is possible to define a power or global energy E to be distributed between the different codes. It is recalled that a multi-carrier signal is formed of a temporal succession of symbols consisting of a set of data elements, each of the data elements modulating a carrier frequency of the signal, one of the carrier frequencies modulated at a given instant. by one of the data elements being called subcarrier.
  • This global energy E corresponds to the sum of the energies E 11 assigned to each of the U spreading codes during the attribution step:
  • the step of allocating a bit rate comprises, for each of the spreading codes, a step of selecting a modulation for at least some, and in particular all, subcarriers of the signal.
  • the source data to be transmitted are modulated according to a quadrature amplitude modulation MAQ, such as MAQ4, MAQ16, MAQ64,
  • the allocation step comprises the following sub-steps: verification of the feasibility of the target rate R; if the target rate is achievable: o determination of the rate to be assigned to each of the spreading codes:
  • target bit rate R is strictly less than twice the length k of the spreading codes, assigning two bits on each of R / 2 codes;
  • the target rate R is not feasible, that is to say if Theorem 2 presented in Appendix 2 is not respected, it is desirable to modify the desired QoS quality of service and / or the target rate R desired, in order to respect this theorem 2.
  • the value of the target rate R must be compared with the length of the spreading codes. If this value is strictly less than twice the length of the spreading codes, the distribution is expressed by the relation R - - x 2, this
  • the allocation step also comprises a substep of determining the energy E 11 representative of the power, or directly of the power (energy per unit of time), to be assigned to each of the spreading codes. , expressing itself in the form:
  • R 11 the rate assigned to said spreading code u
  • the invention also relates to a device for transmitting a signal implementing the transmission method described above.
  • the invention also relates to a method for receiving a multi-carrier and spread spectrum signal MC-CDMA, comprising a step of demodulating a signal transmitted according to the transmission method described above, as well as a reception device corresponding.
  • the invention finally relates to a multi-carrier and spread spectrum signal MC-CDMA, transmitted by a transmission device and / or received by a reception device as described.
  • FIG. 1 presents an MC-CDMA transmission chain implementing the transmission technique based on the allocation of information according to the invention
  • FIGS. 2A to 2D illustrate the noise margin ⁇ as a function of the length k of the codes, for two target rates R and two lengths L of the ADSL channel, in a transmission chain according to FIG. 1
  • FIGS. 3A to 3D illustrate the optimal length k of the codes as a function of the length L of the ADSL channel for four target rates R
  • Figures 4A to 4D show the performance of the invention compared to the performance of the techniques of the prior art.
  • the general principle of the invention is based on the allocation of source data intended to form a MC-CDMA multi-carrier and spread spectrum signal, based on the determination of a number of spreading codes, a distribution of source data on codes, and a distribution of energies or powers
  • the invention presents an information allocation algorithm applied to multi-carrier waveforms and using spread spectrum.
  • spreading codes are allocated to groups of carriers, and the spreading code associated with each group of carriers is optimized to obtain a target bit rate R.
  • a desired QoS quality of service eg a BER of 10 "7
  • the bit error rate must remain below this quality, even in the presence of noise.
  • MC-CDMA systems are well known, and are described in particular in documents 1 and 2 cited in Appendix 1.
  • an MC-CDMA signal can be seen as the inverse Fourier transform of a CDMA signal.
  • the length k of the spreading codes is equal to the number of subcarriers used.
  • the spreading codes are orthogonal codes that can be extracted from Hadamard matrices of dimensions k x k.
  • the number of codes used is U ⁇ k.
  • FIG. 1 shows a simplified representation of an MC-CDMA transmission chain comprising a transmitter 11, a transmission channel 12, and a receiver 13, according to a preferred embodiment of the invention.
  • a bit stream 111 composed of the source data to be formatted, enters a quadrature amplitude modulation block MAQ 112.
  • the order of the modulation to be applied to each of the carriers carrying the source data is in particular determined. from a centralized allocation block 14, according to this preferred embodiment of the invention.
  • the number U of spreading codes, as well as the energy E 11 allocated to each of these codes, are also determined from the centralized allocation block 14.
  • the CDMA C • X signal thus obtained is then modulated according to a modulation OFDM in block 114, to form a MC-CDMA signal, and then converted to an analog signal in CNA block 115, according to this preferred embodiment.
  • a static or quasi-static transmission channel 12 is considered, and the OFDM component of the MC-CDMA signal adapted to the transmission channel 12 is assumed.
  • the channel 12 can then be modeled in the frequency domain with a coefficient by sub-carrier, as proposed in document 3 cited in appendix 1.
  • the analog signal is converted into a digital signal in the CAN block 131, then undergoes an OFDM demodulation, using a Fourier transform and the suppression of the guard interval, in the block 132. then uses an equalizer ZF 133 (in English "zero forcing", in French
  • the equalized signal is then despread in a CDMA despreading block 134, taking into account the number U of spreading codes, and the energy E 11 assigned to each of these codes, determined from the centralized allocation block 14 .
  • the signal Y 11 received by each of the spreading codes is then subjected to a MAQ demodulation 135, taking into account the order of the modulation determined from the centralized allocation block 14.
  • the allocation block 14 thus makes it possible to determine: the number U of spreading codes to be used;
  • R 11 to be assigned to each of the spreading codes; and the energy E 11 to be assigned to each of the spreading codes, based on information representative of the noise and / or information representative of the quality of the link, and of the target rate R to be reached.
  • the MC-CDMA system is thus sized according to this target bit rate, which makes it possible to optimize the noise margin. So we are not trying to maximize the bit rate, but to optimize the noise margin by reaching this target bit rate. More precisely, the information representative of the quality of the link depends on the quality of the estimation of the transmission channel, that is to say the parameters h t and N 0 .
  • the information representative of the noise depends in particular on the link budget, that is to say the signal-to-noise ratio at the output of the transmission system.
  • the centralized allocation block 14 takes into account a target bit rate R and a quality of service QoS (for example a BER of the order of 10) to be reached, defined depending on the intended application, and an overall power spectral density, represented by the overall energy E, not to be exceeded, defined by the standardization bodies. It is thus assumed, according to this preferred embodiment, the use of a power mask on transmission, limiting the overall power spectral density (DSP) of the transmitted signal. This constraint is important since it is within this framework that the allocation of information is carried out.
  • the amplitude of the received signal then depends on the number of subcarriers k.
  • the spread brings power, which is consistent with the constraint, not in total power transmitted, but in spectral power density.
