EP1388242A1 - Method for demodulating a signal integrating phase error effect and corresponding receiver - Google Patents

Method for demodulating a signal integrating phase error effect and corresponding receiver

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Publication number
EP1388242A1
EP1388242A1 EP02740791A EP02740791A EP1388242A1 EP 1388242 A1 EP1388242 A1 EP 1388242A1 EP 02740791 A EP02740791 A EP 02740791A EP 02740791 A EP02740791 A EP 02740791A EP 1388242 A1 EP1388242 A1 EP 1388242A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
constellation
modulation
decision
point
phase
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP02740791A
Other languages
German (de)
French (fr)
Inventor
Stéphane BOUGEARD
Jean-François Helard
Isabelle Siaud
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telediffusion de France ets Public de Diffusion
Orange SA
Original Assignee
Telediffusion de France ets Public de Diffusion
France Telecom SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Telediffusion de France ets Public de Diffusion, France Telecom SA filed Critical Telediffusion de France ets Public de Diffusion
Publication of EP1388242A1 publication Critical patent/EP1388242A1/en
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits

Definitions

  • the invention relates to the improvement of the demodulation of such signals, and in particular the optimization of the attachment of the synchronization system] and the reduction in the probability of the release of this synchronization system.
  • demodulation consists in placing the values
  • This space is divided into decision regions, defined by decision boundaries. Each region is assigned to one of the states of the constellation, which is considered most likely, and which is retained as the result of the demodulation, when a received value is found in this region.
  • the reception space is then the Fresnel plane (I / Q plane).
  • I / Q plane the Fresnel plane
  • Digital modulation techniques of the MAQ type therefore rely, in mono-sensor receivers, on the implementation of a modulation constellation, conventionally represented in the I / Q plane in the form illustrated in FIG. 1 in the particular case of 'A 16 MAQ modulation (only the first quadrant is represented. The three others are deduced directly by symmetry).
  • the points 11 of the modulation are distributed at equal distance from each other, in a regular manner.
  • the modulation then consists in choosing one of the points
  • the demodulation operation therefore consists in associating the received value 12 with the most probable transmitted point 14.
  • demodulation boundaries 15 are defined, parallel to the axes I and Q, maximizing the distances (the value received 12 is considered to correspond to the nearest point 14).
  • an objective of the invention is to provide a demodulation technique making it possible to fight more effectively against the effects of frequency shift, compared to the conventional technique.
  • an objective of the invention is to provide such a technique, allowing faster attachment of the synchronization system, in particular in the presence of frequency offset.
  • Another objective is, of course, to provide such a technique making it possible to reduce the probability of the synchronization system going off hook.
  • Another objective of the invention is to provide such a technique, which is easy and inexpensive to implement, in particular in consumer receivers, without requiring modifications to the microwave oscillators.
  • the invention also aims, according to a particular aspect, to provide such a technique, which is adaptive, and which takes account of all the disturbances induced by the transmission channel (phase noise and Gaussian additive noise).
  • this method comprises the following stages: association with at least one of said points of said modulation constellation of at least one generating area encompassing said point, representative of the potential effect of additive Gaussian noise;
  • the invention proposes to modify the conventional modulation boundaries (generally minimizing distances from the points; of the modulation constellation) by taking into account on the one hand the fact that a phase error can, under certain conditions , greatly distance a j received signal point from the corresponding transmitted point, and on the other hand the fact that the received signal can be disturbed by additive Gaussian noise (white noise and / or colored noise).
  • additive Gaussian noise white noise and / or colored noise
  • the invention does not suppose, according to this aspect, of a particular treatment on transmission (although an advantageous method of modulation is proposed subsequently).
  • the same signal can therefore be processed on the one hand by conventional receivers, and on the other hand, more effectively, in terms of error rate and / or hooking, by receivers implementing the demodulation method of the invention.
  • the invention takes into account both aspects relating to the transmission (the structure of the constellation implemented) and to the reception (the Gaussian noise) .
  • the j i decision boundaries are plotted in the I / Q plane, so as to associate with acun i of said points of the modulation constellation a decision region corresponding to a portion of said I / Q plan.
  • the same approach can of course be adapted to other representations.
  • said boundaries are variable as a function of variations of said additive Gaussian noise. It is thus possible to optimize the demodulation as a function of the reception conditions. !
  • said generating zone forms a disc, nt the radius can for example be proportional to the standard deviation of said additive Gaussian noise.
  • At least one of said discs is centered on the corresponding point of said modulation constellation.
  • At least two concentric generating zones are taken into account, in order to draw at least one border for at least one of said points of said modulation constellation.
  • At least one of said borders is a combination of at least one border portion corresponding substantially to an edge of said scanned surface and at least one linear portion corresponding to an axis of symmetry defined by said constellation of
  • At least one of said generating zones is not centered on the corresponding point of said modulation constellation, so as to simulate a modification of the constellation on transmission.
  • the points which are associated with at least one border adapted as a function of the potential effect of a phase shift include at least, preferably, the points of the constellation most distant from the center of said I / Q plane.
  • said constellation of modulation corresponds to an amplitude quadrature modulation (MAQ) j.
  • MAQ amplitude quadrature modulation
  • onj advantageously implements boundaries as illustrated in FIGS. 5 or 11 or 13 (it is not easy and ineffective to describe these boundaries mathematically, while the figures allow a direct understanding. For this reason, reference is made exceptionally to the figures in the corresponding claim).
  • said received signal can be a multi-carrier signal or a single-carrier signal. It can in particular be an ignal $ transmitted by bursts, for which the invention proves to be very interesting.
  • the demodulation method of the invention is advantageously implemented during an attachment phase of a phase locked loop, j
  • the method of the invention comprises the following steps: j
  • the invention also relates to a method of modulating a digital signal implementing a modulation constellation, according to which the position of at least one of the points of said modulation constellation is chosen taking into account the potential effect d 'a phase rotation on the latter, so as to increase the probability of correct demodulation of the corresponding received value, after transmission via a transmission channel capable of inducing said phase rotation.
  • At least one of said boundaries is adapted taking into account on the one hand the potential effect of a phase shift on at least one of said points of the modulation constellation, and on the other hand potential effect of additive Gaussian noise applied to said point, said additive noise Gaussian being represented by a generating surface associated with said point, and said phase shift by a rotation over an angular range as a function of symmetries defined by said modulation, so as to define a surface swept by said generating zone, said boundary being chosen so that said scanned surface essentially belongs to the decision region associated with the point of the corresponding modulation constellation.
  • the invention also relates to a system for transmitting at least one digital signal, from at least one transmitter to at least one receiver, using means for modifying the modulation constellation on transmission and / or on reception, and / or means for modifying the corresponding decision boundaries, taking into account on the one hand the potential effect of a phase shift on at least one of said points of the modulation constellation, and on the other hand of the potential effect of an additive Gaussian noise applied to said point, said additive Gaussian noise being represented by a generating surface associated with said point, and said phase shift by a rotation over an angular range as a function of symmetries defined by said modulation, of so as to define a surface swept by said generating area, said border being chosen so that said swept surface essentially belongs to the decision region ass associated with the point of the corresponding modulation constellation. !
  • the invention also relates to a digital signal implementing a modulation constellation, in which the position of at least one of the points is chosen taking into account the potential effect of a phase rotation on the latter, so increasing the probability of correct demodulation of the corresponding received value, after transmission via a transmission channel capable of inducing said phase rotation.
  • FIG. 1 already discussed in the preamble, illustrates a constellation of MAQ16 modulation, and the principle of its demodulation according to the prior art
  • Figure 2 shows, in the form of a block diagram, a digital synchronization system, known per se
  • Figure 3 illustrates the characteristic of the detector from 2 to
  • FIG. 6 illustrates an example of implementation of demodulation using the borders of FIG. 5
  • FIG. 7 illustrates the characteristic of a phase detector implementing the decision boundaries of FIG. 5,
  • FIG. 10 illustrates the characteristic of a phase detector at
  • FIG. 12 illustrates the characteristic of a phase detector at
  • FIG. 13 shows the first quadrant of reception of an MAQ 16 constellation, using modified boundaries according to the invention and a simulation of modification of the constellation on transmission; ! - Figure 14 illustrates the characteristic of a phase detector to
  • a digital carrier synchronization system of a receiver is presented in FIG. 2 implementing a Directed Decision (DD) algorithm derived from the application of the maximum likelihood criterion. (ML for "Maximum Likelihood” in Anglo-American) based on a looped structure (“Feedback”: FB) and knew a prior recovery of the rhythm (T). ;
  • DD Directed Decision
  • the structure of the system results from the derivation from the phase error of the criterion of Maximum likelihood A Posteriori [l] j (for simplification, all the documents cited in this patent application are grouped in the appendix 1).
  • This system is called DDML i FBT and is composed of three elements: a phase detector 21, a loop filter 22 and an integrator 23, as illustrated in FIG. 2.
  • the solutions of the invention can apply in to JS digital carrier synchronization systems based on a Directed Decision algorithm, which uses an estimation of the symbols received.
  • the transmitted signal s (t) is received in the form r (t), after transmission via a transmission channel 24.
  • This received signal is sampled (25) then demodulated, using a multiplier 26 controlled by the integrator 23.
  • the real (27) and imaginary (28) parts are separated from the demodulated signal w (k). They allow a comparison with the original constellation (29, 210), and supply the phase detector 21.
  • the role of the phase detector 21 which is of particular interest in the context of the present invention is to provide) "information representative of the phase error.
  • This information is then filtered (22) and then integrated (23) in the loop in order to generate the phase correction ⁇ to be made to the signal.
  • the decision making it possible to generate the estimated symbols d (k) uses the conventional decision boundaries F 0 of the constellation C 0 relating to the MAQ16. ; This characteristic reveals the intrinsic properties of the following phase detector: -
  • the gain of the detector is defined as the slope of the linear range at the origin. The higher K d is, the more the value of ⁇ () represents unequivocal information representative of the phase error.
  • the phase detector is sensitive to the noise level of the input signal. As the noise increases, its linearity range decreases as does its gain. On the other hand, noise in certain cases minimizes the probability of the presence of false attachment points. Characterization of the loop Under the assumption of normalization of the gain K d of the detector and of the gain K 0 of the integrator, the update relationship of the estimated phase is written:
  • carrier recovery systems use a second order looped structure [3]. For this reason, and once again without this being restrictive, it is this structure which is retained in the examples described below.
  • the structure of the second-order loop can be defined by ' two more significant parameters than ⁇ and ⁇ .
  • the equivalent monolateral noise band of the loop B t is used as a parameter, which is normalized with respect to the duration of the symbols T s . The higher the value of B ⁇ T S , the greater the hooking speed but the more the loop generates a noisy estimate ⁇ (k).
  • the expression of BT s is defined by:
  • Modification of decision boundaries It is possible to improve the tolerance to a phase error at least for certain symbols of the constellation C 0 by modifying the boundaries of decision.
  • any modification of the decision boundaries results from a compromise between the tolerance with respect to Gaussian noise and with respect to a phase error.
  • Figure 4 is a simplified block diagram illustrating the general principle of an embodiment of the invention.
  • This generating area 55 can be a circle, but other shapes can also be envisaged.
  • the radius of the circle is advantageously a function of the standard deviation ⁇ of the Gaussian additive noise 42.
  • the system is adaptive, as a function of the level of Gaussian noise
  • Information on additive noise can be obtained by various known methods, for example by analyzing the signal received during a period during which no signal is transmitted or during which a reference signal (known to the receiver) is transmitted .
  • generating zones 56, 57 (FIG. 5) (for example two, corresponding to circles of radius ⁇ and 2 ⁇ ) are advantageously taken into account, for at least some of the points, to optimize the borders. They can be concentric or not.
  • the generating zones can be centered on the point of the constellation or offset from it (third embodiment).
  • a rotation 58 is applied to them (43) so as to define a swept surface 59 representative of the potential effect of a phase rotation.
  • This rotation being applied to the; zoned generating, the swept surface is therefore representative on the one hand of the effect of additive Gaussian noise and on the other hand of the effect of a phase rotation.
  • the range of rotation applied to each of the generating zones is a function of the symmetries induced by the constellation.
  • the points 51 and 52 will undergo a rotation of ⁇ ! 2-
  • the points 53 and 54 which are two on the same radius, will undergo a rotation of ⁇ / 4. ;
  • the borders are formed from circular arcs 5101, 5102 and] 5103 of straight portions 5131, 5132 corresponding to mediating planes; between points, or symbols, in the constellation.
  • BBAG Gaussian additive
  • ⁇ is the standard deviation of the additive Gaussian noise (other values of type . ⁇ can be used).
  • the probability that a symbol affected by Gaussian noise is in the circle of radius ⁇ ⁇ st on the order of 90%.
  • modified boundaries more particularly affect the decision-making relating to the external symbols of the constellation which are the most sensitive to phase errors.
  • the maximum value of the standard deviation of the Gaussian noise must be less than ⁇ / 2 (if 2a is the minimum distance between symbols). This application limit results in the case of a QAM16 by a minimum signal to noise ratio of 16 dB.
