EP1481484A1 - Superheterodyne circuit with band-pass filter for channel selection - Google Patents

Superheterodyne circuit with band-pass filter for channel selection

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Publication number
EP1481484A1
EP1481484A1 EP03720635A EP03720635A EP1481484A1 EP 1481484 A1 EP1481484 A1 EP 1481484A1 EP 03720635 A EP03720635 A EP 03720635A EP 03720635 A EP03720635 A EP 03720635A EP 1481484 A1 EP1481484 A1 EP 1481484A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
frequency
filter
signal
channel selection
circuit according
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP03720635A
Other languages
German (de)
French (fr)
Inventor
Andreas Kaiser
Olivier Billoint
Dimitri Yurievitch Galayko
Bernard Legrand
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Original Assignee
Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Centre National de la Recherche Scientifique CNRS filed Critical Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Publication of EP1481484A1 publication Critical patent/EP1481484A1/en
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
    • H03J7/02—Automatic frequency control
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
    • H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes

Definitions

  • the invention relates to a superheterodyne circuit.
  • One field of application of the invention relates to radio frequency communication systems.
  • Superheterodyne circuits usually include a channel selection bandpass filter interposed in the signal path between an input receiving a first signal and an output producing a second signal, from which a signal can be produced. base band.
  • the filter is determined to pass an intermediate frequency of the superheterodyne circuit.
  • the central frequency passed by the filter must remain constant to allow the correct functioning of the circuit.
  • one or more other stages at intermediate frequencies can be provided upstream and / or downstream of the stage in which the filter is provided.
  • the intermediate frequencies of these stages being determined as a function of each other to obtain the baseband signal, any drift of the center frequency of the filter is unfavorably reflected in the baseband signal obtained.
  • This method of stabilizing the center frequency of the bandpass filter is limited to active filters with setting parameters and is therefore not suitable for all types of filters. In addition, this method is complicated to implement.
  • the invention aims to obtain a superheterodyne circuit which overcomes the drawbacks of the state of the art and which makes it possible to use a channel selection filter having a frequency drift.
  • the subject of the invention is a superheterodyne circuit, comprising at least one input for receiving a first signal, at least one output for producing a second signal, from which a band signal can be produced. base, and at least one channel selection bandpass filter, interposed in the signal path between the reception input and the production output, characterized in that the channel selection bandpass filter is capable of being connected to means for measuring a characteristic signal passage frequency in said channel selection bandpass filter, controllable frequency shift means are arranged in said signal path, and control means are provided, connected to the measuring means and controlling the frequency shifting means for shifting the at least one signal present in said path by an additional signal, which compensates for the deviation of the characteristic frequency.
  • any frequency drift of the filter whether of mechanical, thermal or electrical origin can be compensated in the circuit.
  • the circuit adapts to variations that may occur in the frequency of passage of the filter. There is therefore no need to intervene directly on the filter itself so that its frequency of passage is always equal to the prescribed value.
  • the invention accommodates all types of bandpass filters, and in particular non-ideal filters, and makes it possible in particular to use filters of large quality factors which may be relatively unstable in frequency at maximum gain.
  • FIG. 1 is a block diagram of the circuit according to the invention.
  • FIG. 2 schematically shows a micromechanical filter that can be used in the circuit according to the invention
  • FIG. 3 is a block diagram of the control and measurement means used in the circuit according to the invention.
  • the superheterodyne circuit 1 is part of a not shown superheterodyne receiver, comprising for example a reception antenna.
  • the superheterodyne circuit 1 comprises one or more stages at intermediate frequency and, for example, as shown, a stage 2 at second intermediate frequency connected between a first stage 3 at first intermediate frequency upstream and a stage 4 in baseband downstream .
  • a stage 2 at second intermediate frequency connected between a first stage 3 at first intermediate frequency upstream and a stage 4 in baseband downstream .
  • one or more stages at intermediate frequency could also be provided downstream of stage 2.
  • the superheterodyne circuit 1 comprises an input 5 for receiving a first signal, which is in fact the output signal from the stage 3 at first intermediate frequency and an output 6 for producing a second signal, which is in fact the baseband input of stage 4 in baseband.
  • a signal path 7 is provided between input 5 and output 6.
  • the value of the first intermediate frequency applied to input 5 is for example equal to 10.7 MHz, for a receiver operating in the ISM band at a radio frequency of 433.92 MHz.
  • the part of the receiver receiving the radiofrequency signal and converting it into the first intermediate frequency upstream of stage 2 is carried out according to a conventional heterodyne architecture, comprising for example an antenna filter not shown.
  • a channel selection bandpass filter 8 is provided in the path 7 between the input 5 and the output 6.
  • This filter 8 is for example a micromechanical filter of the comb resonator type according to FIG. 2 and as described by document "Micromechanical Resonators for Oscillators and Filters", by Clark T.-C. Nguyen, Proceedings of the 1995 IEEE International Ultrasonics Symposium, Seattle, WA, pages 489 to 499, November 7-10, 1995, shown in Figure 2 of this document.
  • This filter is manufactured in thick layer epitaxial technology with a single structural layer of silicon and an underground layer of polysilicon, used for polarization.
  • the inlet 9 of the filter is connected to an inlet comb 10, between the teeth 11 of which are provided the teeth 12 of an inlet comb 13 of a transducer 14 also comprising an outlet comb 15 whose teeth 16 are provided between the teeth 17 of a comb 18 connected to the outlet 19 of the filter.
  • Means 20 for suspension with respect to anchorages 21 are provided for the transducer 14.
  • DC voltages V 1, Vo and V p are provided for respectively polarizing the input 9, the output 19 and the transducer 14.
  • the resonant frequency of this resonator is 94510 Hz at room temperature, the bandwidth of the filter is 2 Hz to 30 Hz depending on the air pressure under which the resonator operates, the bias voltage in normal operation is around from 40 to 60 Volts.
  • the elements provided outside the filter 8 are described below.
  • means 22, 23 for frequency offset are provided in the signal path 7.
  • the means 22, 23 are for example of the frequency mixer type.
  • the frequency shifting means 22 is provided between the input 5 and the input 9 of the filter 8.
  • the frequency shifting means 22 comprises a first signal input 24 connected to the input 5, a second signal input 25 connected to the output of a first local oscillator 26, capable of producing on the second input 25 an additional signal of variable frequency as a function of the signal sent to an input 27 of frequency control thereof.
  • the frequency shifting means 22 includes a signal output 28 providing a time signal which is the product of the time signals present on the first and second inputs 24 and 25 thereof.
  • the frequency shifting means 23 comprises a first input 29 and a second input 30 connected to the output of a second local oscillator 31 providing an additional frequency signal on the input 30 and comprising an input 32 for controlling the signal frequency supplied on this input 30.
  • the frequency shifting means 23 includes an output 33 connected to the output 6.
  • Switching means 34 are provided between the output 28 of the first frequency shifting means 22 and the input 9 of the filter 8, and between the output 19 of the filter 8 and the first input 29 of the second shifting means 23 frequency.
  • Switching means 36, 37 are provided for connecting the filter 8 to means 38 for measuring the characteristic frequency of signal passage through this filter 8.
  • the switching means 36, 37 are for example connected to the input 9 and to the output 19 of the filter 8 on the one hand and at the terminals of a module 39 for positive feedback, forming, when the switching means 36, 37 are closed, a loop with the filter 8 to cause it to oscillate.
  • the switching means 36, 37 are controlled in the same way with respect to each other in the closed state of connection or open disconnection, for example simultaneously, as shown by the dashes between them.
  • the switching means 34 and 35 are controlled in the same way with respect to each other in the closed state of connection or in the open state of disconnection, as shown by the dashes between them. this. Finally, the switching means 34, 35 are controlled inversely with respect to the means 36, 37 switching, to connect the filter 8 either to the signal path 7 or to the measuring means 38.
  • the switching means 34, 35, 36, 37 are each formed by a manually operable switch.
  • the switching means 34 and 36 could be formed by a switch proper from the input 9 either to the output 28, or to the module 39, and the switching means 35 and 37 could also be formed by a switch properly said from output 19 either to input 29 or to module 39, these switches being connected to each other to switch at the same time either to output 28 and input 29, or to module 39 .
  • the measurement means 38 are connected to a module 40 for controlling the inputs 27, 32 for controlling the frequency of the local oscillators 26 and 31.