  • the invention makes it possible in particular to find the number of spreading codes, the distribution of the modulations on the codes, and the distribution of the energies attributed to these codes, under the constraint of a target bit rate and possibly under duress. a spectral density of power.
  • the so-called "optimal" distribution is considered to maximize the noise margin of the transmission system for a given code length, ie to maximize the difference between the actual performance of the transmission system and the theoretical performance obtained. by the Shannon boundary.
  • the maximum number of usable subcarriers is 220, and an example of target rate R is 512 bits per OFDM symbol. Considering Document 4 quoted in Appendix 1, the maximum order modulation is 32768 MAQ.
  • R 11 the flow rate assigned to the spreading code u; k the length of the spreading code; h ⁇ the estimation of the coefficients of the transmission channel; ⁇ the noise margin of the transmission system; F the noise margin of the MAQ modulations, as described in Document 3 cited in Appendix 1;
  • E 11 the energy assigned to the spreading code u.
  • noise margin Y can also take into account the gain provided by the channel coding.
  • equation (2) the unknowns are R 11 , E 11 , U, and it is sought to optimize the noise margin ⁇ of the transmission system.
  • first u l summation
  • second summation 2 ⁇ R 1 u 1 - ⁇
  • DSP power spectral density
  • R / 2 codes carrying 2 bits, which corresponds to quadrature amplitude modulation of order 4 (MAQ 4).
  • the centralized allocation algorithm 14 has the following structure:
  • the MC-CDMA system does not, in itself, make it possible to obtain a better noise margin than that obtained with the DMT systems of the prior art. But added to the noise margin, the spreading gain gives the system greater robustness.
  • the invention makes it possible to further improve these results.
  • FIGS. 2 to 4 show a few simulation results of an exemplary application of the invention in the ADSL context.
  • FIGS. 2A to 2D illustrate in particular the noise margin ⁇ as a function of the length k of the codes, for two target rates R and two lengths L of the ADSL channel.
  • FIG. 2A shows the evolution of the noise margin ⁇ as a function of the length k, for a rate R of 512 bits / symbols and a channel length L of 2000 meters
  • FIG. 2B for a flow rate R of 512. bits / symbols and an L-channel length of 3000 meters
  • Figure 2C for a R-bit rate of 1024 bits / symbols and an L-channel length of 2000 meters
  • Figure 2D for a R-bit rate of 1024 bits / symbols and a L-channel length of 3000 meters.
  • the optimum value of k is about 130; for the configuration of FIG. 2B, the optimum value of k is about 90; For the configuration of FIG. 2C, the optimum value of k is about 175; and for the configuration of FIG. 2D, the optimum value of k is about 125.
  • FIGS. 3A to 3D illustrate the optimal length k of the codes as a function of the length L of the ADSL channel for four target rates R (304 bits / symbols - FIG. 3A, 512 bits / symbols - Figure 3B, 1024 bits / symbols - Figure 3C, and 2048 bits / symbols - Figure 3D).
  • FIGS. 4A to 4D illustrate the performances of the invention in an MC-CDMA system implementing an allocation of a bit rate and / or a power to each of the spreading codes according to the invention, compared to the performance of the techniques of the prior art in a DMT type system.
  • FIGS. 4A to 4D illustrate the margin of the systems in dB as a function of the length of the ADSL channel for four R target rates (304 bits / symbols - FIG. 4A, 512 bits / symbols - FIG. 4B, 1024 bits / symbols - FIG. 4C, and 2048 bits / symbols - FIG. 4D). So :
  • curve 1 (+) presents the noise margin of a transmission system according to the DMT technique as a function of the length L of the channel
  • curve 3 (V) presents the noise margin of a transmission system according to the MC-CDMA technique with an optimal code length k for each length of the channel, with the noise margin ⁇ in full lines, and the margin of noise combined with the spreading gain in broken lines.
  • the invention makes it possible to optimize the noise margin ⁇ of the system, thanks to an optimal distribution of the energies E 11 and flow rates R 11 on the U spreading codes.
  • the invention gives the communications greater robustness in environments disturbed by electromagnetic jammers.
  • this transmission technique based on a debit assignment and / or energy to each of the spreading codes offers all its interest in systems multiplexing several elementary MC-CDMA modules in the frequency domain, as presented in document 8 cited in appendix 1.
  • This transmission technique can also be implemented for different channels (ADSL, PLC), in a point-to-multipoint or multipoint-to-point context (multi-user communication). respectively broadcast or access), especially when the multiplexing is frequency.
  • the overlay layer related to the multi-user context is not part of the present invention.
  • the invention thus provides greater robustness to communications in environments disturbed by electromagnetic jammers, and in particular to wireline communications.
  • radiocommunications inside buildings, as well as communication beams can be made through static channels, relative to the flow of communications.
  • the invention may be envisaged for certain wireless communications.
  • the invention can also be used in systems where the number of subcarriers is greater than the length of the codes.
  • ADSL Digital Subscriber Line

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Abstract

Procédé de transmission d'un signal à porteuses multiples et à étalement de spectre, procédé de réception, dispositif d'émission, dispositif de réception et signal correspondants. L'invention concerne un procédé de transmission d'un signal à porteuses multiples et à étalement de spectre, mettant en oeuvre une pluralité de codes d'étalement. Selon l'invention, un tel procédé comprend une étape d'attribution d'une puissance et/ou d'un débit à chacun des codes d'étalement, en fonction d'une information représentative du bruit et/ou d'une information représentative de la qualité de la liaison, ladite étape d'attribution tenant compte d'un débit cible.

Description

Procédé de transmission d'un signal à porteuses multiples et à étalement de spectre, procédé de réception, dispositif d'émission, dispositif de réception et signal correspondants.
1. Domaine de l'invention Le domaine de l'invention est celui des signaux à porteuses multiples, et notamment des signaux combinant une modulation à porteuses multiples et à accès par répartition de codes.
Plus précisément, l'invention présente une technique de transmission d'un tel signal à porteuses multiples (par exemple selon une modulation de type OFDM, en anglais « Orthogonal Frequency Division Multiplex »), et à étalement de spectre (par exemple de type accès multiple par répartition de codes CDMA, en anglais « Code
Division Multiple Access »).
En d'autres termes, l'invention concerne l'allocation de données sources destinées à former de tels signaux à porteuses multiples et à étalement de spectre tels que les signaux MC-CDMA (en anglais « Multi Carrier Code Division Multiple Access »).
L'invention trouve notamment des applications dans tous les domaines mettant en œuvre des techniques de transmission et de communication large bande.
