EP0734093B1 - Dispositif d'alimentation d'une antenne multisources et multifaisceaux - Google Patents

Dispositif d'alimentation d'une antenne multisources et multifaisceaux Download PDF

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EP0734093B1
EP0734093B1 EP96400526A EP96400526A EP0734093B1 EP 0734093 B1 EP0734093 B1 EP 0734093B1 EP 96400526 A EP96400526 A EP 96400526A EP 96400526 A EP96400526 A EP 96400526A EP 0734093 B1 EP0734093 B1 EP 0734093B1
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EP
European Patent Office
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directional
input
module
output
modules
Prior art date
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Application number
EP96400526A
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German (de)
English (en)
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EP0734093A1 (fr
Inventor
Antoine Roederer
Simon John Stirland
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Agence Spatiale Europeenne
Original Assignee
Agence Spatiale Europeenne
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q25/00—Antennas or antenna systems providing at least two radiating patterns
    • H01Q25/007—Antennas or antenna systems providing at least two radiating patterns using two or more primary active elements in the focal region of a focusing device

Definitions

  • the subject of the present invention is a device for feeding antennas multisources for the generation of multiple beams including partial or full recovery.
  • Each beam has a prescribed shape and contours, to optimize the gain depending on the direction and, also, in many cases, to limit interference.
  • Nb multiple beams at partial or total angular overlap can be performed from antennas with Ne sources or radiating elements, either direct radiation or indirect radiation, that is to say, illuminating an optic with one or more reflectors and / or lenses.
  • Each beam has a law optimal complex excitation for these sources.
  • these optimal directivity excitation laws are only generally not “orthogonal”.
  • the beams corresponding to non-orthogonal distributions are also not orthogonal (see for example "A Variable Power Dual Mode Network .. "by H.S. Luh, IEEE Transactions - Volume AP 32 n ° 12 - December 1984 - page 1382-4). Their generation is consequently accompanied by losses in the circuits beam forming.
  • This type of distributor is described for example in the book "Microwave Antenna Handbook" by Y.T. Lo and S.W. Lee, 1988 edition, p 19.10 and 19.11.
  • On transmission, part of the power of one or several non-orthogonal beams is lost in the charges whose presence is necessary for the realization of non-orthogonal distributions desired.
  • the device of Figure 1a shown here during transmission, normally operates with an amplifier beam, which limits flexibility in the distribution of power between beams.
  • Such flexibility can be obtained (see Figure 1b) by adding to the device of Figure 1a device called multi-port amplifier comprising a number of identical amplifiers, in number equal to that of the beams, and arranged between two distributors hybrids, for example constituted by matrices of Butler (described in the cited work "Microwave Antenna Handbook "by Y.T. Lo and S.W. Lee, 1988).
  • a Butler matrix is a passive network without losses theoretical comprising N inputs and N outputs, N being generally a power of 2. Its inputs are isolated between them, and a signal applied to any one of product inputs on all signal outputs of equal amplitudes, but whose phases vary linearly from one output to the next.
  • the resulting assembly has a structure complex and, although it produces the desired beams, it involves electrical losses after amplification which reduce yield performance.
  • the second possibility II is to generate "orthogonal" excitation laws corresponding to a distributor without electrical losses.
  • FIGS. 2 a and 2 b This is the case of antennas with shaped beams, having a reflector illuminated by an array of radiating elements, themselves supplied by a multimode type lossless distributor illustrated in FIGS. 2 a and 2 b .
  • the distribution laws on the source network and corresponding to the beams are obtained by optimization from the desired radiation diagrams.
  • the condition of orthogonality of the distributions must be added in the optimization which leads, according to known techniques, a reduction in directivity.
  • Such antennas implementing a distribution network whose output signals are controlled only by the value of the phase of its phase shifting elements, are described for example in the article cited "A Variable Power Dual Mode Network ..” by HS Luh , IEEE Transactions AP 32 N ° 12 - December 1994-pages 1382-1384.
  • the devices of FIG. 2 a and of FIG. 3 a shown on transmission, with respectively lossless dies of the Blass type and dies in cascade, operate normally with a beam amplifier, which limits the flexibility in the distribution of power between beams.
  • a cascade matrix is described in the article "On Multimode Antenna Concepts” by La Flame et al - ESA Workshop on Advanced Beam Networks - ESA WPP-030 (1991) (figs. 3 and 4).
  • Such flexibility can be achieved by adding to those of FIGS. 2a and 3a, a device known as multi-port amplifier with number identical amplifiers, equal to that of the beams, between two hybrid matrix type distributors Butler (described in the cited work of Lo and Lee page 19.9).
  • the resulting devices shown in FIGS. 2 b and 3 b , are complex and, although they do not involve losses after amplification, produce only approximate distributions giving beams with non-optimal performance.
  • the third possibility III is to use an active antenna.
  • a module amplifier is connected to each radiating element.
  • This type of antenna can include a direct radiation, as shown in Figure 4 to the emission, or be an illuminated reflector antenna by a network of the same type.
  • the distribution losses corresponding to the non-orthogonality of the optimal laws are compensated here by a distributed amplification, introduced between the loss circuits and radiating sources.
  • the fourth possibility IV is to use a semi-active antenna called multimatrix.
  • a semi-active antenna is a distributed amplification - not centralized - where a lossless hybrid distributor is introduced between amplifier modules and radiant elements for y control the power distribution.
  • a semi-active multimator antenna is a semi-active antenna where this lossless hybrid splitter consists of a multiplicity of distributors smaller hybrids at 2x2, 3x3, 4x4, 6x6, 8x8 ... doors, identical or not, connected to the radiating elements in a way that depends on the type of beams to beget.
  • the beams can be modified there, if necessary, by acting on low phase shifters level.
  • Such a multimating power supply device is described for multisource reflector antennas, in French Patent N ° 89 12584 filed by Applicant on September 26, 1989 and published on March 29, 1991 under No. 2,652,452 and whose inventor is A.
  • Roederer and for direct radiation networks, in French Patent N ° 91,01086 filed by the Applicant on January 31, 1991 and published on August 7, 1992 under N ° 2 672 436, and the inventors of which are A. Roederer and C. van't Klooster. It allows by optimization, for each beam, of the phases of signals before amplification, to get beams neighbors of those requested. Such a system allows to generate without loss distributions (beams) no orthogonal. However, since only the phases at the input are optimized, and that the dispatcher is simplified by the use of small distributors multiple, optimal distributions cannot be than approximate. This results in a loss of directivity typically between 0.5 and 1 decibel.
  • the first solution I is rarely used cause electrical loss.
  • the second solution II is the most used, often with only two beams (or modes) and with a separate amplification system for each channel multiplexed on each beam (figure la), but sometimes also in combination with a multi-port amplifier, for example for US-Canada M-SAT satellites (see "M-SAT L-Band Antenna Subsystem ", by S. Gupta, proceedings of JINA'94 Symposium, page 197).
  • Training matrices of beams are orthogonal and this results in a loss directivity typically between 0.5 and 1.5 dB compared to the ideal case where each beam would be generated from a separate antenna with the law optimal for the corresponding beam (ideal case).
  • Solution III i.e. an antenna active
  • Solution III is successfully used for speed cameras, where it is the product of emission-reception diagrams (beams) and not each of these diagrams that matters.
  • beams emission-reception diagrams
  • Solution IV that is to say a semi-active multimating antenna, may prove to be more efficient than the previous one, but, as indicated above, it does not however lead to the desired optimal distributions, (except exceptional case where these happen to be achievable exactly by such a configuration).
  • the subject of the present invention is a feed device for a multisource antenna multiple beams which eliminates losses of directionality mentioned above while avoiding losses in high level circuits.
  • a first object of the invention is thus to achieve exactly and without losses, and with a distributed and uniform amplification, the distributions non-orthogonal excitation prescribed, with a semi-active antenna, either direct radiation or indirect radiation.
  • a second object of the invention is to make possible the choice of an Na number of amplifiers which is different from the number Nb of the beams and / or the number Do not radiant elements (or sources), while in the semi-active prior art antennas, the number Na of amplifiers is necessarily equal to the number Do not radiant elements.
  • a third object of the invention is to make possible adjustment of the power distribution between beams, depending on the fluctuations in traffic or propagation conditions, while maintaining total power consumption minimal.
  • the device according to the invention thus allows optimize both the phases and the amplitudes of distributions, and therefore avoid directivity losses linked to the approximate distributions of Prior Art.
  • signal phases corresponding to one of the Nb distributions can be null.
  • the dispatcher can include at least one directive module comprising a directive coupler with two inputs and two outputs and having a ratio of directivity r given, and an associated phase shift element coupled to an output of the directional coupler.
  • the distributor output power at Na inputs and Ne outputs includes in general [(Ne - 1) + (Ne - 2) + ... + (Ne - Na)] directive modules.
  • the invention is particularly applicable to the case where the number Na of the amplifier modules is equal to number Nb of beams.
  • It can preferably include five modules and it is then characterized in that it comprises five directive modules, namely a first module directive having an input connected to the output of a first amplifier module and having its first and second outputs connected to an input respectively a second and a third directive module, the third directive module also having a second input connected to the output of a second module amplifier, the first and second outputs of the second directive module being connected to a first input respectively of a fourth directive module and a fifth directive module, the first and second outputs of the third directive module being connected to a second entry respectively from the fifth and the fourth directive modules and the outputs of the fourth and fifth directive modules being each connected to a radiant element.
  • five directive modules namely a first module directive having an input connected to the output of a first amplifier module and having its first and second outputs connected to an input respectively a second and a third directive module, the third directive module also having a second input connected to the output of a second module amplifier, the first and second outputs of the second directive module being connected to a first input respectively of
  • the ratio directivity r of the first directional coupler of the first directive module and the phase shift of the phase shifter element associated with it are such that in the mode reception, the power at the two entrance doors of the first directive module is the same for each of the two beams, in that the directivity ratio r of directional couplers of the fourth and fifth modules directives, and the phase shifts of their phase-shifting elements associated are such that the power corresponding to first beam is concentrated in reception mode to only one of their front doors, in that the ratio r of the phase shift element of the third module directive and the phase shift of the associated phase shift element are such that the power corresponding to the first beam is concentrated towards its second entry and in this that the directivity ratio r of the directional coupler of first and second directive modules and phase shifts of their associated phase-shifting elements are such that the second beam output power is concentrated in reception mode to only one of their doors entry.
  • the ratios r of output couplers and second, third and fourth intermediate directive modules as well as phase shifts of the phase-shifting elements associated with them are chosen to concentrate the power corresponding to a directional beam towards only one of their doors input, while the ratio r of the directional coupler of the first intermediate directive module and the phase shift of the phase shift element associated with it are such that they -concentrate the power corresponding to a non-beam directive to only one of their front doors, and that the ratio r of the directional coupler of the phase shift module input and the phase shift of the phase shifter element which is associated are such that the powers are the same for the two beams at the inputs of the phase shift module input and therefore on the module outputs amplifiers.
  • the ratio r and the phase shift of the first and second downstream directive modules are such that in reception mode, the amplitudes of the signals on each of their entries are equal, for each of two incident beams, and in that the ratio r and the phase shift of the first and second directive modules upstream are such that in reception mode, the amplitudes of signals on their inputs are equal, for each of two incident beams.
  • the invention also relates to a distributor of power which is preferably usable in the frame of the above feeder.
  • This power distributor has a plurality of directive modules comprising a directive coupler having two inputs and two outputs and presenting, in the case of a directive module of a first type, an element phase shifter arranged at only one of the two outputs of said directional coupler, the output of the phase shifter constituting the output from the module, and in the case of a directive module of a second type, a phase-shifting element arranged at each of the two outputs of the directional coupler, the outputs of phase shifters constituting the module outputs.
  • It has a cascade arrangement symmetrical and without crossing including a line control unit comprising at least one directive module of the second type, this central line being surrounded symmetrically of at least one left line and at least a straight line of directive modules of the first type arranged in cascade without crossing, at least two directive modules of the first type constituting modules entry having at least one entry constituting the Na inputs of the power distributor, and it presents directive modules of the first type constituting modules output and having at least one output connected to a input of Ne antenna elements.
  • a line control unit comprising at least one directive module of the second type, this central line being surrounded symmetrically of at least one left line and at least a straight line of directive modules of the first type arranged in cascade without crossing, at least two directive modules of the first type constituting modules entry having at least one entry constituting the Na inputs of the power distributor, and it presents directive modules of the first type constituting modules output and having at least one output connected to a input of Ne antenna elements.
  • the directive modules of the first type which are arranged on the same side, respectively left or right with respect to said line central, have their phase shift element arranged in the respectively left or right output of their coupler directive.
  • the directive modules of the first type which are neither input modules nor output modules, and which are located on the left side by compared to said center line have at least their entry right connected to the left output of a directive module upstream, and vice versa by symmetry for said modules located on the right side.
  • the directive modules of the first type which are neither input modules nor output modules, and which are located on a line extreme left with respect to said center line, have their left input connected to the left output of a upstream directive module, and their right input connected to the left output of another upstream directive module, and conversely by symmetry for said modules located on the right side.
  • At least one phase shift element can be variable, so as to allow reconfiguration to less partial of the beams.
  • the output power distributor can advantageously include a plurality of modules phase shifters, including at least one input module whose inputs are connected to module outputs amplifiers and the directivity of the module (s) input is such that, for each beam, the powers on each of the inputs of the module (s) input phase shifters are the same, while the other phase shift modules do not meet this condition.
  • the beam forming device can operate at an intermediate frequency with respect to the device transmit / receive frequency, and it then has, at each of its Na outputs, a frequency converter, so as to allow a appropriate frequency change.
  • the beam-forming device can, in variant, operate at the transmission / reception frequency of device.
  • the beam-forming device can be a digital circuit comprising, at the output, digital to analog converters.
  • the invention also relates to an antenna characterized in that it comprises a device for focusing comprising at least one reflector and / or at minus a lens, and a feeding device such as defined above, the Ne radiating elements which are associated being positioned relative to the device focus to get focus at transmission and / or reception.
  • the power distributor can advantageously include [(Ne - 1) + (Ne - 2) + ... (Ne - Na)] directive modules.