  • the measurement means 38 comprise a module 41 for determining the characteristic frequency of passage of the filter 8, connected to the module 39, for example by a terminal of the latter connected to the means 36.
  • the module 41 for determining the characteristic frequency of passage of the filter 8 comprises for example, as shown in FIG. 3, a first counting member 42 the number of oscillations produced by the filter 8, connected to the module 39 for positive feedback, a second member 43 for counting time, for example for counting clock periods of a computer.
  • the members 43 and 44 are connected to a member 44 for calculating the frequency of the oscillations produced.
  • the measurement of the characteristic frequency of passage of the filter 8 is obtained by dividing the number of oscillations of the filter 8 counted by the first counting member 42 by the time counted by the second time counting member 43, the means of switching 36, 37 being assumed to be closed for counting, as shown in FIG. 3.
  • the member 44 for calculating the frequency of the oscillations produced is connected to the control means 40.
  • the control means 40 comprise a first frequency control output 45 connected to the frequency control input 27 of the local oscillator 26 and a second frequency control output 46 connected to the frequency control input 32 the local oscillator 31.
  • the control means 40 comprises a first module 47 for calculating the control signal sent to the first frequency control output 45 for the local oscillator 26 and a second module 48 for calculating the frequency control signal sent to the second output 46 of frequency control for the other local oscillator 31.
  • the filter 8 is for example provided to let pass the signal having a frequency equal to the difference of the frequencies of the signals present on the first and second input 24, 25 of the means 22 and attenuate with a very important attenuation factor the signal having a frequency equal to the sum of the frequencies of the signals of the first and second inputs 24, 25 of the means 22, the frequency of the signal present on the input 5 being greater than that of the signal present on the second input 25.
  • the characteristic frequency of passage of the filter is for example its central frequency fc of passage of its passband, that is to say the half sum of the high and low cutoff frequencies at - 3dB on either side of its band.
  • the baseband signal present on the output 6 is formed for example by the signal of frequency equal to the frequency of the signal present on the first input 29 of the means 23, minus the frequency of the signal present on the second input 30 of the means 23 , the theoretical characteristic frequency of passage of the filter 8 being greater than the frequency of the signal present on the second input 30 of the means 23.
  • the calculation module 47 is designed to send to the input
  • a frequency control signal for subtracting from the frequency signal present at the output of the first oscillator 26 and on the second input 25 the algebraic deviation of the measured characteristic frequency supplied by the means 38 of measurement with respect to a prescribed value of frequency of passage of filter 8.
  • This prescribed value of frequency of passage of filter 8 is equal to the theoretical characteristic frequency of passage of filter 8, that is to say the frequency passage characteristic for which the filter 8 has been designed. Ideally, that is to say in the absence of frequency drift of the filter 8, the actual characteristic frequency measured by the means of measurement 38 is equal to the prescribed value of frequency of passage and the frequency difference is zero.
  • the frequency of the signal present on the second input 30 is ideally equal to the prescribed value of frequency of passage of the filter.
  • the second calculation module 48 is designed to send to the frequency control input 32 of the oscillator 31 a frequency control signal to add to the frequency of the signal present on the first input 29 of the second means 23 of frequency offset, the algebraic deviation of the measured characteristic frequency provided by the measuring means 38 with respect to said prescribed value of frequency of passage of the filter 8.
  • the frequency drift which may be present in the filter 8 is it eliminated from the frequency signal equal to the difference in the frequencies of the signals present on the inputs 29 and 30 of the means 23 of the frequency offset, and therefore on the baseband output 6, by a corresponding frequency offset upstream of the output 6, when the latter is connected by means 35 to the outlet 19 of the filter 8.
  • the frequency drift that may be present in the filter 8 is not passed on to the output 6 in baseband, while making it possible to pass to the output 6 the information contained in the signal present on the input 5 and in the stages upstream and intended to be coded frequently in a manner corresponding to the theoretical characteristic frequency of passage of the filter 8, thus preventing the information transmitted to the output 6 from being altered by the filter 8.
  • the characteristic frequency must be determined by the means 38 with an absolute error not exceeding 1 Hz. It is therefore also the precision with which the center frequency of the filter should be determined.
  • the number of pulses that must be received by the body 42 is equal to 2000 (this value depends on the precision with which the organ 43 measure a time interval, which depends on its operating frequency).
  • the measurement time required is equal to 20 milliseconds.
  • the oscillators 26, 31 are produced for example each by a local resonator.
  • a local resonator To adapt the frequency of the local resonator to changes in the central frequency of filter 8, its value must be checked with 1 Hz of precision. Since this frequency is of the same order as the first intermediate frequency (10.7 MHz), the change step required is 0.00001% of the absolute value of the frequency.
  • This precision being difficult to achieve by using a basic locking loop (PLL) in oscillator 26 or 31, the signal from the local oscillator was generated with direct digital synthesis DDS (Direct Digital Synthesys).
  • DDS Direct Digital Synthesys
  • the inventors varied the temperature of the filter, and thereby caused its center frequency to be derived from -400 Hz.
  • the measurements proved that the correction of the center frequency of the filter was done with sufficient precision, the second intermediate frequency always coinciding with the central frequency of the filter.
  • the duration of the measurement phase is 143 ms. Although this value appears high in a real RF system (during this period reception cannot take place), it should however be borne in mind that the target center frequency of the micromechanical filters in the intermediate frequency stages is l 'order of a hundred megahertz, which will require a much shorter measurement time.
  • the filter 8 is switched by the means 34 to 37 on the measurement means 38 to obtain a measurement thereof during a prior calibration phase, then the filter 8 is switched on path 7, input 5 and output 6, to transmit the information contained on input 5 to output 6, during a reception phase.
  • the filter 8 is periodically switched over to the measuring means to adjust each time the frequency of the oscillators 26, 31 and the frequency correction in the path 7 for the immediately following reception phase, periodic switching control means being provided for this purpose.
  • the communication means 34 to 37 can be formed by electronic switches controlled manually or automatically when the circuit is energized.
  • the circuit thus automatically adapts to the frequency drift of the filter used, whatever the origin of this drift and whatever the band-selection filter for channel selection.
  • the invention thus makes it possible to use the micromechanical filters mentioned previously, which have the advantage of being very selective in frequency, and of making the circuit in which they are used insensitive to the instability of their central frequency.
  • the tolerance to errors of the central frequency due to manufacturing can be increased, the architecture automatically adapting to the filter whatever the error on its central frequency in the range of controlled frequencies.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

The invention concerns a superheterodyne circuit comprising at least one reception input (5), at least one production output (6) wherefrom can be produced a baseband signal and at least one band-pass filter (8) for channel selection interposed in the signal path (7) between the input (5) and the output (6). The invention is characterized in that the filter (8) is adapted to be connected to means (38) for measuring a characteristic frequency of signal passage in said filter (8), controllable means (22, 23) for frequency shift are arranged in the signal path (7), and control means (40) are provided, connected to the measuring means (38) and controlling the means (22, 23) with a supplementary signal, which compensates the difference of the measured characteristic frequency relative to a prescribed characteristic frequency value of the filter passage (8) and whereof the frequency is determined based on the position of said path (7) of the shifting means (22, 23) relative to the filter (8).

Description

Circuit superhétérodvne à filtre passe-bande de sélection de canal. Superheterodun circuit with channel selection bandpass filter.
L'invention concerne un circuit superhétérodyne. Un domaine d'application de l'invention concerne les systèmes de communication radiofréquence. Les circuits superhétérodynes comportent habituellement un filtre passe-bande de sélection de canal interposé dans le trajet de signal entre une entrée de réception d'un premier signal et une sortie de production d'un deuxième signal, à partir duquel peut être produit un signal en bande de base.The invention relates to a superheterodyne circuit. One field of application of the invention relates to radio frequency communication systems. Superheterodyne circuits usually include a channel selection bandpass filter interposed in the signal path between an input receiving a first signal and an output producing a second signal, from which a signal can be produced. base band.
