EP0906613A1 - PROCEDE ET DISPOSITIF DE CODAGE D'UN SIGNAL AUDIOFREQUENCE PAR ANALYSE LPC "$i(AVANT)" ET "$i(ARRIERE)" - Google Patents

PROCEDE ET DISPOSITIF DE CODAGE D'UN SIGNAL AUDIOFREQUENCE PAR ANALYSE LPC "$i(AVANT)" ET "$i(ARRIERE)"

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EP0906613A1
EP0906613A1 EP98920601A EP98920601A EP0906613A1 EP 0906613 A1 EP0906613 A1 EP 0906613A1 EP 98920601 A EP98920601 A EP 98920601A EP 98920601 A EP98920601 A EP 98920601A EP 0906613 A1 EP0906613 A1 EP 0906613A1
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EP
European Patent Office
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value
lpc
analysis
stationarity
signal
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EP98920601A
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EP0906613B1 (fr
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Stéphane PROUST
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Orange SA
Original Assignee
France Telecom SA
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Publication date
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Publication of EP0906613B1 publication Critical patent/EP0906613B1/fr
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    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/16—Vocoder architecture
    • G10L19/18—Vocoders using multiple modes
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/06—Determination or coding of the spectral characteristics, e.g. of the short-term prediction coefficients

Definitions

  • the invention relates to a method and a device for coding an audio frequency signal, such as a speech signal, by "forward" and "backward” LPC analysis.
  • the coding techniques for audio frequency signals aim to allow the transmission of these signals in digital form, under conditions of reduction of the transmission rate, in order, in particular, to ensure adequate management of the networks for the transmission of these signals, taking into account the significant increase in transactions between users.
  • the coding techniques used that designated by LPC analysis, for "Linear Predictive Coding" in Anglo-Saxon language, consists in performing a linear prediction of the audio frequency signal to be coded, the coding being carried out temporally by means of prediction filtering. linear applied to successive blocks of this signal.
  • the aforementioned coding techniques are said to be "by analysis by synthesis". In particular, they have made it possible, for audio frequency signals belonging to the telephone frequency band, to reduce the transmission rate of these signals from 64 b / s (MIC coding) to 16 kb / s using the coding technique CELP, and even up to 8 kb / s in the case of coders implementing the most recent evolutions of this coding technique, without degradation noticeable quality of speech restored after transmission and decoding.
  • a particularly important field of application of these coding techniques is, in particular, that of mobile telephony.
  • the necessary limitation of the frequency band granted to each mobile operator and the very rapid increase in the number of user subscribers makes it necessary to correspondingly reduce the coding speed, while the requirements of users in terms of speech quality keep growing.
  • Other fields of application of these coding techniques relate, for example, to the storage of digital data representative of these signals on storage media, high quality telephony for applications of video or audio conference, multimedia, or digital satellite transmissions.
  • linear prediction filters used in the abovementioned techniques are obtained using an analysis module called "LPC analysis" operating on successive blocks of the digital signal.
  • LPC analysis an analysis module operating on successive blocks of the digital signal.
  • These filters are capable, according to the order of analysis, that is to say according to the number of coefficients of the filter, of modeling more or less faithfully the contours of the frequency spectrum of the signal to be coded. In the case of a speech signal, these contours are called formants.
  • the filter thus defined is not sufficient to perfectly model the signal. It is then essential to proceed to the coding of the linear prediction residue.
  • Such an operating mode relating to the linear prediction residue is notably implemented by the LD-CELP coding technique, for Lovr Delay CELP in Anglo-Saxon language, previously mentioned in the description.
  • the residual signal is in this case modeled by a waveform extracted from a stochastic dictionary and multiplied by a gain value.
  • Coding technique MP-LPC for example, models this residue using variable position pulses assigned respective gain values, while the VSELP coding technique performs this modeling by a linear combination of pulse vectors extracted from appropriate repertoires .
  • the general envelope of the frequency spectrum is odelized by means of a short-term synthesis filter, constituting the LPC filter, the coefficients of which are evaluated by means of a linear prediction of the speech signal to be coded.
  • This LPC filter autoregressive filter, has a shape transfer function, relation (1) ⁇ :
  • a (z) • 1 - ⁇ az "1
  • p denotes the number of coefficients a 1 of the filter and the order of the linear prediction implemented
  • z denoting the variable of the transform in z of the frequency space .
  • a method for evaluating the coefficients a 1 consists in applying a criterion for minimizing the energy of the prediction error signal of the speech signal over the analysis length of the latter.
  • the analysis length for a digital speech signal formed by successive samples is in practice a number N of these samples, constituting a coding frame.
  • the energy of the prediction error signal then checks the relation (2):
  • Ep L (s (n) - L a.-sCn-i)) 2 where s (n) denotes the sample of rank n in the frame of N samples.
  • the coding frame can advantageously be divided into several adjacent LPC sub-frames or blocks.
  • the analysis length N then exceeds the length of each block in order to allow taking into account a certain number of past and, where appropriate, future samples, by means and at the cost of appropriate coding delays.
  • the analysis is called LPC "before” when the LPC analysis process is carried out on the block of the current frame of the speech signal to be coded, the coding at the level of the coder intervening "in real time", that is to say say during the block of the current frame to the sole processing delay introduced by calculating the coefficients of the filter.
  • This analysis involves the transmission of the calculated values of the coefficients of the filters to the decoder.
  • the "backward" LPC analysis implemented in the LD-CELP coder at 16 kb / s is the subject of standard ITU-T G728.
  • This analysis technique consists in performing the LPC analysis, not on the block or the block of the current frame of the speech signal to be coded, but on the synthesis signal. It will then be understood that this LPC analysis is in fact carried out on the synthesis signal of the block preceding the current block, since this signal is available simultaneously at the level of the coder and the decoder. This simultaneous operation with the coder and the decoder thus makes it possible to avoid the transmission from the coder to the decoder of the value, obtained at the coder, of the coefficients of the LPC filter.
  • the “backward” LPC analysis makes it possible to free up the transmission rate, the rate thus freed up being able to be used for example in order to enrich the excitation dictionaries in the case of CELP coding.
  • the “backward” LPC analysis also allows an increase in the order of analysis, the number of coefficients of the LPC filter being able to reach 50 in the case of an LD-CELP coder against 10 coefficients for most coders implementing performs a "before" LPC analysis.
  • a good functioning of the "back” LPC analysis requires the following conditions:
  • the frame and block length must therefore be small compared to the average stationarity time of the speech signal to be coded;
  • LPC frames coded by "forward" LPC analysis allows the coder and the decoder to converge again towards the same synthesis signal in the event of transmission error. and therefore offers a robustness to these errors much superior to a coding by pure "back" LPC analysis.
  • the aforementioned "front” - “rear” mixed LPC analysis consists in carrying out two LPC analyzes, a "front” LPC analysis on the speech or audio frequency signal to be coded and a “rear” LPC analysis on the synthesis signal.
  • Second criterion For a current analysis in "back" LPC analysis mode, prohibition of switching from “back” LPC analysis mode to "front” LPC analysis mode if the distance calculated on the parameter vectors representing two filters LPC "before" consecutive is less than a second threshold value, a too small distance characterizing a substantially stationary area for which it is advisable to avoid any change of LPC analysis mode.
  • the calculated distance is a Euclidean distance between the spectral lines of the speech or audio frequency signal to be coded.
  • the encoder is then no longer able to correct the phenomena caused by the discontinuity introduced by the tilting of the filters; - the LPC filter which gives the best subjective quality and therefore models the best the spectrum of the signal to be coded is not always the one with the best prediction gain. Certain switches from one LPC analysis mode to another, linked to an instant decision, are therefore unnecessary.
  • the object of the present invention is to remedy the aforementioned drawbacks by implementing a method and a device for coding a digital audio frequency signal by specific "front" and "rear” LPC analysis.
  • Another object of the present invention is also the implementation of a process of dynamic adaptation of the choice function between the "forward” LPC analysis and the "back” LPC analysis according to the degree of stationarity of the signal. to code.
  • Another object of the present invention is also the implementation of a dynamic adaptation process of the aforementioned choice function on the basis of a discrimination between strongly stationary signals, such as music or background noise, and other signals, such as speech, in order to allow the most appropriate coding processing by LPC "backward analysis "and” before “respectively.
  • the method and the device for coding a digital audio signal implement a double analysis on criteria of choice of LPC analysis analysis "before” and “rear” respectively to generate a transmitted coded signal consisting of LPC filtering parameters accompanied by analysis decision information and a coding residue signal, not transmitted.
  • the digital audio signal is subdivided into frames, a succession of blocks of a determined number of samples and the coding of this digital audio signal is carried out on this signal using "forward" LPC filtering for non-stationary areas and on a synthesis signal respectively, this synthesis signal being obtained from the residual coding signal, from a “backward” LPC filtering for the stationary zones. They are remarkable in that they consist of and allow, respectively:
  • LPC for coding the digital audio frequency signal by "forward" LPC filtering for non-stationary areas on the digital audio frequency signal and by "rear” LPC filtering for stationary areas on the synthesis signal.
  • This operating mode makes it possible to favor the maintenance in one of the LPC filtering modes "front” and “rear” respectively, in connection with the degree of stationarity of the digital audio signal and to limit the number of toggles from one to the 'other filtering methods and vice versa.
  • the method and the device, objects of the present invention find application not only in the field of mobile telephony but also in the industry of creation and reproduction of phonograms, in satellite transmission and in high quality telephony for video or audio conference, multimedia applications.
  • FIG. 1 shows, in the form of a general flowchart, an illustrative diagram of the steps allowing the implementation of the coding method, object of the present invention
  • FIG. 2a shows a general flowchart steps for calculating the stationarity parameter for each current LPC block
  • FIG. 2b shows a particular advantageous embodiment of the essential steps of calculating the stationarity parameter according to Figure 2a;
  • FIG. 2c represents a detail of embodiment of FIG. 2b, more particularly a detail of the process of refining the value of the intermediate stationarity parameter for obtaining the stationarity parameter;
  • FIGS. 2d and 2e represent a first, respectively a second nonlimiting example of implementation of a refining function making it possible to calculate a refining value of the intermediate stationarity parameter as a function of the relative values of the gain of LPC filtering "front" and “rear” ";
  • Figure 2f shows, by way of illustrative example, a flowchart of steps for implementation of the decision function and the value of the LPC analysis choice" front " or "rear”;
  • FIG. 3 represents, in the form of functional blocks, the general diagram of an encoder making it possible to carry out the coding of an audio frequency signal in accordance with the object of the present invention; - FIG.
  • FIG. 4 represents, in the form of functional blocks, the general diagram of a decoder making it possible to decode a coded audiofrequency signal thanks to the use of an coder as shown in FIG. 3.
  • a description a more detailed description of the coding process for a digital audio signal by double analysis, on the basis of the LPC analysis selection criterion "front” or “rear” respectively into a transmitted coded signal, object of the present invention, will now be given in conjunction with figure 1.
  • the signal coded transmitted denoted s_c. (t)
  • s_c. (t) partly consists of LPC filtering parameters accompanied by LPC analysis decision information.
  • a non-transmitted coding residue signal res n (t) is available by the implementation of the coding method.
  • the digital audio frequency signal is subdivided into LPC frames, a succession of LPC blocks, each block, for the convenience of the description, being denoted B n and provided with a determined number N of samples.
  • the coding method which is the subject of the present invention, it consists in carrying out the aforementioned coding on the digital audio frequency signal as defined above from "forward" LPC filtering for the non-stationary areas, respectively on a synthesis signal obtained from the residual coding signal from a "back" LPC filtering for stationary areas.
  • each current block denoted B n , being available in a starting step 10
  • STAT (n ) the degree of stationarity of the digital audio signal according to a stationarity parameter, denoted STAT (n ).
  • This stationarity parameter has a numerical value between a maximum stationarity value, denoted STAT M , and a minimum stationarity value, denoted STAT m .
  • the stationarity parameter has the maximum value STAT M for a very strongly stationary signal, while this stationarity parameter has the minimum value STAT m for a very strong signal strongly non-stationary.
  • the coding method which is the subject of the present invention consists in establishing, in a step 12, from the stationarity parameter STAT (n), an analysis choice value LPC, this choice value corresponding analysis of course, either to the choice of LPC analysis "before", or on the contrary to the choice of LPC analysis "back".
  • the choice of analysis value is denoted d n (n) and is obtained from a specific decision function, denoted D n .
  • step 12 is then followed by a test step 13 allowing the application of the analysis choice value d n (n), symbolized by C, to the LPC filtering to effect the coding of the digital audio frequency signal by filtering "Front" LPC for non-stationary areas on the digital audio signal, respectively by "rear” LPC filtering for stationary areas on the synthesis signal.
  • step 12 the decision function implemented in step 12, this decision function being denoted D, is an adaptive function updated for each current block B n , from the stationarity parameter.
  • the updating of the adaptive function makes it possible to privilege the maintenance in one of the LPC filtering modes "before”, respectively “rear”, according to the degree of stationarity of the digital audio signal and of thus limit the number of toggles ents from one to the other of the filtering modes, and vice versa.
  • the analysis choice value d n (n) established from the above-mentioned decision function D n corresponds to a filtering mode priority value LPC "front” or “rear “as well as to another priority value representing in fact a value of absence of priority to return to the LPC filtering mode" back "or” before ".
  • LPC filtering mode priority value it is indicated that the analysis choice value d n (n) can for example correspond to a logical value, the true value of this logical value, value 1 for example, corresponding to a LPC filtering choice "backward” while the value complemented by this true value, the value zero, corresponds to a LPC filtering choice "forward".
  • the analysis choice value d n (n) is represented by a logical value, it is understood that this logical value can be associated with a priority and probability value of filtering mode established by the decision function D ⁇ specifically.
  • this probability value can correspond, for each current block B n , to the true logic value for a range of probability values between zero and 1 for "backward" LPC filtering whereas the complemented logic value, value logic zero for example, may correspond to the complement of the above range of probability values between zero and 1 of the first aforementioned range. This probability is linked to the number of successive filtering decisions in the same filtering mode.
  • the operating mode of the decision function D n making it possible in fact to associate with the logic variable d n (n) the priority of filtering mode, is adaptive over time, for each current block B n .
  • step 11 consisting in determining the degree of stationarity of each current block B n of the digital audio frequency signal consists, from an arbitrary starting value of the parameter of stationarity, as shown in step 110 of FIG. 2a, this arbitrary value being denoted STAT (O), to be calculated in a step 111 for this current block B n an intermediate stationarity parameter value, denoted STAT * (n ), function of a determined number of successive analysis choice values, these LPC analysis choice values, denoted d ⁇ Cn-l), ..., to d n .
  • step 111 representing in FIG. 2a, it is indicated that the function of the determined number of previous analysis choice values is given in relation to these previous values, denoted d n. ⁇ -l) to d p _ p (np).
  • STAT the stationary parameter
  • this can, by way of nonlimiting example, be taken equal to the average value between the maximum value and the minimum value of the stationarity parameter previously mentioned in the description, STAT M and STAT m .
  • step 112 which consists in refining the value of the intermediate stationarity parameter as a function of the value of the prediction gains of the filters or LPC analysis mode "before" and "back” of the frame preceding the current frame.
  • step 112 of FIG. 2a it is indicated that the above-mentioned function is denoted g (STAT * (n), Gpf, Gpb) where Gpf denotes the prediction gain of the LPC filter "before” and Gpb denotes the prediction gain the LPC filter "back” for the frame preceding the current frame.
  • step 111 consists, starting from an initialization step 1110 in which the value of the stationarity parameter STAT (nl) and the value of analysis choice d n -. (Nl) relative at block LPC B n . 1 prior to the current block B n is available, to be performed, in a step 1111, a step consisting in discriminating the LPC analysis mode "front" or LPC "rear” of the block B n , 1 preceding the current block B n .