  • the device according to the invention is intended for feeding multiple element beam antennas multiple radiant, of which the prescribed beams are partially cover and which consequently corresponding excitation distributions of these elements are not orthogonal, i.e. their complex dot products are not zero.
  • the devices according to the invention can be used during transmission and / or reception.
  • the antenna will mainly be described in transmission mode but all of the lessons can be transposed, mutatis mutandis, to reception operation by simple application of the principle of reciprocity, the structure of the circuits and their links remaining the same, but the signal traveling from the antenna array to the transmit / receive circuits instead of traveling in the opposite direction.
  • the amplifier stages which are placed in the same places, are, in this case, low noise amplifier stages whose input is located on the antenna side and the output on the transmit / receive circuit side.
  • the two types of amplifiers power amplifiers for transmission and low noise amplifiers for reception
  • the device according to the invention comprises a microwave hybrid distributor whose structure is fundamentally different from that of devices usual. This design allows in particular, and unlike existing systems, to choose will the number of Na amplifiers, which can be different from the number Nb of the beams and / or the number Ne radiant elements.
  • the device of the invention is, in general, illustrated by Figure 6.
  • Ne radiating elements 61 to radiation direct, or illuminating an optical system 1 are connected by lines 62, to a hybrid microwave distributor 63 without losses, at Ne x Na doors (Ne exit doors and Na entrance doors).
  • the Na entrance doors are connected to the outputs of Na amplifier modules 64.
  • the inputs of amplifiers 64 are connected to a 65 phase shifting distributor with losses having Na x Nb doors.
  • This phase shifting distributor 65 which constitutes a device low level beam former, has Na combiners 66 each with 1 x Nb doors (1 exit door and Nb entry doors), NaxNb phase shifters or sections of line 67, and Nb dividers 68 arranged between doors 69 Nb beams and phase shifters 67 of each beam.
  • Each divider 68 has Na x 1 doors.
  • the device can operate on transmission, reception or both modes at the same time, adapting the modules to each case amplifiers 64.
  • the amplifier modules are here of the type transmission / reception.
  • the distributor 103 includes 24 directive modules which are interconnected as shown in FIG. 11 a .
  • the distributor 103 ' has 22 interconnected modules as shown in Figure 11b .
  • Each of the Nb beams prescribed emanates from all or part of the Ne elements with a distribution amplitude and phase specific which is optimized for each beam as if the antenna should not generate that this beam.
  • optimization is done using conventional optimization programs such as minimax or multiple projections, known procedures specialists (see for example the book "The Handbook of Antenna Design ", edited by A. Rudge et al., 1986, p 263).
  • a microwave distributor 63 (fig. 6) according to the invention typically consists of couplers hybrids (which are generally not at 3 decibels), associated with fixed phase shifters or sections of line or waveguide, these components being connected in cascade by lines or waveguides.
  • the dispatcher 63 called orthogonal or multimode, is from the family of those used for example for multimode antennas with conventional shaped beams (from case II of section previous).
  • Na is always either the number Nb of the beams, in the case passive systems (fig. la, 1b, 2a, 2b, 3a, 3b), or to the number Ne of radiating elements in the case of active systems (fig. 4), or semi-active systems (fig. 5).
  • the function of the power distributor 63 set implemented according to the invention is to match exactly at Nb distributions given at Ne level radiating elements, and generally not orthogonal, Nb distributions at Na entry doors, all at equal amplitudes with Nb ⁇ Na ⁇ Ne.
  • Hybrid microwave splitters are unable to fulfill this function when prescribed distributions are not orthogonal.
  • the distributor 63 presents a matrix of transfer exactly matching said distributions between them, and which is determined in implementing the following design rules.
  • the transfer function of the high dispatcher input excitation level and phases are so determined.
  • the synthesis of a microwave distributor 63 with known orthogonal transfer matrix can be implemented with architectures 103 with hybrid couplers and cascade phase shifters 102 (fig. 11 a ), or 103 ′ with distributors 102 ′ of the Blass type. (fig. 11 b ).
  • the feeding device also includes a 65-phase shifter-distributor with Nb inputs (with Nb ⁇ Na) and Na outputs, whose Na outputs are associated with Na inputs of the microwave distributor 63, if necessary by through converters, and whose Nb inputs correspond to the Nb beams required.
  • this 65-phase shifter divides the signals applied to each of the Nb into Na beam entries and dephase appropriately each of the Na signals obtained for each beam by phase shifters 67.
  • the signals from the different beams are, after phase shift, recombined on each of the Na outputs of the distributor-phase shifter 65 by a combiner 66.
  • the combiner 66 which constitutes the device for forming beam at low level, and which remains of design classic, is the seat of losses associated with non-orthogonality bundles, which at this level do not affect performance (or - upon receipt - the noise) of the system.
  • the Nb dividers into Na signals of each of the bundles and Na combiners 66 can for example be of the "Wilkinson" type, if the distributor 65 operates in microwave.
  • the device also includes Na modules amplifiers 64, nominally identical, which are inserted between the outputs of the 65-phase shifter-distributor, if required through converters frequency, and the Na inputs of distributor 63, if required via Na filters, not shown in Figure 6.
  • Na amplifiers can be added other modules to provide redundancy in the event of breakdown. On emission, these Na amplifiers amplify in powers the signals to be transmitted.
  • these Na amplifiers are identical, low noise, and amplify signals they receive from the distributor 63.
  • the device according to this embodiment of the invention thus presents, in combination, the elements radiant 61, lines 62, microwave distributor orthogonal 63 and the amplifier modules 64 operating all under nominal or quasi-nominal conditions, as well as the 65 phase-shifting distributor.
  • each 65 low level dispatcher inputs are optimally subdivided and phase-shifted, fixed or reconfigurable, and amplified by amplifiers 64. They are then distributed by the high dispatcher level 63 with radiating elements 61 with amplitudes and the optimal phases to generate each of corresponding beams.
  • the power radiated by each beam can be controlled by switching more or less channels at the corresponding inputs of the low level dispatcher 65, which leads to the total reconfigurability of the traffic.
  • the cover reconfiguration is done either by activating the desired part of the Nb beams available, either by action on variable phase shifters 67, if any, or by a combination of the two.
  • the device of the invention works also at the reception and helps to limit noise received while ensuring for each beam the gain optimum.
  • Amplifiers 64 are then replaced by low noise amplifiers, amplifying signals receipts from microwave 63.
  • the orthogonal microwave distributor 73 then reduces to the assembly of a fixed phase shifter 73 1 , producing a phase shift ⁇ , and a directional coupler 73 2 characterized by its directivity ratio r with 0 ⁇ r ⁇ 1, the phase shifter 73 1 or section of line or guide being inserted between the directional coupler and one of the radiating elements 71 2 .
  • coherent signals of equal amplitudes and of optimized phases at the two input gates (power amplifiers) emerge with amplitudes and phase desired to produce these beams.
  • the orthogonal microwave distributor 83 is then reduced to the assembly of six directional couplers (R 1 .... R 6 ), each characterized by its directivity ratio and each associated with a fixed phase shifter (D1 ... D6 ), each phase-shifter or section of line or guide being connected to one of the output ports of the corresponding directional coupler (R 1 ).
  • coherent signals of equal amplitudes and of optimized phases at the two input gates (power amplifiers) emerge with amplitudes of phase desired to produce these beams.
  • the non-equal signals incident on the elements 81 1 to 81 4 emerge equal in amplitude "at the outputs" of the amplifiers 84 (at low noise).
  • phase shifting modules comprising the three couplers R 3 , R 5 and R 6 and their associated phase shifters D 3 , D 5 and D 6 are calculated so as to concentrate, in reception mode, the power of the first beam towards a single gate "d ' input "of the modules, which does in this mode, output function. This calculation can be carried out in a known manner.
  • the two directional couplers R 2 and R 4 and the associated phase shifters D 2 and D 4 are calculated in reception mode so as to concentrate the available power of the second beam B 2 towards a single "input" gate of each of the couplers D 2 and D 4 .
  • the last (lower) coupler R 1 and the associated phase shifter D 1 are calculated in reception mode, to equalize for each beam (B 1 , B 2 ) the powers at the two "input" gates which in this mode operate output (using the same method as for the coupler and phase shifter of the previous device (fig. 7).
  • FIG. 9 A simplified configuration of the device of Figure 8 is shown in Figure 9, in which the elements corresponding to those of Figure 8 have the same reference number to which is added the sign "'".
  • the directional coupler R 1 and its associated phase shifter D 1 have been eliminated.
  • the device comprises five directional couplers (R ' 2 ... R' 6 ) and their five associated phase shifters (D ' 2 ... D' 6 ) which are interconnected like the directional couplers (R 2 ... R 6 ) and the phase shifters (D 2 ... D 6 ), except that an input of the couplers R ' 2 and R' 3 is connected to the output of an amplifier respectively 84 ' 2 and 84' 1 .
  • the device of figure 10 illustrates the case a network antenna (here at eight sources) producing two bundles B1 and B2 from one of two sources, and the other of the eight sources. These beams of widths are clearly non-orthogonal (around the axis, the power incident on the antenna cannot clearly not be fully captured by the B2 beam, without a part going to beam B1 - hence a loss compared to the case of a single beam).
  • the beam B1 emanates from the two radiating elements 91 7 and 91 8 and the beam B2 from all the eight radiating elements 91 1 and 91 8 .
  • the orthogonal microwave distributor 93 is then reduced to the assembly of nine directional couplers R 11 to R 19 each characterized by its directivity ratio r and each associated with a fixed phase shifter D 11 to D 19 , each phase shifter or line section or guide being connected to one of the doors of the corresponding coupler.
  • the seven couplers R 13 to R 19 and the associated phase shifters D 13 to D 19 of FIG. 9 are calculated so as to concentrate the power of the beam B2 towards a single input port of the couplers R 13 to R 19 .
  • the coupler R 12 and phase shifter D 12 associated in dashes concentrate the power of B1 on a single input port of the coupler R 12 .
  • the input coupler R 11 equalizes the powers for B1 and B2 at each of its "inputs" to the amplifiers (using the same method as for the coupler and the phase shifter in FIG. 7). The calculations are made on reception, the "inputs" of the couplers making, in this case, an output function according to the definition given above.
  • the power distributor comprises four directional modules (R “ 3 , D” 3 ), (R “ 3 , D” 4 ), ( R “ 5 , D” 5 ) and (R “ 6 , D” 6 ), which are interconnected like the directional modules (R ' 3 , D' 3 ) ... (R ' 6 , D' 6 ) of the figure 9.
  • the directional modules (R “ 5 , D” 5 ) and (R “ 6 , D” 6 ) are calculated, in reception mode, so as to equalize the amplitudes of the signals on each of their inputs, this for each distribution (beam) incident on elements 111 1 to 111 4 .
  • the two directional modules (R “ 3 , D” 3 ) and (R “ 4 , D” 4 ) are calculated so as to equalize the amplitudes on each of their inputs, this for each incident distribution (beam).
  • the distributions and consequently the desired beams are obtained by reciprocity from uniform amplitude distributions at the inputs of the amplifiers 114 1 to 114 4 .
  • Figure 20 shows an architecture favorite of the power distributor 63. Its advantage is to be symmetrical and not to present a crossover, such as for example those between elements R3 to R6, or R'3 to R'6 or R "3 to R" 6 in Figures 8, 9 and 13. It can be used in place of cascade distributors Figures 3a, 3b, 8, 9, 11a and 13 or even Blass matrices of Figures 1a, 1b, 2c, 2b and 11b. This architecture can also be used for many other applications: this power is in itself a power divider lossless microwave.
  • the 8 x 8 dispatcher transfer matrix is first determined using the rules of design described above, from Nb optimal distributions or "output vectors" corresponding to the aforementioned Nb beams.
  • complex distribution means below the complex conjugate of a line in the matrix of complex transfer.
  • the hybrid couples LL1, LL2 and LL3 as well as the phase shifters LD1, LD2 and LD3 are chosen so as to direct the signals coming from the first distribution and available on the antenna elements 61 1 to 61 4 towards the right input ed of the LL3 coupler.
  • the same operation is performed symmetrically at the level of the hybrid couplers RR1, RR2 and RR3 and their phase shifter RD1, RD2 and RD3, for the signals of a second distribution orthogonal to the first which are received on the other antenna elements. further to the right 61 5 to 61 8 . These signals of the second distribution are thus routed to the left input eg of RR3.
  • the following two couplers LL4 and LL5 and the corresponding phase shifters LD4 and LD5 are determined to direct the signals of the second distribution received on the antenna elements 61 1 to 61 4 to the right input ed of the coupler LL5 (the term "input "being defined in a configuration in transmission mode).
  • the two couplers RR4 and RR5 and their associated phase shifters RD4 and RD5 are determined to direct the signals of the first distribution received on the antenna elements 61 5 to 61 8 to the left input eg of the coupler RR5.
  • the coupler C1 and the associated phase shifters CDL1 and CDR1 whose outputs attack the inputs respectively right and left of LL3 and RR3, are determined to direct the signals from the first distribution which are present at the right ed entrance of LL3 to the right input port of coupler C1.
  • the signals of distribution 1 and 2 are therefore spread over four ports of entry, namely the port right ed of the coupler LL5, which in reception mode only receives signals only from the second distribution, the port left eg of the RR5 coupler which in reception mode does not receive of signals that from the first distribution, the port left input eg of coupler C1, which receives signals from the second distribution but receives no signal of the first distribution, since this is directed only to the right port ed of coupler C1, and finally the right input port ed of coupler C1, which receives first distribution signals but on which it does may be hypothesized to signal the second distribution, otherwise the dot product of these two distributions would be nonzero which would be contrary to the orthogonality criterion that has been set.
  • the LL6 coupler and its associated phase shifter LD6 are configured to direct the signals of the second distribution which are present at the port eg of C1 and to the ed port of LL5 to its right entry port ed, which constitutes the input E2, and the coupler RR6 and its DD6 associated phase shifter are configured to direct the first distribution signals, which are present on the port ed of C1 and on the port eg of RR5, on the left input port eg of RR6 which constitutes the input E1.
  • the same procedure is suitable for any even number of entry and exit.
  • Another simplified configuration of the device of the invention can be obtained by relaxing the constraint of strict equality of the signals of each beam to each amplifier module, tolerating a weak "ripple" of for example ⁇ 1 dB. Optimization components of the distributor is then done by a conventional optimization procedure by imposing a maximum "ripple" at module level amplifiers.