Le filtre est déterminé pour laisser passer une fréquence intermédiaire du circuit superhétérodyne. Ainsi, la fréquence centrale passée par le filtre doit-elle rester constante pour permettre le bon fonctionnement du circuit. En effet, un ou plusieurs autres étages à fréquences intermédiaires peuvent être prévues en amont et/ou en aval de l'étage dans lequel est prévu le filtre. Les fréquences intermédiaires de ces étages étant déterminées les unes en fonction des autres pour obtenir le signal en bande de base, toute dérive de la fréquence centrale du filtre est répercutée de manière défavorable dans le signal en bande de base obtenu.The filter is determined to pass an intermediate frequency of the superheterodyne circuit. Thus, the central frequency passed by the filter must remain constant to allow the correct functioning of the circuit. Indeed, one or more other stages at intermediate frequencies can be provided upstream and / or downstream of the stage in which the filter is provided. The intermediate frequencies of these stages being determined as a function of each other to obtain the baseband signal, any drift of the center frequency of the filter is unfavorably reflected in the baseband signal obtained.
Or, nombre des filtres de sélection de canal utilisés présentent une dérive de leur fréquence centrale de passage.However, many of the channel selection filters used exhibit a drift in their central passage frequency.
Le document "An Accurate Center Frequency Tuning Scheme for 450 kHz CMOS Gm-C Bandpass Filters", IEEE Journal of Solid-State Circuits, volume 34, n° 12, December 1999, page 1691 à 1697, de Hiroshi Yamasaki, Kazuaki Oishi et Kunihiko Gotoh, décrit une méthode de stabilisation de la fréquence centrale d'un filtre actif passe-bande de seconde fréquence intermédiaire, dans laquelle on mesure la fréquence centrale du filtre en observant sa réponse à un échelon et on corrige la fréquence centrale de passage du filtre en faisant varier les transconductances des amplificateurs opérationnels de synthèse du filtre, en fonction de la mesure.The document "An Accurate Center Frequency Tuning Scheme for 450 kHz CMOS Gm-C Bandpass Filters", IEEE Journal of Solid-State Circuits, volume 34, n ° 12, December 1999, page 1691 to 1697, by Hiroshi Yamasaki, Kazuaki Oishi and Kunihiko Gotoh, describes a method of stabilizing the center frequency of an active bandpass filter of second intermediate frequency, in which the center frequency of the filter is measured by observing its response to a step and the center frequency of passage of the signal is corrected. filter by varying the transconductances of the operational amplifiers for synthesizing the filter, depending on the measurement.
Cette méthode de stabilisation de la fréquence centrale du filtre passe- bande est limitée aux filtres actifs comportant des paramètres de réglage et ne convient donc pas à tous les types de filtres. De plus, cette méthode est compliquée à mettre en œuvre.This method of stabilizing the center frequency of the bandpass filter is limited to active filters with setting parameters and is therefore not suitable for all types of filters. In addition, this method is complicated to implement.
Pour stabiliser la fréquence de résonance de résonateurs micromécaniques à facteurs de qualité élevés, le document "Microresonator Frequency Control and Stabilization Using an Integrated Micro Oven", The 7th International Conférence on Solid-State Sensors and Actuators, 1999, de Clark T.-C. Nguyen et Roger T. Howe, pages 1040 à 1043 enseigne d'ajuster la fréquence du résonateur en changeant sa température par des résistances de chauffage, la fréquence du résonateur changeant en fonction de la température. Cette méthode est technologiquement complexe et encombrante, et nécessite d'isoler thermiquement le résonateur afin d'éviter les pertes d'énergie, ce qui est également compliqué et coûteux.To stabilize the resonance frequency of high quality factor micromechanical resonators, the document "Microresonator Frequency Control and Stabilization Using an Integrated Micro Oven", The 7th International Conference on Solid-State Sensors and Actuators, 1999, by Clark T.-C. Nguyen and Roger T. Howe, pages 1040 to 1043 teaches to adjust the frequency of the resonator by changing its temperature by heating resistors, the frequency of the resonator changing as a function of temperature. This method is technologically complex and bulky, and requires thermally insulating the resonator in order to avoid energy losses, which is also complicated and expensive.
Le document "Mechanically Temperature-Compensated Flexural-Mode Micromechanical Resonators", technical digest of IEDM-2000, pages 399 à 402, Wan-Thai Hsu, John R. Clark, et Clark T.-C. Nguyen décrit un résonateur micromécanique ayant une structure mécanique conçue pour engendrer des contraintes agissant à encontre des décalages de fréquence dus à la température, nécessitant des modifications importantes de la technologie de fabrication.The document "Mechanically Temperature-Compensated Flexural-Mode Micromechanical Resonators", technical digest of IEDM-2000, pages 399 to 402, Wan-Thai Hsu, John R. Clark, and Clark T.-C. Nguyen describes a micromechanical resonator having a mechanical structure designed to generate stresses acting against frequency shifts due to temperature, requiring significant modifications in manufacturing technology.
Les solutions préconisées par les documents précités n'assurent qu'imparfaitement une stabilisation de la fréquence centrale de passage du filtre ou du résonateur. En outre, pour un même type de filtre, la fréquence centrale du filtre peut être différente d'un échantillon de filtre à l'autre à conditions égales, du fait de la dispersion de fabrication.The solutions recommended by the aforementioned documents only imperfectly stabilize the central frequency of passage of the filter or the resonator. In addition, for the same type of filter, the central frequency of the filter can be different from one filter sample to another under equal conditions, due to the manufacturing dispersion.
L'invention vise à obtenir un circuit superhétérodyne palliant les inconvénients de l'état de la technique et permettant d'utiliser un filtre à sélection de canal ayant une dérive en fréquence.The invention aims to obtain a superheterodyne circuit which overcomes the drawbacks of the state of the art and which makes it possible to use a channel selection filter having a frequency drift.
A cet effet, l'invention a pour objet un circuit superhétérodyne, comportant au moins une entrée de réception d'un premier signal, au moins une sortie de production d'un deuxième signal, à partir duquel peut être produit un signal en bande de base, et au moins un filtre passe-bande de sélection de canal, interposé dans le trajet de signal entre l'entrée de réception et la sortie de production, caractérisé en ce que le filtre passe-bande de sélection de canal est apte à être connecté à des moyens de mesure d'une fréquence caractéristique de passage de signal dans ledit filtre passe-bande de sélection de canal, des moyens de décalage fréquentiel commandables sont disposés dans ledit trajet de signal, et il est prévu des moyens de commande, reliés aux moyens de mesure et commandant les moyens de décalage fréquentiel pour décaler le au moins un signal présent dans ledit trajet par un signal supplémentaire, qui compense l'écart de la fréquence caractéristique mesurée, fournie par les moyens de mesure, par rapport à une valeur prescrite de fréquence caractéristique de passage du filtre passe-bande de sélection de canal, la fréquence dudit signal supplémentaire étant déterminée en fonction de la position dans ledit trajet de signal des moyens de décalage fréquentiel par rapport audit filtre passe-bande de sélection de canal. Grâce à l'invention, toute dérive de fréquence du filtre, qu'elle soit d'origine mécanique, thermique ou électrique peut être compensée dans le circuit.To this end, the subject of the invention is a superheterodyne circuit, comprising at least one input for receiving a first signal, at least one output for producing a second signal, from which a band signal can be produced. base, and at least one channel selection bandpass filter, interposed in the signal path between the reception input and the production output, characterized in that the channel selection bandpass filter is capable of being connected to means for measuring a characteristic signal passage frequency in said channel selection bandpass filter, controllable frequency shift means are arranged in said signal path, and control means are provided, connected to the measuring means and controlling the frequency shifting means for shifting the at least one signal present in said path by an additional signal, which compensates for the deviation of the characteristic frequency. eu measured, supplied by the measuring means, by with respect to a prescribed value of characteristic frequency of passage of the channel selection bandpass filter, the frequency of said additional signal being determined as a function of the position in said signal path of the frequency shift means with respect to said bandpass filter channel selection. Thanks to the invention, any frequency drift of the filter, whether of mechanical, thermal or electrical origin can be compensated in the circuit.
Ainsi, le circuit s'adapte-t-il aux variations pouvant survenir dans la fréquence de passage du filtre. Il n'est donc pas besoin d'intervenir directement sur le filtre lui-même afin que sa fréquence de passage soit toujours égale à la valeur prescrite.Thus, the circuit adapts to variations that may occur in the frequency of passage of the filter. There is therefore no need to intervene directly on the filter itself so that its frequency of passage is always equal to the prescribed value.
