EP1908197A1 - Procede et dispositif de reception d'un signal numerique transmis au voisinage d'un signal analogique - Google Patents

Procede et dispositif de reception d'un signal numerique transmis au voisinage d'un signal analogique

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EP1908197A1
EP1908197A1 EP06777524A EP06777524A EP1908197A1 EP 1908197 A1 EP1908197 A1 EP 1908197A1 EP 06777524 A EP06777524 A EP 06777524A EP 06777524 A EP06777524 A EP 06777524A EP 1908197 A1 EP1908197 A1 EP 1908197A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signal
masking
digital signal
digital
components
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP06777524A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Bruno Jahan
Pierrick Louin
Pierre Urcun
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telediffusion de France ets Public de Diffusion
Original Assignee
Telediffusion de France ets Public de Diffusion
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Telediffusion de France ets Public de Diffusion filed Critical Telediffusion de France ets Public de Diffusion
Publication of EP1908197A1 publication Critical patent/EP1908197A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
    • H04H20/28—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information
    • H04H20/36—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information for AM broadcasts

Definitions

  • the field of the invention is that of the reception of signals, which may be of audio type, emitted in particular by DAB type systems.
  • the invention relates to the reception of digital signals transmitted simultaneously with analog signals in the same propagation channel, and the processing of these digital signals in a receiver.
  • the invention thus applies in particular, but not exclusively, to the reception of digital signals coming from a "simulcast" signal, corresponding to the simultaneous broadcasting, from the same transmission point, of a digital signal of the DRM type. , implementing an OFDM type modulation, and an analog signal carrying an audio signal modulating the amplitude of an AM carrier ("Amplitude Modulation" in English, “Amplitude Modulation” in French).
  • OFDM modulation consists in distributing in the time / frequency space symbols of duration Tu (called useful symbol time) on a plurality of carrier frequencies modulated independently, for example in QPSK (of the English “Quadrature Phase Shift Keying” for “Quadrature Phase Shift Keying") or QAM (Quadrature Amplitude Modulation for Quadrature Amplitude Modulation) including 16, 64, 256, .. ., states.
  • QPSK of the English "Quadrature Phase Shift Keying" for "Quadrature Phase Shift Keying”
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • the OFDM thus cuts the channel into cells along the axes of time 11 and frequencies 12, as illustrated in FIG. 1. Each of the carriers is orthogonal to the previous one.
  • the channel is decomposed into a succession of frequency sub-bands 14 and a sequence of time segments 15 (also called time slots).
  • Each time / frequency cell is assigned a dedicated carrier. We will therefore distribute the information to be transported on all of these carriers, each modulated at a low rate, for example by a QPSK or QAM type modulation.
  • An OFDM symbol comprises all the information carried by all the carriers at a time t.
  • This modulation technique is particularly effective in situations where multipaths are encountered.
  • FIG. 2 which presents a set of OFDM symbols 21
  • the same sequence of symbols arriving at a receiver by two different paths is presented as the same information arriving at two different times and which add up.
  • These echoes cause two types of defects: intra-symbol interference: addition of a symbol with itself slightly out of phase;
  • intersymbol interference addition of a symbol with the following and / or the preceding slightly out of phase.
  • guard interval 22 Between each transmitted symbol, a "dead" zone called guard interval 22 is inserted, the duration ⁇ of which is chosen to be sufficiently large relative to the spreading of the echoes.
  • each OFDM symbol 21 includes a guard interval 22 and data 23.
  • the carriers may have undergone either an attenuation (destructive echoes), an amplification (constructive echoes) and / or a phase rotation.
  • synchronization pilot carriers which are often of a higher amplitude than the useful data carriers
  • reference pilots also called reference pilots.
  • the value and location of these reference drivers in the time / frequency space are predefined and known to the receivers. After interpolation in time and frequency, we obtain an estimate of the response of the channel, more or less precise as a function of the number of reference pilots and their distribution in the time / frequency domain.
  • the reference pilots inserted into the multicarrier signal are used to estimate the propagation channel.
  • the estimation of the propagation channel notably makes it possible to correct the received data, also called data pilots, at the receiver (equalization), and to obtain the impulse response of the propagation channel.
  • the impulse response obtained can then be used to refine the temporal synchronization of the receiver (s).
  • FIG. 3 thus shows the OFDM structure in A mode of a set of DRM symbols, illustrating the distribution of the reference pilots 31 in the time / frequency space. This structure is described in particular in the ETSI ES 201 980 DRM standard.
  • Digital broadcasting for example of the DRM type, gradually replaces the analog AM broadcast in the frequency bands below 30 MHz, which requires, during at least one transition period, the broadcasting (possibly simultaneous) of digital and analogue signals carrying a digital signal. similar information from the same site.
  • a digital signal and an analog signal are combined in a so-called simulcast signal, the digital signal being modulated on a sideband of a carrier of the propagation channel and a correction signal being modulated on the other sideband.
  • the correction signal is determined so that the time envelope of the received signal corresponds to the time envelope of a double band analog signal.
  • This technique thus makes it possible to broadcast in a same channel a digital signal and an analog signal, by modifying the analog bet of the simulcast signal so that the overall envelope of this signal is seen as a dual band AM signal for a conventional analog receiver.
  • the reception of signals broadcast in the context of such a simulcast broadcast then requires the installation of digital receivers capable of demodulating the received simulcast signal composed of an analog signal and a digital signal carried by the same carrier frequency.
  • the receivers used for the OFDM demodulation essentially exploit the response of the channel calculated from the reference pilots, after having separated the digital and analog parts of the received "simulcast" signal.
  • the accuracy of this estimate depends on the proportion of reference pilots inserted in the OFDM symbols.
  • the quality of the reproduction of the audio signal by the digital receivers is dependent on the number of reference pilots inserted in the OFDM symbols.
  • the simulcast signal is obtained, before transmission, by successive iterations, so as to preserve the envelope modulation of the analog signal, that is to say that is, the global simulcast signal is comparable to a dual-band time domain AM signal.
  • a receiver demodulating the signal envelope is thus only slightly disturbed by the digital part of the simulcast signal.
  • the invention particularly aims to overcome these disadvantages of the prior art.
  • an object of the invention is to provide a technique making it possible to optimize the reception of a digital signal during the broadcasting of this digital signal and of an analog signal in the same propagation channel.
  • an object of the invention is to provide such a technique for improving the reception performance of a digital signal.
  • the invention proposes to determine or recover, in reception, a masking signal, derived from the analog signal carrying an audio signal, taken into account during the equalization step of the received digital signal to improve the quality of the decoding.
  • Such a masking signal representative of a psycho-acoustic masking curve of the source audio signal may also have been previously applied before transmission to the digital signal, to mask this digital signal in the analog signal carrying a source audio signal modulating the amplitude of the signal.
  • an AM carrier during a simulcast broadcast may also have been previously applied before transmission to the digital signal, to mask this digital signal in the analog signal carrying a source audio signal modulating the amplitude of the signal.
  • the invention thus makes it possible to improve the reception of a digital signal modulated by a masking signal in the context of a simulcast broadcast.
  • the invention is particularly remarkable in that the digital and analog signals are transmitted in the same propagation channel and are carried by the same carrier frequency AM.
  • the invention comprises a demodulation step at the carrier frequency AM delivering a complex signal, and a step of separating the digital signal and the analog signal AM, from the complex signal.
  • the simulcast signal is demodulated at the carrier frequency of the analog signal AM at the receiver, to provide a complex signal composed of the digital signal and the analog signal.
  • the separation step then makes it possible to process the complex signal to separate the digital signal, for example of the DRM type, from the analog signal AM.
  • the obtaining step implements a step of determining the masking signal from the masking curve, and low-pass filtering in the frequency domain and / or in the frequency domain. the time domain.
  • Such low-pass filtering makes it possible in particular to smooth the masking curve, and therefore to improve (or at least not to degrade). the channel estimation implemented in reception of the digital signal.
  • the masking curve is obtained according to at least one of the following steps: mathematical transformation of the source audio signal from the time domain to the frequency domain;
  • the masking curve is obtained by adapting the conventional method to the bandwidth of the audio signal in the AM bands.
  • a "classical" psychoacoustic masking curve that can be used is described in particular in the MPEG1 or MPEG2 specifications.
  • the obtaining step implements a step of recovering the masking signal transmitted together with the analog signal AM.
