EP1299969A1 - Systemes et procedes de transmission numerique a codage espace-temps - Google Patents

Systemes et procedes de transmission numerique a codage espace-temps

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EP1299969A1
EP1299969A1 EP01949610A EP01949610A EP1299969A1 EP 1299969 A1 EP1299969 A1 EP 1299969A1 EP 01949610 A EP01949610 A EP 01949610A EP 01949610 A EP01949610 A EP 01949610A EP 1299969 A1 EP1299969 A1 EP 1299969A1
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EP
European Patent Office
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symbols
transmission
filter
estimator
signals
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP01949610A
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German (de)
English (en)
Inventor
Anne Thales Intellectual Property FERREOL
Hugues Thales Intellectual Property BALP
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales SA
Original Assignee
Thales SA
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Filing date
Publication date
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Application filed by Thales SA filed Critical Thales SA
Publication of EP1299969A1 publication Critical patent/EP1299969A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0667—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal
    • H04B7/0669—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal using different channel coding between antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting

Definitions

  • the invention relates to digital signal transmission.
  • it relates to broadband transmission using a space-time coding architecture suitable for all types of propagation channels.
  • the digital transmission of signals is carried out using a system formed with a single antenna on transmission and a single antenna on reception.
  • the objective is to improve the transmission rate, that is to say to transmit data bits (or symbols) between a transmission system and a reception system with a very high data rate.
  • the Bell Labs proposed the BLAST architecture (Anglo-Saxon abbreviation of Bell Labs Layered Space-Time, or space-time coded architecture in French) which uses, on transmission, a system of P> 1 antennas transmitting independent symbols and on reception a system of N> P antennas.
  • Figure 1 shows a BLAST architecture transceiver system.
  • the symbol a p [ k] is the k ⁇ eme symbol transmitted by the transmitter 2 ⁇ eme p P (1 ⁇ p ⁇ P).
  • the vector of symbols a [k] is of dimension P corresponding to the number P of antennas of the array of transmitting antennas. These symbol vectors a [k] are processed and then transmitted in the form of signal vectors s (t) of dimension P by the P modulator-transmitters ⁇ 2% ⁇ p ⁇ p ) on its network of transmitting antennas ⁇ 24 P ⁇ (1 ⁇ p ⁇ p).
  • the signal model of the expression below used in the BLAST architecture is that of a signal without time memory. Indeed, the signal s [k] of the symbols emitted at the instant k depends only on the symbols a [k] emitted at the same instant by the P modulator-transmitters ⁇ 2 ⁇
  • the data rate can be increased by a factor P because P trains of independent symbols are transmitted in parallel.
  • the signals s (t) thus transmitted follow M paths (M> 1) and are received by the N antennas of the receiving antenna array.
  • the receiver 3 delivers the signal vector x (t), of dimension N, received by its array of antennas associated with the space-time decoder 4 capable of estimating, demodulating and decoding the symbols a [k] transmitted, from which it deduces an estimate of the data d [i] transmitted.
  • the input-output relationship between the transmitters and the receivers is as follows:
  • a [k] is a vector comprising the symbols transmitted in parallel
  • H the transfer function between transmission and reception
  • x [k] a vector comprising the received signals
  • b [k] the additive noise
  • w p is the solution to the system of equation Wp ' J ⁇ pi for 1 ⁇ i ⁇ P.
  • the sign ⁇ P j is the symbol of
  • the state of the symbol â p [k] is detected and the symbol â [k] is deduced therefrom.
  • the decision is made between phases 0 or ⁇ of the estimated symbol â [k]. Once decided, the decoded symbol â [k] is demodulated, the demodulated symbol is worth 1 or -1.
  • This linear technique is a readjustment to the BLAST architecture of the linear equalization technique of the MMSE type (English abbreviation for Minimum Mean Square Error translated into French by minimization of the mean square error).
  • MMSE Minimum Mean Square Error translated into French by minimization of the mean square error.
  • a spatial filter therefore always one-dimensional, is used in place of the temporal filter to carry out the estimation.
  • a DFE type algorithm To improve the linear technique, a DFE type algorithm
  • V-BLAST is described in the article "An architecture for realizing very high data rates over the rich-scattering wireless channel" by Wolniansky, Foschini, Golden and Valenzuela, Proc. ISSE-98, Pisa, Italy 29 Sep. 1998.
  • the described non-linear estimation-detection algorithm differs from the previous V-BLAST algorithm only in the sense of the estimation-detection of symbols â P i [k] diagonal rather than vertical.
  • the non-linear estimation-detection V-BLAST and D-BLAST can only be carried out under certain conditions. These conditions are:
  • the present invention overcomes or, at the very least, reduces these drawbacks, by proposing a system for transmitting P modulator-transmitters emitting symbols which can be estimated at reception with networks of transmitting and receiving antennas. collocated whatever the transmission-reception and propagation conditions (modulation, disturbance, etc.).
  • a first objective is, therefore, to be able to also estimate the P symbol trains emitted in the case of a weakly propagated channel. disturbed.
  • the relationship between the symbols sent and the symbols received is only spatial and, in the case of a slightly disturbed propagation channel, the spatial diversity is non-existent or almost non-existent.
  • the invention proposes a system for transmitting digital signals comprising:
  • a space-time encoder receiving a data stream to be sent d [i], putting this data d [i] in the form of symbol vectors m [k] of dimension P (P> 1) and delivering said symbol vectors rn [kj ”and • P modulator-transmitters ⁇ 2% ⁇ p ⁇ P) ( each receiving one of the components of the symbol vector m [k] at the output of the space-time coder, applying the constellation of a predetermined modulation to said symbol m p [k], and transforming the symbol a p [k] obtained into a signal s p (t) transmitted on said antenna connected to said transmitter characterized in that the transmitters are adapted to transmit the signals s (t) with a diversity time.
  • This transmission system operating, for example, using a method for transmitting digital signals comprising:
  • a space-time coding step comprising at least the form in the form of symbol vectors m [k] of dimension P (P> 1) of the data stream to be transmitted d [i], and
  • a modulation-transmission step comprising at least: - the parallel application of the constellation of a predetermined modulation to the P symbols m [k], - the parallel transmission of the P signals s (t) obtained from symbols constellated a [k] at P spatially distinct points, characterized in that the modulation-emission step is adapted to transmit the signals s (t) with a temporal diversity.
  • the invention relates to an estimator-demodulator receiving in parallel N signals y (t) formed from L samples characterized in that these signals y (t) constitute a spatio-temporal observation because each of the N spatial components comprises L samples.
  • the previously described estimator-demodulator uses, for example, an estimation and demodulation method comprising a step of receiving N signals y (t) in parallel, characterized in that the observation y (t) is spatio-temporal because each of the N spatial components has L samples.
