EP0477102B1 - Réseau directif pour radiocommunications, à éléments rayonnants adjacents et ensemble de tels réseaux directifs - Google Patents

Réseau directif pour radiocommunications, à éléments rayonnants adjacents et ensemble de tels réseaux directifs Download PDF

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EP0477102B1
EP0477102B1 EP91402498A EP91402498A EP0477102B1 EP 0477102 B1 EP0477102 B1 EP 0477102B1 EP 91402498 A EP91402498 A EP 91402498A EP 91402498 A EP91402498 A EP 91402498A EP 0477102 B1 EP0477102 B1 EP 0477102B1
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EP
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directional
line
radiating
radiating element
main
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EP91402498A
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EP0477102A1 (fr
Inventor
Mostafa Jelloul
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TECHNIQUE D'APPLICATION ET DE RECHERCHE ELECTRONIQUE Ste
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/08—Radiating ends of two-conductor microwave transmission lines, e.g. of coaxial lines, of microstrip lines
    • H01Q13/085—Slot-line radiating ends
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
    • H01Q21/08—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart the units being spaced along or adjacent to a rectilinear path

Definitions

  • the present invention relates to a directional network for radiocommunications, consisting of a plurality of N adjacent radiating elements, connected in series by a main line and spaced apart by a wavelength in said main line. It also relates to a set of such directive networks.
  • the invention finds a particularly advantageous application in the field of radiocommunications antennas in the UHF band and even in the X band, when high directivity in the network plane and low directivity in the perpendicular plane are sought.
  • the plane of strong directivity will be the site plan
  • the perpendicular plane of weak directivity will be the azimuth plane.
  • a directive network for radiocommunications is known from the state of the art in accordance with the preamble, in which the adjacent radiating elements are four collinear half-wave dipoles supplied in series by a main line of impedance Zc.
  • ZT is the impedance seen at the input of the secondary lines connecting the main line to the dipoles
  • the main line can only be two-wire, because of the series supply. However, these lines have more power losses and above all radiate a large parasitic field. This is one of the drawbacks of this known directional network, another being linked to the difficulty of making the junction or transition between the high impedance two-wire main line and the low impedance coaxial secondary lines.
  • the dipoles can be supplied directly two by two by dividers by two, or one by one by a single divider by four.
  • This conventional solution has the advantage of simplicity in terms of design and can give satisfactory radio performance.
  • it has a high manufacturing cost (suitable and symmetrical dipoles with interface for attachment to a reflective mast for example) and supply of components (numerous cables and connectors, power dividers).
  • the technical problem to be solved by the object of the present invention is to propose a directive network for radiocommunications in accordance with the preamble which would make it possible to obtain, in a simple and inexpensive manner, good radioelectric characteristics, free in particular of power losses. and stray radiation.
  • said directional network is constituted by an insulating substrate on a first face of which are arranged, along a first direction, the radiating elements which are produced in thin metallic layers , each radiating element comprising a radiating slit which, starting from a short-circuited secondary line with slit of axis perpendicular to said first direction and parallel to a second direction, called main direction of propagation, widens linearly from side and on the other of said axis, in that each radiating element is isolated from an adjacent element by a line with a short-cut quarter-wave slit for decoupling, and in that said main line is a coaxial cable substantially perpendicular to each line secondary slot and provided with a central core and an outer conductive sheath, the sheath of said coaxial cable being stripped at the level of each secondary line over a length substantially equal to the width of said secondary line and connected to two points of attack on said secondary line for the first N-1 radiating
  • each radiating element comprises a capacitor constituted by a thin metallic layer deposited on a second face of the substrate, opposite to said first face.
  • This arrangement makes it possible to group the ZT impedance of a radiating element around the value 50 / N.
  • two adaptation lines are arranged on either side of said radiating slot.
  • the radiating elements are spaced apart by a wavelength in the main line, the radiating elements emit, or receive, in phase.
  • the main direction of propagation is then perpendicular to the first direction defined by the alignment of the elements along the network. It is nevertheless possible, using the directional network according to the invention, to transmit, or receive, a signal in any direction in the site map.
  • a phase shift is applied to each radiating element so as to define in the plane of said first and second directions a secondary direction of propagation different from said main direction.
  • a set of directional networks characterized in that said directional networks are arranged in a parallel and equidistant manner. of the others, and in that a phase shift is applied to each main line so as to define a direction of propagation in the plane perpendicular to said assembly.