  • the first step consists of a conventional demodulation 61 (according to FIG. 1) which, with a received symbol w (k), associates the symbol d (k) of the nearest constellation C 0 : this is equivalent to decision-making with respect to the classical boundaries F 0 .
  • the second step consists in applying an algorithm 62, which i will annotate M A , making a second decision from the result of the classical demodulation d (k) and the received symbol w (k).
  • This algorithm uses as parameters the mapping 63 of the constellation as well as the signal to noise ratio 64. Thanks to these two parameters, it is then possible to take a second decision on the symbol received w (k) by applying the modified decision rrontièfes relating to the first estimated symbol d (k) denoted FôM A and represented in solid line in FIG. 5 (5103, 5132, 5101, 5131, 5102); .
  • FIG. 9 represents the tolerances for phase errors of the various symbols of a conventional constellation C 0 and of the modified constellation C ⁇ . It highlights better tolerances in the case of the constellation C ⁇ .
  • a first possible variant of the modified demodulation is the combination of a modified constellation C, decision boundaries F, and a modified boundaries algorithm M A.
  • the resulting decision boundaries 111 will then be annotated F ⁇ M A.
  • the second variant uses a constellation C 1 combined with an algorithm which we will annotate M B.
  • This algorithm differs from the algorithm M A in the sense that it takes as a parameter not the constellation used but a virtual constellation.
  • the effect of this virtual constellation is to center the circles of radii ⁇ and 2 ⁇ on virtual symbols, which induces a modification of the decision boundaries compared to those obtained using the algorithm M A.
  • the virtual constellation provided as a parameter is com] Dosed with the following symbols: (+ a, + a), (+ 2.8a, + a), (+ a, + 2.8a) and (+ 3.2a, + 3.2a).
  • the decision boundaries 131 used are illustrated in Figure 13.
  • the modified decision bodies have the best performance
  • the symbols of the first quadrant are (+ a, + a), (+ 3a, + a), (+ a, + 3a).

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

The invention concerns a method for demodulating a digital signal received via a transmission channel, comprising a step which consists in associating with each value received of said received signal a point of the corresponding modulation constellation, on the basis of the decision boundaries taking into account the potential effect of a phase shift on at least one of said points of the modulation constellation and of the potential effect of an Gaussian additive noise applied on said point, said Gaussian additive noise being represented by a generating surface associated with said point, and said phase shift by a rotation on an angular range based on symmetries defined by said modulation, so as to define a surface swept by said generating zone, said boundary being selected so that said swept surface belongs essentially to the region of decision associated with the corresponding point of the modulation constellation, plotted on the basis of at least one phase and/or amplitude characteristic of said modulation, so as to associate with each of said points of the constellation a portion of a reception space, called corresponding region of decision.

Description

PROCEDE DE DEMODULATION D'UN SIGNAL TENANT COMPTE DE L'EFFET D'ERREURS DEMETHOD FOR DEMODULATING A SIGNAL TAKING INTO ACCOUNT THE EFFECT OF
PHASE ET RECEPTEUR CORRESPONDANTPHASE AND CORRESPONDING RECEIVER
Le domaine de l'invention est celui de la transmission de signauxThe field of the invention is that of signal transmission
5 numériques, notamment en présence de bruit de phase. Plus précisément, l'invention concerne l'amélioration de la démodulation de tels signaux, ;et en particulier l'optimisation de l'accrochage du système de synchronisation] et la diminution de la probabilité de décrochage de ce système de synchronisation.5 digital, especially in the presence of phase noise. More specifically, the invention relates to the improvement of the demodulation of such signals, and in particular the optimization of the attachment of the synchronization system] and the reduction in the probability of the release of this synchronization system.
L'invention trouve des applications dans de très nombreux domainesThe invention finds applications in numerous fields
10 techniques, que le signal considéré soit monoporteuse ou multiporteuse, en particulier pour les modulations d'amplitude en quadrature (MAQ), quel que soit le nombre d'états. Elle s'avère notamment très avantageuse pour les transmissions en mode salves.10 techniques, whether the signal considered is single-carrier or multi-carrier, in particular for amplitude quadrature modulation (MAQ), regardless of the number of states. In particular, it is very advantageous for transmissions in burst mode.
Les systèmes développés en télécommunication fonctionnent à desThe systems developed in telecommunications operate at
15 fréquences de plus en plus élevées et utilisent des modulations à très grand nombre d'états. La qualité de l'oscillateur local chargé de faire la transposition de fréquence devient dès lors un verrou technologique. En effet, plus la fréquence de ces systèmes est élevée et plus il est difficile technologiquement de i concevoir des oscillateurs ayant une bonne stabilité en fréquence et un faible15 increasingly higher frequencies and use modulations with very large number of states. The quality of the local oscillator responsible for transposing the frequency therefore becomes a technological obstacle. In fact, the higher the frequency of these systems, the more technologically difficult it is to design oscillators having good frequency stability and low
||
20 bruit de phase. ! i20 phase noise. ! i
On cherche donc à optimiser les performances de la boucle à verrouillage i de phase afin de s'affranchir des dégradations induites sur les performances du système par les oscillateurs hyperfréquences de type grand public.We therefore seek to optimize the performance of the phase locked loop i in order to overcome the degradations induced on the performance of the system by microwave oscillators of the general public type.
D'une façon générale, la démodulation consiste à placer les valeursGenerally speaking, demodulation consists in placing the values
25 reçues dans un espace tenant compte de la constellation de modulation utilisée.25 received in a space taking into account the modulation constellation used.
Cet espace est découpé en régions de décision, définies par des frontières de décision. Chaque région est affectée à l'un des états de la constellation, que l'on considère le plus probable, et qui est retenu comme résultat de la démodulation, lorsqu'une valeur reçue se trouve dans cette région. Par la suite, on présente à titre d'exemples le cas d'une modulation MAQ reçue dans un récepteur mono-capteur. L'espace de réception est alors le plan de Fresnel (plan I/Q). Cet exemple en deux dimensions permet de décrire i efficacement l'état de l'art et les caractéristiques de l'invention. Il est! clair cependant que l'invention s'applique également dans le cadre d'autres types de modulation, pouvant utiliser des espaces à plus de deux dimensions. De la même façon, l'utilisation de récepteurs multi-capteurs peut conduire à la définition d'espaces de réception à plus de deux dimensions. ;This space is divided into decision regions, defined by decision boundaries. Each region is assigned to one of the states of the constellation, which is considered most likely, and which is retained as the result of the demodulation, when a received value is found in this region. In the following, the case of a QAM modulation received in a mono-sensor receiver is presented as examples. The reception space is then the Fresnel plane (I / Q plane). This two-dimensional example makes it possible to effectively describe the state of the art and the characteristics of the invention. It is! However, it is clear that the invention also applies in the context of other types of modulation, which can use spaces with more than two dimensions. Similarly, the use of multi-sensor receivers can lead to the definition of reception spaces with more than two dimensions. ;
Les techniques de modulation numériques de type MAQ reposent donc, dans les récepteurs mono-capteurs, sur la mise en œuvre d'une constellation de modulation, classiquement représentée dans le plan I/Q sous la forme illustrée en figure 1 dans le cas particulier d'une modulation MAQ 16 (seul le premier quadrant est représenté. Les trois autres s'en déduisent directement par symétrie).Digital modulation techniques of the MAQ type therefore rely, in mono-sensor receivers, on the implementation of a modulation constellation, conventionally represented in the I / Q plane in the form illustrated in FIG. 1 in the particular case of 'A 16 MAQ modulation (only the first quadrant is represented. The three others are deduced directly by symmetry).
Les points 11 de la modulation sont répartis à égale distance les uns des autres, de façon régulière. La modulation consiste alors à choisir un des pointsThe points 11 of the modulation are distributed at equal distance from each other, in a regular manner. The modulation then consists in choosing one of the points
14 de la constellation, parmi les 16 disponibles. Après transmission via un canal de transmission soumis à diverses perturbations, la valeur reçue 12 est le plus souvent sensiblement décalée (13) par rapport au point idéal 14. j14 of the constellation, among the 16 available. After transmission via a transmission channel subject to various disturbances, the value received 12 is most often significantly offset (13) relative to the ideal point 14. j
L'opération de démodulation consiste donc à associer la valeur reçue 12 avec le point émis 14 le plus probable. Pour cela, on définit des frontières de démodulation 15, parallèles aux axes I et Q, maximisant les distances (la valeur reçue 12 est considérée correspondre au point 14 le plus proche). Ces frontièresThe demodulation operation therefore consists in associating the received value 12 with the most probable transmitted point 14. For this, demodulation boundaries 15 are defined, parallel to the axes I and Q, maximizing the distances (the value received 12 is considered to correspond to the nearest point 14). These borders
15 définissent donc des zones 16, associées chacune à un point 14 de la constellation de modulation. Cette technique permet de s'affranchir du bruit additif gaussien, de façon relativement efficace. En revanche, des erreurs peuvent apparaître en présence d'erreur de phase importante, comme cela est le cas, notamment en phase d'accrochage du système de synchronisation, en présence d'offset de fréquence, ou encore en présence d'un fort bruit de phases. Par exemple, un déphasage 17 entraînera une erreur de démodulation, la valeur reçue 18 étant considérée correspondre au point 19, et non au point 14.15 therefore define zones 16, each associated with a point 14 of the modulation constellation. This technique makes it possible to get rid of additive Gaussian noise, relatively effectively. On the other hand, errors can appear in the presence of a significant phase error, as is the case, in particular in the attachment phase of the synchronization system, in the presence of frequency offset, or even in the presence of a strong noise. of phases. For example, a phase shift 17 will cause a demodulation error, the value received 18 being considered to correspond to point 19, and not to point 14.
L'invention a notamment pour objet de pallier cet inconvénient de l'état de l'art. Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir une technique de démodulation permettant de lutter plus efficacement contre les effets de décalage en fréquence, par rapport à la technique classique. iThe object of the invention is in particular to overcome this drawback of the state of the art. More specifically, an objective of the invention is to provide a demodulation technique making it possible to fight more effectively against the effects of frequency shift, compared to the conventional technique. i
En conséquence, un objectif de l'invention est de fournir unej telle technique, permettant un accrochage plus rapide du système de synchronisation, en particulier en présence d' offset de fréquence. iConsequently, an objective of the invention is to provide such a technique, allowing faster attachment of the synchronization system, in particular in the presence of frequency offset. i
Un autre objectif est, bien sûr, de fournir une telle technique permettant de réduire la probabilité de décrochage du système de synchronisation. |Another objective is, of course, to provide such a technique making it possible to reduce the probability of the synchronization system going off hook. |
Un autre objectif de l'invention est de fournir une telle technique, q i soit aisée et peu coûteuse à mettre en œuvre, notamment dans des récepteurs grand public, sans nécessiter des modifications des oscillateurs hyperfréquences. • Another objective of the invention is to provide such a technique, which is easy and inexpensive to implement, in particular in consumer receivers, without requiring modifications to the microwave oscillators. •
L'invention a également pour objectif, selon un aspect particulier, de fournir une telle technique, qui soit adaptative, et qui tienne compte de l'ensemble des perturbations induites par le canal de transmission (bruit de phase et bruit additif gaussien). Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront plus clairement par la suite, sont atteints à l'aide d'un procédé de démodulation d'un signal numérique reçu via un canal de transmission, comprenant une étape d'association à chaque valeur reçue dudit signal reçu d'un point de la constellation de la modulation correspondante, en fonction de frontières de décision, tracées en fonction d'au moins une caractéristique de phase et/ou d'amplitude de ladite modulation, de façon à associer à chacun desdits points de la constellation une région de décision correspondante.The invention also aims, according to a particular aspect, to provide such a technique, which is adaptive, and which takes account of all the disturbances induced by the transmission channel (phase noise and Gaussian additive noise). These objectives, as well as others which will appear more clearly below, are achieved using a method of demodulating a digital signal received via a transmission channel, comprising a step of association with each value received. of said signal received from a point in the constellation of the corresponding modulation, as a function of decision boundaries, plotted as a function of at least one phase and / or amplitude characteristic of said modulation, so as to associate with each of said constellation points a corresponding decision region.
Selon l'invention, ce procédé comprend les étapes suivantes : - association à au moins un desdits points de ladite constellation de modulation d'au moins une zone génératrice englobant ledit point, représentative de l'effet potentiel d'un bruit additif gaussien ;According to the invention, this method comprises the following stages: association with at least one of said points of said modulation constellation of at least one generating area encompassing said point, representative of the potential effect of additive Gaussian noise;
- application d'une rotation à ladite zone génératrice, dans ledit espace de réception, sur une plage angulaire fonction de symétries définies par ladite modulation, de façon à définir une surface balayée par ladite; zone i génératrice, représentative de l'effet potentiel d'un décalage de phase sur i ledit point ; ;- Application of a rotation to said generating zone, in said reception space, over an angular range as a function of symmetries defined by said modulation, so as to define a surface swept by said; i generating area, representative of the potential effect of a phase shift on i said point; ;
- définition d'au moins une frontière, choisie de façon que ladite surface balayée appartienne essentiellement à la région de décision associée au point de la constellation de modulation correspondant. Ainsi, l'invention propose de modifier les frontières de modulation classiques (minimisant généralement des distances par rapport aux points; de la constellation de modulation) en prenant en compte d'une part le fait qu'une erreur de phase peut, dans certaines conditions, éloigner fortement un j point signal reçu du point correspondant émis, et d'autre part le fait que le signal reçu peut être perturbé par un bruit additif gaussien (bruit blanc et/ou bruit colore).definition of at least one border, chosen so that said scanned surface essentially belongs to the decision region associated with the point of the corresponding modulation constellation. Thus, the invention proposes to modify the conventional modulation boundaries (generally minimizing distances from the points; of the modulation constellation) by taking into account on the one hand the fact that a phase error can, under certain conditions , greatly distance a j received signal point from the corresponding transmitted point, and on the other hand the fact that the received signal can be disturbed by additive Gaussian noise (white noise and / or colored noise).