  • FIG. 2 an example of a transmission system according to the invention
  • the useful data d [i] is put in the form of a vector of dimension P by the device
  • the devices ⁇ 21 '... 21 p ⁇ apply the constellation of the chosen modulation (for example, the constellation -1, +1 in the case of BPSK modulation) and deliver the resulting vector of symbols a [k].
  • this vector u p ⁇ (t) constitutes an oversampling of the symbols a p [k] making it possible to satisfy Shannon's theorem.
  • the vector u p ⁇ (t) is then filtered by the shaping filter of the device 22 p .
  • These filters ⁇ 22 ′ ... 22 p ⁇ are the filters for shaping the chosen modulation (Gaussian filter, for example, in the case of a GMSK type modulation) and / or the emission filter proper (Nyquist, NRZ type waveform filter) and / or any other filter contained by the modulator-transmitters ⁇ 2 '... 2 P ⁇ .
  • This device 22 p forms a filter whose function
  • the signal s p (t) resulting from this filtering is transmitted by the p th antenna 24 p of the network of transmitting antennas, after passage under carrier fo by means of the device 23 p .
  • the signals r p (t) modulated by a carrier frequency f 0 then give the emission signals s p (t), according to the relation: s p (t) ⁇ r p (t) * expG2 ⁇ f 0 t) ,
  • the P modulator-transmitters ⁇ 2 P ⁇ ( 1 ⁇ p ⁇ p) then transmit signals relating to independent symbols.
  • the device 13 for adding the learning sequence can also be arranged upstream of the device 11, between the device 11 and the coders ⁇ 12 '... 12 p ⁇ , or even before or after the devices for applying the constellation of modulation ⁇ 21 '... 21 p ⁇ or filters ⁇ 22' ... 22 p ⁇ , etc.
  • the modulators ⁇ 2 '... 2 P ⁇ can be linear or linearizing, and with or without memory.
  • the signal s p (t) depends only on the symbols a [k] at time k.
  • the signal s p (t) also depends on the vectors a [k-1] up to a [kK] (K> 1).
  • the filters ⁇ h p (t) ⁇ (1 ⁇ P ⁇ p> are all different from each other in order to allow the receiver to operate also in the case of a propagation channel with co-located antenna networks whose number d transmitters is greater than the number of paths (P ⁇ M), in particular in the case of a single-path propagation channel.
  • FIGS. 3a, 3b and 3c give examples of the implementation of these different filters ⁇ h p (t) ⁇ ( i ⁇ p ⁇ P ) in order to satisfy this condition of temporal diversity of the P modulator-emitters ⁇ 2% ⁇ p ⁇ p ).
  • This time diversity can be created in various ways: • by desynchronizing the signals transmitted by the P modulator-transmitters
  • the forms h p of the filters are all different from each other (hi ⁇ h 2 ⁇ - ⁇ hp). It can be either Nyquist roll-off ⁇ filters, or NRZ filters, etc.
  • each filter h p can, for example, all be different Nyquist filters of roll-off ⁇ p .
  • the 24 p transmit antenna of the 2 P modulator-transmitter sends a signal s p (t) which follows, for example, M paths in the form of M plane waves of incidence ⁇ m ⁇ (1 ⁇ m ⁇ M) that the N receiving antennas of receiver 3 receive in the form of M plane waves of incidence ⁇ m R as shown in Figure 1.
  • the signal s p (t) is a function of the symbols emitted a [k] contained in the vectors u p ⁇ (t) according to the relationships given during the description of FIG. 2.
  • H p of the P modulator-transmitters ⁇ 2 P ⁇ ( 1 ⁇ p ⁇ p) differ by the function filter h P ( ⁇ m ) and the gain G p ( ⁇ m T ) of the 24 P transmit antenna.
  • the observation x (t) is transmitted by the various reception devices and filters ⁇ 31 n ⁇ (i ⁇ n ⁇ N), comprising at least one carrier recovery device allowing the received signal to be put into baseband, at a window 32
  • the estimator-demodulator 33 estimates the symbols a [k] and detects their modulation states â [k] and deduces therefrom by demodulation y [k].
  • the device 41 of the space-time decoder 4 removes the learning sequences app. Then the device 42 decodes the estimated useful symbols.
  • the device 41 removing the learning sequences is placed in the reception system according to the place within the transmission system 1 of the device 14 adding these learning sequences.
  • the estimator-demodulator 33 can be produced by conventional devices adapted to the model of the above expression of the space-time observation y (t), that is to say two-dimensional. Two exemplary embodiments are given in FIGS. 5a and 5b.
  • FIG. 5a shows an estimator-demodulator 33 of the symbols a [k] up to a [k-J + 1] in the sense of least squares from the observation y (t): MMSE algorithm.
  • FIG. 5b shows an estimator-demodulator 33 using the signals â [k-Q + 1] ..- â [k-J + 1] previously estimated and demodulated to estimate in the least squares sense the last Q a [k].
  • -a [kQ] decision algorithm back in the loop (DFE).
  • the initialization of the filtering can be done by the (J-Q) last symbols of the app learning sequences.
  • the coefficients of the transverse (331 T) and recursive (331 B) filters, respectively W Q and H y Q , can be estimated: • W Q with the same method of forcing to zero (or zero-forcing in English) -saxonne) using and H y Q
  • a third exemplary embodiment can be an estimator-demodulator 33 comprising an estimator using a Viterbi type algorithm searching for all the possible states of the set ⁇ a [k] -.- a [kJ- ⁇ -1] ⁇ which minimizes l difference between y (t) and H y a [k] and a demodulator 333 by deducing
  • this space-time estimator of the device 33 can be produced by a space-time Viterbi type algorithm or two-dimensional filtering techniques (transverse filtering, decision feedback filtering, echo cancellation ...) whose filters are estimated by algorithms of the MMSE, SGLS, RLS, Viterbi, Viterbi type with weighted inputs and / or outputs ...
  • the transceiver system using such estimator-demodulators 33 operates whatever the channel, with an array of transceiver antennas or not, the modulation being linear or linearizable, with memory or without memory, if the P modulator-transmitters have a time diversity.
  • the number of receive antennas N can be greater than, equal to or less than the number of transmit antennas P, in particular when using different carrier frequencies for each transmitting antenna.
  • This transceiver system makes it possible to transmit digital signals in the case of non-collocated networks. It also allows to transmit digital signals in the case of co-located networks if the number P of transmitting antennas ⁇ 24 '... 24 p ⁇ is less than or equal to the number of paths M (M> 1) of a transmitted transmitted signal by these transmitting antennas on the transmission channel (P ⁇ M), but also if the number P of transmitting antennas ⁇ 24 '... 24 p ⁇ is greater than or equal to the number of paths M (P ⁇ M).