  • phase shifters used in the context of the present invention can also be variables to reconfigure all or part of the beams, for example if a satellite changes its coverage.
  • the power distributor must then be sized to the set of achievable beams, which are not all activated at the same time.
  • the phase shifters can be analog or quantized (digital).
  • the distributor-phase shifter 65 can operate in microwave at transmission (or reception) frequency. Amplification can be performed if necessary level of the inputs of the phase-shifter 5.
  • the distributor-phase shifter 65 can also operate at an intermediate frequency; a converter frequency is then connected to each of its Na outputs.
  • the distributor-phase shifter 65 can also be of digital type. It is then followed by converters digital / analog and possibly converters frequency.
  • the radiating sources 101 can be direct radiation and arranged on a surface by flat example (referenced 1 in fig. 12), cylindrical, conical, spherical, or on another surface.
  • the device of the invention can be combined either to a reflector 1 '(fig. 6) or to a lens.
  • the device can be combined with a system multi-reflectors or multi-lenses or a mixture of reflectors and lenses.
  • the device according to the invention can be associated either with a reflector or with a lens conformed to improve performance.
  • the device according to the invention can in particular be associated either with a reflector or with a lens oversized.
  • the surface on which the sources are located can be optimized or moved around the fireplace.
  • the essential advantage of the device is that it is able to generate exactly non-orthogonal distributions of amplitudes and phases on the radiating elements, and therefore to overcome the associated directivity losses.
  • All the amplifiers 64 can operate at (or in the vicinity of) their nominal level, which produces the best power output for the transmission whatever the conditions of allocation of channels to the beams.
  • the complexity of the device's output distributor is exactly the same as for a conventional multimode (passive) distributor designed to generate the same beams with a beam amplifier module (fig. 3, 11 a and 11 b ).
  • the flexibility to allocate power to beams with optimal amplifier performance at the emission is an intrinsic quality of the device.
  • the output distributor being lossless, the activated beams can be reconfigured by readjustment of the corresponding phases at the input of amplifiers.
  • the device In its configuration operating on reception, the device retains the advantage of increased directivity compared to conventional multimode (passive ) distributors.
  • the device of the invention provides a gain improvement from 0.42 to 1.16 dB depending on the bundles.
  • the device according to the invention Compared to the 24-hour multimeter system amplifiers, the device according to the invention provides an improvement in directivity from 0.62 to 0.75 dB depending on the beams.

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Waveguide Aerials (AREA)
  • Details Of Aerials (AREA)

Description

La présente invention a pour objet un dispositif destiné à l'alimentation d'antennes multisources pour la génération de faisceaux multiples notamment à recouvrement partiel ou total.
Avec de telles antennes, certaines régions angulaires sont couvertes par plus d'un faisceau. Chaque faisceau a une forme et des contours prescrits, pour optimiser le gain en fonction de la direction et, aussi, dans de nombreux cas, pour limiter les interférences.
La génération de Nb faisceaux multiples à recouvrement angulaire partiel ou total peut s'effectuer à partir d'antennes à Ne sources ou éléments rayonnants, soit à rayonnement direct, soit à rayonnement indirect, c'est-à-dire éclairant une optique à un ou plusieurs réflecteurs et/ou lentilles.
A chaque faisceau correspond une loi d'excitation complexe optimale pour ces sources. Lorsque les faisceaux ont des recouvrements angulaires entre eux, ces lois d'excitations à directivité optimale ne sont généralement pas "orthogonales".
Par définition, deux distributions complexes a1, a2, a3,... aNe et b1, b2, b3 ... bNe sont orthogonales si leurs produits scalaires complexes :
   p = Σ aixbi *sont nuls quel que soit i compris entre 1 et Ne.
Les faisceaux correspondants à des distributions non orthogonales ne sont pas non plus orthogonaux (voir par exemple "A Variable Power Dual Mode Network.." par H.S. Luh, IEEE Transactions - Volume AP 32 n° 12 - Décembre 1984 - page 1382-4). Leur génération s'accompagne en conséquence de pertes dans les circuits de formation de faisceaux.
Quatre possibilités existent actuellement :
La première possibilité I est de supporter ces pertes. A titre illustratif, la figure 1a montre une antenne réseau de ce type à Ne=8 éléments rayonnants 11 et à Nb= 4 faisceaux 10 utilisant une matrice 13 dite de Blass non orthogonale. Ce type de répartiteur est décrit par exemple dans l'ouvrage "Microwave Antenna Handbook" par Y.T. Lo et S.W. Lee, édition de 1988, p 19.10 et 19.11. A l'émission, une partie de la puissance d'un ou plusieurs faisceaux non orthogonaux est perdue dans les charges dont la présence est nécessaire pour la réalisation des distributions non-orthogonales souhaitées.
Le dispositif de la figure 1a, représenté ici à l'émission, opère normalement avec un amplificateur par faisceau, ce qui limite la flexibilité dans la répartition de la puissance entre faisceaux.
Une telle flexibilité peut être obtenue (voir figure 1b) en ajoutant au dispositif de la figure la un dispositif dit amplificateur multiportes comportant un nombre d'amplificateurs identiques, en nombre égal à celui des faisceaux, et disposés entre deux répartiteurs hybrides, par exemple constitués par des matrices de Butler (décrits dans l'ouvrage cité "Microwave Antenna Handbook" par Y.T. Lo et S.W. Lee, 1988). On rappellera qu'une matrice de Butler est un réseau passif sans pertes théoriques comprenant N entrées et N sorties, N étant généralement une puissance de 2. Ses entrées sont isolées entre elles, et un signal appliqué à l'une quelconque des entrées produit sur toutes les sorties des signaux d'amplitudes égales, mais dont les phases varient linéairement d'une sortie à la suivante.
L'ensemble résultant présente une structure complexe et, bien qu'il produise les faisceaux souhaités, il implique des pertes électriques après amplification qui réduisent les performances de rendement.
La deuxième possibilité II est d'engendrer des lois d'excitations "orthogonales" correspondant à un répartiteur sans pertes électriques.
Selon les techniques connues, ces distributions ne peuvent être qu'approchées de celles, non orthogonales, souhaitées, ce qui ce traduit par une dégradation de la directivité du rayonnement par rapport à l'optimum et/ou du niveau des lobes secondaires.
Ceci est le cas des antennes à faisceaux conformés, présentant un réflecteur illuminé par un réseau d'éléments rayonnants, eux-mêmes alimentés par un répartiteur de type multimodes sans pertes illustré par les figures 2a et 2b. Les lois de distribution sur le réseau des sources et correspondant aux faisceaux sont obtenues par optimisation à partir des diagrammes de rayonnement souhaités. Cependant, pour obtenir un répartiteur sans pertes, la condition d'orthogonalité des distributions doit être ajoutée dans l'optimisation ce qui entraíne, selon les techniques connues, une réduction de directivité. De telles antennes mettant en oeuvre un réseau répartiteur dont les signaux de sortie sont commandés seulement par la valeur de la phase de ses éléments déphaseurs, sont décrites par exemple dans l'article cité "A Variable Power Dual Mode Network.." par H.S. Luh, IEEE Transactions AP 32 N° 12 - Décembre 1994-pages 1382-1384.
Les dispositifs de la figure 2a et de la figure 3a, représentés à l'émission, avec respectivement des matrices sans pertes de type Blass et des matrices en cascade, opèrent normalement avec un amplificateur par faisceau, ce qui limite la flexibilité dans la répartition de la puissance entre faisceaux. On notera qu'une matrice en cascade est décrite dans l'article "On Multimode Antenna Concepts" de La Flame et al - ESA Workshop on Advanced Beam Networks - ESA WPP-030 (1991) (fig. 3 et 4).
Des performances identiques sont obtenues par des matrices dites "à diagonalisation" (voir G. Ruggerini, "The diagonalisation BFN...", proceedings ICAP 1973, pages 570-573).
Une telle flexibilité peut être obtenue en ajoutant à ceux des figures 2a et 3a, un dispositif dit amplificateur multiportes comportant un nombre d'amplificateurs identiques, égal à celui des faisceaux, entre deux répartiteurs hybrides de type matrice de Butler (décrits dans l'ouvrage cité de Lo et Lee page 19.9).
Les dispositifs résultants, représentés sur les figures 2b et 3b, sont complexes et, bien qu'ils n'impliquent pas de pertes après amplification, ne produisent que des distributions approchées donnant des faisceaux aux performances non optimales.
La troisième possibilité III est d'utiliser une antenne active.
Dans une antenne active, un module amplificateur est connecté à chaque élément rayonnant.
Ce type d'antenne peut comporter un réseau à rayonnement direct, comme représenté sur la figure 4 à l'émission, ou être une antenne à réflecteur illuminée par un réseau du même type.
Les pertes de répartition correspondant à la non-orthogonalité des lois optimales sont ici compensées par une amplification répartie, introduite entre les circuits à pertes et les sources rayonnantes.
A l'émission, le problème est ici que les lois de distribution optimales souhaitées ne sont généralement pas uniformes, particulièrement si un contrôle du niveau des lobes latéraux est requis. Cette non-uniformité conduit à des niveaux de sortie différents pour les amplificateurs de puissance avec pour conséquence un rendement (puissance radioélectrique/puissance d'alimentation continue) non maximum, et une consommation très élevée.
L'optimisation des seules phases, pour éviter ce problème, ne permet pas d'obtenir les distributions voulues et dégrade les performances, en particulier le contrôle des lobes latéraux.
A la réception le problème est le nombre élevé requis d'amplificateurs à faible bruit (un par élément rayonnant et non pas un par faisceau).
La quatrième possibilité IV est d'utiliser une antenne semi-active dite multimatrices.
Une antenne semi-active est une antenne à amplification répartie - non centralisée - où un répartiteur hybride sans pertes est introduit entre les modules amplificateurs et les éléments rayonnants pour y contrôler la distribution de puissance.
Une antenne semi-active multimatrices est une antenne semi-active où ce répartiteur hybride sans pertes est constitué par une multiplicité de répartiteurs hybrides plus petits à 2x2, 3x3, 4x4, 6x6, 8x8... portes, identiques ou non, connectés aux éléments rayonnants d'une manière qui dépend du type de faisceaux à engendrer. De plus les faisceaux peuvent y être modifiés, si nécessaire, en agissant sur des déphaseurs à bas niveau. Un tel dispositif d'alimentation multimatrices est décrit pour les antennes à réflecteur multisources, dans le Brevet Français N° 89 12584 déposé par la Demanderesse le 26 Septembre 1989 et publié le 29 Mars 1991 sous le N° 2 652 452 et dont l'inventeur est A. Roederer, et pour les réseaux à rayonnement direct, dans le Brevet Français N° 91 01086 déposé par la Demanderesse le 31 Janvier 1991 et publié le 7 Août 1992 sous le N° 2 672 436, et dont les inventeurs sont A. Roederer et C. van't Klooster. Il permet par optimisation, pour chaque faisceau, des phases des signaux avant amplification, d'obtenir des faisceaux voisins de ceux demandés. Un tel système permet d'engendrer sans pertes des distributions (faisceaux) non orthogonales. Cependant, du fait que seules les phases à l'entrée sont optimisées, et que le répartiteur est simplifié par utilisation de petits répartiteurs multiples, les distributions optimales ne peuvent être qu'approchées. Il en résulte une perte de directivité typiquement comprise entre 0,5 et 1 décibel.
En pratique :
La première solution I est rarement utilisée à cause des pertes électriques.
La deuxième solution II est la plus employée, souvent avec deux faisceaux (ou modes) seulement et avec un système d'amplification séparé pour chaque canal multiplexés sur chaque faisceau (figure la), mais parfois aussi en association avec un amplificateur multiportes, par exemple pour les satellites US-Canada M-SAT (voir "M-SAT L-Band Antenna Subsystem", par S. Gupta, actes du Symposium JINA'94, page 197). Les matrices de formation de faisceaux sont orthogonales et il en résulte une perte de directivité typiquement comprise entre 0,5 et 1,5 dB par rapport au cas idéal où chaque faisceau serait engendré à partir d'une antenne séparée avec la loi optimale pour le faisceau correspondant (cas idéal).
La solution III , c'est-à-dire une antenne active, est utilisée avec succès pour des radars, où c'est le produit des diagrammes (faisceaux) émission-réception et non chacun de ces diagrammes qui importe. Dans ce cas, tout en maintenant uniformes les amplitudes à l'émission, l'on dispose des phases à l'émission et à la réception et des amplitudes à la réception pour l'optimisation.
La solution IV, c'est-à-dire une antenne semi-active multimatrices, peut s'avérer plus performante que la précédente, mais, comme il a été indiqué plus haut, elle ne conduit cependant pas aux distributions optimales recherchées, (sauf cas exceptionnel où celles-ci se trouvent être réalisables exactement par une telle configuration).
La présente invention a pour objet un dispositif d'alimentation d'une antenne multisources à faisceaux multiples qui permette d'éliminer les pertes de directivité mentionnées ci-dessus tout en évitant les pertes dans les circuits de haut niveau.
Un premier but de l'invention est ainsi de réaliser exactement et sans pertes, et avec une amplification répartie et uniforme, les distributions d'excitation non-orthogonales prescrites, avec une antenne semi-active, soit à rayonnement direct, soit à rayonnement indirect.
Un deuxième but de l'invention est de rendre possible le choix d'un nombre Na des amplificateurs qui soit différent du nombre Nb des faisceaux et/ou du nombre Ne des éléments rayonnants (ou sources), alors que dans les antennes semi-actives de l'Art Antérieur, le nombre Na des amplificateurs est nécessairement égal au nombre Ne des éléments rayonnants.
Un troisième but de l'invention est de rendre possible l'ajustement de la répartition de la puissance radioélectrique entre faisceaux, en fonction des fluctuations du trafic ou des conditions de propagation, tout en maintenant une consommation totale de puissance minimale.