Il est donc proposé de ne pas systématiquement assimiler ce point reçu au point de la constellation le plus proche, mais à celui le plus probable, en gênant compte d'un décalage de phase potentiel. jIt is therefore proposed not to systematically assimilate this received point to the nearest constellation point, but to the most likely point, by interfering with a potential phase shift. j
On notera que l'invention ne suppose pas, selon cet aspect, de traitement particulier à l'émission (bien qu'un procédé avantageux de modulation soit proposé par la suite). Un même signal peut donc être traité d'une part par des récepteurs classiques, et d'autre part, plus efficacement, en termes de taux d'erreurs et/ou d'accrochage, par des récepteurs mettant en œuvre le procédé de démodulation de l'invention. ! Dans les récepteurs mettant en œuvre l'invention, on notera en revanche que l'invention tient compte à la fois d'aspects relatifs à l'émission (la structure de la constellation mise en œuvre) et à la réception (le bruit gaussien). iIt will be noted that the invention does not suppose, according to this aspect, of a particular treatment on transmission (although an advantageous method of modulation is proposed subsequently). The same signal can therefore be processed on the one hand by conventional receivers, and on the other hand, more effectively, in terms of error rate and / or hooking, by receivers implementing the demodulation method of the invention. ! In receivers implementing the invention, it will be noted on the other hand that the invention takes into account both aspects relating to the transmission (the structure of the constellation implemented) and to the reception (the Gaussian noise) . i
Selon un mode de mise en œuvre préférentiel de l'invention, lejsdites i frontières de décision sont tracées dans le plan I/Q, de façon à associer à acun i desdits points de la constellation de modulation une région de décision correspondant à une portion dudit plan I/Q. La même approche peut bien sûr être adapter à d'autres représentations.According to a preferred embodiment of the invention, the j i decision boundaries are plotted in the I / Q plane, so as to associate with acun i of said points of the modulation constellation a decision region corresponding to a portion of said I / Q plan. The same approach can of course be adapted to other representations.
Préférentiellement, dans ce cas, lesdites frontières sont variables en fonction de variations dudit bruit additif gaussien. Il est ainsi possible d'optimiser la démodulation en fonction des conditions de réception. !Preferably, in this case, said boundaries are variable as a function of variations of said additive Gaussian noise. It is thus possible to optimize the demodulation as a function of the reception conditions. !
II
De façon avantageuse, ladite zone génératrice forme un disque, nt le rayon peut par exemple être proportionnel à l'écart-type dudit bruit additif gaussien. IAdvantageously, said generating zone forms a disc, nt the radius can for example be proportional to the standard deviation of said additive Gaussian noise. I
Préférentiellement, au moins un desdits disques est centré sur lej point correspondant de ladite constellation de modulation. !Preferably, at least one of said discs is centered on the corresponding point of said modulation constellation. !
On tient compte avantageusement d'au moins deux zones génératrices concentriques, pour tracer au moins une frontière pour au moins un desdits points de ladite constellation de modulation.Advantageously, at least two concentric generating zones are taken into account, in order to draw at least one border for at least one of said points of said modulation constellation.
Selon un mode de réalisation particulier, au moins une desdites frontières est une combinaison d'au moins une portion de frontière correspondant sensiblement à un bord de ladite surface balayée et d'au moins une portion linéaire correspondant à un axe de symétrie défini par ladite constellation deAccording to a particular embodiment, at least one of said borders is a combination of at least one border portion corresponding substantially to an edge of said scanned surface and at least one linear portion corresponding to an axis of symmetry defined by said constellation of
! modulation.! modulation.
Selon un mode de réalisation avantageux de l'invention, au moins une desdites zones génératrices n'est pas centrée sur le point correspondant de ladite constellation de modulation, de façon à simuler une modification de la constellation à l'émission. jAccording to an advantageous embodiment of the invention, at least one of said generating zones is not centered on the corresponding point of said modulation constellation, so as to simulate a modification of the constellation on transmission. j
Les points auxquels sont associés au moins une frontière adaptée en fonction de l'effet potentiel d'un décalage de phase comprennent au ψoins, préférentiellement, les points de la constellation les plus éloignés du centre dudit plan I/Q. ' The points which are associated with at least one border adapted as a function of the potential effect of a phase shift include at least, preferably, the points of the constellation most distant from the center of said I / Q plane. '
Il s'agit en effet des points les plus sensibles aux erreurs de phase.' Dans des modes de mise en œuvre simplifiée, on peut donc prévoir qu'ils soient les seuls concernés. ! Selon un mode de réalisation préférentiel, ladite constellation de modulation correspond à une modulation d'amplitude en quadrature (MAQ)j. i Notamment, dans le cas d'une modulation MAQ 16, onj met avantageusement en œuvre des frontières telles qu'illustrées en figures 5 ou 11 ou 13 (il est peu aisé et peu efficace de décrire mathématiquement ces frontières, alors que les figures permettent une compréhension directe. Pour cette raison, il est fait exceptionnellement référence aux figures dans la revendication correspondante).These are the points most sensitive to phase errors. ' In simplified modes of implementation, it can therefore be foreseen that they are the only ones concerned. ! According to a preferred embodiment, said constellation of modulation corresponds to an amplitude quadrature modulation (MAQ) j. i In particular, in the case of an MAQ 16 modulation, onj advantageously implements boundaries as illustrated in FIGS. 5 or 11 or 13 (it is not easy and ineffective to describe these boundaries mathematically, while the figures allow a direct understanding. For this reason, reference is made exceptionally to the figures in the corresponding claim).
Selon différents modes de réalisation, ledit signal reçu peut être un signal multiporteuse ou un signal monoporteuse. Il peut notamment s'agir d'un $ignal transmis par salves, pour lequel l'invention s'avère très intéressante.According to different embodiments, said received signal can be a multi-carrier signal or a single-carrier signal. It can in particular be an ignal $ transmitted by bursts, for which the invention proves to be very interesting.
Le procédé de démodulation de l'invention est avantageusement mis en œuvre lors d'une phase d'accrochage d'une boucle à verrouillage de phase, jThe demodulation method of the invention is advantageously implemented during an attachment phase of a phase locked loop, j
Il peut également être avantageusement mis en œuvre en régime continu de réception, après accrochage d'une boucle à verrouillage de phase, en permanence ou au moins en présence de fort bruit de phase. iIt can also advantageously be implemented in continuous reception mode, after hooking up a phase locked loop, permanently or at least in the presence of strong phase noise. i
Selon une caractéristique préférentielle de l'invention, on prévoit qμe, en présence d'un bruit additif gaussien supérieur à un seuil prédéterminé, lesdites frontières ne tiennent pas compte dudit effet potentiel du bruit de phase. On revient alors à la constellation classique. ; Selon un mode de réalisation particulier, le procédé de l'invention comprend les étapes suivantes : jAccording to a preferred characteristic of the invention, qμe is provided, in the presence of an additive Gaussian noise greater than a predetermined threshold, said boundaries do not take account of said potential effect of phase noise. We return to the classic constellation. ; According to a particular embodiment, the method of the invention comprises the following steps: j
- comparaison de ladite valeur reçue avec un premier jeu de frontières, dites classiques,formées de façon à maximiser les distances entre lesdits i points de ladite constellation, de façon à prendre une première décision sur le point émis correspondant à ladite valeur reçue ;- Comparison of said received value with a first set of so-called conventional boundaries, formed so as to maximize the distances between said i points of said constellation, so as to take a first decision on the transmitted point corresponding to said received value;
- mesure de l'amplitude de la valeur reçue, par rapport au centre de ladite constellation ;- measurement of the amplitude of the value received, relative to the center of said constellation;
- mesure du rapport signal à bruit ; !- measurement of the signal to noise ratio; !
- modification éventuelle de ladite première décision, en fonction de ladite amplitude et dudit rapport signal à bruit, de façon à fournir une seconde décision basée sur lesdites frontières tenant compte de l'effet potentiel d'un décalage de phase ; j- possible modification of said first decision, as a function of said amplitude and of said signal to noise ratio, so as to provide a second decision based on said boundaries taking into account the potential effect of a phase shift; j
- le cas échéant, levée de l'ambiguïté entre au moins deux points de ladite constellation de modulation, en fonction d'une mesure de la position angulaire de ladite valeur reçue.- Where appropriate, removal of the ambiguity between at least two points of said modulation constellation, as a function of a measurement of the angular position of said received value.
L'invention concerne également un procédé de modulation d'un signal numérique mettant en œuvre une constellation de modulation, selon leqμel la j position d'au moins un des points de ladite constellation de modulation est choisie en tenant compte de l'effet potentiel d'une rotation de phase sur ce dernier, de façon à augmenter la probabilité de démodulation correcte de la valeur reçue correspondante, après transmission via un canal de transmission susceptible d'induire ladite rotation de phase. ' The invention also relates to a method of modulating a digital signal implementing a modulation constellation, according to which the position of at least one of the points of said modulation constellation is chosen taking into account the potential effect d 'a phase rotation on the latter, so as to increase the probability of correct demodulation of the corresponding received value, after transmission via a transmission channel capable of inducing said phase rotation. '
comprenant des moyens d'association à chaque valeur reçue dudit signal reçu d'un point de la constellation de la modulation correspondante, en fonction de frontières de décision, tracées en fonction d'au moins une caractéristique de phase et/ou d'amplitude de ladite modulation, de façon à associer à chacun desdits points de la constellation une région de décision correspondante, j comprising means for associating with each received value of said signal received from a point in the constellation of the corresponding modulation, as a function of decision boundaries, plotted as a function of at least one phase characteristic and / or amplitude of said modulation, so as to associate with each of said points of the constellation a corresponding decision region, j
Selon l'invention, au moins une desdites frontières est adaptée en tenant compte d'une part de l'effet potentiel d'un décalage de phase sur au moins un desdits points de la constellation de modulation, et d'autre part de l'effet potentiel d'un bruit additif gaussien appliqué audit point, ledit bruit additif gaussien étant représenté par une surface génératrice associée audit point, et ledit décalage de phase par une rotation sur une plage angulaire fonction de symétries définies par ladite modulation, de façon à définir une surface balayée par ladite zone génératrice, ladite frontière étant choisie de façon que ladite surface balayée appartienne essentiellement à la région de décision associée au point de la constellation de modulation correspondant. |According to the invention, at least one of said boundaries is adapted taking into account on the one hand the potential effect of a phase shift on at least one of said points of the modulation constellation, and on the other hand potential effect of additive Gaussian noise applied to said point, said additive noise Gaussian being represented by a generating surface associated with said point, and said phase shift by a rotation over an angular range as a function of symmetries defined by said modulation, so as to define a surface swept by said generating zone, said boundary being chosen so that said scanned surface essentially belongs to the decision region associated with the point of the corresponding modulation constellation. |
L'invention concerne également un système de transmission d'au moins un signal numérique, d'au moins un émetteur vers au moins un récepteur, mettant en œuvre des moyens de modification de la constellation de modulation à l'émission et/ou à la réception, et/ou des moyens de modification des frontières de décision correspondantes, en tenant compte d'une part de l'effet potentiel d'un décalage de phase sur au moins un desdits points de la constellation de modulation, et d'autre part de l'effet potentiel d'un bruit additif gaussien appliqué audit point, ledit bruit additif gaussien étant représenté par une surface génératrice associée audit point, et ledit décalage de phase par une rotatiqn sur une plage angulaire fonction de symétries définies par ladite modulation, de façon à définir une surface balayée par ladite zone génératrice, ladite frontière étant choisie de façon que ladite surface balayée appartienne essentiellement à la région de décision associée au point de la constellation de modulation correspondant. !The invention also relates to a system for transmitting at least one digital signal, from at least one transmitter to at least one receiver, using means for modifying the modulation constellation on transmission and / or on reception, and / or means for modifying the corresponding decision boundaries, taking into account on the one hand the potential effect of a phase shift on at least one of said points of the modulation constellation, and on the other hand of the potential effect of an additive Gaussian noise applied to said point, said additive Gaussian noise being represented by a generating surface associated with said point, and said phase shift by a rotation over an angular range as a function of symmetries defined by said modulation, of so as to define a surface swept by said generating area, said border being chosen so that said swept surface essentially belongs to the decision region ass associated with the point of the corresponding modulation constellation. !