  • This transceiver system allows you to choose whether to transmit digital signals from multiple users or high-speed digital signals for one user. It is well suited for any type of network using several transmitting antennas requiring the ability to choose between low, medium or high speed transmission for, for example, telephony, broadcasting, television, transmission of interactive digital data (Internet ) ... whatever the network used, such as, for example, the radio or satellite network in a transmission medium generating or not multiple reflections.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

L'invention concerne la transmission numérique de signaux. En particulier, elle concerne la transmission haut débit à l'aide d'une architecture à codage espace-temps adapté à tous types de canaux de propagation. A cet effet, l'invention propose un système d'émission de signaux numériques comportant: un codeur espace-temps (1) recevant un flux de données à émettre d[i], mettant ces données d[i] sous forme de vecteurs de symboles <u>v</u>[k] de dimension P (P>1) et délivrant lesdits vecteurs de symboles <u>v</u>[k], et; P modulateurs-émetteurs {2<p>}(1</=p</=P), recevant chacun une des composantes du vecteur de symboles <u>m</u>[k] en sortie du codeur espace-temps (1), appliquant la constellation d'une modulation prédéterminée audit symbole mp[k], et transformant le symbole ap[k] obtenu en un signal sp(t) présentant une diversité temporelle émis sur ladite antenne (24<p>) relié audit émetteur (2<p>). Pour démoduler en parallèle les Q signaux de l'observation spatio-temporelle (formule F) où <u>a</u>[k] est le vecteur de symboles émis à l'instant t=kTs+I, Hy(t) la fonction de transfert tenant compte au moins les filtres d'émission-réception, de modulation, de canal et les gains d'antennes d'émission-réception et <u>b</u>y(t) le bruit, l'invention propose un estimateur-démodulateur adapté bi-dimensionnel.

Description

SYSTEMES ET PROCEDES DE TRANSMISSION NUMERIQUE A CODAGE ESPACE-TEMPS L'invention concerne la transmission numérique de signaux. En particulier, elle concerne la transmission haut débit à l'aide d'une architecture à codage espace-temps adaptée à tous types de canaux de propagation.
Classiquement la transmission numérique de signaux est effectuée à l'aide d'un système formé avec une seule antenne à l'émission et une seule antenne à la réception. L'objectif est d'améliorer le débit de transmission, c'est à dire de transmettre des bits de donnée (ou symboles) entre un système d'émission et un système de réception avec un débit de données très élevé. Pour cela, les Bell Labs ont proposé l'architecture BLAST (abréviation anglo-saxonne de Bell Labs Layered Space-Time, ou architecture à codage espace-temps en français) qui utilise à l'émission un système de P>1 antennes transmettant des symboles indépendants et à la réception un système de N > P antennes.
La figure 1 présente un système d'émission-réception d'architecture BLAST. Les données d[i] à transmettre sont codées sous forme de vecteurs de symboles a[k] = [a-ι[k] ... ap[k]]τ par le codeur espace- temps 1. Le symbole ap[k] est le kιeme symbole émis par le pιeme émetteur 2P (1 ≤ p < P).
Le vecteur de symboles a[k] est de dimension P correspondant au nombre P d'antennes du réseau d'antennes d'émission. Ces vecteurs de symboles a[k] sont traités puis émis sous la forme de vecteurs de signaux s(t) de dimension P par les P modulateurs-émetteurs {2% < p < p) sur son réseau d'antennes d'émission {24P}(1 <p ≤ p).
Le modèle de signal de l'expression ci-dessous utilisé dans l'architecture BLAST est celui d'un signal sans mémoire temporelle. En effet, le signal s[k] des symboles émis à l'instant k dépend uniquement des symboles a[k] émis au même instant par les P modulateurs-émetteurs {2 <
où hp est le filtre d'émission du pιeme émetteur Dans ces conditions, le débit de données peut être augmenté d'un facteur P car P trains de symboles indépendants sont transmis en parallèle. Les signaux s(t) ainsi émis suivent M trajets (M>1 ) et sont reçus par les N antennes du réseau d'antennes de réception. Le récepteur 3 délivre le vecteur de signaux x(t), de dimension N, reçu par son réseau d'antennes associé au décodeur espace-temps 4 capable d'estimer, démoduler et décoder les symboles a[k] émis, desquels il déduit une estimation des données d[i] émises.
En supposant que le signal transmis est une modulation linéaire et que l'on reçoit ce signal au rythme symbole, la relation d'entrée-sortie entre les émetteurs et les récepteurs est la suivante:
où a[k] est un vecteur comportant les symboles émis en parallèle, H la fonction de transfert entre l'émission et la réception, x[k] un vecteur comportant les signaux reçus et b[k] le bruit additif.
Le décodeur espace-temps 4 comporte un système de traitement du signal capable d'estimer les symboles ap[kj. Pour estimer le p'eme symbole ap[k] à partir de l'équation ci-dessus, le filtrage spatial suivant est réalisé: âp ( )= ; -χ(k). Pour estimer le vecteur de pondération wp, l'article "An architecture for realizing very high data rates over the rich-scattering wireless channel" de Wolniansky, Foschini, Golden et Valenzuela, Proc. ISSE-98, Pise, Italie, 29 Sep. 1998 rappelle deux de ces techniques linéaires classiques d'estimation détection utilisant l'algorithme BLAST estimant ce filtre. Ainsi en posant H=[h(1)...h(p)], les deux techniques suivantes peuvent être effectuée:
• la technique d'annulation de brouilleur: wp est la solution au système d'équation Wp 'J≈δpi pour 1 < i <P. Le signe δPj est le symbole de
Kronecker vérifiant δPi=ι pour p=i et δPj=0 pour p≠i. • la technique maximisant le rapport signal sur bruit et brouilleur: Le filtre spatial doit maximiser l'énergie de âp[k] sachant que le symbole utile est alors ap[k] et les symboles brouilleurs sont les autres symboles aj[k] tel que i≠p.
Après estimation de âp[k], l'état du symbole âp[k] est détecté et le symbole â[k] en est déduit. En présence d'une BPSK (abréviation anglo- saxonne de Bi-Phase Shift Keing modulation, c'est à dire modulation de phase à deux états), la décision est effectuée entre les phases 0 ou π du symbole estimé â[k]. Une fois décidé, le symbole décodé â[k] est démodulé, le symbole démodulé vaut 1 ou -1.