  • the recovery step notably implements a step of demodulating a quadrature channel with the analog signal carrying the masking signal.
  • the invention comprises a step of applying a delay on the digital signal before the equalization, so that the steps of equalization and obtaining the masking signal are synchronized.
  • the delay compensation introduced when the masking signal is obtained is applied to the digital signal so that the masking signal and the digital signal are synchronized.
  • the extracted digital signal for example of the DRM type, is then equalized by the masking signal, by applying the inverse transfer function of the obtained masking signal.
  • the invention is particularly remarkable in that it comprises a step of calculating a confidence for each data element of the digital signal taking into account the masking signal.
  • the invention comprises a channel decoding step which takes account of the calculation of trusts.
  • the channel decoding step implements multi-level decoding (or MLC).
  • MLC multi-level decoding
  • the step of calculating a confidence, which corresponds to the power of the channel at each point, is notably implemented to improve the efficiency of the channel decoder.
  • the variations introduced at the emission by the masking curve are taken into account in this calculation of the confidences.
  • the invention also relates to a device for receiving a digital signal formed of corresponding data elements.
  • a device for receiving a digital signal formed of corresponding data elements comprises means for obtaining a masking signal representative of a psycho-acoustic curve of the source audio signal, and means of equalizing the digital signal as a function of the masking signal.
  • Such a reception device is particularly adapted to implement the reception method as described above.
  • the invention further relates to a computer program which comprises program code instructions for performing the steps of the method of receiving a digital signal according to the invention when this program is executed in or by a microprocessor.
  • FIGS. 6A to 6D illustrate, in the frequency domain, the different substeps of the calculation of the masking curve involved in the demodulation of the digital signal;
  • FIG. 7 presents the algorithm for receiving a modulated DRM signal according to a masking signal using a block diagram, according to a second embodiment of the invention
  • Figure 8 illustrates the simplified structure of a receiving device according to a particular embodiment of the invention.
  • the invention therefore relates to the reception of a simulcast signal corresponding to the transmission, in the same propagation channel, of a signal digital and an analog signal.
  • the digital signal is modulated before transmission by a masking signal from an analog signal carrying the audio signal.
  • a masking signal (which may correspond to that modulating the digital signal before transmission) is obtained in reception, either by calculating it or by recovering it when it is transmitted jointly to the analog signal, and is taken into account. account when equalizing the digital signal, after separation of the analog and digital components of the simulcast signal, to optimize the digital signal processing.
  • the signal received by the reception device is a simulcast signal composed of a digital signal and an analog signal carrying the same source audio signal and transmitted in a same propagation channel.
  • Figure 4 illustrates the simulcast signal as it was emitted.
  • the digital signal 41 modulated in amplitude by a masking signal, and the analog signal 42 are simultaneously broadcast (simulcast mode), and are carried by the same carrier frequency 43, in the AM bands.
  • a first sideband 44 of the carrier 43 carries the analog signal
  • the other sideband 45 carries the modulated digital signal.
  • a first demodulation step 51 consists of demodulating, at the carrier frequency 43 of the analog signal AM, the simulcast signal transmitted at the receiver. This demodulation step provides a complex signal 511 composed of the digital signal and the analog signal.
  • the separation step 52 thus notably ensures the extraction of the digital signal 521 from the complex signal obtained 511.
  • A.2.3 Determination of masking curve (53) Once the digital signal and the analogue signal are separated, a global masking curve of the analog signal carrying the source audio signal modulating the amplitude of the carrier AM is calculated during a third step 53 of determining a masking signal.
  • the bandwidth of the audio signal is 4.5 or 5kHz.
  • FIGS. 6A to 6D The various sub-steps of the calculation of the masking curve according to a preferred embodiment are presented in relation to FIGS. 6A to 6D. This calculation is based on an adaptation of the "classical" psycho-acoustic masking curve model from the MPEG1 or MPEG2 specification, to adapt to the bandwidth of the audio signal in the AM bands.
  • This step 53 of calculation of the masking curve thus implements the following substeps: - time-frequency conversion by Fourier transform; determination of the absolute mask; highlighting tonal and non-tonal components; decimation of the different components; calculation of individual masks; - calculation of the global mask.
  • the analog signal carrying a source audio signal modulating the amplitude of the AM carrier is first transposed into the frequency domain, from a Fourier Transform (FFT) type mathematical transformation. More precisely, the calculation of the masking curve requiring an estimation of the power spectral density for each of the frequencies of the audio signal, is implemented a Fourier transformation at 1024 samples for a sampling frequency of 48 kHz in order to obtain the different frequencies and their power spectral densities. The transform is calculated from the input analog signal to which a Hanning window is applied.
  • FFT Fourier Transform
  • N is the width of the bandwidth (here N is equal to 9 or 10 kHz), and the index k is the position of the component relative to the center frequency AM of the bandwidth.
  • the second sub-step of the calculation of the masking curve of the analog signal requires the determination of an absolute mask, corresponding to the hearing threshold for each of the frequencies corresponding to the components delivered by the Fourier transform.
  • the hearing thresholds for the different frequencies denoted LT q (k), come from the MPEGl standard, and are presented in appendix 1.
  • the third sub-step implements a discrimination between the tonal components and the non-tonal components.
  • the tone of a component has an influence on the contribution of the component in the calculation of the masking curve.
  • the separation of the tonal and non-tonal components takes place in several phases: determination of the local maxima, extraction of the tonal components, and calculation of the intensity of the non-tonal components of a critical band.
  • the frequency components are analyzed in packets of three, and if the central component has a higher level than the other two, it is considered as a local maximum.
  • FIG. 6A illustrates, in particular, the technique of determining local maxima, based on an example of a frequency spectrum 61 of the analog signal.
  • the first three frequency components (carriers 1, 2 and 3) of a portion 61 of the spectrum of the analog signal are first analyzed.
  • the central component (carrier 2) having a level, that is to say a spectral power density, higher than the other two (carriers 1 and 3), it is considered a local maximum.
  • This analysis is then repeated for the other frequency components (carriers 2, 3 and 4, then carriers 3, 4 and 5, ).
  • the local maxima correspond to the carriers 2, 5, 7, 13, 15 and 17.
  • the tonal components correspond to the grouping of the lines contributing to the same harmonic component.
  • a local maximum is considered to belong to the list of tonal components if the following conditions are met: X (k) - X (k + j) ⁇ 7 dB with j such that:
  • the width of the analysis band is modified around the local maxima determined according to the position of the maxima in the spectrum, which implies that the value of j varies according to the values of k.
  • the sound pressure level X tm (k) is determined by the following relation:
  • FIG. 6B illustrates in particular the determination of a tonal component, from the local maxima as determined previously.
  • the spectrum components that were used for the determination of the tonal components are set to an infinitely low level: the index components 4, 5, 6, 8, 9 , 10 and 11 disappear.
  • the non-tonal components correspond to the grouping of lines that have no connection with harmonic components. As illustrated in FIG. 6C, all spectral density components remaining after calculating the tonal components are used to determine the level of the non-tonal components in a critical band.
  • Bc is the critical band considered
  • k corresponds to the index of the component closest to the geometric center of the critical band.
  • Figure 6D shows the remaining spectrum portion after extracting the tonal and non-tonal components, and determining their sound pressure levels.
  • the fourth sub-step of the calculation of the masking curve of the analog signal implements a reduction of the number of components of the individual masks, eliminating certain tonal and non-tonal components of the remaining spectrum according to the following conditions: the tonal and non-tonal components are conserved if their levels (ie their spectral power densities) are greater than the absolute mask (where the absolute mask corresponds to the hearing threshold for the different components, and is presented in annex 1):
  • LT lm [z (j) 4i)] X lm [z (j)] + av tMj)] + VfHDM dB
  • LT nm [z (j) 40] ⁇ nm Wi)] + av nm [z (j)] + vf [z (j), z (i)] dB
  • - LT tm and LT 111n are the individual masks (tonal and non-tonal components) of the masking component z (j) in z (i);
  • - X tm and X 111n are the sound pressure levels of the tonal and non-tonal components
  • av of the component has a different value depending on whether it is a tonal component or a non-tonal component
  • av tm -6.025- 0.275z (j) dB
  • av nm -2.025- 0.175 z (j) dB.
  • masking from components at values greater than 8 barks or less than -3 barks of the masked component is not used, for reasons of complexity. implementation and irrelevance, these components being too far from the masking component to disrupt its spectral power density.