L'invention concerne enfin également un signal numérique mettant en œuvre une constellation de modulation, dans laquelle la position d'au moins un des points est choisie en tenant compte de l'effet potentiel d'une rotatipn de phase sur ce dernier, de façon à augmenter la probabilité de démodulation correcte de la valeur reçue correspondante, après transmission via un canal de transmission susceptible d'induire ladite rotation de phase.Finally, the invention also relates to a digital signal implementing a modulation constellation, in which the position of at least one of the points is chosen taking into account the potential effect of a phase rotation on the latter, so increasing the probability of correct demodulation of the corresponding received value, after transmission via a transmission channel capable of inducing said phase rotation.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante de modes de réalisation préférentiels de l'invention, donnés à titre de simples exemples illustratifs, et des dessins annexés, parmi lesquels : la figure 1, déjà discutée en préambule, illustre une constellation de modulation MAQ16, et le principe de sa démodulation selon l'art antérieur ; la figure 2 présente, sous la forme d'un synoptique, un système numérique de synchronisation, connu en soi ; la figure 3 illustre la caractéristique du détecteur de la 2 à Other characteristics and advantages of the invention will appear on reading the following description of preferred embodiments of the invention, given by way of simple illustrative examples, and of the appended drawings, among which: FIG. 1, already discussed in the preamble, illustrates a constellation of MAQ16 modulation, and the principle of its demodulation according to the prior art; Figure 2 shows, in the form of a block diagram, a digital synchronization system, known per se; Figure 3 illustrates the characteristic of the detector from 2 to
ESN0 = 19 dB, selon la technique de l'art antérieur ; ; la figure 4 est un synoptique général de mise en œuvre de l'invention ; '< - la figure 5 représente le premier quadrant d'une constellationE S N 0 = 19 dB, according to the technique of the prior art; ; Figure 4 is a general block diagram of implementation of the invention; ' <- figure 5 represents the first quadrant of a constellation
MAQ 16, utilisant des frontières de décision modifiées selon un premier mode de réalisation de l'invention ; la figure 6 illustre un exemple de mise en œuvre de démodulation à l'aide des frontières de la figure 5 ; la figure 7 illustre la caractéristique d'un détecteur de phase mettant en œuvre les frontières de décision de la figure 5, àMAQ 16, using modified decision boundaries according to a first embodiment of the invention; FIG. 6 illustrates an example of implementation of demodulation using the borders of FIG. 5; FIG. 7 illustrates the characteristic of a phase detector implementing the decision boundaries of FIG. 5,
E N0 = 19 dB ; la figure 8 présente le premier quadrant d'une constellationEN 0 = 19 dB; Figure 8 shows the first quadrant of a constellation
MAQ 16 modifiée à l'émission, selon l'invention ; i - la figure 9 est une comparaison des tolérances à une erreur de phase pour la constellation MAQ 16 classique et la constellation de la figure 8 ; la figure 10 illustre la caractéristique d'un détecteur de phase àMAQ 16 modified on transmission, according to the invention; i - figure 9 is a comparison of the tolerances to a phase error for the constellation MAQ 16 classic and the constellation of figure 8; FIG. 10 illustrates the characteristic of a phase detector at
E N0 = 19 dB, lorsque l'on utilise la constellation de la figure 8 ; - la figure 11 présente le premier quadrant de réception d'une constellation MAQ 16 modifiée comme illustré en figurej 8 et présentant des frontières modifiées selon l'invention ; la figure 12 illustre la caractéristique d'un détecteur de phase àEN 0 = 19 dB, when using the constellation of figure 8; - Figure 11 shows the first quadrant of reception of a QAM 16 constellation modified as illustrated in figurej 8 and presenting modified borders according to the invention; FIG. 12 illustrates the characteristic of a phase detector at
E NQ = 19 dB, dans le cas d'une décision basée sur la figure 11 ; la figure 13 présente le premier quadrant de réception d'une constellation MAQ 16, utilisant des frontières modifiées Iselon l'invention et une simulation de modification de la constellation à l'émission ; ! - la figure 14 illustre la caractéristique d'un détecteur de phase àE NQ = 19 dB, in the case of a decision based on Figure 11; FIG. 13 shows the first quadrant of reception of an MAQ 16 constellation, using modified boundaries according to the invention and a simulation of modification of the constellation on transmission; ! - Figure 14 illustrates the characteristic of a phase detector to
E N0 = 19 dB dans le cas d'une décision basée sur la figure 13. 1- La structure du système de synchronisationEN 0 = 19 dB in the case of a decision based on figure 13. 1- The structure of the synchronization system
À titre d'exemple de mise en oeuvre, on présente en figure 2 un système numérique de synchronisation de porteuse d'un récepteur mettant en œu-vre un algorithme à Décision Dirigée (DD) dérivant de l'application du critère du maximum de vraisemblance (ML pour "Maximum Likelihood" en anglo- américain) reposant sur une structure bouclée ("Feedback" : FB) et sut une récupération préalable du rythme (T). ;As an example of implementation, a digital carrier synchronization system of a receiver is presented in FIG. 2 implementing a Directed Decision (DD) algorithm derived from the application of the maximum likelihood criterion. (ML for "Maximum Likelihood" in Anglo-American) based on a looped structure ("Feedback": FB) and knew a prior recovery of the rhythm (T). ;
La structure du système résulte de la dérivation par rapport à l'erreur de phase du critère de Maximum de vraisemblance A Posteriori [l] j (par simplification, l'ensemble des documents cités dans la présente demande de brevet sont regroupés dans l'annexe 1). Ce système porte le nom de DDML i FBT et est composé de trois éléments : un détecteur de phase 21, un filtre de boucle 22 et un intégrateur 23, ainsi que cela est illustré en figure 2. Néanmoins, les solutions de l'invention peuvent s'appliquer dans to JS les systèmes numériques de synchronisation de porteuse s' appuyant sur un algorithme à Décision Dirigée, qui utilise une estimation des symboles reçus.The structure of the system results from the derivation from the phase error of the criterion of Maximum likelihood A Posteriori [l] j (for simplification, all the documents cited in this patent application are grouped in the appendix 1). This system is called DDML i FBT and is composed of three elements: a phase detector 21, a loop filter 22 and an integrator 23, as illustrated in FIG. 2. However, the solutions of the invention can apply in to JS digital carrier synchronization systems based on a Directed Decision algorithm, which uses an estimation of the symbols received.
On ne discute pas en détail les autres éléments de cette figure 2, connue en soi. Le signal émis s(t) est reçu sous la forme r(t), après transmission via un canal de transmission 24. Ce signal reçu est échantillonné (25) puis démodulé, à l'aide d'un multiplieur 26 contrôlé par l'intégrateur 23. On sépare du signal démodulé w(k) les parties réelle (27) et imaginaire (28). Elles permettent une comparaison avec la constellation d'origine (29, 210), et alimentent le détecteur de phase 21. Le rôle du détecteur de phase 21 auquel on s'intéresse plus particulièrement dans le cadre de la présente invention, est de fourni)" une information représentative de l'erreur de phase. Cette information est ensuite filtrée (22) puis intégrée (23) dans la boucle afin de générer la correction de phase θ à apporter au signal.The other elements of this figure 2, known per se, are not discussed in detail. The transmitted signal s (t) is received in the form r (t), after transmission via a transmission channel 24. This received signal is sampled (25) then demodulated, using a multiplier 26 controlled by the integrator 23. The real (27) and imaginary (28) parts are separated from the demodulated signal w (k). They allow a comparison with the original constellation (29, 210), and supply the phase detector 21. The role of the phase detector 21 which is of particular interest in the context of the present invention is to provide) "information representative of the phase error. This information is then filtered (22) and then integrated (23) in the loop in order to generate the phase correction θ to be made to the signal.
1.1 Le détecteur de phase1.1 The phase detector
rendre par exemple les expressions suivantes [2] : ε1(k) = l [d k)w(k)] ε2(k) = Im csgn[w*(£)]w(£)l ε3 (k) = Im w* (k)c sgn w(k) - d(k) render for example the following expressions [2]: ε 1 (k) = l [dk) w (k)] ε 2 (k) = Im csgn [w * (£)] w (£) l ε 3 (k) = Im w * (k) c sgn w (k) - d (k)
(&)] j où csgn(.x) = sgn[Re[Λ:] + jsgn[lm[Λ;]]j(&)] j where csgn (.x) = sgn [Re [Λ:] + jsgn [lm [Λ;]] j
L'étude des caractéristiques des détecteurs de phase réalisée par D. Mottier [1] conduit à retenir le détecteur ε4( )pour ses bonnes propriétés dans le cas des modulations de type MAQ. C'est donc ce détecteur associé a une MAQ 16 qui est pris comme exemple par la suite. Cependant, le procédé décrit ci-après s'applique quel que soit le type de détecteur choisi et quel que soit l'ordre de la constellation MAQ.The study of the characteristics of the phase detectors carried out by D. Mottier [1] leads to retain the detector ε 4 () for its good properties in the case of QAM type modulations. It is therefore this detector associated with an MAQ 16 which is taken as an example later. However, the method described below applies regardless of the type of detector chosen and regardless of the order of the MAQ constellation.
La caractéristique du détecteur retenu associé à une MAQ 16 et pour un rapport signal à bruit E N0 = 19 dB est représenté en figure 3. L'organe de décision permettant de générer les symboles estimés d(k) utilise les frontières de décision classiques F0 de la constellation C0 relatives à la MAQ16. ;Cette caractéristique révèle les propriétés intrinsèques du détecteur de phase suivantes : -The characteristic of the selected detector associated with an MAQ 16 and for a signal to noise ratio EN 0 = 19 dB is represented in FIG. 3. The decision making it possible to generate the estimated symbols d (k) uses the conventional decision boundaries F 0 of the constellation C 0 relating to the MAQ16. ; This characteristic reveals the intrinsic properties of the following phase detector: -
Ceci permet entre autres d'étudier uniquement un seul quadrant de la modulation utilisée ; ses faux points d'accrochage : aucun. En effet, il y a faux point d'accrochage lorsque la sortie du détecteur s'annule et qu'elle présente une pente de même signe que celle à l'origine alors que l'erreur de phase n'est pas nulle ; sa plage linéaire 31 : 0.2 radians (11.5 degrés). Dans la plage linéaire à l'origine de la caractéristique, le détecteur délivre; une information ε( )représentative de l'erreur de phase. Ainsi, plus la longueur de la plage linéaire est importante, plus le détecteur est capable de rendre compte d'une grande erreur de phase. Ceci permet donc de diminuer la probabilité de décrochage du système de synchronisation en présence d'un bruit de phase. De plus, la taille de la plage linéaire détermine la capacité d'accrochage de la boucle en présence d'un écart de fréquence ; son gain : Kd = 1.2. Le gain du détecteur est défini comme étant la pente de la plage linéaire à l'origine. Plus Kd st élevé, plus la valeur de ε( )représente une information univoque représentative de l'erreur de phase.This allows among other things to study only a single quadrant of the modulation used; its false attachment points: none. Indeed, there is a false hooking point when the output of the detector is canceled and it has a slope of the same sign as that at the origin while the phase error is not zero; its linear range 31: 0.2 radians (11.5 degrees). In the linear range at the origin of the characteristic, the detector delivers; information ε () representative of the phase error. Thus, the greater the length of the linear range, the more the detector is capable of accounting for a large phase error. This therefore makes it possible to reduce the probability of the synchronization system dropping out in the presence of phase noise. In addition, the size of the linear range determines the hooking capacity of the loop in the presence of a frequency difference; its gain: K d = 1.2. The gain of the detector is defined as the slope of the linear range at the origin. The higher K d is, the more the value of ε () represents unequivocal information representative of the phase error.
Le détecteur de phase est sensible au niveau de bruit du signal d'entrée. Lorsque le bruit augmente, sa plage de linéarité décroît ainsi que son gain. En revanche, le bruit minimise dans certains cas la probabilité de présence dé faux points d'accrochage. Caractérisation de la boucle Sous l'hypothèse de normalisation du gain Kd du détecteur et du gain K0 de l'intégrateur, la relation de mise à jour de la phase estimée s'écrit :The phase detector is sensitive to the noise level of the input signal. As the noise increases, its linearity range decreases as does its gain. On the other hand, noise in certain cases minimizes the probability of the presence of false attachment points. Characterization of the loop Under the assumption of normalization of the gain K d of the detector and of the gain K 0 of the integrator, the update relationship of the estimated phase is written:
où et β sont les coefficients positifs du filtre de la boucle. where and β are the positive coefficients of the loop filter.
Généralement, les systèmes de récupération de porteuse utilisent une structure bouclée de second ordre [3]. Pour cette raison, et encore une fois sans que ceci ne soit restrictif, c'est cette structure qui est retenue dans les exemples décrits par la suite.Generally, carrier recovery systems use a second order looped structure [3]. For this reason, and once again without this being restrictive, it is this structure which is retained in the examples described below.