  • Figure 1 is a side view of a directional network with adjacent radiating elements, according to the invention.
  • FIG. 2 is a side view of a current radiating element constituting the directional network of FIG. 1.
  • FIG. 3a is a front view of the radiating element of FIG. 2.
  • Figure 3b is a front view of the last radiating element.
  • FIG. 4 is an equivalent electrical diagram of the directive network of FIG. 1.
  • Figures 5 and 6 show diagrams taken in the horizontal plane, at the central frequency of the band, corresponding respectively to the main and cross polarizations.
  • Figures 7 and 8 show diagrams taken in the vertical plane, at the central frequency of the band, corresponding respectively to the main and cross polarizations.
  • FIG. 9 is a perspective view of a set of directive networks according to the invention.
  • FIG. 1 shows, in side view, a directive network 10 for radiocommunications, fixed for example to a cylindrical or square mast 100 serving as support and possibly reflector for the network so as to conform the directivity in the horizontal plane to the intended application.
  • the radiating elements 200 i are spaced by a wavelength ⁇ g in the main line 300, also called guided wavelength.
  • the guided wavelength ⁇ g for a cable with a teflon dielectric is approximately 0.7 ⁇ or 224 mm.
  • FIGS 1, 2 and 3 show that said directional network is constituted by an insulating substrate 400, in epoxy glass for example, on a first face of which are arranged, along a first direction D1, the radiating elements 200 i produced in thin metal layers, using printed circuit technology.
  • Each radiating element 200 i comprises a radiating slot 210 i which, from a short-circuited secondary line 220 i with slot of axis d 2i perpendicular to the first direction D1 and parallel to a second direction D2, called main direction of propagation, flares linearly on both sides of said axis d 2i .
  • each element 200 i has at least one line 230 i with quarter-wave slot short-circuited for decoupling.
  • the thin film technology used as well as the configuration chosen for the radiant slit 210 i and the secondary line 220 i with short-circuited slit allow a relatively low slit impedance Zf to be obtained which makes it possible to use a semi coaxial cable.
  • -rigid classic as secondary line 300 said coaxial cable being provided with a central core 320 and an outer conductive sheath 310.
  • each radiating element 220 i comprises a capacitor 240 i constituted by a thin metallic layer disposed on a second face of the insulating substrate 400, opposite said first face, at the location of the attack points A, B of the secondary line 220 i .
  • This capacitor with a few picofarads of capacitance, has an impedance Z1, in parallel with the slit impedance Zf, as indicated by the equivalent diagram in FIG. 4.
  • stubs of adaptation 251 i and 252 i on either side of the radiant slot 210 i .
  • these two adaptation stubs have a length equal to or slightly greater than ⁇ / 4.
  • the adaptation lines 251 i and 252 i can be folded symmetrically so as to avoid the creation of a parasitic cross field.
  • the Z2 impedance produced by the adaptation stubs helps to adapt the ZT impedance seen at the input of the secondary lines.
  • a transformer 500 quarter wave of adequate ratio preferably low, is placed at the end of the main line 300.
  • the directional network according to the invention takes on the appearance of a metallized substrate plate of very small thickness, the height of which is of the order of N ⁇ g and the width of which is substantially greater than or equal to ⁇ g / 4.
  • the transition between the coaxial cable and the slotted secondary line 220 i is obtained, as shown in FIG. 3a, by stripping the sheath 310 of the cable at each secondary line over a length substantially equal to the width. of said secondary line and by welding, for example, said sheath in two points of attack A, B of said secondary line for the first N-1 radiating elements.
  • FIG. 3b shows that the sheath 310 and the central core 320 are respectively connected to the points of attack A and B so as to produce a short circuit at the end of the line and thus electrically close the circuit.
  • Figures 5 and 6 show the diagrams noted by the Applicant in the horizontal plane at the central frequency Fo of the band for respectively main and cross polarizations.
  • the directivity of the main patterns is low, the attenuation to ⁇ 90 ° of the main direction of radiation being only of the order of 5 dB, which is for example very favorable to the omnidirectionality of the horizontal diagrams in a circular network association of several (2, 4 or 8) directional networks according to the invention.