L'invention s'applique principalement, mais non exclusivement, aux communications dans des réseaux câblés, comme les réseaux de type xDSL (de l'anglais « Digital Subscriber Line »), les communications sur courant porteur (domotique, réseau de distribution électrique,...), les liaisons intra-véhicules, etc.
En supposant des canaux de transmission statiques ou quasi-statiques, l'invention trouve également des applications dans les communications non filaires, comme les radiocommunications à l'intérieur des bâtiments, les faisceaux de communication, etc.
2. Art antérieur
Les techniques actuelles de transmission filaires sont basées sur la technologie DMT (en anglais « Digital MultiTone »). Selon cette technique, on détermine une modulation à appliquer à chaque porteuse d'un signal à porteuses multiples pour répartir les données sources, en fonction de la qualité de la liaison (qualité du canal de propagation) et du bilan de liaison désiré.
Cependant un inconvénient majeur de cette technique est que les signaux ainsi mis en forme sont peu résistants aux brouilleurs électromagnétiques.
De plus, la récupération des données étant mise en œuvre porteuse par porteuse selon la technique DMT, les porteuses du multiplex OFDM qui présentent un trop faible bilan de liaison (c'est-à-dire un rapport signal à bruit trop faible pour transmettre des bits d'information) ne peuvent pas être exploitées. On ne peut donc pas transmettre d'information sur ces porteuses.
D'autres techniques d'allocations de données dans un système mettant en œuvre une modulation à porteuses multiples ont également été décrites dans les articles cités en annexe 1, qui fait partie intégrante de la présente description. 3. Objectifs de l'invention
L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'art antérieur. Plus précisément, un objectif de l'invention est de proposer une technique de transmission d'un signal à porteuses multiples et à étalement de spectre permettant d'optimiser la répartition des données sources sur les codes d'étalement.
Notamment, un objectif de l'invention est de fournir une telle technique permettant d'attribuer une puissance et/ou un débit optimal à chacun des codes d'étalement.
L'invention a encore pour objectif de mettre en œuvre une telle technique permettant d'optimiser une marge de bruit du système de transmission pour une longueur de code d'étalement donnée. Cette marge de bruit correspond notamment à l'écart maximum possible entre les performances réelles du système de transmission, fonctionnant avec un certain taux d'erreur binaire, et les performances théoriques du système de transmission, définies par la limite de Shannon.
Encore un autre objectif de l'invention est de proposer une telle technique de transmission présentant de meilleures performances par rapport aux techniques de l'art antérieur, et notamment une meilleure résistance aux brouilleurs électromagnétiques. 4. Exposé de l'invention
Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints à l'aide d'un procédé de transmission d'un signal à porteuses multiples et à étalement de spectre, mettant en œuvre une pluralité de codes d'étalement.
Selon l'invention, un tel procédé comprend une étape d'attribution d'une puissance ou d'une énergie et/ou d'un débit à chacun des codes d'étalement, en fonction d'une information représentative du bruit et/ou d'une information représentative de la qualité de la liaison, ladite étape d'attribution tenant compte d'un débit cible (débit global).
Ainsi, l'invention repose sur une approche tout à fait nouvelle et inventive de la répartition de données sources, destinées à former un signal par exemple de type MC- CDMA, sur les porteuses et les codes d'étalement associés à un tel signal.
Plus précisément, l'invention permet de déterminer le nombre U de codes d'étalement nécessaires, la puissance ou l'énergie E11 attribuée à chacun de ces codes (où la puissance correspond à l'énergie E11 par unité de temps), et/ou le débit R11 attribué à chacun de ces codes, en fonction d'une information représentative du bruit, notamment du rapport signal à bruit, et/ou d'une information représentative de la qualité de la liaison, c'est-à-dire de l'estimation du canal de transmission, et d'un débit cible R.
La qualité de la liaison est notamment fonction de l'estimation des coefficients ht du canal de transmission, et de la variance N0 du bruit, supposé blanc gaussien.
Ainsi, en tenant compte du rapport signal à bruit (bilan de liaison) et/ou de l'estimation du canal de transmission (qualité de la liaison), et d'un débit cible R, l'invention permet d'optimiser la marge de bruit γ du système, en optimisant la répartition de l'énergie E11 et/ou du débit R11 attribué à chacun des U codes d'étalement.
Cette marge de bruit γ correspond notamment à l'écart maximum entre les performances réelles du système de transmission et les performances théoriques limites, telles que définies par le théorème de Shannon. Ainsi, selon l'invention, pour une qualité de service QoS souhaitée (par exemple un TEB de 10"7), le taux d'erreur binaire doit rester inférieur à cette qualité, même en présence de bruit.
Le débit cible R est notamment déterminé en fonction de l'application désirée. A titre d'exemple, dans le cadre d'une liaison ADSL, le débit cible R à atteindre peut être de 512 bits par symbole OFDM.
Plus précisément, ce débit cible R correspond à la somme des débits R11 attribués à chacun des U codes d'étalement lors de l'étape d'attribution :
U
∑ RU = R u=l
On peut ainsi remarquer que la technique de transmission selon l'invention basée sur une répartition optimale des ressources est mise en œuvre à partir d'un algorithme ayant une structure linéaire, contrairement aux algorithmes de maximisation de la marge de bruit dans le cadre de la DMT, qui présentent une structure itérative.
L'étape d'attribution peut également tenir compte d'une qualité de service QoS souhaitée, déterminée à partir d'un taux d'erreur binaire (TEB) à respecter, du gain de codage apporté par le codage canal et des différentes dégradations du système d'émission et de réception pouvant être prises en compte dans la marge de bruit F, etc, d'où l'optimisation nécessaire des ressources afin de garantir le meilleur service possible sous les contraintes de performances requises en réception.
L'étape d'attribution peut en outre tenir compte d'une densité spectrale de puissance globale. Cette densité spectrale de puissance globale, qui peut notamment être définie par un organisme de normalisation, définit un masque de puissance que le signal MC- CDMA ne doit pas dépasser. A partir de cette densité spectrale de puissance et de la largeur de bande d'une sous-porteuse, on peut définir une puissance ou énergie globale E à répartir entre les différents codes. On rappelle qu'un signal à porteuses multiples est formé d'une succession temporelle de symboles constitués d'un ensemble d'éléments de données, chacun des éléments de données modulant une fréquence porteuse du signal, une des fréquences porteuses modulée à un instant donné par un des éléments de données étant appelée sous-porteuse.