  • This discrimination step 1111 can, as shown in FIG. 2b, consist of a test step on the choice of analysis value d n . : (nl) with respect to the symbolic value "fwd" or to the logical value zero corresponding to the value complemented by the true logical value.
  • the step of calculating the stationarity parameter value intermediate consists, in a step 1113, in determining the number of anterior frames analyzed consecutively in LPC analysis mode "back", number noted N_BWD, then, in a step 1114, in comparing on number of comparison criteria the number of frames prior to a first arbitrary value, denoted Na, representative of a number of successive frames analyzed in "backward” LPC mode.
  • the calculation step then consists in assigning, in a step 1114b, to the value of the intermediate stationarity parameter STAT * (n), the value of the stationarity parameter of the preceding block the current block, STAT (nl), increased by a determined value as a function of the first arbitrary value representative of a number of frames successive analyzed, that is to say in fact the number of anterior frames N BWD analyzed consecutively in LPC analysis mode "back".
  • the determined value as a function of the first arbitrary value is denoted f a (N_BWD).
  • the value of the intermediate stationarity parameter STAT * (n) for the current LPC block B n is thus increased relative to the corresponding value of the same stationarity parameter for the previous block B n . 1 .
  • the value of the intermediate stationarity parameter STAT * (n) is assigned, in a step 1114a, the value of the stationarity parameter STAT (n- 1) of the preceding block the current block B r .
  • the value of the stationarity parameter STAT (n- 1) of the preceding block the current block B r On the contrary, for any preceding block B n .
  • test 1112 indicates the existence of such a transition from the "backward" analysis mode for the LPC block B n _ 2 preceding the block preceding the current block n , lf while a negative response to test 1112 above indicates the absence of such a transition.
  • the calculation step 111 Upon a positive response to the aforementioned occurrence test 1112, the calculation step 111 then consists in comparing, on the basis of an inferiority comparison criterion, the number of above-mentioned anterior frames N_B D to a second arbitrary value N_ representative of a number of successive frames analyzed in LPC "back" mode preceding block B - ,. ⁇ preceding the current block.
  • this test is followed by a step 1118a consisting in assigning to the value of the intermediate stationarity parameter STAT * (n) the value of the stationarity parameter of the block preceding the current block , STAT (nl) reduced by a determined value, function of the second arbitrary value N b , this determined value being noted f b (N_BWD). It is thus understood that during the allocation step 1118a, the value of the intermediate stationarity parameter is thus reduced accordingly.
  • step 111 then consists in assigning, in a step 1118b, to the value of the intermediate stationarity parameter STAT * (n) the value of stationarity parameter of the block preceding- the current block, that is STAT (nl).
  • step 1118a and 1118b are then followed by a step for resetting to zero the number of successive blocks processed in "backward" LPC analysis mode, this step of zeroing carrying the reference 1118c and making it possible to update the entire process for calculating the value of the intermediate stationarity parameter.
  • the value of the stationary parameter STAT * (n) is assigned the value of the stationary parameter STAT (nl) of the preceding block B ⁇ in a step 1119.
  • step 111 there is the value of the intermediate stationarity parameter STAT * (n) for the current block B n .
  • step 112 consisting in refining the value of the above-mentioned intermediate stationarity parameter
  • this can advantageously consist of a step 1120, to discriminate the prediction gains of the “backward” LPC filtering and of the “forward” LPC filtering, these gain values being denoted Gpb and Gpf respectively.
  • the aforementioned discrimination step simply consists in memorizing and reading the gain values calculated for the LPC filtering "before” respectively "back” above.
  • step 1120 can consist in calculating the relative value of the prediction gains, denoted DGfb, such as the difference or the ratio between the aforementioned "front” and “rear” prediction gains.
  • step 112 of FIG. 2a comprises, after the above-mentioned step 1120, a step 1121 consisting in modifying the value of the intermediate stationarity parameter STAT * (n) a refinement value ⁇ S, this refinement value in accordance with a particularly remarkable characteristic of the method which is the subject of the present invention being a function of the relative value of the LPC filtering prediction gains "front" and "rear".
  • this refinement value in accordance with a particularly remarkable characteristic of the method which is the subject of the present invention being a function of the relative value of the LPC filtering prediction gains "front" and "rear".
  • the function representative of the refinement value ⁇ S is noted:
  • the modification, by augmenta- tion or by reduction, of the value of the intermediate stationarity parameter of the refinement value ⁇ S is proportional to this relative value of the gains.
  • step 1121 the value of the stationarity parameter STAT (n) is thus available in step 1122.
  • step 1121 of FIG. 2b A more detailed description of step 1121 of FIG. 2b will now be given in conjunction with FIG. 2c in a preferred embodiment in which a plurality of test criteria are applied both to the refining value and to the values of "before" and "back" LPC prediction gain to optimize the stationarity parameter calculation process.
  • step 1121 can consist of a first step 1121a making it possible to calculate the refinement value ⁇ S from the function f r (Gpf, Gpb) previously cited.
  • the refinement value ⁇ S is subjected to a comparison test of superiority to the value 0, in a step 1121b, this comparison test in fact making it possible to determine the increase in this refinement value ⁇ S.
  • the step of increasing the value of intermediate stationarity parameter of the refinement value ⁇ S is further subject to a condition of superiority of the “backward” filtering gain value LPC, compared with a first determined positive value, in a step of comparing the superiority of the value of the “rear” LPC filtering gain Gpb with respect to this first determined positive value, denoted S.
  • the value of the stationary parameter STAT (n) is assigned the value of the intermediate stationary parameter STAT * (n) in a step 1121g.
  • the increase in the value of the intermediate stationarity parameter of the ripening value ⁇ S is furthermore subject to a condition of inferiority of the value of the intermediate stationarity parameter STAT * (n) by with respect to a second determined positive value STA ⁇ of course representing a stationarity value. This inferiority condition test is carried out in step 1121e.
  • the value of the intermediate stationarity parameter STAT (n) is assigned the value of the intermediate stationarity parameter STAT * (n) in the aforementioned step 1121g.
  • the value of the intermediate stationarity parameter STAT (n) is assigned the value of the intermediate stationarity parameter STAT * (n) increased by the positive value ⁇ S by the ripening value at step 1121i.
  • the refinement value ⁇ S being negative
  • the step of decreasing the intermediate stationarity parameter by the refinement value ⁇ S is also subjected to a test. of inferiority condition of the gain value of the "back" LPC filtering Gpb with respect to a third determined positive value denoted S d in a comparison step 1121d.
  • This third determined positive value is of course representative of an LPC filtering gain value.
  • the value of the intermediate stationary parameter STAT * (n) is assigned in step 1121g.
  • the step of decreasing the value of the intermediate stationarity parameter by the ripening value ⁇ S is also subject to a condition of superiority of the value of the intermediate stationarity parameter STAT * (n) with respect to a fourth determined positive value, denoted STATd in a comparison test denoted 1121f.
  • the fourth positive value determined is representative of a chosen stationarity parameter value.
  • the value of the stationary parameter STAT (n) is assigned the value of the intermediate stationary parameter STAT * (n) in step 1121g.
  • the value of the stationary parameter STAT (n) is assigned the value of the intermediate stationary parameter STAT * increased by the algebraic value of the refinement value ⁇ S, negative, the value of the parameter of intermediate stationarity thus being reduced to establish the stationarity parameter value STAT (n) in step 1121h.
  • the parameter of STAT (n) stationarity At the end of steps 1121g, 1121h and 1121i, there is thus at step 1122 of FIG. 2b the parameter of STAT (n) stationarity.
  • FIG. 2d A first example of a non-linear function f r (Gpf, Gpb) is shown in Figure 2d.
  • the case where the relative value of the LPC filtering prediction gains "before” and "back” no longer corresponds to the ratio of gains p but to the difference of the aforementioned gains.
  • step 1111 of step 111 shown in FIG. 2b can be preceded by a step 1111a consisting, for each successive current block, in determining the average energy of the digital audio frequency signal and in comparing in this same step , on an inferiority comparison criterion, this average energy at a determined threshold value representative of a frame of silence.
  • this threshold value is noted ENER_SIL.
  • the value of the stationarity parameter of the current block STAT (n) is assigned the value of the stationarity parameter of the previous block STAT (nl) in the allocation step 1111b shown in FIG. 2b.
  • the steps 1111a and 1111b are, in the above-mentioned figure, shown in dotted lines, since they are reserved for example for coding a speech signal.
  • a distance denoted d LPC , is first calculated between the filter LPC of the current block and that of the previous block n ⁇ . This distance calculation is carried out for example using the LSP frequency parameters as mentioned previously in the description relative to the method described. in the aforementioned article. We notice :
  • the value of S_TRANS is chosen so as to strongly favor the choice of the LPC filter "before" in the presence of a spectrum transition measured with the aid of the distance d LPC ; otherwise, in all other cases, if Gpb> Gpf-S PRED and Gpi> Gpf-S_PRED, then the LPC filter used is the interpolated "rear" LPC filter, provided that the gain of the latter and that of the LPC filter pure "rear” exceeds the threshold value G : previously mentioned. If the condition on the aforementioned prediction gain values is not fulfilled, then the “before” LPC filtering is chosen.
  • the "forward" LPC filtering mode can be advantageously chosen as soon as the energy of the signal to be encoded E n , that is to say the energy of the corresponding block B n , becomes lower than the value of the energy of a frame of silence ENER_SIL, this value of energy corresponding to the minimum audible level.
  • the set of conditions allowing the establishment of the decision function D r and the obtaining of the corresponding analysis choice values d n (n), is illustrated in FIG. 2f with temporal adaptation of the decision function D n .
  • the value of the stationary parameter STAT (n) can for example be located on a scale of 0, corresponding to the value STAT ... very little stationary, to 100, corresponding to the value STAT M very stationary. According to the value of the stationarity parameter
  • the decision function D n is modified by adapting the value of the thresholds.
  • the thresholds S_PRED, S_LSP_L and S_LSP_H are increased.
  • G x keep a fixed value, these values can for example be equal to -1 dB, 5 dB and 0 dB respectively.
  • step 120 carrying out a step of test 121 relating to the energy of the current LPC block B n , by a comparison of inferiority to the value of energy of silence ENER_SIL or of the value of the stationarity parameter STAT (n), compared by a comparison of inferiority to the value S FUD previously cited in the description.
  • the value of choice of analysis d n (n) is taken equal to 0, that is to say symbolic value "fwd" in step 122.
  • step a new test is carried out relative to the choice value of ana- lyse d n _ x (nl) to the logical value 1, that is to say to the symbolic value "bwd".
  • a new test 126a is carried out, consisting in comparing the prediction gain of the LPC filtering "before”, Gpf, to the prediction gain of the LPC filtering "back”, Gpb, reduced by the threshold value S_TRANS.
  • the analysis value d n (n) is assigned the logical value 0, symbolic value "fwd", and on a negative response to the above test 126a, is assigned to the same value choice of analysis the logical value 1, symbolic value "bwd".
  • the corresponding steps are noted 128 and 129.
  • Test 125 consists in making a comparison of the filtering distance LPC, d LPC , by comparison of inferiority to the threshold value S_LSP_L (n).
  • a new test 126b is carried out by comparing the superiority of the "back" LPC filtering prediction gain to the "front” LPC filtering prediction gain reduced by the value S_STAT previously mentioned.
  • step 129 the value of analysis choice d n (n) is assigned in step 129 the logical value 1, that is to say the symbolic value "bwd".
  • test 126b On negative response to test 126b, the value of analysis choice d n (n) is assigned the logical value 0, that is to say the symbolic value "fwd", step 128.
  • a new test is carried out, in a step 127, this test consists as long as verifying the conditions for comparing the "back" LPC filtering gain Gpb to the "forward" LPC filtering prediction gain minus the threshold value S_PRED (n), for comparing the superiority of the intermediate LPC filtering prediction gain Gpi to the "forward" LPC filtering prediction gain value minus the aforementioned threshold value S_PRED (n) and to the comparison of the "back” filtering prediction gain Gpb superiority to the threshold value G x , as well as comparison of the value of the intermediate filtering prediction gain Gpi with the threshold value G x .
  • the negative response to test 123 previously mentioned in the description also leads to the carrying out of the aforementioned test 127.
  • the value of analysis choice d n (n) is assigned the logical value 1, that is to say the symbolic value "bwd” in step 129, while qu 'to the negative response to the above test 127, to the analysis choice value d n (n), on the contrary, is assigned the logical value 0, that is to say the symbolic value "fwd” in step 128 .
  • the mode of constitution of the digital audio-frequency signal to be coded in successive blocks of samples B n has not been shown because this operating mode is perfectly known from the state of the art and can be carried out from 'a simple buffer memory, for example read periodically at the frame frequency and the block frequency.
  • the coding device which is the subject of the invention comprises a "front" LPC analysis filter, bearing the reference 1A, and a "rear” LPC analysis filter, bearing the reference 1B, in order to make it possible to deliver a transmitted coded signal consisting of LPC filter parameters accompanied by an analysis decision indication, as well as parameters Pr r relating to the harmonic analysis and to the CELP excitation signal.
  • the analysis decision indication corresponds to the analysis choice value d r ⁇ (n) as mentioned previously in the description.
  • the LPC filtering parameters it is indicated that these correspond to specific parameters, in accordance with the mode of implementation of the coding method which is the subject of the present invention, as will be described below in the description.
  • FIG. 3 the existence of an adaptive filter as a function of the value of the stationarity parameter has also been shown in the coding device according to the invention, this adaptive filter bearing the reference 1E.
  • This adaptive filter 1E naturally receives the original digital signal, noted s n (t) , that is to say the current block B n .
  • the 1E filter uses the LPC filtering parameters in order to calculate the residual signal which will then be coded by the IF module. These LPC parameters, as well as the filter decision indication constitute a part of the coded signal. which is transmitted to the decoder.
  • the coding device which is the subject of the present invention comprises a coding means, bearing the reference IF, of a non-transmitted coding residual signal, the coding residual signal, designated by res n (t) is directly available at the output of the adaptive filter 1E, this signal thus being delivered at the input with the digital audio frequency signal to the coding module of the non-transmitted coding residue signal, to generate a synthesis residue signal, res_syn n (t).
  • a reverse filtering module bearing the reference 1G, receives the synthesis residue signal and makes it possible to deliver a synthesis signal referenced s_syn n (t) .
  • a storage module 1H receives the abovementioned synthesis signal s_syn n (c , to deliver the abovementioned synthesis signal for the block prior to the current block B n , the synthesis signal thus obtained being designated by s_syn n . 1 (t).
  • This synthesis signal is delivered to the "rear" LPC analysis filter bearing the reference 1B in FIG. 3 above.
  • the coding device, object of the present invention, as shown in FIG. 3 makes it possible to code the digital audio signal on the aforementioned digital audio signal from the "forward" LPC filter for non-stationary areas and on the aforementioned synthesis signal s_syn n . 1 (t) from the "back" LPC filter 1B for stationary areas , as will be described below.
  • the device which is the subject of the invention comprises for this purpose, for each current LPC block B n , a module 1C for calculating the degree of stationarity of the digital audio signal according to a parameter of stationarity whose value is between a maximum stationarity value and a minimum stationarity value.
  • the stationarity parameter is the STAT (n) parameter previously described in the description in accordance with the object coding method. of the present invention.
  • the maximum and minimum stationarity values are also defined above. As shown in addition in FIG.
  • the coding device which is the subject of the invention comprises a module, denoted 1D X , for establishing from the above-mentioned stationarity parameter STAT (n) a function of decision and an LPC analysis choice value, the decision function being denoted D n as mentioned previously in the description, and the LPC analysis choice value being of course and corresponding to the choice value of LPC analysis noted d n (n) previously described in the description.