Cette technique linéaire est une réadaptation au cas de l'architecture BLAST de la technique d'égalisation linéaire de type MMSE (abréviation anglo-saxonne de Minimum Mean Square Error traduit en français par minimisation de l'erreur quadratique moyenne). Dans ce cas, un filtre spatial, donc toujours unidimensionnel, est utilisé à la place du filtre temporel pour réaliser l'estimation. Pour améliorer la technique linéaire, un algorithme de type DFE
(abréviation anglo-saxonne de Décision Feed-back Equalization, ou égalisation à retour de décision en français) est réalisé pour effectuer le filtrage spatial de manière non linéaire. Dans ces conditions, les composantes du vecteur de symboles a[k] sont estimés un à un, le symbole ap[k] estimé et détecté étant retranché au vecteur d'observation spatiale x[k] avant d'estimer le symbole ap+-ι[k] suivant.
La société Bell Labs a conçu deux techniques basées sur ce principe. La première appelée V-BLAST est décrite dans l'article "An architecture for realizing very high data rates over the rich-scattering wireless channel" de Wolniansky, Foschini, Golden et Valenzuela, Proc. ISSE-98, Pise, Italie 29 Sep. 1998.
A chaque instant k, toutes les composantes ap[k] du vecteur symbole a[k] sont estimées et détectées. En considérant le temps k comme abscisse et l'indice p du capteur d'émission comme ordonnée, l'estimation- détection est donc effectuée dans le sens vertical d'où le nom de V-BLAST. En posant H=[h(1)...h(p)], l'estimation-détection est effectuée dans le sens {p-i, pp} tel Ainsi, l'algorithme d'estimation- détection V-BLAST s'effectue suivant les étapes suivantes : Initialisation: i=1 et x1[k]=x[k], A l'étape i: Estimation et détection du symbole ap[k] : i(k) = wpi + -^(k) =^i(k)
Annulation du symbole âPj[k] des observation x[k] : '^M≈x'M-iKp,) âpi[k] Arrêt. Passage à l'instant suivant k=k+1 , lorsque i=P, La seconde technique a fait l'objet de deux brevets européens EP
0 817 401 et EP 0 951 091. L'algorithme d'estimation-détection non-linéaire décrit, l'algorithme D-BLAST, ne diffère de l'algorithme précédent V-BLAST que par le sens de l'estimation-détection des symboles âPi[k] diagonal et non plus vertical. L'estimation-détection non-linéaire V-BLAST et D-BLAST ne peut être réalisée que dans certaines conditions. Ces conditions sont :
• une modulation linéaire sans mémoire temporelle,
• une démodulation sur des signaux échantillonnés au rythme symbole,
• l'émission de symboles indépendants synchrones par les P modulateurs-émetteurs,
• un nombre de récepteurs supérieur ou égal au nombre d'émetteurs (N
≥ P).
• un réseau d'antennes d'émission-réception soit non-colocalisées, soit colocalisées avec un nombre d'émetteurs inférieur ou égal au nombre de trajets (P < M), sachant qu'un réseau d'antennes d'émission- réception colocalisées est un réseau tel que la dimension du réseau d'antennes d'émission et la dimension du réseau d'antennes de réception sont très inférieures à la distance entre le réseau d'émission et le réseau de réception. La relation entre les symboles émis et les symboles reçus est, donc, uniquement spatiale.
La présente invention permet de pallier ou, pour le moins, de réduire ces inconvénients, en proposant un système d'émission de P modulateurs-émetteurs émettant des symboles pouvant être estimés à la réception avec des réseaux d'antennes d'émission et de réception colocalisées quelles que soient les conditions d'émission-réception et de propagation (modulation, perturbation...).
Un premier objectif est, donc, de pouvoir aussi estimer les P trains de symboles émis dans le cas d'un canal de propagation faiblement perturbé. La relation entre les symboles émis et les symboles reçus est uniquement spatiale et, dans le cas d'un canal de propagation faiblement perturbé, la diversité spatiale est inexistante ou quasi inexistante.
C'est pourquoi, l'invention propose un système d'émission de signaux numériques comportant:
• un codeur espace-temps recevant un flux de données à émettre d[i], mettant ces données d[i] sous forme de vecteurs de symboles m[k] de dimension P (P>1) et délivrant lesdits vecteurs de symboles rn[kj » et • P modulateurs-émetteurs {2% < p < P)( recevant chacun une des composantes du vecteur de symboles m[k] en sortie du codeur espace-temps, appliquant la constellation d'une modulation prédéterminée audit symbole mp[k], et transformant le symbole ap[k] obtenu en un signal sp(t) émis sur ladite antenne reliée au dit émetteur caractérisé en ce que les émetteurs sont adaptés pour émettre les signaux s(t) avec une diversité temporelle.
Ce système d'émission fonctionnant, par exemple, grâce à un procédé d'émission de signaux numériques comportant :
• une étape de codage espace-temps comportant au moins la mise sous forme de vecteurs de symboles m[k] de dimension P (P>1) du flux de données à émettre d[i], et
• une étape de modulation-émission comportant au moins: - l'application en parallèle de la constellation d'une modulation prédéterminée aux P symboles m[k], - l'émission en parallèle des P signaux s(t) obtenus à partir des symboles constellés a[k] en P points spatialement distincts, caractérisé en ce que l'étape de modulation-émission est adaptée pour émettre les signaux s(t) avec une diversité temporelle.
Afin d'estimer les P symboles ainsi émis, l'invention a pour objet un estimateur-démodulateur recevant en parallèle N signaux y(t) formés de L échantillons caractérisés en ce que ces signaux y(t) constituent une observation spatio-temporelle car chacune des N composantes spatiales comporte L échantillons. L'estimateur-démodulateur précédemment décrit utilise, par exemple, à un procédé d'estimation et de démodulation comportant une étape de réception en parallèle de N signaux y(t) caractérisé en ce que l'observation y(t) est spatio-temporelle car chacune des N composantes spatiales comporte L échantillons.