  • LT (i) is equal to the linear sum of the individual masks of the samples situated in the range [8; -3] barks and of the absolute mask:
  • LT (i) represents the level of the masking curve for sample i (for the calculation of the overall mask, 72 or 75 samples are used, depending on the audio bandwidth, according to the MPEGl specification).
  • the samples do not have the same frequency width as a function of their positions in the spectrum (from 62.5 to 250 Hz according to the MPEG1 specification).
  • a masking signal is obtained by filtering 54 in the frequency and / or time domain of the masking curve corresponding to the global mask.
  • a conventional "envelope detection” type receiver demodulates the so-called “simulcast” signal (analog signal on a first sideband, and amplitude modulated digital signal by the masking signal on the second sideband). ), and delivers a base signal corresponding to the sum of the modulating signals on each of the two lateral bands of the carrier.
  • the frequency masking makes it possible to render inaudible any signal that follows the amplitude variations of the masking curve.
  • the time and frequency variations of the masking curve would be too great for the DRM signal, because of its multicarrier structure ( OFDM). It therefore appears necessary to smooth the masking curve.
  • the invention thus proposes to limit these variations in time and in frequency by implementing a low-pass filtering of the masking curve in the time and frequency domains delivering the masking signal, according to a preferred embodiment of the invention. in order to improve (or at least not to degrade) the channel estimation implemented in reception of the digital signal. The channel estimate thus follows the evolution of the masking signal.
  • A.2.5 Frequency domain transposition (55) In parallel, once the digital signal and the analog signal are separated during the separation step 52, the digital signal 521 is transposed (55) in the frequency domain from a transformation of the Fourier transform type, for example over 1024 points, as described in paragraph A.2.3.
  • H k the transfer function related to the propagation channel
  • M k the transfer function related to the masking curve applied to the transmission
  • Compensation 56 of the delay introduced during the parallel processing of determination of the masking signal 53, 54 of the different functions is then applied to the digital signal DRM, so that this signal is synchronized with the masking signal determined in order to achieve the equalization of the digital signal extracted.
  • the digital signal may be equalized during a step 57 as a function of the masking signal determined during the filtering step 54 as described in the preceding paragraph.
  • the equalization step 57 of the digital signal received may be in the following mathematical form:
  • This step 58 relies, for example, on an analysis, known per se, of the reference pilots of the OFDM signal.
  • a step 59 for calculating the trusts C k is implemented. These trusts correspond to the power of the channel at each point, and can be written in the following form:
  • the transmitted simulcast signal can itself carry the masking signal.
  • the masking signal is transmitted in conjunction with the analog signal 42, which simplifies the reception since it is no longer necessary to calculate the masking curve.
  • the masking signal representative of a psycho-acoustic masking curve of the source audio signal modulating the digital signal is transmitted in quadrature with the analog signal carrying the source audio signal.
  • the transmitted simulcast signal comprises the digital signal modulated in amplitude by the masking signal, and the analog signal and the masking signal transmitted in quadrature.
  • the quadrature signal may carry other information, and not only the masking signal (for example a portion of the digital signal DRM, ancillary information - images, title, enhancement data, especially to improve the quality of the signal , ).
  • FIG. 7 illustrates in particular the reception of such a simulcast signal comprising the masking signal.
  • step 51, 52 and 55 to 59 identical to those of the first embodiment and already described in relation to FIG. 5, are not detailed further.
  • the masking signal is recovered during a step 71 for recovering the masking signal.
  • the masking signal transmitted together with the analog signal is recovered from the analog part AM 522 extracted from the complex signal 511, after a transposition in the frequency domain from a Fourier transform type transformation, for example on 1024 points, as described in paragraph A.2.3.
  • This recovery step 71 of the masking signal, transmitted jointly to the analog signal AM, is performed at the receiver.
  • the invention thus proposes a technique for receiving a digital signal DRM modulated by a masking signal in the context of a simulcast broadcast, based on the main stages of separation of the digital signal and the analog signal, for obtaining a masking signal, representative of a psycho-acoustic masking curve of the source audio signal by calculation of the masking curve or recovery of the masking signal transmitted together with the analog signal.
  • the invention thus provides an improvement in the reception of a DRM signal originating from a simulcast broadcast (corresponding to the transmission of a digital signal of the DRM type and of an analog signal carrying an audio signal modulating the amplitude of the signal.
  • a DRM signal originating from a simulcast broadcast (corresponding to the transmission of a digital signal of the DRM type and of an analog signal carrying an audio signal modulating the amplitude of the signal.
  • an AM carrier in the same propagation channel of 9 or 10 kHz bandwidth, which corresponds to the bandwidth allocated by the ITU (International Telecommunication Union, in French "Union Internationale des Télécommunications") for AM broadcasting in the frequency bands below 30 MHz), by estimating the modulation introduced on transmission.
  • the invention is not limited to a purely hardware implementation but that it can also be implemented in the form of a sequence of instructions of a computer program or any form mixing a hardware part and a software part.
  • the corresponding instruction sequence can be stored in a removable storage means (such as for example a floppy disk, a CD-ROM or a DVD-ROM) or no, this storage means being partially or completely readable by a computer or a microprocessor.
  • Such a reception device comprises a memory 81, a processing unit 82, equipped for example with a microprocessor ⁇ P, and driven by a computer program 83, implementing the reception method according to the invention.
  • the code instructions of the computer program 83 are for example loaded into a RAM memory before being executed by the processor of the processing unit 82.
  • the processing unit 82 receives as input a signal digital camera formed of data elements and transmitted in the vicinity of an analog signal carrying a source audio signal modulating the amplitude of an AM carrier.
  • the microprocessor of the processing unit 82 implements the steps of the reception method described above, according to the instructions of the computer program 83.
  • the receiving device comprises means for obtaining a masking signal representative of a psycho-acoustic masking curve of the source audio signal, and means for equalizing the digital signal as a function of the masking signal. These means are controlled by the microprocessor of the processing unit 82.
  • the processing unit 82 outputs the equalized digital signal.
  • Appendix 1 Table of absolute masks according to the audio frequencies
  • Appendix 2 Table of Central Frequencies of the Critical Bands Established by E.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)

Abstract

L'invention concerne un procédé de réception d'un signal numérique formé d'éléments de données et transmis au voisinage d'un signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude d'une porteuse AM. Selon l'invention, un tel procédé comprend une étape d'obtention d'un signal de masquage représentatif d'une courbe de masquage psycho-acoustique du signal audio source, et une étape d'égalisation (57) du signal numérique en fonction du signal de masquage.

Description

Procédé et dispositif de réception d'un signal numérique transmis au voisinage d'un signal analogique.
1. Domaine de l'invention
Le domaine de l'invention est celui de la réception de signaux, qui peuvent être de type audio, émis notamment par des systèmes du type DAB (de l'anglais
« Digital Audio Broadcasting » pour « radiodiffusion numérique »), ou DRM
(pour « Digital Radio Mondiale »), dans des bandes de fréquences inférieures à 30
MHz.
Plus précisément, l'invention concerne la réception de signaux numériques transmis simultanément avec des signaux analogiques dans un même canal de propagation, et le traitement de ces signaux numériques dans un récepteur.
L'invention s'applique ainsi notamment, mais non exclusivement, à la réception de signaux numériques issus d'un signal « simulcast », correspondant à la diffusion simultanée, depuis le même point d'émission, d'un signal numérique de type DRM, mettant en œuvre une modulation de type OFDM, et d'un signal analogique portant un signal audio modulant l'amplitude d'une porteuse AM (« Amplitude Modulation » en anglais, « Modulation d'Amplitude » en français).
2. L'art antérieur
2.1. Rappel sur le principe de la modulation OFDM La modulation OFDM consiste à répartir dans l'espace temps/fréquence des symboles de durée Tu (dit temps-symbole utile) sur une pluralité de fréquences porteuses modulées indépendamment, par exemple en QPSK (de l'anglais « Quadrature Phase Shift Keying » pour « modulation à déplacement de phase en quadrature ») ou QAM (de l'anglais « Quadrature Amplitude Modulation » pour « Modulation d'amplitude en quadrature ») notamment à 16, 64, 256, ..., états. L'OFDM découpe ainsi le canal en cellules selon les axes du temps 11 et des fréquences 12, comme illustré sur la figure 1. Chacune des porteuses est orthogonale à la précédente.