  • the value of choice of analysis d n (n) can take the values 0 or 1, logical values, which correspond to the symbolic value of choice of analysis "fwd" and "bwd” for LPC analysis " front "and” rear "respectively.
  • the coding device comprises an LPC filtering analysis discrimination module, denoted 1D 2 , this module receiving the analysis choice value d n (n) and allowing to deliver, for the current LPC block B n, the value of the LPC filtering parameters "rear" respectively "front” according to the above-mentioned analysis choice value.
  • the discrimination module 1D 2 can for example, in a non-limiting embodiment, consist of two distinct memory zones allowing the memorization of the filtering parameters Af n (z) and Ab n (z) respectively, the analysis choice value d n (n) as a function of its current logic value, 0 or 1, allowing the addressing in reading of the filtering parameter values stored by the module 1D 2 for example and the transmission of these filtering parameters by the latter.
  • the coding device in accordance with the object of the present invention for producing the adaptive filter as a function of the stationarity value carrying the reference 1E, can be produced by a filter element whose transfer function, denoted A (z), is established from the values of filter parameters delivered by the discrimination module 1D 2 previously mentioned.
  • the adaptive filtering module 1E can be produced by a filter with adjustable coefficients, to the value of the coefficients of the latter being assigned the values of filtering parameters delivered by the discrimination module 1D 2 previously mentioned.
  • the filtering performed by the module 1E is thus of the adaptive type as a function of the degree of stationarity of the digital audio frequency signal to be coded.
  • the module 1E thus delivers, from the original digital audio signal s n (t) , the residual filtering signal LPC designated by res n (t) to the coding module of the residue IF, which then makes it possible to deliver the residual signal LPC synthesis designated by res_syn n (t).
  • the 1G module is a filtering module whose transfer function is the inverse of the transfer function of the 1E module obtained from the parameters memorized from the latter. It receives the LPC synthesis residue signal res_syn n (t) delivered by the coding module from the coding residue delivered by the IF module.
  • the coding of the digital audio signal s n (t) is carried out at the level of the module 1E by virtue of the LPC analysis "front”, respectively “rear” carried out by the LPC analysis filters "before” 1A and d 'LPC analysis “back” 1B, the coded signal s_c n (t) consisting of the transmission of the LPC filtering parameters "before” when the value of analysis choice d n (n) has the symbolic value "fiv'd” as well as the indication of the choice of analysis, that is to say of the value of the choice of analysis previously cited.
  • This operating mode makes it possible to carry out the coding of the digital audio signal and to privilege the maintenance in one of the LPC filtering modes "before”, respectively “rear”, according to the degree of stationarity of the digital signal and to further limit the number of switches from one to the other of the filtering modes considered.
  • a device for decoding a digital audio signal coded in double analysis on the criterion of choice of LPC analysis "before”, respectively "rear", into a coded signal transmitted in accordance with the coding method object of the present invention and thanks to the implementation of a coding device as shown in FIG. 3 for example, will now be described in conjunction with FIG. 4.
  • the transmitted coded signal s_c n (t) consists for each analysis block
  • the decoding device comprises at least one module for synthesis, referenced 2A, of the filtering residue signal receiving the LPC residue coding parameters delivered by the IF module.
  • the module 2A decodes the coding parameters supplied by the module IF and consequently delivers a synthesis residue signal, which is referenced in FIG. 4 res_syn n (t).
  • the decoding device as shown in FIG. 4 also includes a module, bearing the reference 2B, of adaptive reverse filtering as a function of the degree of stationarity, receiving the above-mentioned synthesis residue signal, delivered by the module 2A, and allowing d 'generating a synthesis signal s_syn n (t) representative of the digital audio frequency signal, this signal constituting in fact the decoded signal.
  • the reverse filtering module 2B implements the filtering parameters received by the decoder due to the transmission, ie the LPC analysis parameters "before" when these are transmitted and the decision to analysis corresponds to a “forward” LPC analysis or, on the contrary, the “backward” filtering analysis parameters as will be described below.
  • the decoding device which is the subject of the present invention of course comprises a "rear" LPC filter module, carrying the 2D reference, receiving the synthesis signal, that is to say the signal referenced s_syn n (t ) for the LPC block prior to the current LPC block, this synthesis signal thus being referenced s_syn n . 1 (t) in FIG. 4.
  • the decoding device which is the subject of the present invention, as shown in FIG. 4, finally comprises a discriminator module bearing the reference 2C, making it possible to discriminate the LPC analysis "front", respectively "rear".
  • the module 2C receives, on the one hand, for a discrimination command, the value of analysis choice received, that is to say the value d n (n), and, on the other hand, the filtering parameters "Front" LPC, ie the parameters Af n (z) transmitted, as well as the "rear” LPC filtering parameters Ab n (z) obtained by means of the 2D module.
  • the module 2C thus makes it possible to deliver, as a function of the value of choice of analysis, that is to say of the value d n (n), that is to say the filtering parameters LPC "before” Af n (z), or the "rear” LPC filtering parameters Ab n (z) to the adaptive reverse filtering module 2B as a function of the degree of stationarity.
  • modules 2C and 2B can simply consist of modules substantially identical to the modules 1D 2 and 1E or, more particularly, 1G of FIG. 3.
  • the coder proper consisted of a telephone band coder from 300 to 3400 Hz, at a rate of 12 kb / s of the CELP type.
  • the frames were formed over a duration of 10 ms for an excitation provided by algebraic dictionary according to the so-called ACELP technique previously mentioned in the description.
  • the LPC analysis "before” was a 10 order analysis and the LPC analysis "back” was a 30 order analysis every 80 samples.
  • Each block B n contained 80 samples.
  • the above-mentioned stationarity parameter varies between two extreme values 0 and 100, the aforementioned values STAT m and STAT M.
  • S_PRED is adapted as follows:
  • the value of the threshold S_STAT used in case of stationarity of the LPC filters measured using the threshold S_LSP_L was fixed at 4.0 dB.
  • the threshold S_LSP_H was not used in this embodiment.
  • the value of the threshold G ⁇ has been set at OdB. Regarding the energy value characterizing an ENER_SIL silence frame, this value was set at 40 dB measured on the 80 samples s (i) of the current block B n :
  • ENER SIL 10.Log ⁇ L s (i With regard to the value of the Spy- threshold, mentioned previously and intended to further limit the risk of switching by imposing the LPC filtering mode "before" when the value STAT (n) is less than this threshold, this value S FUD was set at 40.6.
  • the above-mentioned stationarity parameter varies between the two extreme values 0 and 120, the aforementioned values STAT m and STAT M.
  • the values of the functions f a (N_BWD) and f b (N_BWD) are such that:
  • S_PRED is adapted as follows:
  • the threshold S_LSP_L is adapted to the idea of the following staircase function: 5 d0.02 if STAT (n)> 100
  • the threshold S_LSP_H is adapted using the following step function: 0 (0.08 if STAT (n)> 100
  • the value of the threshold S_TRANS used in the event of transition of the LPC filters measured using the threshold S_LSP_H was fixed at 50 dB.
  • the value of the threshold S_STAT used in case of stationarity of the LPC filters measured using the threshold S_LSP_L was fixed at 2.5 dB.
  • the value of the G : threshold has been set at OdB.

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Abstract

L'invention concerne un procédé et un dispositif de codage d'un signal audionumérique par analyse LPC 'avant' et 'arrière'. Le codage est effectué par filtrage LPC 'avant' pour les zones non stationnaires et sur un signal de synthèse à partir d'un filtrage LPC 'arrière' pour les zones stationnaires. Pour chaque bloc LPC courant (Bn) (10), le degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence est déterminé (11), et une valeur de choix d'analyse LPC 'avant' ou 'arrière' est établie (12) à partir d'une fonction de décision, en fonction du paramètre de stationnarité. Un critère de choix d'analyse LPC 'avant' ou 'arrière' est appliqué (13) à la valeur de choix d'analyse pour effectuer le codage du signal audiofréquence puis passer au bloc LPC suivant. Application à la radiotéléphonie mobile, à la création, à la mémorisation et à la reproduction de phonogrammes, à la transmission par satellite et à la téléphonie en bande élargie.

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF DE CODAGE D'UN SIGNAL AUDIOFREQUENCE PAR ANALYSE LPC "AVANT" ET "ARRIERE"
L'invention concerne un procédé et un dispositif de codage d'un signal audiofréquence, tel qu'un signal de parole, par analyse LPC "avant" et "arrière".
A l'heure actuelle, les techniques de codage des signaux audiofréquence, notamment les signaux de parole, ont pour objectif de permettre la transmission de ces signaux sous forme numérique, dans des conditions de réduction du débit de transmission, afin, notamment, d'assurer une gestion adaptée des réseaux de transmission de ces signaux, compte tenu de 1 ' accroissement important des transactions entre utilisateurs. Parmi les techniques de codage utilisées, celle désignée par analyse LPC, pour "Linear Prédictive Coding" en langage anglo-saxon, consiste à effectuer une prédiction linéaire du signal audiofréquence à coder, le codage étant réalisé temporellement au moyen d'un filtrage de prédiction linéaire appliqué à des blocs successifs de ce signal.
Dans les techniques précitées, celle connue sous le nom de codage CELP, pour " Code Exclted Linear Prédiction" , est la plus répandue et l'une des plus performantes. D'autres techniques, telles que la technique désignée par MP-LPC, pour " ulti Puise Li-near Prédictive Coding " , ou la technique VSELP, pour "Vector Sum Exclted Linear Prédiction" en langage anglo-saxon, sont relativement proches du codage CELP.
Les techniques de codage précitées sont dites " à analyse par synthèse". Elles ont en particulier permis, pour des signaux audiofréquence appartenant à la bande de fréquence téléphonique, de réduire le débit de transmission de ces signaux de 64 b/s (codage MIC) à 16 kb/s à l'aide de la technique de codage CELP, et même jusqu'à 8 kb/s dans le cas des codeurs mettant en oeuvre les évolutions les plus récentes de cette technique de codage, sans dégradation perceptible de la qualité de la parole restituée après transmission et décodage.
Un domaine d'application particulièrement important de ces techniques de codage est, notamment, celui de la téléphonie mobile. Dans ce domaine d'application, la limitation nécessaire de la bande de fréquences accordée à chaque opérateur de téléphonie mobile et l'augmentation très rapide du nombre d'abonnés utilisateurs rendent nécessaire la diminution correspondante du débit de codage, alors que les exigences des usagers en matière de qualité de parole ne cessent de croître. D'autres domaines d'application de ces techniques de codage concernent, par exemple, le stockage des données numériques représentatives de ces signaux sur des supports de mémorisation, la téléphonie haute qualité pour des applications de Visio- ou audio-conférence, multimédia, ou les transmissions numériques par satellite.
Les filtres de prédiction linéaire utilisés dans les techniques précitées sont obtenus à l'aide d'un module d'analyse dite "analyse LPC" opérant sur des blocs succes- sifs du signal numérique. Ces filtres sont capables, selon l'ordre d'analyse, c'est-à-dire selon le nombre de coefficients du filtre, de modéliser plus ou moins fidèlement les contours du spectre de fréquences du signal à coder. Dans le cas d'un signal de parole, ces contours sont appelés formants.
Toutefois, pour un codage de bonne qualité, exigé par la plupart des applications actuelles, le filtre ainsi défini ne suffit pas à modéliser parfaitement le signal. Il est alors indispensable de procéder au codage du résidu de prédiction linéaire. Un tel mode opératoire relatif au résidu de prédiction linéaire est notamment mis en oeuvre par la technique de codage LD-CELP, pour Lovr Delay CELP en langage anglo-saxon, précédemment mentionnée dans la description. Le signal résiduel est dans ce cas modélisé par une forme d'onde extraite d'un dictionnaire stochastique et multipliée par une valeur de gain. La technique de codage MP-LPC, par exemple, modélise ce résidu à l'aide d'impulsions de position variable affectées de valeurs de gain respectives, alors que la technique de codage VSELP effectue cette modélisation par une combinaison linéaire de vecteurs d'impulsions extraits de répertoires appropriés.
Un rappel didactique du mode opératoire de 1 ' analyse LPC et notamment de l'analyse LPC "arrière" et de l'analyse LPC " avant " ou analyse LPC "backward " et analyse LPC "forward" respectivement en langage anglo-saxon, sera tout d'abord donnée ci-après.
L'enveloppe générale du spectre de fréquences est odélisée grâce à un filtre de synthèse à court terme, constituant le filtre LPC, dont les coefficients sont évalués au moyen d'une prédiction linéaire du signal de parole à coder. Ce filtre LPC, filtre autorégressif, possède une fonction de transfert de la forme, relation ( 1 )~ :
F
A(z ) •= 1 - Σ a.z"1 où p désigne le nombre de coefficients a1 du filtre et l'ordre de la prédiction linéaire mise en oeuvre, z désignant la variable de la transformée en z de l'espace des fréquences .
Une méthode d'évaluation des coefficients a1 consiste à appliquer un critère de minimisation de l'énergie du signal d'erreur de prédiction du signal de parole sur la longueur d'analyse de ce dernier.
La longueur d ' analyse pour un signal de parole numérique formé d'échantillons successifs est de manière pratique un nombre N de ces échantillons, constitutifs d'une trame de codage. L'énergie du signal d'erreur de prédiction vérifie alors la relation (2) :
N p
Ep = L (s(n) - L a.-sCn-i))2 où s(n) désigne l'échantillon de rang n dans la trame de N échantillons. Dans un processus de codage par blocs, la trame de codage peut être avantageusement divisée en plusieurs sous- trames ou blocs LPC adjacents. La longueur d'analyse N excède alors la longueur de chaque bloc afin de permettre la prise en compte d'un certain nombre d'échantillons passés et, le cas échéant, futurs, au moyen et au prix de retards de codage appropriés.
L'analyse est dite LPC "avant" lorsque le processus d'analyse LPC est conduit sur le bloc de la trame courante du signal de parole à coder, le codage au niveau du codeur intervenant "en temps réel", c'est-à-dire durant le bloc de la trame courante au seul retard de traitement près introduit par le calcul des coefficients du filtre. Cette analyse implique la transmission des valeurs calculées des coeffi- cients des filtres au décodeur.
L'analyse LPC "arriére" mise en oeuvre dans le codeur LD-CELP à 16 kb/s a fait l'objet de la norme UIT-T G728. Cette technique d'analyse consiste à effectuer l'analyse LPC, non pas sur la ou le bloc de la trame courante du signal de parole à coder, mais sur le signal de synthèse. On comprend alors que cette analyse LPC est effectuée en fait sur le signal de synthèse du bloc précédant le bloc courant, car ce signal est disponible simultanément au niveau du codeur et du décodeur. Cette opération simultanée au codeur et au décodeur permet ainsi d'éviter la transmission du codeur vers le décodeur de la valeur, obtenue au codeur, des coefficients du filtre LPC. Pour cette raison, l'analyse LPC "arrière" permet de libérer du débit de transmission, le débit ainsi libéré pouvant être employé par exemple afin d'enrichir les dictionnaires d'excitation dans le cas du codage CELP. L'analyse LPC "arrière" autorise en outre une augmentation de l'ordre d'analyse, le nombre de coefficients du filtre LPC pouvant atteindre 50 dans le cas d'un codeur LD-CELP contre 10 coefficients pour la plupart des codeurs mettant en oeuvre une analyse LPC "avant". Ainsi, un bon fonctionnement de l'analyse LPC "arrière" exige les conditions suivantes :
- bonne qualité du signal de synthèse, très proche du signal de parole à coder, ce qui implique un débit de codage suffisamment élevé, supérieur à 13 kb/s compte tenu de la qualité actuelle des codeurs CELP ;
- trame et bloc de longueur réduite en raison du retard d'un bloc entre signal analysé et signal à coder. La longueur de trame et de bloc doit donc être faible par rapport au temps de stationnarité moyen du signal de parole à coder ;
- fidélité de la transmission et respect de l'intégrité des données transmises entre codeur et décodeur, par l'introduction de peu d'erreurs de transmission. Dès que les signaux de synthèse diffèrent de manière significative du signal de parole à coder, codeur et décodeur ne calculent plus le même filtre et des divergences importantes peuvent survenir, en l'absence de toute chance de retour à une sensible identité des filtres calculés au codeur ou au décodeur .