Dans ce cas, la fonction de transfert en boucle fermée peut s'exprimer sous la forme : ' n(7λ = z- (i - z-l) + β) ;In this case, the closed loop transfer function can be expressed in the form: ' n (7λ = z- (i - z- l ) + β);
* } (l - z-l)2 + z~l(a(l - z-l) + β* } (l - z- l ) 2 + z ~ l (a (l - z- l ) + β
La structure de la boucle de second ordre peut être définie par' deux paramètres plus significatifs que α et β . Le facteur d'amortissement ξ est un paramètre de stabilité déterminant les oscillations de la courbe de la phase estimée θ(k). Pour garantir la stabilité de la boucle, il est d'usage de prendre <!; = 0.707 [4]. Par ailleurs, on utilise comme paramètre la bande équivalente de bruit monolatérale de la boucle Bt que l'on normalise par rapport à la durée des symboles Ts. Plus la valeur de B{TS est élevée, plus grande 'est la vitesse d'accrochage mais plus la boucle génère une estimée θ(k) bruitée. L'expression de B Tsest définie par :The structure of the second-order loop can be defined by ' two more significant parameters than α and β. The damping factor ξ is a stability parameter determining the oscillations of the curve of the estimated phase θ (k). To guarantee the stability of the loop, it is customary to take <!; = 0.707 [4]. Furthermore, the equivalent monolateral noise band of the loop B t is used as a parameter, which is normalized with respect to the duration of the symbols T s . The higher the value of B { T S , the greater the hooking speed but the more the loop generates a noisy estimate θ (k). The expression of BT s is defined by:
Les coefficients α et β se déduisent des paramètres de la boucle comme suit :The coefficients α and β are deduced from the parameters of the loop as follows:
Les performances en mode d'accrochage de la solution classique utilisantThe performance in hanging mode of the conventional solution using
! un organe de décision basé sur la constellation C0 et les frontières de décision F0 i sont présentées dans le tableau 1 pour E/N0 = 19 dB. Les temps d'accrochage ont été mesurés dans le cas d'un offset de fréquence Δf0 = 134 kHz et pour différentes valeurs de la bande équivalente de bruit normalisée Bfc. Il apparaît, comme nous l'avions précédemment indiqué, une diminution des temps d'accrochage lorsque BtTs augmente.! a decision-making body based on the constellation C 0 and the decision boundaries F 0 i are presented in table 1 for E / N 0 = 19 dB. The latching times were measured in the case of a frequency offset Δf 0 = 134 kHz and for different values of the equivalent equivalent noise band Bfc. It appears, as we had previously indicated, a decrease in latching times when B t T s increases.
Organe de Bt. T=5.10 - B, 7 1.10-: B, T=5.10 décisionOrgan of B t . T = 5.10 - B, 7 1.10- : B, T = 5.10 decision
Co Qt F0 745000 T, 53000 T. 3607 TAB. 1. Performances du système de synchronisation classique en présence d'un offset de fréquence Δ 0 = 134 kHz etpourE/N0=19 dB.Co Qt F 0 745,000 T, 53,000 T. 3,607 TAB. 1. Performance of the conventional synchronization system in the presence of a frequency offset Δ 0 = 134 kHz and for E / N 0 = 19 dB.
2. Présentation de l'invention2. Presentation of the invention
Afin de présenter des résultats numériques homogènes, les exemples relatifs aux modifications apportées prennent les paramètres reportés dans le tableau 2. Il s'agit, bien entendu, d'un exemple non limitatif.In order to present homogeneous numerical results, the examples relating to the modifications made take the parameters given in table 2. This is, of course, a non-limiting example.
2.1 Premier mode de réalisation : Modification des frontières de décision Il est possible d'améliorer la tolérance à une erreur de phase au moins pour certains symboles de la constellation C0 en modifiant les frontières de décision. Avantageusement, toute modification des frontières de décision résulte d'un compromis entre la tolérance vis-à-vis du bruit gaussien et vis-à-vis d'une erreur de phase.2.1 First embodiment: Modification of decision boundaries It is possible to improve the tolerance to a phase error at least for certain symbols of the constellation C 0 by modifying the boundaries of decision. Advantageously, any modification of the decision boundaries results from a compromise between the tolerance with respect to Gaussian noise and with respect to a phase error.
2.1.1 Principe 2.1.1.1 Principe général (figure 4)2.1.1 Principle 2.1.1.1 General principle (Figure 4)
La figure 4 est un synoptique simplifié illustrant le principe général d'un mode de réalisation de l'invention.Figure 4 is a simplified block diagram illustrating the general principle of an embodiment of the invention.
A chaque point de la constellation (ou au moins à certains points, etAt each point of the constellation (or at least at certain points, and
Cette zone génératrice 55 peut être un cercle, mais d'autres formes peuvent également être envisagées. Dans ce cas, le rayon du cercle est avantageusement fonction de l'écart-type σ du bruit additif gaussien 42. En d'autres termes, le système est adaptatif, en fonction du niveau de bruit gaussienThis generating area 55 can be a circle, but other shapes can also be envisaged. In this case, the radius of the circle is advantageously a function of the standard deviation σ of the Gaussian additive noise 42. In other words, the system is adaptive, as a function of the level of Gaussian noise
42 (bien entendu, dans une version simplifiée, les frontières peuvent être f}gées, et correspondre à une situation moyenne). !42 (of course, in a simplified version, the borders can be frozen, and correspond to an average situation). !
II
L'information sur le bruit additif peut être obtenue par diverses méthodes connues, et par exemple par l'analyse du signal reçu pendant une période pendant laquelle aucun signal n'est émis ou pendant laquelle un signal de référence (connu du récepteur) est émis.Information on additive noise can be obtained by various known methods, for example by analyzing the signal received during a period during which no signal is transmitted or during which a reference signal (known to the receiver) is transmitted .
Plusieurs zones génératrices 56, 57 (figure 5) (par exemple deux, correspondant à des cercles de rayon σ et 2σ) sont avantageusement pris en compte, pour au moins certains des points, pour optimiser les frontières. Elles peuvent être concentriques ou non.Several generating zones 56, 57 (FIG. 5) (for example two, corresponding to circles of radius σ and 2σ) are advantageously taken into account, for at least some of the points, to optimize the borders. They can be concentric or not.
Les zones génératrices peuvent être centrées sur le point de la constellation ou décalées par rapport à celui-ci (troisième mode de réalisation).The generating zones can be centered on the point of the constellation or offset from it (third embodiment).
Une fois ces zones génératrices obtenues, on leur applique (43) une rotation 58, de façon à définir une surface balayée 59, représentative de l'effet potentiel d'une rotation de phase. Cette rotation étant appliquée à la ; zone génératrice, la surface balayée est donc représentative d'une part de l'effet du bruit additif gaussien et d'autre part de l'effet d'une rotation de phase. >Once these generating zones have been obtained, a rotation 58 is applied to them (43) so as to define a swept surface 59 representative of the potential effect of a phase rotation. This rotation being applied to the; zoned generating, the swept surface is therefore representative on the one hand of the effect of additive Gaussian noise and on the other hand of the effect of a phase rotation. >
La plage de rotation appliquée à chacune des zones génératrices est fonction des symétries induites par la constellation. Ainsi, en se référant à l'exemple de la figure 5, les points 51 et 52 subiront une rotation de π!2- En revanche, les points 53 et 54, qui sont deux sur le même rayon, subiront une rotation de π/4. ;The range of rotation applied to each of the generating zones is a function of the symmetries induced by the constellation. Thus, with reference to the example of FIG. 5, the points 51 and 52 will undergo a rotation of π! 2- On the other hand, the points 53 and 54, which are two on the same radius, will undergo a rotation of π / 4. ;
On obtient ainsi une série de tracés de portion de cercles 5101, 5102, 5103 correspondant à des bords des surfaces balayées. i A partir de ces éléments, on définit (44) des frontières adaptées 511, qui permettent une démodulation plus efficace, en présence de bruit de phase, et donc notamment un meilleur accrochage du système de synchronisation. Ainsi, par exemple, la valeur reçue 512 sera correctement associée au point 52, alors qu'elle serait, selon la technique classique, associée de façon erronée au point 53.This gives a series of portion plots of circles 5101, 5102, 5103 corresponding to the edges of the scanned surfaces. i From these elements, we define (44) adapted boundaries 511, which allow more efficient demodulation, in the presence of phase noise, and therefore in particular better attachment of the synchronization system. Thus, for example, the value received 512 will be correctly associated with point 52, whereas it would, according to the conventional technique, be mistakenly associated with point 53.
Les frontières sont formées à partir d'arcs de cercle 5101, 5102 et] 5103 de portions de droite 5131, 5132 correspondant à des plans médiateurs ; entre points, ou symboles, dans la constellation.The borders are formed from circular arcs 5101, 5102 and] 5103 of straight portions 5131, 5132 corresponding to mediating planes; between points, or symbols, in the constellation.
Bien entendu, ces frontières peuvent être légèrement modifiées. Par exemple, si cela simplifie la mise en œuvre, on peut choisir de linéariser tout ou partie des arcs de cercle. j iOf course, these borders can be slightly modified. For example, if this simplifies the implementation, we can choose to linearize all or part of the arcs of a circle. i
2.1.2 Exemple détaillé (figure 5) j i2.1.2 Detailed example (Figure 5) j i
La figure 5 illustre la mise en œuvre d'un tel compromis dans le caέ d'un rapport signal à bruit E/N0 = 19 dB. Les symboles du premier quadrant de la constellation C0 sont représentés par les points (+a,+a),(+3a,+a),(+a,+3a) et (+3a,+3a) où a = 1/ /Ï0 est le facteur de normalisation de l'énergie. JFIG. 5 illustrates the implementation of such a compromise in the caέ of a signal to noise ratio E / N 0 = 19 dB. The symbols of the first quadrant of the constellation C 0 are represented by the points (+ a, + a), (+ 3a, + a), (+ a, + 3a) and (+ 3a, + 3a) where a = 1 / / Ï0 is the energy normalization factor. J
La prise en compte de l'erreur de phase en présence d'un Bruit BlancTaking into account the phase error in the presence of a White Noise
Additif Gaussien (BBAG) pour l'estimation des symboles reçus conduit à définir les régions de décision délimitées par des arcs de cercles et des plans médiateurs entre les symboles situés à une même distance du centre de la constellation. Ces nouvelles zones résultent du déplacement des symboles suivant un cercle en présence d'erreur de phase.Gaussian additive (BBAG) for the estimation of the symbols received leads to defining the decision regions delimited by arcs of circles and mediating planes between the symbols located at the same distance from the center of the constellation. These new areas result from moving the symbols along a circle in the presence of phase error.
A titre d'exemple, les cercles centrés sur les symboles de la constellation ont pour rayon r = σ et r = 2σ où σ est l'écart type du bruit additif gaussien (d'autres valeurs du type .σ peuvent être utilisées). La probabilité qu'un symbole affecté du bruit gaussien se trouve dans le cercle de rayon σ ≥st de l'ordre de 90%. On adapte ainsi les frontières de décision de telle façon que la tolérance à une erreur de phase soit maximale pour tous les symboles bruitésAs an example, the circles centered on the symbols of the constellation have the radius r = σ and r = 2σ where σ is the standard deviation of the additive Gaussian noise (other values of type .σ can be used). The probability that a symbol affected by Gaussian noise is in the circle of radius σ ≥st on the order of 90%. We thus adapt the decision boundaries so that the tolerance to a phase error is maximum for all noisy symbols
! contenus dans le cercle de rayon σ ou dans le cercle de rayon 2σ lorsque cela est possible.! contained in the circle of radius σ or in the circle of radius 2σ when possible.
On constate que les frontières modifiées affectent plus particulièrement les prises de décision relatives aux symboles externes de la constellation qui sont les plus sensibles aux erreurs de phase.It can be seen that the modified boundaries more particularly affect the decision-making relating to the external symbols of the constellation which are the most sensitive to phase errors.
Il faut noter cependant qu'il existe une limite à l'application 'de ce principe : la valeur maximale de l'écart type du bruit gaussien doit être inférieur à α/2(si 2a est la distance minimale entre symboles). Cette limite d'application se traduit dans le cas d'une MAQ16 par un rapport signal à bruit minimal de 16 dB.It should be noted however that there is a limit to the application of this principle: the maximum value of the standard deviation of the Gaussian noise must be less than α / 2 (if 2a is the minimum distance between symbols). This application limit results in the case of a QAM16 by a minimum signal to noise ratio of 16 dB.
2.1.3 Exemple de mise en œuyre. La mise en œuvre d'une démodulation utilisant ce principe peut se décomposer en deux parties distinctes, comme illustré en figure 6.2.1.3 Example of implementation. The implementation of a demodulation using this principle can be broken down into two distinct parts, as illustrated in FIG. 6.
La première étape consiste en une démodulation classique 61 (selon la figure 1) qui, à un symbole reçu w(k), associe le symbole d(k)de la constellation C0 le plus proche : ceci est équivalent à la prise de décision par rapport aux frontières classiques F0.The first step consists of a conventional demodulation 61 (according to FIG. 1) which, with a received symbol w (k), associates the symbol d (k) of the nearest constellation C 0 : this is equivalent to decision-making with respect to the classical boundaries F 0 .