Par conséquent, l'invention s'accommode de tous types de filtres passe- bande, et en particulier de filtres non idéaux, et permet d'utiliser notamment les filtres de grands facteurs de qualité pouvant être relativement instables en fréquence au gain maximum. L'invention sera mieux comprise à la lumière de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple non limitatif en référence aux dessins annexés, sur lesquels :Consequently, the invention accommodates all types of bandpass filters, and in particular non-ideal filters, and makes it possible in particular to use filters of large quality factors which may be relatively unstable in frequency at maximum gain. The invention will be better understood in the light of the description which follows, given solely by way of nonlimiting example with reference to the appended drawings, in which:
- la figure 1 est un schéma-bloc du circuit suivant l'invention ;- Figure 1 is a block diagram of the circuit according to the invention;
- la figure 2 représente schématiquement un filtre micromécanique pouvant être utilisé dans le circuit suivant l'invention ;- Figure 2 schematically shows a micromechanical filter that can be used in the circuit according to the invention;
- la figure 3 est un schéma-bloc des moyens de commande et de mesure utilisés dans le circuit suivant l'invention.- Figure 3 is a block diagram of the control and measurement means used in the circuit according to the invention.
A la figure 1 , le circuit superhétérodyne 1 fait partie d'un récepteur superhétérodyne non représenté, comportant par exemple une antenne de réception. Le circuit superhétérodyne 1 comporte un ou plusieurs étages à fréquence intermédiaire et, par exemple, ainsi que représenté, un étage 2 à deuxième fréquence intermédiaire branché entre un premier étage 3 à première fréquence intermédiaire en amont et un étage 4 en bande de base en aval. Bien entendu, un ou plusieurs étages à fréquence intermédiaire pourraient également être prévus en aval de l'étage 2. Le circuit superhétérodyne 1 comporte une entrée 5 de réception d'un premier signal, qui est en fait le signal de sortie de l'étage 3 à première fréquence intermédiaire et une sortie 6 de production d'un deuxième signal, qui est en fait l'entrée en bande de base de l'étage 4 en bande de base. Un trajet 7 de signal est prévu entre l'entrée 5 et la sortie 6. La valeur de la première fréquence intermédiaire appliquée à l'entrée 5 est par exemple égale à 10.7 MHz, pour un récepteur fonctionnant dans la bande ISM à une radiofréquence de 433.92 MHz. La partie du récepteur effectuant la réception du signal radiofréquence et sa conversion en la première fréquence intermédiaire en amont de l'étage 2 est réalisée selon une architecture hétérodyne classique, comprenant par exemple un filtre d'antenne non représenté.In FIG. 1, the superheterodyne circuit 1 is part of a not shown superheterodyne receiver, comprising for example a reception antenna. The superheterodyne circuit 1 comprises one or more stages at intermediate frequency and, for example, as shown, a stage 2 at second intermediate frequency connected between a first stage 3 at first intermediate frequency upstream and a stage 4 in baseband downstream . Of course, one or more stages at intermediate frequency could also be provided downstream of stage 2. The superheterodyne circuit 1 comprises an input 5 for receiving a first signal, which is in fact the output signal from the stage 3 at first intermediate frequency and an output 6 for producing a second signal, which is in fact the baseband input of stage 4 in baseband. A signal path 7 is provided between input 5 and output 6. The value of the first intermediate frequency applied to input 5 is for example equal to 10.7 MHz, for a receiver operating in the ISM band at a radio frequency of 433.92 MHz. The part of the receiver receiving the radiofrequency signal and converting it into the first intermediate frequency upstream of stage 2 is carried out according to a conventional heterodyne architecture, comprising for example an antenna filter not shown.
Un filtre 8 passe-bande de sélection de canal est prévu dans le trajet 7 entre l'entrée 5 et la sortie 6. Ce filtre 8 est par exemple un filtre micromécanique du type résonateur en peigne selon la figure 2 et tel que décrit par le document "Micromechanical Resonators for Oscillators and Filters", de Clark T.-C. Nguyen, Proceedings of the 1995 IEEE International Ultrasonics Symposium, Seattle, WA, pages 489 à 499, 7-10 Novembre 1995, représenté à la figure 2 de ce document. Ce filtre est fabriqué en technologie de couche épaisse épitaxiée avec une seule couche structurelle de silicium et une couche enterrée de polysilicium, utilisée pour la polarisation. L'entrée 9 du filtre est reliée à un peigne 10 d'entrée, entre les dents 11 duquel sont prévues les dents 12 d'un peigne 13 d'entrée d'un transducteur 14 comportant également un peigne 15 de sortie dont les dents 16 sont prévues entre les dents 17 d'un peigne 18 relié à la sortie 19 du filtre. Des moyens 20 de suspension par rapport à des ancrages 21 sont prévus pour le transducteur 14. Des tensions continues V|, Vo et Vp sont prévues pour polariser respectivement l'entrée 9, la sortie 19 et le transducteur 14. La fréquence de résonance de ce résonateur est de 94510 Hz à température ambiante, la largeur de bande passante du filtre est de 2 Hz à 30 Hz en fonction de la pression d'air sous laquelle le résonateur fonctionne, la tension de polarisation en fonctionnement normal est de l'ordre de 40 à 60 Volts. L'application d'une tension alternative V| sur l'entrée 9 du filtre provoque, selon la fonction de transfert du filtre, l'apparition d'une tension alternative vo sur la sortie 19 du filtre 8. Bien entendu, d'autres filtres en technologie microélectromécanique MEMS peuvent être utilisés comme filtre 8.A channel selection bandpass filter 8 is provided in the path 7 between the input 5 and the output 6. This filter 8 is for example a micromechanical filter of the comb resonator type according to FIG. 2 and as described by document "Micromechanical Resonators for Oscillators and Filters", by Clark T.-C. Nguyen, Proceedings of the 1995 IEEE International Ultrasonics Symposium, Seattle, WA, pages 489 to 499, November 7-10, 1995, shown in Figure 2 of this document. This filter is manufactured in thick layer epitaxial technology with a single structural layer of silicon and an underground layer of polysilicon, used for polarization. The inlet 9 of the filter is connected to an inlet comb 10, between the teeth 11 of which are provided the teeth 12 of an inlet comb 13 of a transducer 14 also comprising an outlet comb 15 whose teeth 16 are provided between the teeth 17 of a comb 18 connected to the outlet 19 of the filter. Means 20 for suspension with respect to anchorages 21 are provided for the transducer 14. DC voltages V 1, Vo and V p are provided for respectively polarizing the input 9, the output 19 and the transducer 14. The resonant frequency of this resonator is 94510 Hz at room temperature, the bandwidth of the filter is 2 Hz to 30 Hz depending on the air pressure under which the resonator operates, the bias voltage in normal operation is around from 40 to 60 Volts. The application of an alternating voltage V | on the input 9 of the filter causes, according to the transfer function of the filter, the appearance of an alternating voltage vo on the output 19 of the filter 8. Of course, other filters in microelectromechanical MEMS technology can be used as a filter 8.
Sont décrits ci-après des éléments prévus à l'extérieur du filtre 8. A la figure 1 , des moyens 22, 23 de décalage fréquentiel sont prévus dans le trajet 7 de signal. Les moyens 22, 23 sont par exemple du type mélangeur de fréquence. Le moyen 22 de décalage fréquentiel est prévu entre l'entrée 5 et l'entrée 9 du filtre 8. Le moyen 22 de décalage fréquentiel comporte une première entrée 24 de signal connectée à l'entrée 5, une deuxième entrée 25 de signal connectée à la sortie d'un premier oscillateur local 26, apte à produire sur la deuxième entrée 25 un signal supplémentaire de fréquence variable en fonction du signal envoyé à une entrée 27 de commande de fréquence de celui-ci.The elements provided outside the filter 8 are described below. In FIG. 1, means 22, 23 for frequency offset are provided in the signal path 7. The means 22, 23 are for example of the frequency mixer type. The frequency shifting means 22 is provided between the input 5 and the input 9 of the filter 8. The frequency shifting means 22 comprises a first signal input 24 connected to the input 5, a second signal input 25 connected to the output of a first local oscillator 26, capable of producing on the second input 25 an additional signal of variable frequency as a function of the signal sent to an input 27 of frequency control thereof.