Le premier but ainsi qu'éventuellement le deuxième et/ou le troisième but de l'invention sont obtenus par un dispositif d'alimentation d'une antenne semi-active multisources à faisceaux multiples, du type comportant successivement :
  • a) un dispositif formateur de faisceaux à bas niveau divisant Nb signaux d'entrée de faisceaux en fonction de caractéristiques de couverture recherchées et, après déphasage, combinant ceux-ci pour former, sur ses Na sorties, Na signaux de sortie, ledit dispositif formateur de faisceaux ayant une matrice de transfert non-orthogonale,
  • b) Na modules amplificateurs amplifiant, en mode d'émission, les Na signaux de sortie,
  • c) un répartiteur de puissance de sortie disposé entre les Na modules amplificateurs et Ne éléments rayonnants, et ayant une matrice de transfert orthogonale
    •    caractérisé en ce que Nb ≤ Na ≤ Ne, et en ce que la matrice de transfert orthogonale du répartiteur de puissance est telle qu'elle permet le passage entre, d'une part, Nb distributions à l'entrée du répartiteur de puissance, dont l'amplitude des Na signaux est sensiblement égale pour chacun des Nb faisceaux et dont la phase des Na signaux satisfaisait au moins la condition d'une égalité des produits scalaires complexes pris deux à deux des Nb vecteurs d'excitation à l'entrée du répartiteur de puissance, et des produits scalaires complexes pris deux à deux des Nb vecteurs d'excitation de sortie correspondants, et d'autre part Nb distributions de sortie pré-déterminées.
    Le dispositif selon l'invention permet ainsi d'optimiser à la fois les phases et les amplitudes des distributions, et donc d'éviter les pertes de directivité liées aux distributions approchées de l'Art Antérieur.
    De manière connue en soi, à l'entrée du répartiteur de puissance, les phases des signaux correspondant à une des Nb distributions peuvent être nulles.
    Le répartiteur peut comporter au moins un module directif comprenant un coupleur directif à deux entrées et à deux sorties et ayant un rapport de directivité r donné, et un élément déphaseur associé couplé à une sortie du coupleur directif.
    En l'absence de conditions particulières pour les faisceaux (symétrie, etc..), le répartiteur de puissance de sortie à Na entrées et Ne sorties comporte en général [(Ne - 1) + (Ne - 2) + ... + (Ne - Na)] modules directifs.
    L'invention s'applique particulièrement au cas où le nombre Na des modules amplificateurs est égal au nombre Nb des faisceaux.
    Selon une première variante, le dispositif est caractérisé en ce que Nb = Na = Ne = 2 et en ce que le répartiteur de puissance comporte un module directif comprenant un dit coupleur directif ayant un rapport de directivité r donné, dont les entrées sont couplées aux sorties des modules amplificateurs et un élément déphaseur disposé entre le coupleur directif et un des deux éléments rayonnants, l'autre sortie du coupleur directif étant directement connectée à l'autre élément rayonnant.
    Selon une deuxième variante, le dispositif est caractérisé en ce que Nb = Na = 2, en ce que Ne ≥ 4, et en ce que le répartiteur de puissance comporte au moins cinq modules directifs dont chacun comporte un coupleur directif ayant un rapport de directivité r donné, dont les entrées constituent les entrées du module directif et qui présente à une première sortie un élément déphaseur qui lui est associé. Il peut comporter de préférence cinq modules et il est alors caractérisé en ce qu'il comporte cinq modules directifs, à savoir un premier module directif ayant une entrée connectée à la sortie d'un premier module amplificateur et ayant ses première et deuxième sorties connectées à une entrée respectivement d'un deuxième et d'un troisième modules directifs, le troisième module directif ayant également une deuxième entrée connectée à la sortie d'un deuxième module amplificateur, les première et deuxième sorties du deuxième module directif étant reliées à une première entrée respectivement d'un quatrième module directif et d'un cinquième module directif, les première et deuxième sorties du troisième module directif étant reliées à une deuxième entrée respectivement du cinquième et du quatrième modules directifs et les sorties des quatrième et cinquième modules directifs étant connectées chacun à un élément rayonnant.
    Il peut être caractérisé en ce que le rapport de directivité r du premier coupleur directif du premier module directif et le déphasage de l'élément déphaseur qui lui est associé sont tels que, dans le mode réception, la puissance aux deux portes d'entrée du premier module directif est la même pour chacun des deux faisceaux, en ce que le rapport de directivité r des coupleurs directifs des quatrième et cinquième modules directifs, et les déphasages de leurs éléments déphaseurs associés sont tels que la puissance correspondant au premier faisceau est concentrée dans le mode en réception vers une seule de leurs portes d'entrée, en ce que le rapport r de l'élément déphaseur du troisième module directif et le déphasage de l'élément déphaseur associé sont tels que la puissance correspondant au premier faisceau est concentrée vers sa deuxième entrée et en ce que le rapport de directivité r du coupleur directif des premier et deuxième modules directifs et les déphasages de leurs éléments déphaseurs associés sont tels que la puissance de sortie du deuxième faisceau est concentrée dans le mode en réception vers une seule de leurs portes d'entrée.
    Selon une troisième variante particulièrement avantageuse, le dispositif est caractérisé en ce que Nb = Na = 2, en ce que Ne = 8, et en ce que le répartiteur directif comporte neuf modules directifs dont chacun présente un coupleur directif ayant un rapport de directivité r donné, dont les entrées constituent les entrées du module directif et présentant à une première sortie un élément déphaseur qui lui est associé, la sortie de l'élément déphaseur associé constituant la première sortie du module directif, un premier, deuxième, troisième et quatrième modules directifs de sortie ayant leurs sorties connectées chacune à un élément rayonnant, un module directif d'entrée ayant ses entrées connectées aux sorties de modules amplificateurs, et un premier, deuxième, troisième et quatrième modules directifs intermédiaires étant disposés en cascade, le premier module directif intermédiaire ayant une entrée couplée à la deuxième sortie du module directif d'entrée, sa première et sa deuxième sorties étant couplées respectivement à une entrée du quatrième module directif de sortie et à une entrée du deuxième module directif intermédiaire, le deuxième module intermédiaire ayant une entrée couplée à la première sortie du module directif d'entrée et ayant sa première et sa deuxième sorties couplées respectivement à une entrée du quatrième module directif de sortie et à une entrée du troisième module directif intermédiaire, le troisième module directif intermédiaire ayant ses première et deuxième sorties couplées respectivement à une entrée du quatrième module directif intermédiaire et à une entrée du troisième module directif de sortie et le quatrième module directif intermédiaire ayant ses première et deuxième sorties couplées respectivement à une entrée du deuxième et du premier modules directif de sortie. Selon un mode de réalisation préféré de cette variante, les rapports r des coupleurs de sortie et des deuxième, troisième et quatrième modules directifs intermédiaires ainsi que les déphasages des éléments déphaseurs qui leur sont associés sont choisis pour concentrer la puissance correspondant à un faisceau directif vers une seule de leurs portes d'entrée, alors que le rapport r du coupleur directif du premier module directif intermédiaire et le déphasage de l'élément déphaseur qui lui est associé sont tels qu'ils -concentrent la puissance correspondant à un faisceau non directif vers une seule de leurs portes d'entrée, et que le rapport r du coupleur directif du module déphaseur d'entrée et le déphasage de l'élément déphaseur qui lui est associé sont tels que les puissances sont les mêmes pour les deux faisceaux aux entrées du module déphaseur d'entrée et donc sur les sorties des modules amplificateurs.
    Selon une variante correspondant au cas où Nb ≠ Na, le dispositif peut être caractérisé en ce que Nb = 2, Na = 4 et Ne = 4 et en ce qu'il comporte un premier et un deuxième modules directifs amont dont les entrées sont connectées chacune à une sortie d'un module amplificateur ainsi qu'un premier et un deuxième modules directifs aval dont les sorties sont connectées aux éléments rayonnants, en ce que la première et la deuxième sorties du premier module directif amont sont connectées respectivement à une entrée du premier et du deuxième modules directifs aval et en ce que la première et la deuxième sorties du deuxième module directif amont sont connectées respectivement à une entrée du deuxième et du premier modules directifs aval. Il peut alors être caractérisé en ce que le rapport r et le déphasage du premier et du deuxième modules directifs aval sont tels qu'en mode réception, les amplitudes des signaux sur chacune de leurs entrées sont égales, pour chacun des deux faisceau incidents, et en ce que le rapport r et le déphasage du premier et du deuxième modules directifs amont sont tels qu'en mode réception, les amplitudes des signaux sur leurs entrées sont égales, pour chacun des deux faisceaux incidents.
    L'invention concerne également un répartiteur de puissance qui est utilisable de manière préférée dans le cadre du dispositif d'alimentation ci-dessus. Ce répartiteur de puissance comporte une pluralité de modules directifs comportant un coupleur directif ayant deux entrées et deux sorties et présentant, dans le cas d'un module directif d'un premier type, un élément déphaseur disposé à une seule des deux sorties dudit coupleur directif, la sortie du déphaseur constituant la sortie du module, et dans le cas d'un module directif d'un deuxième type, un élément déphaseur disposé à chacune des deux sorties du coupleur directif, les sorties des déphaseurs constituant les sorties du module.
    Il comporte un arrangement en cascade symétrique et sans croisement comprenant une ligne centrale comportant au moins un module directif du deuxième type, cette ligne centrale étant entourée symétriquement d'au moins une ligne gauche et d'au moins une ligne droite de modules directifs du premier type disposés en cascade sans croisement, au moins deux modules directifs du premier type constituant des modules d'entrée ayant au moins une entrée constituant les Na entrées du répartiteur de puissance, et il présente des modules directifs du premier type constituant des modules de sortie et ayant au moins une sortie connectée à une entrée des Ne éléments d'antenne.
    Avantageusement, les modules directifs du premier type qui sont disposés d'un même côté, respectivement gauche ou droit par rapport à ladite ligne centrale, ont leur élément déphaseur disposé dans la sortie respectivement gauche ou droit de leur coupleur directif.
    Avantageusement, les modules directifs du premier type qui ne sont ni des modules d'entrée ni des modules de sortie, et qui sont situés du côté gauche par rapport à ladite ligne centrale ont au moins leur entrée droite connectée à la sortie gauche d'un module directif amont, et réciproquement par symétrie pour lesdits modules situés du côté droit.
    Avantageusement, les modules directifs du premier type qui ne sont ni des modules d'entrée ni des modules de sortie, et qui sont situés sur une ligne gauche extrême par rapport à ladite ligne centrale, ont leur entrée gauche connectée à la sortie gauche d'un module directif amont, et leur entrée droite connectée à la sortie gauche d'un autre module directif amont, et réciproquement par symétrie pour lesdits modules situés du côté droit.
    Au moins un élément déphaseur peut être variable, de manière à permettre une reconfiguration au moins partielle des faisceaux.
    Le répartiteur de puissance de sortie peut avantageusement comporter une pluralité de modules déphaseurs, dont au moins un module d'entrée dont les entrées sont connectées aux sorties des modules amplificateurs et la directivité du ou des modules d'entrée est telle que, pour chaque faisceau, les puissances sur chacune des entrées du ou des modules déphaseurs d'entrée sont les mêmes, alors que le ou les autres modules déphaseurs ne respectent pas cette condition.
    Le dispositif formateur de faisceaux peut opérer à une fréquence intermédiaire par rapport à la fréquence d'émission/réception du dispositif, et il comporte alors, à chacune de ses Na sorties, un convertisseur de fréquence, de manière à permettre un changement de fréquence approprié.
    Le dispositif formateur de faisceau peut, en variante, opérer à la fréquence d'émission/réception du dispositif.
    Le dispositif formateur du faisceau peut être un circuit numérique comportant, en sortie, des convertisseurs numérique-analogique.
    Ladite égalité entre les amplitudes des Na signaux pour chacun des Nb faisceaux peut être réalisée exactement ou bien en tolérant une faible ondulation, de l'ordre de ± 1 dB entre les Na signaux, qui ne dégrade pas in fine les performances de directivité.
    L'invention concerne également une antenne caractérisé en ce qu'elle comporte un dispositif de focalisation comprenant au moins un réflecteur et/ou au moins une lentille, et un dispositif d'alimentation tels que défini ci-dessus, les Ne éléments rayonnants qui lui sont associés étant positionnés par rapport au dispositif de focalisation pour obtenir une focalisation à l'émission et/ou à la réception.
    L'invention concerne enfin un procédé de détermination de la fonction de transfert du répartiteur de puissance de sortie d'un dispositif d'alimentation d'une antenne semi-active multisources à faisceaux multiples, du type comportant successivement :
  • a) un dispositif formateur de faisceaux à bas niveau divisant Nb signaux d'entrée de faisceaux en fonction de caractéristiques de couverture recherchées et combinant ceux-ci pour former, sur ses Na sorties, Na signaux de sortie, ledit dispositif formateur de faisceaux ayant une matrice de transfert non-orthogonale,
  • b) Na modules amplificateurs amplifiant, en mode d'émission, les Na signaux de sortie,
  • c) ledit répartiteur de puissance de sortie qui est disposé entre les Na modules amplificateurs et Ne éléments rayonnants, et ayant une matrice de transfert orthogonale
    •    caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes ; avec Nb ≤ Na ≤ Ne :
    • imposer aux Na amplitudes des distributions à l'entrée dudit répartiteur de puissance d'être égales pour chacun des Nb faisceaux ;
    • en déduire Nb (Nb-1) égalités des produits scalaires complexes pris deux à deux, des Nb vecteurs excitation complexes à l'entrée du répartiteur et des Nb vecteurs excitation de sortie ;
    • déterminer, directement ou par un programme d'optimisation, les phases des signaux d'entrée ;
    • en déduire la fonction de transfert du répartiteur.
    Le répartiteur de puissance peut avantageusement comporter [(Ne - 1) + (Ne - 2) + .....(Ne - Na)] modules directifs.