En raison des avantages et inconvénients respectifs des types d'analyse précités LPC "arrière" et " avant " , une technique consistant à associer sélectivement l'analyse LPC "arrière" et "avant" a été proposée dans l'article intitu- lé : "Dual Rate Low Delay CELP Coding ( 8 kbits/ s/ 16 kbits/ s ) uslng a Mlxed Backward /Forward Rdaptlve LPC Prédiction " publié par S.PROUST, C.LAMBLIN et D.MASSALOUX, Proc.IEEE Workshop Speech Cod. Telecomm. , Sept. 1995, pp 37-38. Les conditions préalablement mentionnées, relatives au bon fonctionnement de l'analyse LPC "arrière", révèlent que ce seul type d'analyse présente des limites manifestes lors- qu ' on opère à des débits de transmission nettement inférieurs à 16 kb/s. Outre la diminution de qualité du signal de synthèse, laquelle dégrade les performances du filtre LPC, il est le plus souvent nécessaire, afin de réduire le débit de transmission, d'opérer sur une longueur de trame LPC plus importante, de l'ordre de 10 à 30 ms. On constate alors que dans ces conditions, la dégradation intervient avant tout lors des transitions de spectre de fréquences et plus généralement dans les zones peu stationnaires, alors que pour des signaux globalement très stationnaires comme ceux relatifs à la musique, l'analyse LPC "arrière" conserve un avantage très significatif vis-à-vis de l'analyse LPC "avant".
L'association des deux types d'analyse LPC précités a pour objet de pallier ces inconvénients en bénéficiant des avantages inhérents à chacun d ' eux :
- analyse LPC "avant" pour le codage des transitions et des zones non-stationnaires ;
- analyse LPC "arrière", d'ordre plus élevé, pour le codage des zones stationnaires.
En outre, l'introduction de trames LPC codées par analyse LPC " avant " parmi des trames LPC codées par analyse LPC "arrière" permet au codeur et au décodeur de converger à nouveau vers un même signal de synthèse en cas d'erreur de transmission et offre donc une robustesse à ces erreurs très supérieure à un codage par analyse LPC "arrière" pur.
Globalement, l'analyse LPC mixte " avant "- "arrière " précitée consiste à effectuer deux analyses LPC, une analyse LPC "avant " sur le signal de parole ou audiofréquence à coder et une analyse LPC "arrière" sur le signal de synthèse.
Deux filtres sont calculés pour chaque bloc LPC, ces filtres étant désignés par filtre LPC " avant " et filtre LPC "arrière" respectivement. Une procédure de choix du filtre appliqué pour le bloc LPC considéré en fonction de la stationnarité du signal est alors mise en oeuvre. Cette procédure fait appel à deux critères distincts :
- un premier critère fondé sur les gains de prédiction des filtres : - un deuxième critère fondé sur un paramètre de distance entre filtres LPC " avant " calculés successivement. Pour chacun de ces deux critères, des valeurs de seuil, fixes, sont établies.
Premier critère : Le choix du filtre LPC "arrière" est retenu si l'écart entre le gain de prédiction des filtres LPC "arriére" et "avant " est supérieur à une première valeur de seuil.
Deuxième critère : Pour une analyse courante en mode d'analyse LPC "arrière", interdiction du basculement du mode d'analyse LPC "arrière" en mode d'analyse LPC "avant" si la distance calculée sur les vecteurs de paramètres représentant deux filtres LPC "avant " consécutifs est inférieure à une deuxième valeur de seuil, une distance trop faible caractérisant une zone sensiblement stationnaire pour laquelle il est opportun d'éviter tout changement de mode d'analyse LPC. La distance calculée est une distance euclidienne entre lès raies spectrales du signal de parole ou audiofréquence à coder.
Pour une description plus détaillée du mode d'analyse LPC mixte précité, on pourra utilement se reporter à l'article publié par S.PROUST, C.LAMBLIN et D.MASSALOUX précédemment cité .
Des investigations approfondies menées sur le mode opératoire de l'analyse mixte précitée ont permis de mettre en évidence les inconvénients importants ci-après : - pour certains signaux, les valeurs des gains de prédiction des filtres LPC " avant " et "arrière" peuvent osciller de part et d'autre de la première valeur de seuil. Ce phénomène occasionne des changements de filtre LPC "arrière" - LPC "avant", ou réciproquement, brusques et fréquents. Les discontinuités de filtrage alors introduites constituent une source de dégradation importante du signal de synthèse et ne sont pas, la plupart du temps, liées à des réelles modifications spectrales du signal de parole ou audiofréquence à coder ; - la valeur optimale du premier seuil, qu'il convient de fixer, varie très fortement en fonction de la stationnarité du signal à coder, ce d'autant plus que le débit de codage est faible. Pour un retard de codage correspondant à une trame LPC de 10 à 30 ms, ou lorsque le débit de transmission diminue, il apparaît une divergence très nette du mode de codage de signaux de musique et de parole. Pour les signaux de musique, l'analyse LPC "arriére" est utilisée quasiment en permanence alors que pour les signaux de parole, l'analyse LPC "avant" est utilisée majoritairement . Alors que dans le cas de signaux de musique, la stationnarité étant très élevée, l'analyse en mode LPC "arriére" est retenue même pour une longueur de trame LPC importante, dans le cas des signaux de parole, au contraire, les zones très stationnaires sont de durée très limitée et le passage en mode d'analyse LPC "arrière" en conséquence bref, ce qui provoque des transitions de filtres indésirables qui dégradent la qualité du codage. Le codeur n'est alors plus en mesure de corriger les phénomènes engendrés par la discontinuité introduite par le basculement des filtres ; - le filtre LPC qui donne la meilleure qualité subjective et modélise donc le mieux le spectre du signal à coder n'est pas toujours celui qui possède le meilleure gain de prédiction. Certains basculements d'un mode d'analyse LPC à l'autre, liés à une décision instantanée, sont donc inutiles.
La présente invention a pour objet de remédier aux inconvénients précités par la mise en oeuvre d'un procédé et d'un dispositif de codage d'un signal numérique audiofréquence par analyse LPC " avant " et "arrière" spécifique. Un autre objet de la présente invention est également la mise en oeuvre d'un processus d'adaptation dynamique de la fonction de choix entre l'analyse LPC "avant" et l'analyse LPC "arriére" en fonction du degré de stationnarité du signal à coder. Un autre objet de la présente invention est également la mise en oeuvre d'un processus d'adaptation dynamique de la fonction de choix précitée sur la base d'une discrimination entre signaux fortement stationnaires, tels que musique ou bruit de fond, et autres signaux, tels que la parole, afin de permettre le traitement de codage le plus approprié par analyse LPC "arrière" et " avant " respectivement.
Un autre objet de la présente invention est également, le choix du codage le plus approprié précité ayant été effectué, pour un signal à coder d'un type ou de caractéris- tiques donnés, d'éviter tout basculement intempestif dans le mode d'analyse LPC non retenu, et, ainsi, d'éviter l'apparition de transitions de filtres LPC " avant " - " arrière " ou réciproquement susceptibles de dégrader la qualité du signal de synthèse reproduit. Un autre objet de la présente invention est enfin la mise en oeuvre d'un processus d'adaptation dynamique de la fonction de choix précitée pour lequel le changement de mode d'analyse LPC correspond de manière fidèle à un changement de stationnarité du signal à coder et risque, en conséquen- ce, d'être beaucoup moins lié à un simple effet de franchissement ponctuel des première et deuxième valeurs de seuil. Le procédé et le dispositif de codage d'un signal numérique audiofréquence, objets de la présente invention, mettent en oeuvre une double analyse sur critère de choix d'analyse LPC "avant" et "arriére" respectivement pour engendrer un signal codé transmis consistant en des paramètres de filtrage LPC accompagnés d'une information de décision d'analyse et un signal de résidu de codage, non transmis. Le signal numérique audiofréquence est subdivisé en trames, succession de blocs d'un nombre déterminé d'échantillons et le codage de ce signal numérique audiofréquence est effectué sur ce signal à partir d'un filtrage LPC "avant" pour les zones non stationnaires et sur un signal de synthèse respectivement, ce signal de synthèse étant obtenu à partir du signal résidu de codage, à partir d'un filtrage LPC "arrière" pour les zones stationnaires. Ils sont remarquables en ce qu'ils consistent à, et permettent de, respectivement :
- déterminer le degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence selon un paramètre de stationnari- té, dont la valeur est comprise entre une valeur de stationnarité maximale et une valeur de stationnarité minimale ;
- établir, à partir du paramètre de stationnarité, une valeur de choix d'analyse, à partir d'une fonction de décision ; - appliquer la valeur de choix d'analyse au filtrage
LPC pour effectuer le codage du signal numérique audiofréquence par filtrage LPC " avant " pour les zones non-station- naires sur le signal numérique audiofréquence et par filtrage LPC "arrière" pour les zones stationnaires sur le signal de synthèse.
Ce mode opératoire permet de privilégier le maintien dans l'un des modes de filtrage LPC "avant" et "arrière" respectivement, en liaison avec le degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence et de limiter le nombre de basculements de l'un à l'autre des modes de filtrage et réciproquement .
Le procédé et le dispositif, objets de la présente invention, trouvent application non seulement au domaine de la téléphonie mobile mais également à l'industrie de la création et de la reproduction de phonogrammes, à la transmission par satellite et à la téléphonie haute qualité pour des applications de visio- ou audio-conférence, multimédia.
Ils seront mieux compris à la lecture de la descrip- tion et à l'observation des dessins ci-après, dans lesquels :
- la figure 1 représente, sous forme d'un organigramme général, un schéma illustratif des étapes permettant la mise en oeuvre du procédé de codage, objet de la présente invention ;
- la figure 2a représente un organigramme général des étapes de calcul du paramètre de stationnarité pour chaque bloc LPC courant ;
- la figure 2b représente un mode de réalisation particulier avantageux des étapes essentielles du calcul du paramètre de stationnarité selon la figure 2a ;
- la figure 2c représente un détail de réalisation de la figure 2b, plus particulièrement un détail du processus d'affinage de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire pour l'obtention du paramètre de stationnari- té ;
- les figures 2d et 2e représentent un premier, respectivement un deuxième exemple de réalisation non limitatif de mise en oeuvre d'une fonction d'affinage permettant de calculer une valeur d'affinage du paramètre de stationnarité intermédiaire en fonction des valeurs relatives du gain de filtrage LPC "avant" et "arrière" "; la figure 2f représente, à titre d'exemple illustratif, un organigramme des étapes permettant la mise en oeuvre de la fonction de décision et de la valeur du choix d'analyse LPC "avant" ou "arrière" ; la figure 3 représente, sous forme de blocs fonctionnels, le schéma général d'un codeur permettant d'effectuer le codage d'un signal audiofréquence conformément à l'objet de la présente invention ; - la figure 4 représente, sous forme de blocs fonctionnels, le schéma général d'un décodeur permettant d'effectuer le décodage d'un signal audiofréquence codé grâce à la mise en oeuvre d'un codeur tel que représenté en figure 3. Une description plus détaillée du procédé de codage d'un signal numérique audiofréquence par double analyse, sur critère de choix d ' analyse LPC "avant " respectivement "arrière" en un signal codé transmis, objet de la présente invention, sera maintenant donnée en liaison avec la figu- re 1.
D'une manière générale, on indique que le signal codé transmis, noté s_c.(t), consiste pour partie en des paramètres de filtrage LPC accompagnés d'une information de décision d'analyse LPC. En outre, un signal de résidu de codage resn(t) non transmis est disponible par la mise en oeuvre du procédé de codage.
Le signal numérique audiofréquence est subdivisé en trames LPC, succession de blocs LPC, chaque bloc, pour la commodité de la description, étant noté Bn et muni d'un nombre N déterminé d'échantillons. Conformément à un aspect du procédé de codage, objet de la présente invention, celui-ci consiste à effectuer le codage précité sur le signal numérique audiofréquence tel que défini précédemment à partir d'un filtrage LPC "avant" pour les zones non stationnaires, respectivement sur un signal de synthèse obtenu à partir du signal résidu de codage à partir d'un filtrage LPC "arriére" pour les zones stationnaires .
Selon un aspect particulièrement remarquable du procédé objet de la présente invention, celui-ci consiste, afin d'établir le critère de choix de filtrage LPC "avant" ou "arrière", sur chaque bloc courant de la succession de blocs courants constituant une trame courante, ainsi que représenté en figure 1, chaque bloc courant, noté Bn, étant disponible en une étape de départ 10, à déterminer en une étape 11 le degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence selon un paramètre de stationnarité, noté STAT(n). Ce paramètre de stationnarité présente une valeur numérique comprise entre une valeur de stationnarité maximale, notée STATM, et une valeur de stationnarité minimale, notée STATm.
Par convention et sans nuire aucunement au degré de généralité du procédé de codage objet de la présente invention, on indique que le paramètre de stationnarité présente la valeur maximale STATM pour un signal très fortement stationnaire, alors que ce paramètre de stationnarité présente la valeur minimale STATm pour un signal très fortement non stationnaire.
Suite à l'étape 11 précitée, le procédé de codage objet de la présente invention consiste à établir, en une étape 12, à partir du paramètre de stationnarité STAT(n), une valeur de choix d'analyse LPC, cette valeur de choix d'analyse correspondant bien entendu, soit au choix de l'analyse LPC " avant " , soit au contraire au choix de l'analyse LPC "arrière". La valeur de choix d'analyse est notée dn(n) et est obtenue à partir d'une fonction de décision spécifique, notée Dn.
L'étape 12 précitée est alors suivie d'une étape de test 13 permettant 1 ' application de la valeur de choix d'analyse dn(n), symbolisée par C, au filtrage LPC pour effectuer le codage du signal numérique audiofréquence par filtrage LPC "avant" pour les zones non-stationnaires sur le signal numérique audiofréquence, respectivement par filtrage LPC "arrière" pour les zones stationnaires sur le signal de synthèse.
La mise en oeuvre de la fonction de décision Dn et des valeurs de choix d'analyse précitées dn(n), conformément à un aspect particulièrement avantageux du procédé de codage objet de la présente invention, permet de privilégier le maintien dans l'un des modes de filtrage LPC " avant " respectivement "arrière", en liaison avec le degré de stationnarité du signal audiofréquence, et de limiter le nombre de basculements de l'un à l'autre des modes de filtrage, et réciproquement.
D'une manière générale, on indique que la fonction de décision mise en oeuvre à l'étape 12, cette fonction de décision étant notée D , est une fonction adaptative actualisée pour chaque bloc courant Bn, à partir du paramètre de stationnarité.
L'actualisation de la fonction adaptative permet de privilégier le maintien dans l'un des modes de filtrage LPC " avant " , respectivement "arriére", en fonction du degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence et de limiter ainsi le nombre de bascule ents de l'un à l'autre des modes de filtrage, et réciproquement.