La deuxième étape consiste à appliquer un algorithme 62, que i on annotera MA, effectuant une seconde décision à partir du résultat de la démodulation classique d(k) et du symbole reçu w(k). Cet algorithme utilise comme paramètres le mapping 63 de la constellation ainsi que le rapport signal à bruit 64. Grâce à ces deux paramètres, il est alors possible de prendrje une seconde décision sur le symbole reçu w(k) en appliquant les rrontièfes de décision modifiées relatives au premier symbole estimé d( k) notées FôMA et représentées en trait continu sur la figure 5 (5103, 5132, 5101, 5131, 5102);.The second step consists in applying an algorithm 62, which i will annotate M A , making a second decision from the result of the classical demodulation d (k) and the received symbol w (k). This algorithm uses as parameters the mapping 63 of the constellation as well as the signal to noise ratio 64. Thanks to these two parameters, it is then possible to take a second decision on the symbol received w (k) by applying the modified decision rrontièfes relating to the first estimated symbol d (k) denoted FôM A and represented in solid line in FIG. 5 (5103, 5132, 5101, 5131, 5102); .
En pratique, il est en effet plus judicieux de procéder ainsi en deux étapes car lors de la seconde étape, il est nécessaire de s'intéresser aux frontières modifiées selon l'algorithme MA relatives uniquement au symbole d(k) estimé lors de la premières étape.In practice, it is indeed more judicious to proceed thus in two stages because during the second stage, it is necessary to be interested in the borders modified according to the algorithm M A relating only to the symbol d (k) estimated during the first steps.
Il suffit de prendre en compte seulement l'amplitude de la valeur reçue, et le cas échéant (s'il y a ambiguïté entre deux symboles possibles de même amplitude), le déphasage de cette valeur.It suffices to take into account only the amplitude of the value received, and if necessary (if there is ambiguity between two possible symbols of the same amplitude), the phase shift of this value.
Le résultat de cette opération fournit un symbole estimé final dM(k). Si le symbole reçu w(k) appartient à la région de décision modifiée du premier symbole estimé d(k) alors dM(k) = d(k) sinon dM (k) ≠ d(k) . jThe result of this operation provides a final estimated symbol d M (k). If the received symbol w (k) belongs to the modified decision region of the first estimated symbol d (k) then d M (k) = d (k) otherwise d M (k) ≠ d (k). j
2.1.4 Caractéristique du détecteur ! La caractéristique du détecteur qui utilise les symboles estimés d(k) issus de l'organe de décision modifié (C0, est représentée figure 7 pour E/N0 = 19 dB.2.1.4 Characteristic of the detector! The characteristic of the detector which uses the estimated symbols d (k) from the modified decision-making organ (C 0 , is shown in Figure 7 for E / N 0 = 19 dB.
On observe une augmentation de la plage linéaire pour la solution proposée (3 radians soit 17.2 degrés) par rapport à celle relevée dans le cas d'une solution classique (2 radians soit 11.5 degrés).There is an increase in the linear range for the proposed solution (3 radians or 17.2 degrees) compared to that noted in the case of a conventional solution (2 radians or 11.5 degrees).
2.1.5 - Performances Les performances en mode d'accrochage du système de synchronisation basé sur l'organe de décision modifié qui utilise la constellation C0 associée à des frontières de décision FoMA sont présentées dans le tableau 3. Ces performances ont été obtenues pour un offset de fréquence Af0 = 134 kHz un rapport signal à bruit E N0 = 19 dB et pour différentes valeurs de BTS.2.1.5 - Performances The performances in attachment mode of the synchronization system based on the modified decision organ which uses the constellation C 0 associated with decision boundaries FoM A are presented in table 3. These performances have been obtained for a frequency offset Af 0 = 134 kHz a signal to noise ratio EN 0 = 19 dB and for different values of BT S.
On constate que la modification des frontières utilisées par l'organe de décision permet de diminuer les temps d'accrochage d'un facteur 2.5 pourWe note that the modification of the boundaries used by the decision-making body makes it possible to reduce the attachment times by a factor of 2.5 for
BtTs = 5.10~ à un facteur 4.5 pour B{TS = 5.10" B t T s = 5.10 ~ at a factor of 4.5 for B {T S = 5.10 "
2.2 Deuxième mode de réalisation : Modification de la constellation à l'émission.2.2 Second embodiment: Modification of the constellation on transmission.
2.2.1 Principe2.2.1 Principle
Les inventeurs ont remarqué qu'en translatant le symbole externe, de la position (+3a, +3a) à la position (+ (3+x) a, + (3+x) a), il est alors pojssible d'augmenter la tolérance à une erreur de phase associée à ce symbole. jDe la même façon, en translatant les symboles croisés des positions (+3a,+a) et (+a,The inventors have noticed that by translating the external symbol, from position (+ 3a, + 3a) to position (+ (3 + x) a, + (3 + x) a), it is then possible to increase tolerance to a phase error associated with this symbol. jLikewise, by translating the crossed symbols of the positions (+ 3a, + a) and (+ a,
+3a) aux positions respectives (+ (3-y)a, +a) et (+a, +(3-y)a ) nous améliorons la tolérance à une erreur de phase associée à ces symboles. Afin de travailler à facteur de normalisation constant a = l/^/ÎÔ, les inventeurs ont vérifié qjue les valeurs de x et y doivent vérifier la condition suivante : 6x +X2 = 6y -y2 + 3a) at the respective positions (+ (3-y) a, + a) and (+ a, + (3-y) a) we improve the tolerance to a phase error associated with these symbols. In order to work at a constant normalization factor a = l / ^ / ÎÔ, the inventors have checked qjue the values of x and y must check the following condition: 6x + X 2 = 6y -y 2
La démonstration correspondante est fournie en annexe 2.The corresponding demonstration is provided in Annex 2.
Pour les faibles valeurs de x et y, cette relation peut être approximée par x≈y. Nous choisirons d'ailleurs de faibles valeurs afin de ne pas trop dégrader les performances en présence de bruit additif gaussien. Par souci de lisibilité; nous identifierons la constellation classique par le label C0 et la constellation modifiéeFor low values of x and y, this relation can be approximated by x≈y. We will also choose low values so as not to degrade performance too much in the presence of additive Gaussian noise. For the sake of readability; we will identify the classical constellation by the label C 0 and the modified constellation
I présentée figure 8 par le label . La constellation C} a été déterminée en prenant x=y=0.1. Elle est donc définie par les symboles 81 à 84 de son premier quadrant (+a, +a), (+2.9a, +a), (+a, +2.9a) et (+3. la, +3. la). On constatera que les nouvelles positions des symboles entraînent une légère modification des frontières 85 de décision qu'on annotera F, par opposition aux frontières classiques F0 d'une constellation C0. La figure 9 représente les tolérances aux erreurs de phase des différents symboles d'une constellation classique C0 et de la constellation modifiée C}. Elle met en évidence de meilleures tolérances dans le cas de la constellation C}.I presented figure 8 by the label. The constellation C } was determined by taking x = y = 0.1. It is therefore defined by the symbols 81 to 84 of its first quadrant (+ a, + a), (+ 2.9a, + a), (+ a, + 2.9a) and (+3. La, +3. La ). It will be noted that the new positions of the symbols cause a slight modification of the decision boundaries 85 which will be annotated F, as opposed to the conventional boundaries F 0 of a constellation C 0 . FIG. 9 represents the tolerances for phase errors of the various symbols of a conventional constellation C 0 and of the modified constellation C } . It highlights better tolerances in the case of the constellation C } .
2.2. 2 Caractéristique du détecteur de phase La caractéristique du détecteur qui utilise les symboles estimés d(k) issus de l'organe de décision modifié (C}, F}) est représentée figure 10 pour E/N0 = 19 dB.2.2. 2 Characteristic of the phase detector The characteristic of the detector which uses the estimated symbols d (k) from the modified decision-making organ (C } , F } ) is represented in FIG. 10 for E / N 0 = 19 dB.
On observe une augmentation de la plage linéaire pour la solution proposée (2.39 radians soit 13.7 degrés) par rapport à celle relevée dans [le cas d'une solution classique (2 radians soit 11.5 degrés).There is an increase in the linear range for the proposed solution (2.39 radians or 13.7 degrees) compared to that noted in [the case of a conventional solution (2 radians or 11.5 degrees).
2.2.3 Performances2.2.3 Performance
Les performances en mode d'accrochage du système de synchronisation basé sur l'organe de décision modifié qui utilise la constellation modifiée C; et ses frontières de décision relatives Ey sont présentées dans le tableau 4. Ces performances ont été obtenues par un offset de fréquence Δ/0 = 134 kHz, un rapport signal à bruit E/N0 = 19 dB et pour différentes valeurs de B{TS.The performance in attachment mode of the synchronization system based on the modified decision-making organ which uses the modified constellation C ; and its relative decision boundaries E are presented therein in Table 4. These performances were obtained by a frequency offset Δ / 0 = 134 kHz, a signal to noise ratio E / N 0 = 19 dB and for different values of B { T S.
de décis on permet e iminuer es temps 'accrochage d'un acteur 1.2. pour BtTs = 5.10"2 à un facteur 1.8 pour BtT= 5.10"3' of decision we allow to reduce the time 'hanging of an actor 1.2 . for B t T s = 5.10 "2 at a factor of 1.8 for B t T = 5.10 " 3 '
2.3 Troisième mode de réalisation : combinaisons des précédentes solutions (Modification de la constellation et des frontières de décision . ; II est possible d'obtenir une amélioration des performances en comb i inant les deux optimisations présentées précédemment : modification des frontières de décision et modification de la constellation. 2.3.1 - Première variante2.3 Third embodiment: combinations of the previous solutions (Modification of the constellation and decision boundaries. It is possible to obtain an improvement in performance by combining the two optimizations presented above: modification of the decision boundaries and modification of the constellation. 2.3.1 - First variant
2.3.1.1 - Principe2.3.1.1 - Principle
Une première variante possible de la démodulation modifiée lest la combinaison d'une constellation modifiée C, de frontières de décision F, et d'un algorithme de frontières modifiées MA. Le premier quadrant d'une telle constellation est représenté figure 11 dans le cas d'un rapport E/N0 = 19 dB. Les frontières de décision 111 résultantes seront alors annotées FλMA.A first possible variant of the modified demodulation is the combination of a modified constellation C, decision boundaries F, and a modified boundaries algorithm M A. The first quadrant of such a constellation is represented in FIG. 11 in the case of an E / N ratio 0 = 19 dB. The resulting decision boundaries 111 will then be annotated F λ M A.
2.3.1.2 Caractéristique du détecteur2.3.1.2 Characteristic of the detector
La caractéristique du détecteur qui utilise les symboles estimés d(k) issus de l'organe de décision modifié (C;, FjMA) est représentée figure 12 pour E/N0 = 19 dB.The characteristic of the detector using the estimated symbols d (k) from the modified decision member (C;, MYR) is shown in Figure 12 E / N 0 = 19 dB.
On observe une augmentation de la plage linéaire pour la solution proposée (2.89 radians soit 16.6 degrés) par rapport à celle relevée dans le cas d'une solution classique (2 radians soit 11.5 degrés). 2.3.1.3 - PerformancesThere is an increase in the linear range for the proposed solution (2.89 radians or 16.6 degrees) compared to that noted in the case of a conventional solution (2 radians or 11.5 degrees). 2.3.1.3 - Performances
Les performances en mode d'accrochage du système de synchronisation basé sur l'organe de décision modifié qui utilise la constellation modifiée C, et les frontières de décision modifiée E7 MA sont présentées dans le tableau 5. Ces performances ont été obtenues pour un offset de fréquence Δ/0 = 134 kHz, un rapport signal à bruit E/N0 = 19 dB t pour différentes valeurs de B[TS.The performances in attachment mode of the synchronization system based on the modified decision organ which uses the modified constellation C, and the modified decision boundaries E 7 M A are presented in table 5. These performances were obtained for a frequency offset Δ / 0 = 134 kHz, a signal to noise ratio E / N 0 = 19 dB t for different values of B [ T S.
On constate que la modification de la constellation utilisée par l'organe de décision permet de diminuer les temps d'accrochage d'un facteur 3 pour B[TS = 5.10"3 à un facteur 3.5 pour B,TS = 5.10"2 .We note that the modification of the constellation used by the decision-making body makes it possible to reduce the attachment times by a factor of 3 for B [ T S = 5.10 "3 to a factor of 3.5 for B, T S = 5.10 " 2 .