    D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaítront mieux à la lecture de la description qui va suivre, donnée à titre d'exemple non limitatif, en liaison avec les dessins ci-annexés, dans lesquels :
    • les figures 1a et 1b représentent une antenne multimodes à perte, les figures 2a et 2b une antenne multimodes à matrice de Blass, les figures 3a et 3b une antenne multimodes à matrice en cascade, la figure 4 une antenne réseau active, et la figure 5, une antenne multimatrices semi-active, ces antennes, appartenant à l'Art Antérieur, ont été présentées ci-dessus ;
    • la figure 6 représente un schéma d'une antenne semi-active selon la présente invention ;
    • la figure 7 représente un mode de réalisation de l'invention dans le cas où Ne = Na = Nb = 2 ;
    • les figures 8 et 9 représentent respectivement un mode de réalisation et un mode de réalisation particulièrement avantageuse de l'invention dans le cas où Ne = 4, et Na = Nb = 2 ;
    • la figure 10 représente un mode de réalisation de l'invention dans le cas où Ne = = 8, et Na = Nb = 2 ;
    • les figures 11a et 11b représentent deux modes de réalisation de l'invention, correspondant au cas où Nb = Na = 4 et Ne = 8, respectivement avec une matrice en cascade et avec une matrice de Blass ;
    • la figure 12 représente une variante de réalisation de la figure 6 correspondant au cas où Nb = 2, Na = 4 et Ne = 8 ;
    • la figure 13 représente un mode de réalisation de l'invention dans le cas où Ne = 4, Na = 4 et Nb = 2.
    • les figures 14 à 17 représentent la couverture de quatre faisceaux (Nb = 4) à partir d'une antenne de satellite géostationnaire à Ne = 24 sources, respectivement "Pan Européen", "GB/Europe", "IT/Europe" et "Espagne/Europe" ;
    • les figures 18 et 19 illustrent un mode de réalisation préféré de la disposition des 24 sources SI à S24 et de la géométrie de l'antenne, en vue de produire les quatre faisceaux précités.
    • la figure 20 représente un mode de réalisation préféré d'un répartiteur de puissance selon l'invention.
    Le dispositif selon l'invention est destiné à l'alimentation d'antennes multifaisceaux à éléments rayonnants multiples, dont les faisceaux prescrits se recouvrent partiellement et dont par suite les distributions correspondantes d'excitation de ces éléments ne sont pas orthogonales, c'est-à-dire que leurs produits scalaires complexes ne sont pas nuls.
    Les dispositifs selon l'invention peuvent être utilisés à l'émission et/ou à la réception.
    On décrira l'antenne essentiellement en mode d'émission mais tous les enseignements pourront en être transposés, mutatis mutandis, à un fonctionnement en réception par simple application du principe de réciprocité, la structure des circuits et leurs liaisons restant les mêmes, mais le signal cheminant du réseau d'antennes vers les circuits d'émission/réception au lieu de cheminer en sens inverse. Bien entendu, les étages amplificateurs, qui sont placés aux mêmes endroits, sont, dans ce cas, des étages amplificateurs à faible bruit dont l'entrée est située côté antenne et la sortie côté circuit d'émission/réception. Les deux types d'amplificateurs (amplificateurs de puissance pour l'émission et amplificateurs faible bruit pour la réception) peuvent d'ailleurs coexister dans un même module, moyennant une commutation ou un duplexage appropriés.
    Par convention, et dans un but de simplification, on définira les "entrées" et les "sorties" de chaque circuit (ou étage, ou module) en considérant fictivement que l'antenne est en mode d'émission. En d'autres termes, les "entrées" et les "sorties" de chaque circuit (étage, ou module), tels que définis ci-dessus, rempliront en réalité les fonctions respectivement de sorties et d'entrées dans le cas où l'antenne serait effectivement en mode réception.
    Le dispositif selon l'invention comporte un répartiteur hybride micro-ondes dont la structure est fondamentalement différente de celle des dispositifs usuels. Cette conception permet en particulier, et contrairement aux dispositifs existants, de choisir à volonté le nombre des amplificateurs Na, qui peut être différent du nombre Nb des faisceaux et/ou du nombre Ne des éléments rayonnants. Le dispositif de l'invention est, dans sa généralité, illustré par la figure 6.
    Ne éléments rayonnants 61 à rayonnement direct, ou illuminant un système optique 1, sont reliés par des lignes 62, à un répartiteur hybride micro-ondes 63 sans pertes, à Ne x Na portes (Ne portes de sortie et Na portes d'entrée). Les Na portes d'entrée sont connectées aux sorties de Na modules amplificateurs 64. Les entrées des amplificateurs 64 sont reliées à un répartiteur déphaseur 65 à pertes ayant Na x Nb portes. Ce répartiteur déphaseur 65, qui constitue un dispositif formateur de faisceaux à bas niveau, comporte Na combineurs 66 chacun à 1 x Nb portes (1 porte de sortie et Nb portes d'entrée), NaxNb déphaseurs ou tronçons de ligne 67, et Nb diviseurs 68 disposés entre les portes 69 des Nb faisceaux et les déphaseurs 67 de chaque faisceau. Chaque diviseur 68 a Na x 1 portes. Le dispositif peut opérer à l'émission, à la réception ou dans les deux modes à la fois, en adaptant à chaque cas les modules amplificateurs 64. La figure 7 illustre la mise en oeuvre la plus simple possible du dispositif de l'invention avec Ne=Na=Nb=2. Les modules amplificateurs sont ici du type émission/réception.
    Les figures 8 et 9 illustrent une autre mise en oeuvre simple du dispositif de l'invention avec Ne=4, Na=Nb=2, la figure 9 constituant une variante simplifiée de la figure 8.
    La figure 10 illustre une autre mise en oeuvre simple du dispositif de l'invention avec Ne=8, Na=Nb=2.
    Les configurations des figures 7 à 10 sont discutées plus en détail dans la section suivante.
    Les figures 11a et 11b illustrent plus en détails deux modes de réalisation où le répartiteur est de type en cascade réf. 103, (fig. 11a) ou de type Blass réf. 103' (fig. 11b), pour la génération, ici à l'émission, de Nb=4 faisceaux non orthogonaux à recouvrements. Le répartiteur 103 comporte 24 modules directifs qui sont interconnectés comme représenté à la figure 11a. Le répartiteur 103' comporte 22 modules interconnectés comme représenté à la figure 11b.
    Le dispositif (ici avec Ne=8, Na=4 et Nb=4) comporte :
    • Ne éléments rayonnants 101 reliés à des lignes de transmission 102 et illuminant un réflecteur 1,
    • un répartiteur micro-ondes 103 ou 103' à Na entrées et à Ne sorties, avec Nb ≤ Na ≤ Ne, nominalement sans pertes et à matrice de transfert orthogonale dont les Ne sorties sont connectées au Ne éléments rayonnants 101 par des lignes de transmission 102.
    Chacun des Nb faisceaux prescrits émane de tout ou partie des Ne éléments avec une distribution spécifique en amplitude et en phase qui est optimisée pour chaque faisceau comme si l'antenne ne devait engendrer que ce faisceau. Une telle optimisation se fait à l'aide de programmes d'optimisation classiques de type minimax ou à projections multiples, procédures connues des spécialistes (voir par exemple l'ouvrage "The Handbook of Antenna Design", édité par A. Rudge et al., 1986, p 263).
    Un répartiteur micro-ondes 63 (fig. 6) selon l'invention est typiquement constitué de coupleurs hybrides (qui ne sont généralement pas à 3 décibels), associés à des déphaseurs fixes ou à des tronçons de ligne ou de guide d'onde, ces composants étant reliés en cascade par des lignes ou guides d'ondes. Le répartiteur 63, dit orthogonal ou multimodes, est de la famille de ceux utilisés par exemple pour les antennes multimodes à faisceaux conformés classiques (du cas II de la section précédente).
    La liberté de choix du nombre d'amplificateurs Na, entre le nombre de faisceaux réalisables Nb et le nombre d'éléments rayonnants Ne, représente une nouvelle possibilité importante. Dans les systèmes existants, Na est toujours soit au nombre Nb des faisceaux, dans le cas des systèmes passifs (fig. la, 1b, 2a, 2b, 3a, 3b), soit au nombre Ne des éléments rayonnants dans le cas des systèmes actifs (fig. 4), ou des systèmes semi-actifs (fig. 5).
    La fonction du répartiteur de puissance 63 mis en oeuvre selon l'invention, est de faire correspondre exactement à Nb distributions données au niveau des Ne éléments rayonnants, et généralement pas orthogonales, Nb distributions au niveau de Na portes d'entrée, toutes à amplitudes égales avec Nb≤Na≤Ne.
    Les répartiteurs micro-ondes hybrides existants sont incapables de remplir cette fonction lorsque les distributions prescrites ne sont pas orthogonales.
    Le répartiteur 63 présente une matrice de transfert faisant correspondre exactement lesdites distributions entre elles, et qui est déterminée en mettant en oeuvre les règles de conception suivantes.
    Après détermination, au niveau des éléments rayonnants, des Nb distributions optimales (ou "vecteurs de sortie") correspondant aux Nb faisceaux prescrits, sa conception s'effectue en deux stades décrits ci-dessous :
  • a) la matrice de transfert du répartiteur de puissance de sortie doit être orthogonale (nominalement sans pertes). Les produits scalaires des Nb vecteurs excitations complexes à l'entrée du répartiteur pris deux à deux sont égaux à ceux, connus, des Nb vecteurs excitations de sortie correspondants, de manière à respecter cette condition. Pour chacun des Nb faisceaux, on impose que les Na amplitudes des distributions à l'entrée du répartiteur soient égales. Il reste donc Na x Nb phases d'entrée à déterminer. Les phases de la première distribution peuvent être rendues nulles par intégration d'un déphaseur à chaque entrée du répartiteur. Il reste donc Na x [Nb-1] phases d'entrée à déterminer. Les égalités de produits scalaires complexes deux à deux fournissent 2x Nb! / [[Nb-2]!x2!] = Nbx [Nb-1] équations permettant de déterminer par un programme d'optimisation classique dans le domaine technique de l'invention, les Nax[Nb-1] phases voulues des signaux d'entrée tant que Nb<Na, et de manière unique, donc par calcul sans qu'il soit besoin d'utiliser un programme d'optimisation, si Na=Nb.
  • b) On connaít donc Nb distributions à l'entrée du répartiteur par exemple 63, et les Nb distributions de sortie correspondantes, données au départ. La détermination de la matrice de transfert du répartiteur de sortie 63 transformant Nb vecteurs complexes d'entrée connus à Na composantes en Nb vecteurs de sortie connus à Ne composantes est unique dans le cas où Nb=Na, c'est-à-dire si le nombre d'amplificateurs est égal au nombre de faisceaux. On remarque que ce cas particulier est favorable puisqu'il permet, pour un système semi-actif, de diminuer le nombre Na des amplificateurs, étant entendu que le nombre Ne des éléments rayonnants est en général supérieur, voire très supérieur au nombre Nb des faisceaux. Il suffit, pour déterminer cette matrice, d'écrire les Nb équations complexes de transfert pour chacun des Nb vecteurs, ce qui fournit NbxNb équations complexes à partir desquelles la détermination des NbxNb coefficients complexes de la matrice de transfert correspondant à la fonction de transfert du répartiteur est unique. Ce calcul relève de l'algèbre matricielle classique.
    • Si l'on souhaite avoir plus d'amplificateurs que de faisceaux (dans la limite Na≤Ne), on peut utiliser les degrés de liberté supplémentaires pour simplifier le répartiteur de sortie par introduction de jusqu'à (Na-Nb) (Nb-1) contraintes supplémentaires correspondantes dans le processus d'optimisation.
    La fonction de transfert du répartiteur à haut niveau et les phases d'excitations d'entrée sont ainsi déterminées.
    La synthèse d'un répartiteur micro-ondes 63 à matrice de transfert orthogonale connue peut être mise en oeuvre avec des architectures 103 à coupleurs hybrides et déphaseurs en cascade 102 (fig. 11a), ou 103' à répartiteurs 102' du type Blass (fig. 11b).
    Selon les figures 6 et 12, qui illustrent le cas général d'un dispositif selon l'invention, le dispositif d'alimentation comporte également un répartiteur-déphaseur 65 à Nb entrées (avec Nb≤Na) et Na sorties, dont les Na sorties sont associées aux Na entrées du répartiteur micro-ondes 63, si nécessaire par l'intermédiaire de convertisseurs, et dont les Nb entrées correspondent aux Nb faisceaux requis.
    A l'émission, ce répartiteur-déphaseur 65 divise en Na les signaux appliqués à chacune des Nb entrées de faisceaux et déphase de manière appropriée chacun des Na signaux obtenus pour chaque faisceau par des déphaseurs 67. Les signaux des différents faisceaux sont, après déphasage, recombinés sur chacune des Na sorties du répartiteur-déphaseur 65 par un combineur 66. Le combineur 66, qui constitue le dispositif formateur de faisceau à bas niveau, et qui reste de conception classique, est le siège de pertes associées à la non-orthogonalité des faisceaux, qui, à ce niveau, n'affectent pas le rendement (ou - à la réception - le bruit) du système.
    Les Nb diviseurs en Na signaux de chacun des faisceaux et les Na combineurs 66 peuvent par exemple être du type "Wilkinson", si le répartiteur 65 opère en micro-ondes. Le dispositif comporte également Na modules amplificateurs 64, nominalement identiques, qui sont insérés entre les sorties du répartiteur-déphaseur 65, si nécessaire par l'intermédiaire de convertisseurs de fréquence, et les Na entrées du répartiteur 63, si nécessaire par l'intermédiaire de Na filtres, non représentés sur la figure 6.
    Aux Na amplificateurs peuvent être ajoutés d'autres modules pour assurer la redondance en cas de panne. A l'émission, ces Na amplificateurs amplifient en puissance les signaux à émettre.
    En mode réception, ces Na amplificateurs sont identiques, à faible bruit, et amplifient les signaux micro-ondes qu'ils reçoivent du répartiteur 63.
    Le dispositif selon ce mode de réalisation de l'invention présente ainsi, en combinaison, les éléments rayonnants 61, les lignes 62, le répartiteur micro-ondes orthogonal 63 et les modules amplificateurs 64 opérant tous dans les conditions nominales ou quasi-nominales, ainsi que le répartiteur-déphaseur 65.
    A l'émission, les signaux appliqués à chacune des entrées du répartiteur à bas niveau 65 sont subdivisés et déphasés de manière optimale, fixe ou reconfigurable, et amplifiés par les amplificateurs 64. Ils sont ensuite distribués par le répartiteur à haut niveau 63 aux éléments rayonnants 61 avec les amplitudes et les phases optimales pour engendrer chacun des faisceaux correspondants.
    La puissance rayonnée par chaque faisceau peut être contrôlée par commutation de plus ou moins de canaux aux entrées correspondantes du répartiteur à bas niveau 65, ce qui conduit à la reconfigurabilité totale du trafic.