D'une manière plus spécifique, on indique que la valeur de choix d'analyse dn(n) établie à partir de la fonction de décision Dn précitée correspond à une valeur de priorité de mode de filtrage LPC " avant " ou "arrière" ainsi qu'à une autre valeur de priorité représentant en fait une valeur d'absence de priorité de retour au mode de filtrage LPC "arriére" ou " avant " . Par valeur de priorité de mode de filtrage LPC, on indique que la valeur de choix d'analyse dn(n) peut par exemple correspondre à une valeur logique, la valeur vraie de cette valeur logique, valeur 1 par exemple, correspondant à un choix de filtrage LPC "arrière" alors que la valeur complémentée de cette valeur vraie, la valeur zéro, correspond à un choix de filtrage LPC " avant " . On comprend ainsi que la fonction de test à l'étape 13 peut se résumer à une valeur de test sur la valeur logique de la valeur de choix d'analyse précitée pour assurer à l'étape 14 le filtrage LPC "arriére" pour les zones stationnaires du signal à coder ou le filtrage LPC "avant" à l'étape 15 pour les zones non- stationnaires, les étapes 14 et 15 précitées étant alors suivies par les étapes 14a et 15a au retour au bloc suivant noté Bn+1, pour n = n+1. Bien que la valeur de choix d'analyse dn(n) soit représentée par une valeur logique, on comprend que cette valeur logique peut être associée à une valeur de priorité et de probabilité de mode de filtrage établie par la fonction de décision Dπ de manière spécifique. On comprend en particulier que cette valeur de probabilité peut correspondre, pour chaque bloc courant Bn, à la valeur logique vraie pour une plage de valeurs de probabilité comprise entre zéro et 1 de filtrage LPC "arrière" alors que la valeur logique complémentée, valeur logique zéro par exemple, peut correspondre au complément de la plage de valeurs de probabilité précitée entre zéro et 1 de la première plage précitée. Cette probabilité est liée au nombre de décisions successives de filtrage dans un même mode de filtrage.
Le mode opératoire de la fonction de décision Dn permettant en fait d'associer à la variable logique dn(n) la valeur de priorité de mode de filtrage, est adaptatif au cours du temps, pour chaque bloc courant Bn.
D'une manière générale, on indique que l'adaptation de la fonction de décision Dn a pour but de privilégier progressivement le mode de filtrage LPC "arriére" ou au contraire le mode de filtrage LPC " avant " qui fonctionne le mieux, compte tenu de la stationnarité globale du signal à coder, afin d'éviter le plus possible tout basculement inutile d'un des modes de filtrage à l'autre. De manière plus spécifique, on indique que :
- plus le signal à coder est stationnaire et plus la fonction de décision Dn privilégie l'analyse LPC "arrière" en limitant le plus possible le basculement en mode d'analyse LPC " avant " , - au contraire, moins le signal à coder est stationnaire et plus la fonction de décision Dn privilégie l'analyse LPC "avant" en limitant le plus possible tout basculement en mode d'analyse LPC "arrière".
Une description plus détaillée de mise en oeuvre d'une fonction de décision spécifique permettant de réaliser l'adaptation de cette fonction de décision, en fonction de la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n), sera donnée ultérieurement dans la description.
Un mode de calcul préférentiel du paramètre de stationnarité STAT(n) relatif à chaque bloc LPC courant Bn sera maintenant donné et décrit en liaison avec la figure 2a.
Selon la figure précitée, on indique que l'étape 11 consistant à déterminer le degré de stationnarité de chaque bloc courant Bn du signal numérique audiofréquence consiste, à partir d ' une valeur arbitraire de départ du paramètre de stationnarité, ainsi que représenté à l'étape 110 de la figure 2a, cette valeur arbitraire étant notée STAT(O), à calculer en une étape 111 pour ce bloc courant Bn une valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire, notée STAT*(n), fonction d'un nombre déterminé de valeurs de choix d'analyse successives, ces valeurs de choix d'analyse LPC, notées d^Cn-l), ..., à dn.p(n-p), étant obtenues pour différents blocs successifs antérieurs au bloc courant Bn de la succession de blocs LPC, et de la valeur du paramètre de stationnarité du bloc précédant le bloc courant, cette valeur de stationnarité étant notée STAT(n-l). A l'étape 111 représentée en figure 2a, on indique que la fonction du nombre déterminé de valeurs de choix d'analyse antérieures est donnée en relation avec ces valeurs antérieures, notées dn.^ -l) à dp_p(n-p). En ce qui concerne la valeur arbitraire de départ du paramètre de stationnarité STAT(O), on indique que celui-ci peut, à titre d'exemple non limitatif, être pris égal à la valeur moyenne entre la valeur maximale et la valeur minimale du paramètre de stationnarité précédemment mentionnées dans la description, STATM et STATm.
L'étape 111 précitée est alors suivie d'une étape 112, laquelle consiste à affiner la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire en fonction de la valeur des gains de prédiction des filtres ou mode d'analyse LPC "avant" et "arriére" de la trame précédant la trame courante. A l'étape 112 de la figure 2a, on indique que la fonction précitée est notée g( STAT*(n) , Gpf, Gpb ) où Gpf désigne le gain de prédiction du filtre LPC "avant" et Gpb désigne le gain de prédiction du filtre LPC "arriére" pour la trame précédant la trame courante. A l'étape 112, c'est- à-dire en fin d'étape consistant à affiner la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire, à la valeur de paramètre de stationnarité STAT(n) du bloc LPC courant Bn est attribuée la valeur, relation (3) : STAT(n) = g( STAT*( n) , Gpf , Gpb ) correspondant à la valeur affinée du paramètre de stationna- rite intermédiaire.
Une description plus détaillée de l'étape de calcul 111 du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) et de l'étape 112 consistant à affiner cette valeur de paramè- tre sera maintenant donnée en liaison avec la figure 2b.
Conformément à la figure précitée, l'étape 111 consiste, à partir d'une étape d'initialisation 1110 dans laquelle la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n-l) et la valeur de choix d'analyse dn-.(n-l) relatives au bloc LPC Bn.1 antérieur au bloc courant Bn est disponible, à effectuer, en une étape 1111, une étape consistant à discriminer le mode d'analyse LPC "avant" ou LPC "arrière" du bloc Bn,1 précédant le bloc courant Bn. Cette étape de discrimination 1111 peut, ainsi que représenté en figure 2b, consister en une étape de test sur la valeur de choix d'analyse dn.:(n-l) par rapport à la valeur symbolique "fwd " ou à la valeur logique zéro correspondant à la valeur complémentée de la valeur logique vraie.
Sur réponse négative au test 1111 précité, c'est-à- dire pour tout bloc B^ précédant le bloc courant LPC Bn analysé en mode d'analyse LPC "arrière", l'étape de calcul de la valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire consiste, en une étape 1113, à déterminer le nombre de trames antérieures analysées consécutivement en mode d'analyse LPC "arriére", nombre noté N_BWD, puis, en une étape 1114, à comparer sur critère de comparaison de supériorité le nombre de trames antérieures à une première valeur arbitraire, notée Na, représentative d'un nombre de trames successives analysées en mode LPC "arrière". Sur réponse positive à la comparaison de supériorité du test 1114, l'étape de calcul consiste alors à attribuer, en une étape 1114b, à la valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n), la valeur du paramètre de stationnarité du bloc précédant le bloc courant, STAT(n-l), augmentée d'une valeur déterminée fonction de la première valeur arbitraire représentative d'un nombre de trames successives analysées, c'est-à-dire en fait du nombre de trames antérieures N BWD analysées consécutivement en mode d'analyse LPC "arrière". A l'étape 1114b, la valeur déterminée fonction de la première valeur arbitraire est notée fa(N_BWD). Au cours de l'étape précitée, on comprend que la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) pour le bloc LPC courant Bn est ainsi augmentée par rapport à la valeur correspondante du même paramètre de stationnarité pour le bloc précédent Bn.1. Sur réponse négative à la comparaison de supériorité au test de comparaison 1114, à la valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) est attribuée, en une étape 1114a, la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n- 1 ) du bloc précédant le bloc courant Br . Au contraire, pour tout bloc précédent Bn.1 analysé en mode d'analyse LPC " avant " , c'est-à-dire sur réponse positive au test 1111, l'étape de calcul du paramètre de stationnarité intermédiaire 111 consiste, ainsi que représenté en figure 2b, à déterminer en une étape 1112, sur critère de test, l'occurrence d'une transition du mode d'analyse LPC "arrière" en mode d'analyse LPC "avant" entre le bloc antérieur au bloc antérieur au bloc courant Bn_l r de rang n-2, c'est-à-dire l'existence d'une valeur de choix d'analyse LPC dn.2(n-2) = valeur symbolique "bwd", soit valeur logique zéro ainsi que mentionné précédemment. La réponse positive au test 1112 indique l'existence d'une telle transition du mode d'analyse "arrière" pour le bloc LPC Bn_2 précédant le bloc précédant le bloc courant n,l f alors qu'une réponse négative au test 1112 précité indique l'absence d'une telle transition.
Sur réponse positive au test d'occurrence 1112 précité, l'étape de calcul 111 consiste ensuite à comparer, sur critère de comparaison d'infériorité, le nombre de trames antérieures N_B D précitées à une deuxième valeur arbitraire N_ représentative d'un nombre de trames successives analysées en mode LPC "arriére" précédant le bloc B-,.^ précédant le bloc courant .
Sur réponse positive à la comparaison réalisée au test 1118, ce test est suivi d'une étape 1118a consistant à attribuer à la valeur de paramètre de stationnarité intermé- diaire STAT*(n) la valeur du paramètre de stationnarité du bloc précédant le bloc courant, STAT(n-l) diminuée d'une valeur déterminée, fonction de la deuxième valeur arbitraire Nb, cette valeur déterminée étant notée fb(N_BWD). On comprend ainsi qu'au cours de l'étape 1118a d'attribution, la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire est ainsi diminuée en conséquence.
Au contraire, sur réponse négative à la comparaison d'infériorité effectuée au test 1118, l'étape 111 consiste alors à attribuer, en une étape 1118b, à la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) la valeur de paramètre de stationnarité du bloc précédant- le bloc courant, soit STAT(n-l).
Sur la figure 2b, on remarquera que les étapes d'attribution 1118a et 1118b sont alors suivies d'une étape de remise à zéro du nombre de blocs successifs traités en mode d'analyse LPC "arrière", cette étape de mise à zéro portant la référence 1118c et permettant de réactualiser l'ensemble du processus de calcul de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire. Sur réponse négative au test de comparaison 1112, aucune transition analyse LPC " avant " n'étant apparue, à la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) est attribuée la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n-l) du bloc précédent B^ en une étape 1119. A la fin de l'étape 111, on dispose de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) pour le bloc courant Bn.
En ce qui concerne l'étape 112 consistant à affiner la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire précitée, on indique, en référence à la figure 2b, que celle-ci peut consister avantageusement, en une étape 1120, à discriminer les gains de prédiction du filtrage LPC "arriére" et du filtrage LPC "avant", ces valeurs de gain étant notées Gpb et Gpf respectivement. On comprend que l'étape de discrimination précitée consiste simplement à mémoriser et à lire les valeurs de gain calculées pour le filtrage LPC "avant" respectivement "arriére" précité. Outre les valeurs de gain précitées, l'étape 1120 peut consister à calculer la valeur relative des gains de prédiction, notée DGfb, telle que la différence ou le rapport entre les gains de prédiction "avant" et "arrière" précités.
Ainsi qu'on l'a représenté en outre en figure 2b, l'étape 112 de la figure 2a comprend à la suite de l'étape 1120 précitée une étape 1121 consistant à modifier la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) d'une valeur d'affinage ΔS, cette valeur d'affinage conformément à une caractéristique particulièrement remarquable du procédé objet de la présente invention étant fonction de la valeur relative des gains de prédiction de filtrage LPC "avant" et "arrière". D'une manière générale, on indique que la fonction représentative de la valeur d'affinage ΔS est notée :
- ΔS = fr(Gpf, Gpb) où Gpf et Gpb désignent ainsi que précédemment les gains de prédiction du filtrage LPC "avant" respectivement "arriére". D'une manière générale, on indique que la fonction fr(Gpf, Gpb) permettant d'établir la valeur d'affinage ΔS est une fonction croissante respectivement décroissante de cette valeur relative, selon le sens dans lequel on considère cette valeur relative. Lorsque la valeur relative désigne la valeur du gain de filtrage LPC "arrière" par rapport au gain de filtrage LPC "avant", ce choix peut être arbitrairement retenu sans nuire aucunement à la généralité du procédé, objet de l'invention, valeur relative DGfb prcitée, la fonction f,. est alors croissante. Elle est décroissante dans le cas contraire.
En d'autres termes, la modification, par augmenta- tion ou par diminution, de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire de la valeur d'affinage ΔS est proportionnelle à cette valeur relative des gains. D'une manière générale, cette modification s'écrit STAT(n) STAT*(n) + kΔS. En pratique on prendra k = 1. D'une manière plus spécifique, on indique que la valeur d'affinage ΔS augmente en valeur algébrique lorsque 1 ' écart entre les gains de prédiction du filtrage LPC "avant" et "arrière" augmente, la fonction fr(Gpf, Gpb) étant alors une fonction croissante, alors que cette valeur d'affinage ΔS diminue en valeur algébrique lorsque ce même écart précité diminue, l'écart précité étant défini entre le gain de prédiction du filtrage LPC "arriére" et le gain de prédiction du filtrage LPC "avant". En fait, cette fonction est croissante ou décroissante selon la définition de cet écart.
En conséquence, en fin d'étape 1121 ainsi que représenté sur la figure 2b, la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) peut alors, pour k = 1, être corrigée par la valeur algébrique de la valeur d'affinage ΔS précitée pour calculer la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n).
Suite à l'étape 1121, on dispose ainsi de la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n) à l'étape 1122.
Une description plus détaillée de l'étape 1121 de la figure 2b sera maintenant donnée en liaison avec la figure 2c dans un mode de réalisation préférentiel dans lequel une pluralité de critères de tests sont appliqués tant à la valeur d'affinage qu'aux valeurs de gain de prédiction LPC "avant" et "arriére" en vue d'optimiser le processus de calcul du paramètre de stationnarité.
Ainsi que représenté sur la figure 2c précitée, l'étape 1121 peut consister en une première étape 1121a permettant de calculer la valeur d'affinage ΔS à partir de la fonction fr(Gpf, Gpb) précédemment citée. Différents exemples de fonctions utilisables seront donnés ultérieurement dans la description. En premier lieu, la valeur d'affinage ΔS est soumise à un test de comparaison de supériorité à la valeur 0, en une étape 1121b, ce test de comparaison permettant en fait de déterminer l'accroissement de cette valeur d'affinage ΔS. Sur réponse positive au test 1121b précité, la valeur d'affinage ΔS étant positive et correspondant à un accroissement de la valeur relative des gains de prédiction du filtrage LPC "avant" et "arrière", l'étape d'augmentation de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire de la valeur d'affinage ΔS est en outre soumise à une condition de supériorité de la valeur de gain de filtrage LPC "arrière", par rapport à une première valeur positive déterminée, en une étape de comparaison de supériorité de la valeur du gain de filtrage LPC "arrière " Gpb par rapport à cette première valeur positive déterminée, notée S .
Sur réponse négative au test 1121c précité, à la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n) est attribuée la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) en une étape 1121g. Sur réponse positive au test 1121c précité, l'augmentation de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire de la valeur d'affinage ΔS est en outre soumise à une condition d'infériorité de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) par rapport à une deuxième valeur positive déterminée STA^ représentant bien entendu une valeur de stationnarité. Ce test de condition d'infériorité est réalisé à l'étape 1121e.
Sur réponse négative au test 1121e précité, à la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT(n) est attribuée la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) à l'étape 1121g précitée.