Le canal, de largeur prédéterminée 13, est décomposé en une suite de sous- bandes de fréquence 14 et d'une suite de segments temporels 15 (encore appelés intervalles de temps). A chaque cellule temps/fréquence est attribuée une porteuse dédiée. On va donc répartir l'information à transporter sur l'ensemble de ces porteuses, modulée chacune à faible débit, par exemple par une modulation du type QPSK ou QAM.
Un symbole OFDM comprend l'ensemble des informations portées par l'ensemble des porteuses à un instant t.
Cette technique de modulation est notamment efficace dans les situations où l'on rencontre des multitrajets. Ainsi, comme illustré sur la figure 2 qui présente un ensemble de symboles OFDM 21, une même suite de symboles arrivant à un récepteur par deux chemins différents se présente comme la même information arrivant à deux instants différents et qui s'additionnent. Ces échos provoquent deux types de défauts : l'interférence intra symbole : addition d'un symbole avec lui-même légèrement déphasé ;
- l'interférence inter symbole : addition d'un symbole avec le suivant et/ou le précédent légèrement déphasé.
Entre chaque symbole transmis, on insère une zone « morte » appelée intervalle de garde 22, dont la durée Δ est choisie suffisamment grande par rapport à l'étalement des échos. Ces précautions vont limiter l'interférence inter-symbole
(celle-ci étant absorbée par l'intervalle de garde). Ainsi chaque symbole OFDM 21 comprend un intervalle de garde 22 et des données 23.
A la réception, les porteuses peuvent avoir subi en outre soit une atténuation (échos destructifs), soit une amplification (échos constructifs) et/ou une rotation de phase.
Pour calculer la fonction de transfert du canal, en vue d'effectuer une égalisation du signal avant démodulation, on insère également des porteuses pilotes de synchronisation (d'amplitude souvent supérieure aux porteuses de données utiles), encore appelées pilotes de référence. La valeur et l'emplacement de ces pilotes de référence dans l'espace temps/fréquence sont prédéfinis et connus des récepteurs. Après une interpolation en temps et en fréquence, on obtient une estimation de la réponse du canal, plus ou moins précise en fonction du nombre de pilotes de référence et de leur répartition dans le domaine temps/fréquence.
Ainsi, les pilotes de référence insérés dans le signal multiporteuse sont utilisés pour estimer le canal de propagation. L'estimation du canal de propagation permet notamment de corriger les données reçues, encore appelées pilotes de données, au niveau du récepteur (égalisation), et d'obtenir la réponse impulsionnelle du canal de propagation. La réponse impulsionnelle obtenue peut alors être utilisée pour affiner la synchronisation temporelle du (ou des) récepteur(s).
2.2. Application dans les bandes AM (DRM) La modulation OFDM est de plus en plus utilisée dans la diffusion numérique car elle très bien adaptée aux variations du canal radio, qui sont essentiellement liées aux échos et à l'effet Doppler. Elle a ainsi été sélectionnée pour la radiodiffusion numérique dans les bandes AM (DRM).
La figure 3 présente ainsi la structure OFDM en mode A d'un ensemble de symboles DRM, en illustrant la répartition des pilotes de référence 31 dans l'espace temps/fréquence. Cette structure est notamment décrite dans la norme DRM ETSI ES 201 980.
2.3. Diffusion d'un signal numérique DRM
La diffusion numérique, par exemple de type DRM, remplace progressivement la diffusion AM analogique dans les bandes de fréquence inférieures à 30MHz, ce qui nécessite, durant au moins une période de transition, la diffusion (éventuellement simultanée) de signaux numériques et analogiques portant une information similaire, depuis un même site d'émission.
La diffusion de ces deux signaux, portés par une même fréquence porteuse, dans un même canal de propagation, provoque une dégradation du signal audio restitué par les récepteurs analogiques. En effet, le signal numérique perturbe le signal analogique, et gêne sa démodulation.
Une première technique de diffusion de tels signaux a été proposée par D.
Schill et J. Wildhagen, dans le document EP 1 276 257. Selon cette technique, un signal numérique et un signal analogique sont combinés dans un signal dit simulcast, le signal numérique étant modulé sur une bande latérale d'une porteuse du canal de propagation et un signal de correction étant modulé sur l'autre bande latérale.
Selon cette technique de l'art antérieur, le signal de correction est déterminé de sorte que l'enveloppe temporelle du signal reçu corresponde à l'enveloppe temporelle d'un signal analogique double bande.
Cette technique permet ainsi de diffuser dans un même canal un signal numérique et un signal analogique, en modifiant la parie analogique du signal simulcast pour que l'enveloppe globale de ce signal soit vue comme un signal AM double bande pour un récepteur analogique classique. 2.4. Réception d'un signal numérique DRM
La réception de signaux diffusés dans le cadre d'une telle diffusion simulcast nécessite alors l'installation de récepteurs numériques capables de démoduler le signal simulcast reçu composé d'un signal analogique et d'un signal numérique portés par la même fréquence porteuse. Lors de la réception numérique, les récepteurs utilisés pour la démodulation OFDM exploitent essentiellement la réponse du canal calculée à partir des pilotes de référence, après avoir séparé les parties numérique et analogique du signal « simulcast » reçu.
La précision de cette estimation dépend de la proportion de pilotes de référence insérés dans les symboles OFDM. Ainsi, la qualité de la restitution du signal audio par les récepteurs numériques est tributaire du nombre de pilotes de référence insérés dans les symboles OFDM.
2.5. Inconvénients des techniques de l'art antérieur Selon la technique présentée dans le document EP 1 276 257, le signal simulcast est obtenu, avant émission, par itérations successives, de sorte à conserver la modulation d'enveloppe du signal analogique, c'est-à-dire de sorte que le signal simulcast global soit assimilable à un signal AM double bande dans le domaine temporel.
Un récepteur démodulant l'enveloppe du signal n'est ainsi que peu perturbé par la partie numérique du signal simulcast.
Cependant, une telle technique itérative est non linéaire, et demande un réglage fin des paramètres pour obtenir un résultat satisfaisant, notamment en termes de dégradation pour un signal audio démodulé. Par conséquent, cette technique requiert une puissance de calculs importante pour un traitement en temps réel. Un autre inconvénient majeur de cette technique, en réception, est qu'elle n'est pas adaptée aux récepteurs mettant en œuvre une démodulation synchrone, notamment adaptée à la démodulation d'un signal à bande latérale unique (BLU).
3. Objectifs de l'invention
L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'art antérieur.
Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir une technique permettant d'optimiser la réception d'un signal numérique lors de la diffusion de ce signal numérique et d'un signal analogique dans un même canal de propagation. Notamment, un objectif de l'invention est de fournir une telle technique permettant l'amélioration des performances de réception d'un signal numérique
DRM dans le cadre d'une diffusion « simulcast ».
Un objectif supplémentaire de l'invention est de proposer une telle technique qui soit facile à mettre en œuvre. Encore un autre objectif de l'invention est de fournir une telle technique permettant d'augmenter les variations d'un signal de masquage, afin d'améliorer l'inaudibilité du signal numérique en réception, c'est-à-dire d'améliorer la réception du signal audio porté par le signal analogique.
4. Caractéristiques principales de l'invention Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints à l'aide d'un procédé de réception d'un signal numérique formé d'éléments de données et transmis au voisinage d'un signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude d'une porteuse AM (de l'anglais « Amplitude Modulation », en français « Modulation d'Amplitude »). Selon l'invention, un tel procédé comprend une étape d'obtention d'un signal de masquage représentatif d'une courbe de masquage psycho-acoustique du signal audio source, et une étape d'égalisation du signal numérique en fonction du signal de masquage.
Ainsi l'invention propose de déterminer ou de récupérer, en réception, un signal de masquage, issu du signal analogique portant un signal audio, pris en compte lors de l'étape d'égalisation du signal numérique reçu pour améliorer la qualité du décodage.
Un tel signal de masquage représentatif d'une courbe de masquage psycho-acoustique du signal audio source peut également avoir été préalablement appliqué avant émission au signal numérique, pour masquer ce signal numérique dans le signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude d'une porteuse AM lors d'une diffusion simulcast.
L'invention permet ainsi d'améliorer la réception d'un signal numérique modulé par un signal de masquage dans le cadre d'une diffusion simulcast.
L'invention est notamment remarquable en ce que les signaux numérique et analogique sont transmis dans un même canal de propagation et sont portés par la même fréquence porteuse AM.