    La reconfiguration de couverture se fait soit par activation de la partie voulue des Nb faisceaux disponibles, soit par action sur les déphaseurs variables 67, s'il y en a, soit par une combinaison des deux.
    Le dispositif de l'invention fonctionne également à la réception et permet de limiter le bruit reçu tout en assurant pour chaque faisceau le gain optimum. Les amplificateurs 64 sont alors remplacés par des amplificateurs à faible bruit, amplifiant les signaux reçus provenant du répartiteur micro-ondes 63.
    Une configuration simplifiée du dispositif (figure 7) de l'invention, et d'un intérêt particulier, est celle obtenue lorsque Ne=Na=Nb=2. Le répartiteur micro-onde orthogonal 73 se réduit alors à l'assemblage d'un déphaseur fixe 731, produisant un déphasage , et d'un coupleur directif 732 caractérisé par son rapport de directivité r avec 0 ≤ r ≤ 1, le déphaseur 731 ou tronçon de ligne ou guide étant inséré entre le coupleur directif et un des éléments rayonnants 712. A l'émission, pour deux faisceaux prescrits quelconques, des signaux cohérents d'amplitudes égales et de phases optimisées aux deux portes d'entrées (amplificateurs de puissance), ressortent avec des amplitudes et phase voulues pour produire ces faisceaux. A la réception, pour chaque faisceau, les signaux non égaux reçus par éléments rayonnants ressortent égaux en amplitudes aux sorties amplificateurs (à faible bruit). Pour calculer le déphasage  pour le déphaseur et le rapport r pour le coupleur à partir des excitations voulues pour chacun des deux faisceaux aux éléments rayonnants, il suffit pour des signaux complexes donnés (à la réception) d'écrire les deux équations d'égalité des amplitudes "d'entrée", le terme entrée Correspondant à la définition donnée plus haut, à raison d'une par faisceau. Les inconnues  et r se déduisent de ces deux équations. On passe de la réception à l'émission par réciprocité.
    Ce dispositif est utile pour faciliter la synthèse de systèmes à deux faisceaux (Nb=2) avec plus de deux éléments, par égalisation successive des signaux à plusieurs niveaux, en allant des éléments rayonnants 71 vers les amplificateurs 74, le nombre de ces derniers restant égal au nombre d'éléments rayonnants 71.
    Une autre configuration du dispositif (figure 8) de l'invention d'un intérêt particulier est celle obtenue lorsque Ne=4, Na=Nb=2. Le répartiteur micro-onde orthogonal 83, se réduit alors à l'assemblage de six coupleurs directifs (R1....R6), chacun caractérisé par son rapport de directivité et chacun associé à un déphaseur fixe (D1...D6), chaque déphaseur ou tronçon de ligne ou guide étant relié à une des portes de sortie du coupleur directif (R1.....R6) correspondant. A l'émission, pour deux faisceaux prescrits quelconques, des signaux cohérents d'amplitudes égales et de phases optimisées aux deux portes d'entrée (amplificateurs de puissance) ressortent avec des amplitudes de phase voulues pour produire ces faisceaux. A la réception, pour chaque faisceau, les signaux non égaux incidents sur les éléments 811 à 814 ressortent égaux en amplitude "aux sorties" des amplificateurs 84 (à faible bruit).
    Les modules déphaseurs comprenant les trois coupleurs R3, R5 et R6 et leurs déphaseurs associés D3, D5 et D6 sont calculés de manière à concentrer, en mode réception, la puissance du premier faisceau vers une seule porte "d'entrée" des modules, qui fait dans ce mode, fonction de sortie. Ce calcul peut être effectué de manière connue.
    Les deux coupleurs directifs R2 et R4 et les déphaseurs associés D2 et D4 sont calculés en mode réception de manière à concentrer la puissance disponible du second faisceau B2 vers une seule porte "d'entrée" de chacun des coupleurs D2 et D4. Enfin, le dernier coupleur (inférieur) R1 et le déphaseur associé D1 sont calculés en mode réception, pour égaliser pour chaque faisceau (B1, B2) les puissances aux deux portes "d'entrée" qui font dans ce mode fonction de sortie (en utilisant la même méthode que pour le coupleur et déphaseur du dispositif précédent (fig. 7).
    On passe de la réception à l'émission par réciprocité.
    Ce dispositif est utile pour faciliter la synthèse de systèmes à deux faisceaux (Nb=2) avec plus de quatre éléments (Ne≥4), par égalisation successive des signaux à plusieurs niveaux, en allant des éléments rayonnants 811 à 814 vers les amplificateurs 841 à 842, le nombre de ces derniers étant inférieur à celui des éléments rayonnants 811 à 814.
    Une configuration simplifiée du dispositif de la figure 8 est représentée à la figure 9, dans laquelle les éléments correspondant à ceux de la figure 8 portent le même numéro de référence auquel est ajouté le signe " ' ". Le coupleur directif R1 et son déphaseur associé D1 ont été supprimés. Le dispositif comporte cinq coupleurs directifs (R'2...R'6) et leur cinq déphaseurs associés (D'2...D'6) qui sont interconnectés comme les coupleurs directifs (R2... R6) et les déphaseurs (D2...D6), à ceci près qu'une entrée des coupleurs R'2 et R'3 est connectée à la sortie d'un amplificateur respectivement 84'2 et 84'1.
    La détermination des valeurs des rapports r des coupleurs directifs (R'2... R'6) et des déphasages ) des éléments déphaseurs (D'2... D'6) s'effectue selon la méthode générale indiquée ci-dessus, à savoir :
    • On impose des amplitudes égales sur chaque entrée des coupleurs (R'2...R'6) pour les deux distributions d'entrée I1 et I2 correspondant aux deux distributions de sortie voulues 01 et 02.
    • On peut sans perdre de généralité déphaser une des distributions de sorties voulues par exemple O2 pour rendre réel le produit scalaire P12 des distributions de sorties 01 et 02, avec P12 = cos(12).
    On peut aussi choisir la première distribution d'entrée Il réelle, par addition sur chaque entrée d'un déphaseur non représenté.
    • L'égalité du produit scalaire I1 par I2 avec le produit scalaire P12 de 01 par 02 conduit à des phases égales et opposées pour les deux composants de I2. Leur valeur est ± 12.
    • On trouve alors facilement les distributions de sortie T1 et T2 correspondant respectivement à I1 = (1,0) correspondant à un signal présent sur l'entrée B1 seulement et I2 = (0,1) correspondant à un signal présent sur l'entrée B2 seulement T1 et T2 sont des combinaisons linéaires de 01 et 02.
    • Ensuite on raisonne à la réception : Pour T1* (T1 conjugué) incident sur les quatre éléments rayonnants 81'1 à 81'4, les modules R'5 et R'6 sont choisis tels que la puissance se concentre sur une seule de leurs entrées, ces deux entrées étant celles connectées au module R'3 calculé de telle sorte que la puissance reçue soit concentrée sur sa porte connectée directement à un des modules de puissance 84'1.
    • Ensuite T2* est incident et le module directif R'4 est calculé pour que la puissance se concentre sur une seule de ses entrées, l'autre étant inutilisée. L'entrée utilisée du module R'4 est connectée à la première sortie du module R'2 qui, en mode réception, reçoit à son autre sortie la puissance venant du module directif R'3. Le module R'2 est calculé pour concentrer la puissance reçue vers une seule entrée, celle qui est connectée à l'autre module de puissance 84'2. L'autre entrée du module R'2 est inutilisée.
    Le dispositif de la figure 10 illustre le cas d'une antenne réseau (ici à huit sources) produisant deux faisceaux B1 et B2 émanant l'un de deux sources, et l'autre des huit sources. Ces faisceaux de largeurs différentes sont manifestement non orthogonaux (autour de l'axe, la puissance incidente sur l'antenne ne peut clairement pas être totalement captée par le faisceau B2, sans qu'une partie aille au faisceau B1 - d'où une perte par rapport au cas d'un faisceau unique).
    Un moyen connu d'éviter l'impact de cette perte est d'associer un module amplificateur à chacun des huit éléments rayonnants. (Il en résulte huit modules et un répartiteur 2x8).
    Avec le dispositif de l'invention, la perte de non-orthogonalité est aussi éliminée, mais il n'y a plus que deux modules amplificateurs et un répartiteur similaire.
    Le dispositif de la figure 10 présente plus particulièrement une configuration simplifiée du dispositif de l'invention lorsque Ne=8, Na=Nb=2. Le faisceau B1 émane des deux éléments rayonnants 917 et 918 et le faisceau B2 de tous les huit éléments rayonnants 911 et 918. Le répartiteur micro-ondes orthogonal 93 se réduit alors à l'assemblage de neuf coupleurs directifs R11 à R19 chacun caractérisé par son rapport de directivité r et chacun associé à un déphaseur fixe D11 à D19, chaque déphaseur ou tronçon de ligne ou guide étant relié à une des portes du coupleur correspondant. A l'émission, pour deux faisceaux prescrits quelconques, des signaux cohérents, d'amplitudes égales et de phases optimisées, présents aux deux portes d'entrées des amplificateurs de puissance 94, ressortent avec des amplitudes et des phases voulues pour produire ces faisceaux B1 et B2. A la réception, pour chaque faisceau, les signaux non égaux incidents sur les éléments 911 à 918 ressortent égaux en amplitude aux "entrées" des amplificateurs 94.
    Les sept coupleurs R13 à R19 et les déphaseurs associés D13 à D19 de la figure 9 sont calculés de manière à concentrer la puissance du faisceau B2 vers une seule porte d'entrée des coupleurs R13 à R19. Le coupleur R12 et déphaseur D12 associé en tirets concentrent la puissance de B1 sur une seule porte d'entrée du coupleur R12. Le coupleur d'entrée R11 égalise les puissances pour B1 et B2 à chacune de ses "entrées" vers les amplificateurs (en utilisant la même méthode que pour le coupleur et le déphaseur de la figure 7). Les calculs sont faits à la réception, les "entrées" des coupleurs faisant, dans ce cas, fonction de sortie selon la définition donnée plus haut.
    On passe de la réception à l'émission par réciprocité.
    Selon le mode de réalisation de la figure 13 (Nb =2, Ne = Na = 4), le répartiteur de puissance comporte quatre modules directifs (R"3, D"3), (R"3, D"4), (R"5, D"5) et (R"6, D"6), qui sont interconnectés comme les modules directifs (R'3, D'3)...(R'6, D'6) de la figure 9.
    La détermination des rapports directifs et des déphasages s'effectue de la manière suivante :
    Les modules directifs (R"5, D"5) et (R"6, D"6) sont calculés, en mode réception, de manière à égaliser les amplitudes des signaux sur chacune de leurs entrées, ceci pour chaque distribution (faisceau) incidente sur les éléments 1111 à 1114. De même, les deux modules directifs (R"3, D"3) et (R"4, D"4) sont calculés de manière à égaliser les amplitudes sur chacune de leurs entrées, ceci pour chaque distribution (faisceau) incidente. A l'émission, les distributions et par suite, les faisceaux voulus sont obtenus par réciprocité à partir de distributions uniformes en amplitude aux entrées des amplificateurs 1141 à 1144.
    La figure 20 représente une architecture préférée du répartiteur de puissance 63. Son avantage est d'être symétrique et de ne pas présenter de croisement, tel que par exemple ceux entre les éléments R3 à R6, ou R'3 à R'6 ou R"3 à R"6 aux figures 8, 9 et 13. Il peut être utilisé en lieu et place des répartiteurs en cascade des figures 3a, 3b, 8, 9, 11a et 13 ou bien encore des matrices de Blass des figures 1a, 1b, 2c, 2b et 11b. Cette architecture peut être également utilisée pour de nombreuses autres applications : ce répartiteur de puissance constitue en soi un diviseur de puissance micro-ondes sans pertes.
    L'architecture représentée correspond aux cas où Na=Ne=8.
    Le répartiteur comporte huit ports d'entrée E1 à E8 (Na = 8) et huit ports de sortie correspondant aux huit antennes 61 (Ne = 8).
    La matrice de transfert du répartiteur 8 x 8 est tout d'abord déterminée en utilisant les règles de conception décrite ci-dessus, à partir des Nb distributions optimales ou "vecteurs de sortie" correspondant aux Nb faisceaux précités.
    Le terme "distribution complexe" désigne ci-après le conjugué complexe d'une ligne de la matrice de transfert complexe.
    La matrice comprend des complexes hybrides associés à des déphaseurs. Le montage est symétrique et comporte :
    • une rangée centrale de coupleurs hybrides à deux entrées et deux sorties référencés C1 à C3 en allant de la sortie (antennes 61) vers l'entrée. Chaque coupleur hybride présente à chacune de ses sorties un déphaseur, respectivement CDL1 et CDR1 pour C1, CDL2 et CDR2 pour C2 et CDL3 et CDR3 pour C3 ;
    • un groupe de "gauche" de coupleurs hybrides à deux entrées et deux sorties référencés LL1 à LL12 en allant de la sortie vers l'entrée et qui présentent à une de leurs sorties un déphaseur respectivement LD1 à LD12, ce déphaseur étant disposé dans la sortie sg disposée à gauche sur le dessin pour les coupleurs LL4 à LL12 et dans la sortie sd à droite sur le dessin pour les coupleurs LL1 à LL3, dont les sorties droites sd attaquent les antennes correspondantes 612 à 614, par l'intermédiaire d'un dit déphaseur (respectivement LD1, LD2, LD3), la sortie gauche du coupleur LL1 attaquant directement l'élément d'antenne 611 situé le plus à gauche ;
    • un groupe de "droite" de coupleurs hybrides à deux entrées et deux sorties référencés RR1 à RR12 en allant de la sortie vers l'entrée et qui présentent à une de leurs sorties un déphaseur respectivement RD1 à RD12, ce déphaseur étant disposé dans la sortie sd disposée à droite sur le dessin pour les coupleurs RR4 à RR12 et dans la sortie sg à gauche sur le dessin pour les coupleurs RR1 à RR3 dont la sortie gauche attaque les antennes correspondantes 615 à 617 par l'intermédiaire d'un dit déphaseur (respectivement RD1, RD2, RD3), la sortie droite du coupleur RR1 attaquant directement l'élément d'antenne 618 situé le plus à droite..