Sur réponse positive au test de condition d'infériorité 1121e à la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT(n) est attribuée la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) augmentée de la valeur positive ΔS de la valeur d'affinage à l'étape 1121i. Au contraire, sur réponse négative au test 1121b précité, la valeur d'affinage ΔS étant négative, l'étape de diminution du paramètre de stationnarité intermédiaire de la valeur d'affinage ΔS, cette valeur étant négative, est en outre soumise à un test de condition d'infériorité de la valeur de gain du filtrage LPC "arrière" Gpb par rapport à une troisième valeur positive déterminée notée Sd en une étape de comparaison 1121d. Cette troisième valeur positive déterminée est bien entendu représentative d ' une valeur de gain de filtrage LPC.
Sur réponse négative au test 1121d précité à la valeur de paramètre de stationnarité STAT(n) est attribuée la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) à l'étape 1121g. Au contraire, sur réponse positive au test 1121d précité, l'étape de diminution de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire de la valeur d'affinage ΔS est en outre soumise à une condition de supériorité de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) par rapport à une quatrième valeur positive déterminée, notée STATd en un test de comparaison noté 1121f . Bien entendu, la quatrième valeur positive déterminée est représentative d'une valeur de paramètre de stationnarité choisie.
Sur réponse négative au test 1121f précité, à la valeur de paramètre de stationnarité STAT(n) est attribuée la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) à l'étape 1121g.
Sur réponse positive au test 1121f précité, à la valeur de paramètre de stationnarité STAT(n) est attribuée la valeur du paramètre de stationnaritée intermédiaire STAT* augmenté de la valeur algébrique de la valeur d'affinage ΔS, négative, la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire étant ainsi diminuée pour établir la valeur de paramètre de stationnarité STAT(n) à l'étape 1121h. En fin des étapes 1121g, 1121h et 1121i, on dispose ainsi à l'étape 1122 de la figure 2b du paramètre de stationnarité STAT(n).
En ce qui concerne la fonction fr(Gpf, Gpb), on indique que celle-ci peut consister en une fonction non linéaire de la valeur relative des gains de filtrage LPC "avant " et "arriére" dans laquelle la valeur relative des gains de prédiction du filtrage LPC "avant " et "arriére" peut elle-même consister soit en le rapport, soit en la différence des gains de prédiction du filtrage LPC "avant" et "arrière". D'autres types de fonctions, tels que des fonctions linéaires, peuvent être utilisés.
Un premier exemple de fonction non linéaire fr(Gpf, Gpb) est représenté en figure 2d.
Dans l'exemple de réalisation de la figure 2d, des couples de valeur du gain de prédiction du filtrage LPC "arrière" Gpb porté en ordonnée et du gain de filtrage LPC "avant" Gpf permettent d'attribuer des valeurs d'affinage ΔS positives, ΔS > 0 ou négatives ΔS < 0 pour une valeur du rapport p = Gpb/Gpf correspondant à une pente supérieure respectivement inférieure à celle de la droite ΔS = 0. Sur la figure 2e, on a représenté le cas où la valeur relative des gains de prédiction de filtrage LPC "avant " et "arriére" correspond non plus au rapport des gains p mais à la différence des gains précités.
Dans ce cas, la fonction de la valeur relative des gains de prédiction du filtrage LPC "avant" et "arrière" fr(Gpf, Gpb) peut également être une fonction non linéaire permettant d'attribuer à la valeur d'affinage ΔS pour des valeurs de cette différence correspondant à des couples de valeur Gpb, Gpf correspondant à des droites dont l'abscisse à l'origine est inférieure respectivement supérieure, en valeur algébrique, à l'abscisse à l'origine de la droite ΔS = 0.
Dans le cas de la figure 2e, les droites délimitant les zones en fonction du signe de la valeur d'affinage ΔS sont parallèles entre elles.
Conformément à un autre aspect particulier du procédé objet de l'invention, on indique en outre qu'il convient de ne pas adapter 1 ' indice de stationnarité du bloc courant Bn lors de trames de silence, lorsque par exemple le signal audiofréquence est constitué par un signal de parole comportant des silences. Dans un tel cas, l'étape 1111 de l'étape 111 représentée en figure 2b peut être précédée par une étape 1111a consistant, pour chaque bloc courant successif, à déterminer l'énergie moyenne du signal numérique audiofréquence et à comparer dans cette même étape, sur critère de comparaison d'infériorité, cette énergie moyenne à une valeur de seuil déterminée représentative d'une trame de silence. Sur la figure 2b, cette valeur de seuil est notée ENER_SIL. Sur réponse positive au test précité, à la valeur du paramètre de stationnarité du bloc courant STAT(n) est attribuée le valeur du paramètre de stationnarité du bloc précédent STAT(n-l) à l'étape d'attribution 1111b représentée sur la figure 2b. Les étapes 1111a et 1111b sont, sur la figure précitée, représentées en pointillé, car réservées par exemple au codage d'un signal de parole. Une description plus détaillée de la mise en oeuvre de la fonction de décision Dn permettant l'obtention des valeurs de décision d_(n) sera maintenant donnée en liaison avec la figure 2f . Cette description est donnée dans un mode de réalisation préférentiel dans lequel cette fonction de décision, pouvant être rapprochée de celle qui est décrite dans l'article précédemment mentionné par la description, publié par S.PROUST, C.LAMBLIN et D.MASSALOUX, est toutefois adaptée temporellement, conformément à l'objet de la présente invention afin d'obtenir les valeurs de choix d'analyse d-(n) successives.
A partir d'une étape 120, pour le bloc courant Bn, on calcule en premier lieu une distance, notée dLPC, entre le filtre LPC du bloc courant et celui du bloc précédent n^ . Ce calcul de distance est effectué par exemple en utilisant les paramètres de fréquence LSP ainsi que mentionné précédemment dans la description relativement au procédé décrit dans l'article précité. On note :
- S_PRED(n) et S_TRANS, S_STAT et Gx les valeurs des seuils intervenant dans le critère fondé sur les gains de prédiction des filtres LPC "arrière" et "avant" ;
- S_LSP_L et S_LSP_H les valeurs des seuils intervenant dans le critère fondé sur les distances entre vecteurs de fréquence LSP représentant deux filtres LPC "avant" relatifs à deux blocs consécutifs Bn.l et Bn ; - Gpf le gain de prédiction du filtre LPC "avant" ;
- Gpb le gain de prédiction du filtre "arriére" ; et
- Gpi le gain de prédiction du filtre "avant" interpolé selon la méthode exposée dans l'article publié, mentionné précédemment dans la description. Le critère d'établissement de la fonction de décision, en relation avec la figure 2f, est établi de la façon ci-après :
- si les filtres LPC consécutifs sont très stationnaires, c'est-à-dire pour dLPC < S_LSP_L, alors, aucun basculement du filtrage LPC "arrière" au filtrage LPC " avant " n'est réalisé si l'on est en mode de filtrage LPC "arrière", à condition que le gain de prédiction du filtre LPC "arrière" soit supérieur au gain de prédiction du filtre LPC "avant" diminué d'une valeur S_STAT. On indique que la valeur S_STAT est choisie de manière à favoriser le choix d'un filtre LPC "arriére" en présence d'une grande stationnarité du spectre mesurée à 1 ' aide de la distance dLPC ;
- si les filtres LPC consécutifs présentent une transition importante, c'est-à-dire pour dLPC > S_LSP_H et si Gpf > Gpb-S_TRANS, alors, le mode de filtrage choisi est le filtrage LPC "avant", c'est-à-dire dn(n) = 0, valeur symbolique "fwd" , sinon, dn(n) est pris égal à 1, valeur symbolique "bwd " . On indique que la valeur de S_TRANS est choisie de manière à favoriser fortement le choix du filtre LPC "avant" en présence d'une transition de spectre mesurée à 1 ' aide de la distance dLPC ; sinon, dans tous les autres cas, si Gpb > Gpf-S PRED et Gpi > Gpf-S_PRED, alors, le filtre LPC retenu est le filtre LPC "arrière" interpolé, à condition que le gain de ce dernier et celui du filtre LPC "arrière" pur excèdent la valeur de seuil G: précédemment mentionnée. Si la condition sur les valeurs de gain de prédiction précitées n'est pas remplie, alors, on choisit le filtrage LPC " avant " .
Afin d'augmenter le nombre de filtres LPC "avant" transmis et d'accroître ainsi la robustesse du système de codage aux erreurs de transmission, le mode de filtrage LPC "avant" peut être choisi avantageusement dès que l'énergie du signal à coder En, c'est-à-dire l'énergie du bloc Bn correspondant, devient inférieure à la valeur de l'énergie d'une trame de silence ENER_SIL, cette valeur d'énergie correspondant au niveau audible minimum.
L'ensemble des conditions permettant l'établissement de la fonction de décision Dr et l'obtention des valeurs de choix d'analyse dn(n) correspondante, est illustré en figure 2f avec adaptation temporelle de la fonction de décision Dn. La valeur du paramètre de stationnarité STAT(n) peut par exemple être repérée sur une échelle de 0, correspondant à la valeur STAT... très peu stationnaire, à 100, correspondant à la valeur STATM très stationnaire. Selon la valeur du paramètre de stationnarité
STAT(n), la fonction de décision Dn est modifiée par adaptation de la valeur des seuils.
Plus la stationnarité du signal augmente, plus le mode de filtrage LPC "arrière" est favorisé : les seuils S_PRED, S_LSP_L et S_LSP_H sont augmentés.
A titre d'exemple non limitatif, on indique les fonctions de modification pour chaque boc LPC courant Bn des valeurs de seuil précitées :
- S_PRED(n) = fs ?sε ( STAT(n) ) avec fs PRED fonction croissante de la valeur de STAT(n) ;
- S_LSP_L(n) = fs LF: .(STAT(n) ) avec fs LPC L fonction croissante ;
- S_LSP_L(n) = fs LPC H(STAT(n) ) avec fs LPC „ fonction croissante.
Dans l'adaptation des valeurs de seuil précitées, on indique que les fonctions croissantes mentionnées sont par exemple des fonctions en escalier pour ce qui concerne les fonctions fs LPC L et fs Lpc H. La fonction fs PRED est une fonction affine de la variable paramètre de stationnarité, de la forme : S_PRED(n) = α.STAT(n) + β où a et β sont deux valeurs réelles comprises entre 0 et 1 et où la valeur de S_PRED(n) est bornée dans l'intervalle [S_PREDm, S__PREDM] , S_PRED--, et S_PREDM représentent deux valeurs déterminées expérimentalement. Afin de limiter encore plus le risque de basculement des filtres, il est alors possible de choisir, lorsque le paramètre de stationnarité STAT(n) est inférieur à une valeur de seuil Sr;: donnée, d'imposer le mode de filtrage LPC "avant". Par contre, les valeurs de seuil S_TRANS, S_STAT et
Gx conservent une valeur fixe, ces valeurs pouvant par exemple être égales à -1 dB, 5 dB et 0 dB respectivement.
L'établissement de la fonction de décision Dn et l'obtention des valeurs de choix d'analyse dr(n) sont illustrés de la manière suivante en figure 2f : suite à l'étape 120 précitée, réalisation d'une étape de test 121 relative à l'énergie du bloc LPC courant Bn, par une comparaison d'infériorité à la valeur d'énergie de silence ENER_SIL ou de la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n), comparée par une comparaison d'infériorité à la valeur SFUD précédemment citée dans la description. Sur réponse positive au test 121 précité, la valeur de choix d'analyse dn(n) est prise égale à 0, c'est-à-dire valeur symbolique " fwd" à l'étape 122. Sur réponse négative au test 121 précité, un nouveau test est effectué relativement à la valeur de choix d ' ana- lyse dn_x(n-l) à la valeur logique 1, c'est-à-dire à la valeur symbolique "bwd " .
Sur réponse positive au test 123 précité, un nouveau test est effectué sur la distance de filtrage LPC dLPC précitée, en une étape 124, par rapport à la valeur de seuil
S_LSP_H(n) par comparaison de supériorité à cette valeur de seuil.
Sur réponse positive au test 124 précité, un nouveau test 126a est réalisé, consistant à comparer le gain de prédiction du filtrage LPC " avant " , Gpf, au gain de prédiction du filtrage LPC "arrière", Gpb, diminué de la valeur de seuil S_TRANS.
Sur réponse positive au test 126a précité, à la valeur de choix d'analyse dn(n), est attribuée la valeur logique 0, valeur symbolique " fwd " , et sur réponse négative au test 126a précité, est attribuée à la même valeur de choix d'analyse la valeur logique 1, valeur symbolique "bwd " . Les étapes correspondantes sont notées 128 et 129.
Sur réponse négative au test 124 précédemment mentionné, un nouveau test 125 est réalisé. Le test 125 consiste à effectuer une comparaison de la distance du filtrage LPC, dLPC, par comparaison d'infériorité à la valeur de seuil S_LSP_L(n).
Sur réponse positive au test 125, un nouveau test 126b est réalisé par comparaison de supériorité du gain de prédiction de filtrage LPC "arrière" au gain de prédiction de filtrage LPC "avant" diminué de la valeur S_STAT précédemment citée.
Sur réponse positive au test 126b, à la valeur de choix d'analyse dn(n) est attribuée à l'étape 129 la valeur logique 1, c'est-à-dire la valeur symbolique "bwd " .
Sur réponse négative au test 126b, à la valeur de choix d'analyse dn(n) est attribuée la valeur logique 0, c'est-à-dire la valeur symbolique "fwd " , étape 128. Au contraire, sur réponse négative au test 125, un nouveau test est réalisé, en une étape 127, ce test consis- tant à vérifier les conditions de comparaison du gain de filtrage LPC "arrière" Gpb au gain de prédiction de filtrage LPC "avant" diminué de la valeur de seuil S_PRED(n), de comparaison de supériorité du gain de prédiction de filtrage LPC intermédiaire Gpi à la valeur de gain de prédiction de filtrage LPC "avant" diminuée de la valeur de seuil précitée S_PRED(n) et de comparaison de supériorité du gain de prédiction de filtrage "arrière" Gpb à la valeur de seuil Gx , ainsi que de comparaison de la valeur du gain de prédiction de filtrage intermédiaire Gpi à la valeur de seuil Gx .
On indique que la réponse négative au test 123 précédemment mentionné dans la description amène également à la réalisation du test 127 précité. Sur réponse positive au test 127 précédemment mentionné, à la valeur de choix d'analyse dn(n) est attribuée la valeur logique 1, c'est-à-dire la valeur symbolique "bwd " à l'étape 129, alors qu'à la réponse négative au test 127 précité, à la valeur de choix d'analyse dn(n) est au contraire attribuée la valeur logique 0, c'est-à-dire la valeur symbolique " fwd " à l'étape 128.
On dispose ainsi, grâce à la mise en oeuvre de la fonction de décision Dr, de la valeur de choix d'analyse dn(n) obtenue avec les valeurs logiques 1 ou 0 précitées, ces valeurs logiques étant toutefois liées à une valeur de priorité ou d'absence de priorité de retour au mode de filtrage "arrière" ou "avant" en fonction de la valeur du paramètre de stationnarité.
Une description plus détaillée d'un dispositif de codage d'un signal numérique audiofréquence par double analyse sur critère de choix d'analyse LPC "avant" respectivement "arrière" en un signal codé transmis, conforme à l'objet de la présente invention, sera maintenant donnée en liaison avec la figure 3. D'une manière pratique, on indique que le signal numérique à coder est subdivisé en trames constituées par des blocs successifs d'échantillons, chaque bloc comportant un nombre donné N d'échantillons par exemple.