  • Figures 7 and 8 show, similarly, the diagrams recorded at the central frequency Fo in the vertical plane D1, D2 containing the network, for respectively main and cross polarizations. It should be noted that the cross polarization is expanded by 10 dB relative to the corresponding main polarization. Examination of these vertical diagrams shows that the 3 dB beam opening is close to 17 °, which corresponds to the well-known approximate formula: ⁇ 3db # 51 ⁇ L L being the total length of the directional network.
  • a deviation of the beam from the horizon is foreseeable due to the very principle of the series connection of the radiating elements.
  • Fo the depointing is zero because all the slits are in phase and the wavefront is vertical.
  • the network according to the invention is not a traveling wave but rather a standing wave and the inclination of the wave front is less, depending in fact on the individual impedances of the slots, the couplings between the slots and other diffraction phenomena.
  • the main direction of propagation D2 is perpendicular to the direction D1 of the network.
  • D1 the direction of propagation in the plane D1, D2 (vertical plane)
  • Figure 9 shows a set of P directional networks 10 j with j varying from 1 to P arranged in a parallel and equidistant from each other.
  • a phase shift is applied to each main line 300 j .
  • An azimuth scan is obtained by electronically varying this phase shift.
  • the isotropic gain of a directional array according to the invention was measured by comparison with a standard antenna.
  • the gain value is very close to 10 dBi. This is simply explained by the fact that four aligned radiating elements, each having approximately 2 dBi of gain, and forming a linear array arranged at a quarter wave distance in front of a reflective mast providing an additional gain close to 3dBi, provide a gain 11 dBi. If one takes into account technological losses and losses by reflection at the entry of the network and, on the other hand, that the reflective mast is not infinite, one justifies the measured value.

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Waveguide Aerials (AREA)

Description

  • La présente invention concerne un réseau directif pour radiocommunications, constitué par une pluralité de N éléments rayonnants adjacents, reliés en série par une ligne principale et espacés d'une longueur d'onde dans ladite ligne principale. Elle concerne également un ensemble de tels réseaux directifs.
  • L'invention trouve une application particulièrement avantageuse dans le domaine des antennes de radiocommunications dans la bande UHF et jusque dans la bande X, lorsqu'une forte directivité dans le plan du réseau et une faible directivité dans le plan perpendiculaire sont recherchées. A titre d'exemple, si le réseau est placé verticalement, le plan de forte directivité sera le plan de site, et le plan perpendiculaire de faible directivité le plan d'azimut.
  • On connaît de l'état de la technique un réseau directif pour radiocommunications conforme au préambule, dans lequel les éléments rayonnants adjacents sont quatre dipôles demi-onde colinéaires alimentés en série par une ligne principale d'impédance Zc. Si ZT est l'impédance vue à l'entrée des lignes secondaires reliant la ligne principale aux dipôles, la condition d'adaptation d'impédances à l'entrée du réseau est : Zc = 4ZT
    Figure imgb0001
    ce qui donne Zc = 200 Ω avec ZT = 50 Ω , valeur caractéristique pour une ligne coaxiale. La ligne principale ne peut être dans ce cas que bifilaire, en raison de l'alimentation en série. Or ces lignes présentent davantage de pertes de puissance et surtout rayonnent un champ parasite important. C'est l'un des inconvénients de ce réseau directif connu, un autre étant lié à la difficulté de réaliser la jonction ou transition entre la ligne principale bifilaire haute impédance et les lignes secondaires coaxiales de faible impédance.
  • Pour remédier à ces inconvénients, on peut alimenter directement les dipôles deux à deux par des diviseurs par deux, ou un à un par un seul diviseur par quatre. Cette solution classique présente l'avantage de la simplicité sur le plan de la conception et peut donner des performances radioélectriques satisfaisantes. Toutefois, elle présente un coût élevé de fabrication (dipôles adaptés et symétrisés avec interface de fixation sur un mât réflecteur par exemple) et d'approvisionnement en composants (nombreux câbles et connecteurs, diviseurs de puissance).
  • Aussi, le problème technique à résoudre par l'objet de la présente invention est de proposer un réseau directif pour radiocommunications conforme au préambule qui permettrait d'obtenir, de manière simple et peu coûteuse, de bonnes caractéristiques radioélectriques, exemptes notamment de pertes de puissance et de rayonnement parasite.