    Les coupleurs hybrides sont connectés suivant sept lignes de coupleurs cascadés entre eux, à savoir :
    • une première ligne composée de l'aval vers l'amont des coupleurs LL1, LL4, LL7, LL9, LL11 et LL12 ;
    • une deuxième ligne composée des coupleurs LL2, LL5, LL8 et LL10 ;
    • une troisième ligne composée des coupleurs LL3 et LL6 ;
    • une ligne centrale composée des coupleurs C1, C2 et C3 ;
    • une cinquième ligne composée des coupleurs RR3 et RR6 ;
    • une sixième ligne composée des coupleurs RR2, RR5, RR8 et RR10 ;
    • une septième ligne composée des coupleurs RR1, RR4, RR7, RR9, RR11 et RR12.
    Aux interfaces entre les lignes, les coupleurs sont connectés en cascade en alternance avec ceux de la ligne adjacente (sauf pour les coupleurs C1 à C3), à savoir :
    • sortie de la branche de droite de LL12, puis entrée et sortie de la branche de gauche de C3, de la branche de droite de LL11, de la branche de gauche de LL10, de la branche de droite de LL9, de la branche de gauche de LL8 et ainsi de suite pour LL7, LL5, LL4, LL2 et LL1 avec interposition des déphaseurs CDL3, LD10, LD8 et LD5, la sortie droite de LL1 attaquant l'élément d'antenne 622 à travers le diphaseur LD1..
    Pour déterminer les coupleurs hybrides et les déphaseurs, on opère en mode réception : on suppose que les signaux des distributions complexes sont reçus sur les huit éléments d'antenne et que le répartiteur aiguille chacune d'entre elles vers le port d'entrée correspondant.
    L'exemple ci-dessous correspond au cas Nb=Na.
    Les couples hybrides LL1, LL2 et LL3 ainsi que les déphaseurs LD1, LD2 et LD3 sont choisis de manière à diriger les signaux provenant de la première distribution et disponibles sur les éléments d'antenne 611 à 614 vers l'entrée droite ed du coupleur LL3.
    On effectue par symétrie la même opération au niveau des coupleurs hybrides RR1, RR2 et RR3 et de leur déphaseur RD1, RD2 et RD3, pour les signaux d'une deuxième distribution orthogonale à la première qui sont reçus sur les autre éléments d'antenne les plus à droite 615 à 618. Ces signaux de la deuxième distribution sont ainsi aiguillés vers l'entrée gauche eg de RR3. Les deux coupleurs suivants LL4 et LL5 et les déphaseurs correspondants LD4 et LD5 sont déterminés pour diriger les signaux de la deuxième distribution reçus sur les éléments d'antenne 611 à 614 vers l'entrée droite ed du coupleur LL5 (le terme "entrée" étant défini dans une configuration en mode émission).
    Les deux coupleurs RR4 et RR5 et leurs déphaseurs associés RD4 et RD5 sont déterminés pour diriger les signaux de la première distribution reçus sur les éléments d'antenne 615 à 618 vers l'entrée gauche eg du coupleur RR5.
    Le coupleur C1 et les déphaseurs associés CDL1 et CDR1 dont les sorties attaquent les entrées respectivement droite et gauche de LL3 et RR3, sont déterminés pour diriger les signaux de la première distribution qui sont présents à l'entrée droite ed de LL3 vers le port d'entrée ed droit du coupleur C1.
    Les signaux des distribution 1 et 2 sont donc répartis sur quatre ports d'entrée, à savoir le port droit ed du coupleur LL5, qui en mode réception ne reçoit de signaux que de la deuxième distribution, le port gauche eg du coupleur RR5 qui en mode réception ne reçoit de signaux que de la première distribution, le port d'entrée gauche eg du coupleur C1, qui reçoit des signaux de la deuxième distribution mais ne reçoit aucun signal de la première distribution, puisque celle-ci est dirigée uniquement vers le port droit ed du coupleur C1, et enfin le port d'entrée droit ed du coupleur C1, qui reçoit des signaux de la première distribution mais sur lequel il ne peut y avoir par hypothèse de signal de la deuxième distribution, sinon le produit scalaire de ces deux distributions serait différent de zéro, ce qui serait contraire au critère d'orthogonalité qui a été posé.
    Le coupleur LL6 et son déphaseur associé LD6 sont configurés de manière à diriger les signaux de la deuxième distribution qui sont présents au port eg de C1 et au port ed de LL5 vers son port d'entrée droit ed, qui constitue l'entrée E2, et le coupleur RR6 et son déphaseur associé DD6 sont configurés pour diriger les signaux de la première distribution, qui sont présents sur le port ed de C1 et sur le port eg de RR5, sur le port d'entrée gauche eg de RR6 qui constitue l'entrée E1.
    On notera que l'ensemble des coupleurs C1, LL1 à LL6, RR1 à RR6, et leurs déphaseurs associés constituent un coupleur hybride orthogonal et symétrique à deux entrées (E1, E2) et huit sorties (Na=2 et Ne=8).
    La sélection des coupleurs et des déphaseurs associés peut être effectuée par les faisceaux 3 et 4, 5 et 6, et enfin 7 et 8 en utilisant la même procédure, pour amener à un coupleur 8 x 8 8 (Nb = Na = Ne = = 8). La même procédure convient à tout nombre pair d'entrée et de sortie.
    Une autre configuration simplifiée du dispositif de l'invention peut être obtenue en relaxant la contrainte de stricte égalité des signaux de chaque faisceau à chaque module amplificateur, en tolérant une faible "ondulation" de par exemple ± 1 dB. L'optimisation des composants du répartiteur se fait alors par une procédure classique d'optimisation en imposant une "ondulation" maximale au niveau des modules amplificateurs.
    Tout ou partie des déphaseurs mis en oeuvre dans le cadre de la présente invention peuvent aussi être variables pour reconfigurer tout ou partie des faisceaux, par exemple si un satellite change sa couverture. Le répartiteur de puissance doit alors être dimensionné pour l'ensemble des faisceaux réalisables, qui ne sont pas tous activés en même temps. Les déphaseurs peuvent être analogiques ou quantifiés (numériques).
    Le répartiteur-déphaseur 65 peut opérer en micro-ondes à la fréquence d'émission (ou de réception). Une amplification peut être, si nécessaire, réalisée au niveau des entrées du répartiteur-déphaseur 5.
    Le répartiteur-déphaseur 65 peut aussi opérer à une fréquence intermédiaire ; un convertisseur de fréquence est alors relié à chacune de ses Na sorties.
    Le répartiteur-déphaseur 65 peut aussi être de type numérique. Il est alors suivi de convertisseurs numérique/analogique et possiblement de convertisseurs de fréquence.
    Les sources rayonnantes 101 peuvent être à rayonnement direct et disposées sur une surface par exemple plane (référencée 1 sur la fig. 12), cylindrique, conique, sphérique, ou selon une autre surface.
    Le dispositif de l'invention peut être associé soit à un réflecteur 1' (fig. 6) soit à une lentille. Le dispositif peut être associé avec un système multiréflecteurs ou multilentilles ou à un mélange de réflecteurs et de lentilles.
    Le dispositif selon l'invention peut être associé soit à un réflecteur soit à une lentille conformé(e) pour améliorer les performances. Le dispositif selon l'invention peut en particulier être associé soit à un réflecteur soit à une lentille surdimensionné(e).
    Dans le cas où le dispositif selon l'invention associé soit à un réflecteur soit à une lentille, la surface sur laquelle se trouvent les sources peut être optimisée ou déplacée autour du foyer.
    Ainsi qu'il ressort de la description ci-dessus, l'avantage essentiel du dispositif est de pouvoir générer exactement des distributions non-orthogonales d'amplitudes et de phases sur les éléments rayonnants, et donc de s'affranchir des pertes de directivité associées aux contraintes des répartiteurs multimodes classiques et aux systèmes multimatrices. Tous les amplificateurs 64 peuvent opérer à (ou au voisinage de) leur niveau nominal, ce qui produit pour l'émission le meilleur rendement en puissance quelles que soient les conditions d'allocation de canaux aux faisceaux.
    Dans le cas où le nombre d'amplificateurs Na communs aux faisceaux est égal au nombre de faisceaux à réaliser Nb, la complexité du répartiteur de sortie du dispositif est exactement la même que pour un répartiteur (passif) multimodes classique conçu pour générer les mêmes faisceaux avec un module amplificateur par faisceau (fig. 3, 11a et 11b).
    Ceci provient du fait que les matrices orthogonales, bien que très différentes dans leurs fonctions et dans les valeurs de leurs composants, ont le même nombre de portes d'entrée Na et de sortie Ne, et par suite le même nombre de coupleurs (Ne-1 + Ne-2 +...+ Ne-Na).
    Il y a donc pour la même complexité et la même technologie l'avantage d'une directivité supérieure pour chaque faisceau.
    La flexibilité d'allocation de puissance aux faisceaux avec un rendement des amplificateurs optimal à l'émission est une qualité intrinsèque du dispositif.
    Le répartiteur de sortie étant sans pertes, les faisceaux activés peuvent être reconfigurés par réajustement des phases correspondantes à l'entrée des amplificateurs.
    Dans sa configuration opérant à la réception, le dispositif garde l'avantage d'une directivité accrue par rapport aux répartiteurs (passifs) multimodes classiques.
    Comparé à une antenne active ou semi-active classique, il permet de réduire le nombre d'amplificateurs à faible bruit de Ne à Nb (nombre de faisceaux) qui peut être très inférieur.
    Le dispositif de l'invention a été évalué pour la génération de quatre faisceaux (Nb=4) à partir d'une antenne de satellite géostationnaire :
  • les quatre faisceaux sont :
  • 1) Pan-Européen (fig. 14)
  • 2) GB/Europe (Gain min GB = Gain min Europe + 3dB) (fig. 15)
  • 3) Italie/Europe (Gain min Italie = Gain min Europe + 3dB) (fig. 16)
  • 4) Espagne/Europe (Gain min Espagne = Gain min Europe + 3dB) (fig. 17).
  • Les trois systèmes d'alimentation :
    • Répartiteur multimodes (1 amplificateur par canal/faisceau)
    • Répartiteur multimatrices (3 matrices 8x8, 24 amplificateurs, à phases optimisées)
    • Répartiteur semi-actif orthogonal (4 amplificateurs)
    ont été calculés en mettant en oeuvre le procédé décrit ci-dessus et les gains obtenus sont consignés dans le tableau ci-dessous.
    Couverture Multimodes (Art antérieur) Multimatrices (Art antérieur) Dispositif selon l'invention
    Gmin pays/Gmin EU Gmin pays/Gmin EU Gmin pays/Gmin EU
    Pan-EU - /31.25 dB - /31.05 dB - /31.67 dB
    GB-EU 33,10 dB/30,10 dB 33,55 dB/30,55 dB 34,12 dB/31,12 dB
    IT-EU 32,66 dB/29,66 dB 33,15 dB/30,15 dB 33,82 dB/30,82 dB
    ES-EU 33,28 dB/30,28 dB 33,02 dB/30,02 dB 33,77 dB/30,77 dB
    • Comparé au système multimodes de complexité comparable, le dispositif de l'invention procure une amélioration de gain de 0,42 à 1,16 dB suivant les faisceaux.
    Comparé au système multimatrices à 24 amplificateurs, le dispositif selon l'invention procure une amélioration de directivité de 0,62 à 0,75 dB suivant les faisceaux.
    Le dispositif de l'invention peut éventuellement s'appliquer :
    • Aux antennes d'émission, d'émission-réception ou de réception à faisceaux formés multiples pour satellites de communications avec reconfiguration du trafic et de la couverture.
    • Aux antennes de télémesure et de télécommande.
    • Aux antennes de radars à multi-couvertures.
    • Aux antennes pour faisceaux hertziens à diversité angulaire.
    • Aux antennes de stations relais pour téléphonie avec mobiles.

    Claims (28)

    1. Dispositif d'alimentation d'une antenne semi-active multisources à faisceaux multiples, du type comportant successivement :
      a) un dispositif formateur de faisceaux à bas niveau (65) divisant Nb signaux d'entrée de faisceaux en fonction de caractéristiques de couverture recherchées et combinant ceux-ci, après déphasage, pour former, sur ses Na sorties, Na signaux de sortie, ledit dispositif formateur de faisceaux ayant une matrice de transfert non-orthogonale,
      b) Na modules amplificateurs (64) amplifiant, en mode d'émission, les Na signaux de sortie,
      c) un répartiteur de puissance de sortie (63) disposé entre les Na modules amplificateurs (64) et Ne éléments rayonnants (61), et ayant une matrice de transfert orthogonale
         caractérisé en ce que Nb ≤ Na ≤ Ne, et en ce que la fonction de transfert orthogonale du répartiteur de puissance (63) est telle qu'elle permet le passage entre, d'une part Nb distributions à l'entrée du répartiteur de puissance (63), dont l'amplitude des Na signaux est sensiblement égale pour chacun des Nb faisceaux et dont la phase des Na signaux satisfaisait au moins la condition d'une égalité des produits scalaires pris deux à deux des Nb vecteurs d'excitation à l'entrée du répartiteur de puissance (63), et des produits scalaires pris deux à deux des Nb vecteurs d'excitation de sortie correspondants, et d'autre part Nb distributions de sortie pré-déterminées.
    2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que à l'entrée du répartiteur de puissance, les phases des signaux correspondant à une desdites Nb distributions est nulle,
    3. Dispositif selon une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que le répartiteur de puissance comporte au moins un module directif comprenant un coupleur directif à deux entrées et deux sorties et ayant un rapport de directivité r donné, et au moins un élément déphaseur associé couplé à une sortie du coupleur directif, la sortie dudit déphaseur constituant une première sortie du coupleur directif.
    4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que le répartiteur de puissance comporte [(Ne - 1) + (Ne - 2) + ... + (Ne - Na)] modules directifs.
    5. Dispositif selon une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que Nb = Na.
    6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que Nb = Na = Ne = 2 et en ce que le répartiteur de puissance (63) comporte un seul module directif (731,732) comprenant un dit coupleur directif (732) ayant un rapport de directivité r donné dont les entrées sont couplées aux sorties des modules amplificateurs (74), et un élément déphaseur (731) disposé entre une sortie du coupleur directif (732) et un des deux éléments rayonnants (71), l'autre sortie du coupleur directif (732) étant directement connectée à l'autre élément rayonnant.