Sur la figure 3, le mode de constitution du signal numérique audiofréquence à coder en blocs successifs d'échantillons Bn n'a pas été représenté car ce mode opératoire est parfaitement connu de l'état de la technique et peut être réalisé à partir d'une simple mémoire tampon, par exemple adressée en lecture périodiquement à la fréquence trame et à la fréquence bloc. Ainsi que représenté en outre sur la figure 3 précitée, le dispositif de codage objet de l'invention comprend un filtre d'analyse LPC " avant " , portant la référence 1A, et un filtre d'analyse LPC "arrière", portant la référence 1B, afin de permettre de délivrer un signal codé transmis consistant en des paramètres de filtrage LPC accompagnés d'une indication de décision d'analyse, ainsi que des paramètres Prr relatifs à l'analyse harmonique et au signal d'excitation CELP.
D'une manière générale, on indique que l'indication de décision d'analyse correspond à la valeur de choix d'analyse drι(n) telle que mentionnée précédemment dans la description. En ce qui concerne les paramètres de filtrage LPC, on indique que ceux-ci correspondent à des paramètres spécifiques, conformément au mode de mise en oeuvre du procédé de codage objet de la présente invention, ainsi qu'il sera décrit ci-après dans la description.
Sur la figure 3, on a également représenté, dans le dispositif de codage selon l'invention, l'existence d'un filtre adaptatif en fonction de la valeur du paramètre de stationnarité, ce filtre adaptatif portant la référence 1E. Ce filtre adaptatif 1E reçoit bien entendu le signal numérique d'origine, noté sn(t), c'est-à-dire le bloc courant Bn. Le filtre 1E utilise les paramètres de filtrage LPC afin de calculer le signal résiduel qui va ensuite être codé par le module IF. Ces paramètres LPC, ainsi que l'indication de décision de filtrage constituent une partie du signal codé qui est transmis au décodeur.
En outre, ainsi que représenté sur la figure 3, le dispositif de codage objet de la présente invention comprend un moyen de codage, portant la référence IF, d'un signal résidu de codage non transmis, le signal résidu de codage, désigné par resn(t) est directement disponible en sortie du filtre adaptatif 1E, ce signal étant ainsi délivré à l'entrée avec le signal numérique audiofréquence au module de codage du signal résidu de codage non transmis, pour engendrer un signal de résidu de synthèse, res_synn(t).
Un module de filtrage inverse, portant la référence 1G, reçoit le signal de résidu de synthèse et permet de délivrer un signal de synthèse référencé s_synn(t).
Un module de mémorisation 1H reçoit le signal de synthèse précité s_synn(c, pour délivrer le signal de synthèse précité pour le bloc antérieur au bloc courant Bn, le signal de synthèse ainsi obtenu étant désigné par s_synn.1(t). Ce signal de synthèse est délivré au filtre d'analyse LPC "arrière" portant la référence 1B sur la figure 3 précitée. Le dispositif de codage, objet de la présente invention, tel que représenté en figure 3, permet d'effectuer un codage du signal numérique audiofréquence sur le signal numérique audiofréquence précité à partir du filtre LPC "avant" pour les zones non-stationnaires et sur le signal de synthèse précité s_synn.1(t) à partir du filtre LPC "arriére" 1B pour les zones stationnaires, ainsi qu'il sera décrit ci-après.
Ainsi qu'on l'observera sur la figure 3 précitée, le dispositif objet de l'invention comporte dans ce but, pour chaque bloc LPC courant Bn, un module de calcul 1C du degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence selon un paramètre de stationnarité dont la valeur est comprise entre une valeur de stationnarité maximale et une valeur de stationnarité minimale. Bien entendu, le paramètre de stationnarité est le paramètre STAT(n) précédemment décrit dans la description conformément au procédé de codage objet de la présente invention. Les valeurs de stationnarité maximale et minimale sont également définies précédemment. Ainsi qu'on l'a représenté en outre en figure 3, le dispositif de codage objet de l'invention comprend un module, noté 1DX, d'établissement à partir du paramètre de stationnarité précité STAT(n) d'une fonction de décision et d'une valeur de choix d'analyse LPC, la fonction de décision étant notée Dn ainsi que mentionné précédemment dans la description, et la valeur de choix d'analyse LPC étant bien entendu et correspondant à la valeur de choix d'analyse LPC notée dn(n) précédemment décrite dans la description. On rappelle que la valeur de choix d'analyse dn(n) peut prendre les valeurs 0 ou 1 , valeurs logiques, lesquelles correspondent à la valeur symbolique de choix d'analyse "fwd " et "bwd " pour l'analyse LPC " avant " et "arrière" respectivement .
On comprend en particulier qu'en ce qui concerne le moyen d'établissement de la fonction de décision Dn, celle- ci correspond à une réalisation logicielle par exemple, telle que décrite précédemment en liaison avec la figure 2f . En outre, le dispositif de codage selon l'invention tel que représenté en figure 3 comprend un module de discrimination d'analyse de filtrage LPC, noté 1D2, ce module recevant la valeur de choix d'analyse dn(n) et permettant de délivrer, pour le bloc LPC courant Bn la valeur des paramètres de filtrage LPC "arrière" respectivement " avant " en fonction de la valeur de choix d'analyse précitée. On comprend bien sûr que les paramètres d'analyse de filtrage LPC "arrière" ainsi que les paramètres de filtrage d'analyse LPC "avant" sont bien entendu disponibles sous forme numérique au niveau des filtres portant la référence 1B et 1A respectivement sur la figure 3. Ces paramètres sont désignés respectivement Afn(z) pour les paramètres d'analyse de filtrage LPC "avant" en ce qui concerne le filtre d'analyse LPC "avant", portant la référence 1A, et par Abr(z) pour les paramètres d'analyse LPC "arriére" en ce qui concerne le filtre d'analyse LPC "arriére" portant la référence 1B. Ces paramètres sont délivrés au module 1D. et au module 1D2 respectivement.
En ce qui concerne la réalisation matérielle du module de discrimination 1D2, on indique que celui-ci peut par exemple, dans un mode de réalisation non limitatif, consister en deux zones mémoires distinctes permettant la mémorisation des paramètres de filtrage Afn(z) et Abn(z) respectivement, la valeur de choix d'analyse dn(n) en fonction de sa valeur actuelle logique, 0 ou 1, permettant 1 ' adressage en lecture des valeurs de paramètres de filtrage mémorisés par le module 1D2 par exemple et la transmission de ces paramètres de filtrage par ce dernier.
Enfin, ainsi que représenté sur la figure 3, on indique que le dispositif de codage conforme à l'objet de la présente invention, pour la réalisation du filtre adaptatif en fonction de la valeur de stationnarité portant la référence 1E, peut être réalisé par un élément de filtrage dont la fonction de transfert, notée A(z), est établie à partir des valeurs de paramètres de filtrage délivrés par le module de discrimination 1D2 précédemment mentionné.
On comprend ainsi que le module de filtrage adaptatif 1E peut être réalisé par un filtre à coefficients ajustables, à la valeur des coefficients de ce dernier étant affectées les valeurs de paramètres de filtrage délivrées par le module de discrimination 1D2 précédemment mentionné. Le filtrage réalisé par le module 1E est ainsi de type adaptatif en fonction du degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence à coder. Le module 1E délivre ainsi, à partir du signal numérique audiofréquence d'origine sn(t), le signal résidu de filtrage LPC désigné par resn(t) au module de codage du résidu IF, lequel permet alors de délivrer le signal résidu de synthèse LPC désigné par res_synn( t ) .
Enfin, le module 1G est un module de filtrage dont la fonction de transfert est 1 ' inverse de la fonction de transfert du module 1E obtenue à partir des paramètres mémorisés de cette dernière. Il reçoit le signal de résidu de synthèse LPC res_synn(t) délivré par le module de codage du résidu de codage délivré par le module IF. On comprend ainsi que le codage du signal numérique audiofréquence sn(t) est effectué au niveau du module 1E grâce à l'analyse LPC "avant", respectivement "arrière" réalisée par les filtres d'analyse LPC "avant" 1A et d'analyse LPC "arrière" 1B, le signal codé s_cn(t) consistant en la transmission des paramètres de filtrage LPC "avant" lorsque la valeur de choix d'analyse dn(n) a pour valeur symbolique "fiv'd" ainsi que l'indication du choix d'analyse, c'est-à-dire de la valeur du choix d'analyse précédemment citée. Ce mode opératoire permet d'effectuer le codage du signal numérique audiofréquence et de privilégier le maintien dans l'un des modes de filtrage LPC "avant", respectivement "arriére", en fonction du degré de stationnarité du signal numérique et de limiter en outre le nombre de basculements de l'un à l'autre des modes de filtrage considérés.
Un dispositif de décodage d'un signal numérique audiofréquence codé en double analyse sur critère de choix d'analyse LPC " avant " , respectivement "arriére", en un signal codé transmis conformément au procédé de codage objet de la présente invention, et grâce à la mise en oeuvre d'un dispositif de codage tel que représenté en figure 3 par exemple, sera maintenant décrit en liaison avec la figure 4.
D'une manière générale, on indique que le signal codé transmis s_cn(t) consiste pour chaque bloc d'analyse
LPC en la valeur de choix d'analyse précitée et, dans le cas où la valeur de choix d ' analyse correspond pour le bloc d'analyse LPC considéré à une analyse LPC "avant", en les paramètres de filtrage LPC " avant " ainsi que les paramètres de codage du résidu de filtrage LPC, paramètres Prn, c'est- à-dire du signal resn(t) en un signal résidu de synthèse res_syn.(t) par le module de codage du résidu IF. Ainsi que représenté sur la figure 4, on indique que le dispositif de décodage comporte au moins un module de synthèse, référencé 2A, du signal résidu de filtrage recevant les paramètres de codage du résidu LPC délivré par le module IF. Le module 2A décode les paramètres de codage fournis par le module IF et délivre en conséquence un signal de résidu de synthèse, lequel est référencé sur la figure 4 res_synn( t ) .
Le dispositif de décodage tel que représenté en figure 4 comporte également un module, portant la référence 2B, de filtrage inverse adaptatif en fonction du degré de stationnarité, recevant le signal de résidu de synthèse précédemment cité, délivré par le module 2A, et permettant d'engendrer un signal de synthèse s_synn(t) représentatif du signal numérique audiofréquence, ce signal constituant en fait le signal décodé. On comprend bien sûr que le module de filtrage inverse 2B met en oeuvre les paramètres de filtrage reçus par le décodeur du fait de la transmission, soit les paramètres d'analyse LPC "avant" lorsque ceux-ci sont transmis et que la décision d'analyse correspond à une analyse LPC " avant " ou, au contraire, les paramètres d'analyse de filtrage "arrière" ainsi qu'il sera décrit ci- après .
Dans ce but, le dispositif de décodage objet de la présente invention comporte bien entendu un module de filtrage LPC "arrière", portant la référence 2D, recevant le signal de synthèse, c'est-à-dire le signal référencé s_synn(t) pour le bloc LPC antérieur au bloc LPC courant, ce signal de synthèse étant ainsi référencé s_synn.1(t) sur la figure 4. On comprend dans ce but que le signal de synthèse relatif au bloc courant Br et référencé s_synn(t) peut alors être délivré au module de filtrage LPC "arrière" 2D par l'intermédiaire d'un module de mémorisation, portant la référence 2E, permettant en fait, par un adressage en lecture adaptée, de décaler la lecture du signal de synthèse à celle correspondant au bloc précédant le bloc courant Bn. Enfin, et pour assurer le mode opératoire précité, le dispositif de décodage objet de la présente invention, tel que représenté en figure 4, comprend enfin un module discriminateur portant la référence 2C, permettant d'effectuer une discrimination de l'analyse LPC " avant " , respecti- vement "arrière". Le module 2C reçoit, d'une part, pour commande de discrimination, la valeur de choix d'analyse reçue, c'est-à-dire la valeur dn(n), et, d'autre part, les paramètres de filtrage LPC "avant", c'est-à-dire les paramètres Afn(z) transmis, ainsi que les paramètres de filtrage LPC "arrière" Abn(z) obtenus au moyen du module 2D. Le module 2C permet ainsi de délivrer, en fonction de la valeur de choix d'analyse, c'est-à-dire de la valeur dn(n), soit les paramètres de filtrage LPC "avant" Afn(z), soit les paramètres de filtrage LPC "arrière" Abn(z) au module de filtrage inverse adaptatif 2B en fonction du degré de stationnarité .
En ce qui concerne les modes de réalisation matérielle des modules 2C et 2B, on indique que ceux-ci peuvent simplement consister en des modules sensiblement identiques aux modules 1D2 et 1E ou, plus particulièrement, 1G de la figure 3.
En ce qui concerne la réalisation effective d'un dispositif de codage conforme à l'objet de la présente invention, permettant la mise en oeuvre du procédé tel que décrit précédemment dans la description, deux modes de réalisation spécifiques ont été réalisés.
* codeur de type CELP en bande téléphonique, selon extension haut débit de la norme UIT-T à 8 kb/s :
Le codeur proprement dit consistait en un codeur en bande téléphonique de 300 à 3400 Hz, à un débit de 12 kb/s de type CELP. Les trames étaient constituées sur une durée de 10 ms pour une excitation fournie par des dictionnaire algébriques selon la technique dite ACELP précédemment mentionnée dans la description. L'analyse LPC "avant" était une analyse d'ordre 10 et l'analyse LPC "arriére" une analyse d'ordre 30 tous les 80 échantillons.
Une séparation pour le codage du résidu en deux sous-blocs de 40 échantillons a été réalisée. Chaque bloc Bn comportait 80 échantillons.
Adaptation du paramètre de stationnarité STAT(n)
Le paramètre de stationnarité précité varie entre deux valeurs extrêmes 0 et 100, les valeurs STATm et STATM précitées.
Les fonctions d ' adaptation précédemment décrites dans la description, et en particulier les fonctions fa(N_BWD) et fb(N_B D) étaient telles que :
1, 56 si N_BWD > 20 fa(N BWD 7,81 si N_BWD = 20 0 sinon
I 0,78. (20-N_BWD) si N_BWD ≤ 20 fb(N_BWD) = i 0 sinon. Dans ces relations, x = DGfb.
En ce qui concerne la fonction fr permettant d'établir la valeur d'affinage ΔS précédemment mentionnée dans la description, celle-ci est une fonction en escalier de la variable x, avec x = Gpb - Gpf et ΔS = fr(x) et ayant pour valeur :
L'affinage de STAT(n) est en outre soumis aux conditions suivantes évoquées précédemment en relation avec la figure 2c :
Si ΔS > 0 :
Si STAT*(n) < STATi STAT(n) = STAT*(n) + ΔS Sinon STAT(n) = STAT*(n)
Sinon
STAT(n) = STAT*(n) avec STATi = 40,6.
Les autres conditions de test référencées 1121d,
1121c et 1121f sur la figure 2c n'ont pas été utilisées dans ce mode de réalisation.
Adaptation des seuils de décision En ce qui concerne les seuils de décision :
S_PRED est adapté de la manière suivante :
S_PRED(n) = 0,03.STAT(n) + 1,0
S_PRED €[S_PREDm, S_PREDM] , S_PRED = 1,03 et S_PREDM = 4 ;
Le seuil S_LSP_L est adapté à 1 ' aide de la fonction en escalier suivante : j 0,015 si STAT(n) = 100
S_LPS_L(n) = fs_L3F_._(STAT(n) ) = lO sinon
La valeur du seuil S_STAT utilisée en cas de stationnarité des filtres LPC mesurée à l'aide du seuil S_LSP_L a été fixée à 4,0 dB.
Le seuil S_LSP_H n'a pas été utilisé dans ce mode de réalisation.
La valeur du seuil Gλ a été fixée à OdB. En ce qui concerne la valeur d'énergie caractérisant une trame de silence ENER_SIL, cette valeur a été fixée à 40 dB mesurée sur les 80 échantillons s(i) du bloc courant Bn :
ENER SIL = 10.Log \ L s(i En ce qui concerne la valeur du seuil Spy-, mentionné précédemment et destiné à limiter encore plus le risque de basculement en imposant le mode de filtrage LPC "avant " lorsque la valeur STAT(n) est inférieure à ce seuil, cette valeur SFUD a été fixée à 40,6.