Préférentiellement, l'invention comprend une étape de démodulation à la fréquence porteuse AM délivrant un signal complexe, et une étape de séparation du signal numérique et du signal analogique AM, à partir du signal complexe. Lors de l'étape de démodulation, le signal simulcast est démodulé à la fréquence porteuse du signal analogique AM au niveau du récepteur, pour fournir un signal complexe composé du signal numérique et du signal analogique.
L'étape de séparation permet ensuite de traiter le signal complexe pour séparer le signal numérique, par exemple de type DRM, du signal analogique AM. Selon un premier mode de réalisation de l'invention, l'étape d'obtention met en œuvre une étape de détermination du signal de masquage à partir de la courbe de masquage, et de filtrage passe-bas dans le domaine fréquentiel et/ou dans le domaine temporel.
Un tel filtrage passe-bas permet notamment de lisser la courbe de masquage, et donc d'améliorer (ou à tout le moins de ne pas dégrader) l'estimation de canal mise en oeuvre en réception du signal numérique.
De façon préférentielle, la courbe de masquage est obtenue selon au moins une des étapes suivantes : transformation mathématique du signal audio source du domaine temporel vers le domaine fréquentiel ;
- détermination d'un masque absolu, correspondant à un seuil d'audition pour chacune des fréquences correspondant aux composantes délivrées par la transformation mathématique ;
- identification des composantes tonales et des composantes non-tonales parmi les composantes ; décimation des composantes, par suppression des composantes inférieures au masque absolu ;
- calcul de masques individuels pour un nombre prédéterminé de composantes ; - calcul du signal de masquage correspondant à une somme linéaire des masques individuels.
Selon l'invention, la courbe de masquage est obtenue en adaptant la méthode classique à la bande passante du signal audio dans les bandes AM. Une courbe de masquage psycho-acoustique « classique » utilisable est notamment décrite dans les spécifications MPEGl ou MPEG2.
Selon un second mode de réalisation de l'invention, l'étape d'obtention met en œuvre une étape de récupération du signal de masquage transmis conjointement au signal analogique AM.
L'étape de récupération met notamment en œuvre une étape de démodulation d'une voie en quadrature avec le signal analogique, portant le signal de masquage.
On peut ainsi transmettre le signal de masquage dans la bande allouée au signal analogique AM. Ainsi, il n'est plus nécessaire de recalculer la courbe de masquage psycho-acoustique. La récupération du signal de masquage est alors mise en oeuvre au niveau du récepteur. Une telle transmission limite les manipulations effectuées sur le signal simulcast reçu au niveau du récepteur, mais rend plus complexe le signal d'émission.
De façon préférentielle, l'invention comprend une étape d'application d'un retard sur le signal numérique avant l'égalisation, de façon que les étapes d'égalisation et d'obtention du signal de masquage soient synchronisées.
La compensation du retard introduit lors de l'obtention du signal de masquage est appliquée sur le signal numérique de manière à ce que le signal de masquage et le signal numérique soient synchronisés. Le signal numérique extrait, par exemple de type DRM, est ensuite égalisé par le signal de masquage, en appliquant la fonction de transfert inverse du signal de masquage obtenu.
L'invention est notamment remarquable en ce qu'elle comprend une étape de calcul d'une confiance pour chaque élément de données du signal numérique en tenant compte du signal de masquage. De façon préférentielle, l'invention comprend une étape de décodage de canal qui tient compte du calcul de confiances.
Préférentiellement, l'étape de décodage de canal met en œuvre un décodage multi-niveau (ou MLC en anglais pour Multi Level Coding).
L'étape de calcul d'une confiance, qui correspond à la puissance du canal en chaque point, est notamment mise en œuvre pour améliorer l'efficacité du décodeur de canal. Les variations introduites à l'émission par la courbe de masquage sont prises en compte dans ce calcul des confiances.
L'invention concerne également un dispositif de réception d'un signal numérique formé d'éléments de données correspondant. Un tel dispositif comprend des moyens d'obtention d'un signal de masquage représentatif d'une courbe psycho-acoustique du signal audio source, et des moyens d'égalisation du signal numérique en fonction du signal de masquage.
Un tel dispositif de réception est notamment adapté à mettre en œuvre le procédé de réception tel que décrit précédemment. L'invention concerne encore un programme d'ordinateur qui comprend des instructions de code de programme pour l'exécution des étapes du procédé de réception d'un signal numérique selon l'invention lorsque ce programme est exécuté dans ou par un microprocesseur.
5. Liste des figures D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation préférentiel, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels : les figures 1 et 2, précédemment décrites en préambule, illustrent le principe général de la modulation OFDM à partir d'une représentation temps/fréquence d'un canal OFDM ; la figure 3, également décrite en préambule, présente un exemple de structure OFDM pour un ensemble de symboles DRM en mode A ; la figure 4 illustre une diffusion simulcast d'un signal numérique et d'un signal analogique portant un signal audio, modulés sur une même fréquence porteuse ; la figure 5 présente l'algorithme de réception d'un signal DRM modulé selon un signal de masquage à l'aide d'un schéma bloc, selon un premier mode de réalisation de l'invention ; - les figures 6A à 6D illustrent, dans le domaine fréquentiel, les différentes sous-étapes du calcul de la courbe de masquage intervenant dans la démodulation du signal numérique ;
- la figure 7 présente l'algorithme de réception d'un signal DRM modulé selon un signal de masquage à l'aide d'un schéma bloc, selon un second mode de réalisation de l'invention ; la figure 8 illustre la structure simplifiée d'un dispositif de réception selon un mode de réalisation particulier de l'invention.
6. Description d'un mode de réalisation de l'invention L'invention concerne donc la réception d'un signal simulcast correspondant à la transmission, dans un même canal de propagation, d'un signal numérique et d'un signal analogique. Avantageusement, le signal numérique est modulé avant émission par un signal de masquage issu d'un signal analogique portant le signal audio.
Selon l'invention, un signal de masquage (qui peut correspondre à celui modulant le signal numérique avant émission) est obtenu en réception, soit en le calculant, soit en le récupérant lorsqu'il est transmis conjointement au signal analogique, et est pris en compte lors de l'égalisation du signal numérique, après séparation des composantes analogique et numérique du signal simulcast, pour optimiser le traitement du signal numérique. On présente ci-après deux modes de réalisation de l'invention, selon lesquels le signal reçu par le dispositif de réception est un signal simulcast composé d'un signal numérique et d'un signal analogique portant le même signal audio source et transmis dans un même canal de propagation. A. Premier mode de réalisation de l'invention A.l. Le signal émis
La figure 4 illustre le signal simulcast tel qu'il a été émis. Le signal numérique 41 modulé en amplitude par un signal de masquage, et le signal analogique 42 sont diffusés simultanément (mode simulcast), et sont portés par la même fréquence porteuse 43, dans les bandes AM. Ainsi, une première bande latérale 44 de la porteuse 43 porte le signal analogique, et l'autre bande latérale 45 porte le signal numérique modulé. A.2. Réception du signal
Selon un premier mode de réalisation l'invention, la réception numérique d'un tel signal numérique modulé par le signal de masquage est mise en œuvre à partir du procédé de réception tel que présenté en relation avec la figure 5. A.2.1 Démodulation à la fréquence porteuse (51) Une première étape 51 de démodulation consiste à démoduler, à la fréquence porteuse 43 du signal analogique AM, le signal simulcast transmis au niveau du récepteur. Cette étape de démodulation fournit un signal complexe 511 composé du signal numérique et du signal analogique.
A.2.2 Séparation du signal DRM et du signal analogique AM (52) Après l'étape de démodulation 51 à la fréquence porteuse du signal simulcast, le signal complexe 511 est traité afin de séparer (52) le signal numérique de type DRM 521 du signal analogique AM 522.
L'étape de séparation 52 assure donc notamment l'extraction du signal numérique 521 à partir du signal complexe obtenu 511.
A.2.3 Détermination de la courbe de masquage (53) Une fois le signal numérique et le signal analogique séparés, une courbe de masquage global du signal analogique portant le signal audio source modulant l'amplitude de la porteuse AM est calculée au cours d'une troisième étape 53 de détermination d'un signal de masquage. On rappelle que la bande passante du signal audio est de 4,5 ou 5kHz.