ϋrgane de décision g,7 5.1Q-: B,TS = 1.10 '' B,TS = 5.Jϋ decision-making body g, 7 5.1Q- : B, T S = 1.10 ' ' B, T S = 5.J
C0 et F0 745000 Ts 53000 Tς 360 T,C 0 and F 0 745,000 T s 53,000 T ς 360 T,
C, et FJMA 241000 Tς 24500 T, 98 T* TAB. 5 - Performances du système de synchronisation modifié (C,,C, and FJMA 241000 T ς 24500 T, 98 T * TAB. 5 - Performance of the modified synchronization system (C ,,
FjMA) en présence d'un offset de fréquence Δ/0 = 134 kHz et pour E./N0 =F j M A ) in the presence of a frequency offset Δ / 0 = 134 kHz and for E./N 0 =
19 dB. 2.3.2 - Deuxième variante19 dB. 2.3.2 - Second variant
2.3.2.1 - Principe2.3.2.1 - Principle
La deuxième variante utilise une constellation C1 combinée à un algorithme que nous annoterons MB. Cet algorithme diffère de l'algorithme MA dans le sens où il prend en paramètre non pas la constellation utilisée mais une constellation virtuelle. Cette constellation virtuelle a pour effet de centrer les cercles de rayons σ et 2σ sur des symboles virtuels, ce qui indui une modification des frontières de décision par rapport à celles obtenues en utilisant l'algorithme MA. La constellation virtuelle fournie en paramètre est com] Dosée des symboles suivants : (+a, +a), (+2.8a, +a), (+a, +2.8a) et (+3.2a, +3.2a). Les frontières de décisions 131 utilisées sont illustrées figure 13.The second variant uses a constellation C 1 combined with an algorithm which we will annotate M B. This algorithm differs from the algorithm M A in the sense that it takes as a parameter not the constellation used but a virtual constellation. The effect of this virtual constellation is to center the circles of radii σ and 2σ on virtual symbols, which induces a modification of the decision boundaries compared to those obtained using the algorithm M A. The virtual constellation provided as a parameter is com] Dosed with the following symbols: (+ a, + a), (+ 2.8a, + a), (+ a, + 2.8a) and (+ 3.2a, + 3.2a). The decision boundaries 131 used are illustrated in Figure 13.
2.3.2.2 - Caractéristique du détecteur2.3.2.2 - Characteristic of the detector
La caractéristique du détecteur qui utilise les symboles estimés d(k) issus de l'organe de décision modifié est représentée figure 14 pour E N0 = 19 dB.The characteristic of the detector which uses the estimated symbols d (k) from the modified decision-making body is shown in Figure 14 for EN 0 = 19 dB.
On observe une augmentation de la plage linéaire pour la sol tion proposée (2.89 radians soit 16.6 degrés) par rapport à celle relevée dans e cas d'une solution classique (2 radians soit 11.5 degrés).There is an increase in the linear range for the proposed solution (2.89 radians or 16.6 degrees) compared to that noted in the case of a conventional solution (2 radians or 11.5 degrees).
2.3.2.3 -Performances2.3.2.3 -Performance
Les performances en mode d'accrochage du système de synchronisation basé sur l'organe de décision modifié qui utilise la constellation modifiée Cy et les frontières de décision modifiées F,MB sont présentées dans le tableau 6- Ces performances ont été obtenues pour un offset de fréquence Δ/0= 134 kHz, un rapport de signal à bruit E N0 =19 dB et pour différentes valeurs de B TS.The performances in attachment mode of the synchronization system based on the modified decision organ which uses the modified constellation C y and the modified decision boundaries F, M B are presented in table 6. These performances were obtained for a frequency offset Δ / 0 = 134 kHz, a signal to noise ratio EN 0 = 19 dB and for different values of BT S.
TAB. 6 - Performances du système de synchronisation modifié (C β) enprésence d'un offset de fréquence Δ/0= 134 kHz et pour E NQ =19 dB. On constate que la modification de la constellation utilisée par l'organe de décision permet de diminuer les temps d'accrochage d'un facteur 3 pour TAB. 6 - Performance of the modified synchronization system (C β) in the presence of a frequency offset Δ / 0 = 134 kHz and for E NQ = 19 dB. It is noted that the modification of the constellation used by the decision-making body makes it possible to reduce the attachment times by a factor of 3 for
2.4 -Récapitulatif des modifications apportées2.4 - Summary of changes made
2.4.1 - Caractéristiques du détecteur2.4.1 - Characteristics of the detector
Les dimensions des plages linéaires du détecteur de phase relatives aux organes de décision associés sont présentées dans le tableau 7.The dimensions of the linear ranges of the phase detector relating to the associated decision-making bodies are presented in Table 7.
TAB.7 - Taille des plages linéaires du détecteur de phaseTAB.7 - Size of the linear ranges of the phase detector
2.4.2 - Performances2.4.2 - Performances
Les performances de PLL en mode d'acquisition sont présentées dans le tableau 8 pour les différents organes de décisions étudiés, dans le cas d'un offset de fréquence Δ/0 = 134 kHz en fonction de la bande équivalente de bruit de laThe performances of PLL in acquisition mode are presented in table 8 for the various decision-making bodies studied, in the case of a frequency offset Δ / 0 = 134 kHz as a function of the equivalent noise band of the
PLL 5, normalisée par rapport au débit symbole 1/TS = 6.8 MS/s. ,PLL 5, standardized with respect to the symbol flow 1 / T S = 6.8 MS / s. ,
TAB. 8 - Performances en mode d'acquisition à E N0 =19 dB pour les différents types de démodulations utilisés par le DDMLFBT et pour différentes valeurs de Bt.Ts. Les résultats de simulation mettent en évidence une nette diminution du temps d'accrochage dans le cas de l'utilisation des organes de décisions modifiés, et cela quelle que soit la valeur de la bande équivalente de; bruit utilisée.TAB. 8 - Performance in acquisition mode at EN 0 = 19 dB for the different types of demodulations used by the DDMLFBT and for different values of B t .T s . The simulation results show a clear reduction in the hooking time in the case of the use of the modified decision-making bodies, and this whatever the value of the equivalent band of; noise used.
Lorsque BtTs reste inférieure à 10"2 la solution ( , FQMA) apparaît comme la plus intéressante. En revanche, pour des valeurs de B TS supérieures, les solutions (C]t FjMA) et (C„ F,MB) permettent d'obtenir les meilleurs tempsWhen B t T s remains less than 10 "2 the solution (, F Q M A ) appears to be the most interesting. On the other hand, for higher values of BT S , the solutions (C ] t FjM A ) and (C„ F, M B ) provide the best times
Les organes de décision précédemment décrits ont par ailleurs été mis en œuvre dans le système de démodulation. Dans cette partie, nous allons présenter les performances sur canal gaussien du démodulateur MAQ 16 associe aux différents organes de décision et dans le cas de l'utilisation d'un oscillateur; local affecté d'un bruit de phase. Le signal bruité présenté à l'entrée de ce démodulateur après la récupération de porteuse est affecté d'une erreur de phase résiduelle de densité de probabilité gaussienne centrée et de variance σ2. Le tableau 9 présente les performances obtenues en terme de taux d'erreurs binaires pour E N0 = 19 dB et pour différentes valeurs de la variance de l'erreur de jphaseThe decision-making bodies described above have also been implemented in the demodulation system. In this part, we will present the performances on gaussian channel of the MAQ 16 demodulator associated with the various decision-making bodies and in the case of the use of an oscillator; room affected by phase noise. The noisy signal presented at the input of this demodulator after the carrier recovery is affected by a residual phase error of centered Gaussian probability density and of variance σ 2 . Table 9 presents the performances obtained in terms of bit error rate for EN 0 = 19 dB and for different values of the variance of the jphase error
TAB. 9 - Performances à E N0 =19 dB en présence d'une erreur de phase résiduelle gaussienne de variance σε . jTAB. 9 - Performance at EN 0 = 19 dB in the presence of a residual Gaussian phase error with variance σ ε . j
Pour chaque valeur de la variance de l'erreur de phase, on a indiqué dans ce tableau par le symbole *, l'organe de décision permettant d'obtenir les meilleures performances.For each value of the variance of the phase error, we have indicated in this table by the symbol *, the decision-making organ allowing to obtain the best performances.
Ce tableau de résultats met en avant trois configurations possibles : >This table of results highlights three possible configurations:>
- pour les fortes variances, les organes de décision modifiés présentent les meilleures performances ;- for large variances, the modified decision bodies have the best performance;
- pour les variances modérées à faibles, l'utilisation de la constellation C, reste un bon compromis ;- for moderate to low variances, the use of the constellation C, remains a good compromise;
- comme on pouvait s'y attendre, pour les très faibles variances, la prise de décision classique présente le plancher de TEB le plus faible. i Les performances de la démodulation ont aussi été étudiées dans |le cas d'un fort rapport signal à bruit E N0 = 30 dB. Ces résultats présentés dans le tableau 10 mettent en évidence que l'amélioration des performances apportée par l'utilisation des organes de décision modifiés est d'autant plus significative que le rapport signal à bruit est élevé. ;- as might be expected, for very small variances, conventional decision-making has the lowest BER floor. The performance of the demodulation has also been studied in the case of a high signal to noise ratio EN 0 = 30 dB. These results presented in Table 10 show that the improvement in performance brought about by the use of modified decision-making organs is all the more significant the higher the signal-to-noise ratio. ;
TAB. 10 - Performances à E N0 = 30 dB en présence d'une erreur de phase résiduelle gaussienne de variance σ2. TAB. 10 - Performance at EN 0 = 30 dB in the presence of a residual Gaussian phase error of variance σ 2 .
4 - Récapitulatif4 - Summary
Les principes sur l'optimisation du système de récupération de porteuse et de la démodulation ont été présentés dans le cas d'une MAQ 16 et d'un système DDMLFB-T.The principles on the optimization of the carrier recovery system and of the demodulation were presented in the case of an MAQ 16 and a DDMLFB-T system.
Toutefois, ces principes peuvent s'appliquer à toute modulation d'amplitude en quadrature d'ordre supérieur à quatre ainsi qu'à tout système de récupération de porteuse à Décision Dirigée. II est à noter aussi que dans le cas de systèmes affectés d'un fort bruit gaussien, il est toujours possible de modifier les frontières de décision relatives aux symboles externes de la constellation. Ces symboles étant les plus sensibles aux erreurs de phase, cette simple modification des frontières permet d'améliorer sensiblement les fonctions de démodulation et de synchronisation du système en présence d'erreurs de phase. However, these principles can be applied to any quadrature amplitude modulation of order greater than four as well as to any Directed Decision carrier recovery system. It should also be noted that in the case of systems affected by a strong Gaussian noise, it is always possible to modify the decision boundaries relating to the external symbols of the constellation. These symbols being the most sensitive to phase errors, this simple modification of the boundaries makes it possible to significantly improve the demodulation and synchronization functions of the system in the presence of phase errors.
ANNEXEANNEX
Normalisation de l'énergie pour une MAQ16 a) MAQ16 classiqueEnergy normalization for a MAQ16 a) Classic MAQ16
Les symboles du premier quadrant sont (+a,+a), (+3a,+a), (+a,+3a). Pour normaliser l'énergie des symboles de la constellation à 1, il faut déterminer la valeur de a qui est solution de l'équation suivante :The symbols of the first quadrant are (+ a, + a), (+ 3a, + a), (+ a, + 3a). To normalize the energy of the symbols of the constellation to 1, it is necessary to determine the value of a which is solution of the following equation:
(a2 + a2) + ((3a)2 + (3a)2) + 2((3α)2 + a2) = 4(a 2 + a 2 ) + ((3a) 2 + (3a) 2 ) + 2 ((3α) 2 + a 2 ) = 4
D'oùFrom where
2 2+18α2+20α2=4 et finalement a = —f=2 2 + 18α 2 + 20α 2 = 4 and finally a = —f =
b) MAQ16 modifiéeb) modified MAQ16
Prenons le cas d'un MAQ16 modifiée telle que les symboles du premier quadrant soient (a,a), (a,a(3-y)), (a(3-y), a) et (a(3+x), α(3-K*:)).Nous allons déterminer la valeur que doit prendre y lorsque x est déterminé et de telle manière que la valeur de a soit identique à celle utilisée d,ans le cas d'un MAQ16 classique. Nous devons alors résoudre l'équation suivante : | 2a2 + 18a2 + 20a2 + 2a2[6x + x2 - 6y + y2] = 4Take the case of a modified MAQ16 such that the symbols of the first quadrant are (a, a), (a, a (3-y)), (a (3-y), a) and (a (3 + x ), α (3-K * :)) We will determine the value that must take y when x is determined and in such a way that the value of a is identical to that used in the case of a classical MAQ16. We must then solve the following equation: | 2a 2 + 18a 2 + 20a 2 + 2a 2 [6x + x 2 - 6y + y 2 ] = 4
Pour conserver la valeur de a d'une MAQ16 classique, nous devons choisir et y de telle manière que le terme entre crochets soit nul. Ceci revient à résoudre l'équation suivante : 6x+x2=6y-y2 Exemple : Dans le cas d'un symbole externe fixé à (+3.1a, +3.1α)j c'est- à-dire pour Λ=0.1, on obtiendra y = 0.103. To keep the value of a of a standard MAQ16, we must choose and y so that the term in square brackets is zero. This amounts to solving the following equation: 6x + x 2 = 6y-y 2 Example: In the case of an external symbol fixed to (+ 3.1a, + 3.1α) j, that is to say for Λ = 0.1, we will get y = 0.103.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de démodulation d'un signal numérique reçu via un canal de transmission, ] comprenant une étape d'association à chaque valeur reçue dudit signal reçb d'un point de la constellation de la modulation correspondante, en fonctian de frontières de décision, tracées en fonction d'au moins une caractéristique de phase et/ou d'amplitude de ladite modulation, de façon à associer à chacun desdits points de la constellation une portion d'un espace de réception, dite région de décision, correspondante, I caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes : j1. Method for demodulating a digital signal received via a transmission channel,] comprising a step of association with each value received of said signal received from a point of the constellation of the corresponding modulation, according to decision boundaries, plotted as a function of at least one characteristic of phase and / or amplitude of said modulation, so as to associate with each of said points of the constellation a portion of a reception space, called decision region, corresponding, I characterized in that it comprises the following stages: j
- association à au moins un desdits points de ladite constellation de modulation d'au moins une zone génératrice englobant ledit point, représentative de l'effet potentiel d'un bruit additif gaussien ; ;- association with at least one of said points of said modulation constellation of at least one generating area encompassing said point, representative of the potential effect of additive Gaussian noise; ;
II
- application d'une rotation à ladite zone génératrice, dans ledit espace de réception, sur une plage angulaire fonction de symétries définies par ladite modulation, de façon à définir une surface balayée par ladite zone génératrice, représentative de l'effet potentiel d'un décalage de ph∑ se sur ledit point ;application of a rotation to said generating zone, in said reception space, over an angular range which is a function of symmetries defined by said modulation, so as to define a surface swept by said generating zone, representative of the potential effect of a ph∑ shift on said point;
- définition d'au moins une frontière, choisie de façon que ladite surface balayée appartienne essentiellement à la région de décision associée au point de la constellation de modulation correspondant.definition of at least one border, chosen so that said scanned surface essentially belongs to the decision region associated with the point of the corresponding modulation constellation.