  • La solution au problème technique posé consiste, selon la présente invention en ce que ledit réseau directif est constitué par un substrat isolant sur une première face duquel sont disposés, le long d'une première direction, les éléments rayonnants qui sont réalisés en couches métalliques minces, chaque élément rayonnant comprenant une fente rayonnante qui, à partir d'une ligne secondaire court-circuitée à fente d'axe perpendiculaire à ladite première direction et parallèle à une deuxième direction, dite direction principale de propagation, s'évase linéairement de part et d'autre dudit axe, en ce que chaque élément rayonnant est isolé d'un élément adjacent par une ligne à fente quart d'onde court-circuitée de découplage, et en ce que ladite ligne principale est un câble coaxial sensiblement perpendiculaire à chaque ligne secondaire à fente et muni d'une âme centrale et d'une gaine conductrice extérieure, la gaine dudit câble coaxial étant dénudée an niveau de chaque ligne secondaire sur une longueur sensiblement égale à la largeur de ladite ligne secondaire et connectée à deux points d'attaque de ladite ligne secondaire pour les N-1 premiers éléments rayonnants, et la gaine et l'âme centrale du câble coaxial étant respectivement connectées à l'un et l'autre desdits points d'attaque pour le Nième et dernier élément rayonnant.
  • Ainsi, par un dimensionnement approprié de la fente rayonnante et de la ligne secondaire, il est possible de ramener l'impédance ZT de chaque élément rayonnant à une valeur proche de 50/N Ω, où N est le nombre total d'éléments rayonnants, ce qui permet d'utiliser comme ligne principale un câble coaxial d'impédance caractéristique de 50 Ω avec l'avantage d'une faible dissipation d'énergie et d'un champ parasite pratiquement nul.
  • Si, à cause de contraintes d'encombrement par exemple, l'adaptation d'impédances ne peut être parfaitement réalisée, l'invention prévoit, afin d'achever l'adaptation, que ledit câble coaxial est terminé par un transformateur quart d'onde. De manière à réduire le rapport dudit transformateur, il y a avantage, conformément à l'invention, à ce que chaque élément rayonnant comporte un condensateur constitué par une couche métallique mince déposée sur une deuxième face du substrat, opposée à ladite première face. Cette disposition permet en effet de regrouper l'impédance ZT d'un élément rayonnant autour de la valeur 50/N. Un résultat analogue peut être obtenu lorsque, selon l'invention, deux lignes d'adaptation sont disposées de part et d'autre de ladite fente rayonnante.
  • Du fait que les éléments rayonnants sont espacés d'une longueur d'onde dans la ligne principale, les éléments rayonnants émettent, ou reçoivent, en phase. La direction principale de propagation est alors perpendiculaire à la première direction définie par l'alignement des éléments le long du réseau. Il est néanmoins possible, à l'aide du réseau directif selon l'invention, d'émettre, ou de recevoir, un signal dans une direction quelconque dans le plan de site. Dans ce but, un déphasage est appliqué à chaque élément rayonnant de façon à définir dans le plan desdites première et deuxième directions une direction secondaire de propagation différente de ladite direction principale.
  • Enfin, dans le but, par exemple, d'obtenir un balayage azimutal dans le plan horizontal, on prévoit de réaliser un ensemble de réseaux directifs selon l'invention, caractérisé en ce que lesdits réseaux directifs sont disposés de manière parallèle et équidistante les uns des autres, et en ce qu'un déphasage est appliqué à chaque ligne principale de façon à définir une direction de propagation dans le plan perpendiculaire audit ensemble.
  • La description qui va suivre, en regard des dessins annexés, donnés à titre d'exemples non limitatifs, fera bien comprendre en quoi consiste l'invention et comment elle peut être réalisée.
  • La figure 1 est une vue de côté d'un réseau directif à éléments rayonnants adjacents, selon l'invention.
  • La figure 2 est une vue de côté d'un élément rayonnant courant constituant le réseau directif de la figure 1.
  • La figure 3a est une vue de face de l'élément rayonnant de la figure 2.
  • La figure 3b est une vue de face du dernier élément rayonnant.
  • La figure 4 est un schéma électrique équivalent du réseau directif de la figure 1.
  • Les figures 5 et 6 montrent des diagrammes relevés dans le plan horizontal, à la fréquence centrale de la bande, correspondant respectivement aux polarisations principale et croisée.