Les caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description, faite à titre d'exemple, et des figures s'y rapportant qui représentent : - Figure 1 , un système d'émission-réception avec une architecture de type BLAST selon l'état de l'art,
- Figure 2, un exemple de système d'émission selon l'invention,
- Figure 3a, 3b et 3c, quelques exemples de filtrage par les modulateurs- émetteurs du système d'émission selon l'invention, - Figure 4, un exemple de récepteur selon l'invention,
- Figure 5a et 5b, quelques exemples de systèmes d'estimation et de décodage selon l'invention,
Dans un système d'émission-réception selon l'invention, les données utiles d[i] sont mises sous forme de vecteur de dimension P par le dispositif
11 au sein du codeur espace-temps 1 , comme le montre la figure 2. Les vecteurs de données m[k] ainsi obtenus peuvent, alors, être codés
{12'...12p}. Aux vecteurs de symboles ç[k] ainsi obtenus sont ajoutées des séquences d'apprentissage app connues du récepteur au sein du dispositif 13. Les symboles y[k] ainsi obtenus sont alors modulés par les dispositifs
{2'...2P} de modulation et d'émission. Les dispositifs {21'...21 p} viennent appliquer la constellation de la modulation choisie (par exemple, la constellation -1 , +1 dans le cas de la modulation BPSK) et délivrent le vecteur de symboles a[k] résultant. Chaque symbole du vecteur a[k] ainsi obtenu, les symboles a[k] représentant les états de modulation, peut-être mis, grâce au dispositif 22p du modulateur-émetteur 2P, sous la forme d'un vecteur de signaux up κ(t): avec Or = [θ ••• θJ et dim(b7-)= 7x1 avec T - i ou T = Ts -1 où Ts est le temps symbole. La réalisation de ce vecteur up κ(t) constitue un suréchantillonage des symboles ap[k] permettant de satisfaire le théorème de Shannon. Le vecteur up κ(t) est alors filtré par le filtre de mise en forme du dispositif 22p. Ces filtres {22'...22p} sont les filtres de mise en forme de la modulation choisie (filtre gaussien, par exemple, dans le cas d'une modulation de type GMSK) et/ou le filtre d'émission proprement dit (filtre de mise en forme d'onde de type Nyquist, NRZ...) et/ou tout autre filtre contenu par les modulateurs-émetteurs {2'...2P}. Ce dispositif 22p forme un filtre dont la foncti
rp(t -τ) hp (τ)Tu;(t)
Le signal sp(t) résultant de ce filtrage est émis par la pleme antenne 24p du réseau d'antennes d'émission, après passage sous porteuse fo grâce au dispositif 23p. Les signaux rp(t) modulés par une fréquence porteuse f0, donnent, alors, les signaux d'émission sp(t), suivant la relation : sp(t)≈rp(t)* expG2πf0t),
Les P modulateurs-émetteurs {2P}(1 < p < p) émettent, alors, des signaux relatifs à des symboles indépendants.
Le dispositif 13 d'ajout de séquence d'apprentissage peut être aussi disposé en amont du dispositif 11 , entre le dispositif 11 et les codeurs {12'...12p}, ou encore avant ou après les dispositifs d'application de la constellation de la modulation {21'...21p} ou les filtres {22'...22p}, etc.
Les modulateurs {2'...2P} peuvent être linéaires ou linéarisâmes, et à ou sans mémoire. Pour un modulateur linéaire sans mémoire, le signal sp(t) dépend uniquement des symboles a[k] à l'instant k. Avec une modulation à mémoire temporelle de dimension K, le signal sp(t) dépend aussi des vecteurs a[k-1 ] jusqu'à a[k-K] (K> 1 ). Les filtres {hp(t)} (1 < P < p> sont tous différents les uns des autres afin de permettre au récepteur de fonctionner aussi dans le cas d'un canal de propagation à réseaux d'antennes colocalisées dont le nombre d'émetteurs est supérieur au nombre de trajet (P≥M), en particulier dans le cas d'un canal de propagation mono-trajet.
Les figures 3a, 3b et 3c donnent des exemples de réalisation de ces filtres {hp(t)} (i ≤ p ≤ P) différents afin de satisfaire cette condition de diversité temporelle des P modulateurs-émetteurs {2% <p ≤p).
Cette diversité temporelle peut être créée de diverses manières : • en désynchronisant les signaux émis par les P modulateurs-émetteurs
{2p}(i ≤ P≤ p),
• en filtrant par des filtres {22% ≤ p ≤ P)de forme différentes: Nyquist, NRZ, ... les symboles émis par les P modulateurs-émetteurs,
• en transmettant les signaux s(t) émis par les P modulateurs-émetteurs {2P}(1 < p < P) sur des fréquences porteuses {fp}(i < P ≤ p) différentes, le recouvrement de spectre entre les différents émetteurs étant possible contrairement à l'OFDM (abréviation anglo-saxonne de Orthogonal
Frequency Division Multiplexing, ou multiplexage à division fréquentielle orthogonale en français) • etc.
Dans le cas de la figure 3a, chaque filtre hp(t) comporte un élément donnant la forme h du filtre et un élément de retard τp avec τ-_≠ xz≠-≠ τp, tel que hp(t)=h(t- τp) quelque soit p.
Dans le cas de la figure 3b, les formes hp des filtres sont toutes différentes les unes des autres (h-i≠ h2≠-≠ hp). Ce peut être soit des filtres Nyquist de roll-off α, soit des filtres NRZ, etc.
NRZ: hp(t)=πTs(t), c'est à dire hp(t)=1 si ltl<Ts/2 et
Nyquist de roll-off α: Les filtres hp peuvent, par exemple, tous être des filtres de Nyquist de roll-off αp différents. Dans le cas de la figure 3c, chaque filtre hp(t) comporte un élément donnant la forme h du filtre et un élément permettant de décaler en fréquence le signal rp(t), avec hp(t)=h exp(j2πfpt), tel que les fréquences étant toutes différentes fι≠f2≠-≠fp. Considérons le cas des réseaux d'antennes d'émission et de réception colocalisées, l'antenne d'émission 24p du modulateur-émetteur 2P envoie un signal sp(t) qui suit, par exemple, M trajets sous la forme de M ondes planes d'incidence θm τ (1<m≤M) que les N antennes de réception du récepteur 3 reçoivent sous la forme de M ondes planes d'incidences θm R comme le montre la figure 1.
Dans ces conditions, les signaux x(t) observés par le récepteur 3 du récepteur de la figure 4 s'écrivent de la façon suivante: x(t) = ∑∑Pm - Gp (θm τ). d(θm R )- sp(t-τm)+b(t) p=l m=l où tm et pm sont respectivement le retard et l'atténuation du m ,ièmee trajet par rapport au trajet direct. Le signal sp(t) est fonction des symboles émis a[k] contenu dans les vecteurs up κ(t) selon les relations données lors de la description de la figure 2. Le signal x(t) s'écrit, alors, en fonction des vecteurs de symboles up κ(t) pour 1 < p ≤ P: x(t)= ∑∑Pm - Gp (θ ). ^ p=l m=l p=l Cette dernière expression montre que les fonctions de transfert Hp des P modulateurs-émetteurs {2P}(1 ≤ p < p) diffèrent par le filtre de fonction hP(τm) et le gain Gp(θm T) de l'antenne d'émission 24P. L'observation x(t) est transmise par les différents dispositifs et filtres de réception {31n}(i<n≤N), comportant au moins un dispositif de récupération de porteuse permettant la mise en bande de base du signal reçu, à un fenêtreur 32
xCkTs + ≈
J-l
∑H(i + jTs)- a[k-j]+b(t) j=0 où Hp(j) est la jlème colonne de la matrice Hp. En effet, pour mieux identifier le vecteur a[k], dispositif 32 réalise un fenêtrage de l'observation spatiale x(t) tel qu'une observation spatiotemporelle y(t) soit obtenue. Sachant que les vecteurs x(kTs+i), avec 0 < i < Ts, dépendent des vecteurs de symboles a[k] jusqu'à a[k-J+1], le vecteur y(t) suivant est constitué:
J-l y(t = kTs + i) = ∑HyOTs + i). a[k-j]+ by(t) j=0
L'estimateur-démodulateur 33 estime les symboles a[k] et détecte leurs états de modulation â[k] et en déduit par démodulation y[k]. Le dispositif 41 du décodeur espace-temps 4 ôte les séquences d'apprentissage app. Puis le dispositif 42 décode les symboles utiles estimés. Le multiplexeur
43 permet de transformer les vecteurs de symboles décodés de dimension P en un flux de données estimées Le dispositif 41 ôtant les séquences d'apprentissage est placé dans le système de réception suivant la place au sein du système d'émission 1 du dispositif 14 ajoutant ces séquences d'apprentissage.