On présente en relation avec les figures 6A à 6D les différentes sous- étapes du calcul de la courbe de masquage selon un mode de réalisation préférentiel. Ce calcul repose sur une adaptation du modèle de courbe de masquage psycho-acoustique «classique » issu de la spécification MPEGl ou MPEG2, pour s'adapter à la bande passante du signal audio dans les bandes AM.
Cette étape 53 de calcul de la courbe de masquage met donc en œuvre les sous-étapes suivantes : - conversion temps-fréquence par transformée de Fourier; détermination du masque absolu ; mise en évidence des composantes tonales et non-tonales ; décimation des différentes composantes ; calcul des masques individuels ; - calcul du masque global.
Conversion temps-fréquence
Le signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude de la porteuse AM est tout d'abord transposé dans le domaine fréquentiel, à partir d'une transformation mathématique de type transformée de Fourrier (FFT « Fast Fourier Transform). Plus précisément, le calcul de la courbe de masquage nécessitant une estimation de la densité spectrale de puissance pour chacune des fréquences du signal audio, on met en œuvre une transformation de Fourrier à 1024 échantillons pour une fréquence d'échantillonnage de 48kHz afin d'obtenir les différentes fréquences et leurs densités spectrale de puissance. La transformée est calculée à partir du signal analogique d'entrée auquel on applique une fenêtre de Hanning.
On rappelle ci-après la définition d'une fenêtre de Hanning, et l'expression de la densité spectrale de puissance : Fenêtre de Hanning :
Densité spectrale de puissance :
où N correspond à la largeur de la bande passante (ici, N est égal à 9 ou 10 kHz), et l'indice k correspond à la position de la composante par rapport à la fréquence centrale AM de la bande passante.
Détermination du masque absolu
La deuxième sous-étape du calcul de la courbe de masquage du signal analogique nécessite la détermination d'un masque absolu, correspondant au seuil d'audition pour chacune des fréquences correspondant aux composantes délivrées par la transformée de Fourier.
Les seuils d'audition pour les différentes fréquences, notés LTq(k), sont issus de la norme MPEGl, et présentés en annexe 1.
Mise en évidence des composantes tonales et non-tonales
La troisième sous-étape met en œuvre une discrimination entre les composantes tonales et les composantes non-tonales.
En effet, la tonalité d'une composante a une influence sur la contribution de la composante dans le calcul de la courbe de masquage. La séparation des composantes tonales et non- tonales s'effectue en plusieurs phases : détermination des maxima locaux, extraction des composantes tonales, et calcul de l'intensité des composantes non-tonales d'une bande critique.
(i) Détermination des maxima locaux Par définition, une composante de la densité spectrale obtenue par la transformation de Fourier sera dite maximum local si :
X(k) > X(k- l) et X(k) ≥ X(k + l)
Selon le mode de réalisation préférentiel de l'invention, on analyse les composantes fréquentielles par paquet de trois, et si la composante centrale possède un niveau supérieur aux deux autres, elle est considérée comme un maximum local.
La figure 6A illustre notamment la technique de détermination des maxima locaux, à partir d'un exemple de spectre fréquentiel 61 du signal analogique.
On analyse tout d'abord les trois premières composantes fréquentielles (porteuses 1, 2 et 3) d'une portion 61 du spectre du signal analogique. Ici, la composante centrale (porteuse 2) possédant un niveau, c'est-à-dire une densité spectrale de puissance, supérieur aux deux autres (porteuses 1 et 3), elle est considérée comme un maximum local. On recommence ensuite cette analyse pour les autres composantes fréquentielles (porteuses 2, 3 et 4, puis porteuses 3, 4 et 5, ...). Finalement, dans cet exemple, les maxima locaux correspondent aux porteuses 2, 5, 7, 13, 15 et 17.
(U) Extraction des composantes tonales
Les composantes tonales correspondent au regroupement des raies contribuant à la même composante harmonique. Par définition, un maximum local est considéré comme appartenant à la liste des composantes tonales si les conditions suivantes sont respectées : X(k) - X(k + j) ≥ 7 dB avec j tel que :
- si 2 < k < 63 , alors j G {-2,2} ; - si 62 < k < 127 , alors j G {-3 -2,2,3} . En effet, pour tenir compte de la meilleure résolution fréquentielle de l'oreille dans la région des basses fréquences, on modifie la largeur de la bande d'analyse autour des maxima locaux déterminés en fonction de la position des maxima dans le spectre, ce qui implique que la valeur de j varie en fonction des valeurs de k.
Ainsi, comme définie dans la spécification MPEGl, la largeur d'analyse est modifiée de la façon suivante :
M (Hz) Fréquence (kHz)
MPEGl 125 0 < f ≤ 4
187,5 4 < f ≤ 8
375 8 < f ≤ 15
Si, à l'examen de ces différentes conditions, un maximum local correspond à une composante tonale, alors on calcule son niveau de pression acoustique Xtm(k), et toutes les composantes de la densité spectrale ayant été utilisées pour la détermination dans la bande considérée sont mises à un niveau de -∞ dB.
Le niveau de pression acoustique Xtm(k) est déterminé par la relation suivante :
La figure 6B illustre notamment la détermination d'une composante tonale, à partir des maxima locaux tels que déterminés précédemment.
Dans cet exemple, si on considère l'indice k égal à 7, les composantes du spectre ayant été utilisées pour la détermination des composantes tonales sont mises à un niveau infiniment bas : les composantes d'indice 4, 5, 6, 8, 9, 10 et 11 disparaissent.
(Hi) Calcul de l'intensité des composantes non-tonales
Les composantes non-tonales correspondent au regroupement des raies n'ayant aucun lien avec des composantes harmoniques. Comme illustré en figure 6C, on utilise toutes les composantes de densité spectrale subsistant après le calcul des composantes tonales pour déterminer le niveau des composantes non-tonales dans une bande critique.
On rappelle que les bandes critiques sont définies par E. Zwicker et al dans « Audio Engineering and Psychoacoustics: Matching Signais to the Final
Receiver, the Human Auditory System » (Journal of Audio Engineering Society, vol. 39, No. 3, Mars 1991, pp. 115-126), et reprises à titre informatif en annexes 1 et 2.
Ainsi, dans chaque bande critique, on effectue une somme linéaire de la puissance des composantes spectrales restantes (après avoir mis à une puissance infiniment faible les composantes du spectre ayant été utilisées pour la détermination des composantes tonales) afin de déterminer le niveau de pression acoustique de la composante non-tonale X111n(Ic) correspondant à cette bande critique. Le niveau de pression acoustique de la composante non-tonale X111n(Ic) est alors défini par la relation :
où Bc est la bande critique considérée, et k correspond à l'indice de la composante la plus proche du centre géométrique de la bande critique.
Finalement, la figure 6D présente la portion de spectre restant après extraction des composantes tonales et non-tonales, et détermination de leurs niveaux de pression acoustique.
Décimation des différentes composantes La quatrième sous-étape du calcul de la courbe de masquage du signal analogique met en œuvre une réduction du nombre de composantes des masques individuels, en éliminant certaines composantes tonales et non-tonales du spectre restant en fonction des conditions suivantes : les composantes tonales et non-tonales sont conservées si leurs niveaux (c'est-à-dire leurs densités spectrales de puissance) sont supérieurs au masque absolu (où le masque absolu correspond au seuil d'audition pour les différentes composantes, et est présenté en annexe 1) :
Xtm (k) ≥ LTq (k) et Xnm (k) ≥ LTq (k) seule la composante tonale de puissance la plus élevée sera conservée dans une bande de 0,5 bark à l'intérieur d'une bande critique. Cette opération nécessite l'utilisation d'une fenêtre glissante de largeur 0,5 bark.
On rappelle que E. Zwicker et al, dans « Audio Engineering and Psychoacoustics: Matching Signais to the Final Receiver, the Human Auditory System » (Journal of Audio Engineering Society, vol. 39, No. 3, Mars 1991, pp. 115-126), a défini une échelle pour représenter la largeur et la position des bandes critiques dans le spectre fréquentiel. Il s'agit d'une échelle non-linéaire des fréquences, variant de 0 à 24 barks, où chacune des 24 bandes critiques possède une largeur de 1 bark.