Le moyen 22 de décalage fréquentiel comporte une sortie 28 de signal fournissant un signal temporel qui est le produit des signaux temporels présents sur les première et deuxième entrées 24 et 25 de celui-ci.The frequency shifting means 22 includes a signal output 28 providing a time signal which is the product of the time signals present on the first and second inputs 24 and 25 thereof.
Par conséquent, est présent sur la sortie 28 du moyen 22 de décalage fréquentiel un signal de fréquence égale à la somme des fréquences des signaux présents sur les première et deuxième entrées 24 et 25 et un signal de fréquence égale à la différence des fréquences des signaux présents sur les première et deuxième entrées 24 et 25.Consequently, there is present on the output 28 of the frequency shifting means 22 a signal of frequency equal to the sum of the frequencies of the signals present on the first and second inputs 24 and 25 and a signal of frequency equal to the difference of the frequencies of the signals. present on the first and second entries 24 and 25.
De même, il est prévu entre la sortie 19 du filtre 8 et la sortie 6 un moyen 23 de décalage fréquentiel, par exemple également formé d'un mélangeur de fréquence. Le moyen 23 de décalage fréquentiel comporte une première entrée 29 et une deuxième entrée 30 reliée à la sortie d'un deuxième oscillateur local 31 fournissant un signal supplémentaire de fréquence sur l'entrée 30 et comportant une entrée 32 de commande de la fréquence du signal fourni sur cette entrée 30. Le moyen 23 de décalage fréquentiel comporte une sortie 33 reliée à la sortie 6.Similarly, there is provided between the output 19 of the filter 8 and the output 6 a frequency shift means 23, for example also formed by a frequency mixer. The frequency shifting means 23 comprises a first input 29 and a second input 30 connected to the output of a second local oscillator 31 providing an additional frequency signal on the input 30 and comprising an input 32 for controlling the signal frequency supplied on this input 30. The frequency shifting means 23 includes an output 33 connected to the output 6.
Des moyens 34, respectivement 35, de commutation sont prévus entre la sortie 28 du premier moyen 22 de décalage fréquentiel et l'entrée 9 du filtre 8, et entre la sortie 19 du filtre 8 et la première entrée 29 du deuxième moyen 23 de décalage fréquentiel. Des moyens de commutation 36, 37 sont prévus pour connecter le filtre 8 à des moyens 38 de mesure de fréquence caractéristique de passage de signal dans ce filtre 8. Les moyens 36, 37 de commutation sont par exemple reliés à l'entrée 9 et à la sortie 19 du filtre 8 d'une part et aux bornes d'un module 39 de contre-réaction positive, formant, lorsque les moyens 36, 37 de commutation sont fermés, une boucle avec le filtre 8 pour le faire osciller. Les moyens 36, 37 de commutation sont commandés de la même manière l'un par rapport à l'autre à l'état fermé de connexion ou ouvert de déconnexion, par exemple simultanément, ainsi que représenté par les tirets entre ceux-ci. De même, les moyens 34 et 35 de commutation sont commandés de la même manière l'un par rapport à l'autre à l'état fermé de connexion ou à l'état ouvert de déconnexion, ainsi que représenté par les tirets entre ceux-ci. Enfin, les moyens 34, 35 de commutation sont commandés de manière inverse par rapport aux moyens 36, 37 de commutation, pour connecter le filtre 8 soit au trajet 7 de signal, soit aux moyens de mesure 38.Switching means 34, respectively 35, are provided between the output 28 of the first frequency shifting means 22 and the input 9 of the filter 8, and between the output 19 of the filter 8 and the first input 29 of the second shifting means 23 frequency. Switching means 36, 37 are provided for connecting the filter 8 to means 38 for measuring the characteristic frequency of signal passage through this filter 8. The switching means 36, 37 are for example connected to the input 9 and to the output 19 of the filter 8 on the one hand and at the terminals of a module 39 for positive feedback, forming, when the switching means 36, 37 are closed, a loop with the filter 8 to cause it to oscillate. The switching means 36, 37 are controlled in the same way with respect to each other in the closed state of connection or open disconnection, for example simultaneously, as shown by the dashes between them. Likewise, the switching means 34 and 35 are controlled in the same way with respect to each other in the closed state of connection or in the open state of disconnection, as shown by the dashes between them. this. Finally, the switching means 34, 35 are controlled inversely with respect to the means 36, 37 switching, to connect the filter 8 either to the signal path 7 or to the measuring means 38.
Aux figures, les moyens 34, 35, 36, 37 de commutation sont chacun formés par un interrupteur actionnable manuellement. Bien entendu, les moyens 34 et 36 de commutation pourraient être formés par un commutateur proprement dit de l'entrée 9 soit à la sortie 28, soit au module 39, et les moyens 35 et 37 de commutation pourraient également être formés par un commutateur proprement dit de la sortie 19 soit vers l'entrée 29, soit vers le module 39, ces commutateurs étant reliés l'un à l'autre pour commuter en même temps soit sur la sortie 28 et l'entrée 29, soit sur le module 39.In the figures, the switching means 34, 35, 36, 37 are each formed by a manually operable switch. Of course, the switching means 34 and 36 could be formed by a switch proper from the input 9 either to the output 28, or to the module 39, and the switching means 35 and 37 could also be formed by a switch properly said from output 19 either to input 29 or to module 39, these switches being connected to each other to switch at the same time either to output 28 and input 29, or to module 39 .
Les moyens 38 de mesure sont reliés à un module 40 de commande des entrées 27, 32 de commande de fréquence des oscillateurs locaux 26 et 31. Les moyens 38 de mesure comprennent un module 41 de détermination de la fréquence caractéristique de passage du filtre 8, reliés au module 39, par exemple par une borne de celui-ci reliée au moyen 36. Le module 41 de détermination de fréquence caractéristique de passage du filtre 8 comporte par exemple, ainsi que représenté à la figure 3, un premier organe 42 de comptage du nombre d'oscillations produites par le filtre 8, relié au module 39 de contre-réaction positive, un deuxième organe 43 de comptage de temps, par exemple de comptage de périodes d'horloge d'un calculateur. Les organes 43 et 44 sont reliés à un organe 44 de calcul de la fréquence des oscillations produites. Par exemple, la mesure de la fréquence caractéristique de passage du filtre 8 est obtenue en divisant le nombre d'oscillations du filtre 8 compté par le premier organe 42 de comptage par le temps compté par le deuxième organe 43 de comptage temporel, les moyens de commutation 36, 37 étant supposés fermés pour le comptage, ainsi que représenté à la figure 3.The measurement means 38 are connected to a module 40 for controlling the inputs 27, 32 for controlling the frequency of the local oscillators 26 and 31. The measurement means 38 comprise a module 41 for determining the characteristic frequency of passage of the filter 8, connected to the module 39, for example by a terminal of the latter connected to the means 36. The module 41 for determining the characteristic frequency of passage of the filter 8 comprises for example, as shown in FIG. 3, a first counting member 42 the number of oscillations produced by the filter 8, connected to the module 39 for positive feedback, a second member 43 for counting time, for example for counting clock periods of a computer. The members 43 and 44 are connected to a member 44 for calculating the frequency of the oscillations produced. For example, the measurement of the characteristic frequency of passage of the filter 8 is obtained by dividing the number of oscillations of the filter 8 counted by the first counting member 42 by the time counted by the second time counting member 43, the means of switching 36, 37 being assumed to be closed for counting, as shown in FIG. 3.
L'organe 44 de calcul de la fréquence des oscillations produites est relié aux moyens 40 de commande. Les moyens 40 de commande comportent une première sortie 45 de commande de fréquence reliée à l'entrée 27 de commande de fréquence de l'oscillateur local 26 et une deuxième sortie 46 de commande de fréquence reliée à l'entrée 32 de commande de fréquence de l'oscillateur local 31.The member 44 for calculating the frequency of the oscillations produced is connected to the control means 40. The control means 40 comprise a first frequency control output 45 connected to the frequency control input 27 of the local oscillator 26 and a second frequency control output 46 connected to the frequency control input 32 the local oscillator 31.