Cette énergie globale E correspond à la somme des énergies E11 attribuées à chacun des U codes d'étalement lors de l'étape d'attribution :
U ∑ EU = E u=l
De façon préférentielle, l'étape d'attribution d'un débit comprend, pour chacun des codes d'étalement, une étape de sélection d'une modulation pour au moins certaines, et notamment l'ensemble, des sous-porteuses du signal. Par exemple, les données sources à transmettre sont modulées selon une modulation d'amplitude en quadrature MAQ, telle que la MAQ4, MAQ16, MAQ 64,
MAQ 256, etc.
Les symboles X11 o<u<u issus de la modulation d'amplitude en quadrature sont ensuite étalés en utilisant les codes d'étalement, pour former le signal MC-CDMA :
C " X = (ci,u )θ<i≤k,o<u≤U • [Xh -,χu ] avec C la matrice d'étalement représentative des codes d'étalement. L'utilisation de codes d'étalement permet ainsi d'exploiter collectivement les sous-porteuses regroupées par chacun des codes, ce qui permet d'améliorer la robustesse du système de transmission dans des environnements bruités.
De manière avantageuse, l'étape d'attribution comprend les sous-étapes suivantes : vérification de la faisabilité du débit cible R ; si le débit cible est réalisable : o détermination du débit à attribuer à chacun des codes d'étalement :
• si le débit cible R est strictement inférieur à deux fois la longueur k des codes d'étalement, attribution de deux bits sur chacun de R/2 codes ;
• sinon attribution de |_/? / fcJ bits sur chacun de k - (R ~ lR / k]k) premiers codes, et |_i? / k J + 1 bits sur chacun de R — \_R / k]k seconds codes ; avec LJ la partie entière.
Si le débit cible R n'est pas réalisable, c'est-à-dire si le théorème 2 présenté en annexe 2 n'est pas respecté, il est souhaitable de modifier la qualité de service QoS souhaitée et/ou le débit cible R souhaité, afin de respecter ce théorème 2.
Si le débit cible R est réalisable, il faut comparer la valeur du débit cible R à la longueur des codes d'étalement. Si cette valeur est strictement inférieure à deux fois la longueur des codes d'étalement, la répartition s'exprime par la relation R - — x 2 , ce
qui signifie qu'on attribue uniquement 2 bits sur chacun des R/2 codes, ce qui correspond à une modulation d'amplitude en quadrature MAQ4. Préférentiellement, lorsque ledit débit cible R est supérieur ou égal à deux fois la longueur k des codes d'étalement, l'étape d'attribution est définie par les équations : R = (k -(R -IR / kjk))x lR / kj + (R- lR/ kjk)x (12) ; avec :
R le débit cible ;
R11 le débit attribué au code d'étalement u ; k la longueur du code d'étalement ; LJ la partie entière. De façon avantageuse, l'étape d'attribution comprend également une sous étape de détermination de l'énergie E11 représentative de la puissance, ou directement de la puissance (énergie par unité de temps), à attribuer à chacun des codes d'étalement, s 'exprimant sous la forme :
Eu = v 2 U ~ l E (11)
∑ VRu ~ D u=l avec :
E une énergie globale représentative de la densité spectrale de puissance globale ;
R11 le débit attribué audit code d'étalement u ;
U le nombre de codes d'étalement. Ainsi, pour une énergie globale E, un débit cible R, et une longueur de code k, les équations précédentes (12) et (11) donnent la répartition de l'information R11 et des énergies E11 afin d'optimiser la marge de bruit γ d'un système utilisant une forme d'onde MC-CDMA.
L'invention concerne également un dispositif d'émission d'un signal mettant en œuvre le procédé de transmission décrit précédemment.
L'invention concerne encore un procédé de réception d'un signal à porteuses multiples et à étalement de spectre MC-CDMA, comprenant une étape de démodulation d'un signal émis selon le procédé de transmission décrit précédemment, ainsi qu'un dispositif de réception correspondant. L'invention concerne finalement un signal à porteuses multiples et à étalement de spectre MC-CDMA, émis par un dispositif d'émission et/ou reçu par un dispositif de réception tels que décrits.
5. Liste des figures D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation préférentiel, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels : la figure 1 présente une chaîne de transmission MC-CDMA mettant en œuvre la technique de transmission basée sur l'allocation d'informations selon l'invention ; les figures 2A à 2D illustrent la marge de bruit γ en fonction de la longueur k des codes, pour deux débits cibles R et deux longueurs L de canal ADSL, dans une chaîne de transmission selon la figure 1 ; les figures 3A à 3D illustrent la longueur optimale k des codes en fonction de la longueur L du canal ADSL pour quatre débits cibles R ; les figures 4A à 4D présentent les performances de l'invention comparées aux performances des techniques de l'art antérieur.
6. Description d'un mode de réalisation de l'invention
Le principe général de l'invention repose sur l'allocation de données sources destinées à former un signal à porteuses multiples et à étalement de spectre MC-CDMA, à partir de la détermination d'un nombre de codes d'étalement, d'une répartition des données sources sur les codes, et d'une répartition des énergies ou des puissances
(énergie/temps) attribuées à ces codes.
Autrement dit, l'invention présente un algorithme d'allocation de l'information, appliqué aux formes d'ondes à porteuses multiples et utilisant l'étalement de spectre.
On alloue ainsi des codes d'étalement à des groupes de porteuses, et on optimise le code d'étalement associé à chaque groupe de porteuses, pour obtenir un débit cible R. Ainsi, selon l'invention, pour une qualité de service QoS souhaitée (par exemple un TEB de 10"7), le taux d'erreur binaire doit rester inférieur à cette qualité, même en présence de bruit. 6.1 Principe général des systèmes MC-CDMA
Les systèmes MC-CDMA sont bien connus, et sont notamment décrits dans les documents 1 et 2 cités en annexe 1.
Selon ces documents, un signal MC-CDMA peut être vu comme la transformée de Fourier inverse d'un signal CDMA.
On note C X ce signal CDMA numérique, avec C = (q M )θ<i≤k,o<u≤U ^a matrice d'étalement appliquée au vecteur de symboles complexes X = [Xι,...,Xjj ] , et X11 o<u<u les symboles issus d'une modulation d'amplitude en quadrature.
Classiquement, la longueur k des codes d'étalement est égale au nombre de sous- porteuses utilisées. Les codes d'étalement sont des codes orthogonaux qui peuvent être extraits des matrices de Hadamard de dimensions k x k . Le nombre de codes utilisés est U ≤ k .