  • Les figures 7 et 8 montrent des diagrammes relevés dans le plan vertical, à la fréquence centrale de la bande, correspondant respectivement aux polarisations principale et croisée.
  • La figure 9 est une vue en perspective d'un ensemble de réseaux directifs selon l'invention.
  • La figure 1 montre, en vue de côté, un réseau directif 10 pour radiocommunications, fixé par exemple à un mât 100 cylindrique ou carré servant de support et éventuellement de réflecteur pour le réseau de façon à conformer la directivité dans le plan horizontal à l'application envisagée. Ce réseau comprend une pluralité de N = 4 éléments rayonnants 200i (i = 1, ..., N) reliés en série par une ligne principale 300 qui est soit une ligne d'alimentation lorsque le réseau fonctionne en émission, soit une ligne de collection lorsque le réseau fonctionne en réception. Comme l'indique la figure 1, les éléments rayonnants 200i sont espacés d'une longueur d'onde λ g dans la ligne principale 300, appelée aussi longueur d'onde guidée. A titre d'exemple, avec une fréquence centrale Fo de 925 MHz et une longueur d'onde dans le vide λ de 320 mm, la longueur d'onde guidée λg pour un câble à diélectrique téflon vaut environ 0,7λsoit 224 mm.
  • Les figures 1, 2 et 3 montrent que ledit réseau directif est constitué par un substrat isolant 400, en verre époxy par exemple, sur une première face duquel sont disposés, le long d'une première direction D₁, les éléments rayonnants 200i réalisés en couches métalliques minces, selon la technologie des circuits imprimés. Chaque élément rayonnant 200i comprend une fente rayonnante 210i qui, à partir d'une ligne secondaire court-circuitée 220i à fente d'axe d2i perpendiculaire à la première direction D₁ et parallèle à une deuxième direction D₂, dite direction principale de propagation, s'évase linéairement de part et d'autre dudit axe d2i. De façon à isoler les éléments rayonnants les uns des autres, chaque élément 200i présente au moins une ligne 230i à fente quart d'onde court-circuitée de découplage.
  • La technologie couches minces employée ainsi que la configuration choisie pour la fente rayonnante 210i et la ligne secondaire 220i à fente court-circuitée permettent d'obtenir une impédance de fente Zf relativement faible qui rend possible l'utilisation d'un câble coaxial semi-rigide classique comme ligne secondaire 300, ledit câble coaxial étant muni d'une âme centrale 320 et d'une gaine extérieure conductrice 310. Cette ligne présente alors une impédance caractéristique Zc de 50 Ω. C'est pourquoi, pour réaliser une adaptation parfaite, l'impédance de fente Zf doit être égale à 50/N = 12,5 Ω dans le cas de N = 4 éléments rayonnants. S'il n'est pas possible d'atteindre cette valeur idéale, plusieurs moyens peuvent être mis en oeuvre pour obtenir néanmoins une bonne adaptation d'impédances, notamment en faisant varier la distance entre le câble coaxial et le court-circuit de la ligne secondaire 220i, l'impédance diminuant quand le câble s'approche dudit court-circuit. On prévoit également que chaque élément rayonnant 220i comporte un condensateur 240i constitué par une couche métallique mince disposée sur une deuxième face du substrat isolant 400, opposée à ladite première face, à l'endroit des points d'attaque A, B de la ligne secondaire 220i. Ce condensateur, de quelques picofarads de capacité, présente une impédance Z1, en parallèle sur l'impédance de fente Zf, comme l'indique le schéma équivalent de la figure 4. On peut également graver deux lignes, ou stubs, d'adaptation 251i et 252i de part et d'autre de la fente rayonnante 210i. De préférence, ces deux stubs d'adaptation ont une longueur égale ou légèrement supérieure à λ/4. Cependant, si la largeur du substrat dans la direction d2i n'est pas suffisante, les lignes d'adaptation 251i et 252i pourront être repliées symétriquement de façon à éviter la création d'un champ croisé parasite. L'impédance Z2 produite par les stubs d'adaptation contribue à adapter l'impédance ZT vue à l'entrée des lignes secondaires. Enfin, pour achever définitivement l'adaptation de l'impédance du réseau, un transformateur 500 quart d'onde de rapport adéquat, faible de préférence, est placé en bout de la ligne principale 300.