Bien entendu, d'autres moyens de mesure que ceux décrits ci-dessus peuvent être prévus. Le moyen 40 de commande comporte un premier module 47 de calcul du signal de commande envoyé sur la première sortie 45 de commande de fréquence pour l'oscillateur local 26 et un deuxième module 48 de calcul du signal de commande de fréquence envoyé sur la deuxième sortie 46 de commande de fréquence pour l'autre oscillateur local 31.Of course, other measuring means than those described above can be provided. The control means 40 comprises a first module 47 for calculating the control signal sent to the first frequency control output 45 for the local oscillator 26 and a second module 48 for calculating the frequency control signal sent to the second output 46 of frequency control for the other local oscillator 31.
Le filtre 8 est par exemple prévu pour laisser passer le signal ayant une fréquence égale à la différence des fréquences des signaux présents sur les première et deuxième entrée 24, 25 du moyen 22 et atténuer avec un facteur d'atténuation très important le signal ayant une fréquence égale à la somme des fréquences des signaux des première et deuxième entrées 24, 25 du moyen 22, la fréquence du signal présent sur l'entrée 5 étant supérieure à celle du signal présent sur la deuxième entrée 25.The filter 8 is for example provided to let pass the signal having a frequency equal to the difference of the frequencies of the signals present on the first and second input 24, 25 of the means 22 and attenuate with a very important attenuation factor the signal having a frequency equal to the sum of the frequencies of the signals of the first and second inputs 24, 25 of the means 22, the frequency of the signal present on the input 5 being greater than that of the signal present on the second input 25.
La fréquence caractéristique de passage du filtre est par exemple sa fréquence fc centrale de passage de sa bande passante, c'est-à-dire la demi somme des fréquences de coupure haute et basse à - 3dB de part et d'autre de sa bande passante définie par le profil de gain maximum, ou, pour un filtre à bande passante très étroite ou à facteur de qualité très élevé, sa fréquence à gain maximum de son entrée 9 à sa sortie 19.The characteristic frequency of passage of the filter is for example its central frequency fc of passage of its passband, that is to say the half sum of the high and low cutoff frequencies at - 3dB on either side of its band. bandwidth defined by the maximum gain profile, or, for a very narrow bandwidth or very high quality factor filter, its maximum gain frequency from its input 9 to its output 19.
Le signal en bande de base présent sur la sortie 6 est formé par exemple par le signal de fréquence égale à la fréquence du signal présent sur la première entrée 29 du moyen 23, moins la fréquence du signal présent sur la deuxième entrée 30 du moyen 23, la fréquence caractéristique théorique de passage du filtre 8 étant supérieure à la fréquence du signal présent sur la deuxième entrée 30 du moyen 23. Dans ce cas, le module 47 de calcul est prévu pour envoyer sur l'entréeThe baseband signal present on the output 6 is formed for example by the signal of frequency equal to the frequency of the signal present on the first input 29 of the means 23, minus the frequency of the signal present on the second input 30 of the means 23 , the theoretical characteristic frequency of passage of the filter 8 being greater than the frequency of the signal present on the second input 30 of the means 23. In this case, the calculation module 47 is designed to send to the input
27 de commande de fréquence de l'oscillateur 26, un signal de commande de fréquence pour retrancher du signal de fréquence présent à la sortie du premier oscillateur 26 et sur la deuxième entrée 25 l'écart algébrique de la fréquence caractéristique mesurée fournie par les moyens 38 de mesure par rapport à une valeur prescrite de fréquence de passage du filtre 8. Cette valeur prescrite de fréquence de passage du filtre 8 est égale à la fréquence caractéristique théorique de passage du filtre 8, c'est-à-dire à la fréquence caractéristique de passage pour lequel le filtre 8 a été conçu. Dans l'idéal, c'est-à-dire en l'absence de dérive de fréquence du filtre 8, la fréquence caractéristique réelle mesurée par les moyens de mesure 38 est égale à la valeur prescrite de fréquence de passage et l'écart de fréquence est nul. Pour une sortie 6 en bande de base, la fréquence du signal présent sur la deuxième entrée 30 est égale, dans l'idéal, à la valeur prescrite de fréquence de passage du filtre. Ainsi, la dérive éventuelle de la fréquence caractéristique réelle de passage du filtre 8 est compensée d'avance par un décalage de fréquence correspondant sur son entrée 9, lorsque celle-ci est reliée par le moyen 34 à la sortie 28 du moyen 22 de décalage fréquentiel.27 for controlling the frequency of the oscillator 26, a frequency control signal for subtracting from the frequency signal present at the output of the first oscillator 26 and on the second input 25 the algebraic deviation of the measured characteristic frequency supplied by the means 38 of measurement with respect to a prescribed value of frequency of passage of filter 8. This prescribed value of frequency of passage of filter 8 is equal to the theoretical characteristic frequency of passage of filter 8, that is to say the frequency passage characteristic for which the filter 8 has been designed. Ideally, that is to say in the absence of frequency drift of the filter 8, the actual characteristic frequency measured by the means of measurement 38 is equal to the prescribed value of frequency of passage and the frequency difference is zero. For a baseband output 6, the frequency of the signal present on the second input 30 is ideally equal to the prescribed value of frequency of passage of the filter. Thus, the possible drift of the actual characteristic frequency of passage of the filter 8 is compensated in advance by a corresponding frequency offset on its input 9, when the latter is connected by the means 34 to the output 28 of the offset means 22 frequency.
De manière opposée, le deuxième module 48 de calcul est prévu pour envoyer à l'entrée 32 de commande de fréquence de l'oscillateur 31 un signal de commande de fréquence pour additionner à la fréquence du signal présent sur la première entrée 29 du deuxième moyen 23 de décalage fréquentiel, l'écart algébrique de la fréquence caractéristique mesurée fournie par les moyens de mesure 38 par rapport à ladite valeur prescrite de fréquence de passage du filtre 8. Ainsi, la dérive de fréquence pouvant être présente dans le filtre 8 est- elle éliminée du signal de fréquence égale à la différence des fréquences des signaux présents sur les entrées 29 et 30 du moyen 23 du décalage fréquentiel, et donc sur la sortie 6 de bande de base, par un décalage de fréquence correspondant en amont de la sortie 6, lorsque celle-ci est reliée par le moyen 35 à la sortie 19 du filtre 8.Conversely, the second calculation module 48 is designed to send to the frequency control input 32 of the oscillator 31 a frequency control signal to add to the frequency of the signal present on the first input 29 of the second means 23 of frequency offset, the algebraic deviation of the measured characteristic frequency provided by the measuring means 38 with respect to said prescribed value of frequency of passage of the filter 8. Thus, the frequency drift which may be present in the filter 8 is it eliminated from the frequency signal equal to the difference in the frequencies of the signals present on the inputs 29 and 30 of the means 23 of the frequency offset, and therefore on the baseband output 6, by a corresponding frequency offset upstream of the output 6, when the latter is connected by means 35 to the outlet 19 of the filter 8.
Ainsi, la dérive en fréquence pouvant être présente dans le filtre 8 n'est- elle pas répercutée sur la sortie 6 en bande de base, tout en permettant de faire passer à la sortie 6 l'information contenue dans le signal présent sur l'entrée 5 et dans les étages en amont et prévue pour être codée fréquentiellement d'une manière correspondant à la fréquence caractéristique théorique de passage du filtre 8, évitant ainsi à l'information transmise à la sortie 6 d'être altérée par le filtre 8.Thus, the frequency drift that may be present in the filter 8 is not passed on to the output 6 in baseband, while making it possible to pass to the output 6 the information contained in the signal present on the input 5 and in the stages upstream and intended to be coded frequently in a manner corresponding to the theoretical characteristic frequency of passage of the filter 8, thus preventing the information transmitted to the output 6 from being altered by the filter 8.
Si l'on utilise un filtre 8 avec une bande passante de 10 Hz à 20 Hz de largeur, la fréquence caractéristique doit être déterminée par les moyens 38 avec une erreur absolue n'excédant pas 1 Hz. C'est donc aussi la précision avec laquelle la fréquence centrale du filtre doit être déterminée.If a filter 8 is used with a passband of 10 Hz to 20 Hz in width, the characteristic frequency must be determined by the means 38 with an absolute error not exceeding 1 Hz. It is therefore also the precision with which the center frequency of the filter should be determined.