L'estimateur-démodulateur 33 peut être réalisé par des dispositifs classiques adaptés au modèle de l'expression ci-dessus de l'observation spatio-temporelle y(t), c'est à dire bi-dimensionnels. Deux exemples de réalisation sont données par les figures 5a et 5b. La figure 5a montre un estimateur-démodulateur 33 des symboles a[k] jusqu'à a[k-J+1] au sens des moindres carrés à partir de l'observation y(t): algorithme MMSE. Le filtre 331 de Wiener W qui vérifie a[k] = W-y(t) est tout d'abord estimé par le dispositif 334 d'estimation de coefficient de filtre à partir des séquences d'apprentissage app, puis, dans un second temps, appliqué en dehors de ces séquences d'apprentissage aux observations spatio-temporelles y(t) pour estimer les symboles des vecteurs a[k-j], (O≤j≤J- 1), dont l'état de modulation est ensuite détecté par les détecteurs 332 et enfin démodulé par le démodulateur 333.
La figure 5b montre un estimateur-démodulateur 33 utilisant les signaux â[k-Q+1]..-â[k-J+1] préalablement estimés et démodulés pour estimer au sens des moindres carrés les Q derniers a[k] .-a[k-Q]: algorithme de décision à retour dans la boucle (DFE). L'initialisation du filtrage peut se faire par les (J-Q) derniers symboles des séquences d'apprentissage app. Une fois les vecteurs a[k] allant jusqu'à a[k-Q] estimés, leur état est détecté et les symboles â[k]..-â[k-Q] en sont déduits. L'algorithme se résume donc de la manière suivante:
• Estimation du filtre: estimation de Hy à partir de app par le dispositif 334,
• Initialisation du filtrage: â[k-Q+1 ] • • • â[k-J+1 ] = app, • Instant l Formation de yα(t) grâce au filtre 331 B et au sommateur y0(t)= y(t)-∑Hy(jτs). â[k-j]= Hy Q - âQ[k] j=Q
Estimation de ac»[k] par le filtre 331 T â[k]= WQ.yQ(t)
Détection de l'état de modulation des âQ[ | par le détecteur 332 = aQ[k]
Démodulation des états âQ[k] par le démodulateur 333 → v[k).
L'estimation des coefficients des filtres transverse (331 T) et récursifs (331 B), respectivement WQ et Hy Q , peuvent être réalisé : • WQ avec la même méthode du forçage à zéro (ou zéro-forcing en langue anglo-saxonne) en utilisant et Hy Q
• au sens du maximum de vraisemblance avec la méthode de Wiener selon l'équation suivante :
W ""Q *= R nappy-y Rn_y1.y avec Ry.y autocorrélation des observations yQ(t) contenant la séquence d'apprentissage agβ, et Rapp .y intercorrélation des observations y(t) contenant la séquence d'apprentissage apβ et de la séquence d'apprentissage app, 5 • H° est estimé à partir de la matrice Hy = [Hy •••] . Sachant que la matrice Hy est estimée au sens des moindres carrés : H y = R yappy R_ ap1£y-appy où Rapp app autocorrélation de la séquence d'apprentissage app, et R intercorrélation des observations y(t) contenant la séquence l o d'apprentissage agβ et de la séquence d'apprentissage app.
Un troisième exemple de réalisation peut être un estimateur- démodulateur 33 comportant un estimateur utilisant un algorithme de type Viterbi recherchant tous les états possibles de l'ensemble {a[k]-.-a[k-J-ι-1]} qui minimise l'écart entre y(t) et Hy a[k] et un démodulateur 333 en déduisant
15 y[k].
Ces trois exemples de réalisation ne sont pas limitatifs, l'estimateur doit juste être capable de prendre en compte les deux dimensions spatiale et temporelle de l'observation y(t). Par exemple, cet estimateur spatio-temporel du dispositif 33 peut être réalisé par un 20 algorithme de type Viterbi spatio-temporel ou des techniques de filtrage en deux dimensions (filtrage transverse, filtrage à retour de décision, annulation d'écho...) dont les filtres sont estimés par des algorithmes de type MMSE, SGLS, RLS, Viterbi, Viterbi à entrées et/ou sorties pondérées...
Le système d'émission-réception utilisant de tels estimateurs- 25 démodulateurs 33 fonctionne quel que soit le canal, avec un réseau d'antennes d'émission-réception colocalisé ou non, la modulation étant linéaire ou linéarisable, à mémoire ou sans mémoire, si les P modulateurs- émetteurs présentent une diversité temporelle.
En raison de l'introduction de la diversité temporelle, le nombre 30 d'antennes de réception N peut être supérieur, égal ou inférieur au nombre d'antennes d'émission P, en particulier lors de l'utilisation de fréquences porteuses différentes pour chaque antenne émettrice.
Ce système d'émission-réception permet de transmettre des signaux numériques dans le cas de réseaux non-colocalisés. Il permet aussi de transmettre des signaux numériques dans le cas de réseaux colocalisés si le nombre P d'antennes d'émission {24'...24p} est inférieur ou égal au nombre de trajets M (M>1) d'un signal émis émis par ces antennes d'émission sur le canal de transmission (P≤M), mais aussi si le nombre P d'antennes d'émission {24'...24p} est supérieur ou égal au nombre de trajets M (P≥M).
Ce système d'émission-réception permet de choisir la transmission, soit des signaux numériques de plusieurs utilisateurs, soit des signaux numériques à haut débit pour un utilisateur. Il est bien adapté pour tout type de réseau utilisant plusieurs antennes d'émission nécessitant de pouvoir choisir entre une transmission faible, moyen ou haut débit pour, par exemple, la téléphonie, la radiodiffusion, la télévision, la transmission de données numériques interactives (Internet)... quel que soit le réseau utilisé comme, par exemple, le réseau radio, satellite dans un milieu de transmission générateur ou non de réflexions multiples.