  • Ainsi, le réseau directif selon l'invention revêt l'aspect d'une plaque de substrat métallisé de très faible épaisseur, dont la hauteur est de l'ordre de N λ g et dont la largeur est sensiblement supérieure ou égale à λ g/4.
  • La Demanderesse a réalisé un réseau directif dont l'impédance ZT de ligne secondaire était égale à 18 Ω. Pour ramener l'impédance à l'entrée du câble 300 à 50Ω, il a fallu donner au transformateur 500 une impédance Z′c de Z′c = 50 x 4 x 18 = 60 Ω.
    Figure imgb0002
  • De façon pratique, la transition entre le câble coaxial et la ligne secondaire 220i à fente est obtenue, comme l'indique la figure 3a, en dénudant la gaine 310 du câble au niveau de chaque ligne secondaire sur une longueur sensiblement égale à la largeur de ladite ligne secondaire et en connectant par soudure, par exemple, ladite gaine en deux points d'attaque A, B de ladite ligne secondaire pour les N-1 premiers éléments rayonnants. Pour le Nième et dernier élément rayonnant, la figure 3b montre que la gaine 310 et l'âme centrale 320 sont respectivement connectées aux points d'attaque A et B de façon à réaliser un court-circuit en bout de ligne et fermer ainsi électriquement le circuit.
  • Les figures 5 et 6 montrent les diagrammes relevés par la Demanderesse dans le plan horizontal à la fréquence centrale Fo de la bande pour des polarisations respectivement principale et croisée. On observera un faible niveau de polarisation croisée, puisqu'il est de plus de 22 dB inférieur à la polarisation principale. D'autre part, la directivité des diagrammes principaux est faible, l'atténuation à ± 90° de la direction principale de rayonnement n'étant que de l'ordre de 5 dB, ce qui est par exemple très favorable à l'omnidirectionalité des diagrammes horizontaux dans une association en réseau circulaire de plusieurs (2, 4 ou 8) réseaux directifs conformes à l'invention.
  • Les figures 7 et 8 montrent, de même, les diagrammes relevés à la fréquence centrale Fo dans le plan vertical D₁, D₂ contenant le réseau, pour des polarisations respectivement principale et croisée. Il faut noter que la polarisation croisée est dilatée de 10 dB par rapport à la polarisation principale correspondante. L'examen de ces diagrammes verticaux montre que l'ouverture à 3 dB du faisceau est voisine de 17°, ce qui correspond à la formule approchée bien connue : ϑ 3db # 51 λ L
    Figure imgb0003
    L étant la longueur totale du réseau directif.
  • Un dépointage du faisceau par rapport à l'horizon est prévisible du fait du principe même de la connexion en série des éléments rayonnants. A la fréquence centrale Fo le dépointage est nul car toutes les fentes sont en phase et le front d'onde est vertical. A la fréquence Fo+ΔF et pour un réseau linéaire à ondes progressives, l'inclinaison du front d'onde serait α = Arcsin λ d Δ F Fo
    Figure imgb0004
    où d = λ g est la distance entre deux fentes successives du réseau. Cette formule donnerait un dépointage de l'ordre de ± 3° dans une bande de 8 %. Cependant, le réseau selon l'invention n'est pas à ondes progressives mais plutôt à ondes stationnaires et l'inclinaison du front d'onde est moindre, dépendant en fait des impédances individuelles des fentes, des couplages entre les fentes et d'autres phénomènes de diffraction.
  • Les lobes latéraux, dits secondaires, ont un niveau inférieur de plus de 15 dB en dessous du maximum du lobe principal, et, dans une bande de 8 %, le niveau des lobes secondaires reste encore de plus de 12 dB inférieur audit maximum. En théorie simplifiée, ce niveau serait de 11,5 dB puisque le facteur de réseau normalisé est ici de : F4 (ϑ) = 1 4 sin [4 πd λ cos ϑ] sin [ πd λ cos ϑ]
    Figure imgb0005
    où ϑ est l'angle polaire compté à partir du zénith. La pondération introduite par le diagramme individuel d'une fente, et la non-uniformité stricte de l'excitation des fentes expliquent les bas niveaux des lobes secondaires, ce qui est évidemment très favorable à une bonne concentration de l'énergie rayonnée dans le faisceau.
  • Enfin, le niveau de polarisation croisée dans le plan vertical est extrêmement faible, ceci grâce à la conception spécifique du réseau conforme à l'invention.