Théoriquement, pour mesurer une fréquence de l'ordre de 100 kHz avec une précision de 1 Hz, le nombre d'impulsions qu'il faut recevoir par l'organe 42 est égal à 2000 (cette valeur dépend de la précision avec laquelle l'organe 43 mesure un intervalle de temps, ce qui dépend de sa fréquence de fonctionnement). Ainsi le temps de mesure nécessaire est égal à 20 millisecondes.Theoretically, to measure a frequency of the order of 100 kHz with an accuracy of 1 Hz, the number of pulses that must be received by the body 42 is equal to 2000 (this value depends on the precision with which the organ 43 measure a time interval, which depends on its operating frequency). Thus the measurement time required is equal to 20 milliseconds.
Les oscillateurs 26,31 sont réalisés par exemple chacun par un résonateur local. Pour adapter la fréquence du résonateur local aux changements de la fréquence centrale du filtre 8, il faut contrôler sa valeur avec 1 Hz de précision. Etant donné que cette fréquence est du même ordre que la première fréquence intermédiaire (10.7 MHz), le pas de changement nécessaire est de 0.00001 % de la valeur absolue de la fréquence. Cette précision étant difficilement atteignable en utilisant dans l'oscillateur 26 ou 31 une boucle à verrouillage de base (PLL), le signal de l'oscillateur local a été généré avec une synthèse numérique directe DDS (Direct Digital Synthesys). L'avantage d'une DDS par rapport à une PLL est sa capacité à générer des fréquences élevées avec une précision très grande.The oscillators 26, 31 are produced for example each by a local resonator. To adapt the frequency of the local resonator to changes in the central frequency of filter 8, its value must be checked with 1 Hz of precision. Since this frequency is of the same order as the first intermediate frequency (10.7 MHz), the change step required is 0.00001% of the absolute value of the frequency. This precision being difficult to achieve by using a basic locking loop (PLL) in oscillator 26 or 31, the signal from the local oscillator was generated with direct digital synthesis DDS (Direct Digital Synthesys). The advantage of a DDS compared to a PLL is its ability to generate high frequencies with very high precision.
Pour tester le circuit réalisé, les inventeurs ont fait varier la température du filtre, et ont fait ainsi dériver sa fréquence centrale de -400 Hz. Les mesures ont prouvé que la correction de la fréquence centrale du filtre se faisait avec une précision suffisante, la seconde fréquence intermédiaire coïncidant toujours avec la fréquence centrale du filtre. La durée de la phase de mesure est de 143 ms. Bien que cette valeur paraisse élevée dans un système RF réel (pendant cette période la réception ne peut pas s'effectuer), il faut toutefois garder à l'esprit que la fréquence centrale visée des filtres micromécaniques dans les étages de fréquence intermédiaire est de l'ordre de la centaine de mégahertz, ce qui nécessitera un temps de mesure beaucoup plus court.To test the circuit produced, the inventors varied the temperature of the filter, and thereby caused its center frequency to be derived from -400 Hz. The measurements proved that the correction of the center frequency of the filter was done with sufficient precision, the second intermediate frequency always coinciding with the central frequency of the filter. The duration of the measurement phase is 143 ms. Although this value appears high in a real RF system (during this period reception cannot take place), it should however be borne in mind that the target center frequency of the micromechanical filters in the intermediate frequency stages is l 'order of a hundred megahertz, which will require a much shorter measurement time.
Pour une dérive en fréquence constante dans le temps, on commute le filtre 8 par les moyens 34 à 37 sur les moyens 38 de mesure pour obtenir de ceux- ci une mesure lors d'une phase préalable de calibrage, puis on commute le filtre 8 sur le trajet 7, l'entrée 5 et la sortie 6, pour transmettre l'information contenue sur l'entrée 5 à la sortie 6, lors d'une phase de réception.For a constant frequency drift over time, the filter 8 is switched by the means 34 to 37 on the measurement means 38 to obtain a measurement thereof during a prior calibration phase, then the filter 8 is switched on path 7, input 5 and output 6, to transmit the information contained on input 5 to output 6, during a reception phase.
Pour une dérive en fréquence variable dans le temps, ou pour une plus grande fiabilité du circuit, on commute périodiquement le filtre 8 sur les moyens de mesure pour ajuster à chaque fois la fréquence des oscillateurs 26, 31 et la correction de fréquence dans le trajet 7 pour la phase de réception immédiatement suivante, des moyens de commande de commutation périodique étant prévus à cet effet. Les moyens de communication 34 à 37 peuvent être formés d'interrupteurs électroniques commandés manuellement ou automatiquement lors de la mise sous tension de circuit.For a variable frequency drift over time, or for greater reliability of the circuit, the filter 8 is periodically switched over to the measuring means to adjust each time the frequency of the oscillators 26, 31 and the frequency correction in the path 7 for the immediately following reception phase, periodic switching control means being provided for this purpose. The communication means 34 to 37 can be formed by electronic switches controlled manually or automatically when the circuit is energized.
Le circuit s'adapte ainsi automatiquement à la dérive en fréquence du filtre utilisé, quelle que soit l'origine de cette dérive et quel que soit le filtre passe- bande de sélection de canal. L'invention permet ainsi d'utiliser les filtres micromécaniques mentionnés précédemment, qui ont l'avantage d'être très sélectifs en fréquence, et de rendre le circuit dans lequel ils sont utilisés insensible à l'instabilité de leur fréquence centrale. Ainsi les coûts de fabrication des dispositifs de filtrage sont considérablement réduits. La tolérance aux erreurs de la fréquence centrale dues à la fabrication peut être augmentée, l'architecture s'adaptant automatiquement au filtre quelle que soit l'erreur sur sa fréquence centrale dans la gamme de fréquences asservies. The circuit thus automatically adapts to the frequency drift of the filter used, whatever the origin of this drift and whatever the band-selection filter for channel selection. The invention thus makes it possible to use the micromechanical filters mentioned previously, which have the advantage of being very selective in frequency, and of making the circuit in which they are used insensitive to the instability of their central frequency. Thus the manufacturing costs of the filtering devices are considerably reduced. The tolerance to errors of the central frequency due to manufacturing can be increased, the architecture automatically adapting to the filter whatever the error on its central frequency in the range of controlled frequencies.

Claims

REVENDICATIONS
1. Circuit superhétérodyne, comportant au moins une entrée (5) de réception d'un premier signal, au moins une sortie (6) de production d'un deuxième signal, à partir duquel peut être produit un signal en bande de base, et au moins un filtre (8) passe-bande de sélection de canal, interposé dans le trajet (7) de signal entre l'entrée (5) de réception et la sortie (6) de production, caractérisé en ce que le filtre (8) passe-bande de sélection de canal est apte à être connecté à des moyens (38) de mesure d'une fréquence caractéristique de passage de signal dans ledit filtre (8) passe-bande de sélection de canal, des moyens (22, 23) de décalage fréquentiel commandables sont disposés dans ledit trajet (7) de signal, et il est prévu des moyens (40) de commande, reliés aux moyens (28) de mesure et commandant les moyens (22, 23) de décalage fréquentiel pour décaler le au moins un signal présent dans ledit trajet (7) de signal par un signal supplémentaire, qui compense l'écart de la fréquence caractéristique mesurée, fournie par les moyens (38) de mesure par rapport à une valeur prescrite de fréquence caractéristique de passage du filtre (8) passe- bande de sélection de canal, la fréquence dudit signal supplémentaire étant déterminée en fonction de la position dans ledit trajet (7) de signal des moyens (22, 23) de décalage fréquentiel par rapport audit filtre (8) passe-bande de sélection de canal.1. Superheterodyne circuit, comprising at least one input (5) for receiving a first signal, at least one output (6) for producing a second signal, from which a baseband signal can be produced, and at least one channel selection bandpass filter (8) interposed in the signal path (7) between the reception input (5) and the production output (6), characterized in that the filter (8 ) channel selection bandpass is adapted to be connected to means (38) for measuring a characteristic frequency of signal passage in said filter (8) channel selection bandpass, means (22, 23 ) of controllable frequency shift are arranged in said signal path (7), and there are provided control means (40), connected to the measurement means (28) and controlling the frequency shift means (22, 23) for shifting the at least one signal present in said signal path (7) by an additional signal, which comprises teaches the deviation of the measured characteristic frequency, supplied by the measuring means (38) from a prescribed value of characteristic frequency of passage of the channel selection band-pass filter (8), the frequency of said additional signal being determined as a function of the position in said signal path (7) of the means (22, 23) for frequency offset with respect to said channel selection bandpass filter (8).