Claims

REVENDICATIONS
1. Système d'émission de signaux numériques comportant :
• un codeur espace-temps (1 ) recevant un flux de données à émettre d[i], mettant ces données d[i] sous forme de vecteurs de symboles m[k] de dimension P (P>1) et délivrant lesdits vecteurs de symboles m[k] , et
• P modulateurs-émetteurs {2% ≤ p < PJ, recevant chacun une des composantes du vecteur de symboles m[k] en sortie du codeur espace-temps (1), appliquant la constellation d'une modulation prédéterminée audit symbole mp[k], et transformant le symbole ap[k] obtenu en un signal sp(t) émis sur ladite antenne (24p) reliée au dit émetteur (2p) caractérisé en ce que les émetteurs sont adaptés pour émettre les signaux s(t) avec une diversité temporelle.
2. Système d'émission selon la revendication 1 caractérisé en ce que ces P modulateurs-émetteurs {2P}:
• produisent chacun un symbole ap[k] en parallèle à l'instant k,
• constituent chacun un filtre de fonction hp(t), tel que la fonction hp(t) de l'émetteur (2P) soit différente de celles des autres émetteurs {2Vp)" hι(t) ≠h2(t) ≠...≠hP[(t), • délivrent chacun à leur antenne d'émission respective (24p) le signal sp[k] correspondant au moins au filtrage par la fonction hp(t) des symboles ap[k].
3. Système d'émission selon la revendication précédente caractérisé en ce que la fonction hp(t) a une ou plusieurs des caractéristiques suivantes:
• une forme d'onde h quelconque identique ou non à celle de la fonction hq(t) de l'émetteur (2q, q≠p) et un retard τp retardant l'émission du symbole ap[k] reçu de ladite durée τp, tel que la fonction hp(t)=h(t-τp) avec τ-i≠ τ2≠-≠ %? quelque soit p (1 < p ≤ P), • une forme d'onde h quelconque identique ou non à celle de la fonction hq(t) de l'émetteur (2q) (q≠p) et un décalage en fréquence fp tel que la fonction du filtre hp(t)=h-exp(j2πfpt) avec |≠ f2≠-≠fP quelque soit p (1 < p ≤ P),
• une forme d'onde hp avec h-i≠ h2≠-≠ hp quel que soit p (1 < p ≤ P) (forme de type NRZ , Nyquist de roll-off α ou Op...)
4. Système d'émission selon l'une des revendications précédentes caractérisé :
• en ce que ledit codeur espace temps (1) comporte au moins un démultiplexeur à P voies (11) délivrant un vecteur de symboles m[k] et/ou au moins un ou plusieurs des dispositifs suivants: - un codeur (12p) délivrant un vecteur de symboles ç[k],
- un dispositif (13) permettant d'ajouter au moins une séquence d'apprentissage aββ. connue du récepteur aux vecteurs de symboles utile m[k] ou codés ç[k] afin de former les vecteurs de symboles y[k], • et ou en ce que chaque modulateur-émetteur (2p) comporte un ou plusieurs des dispositifs suivants:
- un modulateur linéaire ou linéarisable,
- un modulateur à ou sans mémoire temporelle,
- un modulateur BPSK ou GMSK, - un dispositif d'application de la constellation de ladite modulation prédéterminée (21 p) aux symboles reçus vE[k] délivrant les symboles ap[k],
- un dispositif permettant d'ajouter au moins la p'eme composante d'une séquence d'apprentissage app connue du récepteur aux symboles ap[k],
- un filtre (22p) filtrant les symboles constellés ap[k],
- un filtre (22p) filtrant le vecteur de symboles suréchantillonnés
avec Or = [θ •• • θ et dim(θr)= rx1 avec T = i ou T = Ts -1 - un élément (23p) de mise sur la fréquence porteuse f0 du signal à émettre.
5. Procédé d'émission de signaux numériques comportant :
• une étape de codage espace-temps comportant au moins la mise sous forme de vecteurs de symboles m[k] de dimension P (P>1) du flux de données à émettre d[i], et
• une étape de modulation-émission comportant au moins:
- l'application en parallèle de la constellation d'une modulation prédéterminée aux P symboles m[k], - l'émission en parallèle des P signaux s(t) obtenus à partir des symboles constellés a[k] en P points spatialement distincts, caractérisé en ce que l'étape de modulation-émission est adaptée pour émettre les signaux s(t) avec une diversité temporelle.
6. Procédé d'émission selon la revendication précédente caractérisé en ce que, l'étape de modulation-émission, comporte, en outre, au moins, sur chaque voie p (1 < p < P), un filtrage des symboles aβ[k] délivrant un signal sp(t) tel que le filtrage de de la voie p soit diffèrent de celui effectué sur les P-1 autres voies parallèles.
7. Procédé d'émission selon la revendication précédente caractérisé en ce que ledit filtrage effectué sur la voie p a une ou plusieurs des caractéristiques suivantes:
• une forme d'onde h quelconque identique ou non à celle de la voie q, quels que soient p et q (1 ≤ q≠p < P) et un retard d'une durée τp différente de celle de la voie q, • une forme d'onde h quelconque identique ou non à celle de la voie q, quel que soit p et q (1 ≤ q≠p < P) et un décalage en fréquence fp différent de celui de la voie q,
• une forme différente hp de celle de la voie q, quel que soit p et q (1 < q≠p < P).
8. Estimateur-démodulateur recevant en parallèle N signaux y(t) formés de L échantillons caractérisés en ce que ces signaux y(t) constituent une observation spatio-temporelle car chacune des N composantes spatiales comporte L échantillons.
9. Estimateur-démodulateur recevant en parallèle N signaux y(t) formés de L échantillons résultant de l'émission de signaux numériques par un système d'émission selon l'une des revendication 1 à 4 caractérisés en ce que ces signaux y(t) constituent une observation spatio-temporelle car chacune des N composantes spatiales comporte L échantillons.
10. Estimateur-démodulateur des signaux émis par un émetteur selon l'une des revendications 8 ou 9 caractérisé en ce qu'il comporte au moins les dispositifs suivants:
• un estimateur (334) de filtre de Wiener bi-dimensionnel,
• ledit filtre (331) bi-dimensionnel estimé WQ recevant les observations y(t) et l'estimation des coefficients dudit filtre WQ , • un détecteur (332) de l'état de modulation des symboles estimés â[k]= WQ y(t) délivrant les symboles détectés â[k], puis
• un démodulateur (333) délivrant les symboles y[k],
11. Estimateur-démodulateur des signaux émis par un émetteur selon l'une des revendications 8 ou 9 caractérisé en ce qu'il comporte au moins les dispositifs suivants:
- un premier filtre (331 B) bi-dimensionnel récursif Hy Q recevant ladite estimation de ses coefficients et les symboles déjà détectés a(k-Q). .a(k-J+1),
- un sommateur permettant d'ôter le vecteur résultat du premier filtre aux observations reçues y(t) et d'obtenir yα(t),
- un second filtre (331 T) bi-dimensionnel transverse WQ recevant y_cι(t) et ladite estimation de ses coefficients, et délivrant les symboles reçus estimés âo[k],
- un détecteur (332) de l'état de modulation des symboles estimés â[k]= w y (t) (t) délivrant les symboles détectés â[k], puis
- un démodulateur (333) délivrant les symboles γ[k],
- un estimateur (334) des coefficients w du filtre transverse
(331T) et Hy Q du filtre récursif (331 B).