Calcul des masques individuels
De tous les échantillons calculés lors de la sous-étape de transformation de Fourier, seul un certain nombre est conservé pour le calcul du masque global (par exemple 72 ou 75 échantillons pour le niveau 1 de la spécification MPEG). Selon la spécification MPEGl, tous les échantillons des six premières sous-bandes sont utilisés, puis un sur deux pour les six sous-bandes suivantes, et enfin un sur quatre pour le reste du spectre audio de largeur 4,5 ou 5kHz. On peut remarquer que chacune des composantes tonales et non-tonales, déterminée lors de la sous-étape d'extraction des composantes tonales et non- tonales, doit exister dans la nouvelle sélection (pour le calcul du masque global) avec un indice aussi proche que possible (voire identique) de l'indice original. Après ces opérations de sélection, on obtient : LTlm[z(j)4i)] = Xlm[z(j)] + avtMj)] + VfHDM dB LTnm [z(j) 40] = χ nm Wi)] + avnm [z(j)] + vf[z(j) ,z(i)] dB où :
- LTtm et LT111n sont les masques individuels (composantes tonale et non-tonale) de la composante masquante z(j) en z(i) ;
- Xtm et X111n sont les niveaux de pression acoustique des composantes tonales et non-tonales ;
- av l'index de masquage de la composante en z(j) ;
- v/"la fonction de masquage de la composante en z(j). L'index av de masquage de la composante possède une valeur différente selon qu'il s'agisse d'une composante tonale ou d'une composante non-tonale. Ainsi, dans le cas d'une composante tonale, on a : avtm = -6.025- 0.275z(j) dB ; et dans le cas d'une composante non-tonale, on a : avnm = -2.025- 0.175z(j) dB.
La fonction vf de masquage, identique pour les composantes tonales et non-tonales, est caractérisée par la distance, dans le domaine fréquentiel, entre la composante masquante (issue du signal analogique) et la composante masquée (issue du signal numérique) : Δz=z(i)-z(j). Ainsi, la fonction de masquage est égale à : vf = 17(Δz + 1) - (θ.4X[z( jj\ + 6) dB pour -3 < Δz < -1 bark ; vf = (θ.4X[z( jj\ + 6) Az dB pour -1 < Δz < 0 bark ; vf = -17Δz dB pour 0 < Δz < 1 bark ; vf = -(Az - 1)(17- 0.15X[z( jj\) - 17 dB pour 1 < Δz < 8 bark. Selon la spécification MPEG, le masquage issu des composantes situées à des valeurs supérieures à 8 barks ou inférieures à -3 barks de la composante masquée n'est pas utilisé, pour des raisons de complexité d'implémentation et de non pertinence, ces composantes étant trop éloignées de la composante masquante pour perturber sa densité spectrale de puissance. Calcul du masque global
Le masque sur l'échantillon i, noté LT (i), est égal à la somme linéaire des masques individuels des échantillons situés dans la gamme [8;-3] barks et du masque absolu :
LT (i) représente le niveau de la courbe de masquage pour l'échantillon i (pour le calcul du masque global, 72 ou 75 échantillons i sont utilisés, en fonction de la bande passante audio, selon la spécification MPEGl).
On rappelle notamment que les échantillons ne possèdent pas la même largeur en fréquence en fonction de leurs positions dans le spectre (de 62,5 à 250Hz selon la spécification MPEGl).
A.2.4 Filtrage du masque global (54)
Une fois la courbe de masquage calculée, un signal de masquage est obtenu par filtrage 54 dans le domaine fréquentiel et/ou temporel de la courbe de masquage correspondant au masque global.
En effet, en réception, un récepteur classique de type « à détection d'enveloppe » démodule le signal dit « simulcast » (signal analogique sur une première bande latérale, et signal numérique modulé en amplitude par le signal de masquage sur la seconde bande latérale), et délivre un signal de base correspondant à la somme des signaux modulants sur chacune des deux bandes latérales de la porteuse.
Selon les techniques présentées dans la spécification MPEGl, le masquage fréquentiel permet de rendre inaudible tout signal qui suit les variations en amplitude de la courbe de masquage. Cependant, selon l'invention, si le masquage est appliqué directement en fréquence sur le signal numérique de type DRM, les variations en temps et en fréquence de la courbe de masquage seraient trop importantes pour le signal DRM, du fait de sa structure multiporteuse (OFDM). Il apparaît donc nécessaire de lisser la courbe de masquage. L'invention propose ainsi de limiter ces variations en temps et en fréquence en mettant en œuvre un filtrage 54 passe-bas de la courbe de masquage dans les domaines temporel et fréquentiel délivrant le signal de masquage, selon un mode de réalisation préférentiel de l'invention, afin d'améliorer (ou à tout le moins de ne pas dégrader) l'estimation de canal mise en œuvre en réception du signal numérique. L'estimation de canal suit ainsi l'évolution du signal de masquage.
Il est alors possible d'augmenter les variations temporelles et fréquentielles du signal de masquage (c'est-à-dire de la courbe de masquage après filtrage) en augmentant la bande passante des filtres passe-bas à l'émission et à la réception.
A.2.5 Transposition dans le domaine fréquentiel (55) En parallèle, une fois le signal numérique et le signal analogique séparés au cours de l'étape de séparation 52, le signal numérique 521 est transposé (55) dans le domaine fréquentiel à partir d'une transformation de type transformée de Fourier, par exemple sur 1024 points, telle que décrite au paragraphe A.2.3.
Dès lors, le signal numérique DRM peut s'écrire sous la forme mathématique proposée ci-après :
Srk = Hk - Mk - Sek + Wk avec :
Hk : la fonction de transfert liée au canal de propagation, Mk : la fonction de transfert liée à la courbe de masquage appliquée à l'émission,
Sek : le signal émis (DRM) A.2.6 Compensation du retard (56)
Une compensation 56 du retard introduit lors du traitement parallèle de détermination du signal de masquage 53, 54 des différentes fonctions est ensuite appliquée sur le signal numérique DRM, pour que ce signal soit synchronisé avec le signal de masquage déterminé afin de réaliser l'égalisation du signal numérique extrait. A.2.7 Egalisation du signal numérique par le signal de masquage déterminée (57)
Une fois le retard compensé, le signal numérique peut être égalisé au cours d'une étape 57 en fonction du signal de masquage déterminé au cours de l'étape 54 de filtrage telle que décrite au paragraphe précédent.
L'étape d'égalisation 57 du signal numérique reçu peut se mettre sous la forme mathématique suivante :
Srk • Mk ~x = Hk • (Mk • M;1) • Sek + Wk.Mk ~ι où Mk ~ est la fonction de transfert inverse du signal de masquage déterminé. A.2.8 Estimation de canal (58)
Cette étape 58 repose par exemple sur une analyse, connue en soi, des pilotes de référence du signal OFDM.
Si le produit Mk • Mk ~ est sensiblement égal à 1, pour tout k avec k entier, alors l'estimation de canal 58 classique (H k) basée sur les pilotes de référence de la structure OFDM suivra les variations du canal de propagation.
A.2.9 Calcul des confiances en utilisant les données du signal de masquage (59)
Afin d'obtenir une bonne efficacité lors de l'utilisation d'un décodeur de canal multi niveau (ou MLC en anglais pour « Multi Level Coding »), une étape 59 de calcul des confiances Ck est mise en oeuvre. Ces confiances correspondent à la puissance du canal en chaque point, et peuvent s'écrire sous la forme suivante :
Ck = avec k entier
On introduit donc les variations introduites à l'émission par la courbe de masquage. Chaque confiance peut alors s'écrire sous la forme mathématique suivante en tenant compte du signal de masquage :
B. Second mode de réalisation de l'invention Selon un second mode de réalisation, le signal simulcast émis peut porter lui-même le signal de masquage. En particulier, le signal de masquage est transmis conjointement avec le signal analogique 42, ce qui permet de simplifier la réception puisqu'il n'est plus nécessaire de calculer la courbe de masquage.
Cette technique de transmission du signal de masquage conjointement avec le signal analogique s'applique notamment à la technique de diffusion telle que décrite dans la demande de brevet français n°04 12546 déposée le 25 novembre 2004 au nom du même déposant (« Procédé de diffusion d'un signal numérique transmis au voisinage d'un signal analogique, dispositif de diffusion et signal numérique correspondants »).
Plus précisément, selon cette technique de transmission, le signal de masquage représentatif d'une courbe de masquage psycho-acoustique du signal audio source modulant le signal numérique est transmis en quadrature avec le signal analogique portant le signal audio source.
Ainsi, le signal simulcast émis comprend le signal numérique modulé en amplitude par le signal de masquage, et le signal analogique et le signal de masquage transmis en quadrature.