    7. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que Nb = Na = 2, en ce que Ne ≥ 4, et en ce que le répartiteur directif comporte au moins cinq modules directifs, dont chacun comporte un coupleur directif ayant un rapport de directivité r donné, dont les entrées constituent les entrées du module directif et qui présente à une première sortie un élément déphaseur qui lui est associé, la première sortie du module directif étant constitué par la sortie de l'élément déphaseur associé.
    8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comporte cinq modules directifs, à savoir, un premier module directif (R'2,D'2) ayant une entrée connectée à la sortie d'un premier module amplificateur (84'2) et ayant ses première et deuxième sorties connectées à une entrée respectivement d'un deuxième (R'4,D'4) et d'un troisième (R'3,D'3) modules directifs, le troisième module directif (R'3, D'3) ayant également une deuxième entrée connectée à la sortie d'un deuxième module amplificateur (84'1), les première et deuxième sorties du deuxième module directif (R'4,D'4) étant reliées à une première entrée respectivement d'un quatrième module directif (R'6,D'6) et d'un cinquième module directif (R'5,D'5), les première et deuxième sorties du troisième module directif (R'3,D'3) étant reliées à une deuxième entrée respectivement du cinquième (R'5,D'5) et du quatrième (R'6,D'6) modules directifs et les sorties des quatrième (R'6,D'6) et cinquième (R'5,D'5) modules directifs étant connectées chacun à un élément rayonnant (81'1, 81'2, 81'3, 81'4).
    9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que le rapport de directivité r du premier coupleur directif (R'1) du premier module directif (R'2,D'2) et le déphasage de l'élément déphaseur qui lui est associé (D'2) sont tels que, dans le mode réception, la puissance aux deux portes d'entrée du premier module directif (R'2,D'2) est la même pour chacun des deux faisceaux (B1,B2), en ce que le rapport de directivité r des coupleurs directifs (R'5,R'6) des quatrième (R'6,D'6) et cinquième (R'5,D'5) modules directifs, et les déphasages de leurs éléments déphaseurs associés (D'5,D'6) sont tels que la puissance correspondant au premier faisceau (B1) est concentrée dans le mode en réception vers une seule de leurs portes d'entrée, en ce que le rapport r de l'élément déphaseur (R'3) du troisième module directif (R'3,D'3) et le déphasage de l'élément déphaseur associé (D'3) sont tels que la puissance correspondant au premier faisceau (B1) est concentrée vers sa deuxième entrée et en ce que le rapport de directivité r du coupleur directif (R'2,R'4) des premier (R'2,D'2) et deuxième (R'4,D'4) modules directifs et les déphasages de leurs éléments déphaseurs associés (D'2,D'4) sont tels que la puissance de sortie du deuxième faisceau (B2) est concentrée, dans le mode en réception, vers une seule de leurs portes d'entrée.
    10. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que Nb = Na = 2, en ce que Ne = 8, et en ce que le répartiteur directif comporte neuf modules directifs dont chacun présente un coupleur directif ayant un rapport de directivité r donné, dont les entrées constituent les entrées du module directif, et présentant à une première sortie un élément déphaseur qui lui est associé, la sortie de l'élément déphaseur associé constituant la première sortie du module directif, un premier (R16,D16), deuxième (R17,D17), troisième (R18,D18) et quatrième (R19,D19) modules directifs de sortie ayant leurs sorties connectées chacune à un élément rayonnant (911,...,918), un module directif d'entrée (R11,D11) ayant ses entrées connectées aux sorties de modules amplificateurs (94), et un premier (R12,D12), deuxième (R13,D13), troisième (R14,D14) et quatrième (R15,D15) modules directifs intermédiaires étant disposés en cascade, le premier module directif intermédiaire (R12,D12) ayant une entrée couplée à la deuxième sortie du module directif d'entrée (R11,D11), sa première et sa deuxième sorties étant couplées respectivement à une entrée du quatrième module directif de sortie (R19,D19) et à une entrée du deuxième module directif intermédiaire (R13,D13), le deuxième module intermédiaire (R13,D13) ayant une entrée couplée à la première sortie du module directif d'entrée (R11,D11) et ayant sa première et sa deuxième sorties couplées respectivement à une entrée du quatrième module directif de sortie (R19,D19) et à une entrée du troisième module directif intermédiaire (R14,D14), le troisième module directif intermédiaire (R14,D14) ayant ses première et deuxième sorties couplées respectivement à une entrée du quatrième module directif intermédiaire (R15,D15) et à une entrée du troisième module directif de sortie (R18,D18) et le quatrième module directif intermédiaire (R15,D15) ayant ses première et deuxième sorties couplées respectivement à une entrée du deuxième (R15,D15) et du premier (R16,D16) modules directif de sortie.
    11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que les rapports r des coupleurs de sortie et des deuxième (R13,D13), troisième (R14,D14) et quatrième (R15,D15) modules directifs intermédiaires ainsi que les déphasages des éléments déphaseurs qui leur sont associés sont choisis pour concentrer dans le mode en réception la puissance correspondant à un faisceau directif vers une seule de leurs portes d'entrée, alors que le rapport r du coupleur directif du premier module directif intermédiaire (R12,D12) et le déphasage de l'élément déphaseur qui lui est associé sont tels qu'ils concentrent dans le mode en réception la puissance d'un faisceau non directif vers une seule de leurs portes d'entrée, et que le rapport r du coupleur directif du module déphaseur d'entrée (R11,D11) et le déphasage de l'élément déphaseur qui lui est associé sont tels que les puissances sont les mêmes pour les deux faisceaux aux entrées du module déphaseur d'entrée (R11,D11) et donc sur les sorties des deux modules amplificateurs (94).
    12. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que Nb = 2, Na = 4 et Ne = 4 et en ce qu'il comporte un premier (R"3,D"3) et un deuxième (R"4,D"4) modules directifs amont dont les entrées sont connectées chacune à une sortie d'un module amplificateur (1141, 1142, 1143, 1144) ainsi qu'un premier (R"5,D"5) et un deuxième (R"-6,D"6) module directif aval dont les sorties sont connectées aux éléments rayonnants (1111, 1112, 1113, 1114), en ce que la première et la deuxième sorties du premier module directif amont (R"3,D"3) sont connectées respectivement à une entrée du premier (R"5,D"5) et du deuxième (R"6,D"6) module directifs aval et en ce que la première et la deuxième sortie du deuxième module directif amont (R"4,D"4) sont connectées respectivement à une entrée du deuxième (R"6,D"6) et du premier (R"5,D"5) module directif aval.
    13. Dispositif selon la revendication 12, caractérisé en ce que le rapport r et de déphasage du premier (R"5,D"5) et du deuxième (R"6,D"6) modules directifs aval sont tels qu'en mode réception, les amplitudes des signaux sur chacune de leurs entrées sont égales, pour chacun des deux faisceaux incidents (B1,B2), et en ce que le rapport r et le déphasage du premier (R"3,D"3) et du deuxième (R"4,D"4) modules directifs amont sont tels qu'en mode réception, les amplitudes des signaux sur leurs entrées sont égales, pour chacun des deux faisceaux incidents (B1,B2).
    14. Dispositif selon une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que le répartiteur de puissance de sortie (63) comporte une pluralité de modules déphaseurs dont au moins un module d'entrée dont les entrées sont connectées aux sorties des modules amplificateurs (64), et en ce que la directivité du ou des modules d'entrée est elle que, pour chaque faisceau, les puissances sur chacune des entrées du ou des modules déphaseurs d'entrée sont les mêmes, et en ce que le ou les autres modules déphaseurs ne respectent pas cette condition.
    15. Dispositif selon une des revendications 3 à 5, caractérisé en ce que le répartiteur de puissance (63) comporte une pluralité de modules directifs comportant un coupleur directif (LL1...LL12 ; RR1...RR12 ; C1...C3) ayant deux entrées et deux sorties et présentant, dans le cas d'un module directif d'un premier type (LL1...LL12 ;RR1... RR12), un élément déphaseur (LD1...LD12 ; RD1...RD12) disposé à une seule des deux sorties dudit coupleur directif (LL1...LL12 ; RR1...RR12), la sortie du déphaseur constituant la sortie du module, et dans le cas d'un module directif d'un deuxième type (C1...C3 ; CDL1...CDL3, CDR1...CDR3), un élément déphaseur (CDL1...CDL3 ; CDR1...CDR3) disposé à chacune des deux sorties du coupleur directif (C1...C3), les sorties des déphaseurs constituant les sorties du module ; et en ce qu'il comporte un arrangement en cascade symétrique et sans croisement comprenant une ligne centrale comportant au moins un module directif (C1...C3 ; CDL1...CDL3 ; CDR1...CDR3) du deuxième type, cette ligne centrale étant entourée symétriquement d'au moins une ligne gauche (LL1...LL12 ; LD1...LD12) et d'au moins une ligne droite (RR1...RR12 ; RD1...RD12) de modules directifs du premier type disposés en cascade sans croisement, au moins deux modules directifs (LL6, LD6, RR6, RD6) du premier type constituant des modules d'entrée ayant au moins une entrée constituant les Na entrées (E1, E2...E8) du répartiteur de puissance, et en ce qu'il présente des modules directifs du premier type constituant des modules de sortie (LL1, LL2, LL3, RR1, RR2, RR3) et ayant au moins une sortie connectée à une entrée des Ne éléments d'antenne (611....618).
    16. Dispositif selon la revendication 15, caractérisé en ce que les modules directifs du premier type qui sont disposés d'un même côté, respectivement gauche (LL1...LL12 ; LD1...LD12) ou droit (RR1...RR12 ; RD1...RD12) par rapport à ladite ligne centrale, ont leur élément déphaseur (LD1...LD12 ; RD1...RD12) disposé dans la sortie respectivement gauche ou droite de leur coupleur directif (LL1...LL12, RR1...RR12).
    17. Dispositif selon la revendication 16, caractérisé en ce que les modules directifs du premier type (LL4...LL11 ; LD4...LD11) qui ne sont ni des modules d'entrée ni des modules de sortie, et qui sont situés du côté gauche par rapport à ladite ligne centrale ont au moins leur entrée droite (ed) connectée à la sortie gauche (sg) d'un module directif amont, et réciproquement par symétrie pour lesdits modules (RR4...RR11 ; RD4...RD11) situés du côté droit.
    18. Dispositif selon la revendication 17, caractérisé en ce que les modules directifs du premier type (LL4, LL7, LL9, LL11 ; LD4, LD7, LD9, LD11) qui ne sont ni des modules d'entrée ni des modules de sortie, et qui sont situés sur une ligne gauche extrême par rapport à ladite ligne centrale, ont leur entrée gauche (eg) connectée à la sortie gauche (sg) d'un module directif amont, et leur entrée droite (ed) connectée à la sortie gauche (sg) d'un autre module directif amont, et réciproquement par symétrie pour lesdits modules (RR4, RR7, RR9, RR11, RD4, RD7, RD9, RD11) situés du côté droit.
    19. Dispositif selon une des revendications 3 à 18, caractérisé en ce qu'au moins un élément déphaseur est variable, de manière à permettre une reconfiguration au moins partielle des faisceaux.
    20. Dispositif selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le dispositif formateur de faisceaux (65) opère à une fréquence intermédiaire par rapport à la fréquence d'émission/réception du dispositif, et en ce qu'il comporte, à chacune de ses Na sorties, un convertisseur de fréquence.
    21. Dispositif selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le dispositif formateur de faisceau (65) opère à la fréquence d'émission/réception du dispositif.
    22. Dispositif selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le dispositif formateur de faisceau (65) est numérique et comporte, en sortie, des convertisseurs numérique-analogique.
    23. Dispositif selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que ladite égalité entre les amplitudes des Na signaux pour chacun des Nb faisceaux est réalisée en tolérant une faible ondulation de l'ordre de ± 1dB entre les Na signaux.
    24. Antenne caractérisée en ce qu'elle comporte un dispositif de focalisation comprenant au moins un réflecteur et/ou au moins une lentille, et un dispositif d'alimentation selon une des revendications précédentes, les Ne éléments rayonnants qui lui sont associés étant positionnés par rapport au dispositif de focalisation pour obtenir une focalisation à l'émission et/ou à la réception.
    25. Procédé de détermination de la fonction de transfert du répartiteur de puissance de sortie d'un dispositif d'alimentation d'une antenne semi-active multisources à faisceaux multiples, du type comportant successivement :
      a) un dispositif formateur de faisceaux à bas niveau divisant Nb signaux d'entrée de faisceaux en fonction de caractéristiques de couverture recherchées et combinant ceux-ci pour former, sur ses Na sorties, Na signaux de sortie, ledit dispositif formateur de faisceaux ayant une matrice de transfert non-orthogonale,
      b) Na modules amplificateurs amplifiant, en mode d'émission, les Na signaux de sortie,
      c) ledit répartiteur de puissance de sortie, qui est disposé entre les Na modules amplificateurs et Ne éléments rayonnants, et ayant une matrice de transfert orthogonale caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes, avec Nb ≤ Na ≤ Ne :
      imposer aux Na amplitudes des distributions à l'entrée dudit répartiteur de puissance d'être égales pour chacun des Nb faisceaux,
      en déduire Nb(Nb-1) égalités des produits scalaires complexes pris deux à deux, des Nb vecteurs excitation complexes à l'entrée du répartiteur et des Nb vecteurs excitations de sortie,
      déterminer directement ou par un programme d'optimisation les phases des signaux d'entrée,
      en déduire la fonction de transfert du répartiteur.
    26. Procédé selon la revendication 25, caractérisé en ce que, à l'entrée du répartiteur de puissance, les phases des signaux correspondant à une desdites Nb distributions sont nulles.
    27. Procédé selon une des revendications 25 ou 26, caractérisé en ce que le répartiteur de puissance comporte au moins un module directif comprenant un coupleur directif à deux entrées et ayant au rapport de directivité r donné, et un élément déphaseur associé couplé à une sortie du coupleur directif.
    28. Procédé selon la revendication 27, caractérisé en ce que le répartiteur de puissance comporte [(Ne -1) + (Ne - 2) + ... + (Ne - Na)] modules directifs.
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