* Une deuxième réalisation d'un codeur de type CELP en bande élargie à deux sous-bandes 16/24/32 kb/s a été réalisée dans les conditions ci-après :
- codeur en bande élargie de 0 à 7000 Hz en deux sous-bandes. Une bande principale était codée avec la technique CELP, trame de 120 échantillons, excitation créée par les dictionnaires algébriques, et transmission de certaines caractéristiques d'énergie et de spectre d'une bande hôte comprise entre 6000 Hz et 7000 Hz. - analyse LPC "avant" à 14 coefficients et analyse
LPC "arrière" à 50 coefficients tous les 120 échantillons.
En mode d'analyse LPC " avant " , séparation en deux sous-blocs
LPC de 60 échantillons, le filtre utilisé pour le premier sous-bloc étant interpolé à partir du filtre courant et du filtre précédent.
Calcul du paramètre de stationnarité STAT(n)
Dans ce mode de réalisation, le paramètre de stationnarité précité varie entre les deux valeurs extrêmes 0 et 120, les valeurs STATm et STATM précitées. En ce qui concerne l'adaptation de la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n), les valeurs des fonctions fa(N_BWD) et fb(N_BWD) sont telles que :
4 si N_BWD > 10 fa(N_BWD) = 20 si N_BWD = 10
0 sinon
( 10-N_BWD si N_BWD < 10 fb(N_BWDι = 10 sinon.
En ce qui concerne la fonction fr permettant d'éta- blir la valeur d'affinage ΔS précédemment mentionnée dans la description, celle-ci est une fonction en escalier de la variable x, avec x = Gpb/Gpf et ΔS = fr(x) et ayant pour valeur :
[
[
L'affinage de STAT(n) est en outre soumis aux conditions suivantes évoquées précédemment en relation avec la figure 2c : Si ΔS > 0 :
Si STAT*(n) < STAT; STAT(n) = STAT*(n) + ΔS Sinon STAT(n) = STAT*(n)
Sinon STAT(n) = STAT*(n)
Sinon :
Si STAT*(n) < STATi STAT(n) STAT*(n) + ΔS Sinon STAT(n) STAT*(n) avec STATi = 80, Si = OdB.
Les autres conditions de test référencées 1121h et
1121d de la figure 2c n'ont pas été utilisées dans ce mode de réalisation.
Adaptation des seuils de décision En ce qui concerne les seuils de décision : S_PRED est adapté de la manière suivante :
S PRED(n) = 0,03.STAT(n) - 0,5 borné dans l'intervalle [S_PREDm, S_PREDM], avec S_PREDm = 0,5 et S_PREDM ≈ 2,5.
Le seuil S_LSP_L est adapté à 1 ' ide de la fonction en escalier suivante : 5 j0,02 si STAT(n) > 100
S_LPS_L(n) = fs_LSP_L(STAT(n) ) = iθ,01 sinon
Le seuil S_LSP_H est adapté à l'aide de la fonction en escalier suivante : 0 (0,08 si STAT(n) > 100
S_LPS_H(n) = f3 LSP L(STAT(n) ) = iθ,04 sinon
La valeur du seuil S_TRANS utilisée en cas de transition des filtres LPC mesurée à l'aide du seuil S_LSP_H a été fixée à 5 0 dB.
La valeur du seuil S_STAT utilisée en cas de stationnarité des filtres LPC mesurée à l'aide du seuil S_LSP_L a été fixée à 2,5 dB. La valeur du seuil G: a été fixée à OdB.
20 En ce qui concerne la valeur d'énergie caractérisant une trame de silence ENER_SIL, cette valeur a été fixée à 50 dB mesurée sur les 120 échantillons s(i) du bloc courant B- : i<l20
-cO ENER —SIL = 10.Log '
En ce qui concerne la valeur du seuil SFWD mentionné précédemment et destiné à limiter encore plus le risque de basculement en imposant le mode de filtrage LPC "avant"
30 lorsque la valeur STAT(n) est inférieure à ce seuil, cette valeur SFUD a été fixée à 60.

Claims

REVENDICATIONS 1. Procédé de codage d'un signal numérique audiofréquence par double analyse sur critère de choix d ' analyse LPC "avant" respectivement "arriére" en un signal codé consis- tant en des paramètres de filtrage LPC accompagnés d'une information de décision d'analyse, transmis, et en un signal résidu de codage, non transmis, ledit signal numérique audiofréquence étant subdivisé en trames, succession de blocs d'un nombre déterminé d'échantillons, le codage dudit signal numérique audiofréquence étant effectué sur ce signal à partir d'un filtrage LPC " avant " pour les zones non stationnaires respectivement sur un signal de synthèse, obtenu à partir dudit signal résidu de codage, à partir d'un filtrage LPC "arriére" pour les zones stationnaires, caractérisé en ce que ledit critère de choix consiste, sur chaque bloc courant de ladite succession de blocs courants constituant une trame courante :
- à déterminer le degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence selon un paramètre de stationnari- té, dont la valeur est comprise entre une valeur de stationnarité maximale et une valeur de stationnarité minimale ;
- à établir, à partir dudit paramètre de stationnarité, une valeur de choix d'analyse, à partir d'une fonction de décision ; - à appliquer ladite valeur de choix d'analyse au filtrage LPC pour effectuer le codage dudit signal numérique audiofréquence par filtrage LPC "avant" pour les zones non stationnaires sur ledit signal numérique audiofréquence, respectivement par filtrage LPC "arrière" pour les zones stationnaires sur ledit signal de synthèse, ce qui permet de privilégier le maintien dans l'un des modes de filtrage LPC "avant" respectivement "arrière" en liaison avec le degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence et de limiter le nombre de basculements de l'un à l'autre des modes de filtrage et réciproquement.
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite fonction de décision est une fonction adaptative, actualisée pour chaque bloc courant à partir du paramètre de stationnarité, ladite actualisation de la fonction adaptative permettant de privilégier le maintien dans l'un des modes de filtrage LPC " avant " respectivement "arrière", en fonction du degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence et de limiter ainsi le nombre de basculements de 1 ' un à 1 ' autre des modes de filtrage et réciproquement .
3. Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que ladite valeur de choix d'analyse établie à partir de ladite fonction de décision correspond à une valeur de priorité de mode de filtrage LPC "avant" et à une valeur de priorité de mode de filtrage LPC "arrière" respectivement.
4. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que 1 ' étape consistant à déterminer le degré de stationnarité de chaque bloc courant dudit signal numérique audiofréquence consiste, à partir d'une valeur arbitraire de départ dudit paramètre de stationnarité :
- à calculer pour ledit bloc courant une valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire, fonction d'un nombre déterminé de valeurs de choix d'analyse, obtenues pour différents blocs successifs antérieurs audit bloc courant de ladite succession de blocs, et de la valeur du paramètre de stationnarité du bloc précédant ledit bloc courant ;
- à affiner ladite valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire en fonction de la valeur des gains de prédiction des filtrages LPC " avant " et "arrière" de la trame précédant ladite trame courante.
5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'étape consistant, pour chaque bloc courant, à calculer une valeur de paramètre de stationnarité intermé- diaire consiste :
- à discriminer le mode d'analyse LPC "avant" ou LPC "arrière" du bloc précédant ledit bloc courant ; et
- pour tout bloc précédent analysé en mode d'analyse LPC "arrière" : à déterminer le nombre de trames antérieures analysées consécutivement en mode d'analyse LPC "arrière", à comparer, sur critère de comparaison de supériorité, ledit nombre de trames antérieures à une première valeur arbitraire représentative d'un nombre de trames successives analysées en mode LPC "arrière", et sur réponse positive à cette comparaison de supériorité,
• • attribuer à ladite valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire la valeur du paramètre de stationnarité du bloc précédant ledit bloc courant, augmentée d'une valeur déterminée fonction de ladite première valeur arbitraire, et sur réponse négative à cette comparaison de supériorité,
• • attribuer à ladite valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire la valeur du paramètre de stationnarité du bloc précédant ledit bloc courant, et - pour tout bloc précédent analysé en mode d ' analyse
LPC "avant", à déterminer sur critère de test l'occurrence d'une transition du mode d'analyse LPC "arrière" en mode d'analyse LPC "avant" entre le bloc antérieur au bloc précédent et ce bloc précédent, et sur réponse positive audit test d'occurrence,
• à comparer, sur critère de comparaison d'infériorité, ledit nombre de trames antérieures à une deuxième valeur arbitraire représentative d'un nombre de trames succes- sives analysées en mode LPC "arrière" précédant ledit bloc précédent, et sur réponse positive à cette comparaison d'infériorité, • • attribuer à ladite valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire la valeur du paramètre de stationnarité du bloc précédant ledit bloc courant diminuée d'une valeur déterminée fonction de ladite deuxième valeur arbitrai- re, et sur réponse négative à ladite comparaison d ' infériorité , attribuer à ladite valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire la valeur de paramètre de stationnarité du bloc précédent .
6. Procédé selon la revendication 4 ou 5, caractérisé en ce que l'étape consistant pour chaque bloc courant à affiner ladite valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire consiste : - à discriminer les gains de prédiction du filtrage
LPC "avant" et du filtrage LPC "arrière" ;
- à modifier la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire d'une valeur d'affinage fonction de la valeur relative des gains de prédiction du filtrage LPC "avant" et "arrière", la modification, augmentation ou diminution, de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire étant proportionnelle à ladite valeur d'affinage.
7. Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce que l'étape d'augmentation proportionnelle à ladite valeur d'affinage de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire est en outre soumise à une condition de supériorité de ladite valeur de gain de filtrage LPC "arrière" par rapport à une première valeur positive déterminée et à une condition d'infériorité de la valeur dudit paramètre de stationnarité intermédiaire par rapport à une deuxième valeur positive déterminée.
8. Procédé selon la revendication 6 ou 7 , caractérisé en ce que l'étape de diminution proportionnelle à ladite valeur d'affinage de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire est en outre soumise à une condition d'infériorité de ladite valeur de gain de filtrage LPC "arrière" par rapport à une troisième valeur positive déterminée et à une condition de supériorité de la valeur dudit paramètre de stationnarité intermédiaire par rapport à une quatrième valeur positive déterminée.
9. Procédé selon l'une des revendications 6 à 8, caractérisé en ce que ladite valeur relative des gains de prédiction du filtrage LPC "avant " et "arrière" consiste en le rapport ou la différence des gains de prédiction du filtrage LPC "avant" et "arriére".
10. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que celui-ci consiste en outre, pour chaque bloc courant successif : à déterminer 1 ' énergie moyenne dudit signal numérique audiofréquence, - à comparer, sur critère de comparaison d'infériorité, ladite énergie moyenne à une valeur de seuil déterminée représentative d'une trame de silence, et en réponse positive à ladite comparaison d'infériorité,
- à attribuer audit paramètre de stationnarité du bloc courant la valeur du paramètre de stationnarité du bloc précédent .
11. Procédé selon l'une des revendications 2 à 10, caractérisé en ce que, pour un degré de stationnarité représenté par un paramètre de stationnarité compris entre une valeur minimale et une valeur maximale, ladite valeur minimale représentant le degré de stationnarité d'un signal numérique sensiblement non stationnaire et ladite valeur maximale représentant le degré de stationnarité d'un signal sensiblement stationnaire, ladite fonction adaptative constituant la fonction de décision est une fonction croissante de la valeur de priorité du mode de filtrage LPC "arrière" en raison du degré croissant de stationnarité dudit signal numérique.
12. Dispositif de codage d'un signal numérique audiofréquence par double analyse sur critère de choix d'analyse LPC " avant " respectivement "arriére" en un signal codé transmis, ce signal numérique étant subdivisé en trames constituées par des blocs successifs comportant un nombre déterminé d'échantillons, ce dispositif comportant un filtre d'analyse LPC "avant" et un filtre LPC "arrière" permettant de délivrer un signal codé transmis consistant en des paramètres de filtrage LPC accompagnés d'une indication de décision d'analyse et un moyen de codage d'un signal résidu de codage, non transmis, permettant d'engendrer un signal de résidu de synthèse, le codage dudit signal numérique audiofréquence étant effectué sur ce signal numérique audiofréquence à partir du filtre LPC " avant " pour les zones non-stationnaires et sur ce signal de synthèse, respectivement à partir du filtre LPC "arriére" pour les zones stationnaires, caractérisé en ce que ce dispositif comporte en outre, pour chaque bloc LPC courant :
- des moyens de calcul du degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence, selon un paramètre de stationnarité dont la valeur est comprise entre une valeur de stationnarité maximale et une valeur de stationnarité maximale ;
- des moyens d'établissement, à partir du paramètre de stationnarité, d'une fonction de décision permettant d'établir une valeur de choix d'analyse LPC ; des moyens de discrimination d'analyse LPC recevant ladite valeur de choix d ' analyse et permettant de délivrer, pour ledit bloc LPC courant, la valeur des paramètres de filtrage LPC "arrière" respectivement "avant" en fonction de ladite valeur de choix d'analyse ;
- des moyens de filtrage adaptatif en fonction du degré de stationnarité recevant ledit signal numérique audiofréquence et la valeur des paramètres de filtrage LPC "avant" respectivement "arrière" en fonction de ladite valeur de choix d'analyse et délivrant le signal résidu de codage audit moyen de codage du signal résidu de codage, ce qui permet d'effectuer le codage du signal numérique audiofréquence et de privilégier le maintien dans l'un des modes de filtrage LPC "avant" respectivement "arriére" en liaison avec le degré de stationnarité du signal numérique et de limiter le nombre de basculements de l'un à l'autre des modes de filtrage et réciproquement.
13. Dispositif de codage selon la revendication 12, caractérisé en ce que ledit signal codé transmis consiste, pour chaque bloc d'analyse LPC, en :
- ladite valeur d'analyse, et dans le cas où la valeur de choix d'analyse correspond pour bloc d'analyse LPC considéré, à une analyse LPC "avant" ;
- les paramètres de filtrage LPC "avant".
14. Dispositif de décodage d'un signal numérique audiofréquence codé par double analyse par critère de choix d'analyse LPC "avant" respectivement "arrière", en un signal codé transmis consistant en des paramètres de filtrage LPC accompagnés d'une indication de décision d'analyse, caractérisé en ce que ledit signal codé transmis, consistant pour chaque bloc d'analyse LPC en ladite valeur de choix d'ana- lyse et correspondant pour le bloc d'analyse LPC considéré à une analyse LPC " avant " en des paramètres de filtrage LPC "avant", ledit dispositif de décodage comporte au moins : des moyens de synthèse du signal résidu de filtrage recevant lesdits paramètres de codage du résidu LPC et délivrant un signal de résidu de synthèse, des moyens de filtrage inverse adaptatifs en fonction du degré de stationnarité, recevant le signal de résidu de synthèse et permettant d'engendrer un signal de synthèse représentatif dudit signal numérique audiofréquence et constituant le signal décodé,
- des moyens d'analyse LPC "arrière" recevant ledit signal de synthèse et permettant d'engendrer des paramètres de filtrage LPC "arrière",
- des moyens discriminateurs d'analyse LPC "avant" respectivement "arrière" recevant, d'une part, pour commande de discrimination ladite valeur de choix d'analyse et, d'autre part, les paramètres de filtrage LPC "avant" et les paramètres de filtrage LPC "arrière" et permettant de délivrer en fonction de ladite valeur de choix d'analyse, soit les paramètres de filtrage LPC "avant", soit les paramètres de filtrage LPC "arriére" auxdits moyens de filtrage inverse adaptatifs en fonction du degré de stationnarité.
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