2. Circuit superhétérodyne suivant la revendication 1 , caractérisé en ce que le filtre (8) passe-bande de sélection de canal est micromécanique.2. Superheterodyne circuit according to claim 1, characterized in that the filter (8) band selection channel pass is micromechanical.
3. Circuit superhétérodyne suivant la revendication 2, caractérisé en ce que le filtre (8) passe-bande de sélection de canal est du type résonateur en peigne.3. Superheterodyne circuit according to claim 2, characterized in that the filter (8) channel selection bandpass is of the comb resonator type.
4. Circuit superhétérodyne suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens (22, 23) de décalage fréquentiel comprennent au moins un moyen (22) de décalage fréquentiel disposé en amont du filtre (8) passe-bande de sélection de canal dans le trajet (7) de signal de l'entrée (5) de réception à la sortie (6) de production, les moyens (40) de commande commandant ce moyen (22) de décalage fréquentiel pour retrancher de la fréquence du signal présent sur le trajet (7) de signal compris entre l'entrée (5) de réception et le filtre (8) passe-bande de sélection de canal ledit écart de la fréquence caractéristique mesurée fournie par les moyens (38) de mesure par rapport à ladite valeur prescrite de fréquence caractéristique de passage du filtre (8) passe-bande de sélection de canal.4. Superheterodyne circuit according to any one of the preceding claims, characterized in that the frequency shift means (22, 23) comprise at least one frequency shift means (22) disposed upstream of the bandpass filter (8) channel selection in the signal path (7) from the reception input (5) to the production output (6), the control means (40) controlling this frequency shift means (22) to subtract the frequency of the signal present on the signal path (7) between the reception input (5) and the channel selection bandpass filter (8) said deviation from the measured characteristic frequency supplied by the means (38) of measurement with respect to said prescribed value of characteristic frequency of passage of the filter (8) band selection bandpass.
5. Circuit superhétérodyne suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens (22, 23) de décalage fréquentiel comprennent au moins un moyen (23) de décalage fréquentiel disposé en aval du filtre (8) passe-bande de sélection de canal dans le trajet (7) de signal de l'entrée (5) de réception à la sortie (6) de production, les moyens (40) de commande commandant ce moyen (23) de décalage fréquentiel pour ajouter à la fréquence du signal présent sur le trajet (7) de signal compris entre le filtre (8) passe-bande de sélection de canal et la sortie (6) de production ledit écart de la fréquence caractéristique mesurée fournie par les moyens (38) de mesure par rapport à ladite valeur prescrite de fréquence caractéristique de passage du filtre (8) passe-bande de sélection de canal.5. Superheterodyne circuit according to any one of the preceding claims, characterized in that the frequency shift means (22, 23) comprise at least one frequency shift means (23) disposed downstream of the bandpass filter (8) channel selection in the signal path (7) from the reception input (5) to the production output (6), the control means (40) controlling this frequency shift means (23) to add to the frequency of the signal present on the signal path (7) between the channel selection bandpass filter (8) and the output (6) for producing said deviation from the measured characteristic frequency supplied by the means (38) for measuring by with respect to said prescribed value of characteristic frequency of passage of the channel selection bandpass filter (8).
6. Circuit superhétérodyne suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens (22, 23) de décalage fréquentiel comprennent au moins un mélangeur (22, 23) de fréquence d'un étage à fréquence intermédiaire d'un récepteur superhétérodyne.6. superheterodyne circuit according to any one of the preceding claims, characterized in that the frequency shift means (22, 23) comprise at least one frequency mixer (22, 23) of a stage at intermediate frequency of a receiver superheterodyne.
7. Circuit superhétérodyne suivant les revendications 5 et 6, caractérisé en ce que le moyen (23) de décalage fréquentiel en aval du filtre (8) passe-bande de sélection de canal est apte à produire sur ladite sortie (6) de production un signal en bande de base.7. Superheterodyne circuit according to claims 5 and 6, characterized in that the means (23) of frequency shift downstream of the filter (8) band-selection channel pass is able to produce on said output (6) of production a baseband signal.
8. Circuit superhétérodyne suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'entrée (5) de réception du premier signal est connectée à la sortie d'un étage (3) à fréquence intermédiaire d'un récepteur superhétérodyne.8. Superheterodyne circuit according to any one of the preceding claims, characterized in that the input (5) for receiving the first signal is connected to the output of a stage (3) at intermediate frequency of a superheterodyne receiver.
9. Circuit superhétérodyne suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens (22, 23) de décalage fréquentiel comprennent chacun au moins un mélangeur (22, 23) de fréquence entre le signal présent sur ledit trajet (7) de signal et le signal de fréquence fourni par un oscillateur local (26, 31 ) commandé en fréquence par lesdits moyens (40) de commande.9. Superheterodyne circuit according to any one of the preceding claims, characterized in that the means (22, 23) of frequency shift each comprise at least one frequency mixer (22, 23) between the signal present on said path (7) signal and the frequency signal supplied by a local oscillator (26, 31) controlled in frequency by said control means (40).
10. Circuit superhétérodyne suivant la revendication 9, caractérisé en ce que l'oscillateur local (26, 31 ) est réalisé par synthèse numérique directe du type DDS. 10. Superheterodyne circuit according to claim 9, characterized in that the local oscillator (26, 31) is produced by direct digital synthesis of the DDS type.
11. Circuit superhétérodyne suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il est prévu des moyens (34, 35, 36, 37) de commutation du filtre (8) passe-bande de sélection de canal entre soit la connexion aux moyens (38) de mesure, soit la connexion audit trajet (7) de signal entre l'entrée (5) de réception et la sortie (6) de production.11. Superheterodyne circuit according to any one of the preceding claims, characterized in that means (34, 35, 36, 37) are provided for switching the filter (8) band-selection channel pass between either the connection to the measuring means (38), ie the connection to said signal path (7) between the reception input (5) and the production output (6).
12. Circuit superhétérodyne suivant la revendication 11 , caractérisé en ce qu'il est prévu des moyens pour commuter périodiquement les moyens de commutation (34, 35, 36, 37) sur les moyens (38) de mesure pour une phase de mesure par ceux-ci. 12. Superheterodyne circuit according to claim 11, characterized in that means are provided for periodically switching the switching means (34, 35, 36, 37) on the measurement means (38) for a measurement phase by those -this.
13. Circuit superhétérodyne suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que ladite fréquence caractéristique de passage du filtre (8) passe-bande de sélection de canal correspond à la fréquence centrale de passage du filtre (8) passe-bande de sélection de canal. 13. Superheterodyne circuit according to any one of the preceding claims, characterized in that said characteristic frequency of passage of the filter (8) channel selection bandpass corresponds to the central frequency of passage of the filter (8) bandpass channel selection.
14. Circuit superhétérodyne suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens (38) de mesure comprennent une boucle (39) de contre-réaction positive en parallèle avec le filtre (8) passe-bande de sélection de canal pour créer des oscillations à la fréquence caractéristique de passage du filtre (8) passe-bande de sélection de canal et un organe (41 ) de mesure de la fréquence des oscillations produites.14. Superheterodyne circuit according to any one of the preceding claims, characterized in that the measuring means (38) comprise a loop (39) of positive feedback in parallel with the filter (8) band-selecting channel pass for creating oscillations at the characteristic frequency of passage of the channel selection band-pass filter (8) and a member (41) for measuring the frequency of the oscillations produced.
15. Circuit superhétérodyne suivant la revendication 14, caractérisé en ce que l'organe (41 ) de mesure comporte un premier organe (42) de comptage du nombre d'oscillations produites dans le filtre (8) passe-bande de sélection de canal et un deuxième organe (43) de comptage de temps, qui sont reliés à un organe (44) de calcul de la fréquence des oscillations produites à partir du nombre d'oscillations comptées par le premier organe (42) de comptage d'oscillations et du temps écoulé pendant ledit comptage du nombre d'oscillations, fourni par le deuxième organe (43) de comptage de temps. 15. Superheterodyne circuit according to claim 14, characterized in that the measurement member (41) comprises a first member (42) for counting the number of oscillations produced in the filter (8) channel selection bandpass and a second time counting member (43), which are connected to a member (44) for calculating the frequency of the oscillations produced from the number of oscillations counted by the first oscillation counting member and the time elapsed during said counting of the number of oscillations, provided by the second time counting member (43).
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