  • Avec des éléments rayonnants en phase, la direction principale de propagation D₂ est perpendiculaire à la direction D₁ du réseau. Pour obtenir, une direction de propagation quelconque dans le plan D₁, D₂ (plan vertical), il faut appliquer un déphasage à chaque élément rayonnant successif, ce qui offre la possibilité du balayage électronique du faisceau.
  • La figure 9 montre un ensemble de P réseaux directifs 10j avec j variant de 1 à P disposés de manière parallèle et équidistante les uns des autres. Afin de définir dans un plan horizontal P, perpendiculaire audit ensemble, une direction de propagation azimutale, un déphasage est appliqué à chaque ligne principale 300j. Un balayage azimutal est obtenu en faisant varier électroniquement ce déphasage.
  • Le gain isotropique d'un réseau directif selon l'invention a été mesuré par comparaison à une antenne étalon. La valeur du gain est très voisine de 10 dBi. Ceci s'explique simplement par le fait que quatre éléments rayonnants alignés, ayant chacun 2 dBi de gain environ, et formant un réseau linéaire disposé à une distance quart d'onde devant un mât réflecteur apportant un gain supplémentaire voisin de 3dBi, procurent un gain de 11 dBi. Si l'on tient compte des pertes technologiques et des pertes par réflexion à l'entrée du réseau et, d'autre part, de ce que le mât réflecteur n'est pas infini, on justifie de la valeur mesurée.

Claims (6)

  1. Réseau directif (10) pour radiocommunications, constitué par une pluralité de N éléments rayonnants adjacents (200i), reliés en série par une ligne principale (300) et espacés d'une longueur d'onde (λ g) dans ladite ligne principale, caractérisé en ce que ledit réseau directif est constitué par un substrat isolant (400) sur une première face duquel sont disposés, le long d'une première direction (D₁), les éléments rayonnants (200i) qui sont réalisés en couches métalliques minces, chaque élément rayonnant comprenant une fente rayonnante (210i) qui, à partir d'une ligne secondaire (220i) court-circuitée à fente d'axe (d2i) perpendiculaire à ladite première direction (D₁) et parallèle à une deuxième direction (D₂), dite direction principale de propagation, s'évase linéairement de part et d'autre dudit axe (d2i), en ce que chaque élément rayonnant (200i) est isolé d'un élément adjacent par une ligne à fente quart d'onde (230i) court-circuitée de découplage, et en ce que ladite ligne principale (300) est un câble coaxial sensiblement perpendiculaire à chaque ligne secondaire (220i) à fente et muni d'une âme centrale (320) et d'une gaine conductrice extérieure (310), la gaine dudit câble coaxial étant dénudée au niveau de chaque ligne secondaire sur une longueur sensiblement égale à la largeur de ladite ligne secondaire et connectée à deux points d'attaque (A, B) de ladite ligne secondaire (220i) pour les N-1 premiers éléments rayonnants, et la gaine (310) et l'âme centrale (320) du câble coaxial étant respectivement connectées à l'un et l'autre desdits points d'attaque pour le Nième et dernier élément rayonnant.
  2. Réseau directif pour radiocommunications selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit câble coaxial (300) est terminé par un transformateur quart d'onde (500), à l'endroit des points d'attaque (A, B) de la ligne secondaire (220i) du premier élément rayonnant.
  3. Réseau directif pour radiocommunications selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que chaque élément rayonnant (200i) comporte un condensateur (240i) constitué par une couche métallique mince déposée sur une deuxième face du substrat, opposée à ladite première face.
  4. Réseau directif pour radiocommunications selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que deux lignes d'adaptation (251i, 252i) sont disposées de part et d'autre de ladite fente rayonnante (210i) de chaque élément rayonnant.
  5. Réseau directif pour radiocommunications selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'un déphasage est appliqué à chaque élément rayonnant (200i) de façon à définir dans le plan desdites première (D₁) et deuxième (D₂) directions, une direction secondaire de propagation différente de ladite direction principale (D₂).
  6. Ensemble de P réseaux directifs selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que lesdits réseaux directifs (10j) sont disposés de manière parallèle et équidistante les uns des autres, et en ce qu'un déphasage est appliqué à chaque ligne principale (300j) de manière à définir une direction de propagation dans un plan perpendiculaire (P) audit ensemble.
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