Bien entendu, le signal en quadrature peut porter d'autres informations, et non uniquement le signal de masquage (par exemple une partie du signal numérique DRM, des informations annexes - images, titre, données de rehaussement, notamment pour améliorer la qualité du signal, ...). La figure 7 illustre notamment la réception d'un tel signal simulcast comprenant le signal de masquage.
Les étapes 51, 52 et 55 à 59, identiques à celles du premier mode de réalisation et déjà décrites en relation avec la figure 5, ne sont pas détaillées plus amplement. Selon ce second mode de réalisation, une fois le signal analogique et le signal numérique séparés au cours de l'étape 52, le signal de masquage est récupéré au cours d'une étape 71 de récupération du signal masquage.
Plus précisément, le signal de masquage transmis conjointement au signal analogique, est récupéré à partir de la partie analogique AM 522 extraite du signal complexe 511, après une transposition dans le domaine fréquentiel à partir d'une transformation de type transformée de Fourier, par exemple sur 1024 points, telle que décrite au paragraphe A.2.3.
Cette étape de récupération 71 du signal de masquage, transmis conjointement au signal analogique AM, est réalisée au niveau du récepteur. Un des avantages d'une telle transmission conjointe du signal de masquage et du signal analogique AM selon ce second mode de réalisation de l'invention, un est de simplifier la complexité des récepteurs, et notamment de supprimer les étapes de détermination (53) et de filtrage (54) de la courbe de masquage.
Cela ne complexifie pas, ou peu, l'émission, puisque la courbe de masquage a déjà été calculée, et ne perturbe pas le débit utile, puisque aucune information n'était transmise en quadrature avec le signal analogique
L'invention propose ainsi une technique de réception d'un signal numérique DRM modulé par un signal de masquage dans le cadre d'une diffusion simulcast, reposant sur des étapes principales de séparation du signal numérique et du signal analogique, d'obtention d'un signal de masquage, représentatif d'une courbe de masquage psycho-acoustique du signal audio source par calcul de la courbe de masquage ou récupération du signal de masquage transmis conjointement au signal analogique.
L'invention apporte ainsi une amélioration de la réception d'un signal DRM issu d'une diffusion simulcast (correspondant à la transmission d'un signal numérique de type DRM et d'un signal analogique portant un signal audio modulant l'amplitude d'une porteuse AM dans un même canal de propagation de 9 ou 10 kHz de bande passante, ce qui correspond à la bande passante allouée par l'ITU (de l'anglais « International Télécommunication Union », en français « Union Internationale des Télécommunications ») pour la radiodiffusion AM dans les bandes de fréquences inférieures à 30 MHz), en estimant la modulation introduite à l'émission.
Pour une bonne réception du signal numérique, il est cependant nécessaire de limiter les variations de la courbe de masquage en fonction de la structure du signal numérique (par exemple en fonction des symboles OFDM d'un signal DRM). Il est donc nécessaire de trouver un compromis entre le masquage du signal numérique et les performances de la réception analogique ou numérique vis-à-vis du canal de propagation.
Bien entendu, la présente invention ne se limite pas aux détails des formes de réalisation décrits ici à titre d'exemple, mais s'étend au contraire aux modifications à la portée de l'homme de l'art, sans sortir du cadre de l'invention.
On notera d'ailleurs que l'invention ne se limite pas à une implantation purement matérielle mais qu'elle peut aussi être mise en œuvre sous la forme d'une séquence d'instructions d'un programme informatique ou toute forme mixant une partie matérielle et une partie logicielle. Dans le cas où l'invention serait implantée partiellement ou totalement sous forme logicielle, la séquence d'instructions correspondante pourra être stockée dans un moyen de stockage amovible (tel que par exemple une disquette, un CD-ROM ou un DVD-ROM) ou non, ce moyen de stockage étant lisible partiellement ou totalement par un ordinateur ou un microprocesseur. C. Structure simplifiée du dispositif de réception
On présente finalement, en relation avec la figure 8, la structure simplifiée d'un dispositif de réception mettant en œuvre une technique de réception selon un des modes de réalisation décrits ci-dessus.
Un tel dispositif de réception comprend une mémoire 81, une unité de traitement 82, équipée par exemple d'un microprocesseur μP, et pilotée par un programme d'ordinateur 83, mettant en œuvre le procédé de réception selon l'invention.
A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 83 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 82. L'unité de traitement 82 reçoit en entrée un signal numérique formé d'éléments de données et transmis au voisinage d'un signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude d'une porteuse AM. Le microprocesseur de l'unité de traitement 82 met en œuvre les étapes du procédé de réception décrit précédemment, selon les instructions du programme d'ordinateur 83. Pour cela, le dispositif de réception comprend des moyens d'obtention d'un signal de masquage représentatif d'une courbe de masquage psycho-acoustique du signal audio source, et des moyens d'égalisation du signal numérique en fonction du signal de masquage. Ces moyens sont pilotés par le microprocesseur de l'unité de traitement 82.
Finalement, l'unité de traitement 82 délivre en sortie le signal numérique égalisé.
ANNEXES
Annexe 1 : Tableau des masques absolus en fonction des fréquences audio
Annexe 2 : Tableau des fréquences centrales des bandes critiques établies par E.
Zwicker

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de réception d'un signal numérique formé d'éléments de données et transmis au voisinage d'un signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude d'une porteuse AM, caractérisé en ce qu'il comprend une étape d'obtention d'un signal de masquage représentatif d'une courbe de masquage psycho-acoustique dudit signal audio source, et une étape d'égalisation (57) dudit signal numérique en fonction dudit signal de masquage.
2. Procédé de réception selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits signaux numérique et analogique AM sont transmis dans un même canal de propagation et sont portés par la même fréquence porteuse AM.
3. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 2, caractérisé en ce qu'il comprend une étape de démodulation à ladite fréquence porteuse AM délivrant un signal complexe, et une étape de séparation dudit signal numérique et dudit signal analogique AM, à partir dudit signal complexe.
4. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ladite étape d'obtention met en œuvre une étape de détermination dudit signal de masquage à partir de ladite courbe de masquage, et de filtrage passe-bas dans le domaine fréquentiel et/ou dans le domaine temporel.
5. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que ladite courbe de masquage est obtenu selon au moins une des étapes suivantes : transformation mathématique dudit signal audio source du domaine temporel vers le domaine fréquentiel ; - détermination d'un masque absolu, correspondant à un seuil d'audition pour chacune des fréquences correspondant aux composantes délivrées par ladite transformation mathématique ; - identification des composantes tonales et des composantes non-tonales parmi lesdites composantes ; décimation desdites composantes, par suppression des composantes inférieures audit masque absolu ; - calcul de masques individuels pour un nombre prédéterminé de composantes ; calcul dudit signal de masquage correspondant à une somme linéaire desdits masques individuels.
6. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ladite étape d'obtention met en œuvre une étape de récupération dudit signal de masquage transmis conjointement audit signal analogique AM.
7. Procédé de réception selon la revendication 6, caractérisé en ce que ladite étape de récupération comprend une étape de démodulation d'une voie en quadrature avec ledit signal analogique, portant ledit signal de masquage.
8. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce qu'il comprend une étape d'application d'un retard sur ledit signal numérique avant ladite égalisation, de façon que lesdites étapes d'égalisation et d'obtention du signal de masquage soient synchronisées.
9. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu'il comprend une étape de calcul d'une confiance pour chaque élément de données dudit signal numérique tenant compte dudit signal de masquage.
10. Procédé de réception selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il comprend une étape de décodage de canal tenant compte dudit calcul de confiances.
11. Procédé de réception selon la revendication 10, caractérisé en ce que ladite étape de décodage canal met en œuvre un décodage multi niveau MLC.
12. Dispositif de réception d'un signal numérique formé d'éléments de données et transmis au voisinage d'un signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude d'une porteuse AM, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'obtention d'un signal de masquage représentatif d'une courbe de masquage psycho-acoustique dudit signal audio source, et des moyens d'égalisation dudit signal numérique en fonction dudit signal de masquage.
13. Programme d'ordinateur comprenant des instructions de code de programme pour l'exécution des étapes du procédé de réception d'un signal numérique formé d'éléments de données et transmis au voisinage d'un signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude d'une porteuse AM selon l'une quelconque des revendications 1 à 11, lorsque ledit programme est exécuté dans ou par un microprocesseur.
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