6.2 Principe général de l'invention
On présente en relation avec la figure 1 une représentation simplifiée d'une chaîne de transmission MC-CDMA comprenant un émetteur 11, un canal de transmission 12, et un récepteur 13, selon un mode de réalisation préférentiel de l'invention.
On peut notamment remarquer que les fonctions de codage et de décodage canal, qui ne font pas partie de l'invention, n'ont pas été représentées sur cette figure. En émission, un train binaire 111, composé des données sources à mettre en forme, entre dans un bloc de modulation d'amplitude en quadrature MAQ 112. L'ordre de la modulation à appliquer à chacune des porteuses portant les données sources est notamment déterminé à partir d'un bloc d'allocation centralisé 14, selon ce mode de réalisation préférentiel de l'invention. Les symboles Xu o<u≤U issus du bloc de modulation MAQ 112 sont alors multipliés par la matrice d'étalement C = (C/,M )O</<£,O<M<£/ dans le bloc d'étalement CDMA 113 : c • x = (ci,u )θ<i≤k,o<u≤U • [^i,...,^Qy ] .
Le nombre U de codes d'étalement, ainsi que l'énergie E11 attribuée à chacun de ces codes, sont également déterminés à partir du bloc d'allocation centralisé 14.
Le signal CDMA C • X ainsi obtenu est ensuite modulé selon une modulation OFDM dans le bloc 114, pour former un signal MC-CDMA, puis converti en signal analogique dans le bloc CNA 115, selon ce mode de réalisation préférentiel.
Selon l'invention, on considère un canal de transmission 12 statique ou quasi- statique, et on suppose la composante OFDM du signal MC-CDMA adaptée au canal de transmission 12. Le canal 12 peut alors être modélisé dans le domaine fréquentiel avec un coefficient par sous-porteuse, comme proposé dans le document 3 cité en annexe 1.
En réception, le signal analogique est converti en signal numérique dans le bloc CAN 131, puis subit une démodulation OFDM, à l'aide d'une transformation de Fourier et de la suppression de l'intervalle de garde, dans le bloc 132. On utilise ensuite un égaliseur ZF 133 (en anglais « zéro forcing », en français
« forçage à zéro ») qui inverse le canal de transmission 12, pour égaliser le signal obtenu.
Le signal égalisé est ensuite désétalé dans un bloc 134 de désétalement CDMA, en tenant compte du nombre U de codes d'étalement, et de l'énergie E11 attribuée à chacun de ces codes, déterminés à partir du bloc d'allocation centralisé 14.
Après démodulation OFDM 132, égalisation ZF 133, et désétalement 134, le signal reçu par le code u s'écrit : k z
i=l "* avec : • k la longueur du code u ;
" X11 les symboles issus de la modulation MAQ, O < u ≤ U ; " (q M ) les coefficients de la matrice d'étalement C, 0 < i ≤ k , 0 < u ≤ U ; " Zi un échantillon complexe du bruit de fond, supposé blanc et gaussien ; " ht les coefficients du canal de transmission. On note N0 la variance de l'échantillon complexe Z1.
Le signal Y11 reçu par chacun des codes d'étalement subit ensuite une démodulation MAQ 135, tenant compte de l'ordre de la modulation déterminé à partir du bloc d'allocation centralisé 14.
Selon ce mode de réalisation préférentiel de l'invention, le bloc d'allocation 14 permet ainsi de déterminer : " le nombre U de codes d'étalement à utiliser ;
" l'ordre de la modulation à appliquer aux porteuses, c'est-à-dire un débit
R11 à attribuer à chacun des codes d'étalement ; et " l'énergie E11 à attribuer à chacun des codes d'étalement ; en fonction d'une information représentative du bruit et/ou d'une information représentative de la qualité de la liaison, et du débit cible R à atteindre.
On dimensionne ainsi le système MC-CDMA en fonction de ce débit cible, ce qui permet d'optimiser la marge de bruit. On ne cherche donc pas à maximiser le débit, mais à optimiser la marge de bruit en atteignant ce débit cible. Plus précisément, l'information représentative de la qualité de la liaison dépend de la qualité de l'estimation du canal de transmission, c'est-à-dire des paramètres ht et N0.
L'information représentative du bruit dépend notamment du bilan de liaison, c'est-à-dire du rapport signal à bruit en sortie du système de transmission. Selon ce mode de réalisation préférentiel de l'invention, le bloc d'allocation centralisée 14 tient compte d'un débit cible R et d'une qualité de service QoS (par exemple un TEB de l'ordre de 10 ) à atteindre, définis en fonction de l'application envisagée, et d'une densité spectrale de puissance globale, représentée par l'énergie globale E, à ne pas dépasser, définie par les organismes de normalisation. On suppose ainsi, selon ce mode de réalisation préférentiel, l'utilisation d'un masque de puissance à l'émission, limitant la densité spectrale de puissance globale (DSP) du signal émis. Cette contrainte est importante, puisque c'est dans ce cadre que l'allocation de l'information est effectuée. L'amplitude du signal reçu dépend alors du nombre de sous-porteuses k. Ainsi, selon l'invention, l'étalement apporte de la puissance, ce qui est conforme avec la contrainte, non pas en puissance totale transmise, mais en densité spectrale de puissance.
On peut également remarquer que l'étalement de spectre est bien connu pour sa robustesse dans des environnements brouillés. L'utilisation d'un code d'étalement permet ainsi d'exploiter collectivement les porteuses regroupées par ce même code, contrairement aux techniques de l'art antérieur qui nécessitent un traitement porteuse par porteuse.
Comme indiqué précédemment, l'invention permet notamment de trouver le nombre de codes d'étalement, la répartition des modulations sur les codes, et la répartition des énergies attribuées à ces codes, sous la contrainte d'un débit cible et éventuellement sous la contrainte d'une densité spectrale de puissance.
On considère notamment que la répartition dite « optimale » maximise la marge de bruit du système de transmission pour une longueur de code donnée, c'est-à-dire maximise l'écart entre les performances réelles du système de transmission et les performances théoriques obtenues par la limite de Shannon.
6.3 Exemple d'application dans le cadre d'une liaison ADSL
On présente ci-après un exemple d'application de l'invention dans le cadre d'une liaison ADSL (en anglais « Asymmetric digital subscriber loop »).
Le nombre maximal de sous-porteuses utilisables est 220, et un exemple de débit cible R est 512 bits par symbole OFDM. Considérant le document 4 cité en annexe 1, la modulation d'ordre maximal est la MAQ 32768.
Il faut donc répartir 512 bits sur au plus 220 codes, avec un maximum de 15 bits par codes, du fait de l'ordre maximal de la modulation MAQ.