2. Procédé de démodulation selon la revendication 1, caractérisé en ce que2. demodulation method according to claim 1, characterized in that
I lesdites frontières sont variables en fonction de variations dudit bruit additif gaussien. I said borders are variable as a function of variations of said additive Gaussian noise.
3. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que ladite zone génératrice forme un disque. ;3. demodulation method according to any one of claims 1 and 2, characterized in that said generating area forms a disc. ;
4. Procédé de démodulation selon la revendication 4, caractérisé en pe que le rayon dudit disque est proportionnel à l'écart-type dudit bruit additif gaujssien.4. demodulation method according to claim 4, characterized in that the radius of said disc is proportional to the standard deviation of said left-handed additive noise.
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 3 et 4, caractéiisé en ce qu'au moins un desdits disques est centré sur le point correspondant de ladite constellation de modulation.5. Method according to any one of claims 3 and 4, characterized in that at least one of said discs is centered on the corresponding point of said modulation constellation.
6. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à6. demodulation method according to any one of claims 1 to
5, caractérisé en ce qu'on tient compte d'au moins deux zones génératrices concentriques, pour au moins un desdits points de ladite constellation de modulation. I5, characterized in that at least two concentric generating zones are taken into account, for at least one of said points of said modulation constellation. I
7. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à7. demodulation method according to any one of claims 1 to
6, caractérisé en ce qu'au moins une desdites frontières est une combinaison d'au moins une portion de frontière correspondant sensiblement à un bord de ladite surface balayée et d'au moins une portion linéaire correspondant à un axe de symétrie défini par ladite constellation de modulation.6, characterized in that at least one of said borders is a combination of at least one border portion corresponding substantially to an edge of said swept surface and at least one linear portion corresponding to an axis of symmetry defined by said constellation modulation.
8. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendicatio is 1 à8. Demodulation method according to any one of the claims 1 to
7, caractérisé en ce qu'au moins une desdites zones génératrices n'est pas c entrée sur le point correspondant de ladite constellation de modulation, de façon à simuler une modification de la constellation à l'émission. 7, characterized in that at least one of said generating zones is not entered at the corresponding point of said modulation constellation, so as to simulate a modification of the constellation on transmission.
9. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à i9. demodulation method according to any one of claims 1 to i
8, caractérisé en ce que les points auxquels sont associés au moins une frontière adaptée en fonction de l'effet potentiel d'un décalage de phase comprennent au moins les points de la constellation les plus éloignés du centre dudit espace de réception. 8, characterized in that the points with which are associated at least one border adapted as a function of the potential effect of a phase shift include at least the points of the constellation furthest from the center of said reception space.
10. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à10. Demodulation method according to any one of claims 1 to
9, caractérisé en ce que ladite constellation de modulation correspond à une modulation d'amplitude en quadrature (MAQ).9, characterized in that said modulation constellation corresponds to an amplitude modulation in quadrature (MAQ).
11. Procédé de démodulation selon la revendication 10, caractérisé en ce que, le récepteur étant mono-capteur, ledit espace de réception est le plan de Freβnel. 11. demodulation method according to claim 10, characterized in that, the receiver being a mono-sensor, said reception space is the Freβnel plane.
12. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendicatio is 1 à12. Demodulation method according to any one of the claims 1 to
11, caractérisé en ce qu'il met en œuvre des frontières telles qu'illustrées en figures 5 ou 11 ou 13.11, characterized in that it implements boundaries as illustrated in FIGS. 5 or 11 or 13.
13. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à13. Demodulation method according to any one of claims 1 to
12, caractérisé en ce que ledit signal reçu est un signal multiporteuse. 12, characterized in that said received signal is a multicarrier signal.
14. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à 12, caractérisé en ce que ledit signal reçu est un signal monoporteuse.14. Demodulation method according to any one of claims 1 to 12, characterized in that said received signal is a single-carrier signal.
15. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à15. Demodulation method according to any one of claims 1 to
16, caractérisé en ce que ledit signal reçu est transmis par salves.16, characterized in that said received signal is transmitted by bursts.
16. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à 15, caractérisé en ce qu'il est mis en œuvre lors d'une phase d'accrochage d'une boucle à verrouillage de phase.16. demodulation method according to any one of claims 1 to 15, characterized in that it is implemented during an attachment phase of a phase locked loop.
17. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendicatiojns 1 à17. Demodulation method according to any one of the claims 1 to
!!
16, caractérisé en ce qu'il est mis en œuvre en régime continu de réception j après accrochage d'une boucle à verrouillage de phase, au moins en présence de fort bruit de phase.16, characterized in that it is implemented in continuous reception mode j after hooking up a phase locked loop, at least in the presence of strong phase noise.
18. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à18. Demodulation method according to any one of claims 1 to
17, caractérisé en ce que, en présence d'un bruit additif gaussien supérieur à un seuil prédéterminé, lesdites frontières ne tiennent pas compte dudit effet potentiel du bruit de phase. 17, characterized in that, in the presence of an additive Gaussian noise greater than a predetermined threshold, said boundaries do not take account of said potential effect of phase noise.
19. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendicatiojns 1 à19. Demodulation method according to any one of the claims 1 to
18, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes :18, characterized in that it comprises the following stages:
- comparaison de ladite valeur reçue avec un premier jeu de frontières, dites classiques,formées de façon à maximiser les distances entre lesdits points de ladite constellation, de façon à prendre une première décision sur le point émis correspondant à ladite valeur reçue ;- Comparison of said received value with a first set of so-called classical boundaries, formed so as to maximize the distances between said points of said constellation, so as to take a first decision on the transmitted point corresponding to said received value;
- mesure de l'amplitude de la valeur reçue, par rapport au centre de ladite constellation ; ;- measurement of the amplitude of the value received, relative to the center of said constellation; ;
- mesure du rapport signal à bruit ; ;- measurement of the signal to noise ratio; ;
- modification éventuelle de ladite première décision, en fonction de; ladite i amplitude et dudit rapport signal à bruit, de façon à fournir une seconde i décision basée sur lesdites frontières tenant compte de l'effet potentiel d'un décalage de phase ; j- possible modification of said first decision, depending on; said i amplitude and said signal to noise ratio, so as to provide a second i decision based on said boundaries taking into account the potential effect of a phase shift; j
- le cas échéant, levée de l'ambiguïté entre au moins deux points de ladite constellation de modulation, en fonction d'une mesure de la position angulaire de ladite valeur reçue. - where appropriate, removal of the ambiguity between at least two points of said modulation constellation, as a function of a measurement of the angular position of said received value.
20. Procédé de modulation d'un signal numérique mettant en œuvré une constellation de modulation, caractérisé en ce que la position d'au moins un des points de ladite constellation de modulation est choisie en tenant compte de l'effet potentiel d'une rotation de phase sur ce dernier, de façon à augmenter la probabilité de démodulation correcte de la valeur reçue correspondante, après transmission via un cariai de transmission susceptible d'induire ladite rotation de phase.20. Method for modulating a digital signal using a modulation constellation, characterized in that the position of at least one of the points of said modulation constellation is chosen taking into account the potential effect of a rotation phase on the latter, so as to increase the probability of correct demodulation of the corresponding received value, after transmission via a transmission cariai capable of inducing said phase rotation.
21. Récepteur d'un signal numérique reçu via un canal de transmiϋsion, comprenant des moyens de démodulation comprenant des moyens d'association à chaque valeur reçue dudit signal reçu d'un point de la constellation de la modulation correspondante, en fonction de frontières de décision, tracées en fonction d'au moins une caractéristique de phase et/ou d'amplitude de ladite modulation, de façon à associer à chacun desdits points de la constellation une portion d'un espace de réception, dite région de décision, correspondante, caractérisé en ce qu'au moins une desdites frontières est adaptée en tenant compte d'une part de l'effet potentiel d'un décalage de phase sur au moins un desdits points de la constellation de modulation, et d'autre part de lj' effet potentiel d'un bruit additif gaussien appliqué audit point, ledit bruit additif gaussien étant représenté par une surface génératrice associée audit point, et ledit décalage de phase par une rotation sur une plage angilaire fonction de symétries définies par ladite modulation, de façon à définir une surface balayée par ladite zone génératrice, ladite frontière étant choisie de façon que ladite surface balayée appartienne essentiellement à la région de décision associée au point de la constellati n de modulation correspondant.21. Receiver of a digital signal received via a transmission channel, comprising demodulation means comprising means of association with each value received of said signal received from a point in the constellation of the corresponding modulation, as a function of boundaries of decision, plotted as a function of at least one phase and / or amplitude characteristic of said modulation, so as to associate with each of said points of the constellation a corresponding portion of a reception space, called decision region, characterized in that at least one of said boundaries is adapted by taking account on the one hand of the potential effect of a phase shift on at least one of said points of the modulation constellation, and on the other hand of lj ' potential effect of additive Gaussian noise applied to said point, said additive Gaussian noise being represented by a generating surface associated with said point, and said phase shift by rotation on u ne angular range function of symmetries defined by said modulation, so as to define a surface swept by said generating area, said boundary being chosen so that said swept surface essentially belongs to the decision region associated with the point of the corresponding modulation constellati n .
22. Récepteur selon la revendication 21, caractérisé en ce qu'il met en œuvre le procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à 19.22. Receiver according to claim 21, characterized in that it implements the demodulation method according to any one of claims 1 to 19.
23. Système de transmission d'au moins un signal numérique, d'au moins un émetteur vers au moins un récepteur, i caractérisé en ce qu'il met en œuvre des moyens de modification de la constellation de modulation à l'émission et/ou à la réception, et/ou des moyens de modification des frontières de décision correspondantes, en tenant compte d'une part de l'effet potentiel d'un décalage de phase sur au moins un dssdits points de la constellation de modulation, et d'autre part de l'effet potentiel d'un bruit additif gaussien appliqué audit point, ledit bruit additif gaussien étant représenté par une surface génératrice associée audit point, et ledit décalage de phase par une rotation sur une plage angulaire fonction de symétries définies par ladite modulation, de façon à définir une surface balayée par ladite zone génératrice, i ladite frontière étant choisie de façon que ladite surface balayée appartienne essentiellement à la région de décision associée au point de la constellation de modulation correspondant.23. System for transmitting at least one digital signal, from at least one transmitter to at least one receiver, i characterized in that it implements means for modifying the modulation constellation on transmission and / or reception, and / or means for modifying the corresponding decision boundaries, taking into account on the one hand the potential effect of a phase shift on at least one dssits points of the modulation constellation, and on the other hand of the potential effect of an additive Gaussian noise applied to said point, said additive Gaussian noise being represented by a generating surface associated with said point, and said phase shift by a rotation on an angular range as a function of symmetries defined by said modulation, so as to define a surface swept by said generating area, i said border being chosen so that said swept surface essentially belongs to the decision region associated with the point of the corresponding modulation constellation .
24. Signal numérique mettant en œuvre une constellation de modulation, caractérisé en ce que la position d'au moins un des points de ladite constellation de modulation est choisie en tenant compte de l'effet potentiel d'une rotation de phase sur ce dernier, de façon à augmenter la probabilité de démodulation correcte de la valeur reçue correspondante, après transmission via un canal de transmission susceptible d'induire ladite rotation de phase. 24. Digital signal implementing a modulation constellation, characterized in that the position of at least one of the points of said modulation constellation is chosen taking into account the potential effect of a phase rotation on the latter, so as to increase the probability of correct demodulation of the corresponding received value, after transmission via a transmission channel capable of inducing said phase rotation.
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