12. Estimateur-démodulateur des signaux émis par un émetteur selon l'une des revendications 8 ou 9 caractérisé en ce qu'il comporte au moins un estimateur-démodulateur bi-dimensionnel des symboles {a[k] ••• a[k-J+1]} utilisant un algorithme de Viterbi.
13. Estimateur-démodulateur selon l'une des revendications 10 à caractérisé en ce qu'il a une ou plusieurs des caractéristiques suivantes :
• l'estimateur (334) de filtre est un estimateur soit au sens du maximum de vraisemblance, soit au sens des moindres carrés, soit utilisant un algorithme de Viterbi,
• le démodulateur (333) correspond à une modulation d'un ou plusieurs des types suivants: linéaire, linéarisable, à mémoire temporelle, sans mémoire temporelle, BPSK, GMSK,
• au moins une partie des signaux reçus y(t) constitue une séquence d'apprentissage app connue dudit estimateur-démodulateur permettant une ou plusieurs des opérations suivantes :
- l'estimation dudit filtre (331 ),
- l'estimation au sens des moindres carrés dudit filtre récursif
(331 B) tel que ses coefficients Hy Q soient les Q premières colonnes de la matrice Hy = R^R^.^
- l'estimation avec la méthode du forçage à zéro dudit filtre transverse (331 T) tel que ses coefficients soient
- l'estimation avec la méthode de Wiener au sens du maximum de vraisemblance dudit filtre (331 T) tel que ses coefficients soient
W VWQ = R nappy y Rn~y1-y
- l'initialisation de l'estimation du ou desdits filtres (331 ou 331 T et
331 B),
- l'initialisation dudit filtrage (331 B), - l'initialisation de l'algorithme de Viterbi de l'estimateur- démodulateur (33).
14. Système de réception de signaux numériques comportant :
• un récepteur (3) comportant au moins un réseau de N antennes de réception et un estimateur-démodulateur (33) selon l'une des revendication 8 à 13, et
• un décodeur espace-temps (4) caractérisé en ce que
• ledit récepteur (3) comporte au moins: N dispositifs de réception {31% < n ≤ N). comportant au moins un élément permettant de mettre en bande de base le signal reçu, délivrant un vecteur d'observations x(t) de dimension N, un fenêtreur (32) produisant à partir des observations x(t) les observations discrètes x[kTs+i] avec t=kTs+i et 0 < i < Ts sachant que les observations x[kTs+i] dépendent des vecteurs de symboles émis a[k] jusqu'à a[k-J+1], et délivrant une observation
N observations
χ(t), • et/ou le décodeur espace-temps (4) comporte au moins un ou plusieurs des dispositifs suivants:
- un élément (41) capable d'ôter les séquences d'apprentissage apβ,
- un décodeur (42) à P voies en entrée/sortie, - un multiplexeur (43) à P voies en entrée.
15. Procédé d'estimation et de démodulation comportant une étape de réception en parallèle de N signaux y(t) caractérisé en ce que l'observation y(t) est spatio-temporelle car chacune des N composantes spatiales comporte L échantillons.
16. Procédé d'estimation et de démodulation comportant une étape de réception en parallèle de N signaux y(t) résultant de l'émission suivant le procédé d'émission de l'une des revendication 5 à 7 caractérisé en ce que l'observation y(t) est spatio-temporelle car chacune des N composantes spatiales comporte L échantillons.
17. Procédé d'estimation et de démodulation selon l'une des revendications 15 ou 16 caractérisé en ce qu'il utilise l'un des algorithmes bi- dimensionnels suivants :
• un algorithme d'estimation direct des a[k] au sens des moindres carrés à partir de l'observation y(t), • un algorithme à retour de décision, c'est à dire utilisant des vecteurs de symboles démodulés pour l'estimation au sens des moindres carrés,
• un algorithme de Viterbi.
18. Procédé d'estimation et de démodulation selon la revendication 17 caractérisé en ce que :
• la démodulation effectuée sur les symboles estimés correspond à une modulation linéaire ou linéarisable à ou sans mémoire temporelle ou BPSK ou GMSK, • et/ou qu'au moins une partie des signaux reçus constitue une séquence d'apprentissage utilisée par lesdits algorithmes.
19. Système de transmission de signaux numériques comportant au moins un système d'émission selon l'une des revendications 1 à 4, et un système de réception soit comportant un estimateur-démodulateur selon l'une des revendication 8 à 13, soit selon la revendication 14 caractérisé en ce qu'il comporte, en outre, au moins un canal de transmission tel qu'un signal émis sE(t) par ledit système d'émission suivent M trajets distincts (M≥1) dans ledit canal de transmission avant d'atteindre ledit système de réception.
20. Système de transmission selon la revendication précédente caractérisé en ce que le nombre d'antennes d'émissions P dudit système d'émission est supérieur ou égal au nombre de trajets M (P≥M).
21. Système de transmission selon la revendication précédente caractérisé en ce que le nombre d'antennes d'émissions P dudit système d'émission est inférieur ou égal au nombre de trajets M (P≤M).
22. Utilisation du système d'émission selon l'une des revendications 1 à 4 et du système de réception soit comportant un estimateur-démodulateur selon l'une des revendication 8 à 13, soit selon la revendication 14 à la transmission de signaux numériques sur un canal de transmission tel que qu'un signal émis sβ(t) par ledit système d'émission suivent M trajets distincts (M≥1) dans ledit canal de transmission avant d'atteindre ledit système de réception et que le nombre d'antennes d'émissions P dudit système d'émission est supérieur ou égal au nombre de trajets M (P≥M).
23. Utilisation du système d'émission selon l'une des revendications 1 à 4 et du système de réception soit comportant un estimateur-démodulateur selon l'une des revendications 8 à 13, soit selon la revendication 14 à la transmission de signaux numériques sur un canal de transmission tel que qu'un signal émis sfi(t) par ledit système d'émission suivent M trajets distincts (M≥1) dans ledit canal de transmission avant d'atteindre ledit système de réception et que le nombre d'antennes d'émissions P dudit système d'émission est supérieur ou égal au nombre de trajets M (P≤M).
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