Selon les techniques classiques, une recherche exhaustive de la répartition optimale nécessite de tester 3 380 629 853 852 186 combinaisons. Cette méthode de recherche de la répartition optimale n'est donc pas envisageable.
Selon l'invention, on considère qu'un calcul de capacité, ou plus exactement du débit réalisable, du système de transmission prenant en compte le récepteur et la marge de bruit s'écrit :
avec
R le débit cible ;
U le nombre de codes d'étalement ;
R11 le débit attribué au code d'étalement u ; k la longueur du code d'étalement ; hτ l'estimation des coefficients du canal de transmission ; γ la marge de bruit du système de transmission ; F la marge de bruit des modulations MAQ, comme décrit dans le document 3 cité en annexe 1 ;
E11 l'énergie attribuée au code d'étalement u.
On remarque notamment que la marge de bruit Y peut également prendre en compte le gain apporté par le codage canal.
Ainsi, dans l'équation (2), les inconnues sont R11, E11, U, et on cherche à optimiser la marge de bruit γ du système de transmission.
La contrainte d'une densité spectrale de puissance globale, c'est-à-dire d'un gabarit ou d'un masque de puissance du signal d'émission, peut s'écrire sous la forme d'une énergie globale E représentative de la densité spectrale de puissance : U ∑ EU = E (3) u=l soit en utilisant l'équation (2) :
La marge de bruit γ s'écrit alors :
U
(2 ^R1 u 1 - \) (appelé première u=l sommation), et/ou à minimiser le terme (appelé deuxième sommation).
La deuxième sommation est simple à minimiser, il suffit de choisir H1 tel que :
V/ e [l;*] , Y/ e [1; fc] , ^- > h i
Pour minimiser la première sommation, il est possible d'utiliser le théorème 1 tel que présenté en annexe 2, faisant partie intégrante de la présente description : U U
Théorème 1 : Sous la contrainte ∑ R11 = R , ∑ (2 u - 1) est minimale si et u=l u=l seulement si k - (R - \_R I k \k) valeurs de R11 sont égales à |_i? / &_| , et R - \_R / kjk valeurs de R11 sont égales à \_R I k J + 1 .
Il reste ensuite à répartir l'énergie E entre les codes, ou entre les symboles, relativement à l'ordre de modulation, c'est-à-dire relativement à la répartition des bits. En utilisant l'expression de E11 équation (4), et à l'aide de l'équation (5), on obtient :
2Ru _ i
Eu = -Q E (H)
∑ (2*« - 1) u=l
Ainsi, pour une densité spectrale de puissance (DSP) donnée exprimée par représentée par une énergie globale E, un débit cible R, et une longueur de code k, on peut définir la répartition de l'information R11 et les énergies E11 à attribuer à chacun des
U codes d'étalement afin d'optimiser la marge de bruit γ d'un système utilisant une forme d'onde MC-CDMA.
La répartition de l'information est donc la suivante : R = (k - (R - IR / k]k)) x lR / k] + + l) (12) avec LJ la partie entière.
Il reste cependant un cas particulier, celui de la MDP2, qui peut ne pas être utilisée dans les applications, ce qui signifie que le nombre minimal de bits alloués selon l'invention est 2 et non 1.
En effet, la distance entre la limite de Shannon et le débit que permet cette modulation est plus importante que celle des modulations d'ordre supérieur. Il n'est donc pas possible d'utiliser l'équation (12) lorsqu'il existe R11 = 1, c'est-à-dire lorsque [R / k\ e {0,1} , soit R < 2 x k . Dans ce cas particulier, la répartition est simplement :
R = - x 2 (13)
c'est-à-dire qu'il y a R/2 codes portant 2 bits, ce qui correspond à des modulations d'amplitude en quadrature d'ordre 4 (MAQ 4).
On peut également remarquer qu'un débit R < 2 x k impair ne peut pas être alloué.
Par ailleurs, on a jusqu'à présent supposé la faisabilité du débit cible R.
Il est cependant souhaitable de tester dans un premier temps si le débit cible R est réalisable ou non, à l'aide du théorème 2 tel que présenté en annexe 2 faisant partie intégrante de la présente description.
Théorème 2 : Le débit R est réalisable si et seulement si :
R ≤ k(2*/k-lK/k] _ 1) | + Jt|_ςR / Jtj avec % = Uog2 i+i
i=l \K Ainsi, selon le mode de réalisation préférentiel de l'invention, l'algorithme de l'allocation centralisée 14 a la structure suivante :
1. Entrée : R, T, E, k, A1, N0 ;
2. Vérifier la faisabilité du débit cible : si le débit n'est pas réalisable, changer la qualité de service QoS (T) ou le débit cible R afin qu'il respecte le théorème 2 ;
3. Si i? < 2k, alors attribuer 2 bits (MAQ4) sur chacun des R/2 codes ;
4. Sinon, attribuer |_/? / A;J bits sur chacun des k — (R — \_R / k]k) codes, et \_R I k\ + 1 bits sur chacun des R — \_R / k]k autres codes ;
5. Calculer la répartition des énergies, selon l'équation (11) ; 6. Sortie : U, R11, E11.
Par exemple, on considère une liaison ADSL ayant pour fonction de transfert :
avec L la longueur de la ligne (en mètre), et ij- e [35;64[ u ]64;255] l'indice de la sous- porteuse, en notant i e [θ;22θ[ les indices correspondant aux indices if . Soient R = 512 bits/symboles, T = 4, 04 (ce qui correspond à un taux d'erreur symbole de l'ordre de 10"3), E = -39 dBm/Hz, k = 100, et N0= -140 dBm/Hz.
Alors, pour une longueur de ligne L de 3000 mètres, on obtient à l'aide du théorème 1 et de l'équation (11) un nombre de codes U = 100, avec 88 codes tels que R11 = 5 et En = 8, 898.10"3E, et 12 codes tels que Rn = 6 et En = 1, 808. 10"2E.
La marge de bruit est dans ce cas γ = 45,5, soit 16,6 dB de marge de bruit supplémentaire. On pourrait notamment considérer que le système MC-CDMA ne permet pas, en soit, d'obtenir une marge de bruit meilleure que celle obtenue avec les systèmes DMT de l'art antérieur. Mais ajouté à la marge de bruit, le gain d'étalement confère au système une plus grande robustesse.
Ainsi, des résultats ont déjà montré l'avantage du système MC-CDMA dans les environnements brouillés même en l'absence d'optimisation de l'allocation, comme indiqué dans les documents 6 et 7 présentés en annexe 1.
L'invention permet d'améliorer encore ces résultats.
On illustre ainsi en relation avec les figures 2 à 4 quelques résultats de simulation d'un exemple d'application de l'invention dans le contexte ADSL. Les figures 2A à 2D illustrent notamment la marge de bruit γ en fonction de la longueur k des codes, pour deux débits cibles R et deux longueurs L de canal ADSL.
Ainsi, la figure 2A présente l'évolution de la marge de bruit γ en fonction de la longueur k, pour un débit R de 512 bits/symboles et une longueur de canal L de 2000 mètres, la figure 2B pour un débit R de 512 bits/symboles et une longueur de canal L de 3000 mètres, la figure 2C pour un débit R de 1024 bits/symboles et une longueur de canal L de 2000 mètres, et la figure 2D pour un débit R de 1024 bits/symboles et une longueur de canal L de 3000 mètres.
On peut ainsi observer qu'il existe une valeur optimale de k pour chaque configuration permettant d'optimiser la marge de bruit. Par exemple :
" pour la configuration de la figure 2A, la valeur optimale de k est d'environ 130 ; " pour la configuration de la figure 2B, la valeur optimale de k est d'environ 90 ; • pour la configuration de la figure 2C, la valeur optimale de k est d'environ 175 ; et " pour la configuration de la figure 2D, la valeur optimale de k est d'environ 125.
Ces valeurs sont également données en relation avec les figures 3A à 3D, qui illustrent la longueur optimale k des codes en fonction de la longueur L du canal ADSL pour quatre débits cibles R (304 bits/symboles - figure 3A, 512 bits/symboles - figure 3B, 1024 bits/symboles - figure 3C, et 2048 bits/symboles - figure 3D).
Finalement, les figures 4A à 4D illustrent les performances de l'invention dans un système MC-CDMA mettant en œuvre une attribution d'un débit et/ou d'une puissance à chacun des codes d'étalement selon l'invention, comparées aux performances des techniques de l'art antérieur dans un système de type DMT.
Notamment, les figures 4A à 4D illustrent la marge des systèmes en dB en fonction de la longueur du canal ADSL pour quatre débits cibles R (304 bits/symboles - figure 4A, 512 bits/symboles - figure 4B, 1024 bits/symboles - figure 4C, et 2048 bits/symboles - figure 4D). Ainsi :
" la courbe 1 (+) présente la marge de bruit d'un système de transmission selon la technique DMT en fonction de la longueur L du canal ; " la courbe 2 (4) présente la marge de bruit d'un système de transmission selon la technique MC-CDMA avec une longueur de code k fixée (k = 64) en fonction de la longueur L du canal ; et
" la courbe 3 (V) présente la marge de bruit d'un système de transmission selon la technique MC-CDMA avec une longueur de code k optimale pour chaque longueur du canal ; avec la marge de bruit γ en traits pleins, et la marge de bruit combinée au gain d'étalement en traits discontinus.
On constate sur ces figures que l'invention permet d'optimiser la marge de bruit γ du système, grâce à une répartition optimale des énergies E11 et des débits R11 sur les U codes d'étalement.
Ainsi, l'invention confère aux communications une plus grande robustesse dans des environnements perturbés par des brouilleurs électromagnétiques.
Par ailleurs, cette technique de transmission basée sur une attribution de débit et/ou d'énergie à chacun des codes d'étalement offre tout son intérêt dans les systèmes multiplexant plusieurs modules MC-CDMA élémentaires dans le domaine fréquentiel, comme présenté dans le document 8 cité en annexe 1.
Cette technique de transmission peut également être mise en œuvre pour différents canaux (ADSL, PLC -en anglais « power Une communications », ...), dans un contexte point-à-multipoint ou multipoint- à-point (communication à utilisateur multiple, respectivement de diffusion (« broadcast ») ou d'accès), notamment lorsque le multiplexage est fréquentiel.
La sur-couche liée au contexte multi-utilisateur ne fait pas partie de la présente invention.
L'invention confère ainsi une plus grande robustesse aux communications dans des environnements perturbés par des brouilleurs électromagnétiques, et notamment aux communications filaires.
On rappelle que l'invention nécessitant une connaissance du canal à l'émission, il est communément admis que ce type de technologie est plus adapté aux communications filaires.
Mais cela n'est pas exclusif : les radiocommunications à l'intérieur des bâtiments, de même que les faisceaux de communication peuvent être effectuées à travers des canaux statiques, relativement au débit des communications. Ainsi, l'invention peut être envisagée pour certaines communications sans fil.
L'invention peut également être utilisée dans des systèmes où le nombre de sous-porteuses est supérieur à la longueur des codes.
Aussi, plusieurs blocs de sous-porteuses peuvent être définis, chaque bloc formant un système MC-CDMA, le système total étant connu sous le sigle SS-MC-MA (en anglais « spread spectrum multicarrier multiple access »). L'invention peut alors s'appliquer sur chaque bloc. ANNEXE 1 N. Yee, J-P. Linnartz et G. Fettweis
« Multi-carrier CDMA in indoor wireless radio networks »
In IEEE Personal, Indoor and Mobile Radio Communications Symposium, pages 109-113, septembre 1993. S. Hara et R. Prasad
« Overview of multicarrier CDMA »
IEEE Communications Magazine, vol. 35, nol2, pages 126-133, décembre 1997. J.M. Cioffi
« A multicarrier primer »
Rapport, ANSI T1E1.4/91-157, Committee contribution, 1991. G992-3
« Asymmetrical Digital Subscriber Line (ADSL) transceivers »
International Télécommunication Union, 2002. M. Crussière, J-Y. Baudais et J-F. Hélard
« Robust and high-bit rate communications over PLC channels: A Bit- loading multi-carrier spreadspectrum solution »
In International Symposium on Power-Line Communications and Its Applications, (Vancouver, Canada), avril 2005. S. Mallier, F. Nouvel, J-Y. Baudais, D. Gardan et A. Zeddam
« Multicarrier CDMA over Unes — Comparison of performances with the ADSL System »
In IEEE International Workshop on Electronic Design, Test and Applications, pages 450-452, janvier 2002. J-Y. Baudais
« Amélioration de la robustesse du système ADSL en présence de brouilleurs : utilisation des techniques MC-CDMA »
In Colloque GRETSI, Groupe de recherche et d'étude de traitement du signal, septembre 2003. O. Isson, J-M. Brossier et D. Mestdagh
« Multi-carrier bit-rate improvement by carrier merging »
Electronics Letters, vol. 38, nol9, pages 1134-1135, septembre 2002. ANNEXE 2
Théorème 1 :
U U
Sous la contrainte ^ R11 = R , ^ (2 α - 1) est minimale si et seulement si u=l u=l k - (R - IR I k\ k) valeurs de R11 sont égales à |_i? / k J , et i? - |_R I k J £ valeurs de R11 sont égales à \_R I k J + 1.
Démonstration :
Soit R = kq + r avec q = \_R I k J et k /(0) = (jfc - r)2^ + rlq+l = ∑ 2^« (6) u=l avec i?M e [q,q + 1} et [J la partie entière. La démonstration est faite par l'absurde.
Soit a ≥ 1. Supposons qu'il existe R( = q et Rj - — q tels que R( devient q + a et
R7- devient ç - α , impliquant /(0) > f(a) = (k-r- 2)2^ + 2q+a + 2q~a + r2q+l .
Le nombre total de bits est toujours égal à R. f{a) - /(0) = -2 x 2q + 2q+a + 2q~a f(a) - /(0) = 2q~a (2a+li2a~l - 1) + l) (7)
Comme α≥l, alors /(α)-/(0)>0, ce qui conduit à une contradiction. Ainsi XR1- >q, faj<q tels que /(0) > /(α) .
En utilisant la même analyse pour les cas suivants :
et
[R; = g + 1 i→ ç + 1 + a
{ i?J =ç i→ q-a (9) et
nous obtenons la même conclusion. La fonction /est minimale en zéro, et la répartition k (2 u -\). Si q≠O , le nombre de
M = I codes utilisés est U = k . Théorème 2 :
Le débit R est réalisable si et seulement si R ≤
Démonstration :
Cette partie n'étant pas l'objet de la présente demande de brevet, nous ne donnons que les principes de la démonstration. Le document 5 cité en annexe 1 donne une démonstration plus complète.
En travaillant dans l'ensemble des nombres réels, et à l'aide des multiplicateurs de Lagrange, on montre que le débit maximal est :
SR = Jfclog2 I+ (14)
II est évident qu'attribuer bits sur chacun des k codes conduit à un débit réalisable. Mais peut-on transmettre plus d'information ? Tout le problème est alors de rechercher l'entier n tel que la contrainte de densité spectrale de puissance soit satisfaite, et que les équations suivantes soient vérifiées :
k
2L*/*J+i _ Λ * - (*+ i) /2l 9t/* | . ^ 0 u=l ce qui conduit e ^ ^(l^-L^J -iJj.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de transmission d'un signal à porteuses multiples et à étalement de spectre, mettant en œuvre une pluralité de codes d'étalement, caractérisé en ce qu'il comprend une étape d'attribution d'une puissance et/ou d'un débit à chacun desdits codes d'étalement, en fonction d'une information représentative du bruit et/ou d'une information représentative de la qualité de la liaison, ladite étape d'attribution tenant compte d'un débit cible.
2. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape d'attribution tient également compte d'une densité spectrale de puissance globale.
3. Procédé de transmission selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que ladite étape d'attribution d'un débit comprend, pour chacun desdits codes d'étalement, une étape de sélection d'une modulation pour au moins certaines sous-porteuses dudit signal.
4. Procédé de transmission selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ladite étape d'attribution comprend les sous étapes suivantes : vérification de la faisabilité dudit débit cible R ; si ledit débit cible est réalisable : o détermination dudit débit à attribuer à chacun desdits codes d'étalement :
• si ledit débit cible R est strictement inférieur à deux fois la longueur k des codes d'étalement, attribution de deux bits sur chacun de R/2 codes ;
• sinon attribution de |_/? / fcJ bits sur chacun de k - (R - \_R / kjk) premiers codes, et \_R I k J + 1 bits sur chacun de R - \_R I seconds codes ; avec [J la partie entière.
5. Procédé de transmission selon la revendication 4, caractérisé en ce que, lorsque ledit débit cible R est supérieur ou égal à deux fois la longueur k des codes d'étalement, ladite étape d'attribution est définie par les équations :
R = (k - (R - lR / k]k)) x lR / k] + (R - lR / k]k) x (lR / k] + l) ; avec : R ledit débit cible ;
R11 le débit attribué audit code d'étalement u ; k la longueur dudit code d'étalement ; LJ la partie entière.
6. Procédé de transmission selon l'une quelconque des revendications 4 et 5, caractérisé en ce que ladite étape d'attribution comprend également une sous étape de détermination d'une énergie E11 représentative de ladite puissance à attribuer à chacun desdits codes d'étalement, s'exprimant sous la forme :
E - lRu - λ E
∑ (2^ -D u=l avec :
E une énergie globale représentative de ladite densité spectrale de puissance globale ;
R11 le débit attribué audit code d'étalement u ; U le nombre de codes d'étalement.
7. Dispositif d'émission d'un signal à porteuses multiples et à étalement de spectre, mettant en œuvre une pluralité de codes d'étalement, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'attribution d'une puissance et/ou d'un débit à chacun desdits codes d'étalement, tenant compte d'un débit cible, en fonction d'une information représentative du bruit et/ou d'une information représentative de la qualité de la liaison.
8. Procédé de réception d'un signal à porteuses multiples et à étalement de spectre, mettant en œuvre une pluralité de codes d'étalement, une puissance et/ou un débit étant attribué avant émission à chacun desdits codes d'étalement en fonction d'une information représentative du bruit et/ou d'une information représentative de la qualité de la liaison et en tenant compte d'un débit cible, caractérisé en ce qu'il comprend une étape de démodulation dudit signal tenant compte de ladite puissance et/ou dudit débit attribué à chacun desdits codes d'étalement
9. Dispositif de réception d'un signal à porteuses multiples et à étalement de spectre, mettant en œuvre une pluralité de codes d'étalement, une puissance et/ou un débit étant attribué avant émission à chacun desdits codes d'étalement en fonction d'une information représentative du bruit et/ou d'une information représentative de la qualité de la liaison et en tenant compte d'un débit cible, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de démodulation dudit signal tenant compte de ladite puissance et/ou dudit débit attribué à chacun desdits codes d'étalement.
10. Signal à porteuses multiples et à étalement de spectre, comprenant une pluralité de codes d'étalement, caractérisé en ce que chacun desdits codes d'étalement est associé à une puissance et/ou à un débit, attribué en fonction d'une information représentative du bruit et/ou d'une information représentative de la qualité de la liaison, et d'un débit cible.
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