EP0110479A1 - Antenne directive double pour hyperfréquences à structure mince - Google Patents

Antenne directive double pour hyperfréquences à structure mince Download PDF

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EP0110479A1
EP0110479A1 EP83201682A EP83201682A EP0110479A1 EP 0110479 A1 EP0110479 A1 EP 0110479A1 EP 83201682 A EP83201682 A EP 83201682A EP 83201682 A EP83201682 A EP 83201682A EP 0110479 A1 EP0110479 A1 EP 0110479A1
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EP
European Patent Office
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antenna
width
strip
metallized
microstrip line
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Application number
EP83201682A
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German (de)
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EP0110479B1 (fr
Inventor
Yves Stéphane Canal
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Philips Gloeilampenfabrieken NV
Koninklijke Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT, Philips Gloeilampenfabrieken NV, Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Publication of EP0110479A1 publication Critical patent/EP0110479A1/fr
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
    • H01Q1/38—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith formed by a conductive layer on an insulating support
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/10—Resonant slot antennas

Definitions

  • the invention relates to a directional microwave antenna that can radiate decimetric or centimeter waves over a narrow angular range whose median angle 6 o belongs substantially to the range 5 ° - 85 °, geometrically constituted by a volume of substantially rectangular shape. of thickness e, of length L and of width t and, technologically speaking, of a support material of thickness h and dielectric constant e, the surface of which is almost entirely metallized, said antenna being intended to be pressed on the outer wall. missile or aircraft.
  • a preferred field of application of such antennas is that of proximity rockets or the radar equipment of a missile in emission or in reception.
  • it is desired to have a radiation diagram in the form of a conical half-sheet or of a complete conical sheet directed towards the front of the missile, with a pronounced rising front of the main lobe, which is inclined at an angle 8 relative to to the missile axis.
  • the angle ⁇ o belongs, for this application, to the range 20 ° - 70 ° and the secondary lobes having a firing angle close to 90 ° must have a reduced amplitude of at least 15 to 20 dB compared to the main lobe, so that the radiation towards the ground, in particular, is as attenuated as possible.
  • an antenna installed on the outer wall of a missile must be of reduced dimensions and conform as much as possible to the generally curved shape of this wall so as not to distort the aerodynamic properties of the latter and to have good mechanical strength and limited heating given the displacement of the missile at high speed in the air.
  • An essential characteristic of this type of antenna is to present a wide roll diagram, the reading of which, when the antenna is pressed against a cylinder, is very close to a cardioid.
  • the diagram in the meridian plane is directional and orientable as a function of the frequency of use.
  • the adaptation band must be around 15 ro for a standing wave rate of 2 (90% of the transmitted power).
  • Directive antennas of the type described in the preamble are known in particular from the article "Traveling-wave slot antennas" by J.H. HINES et al. published in PROCEEDINGS 0F THE IRE (pages 1624-1631), volume 41, n ° 11 of November 1953, IEEE NEW YORK (US).
  • This article relates in particular to a directive antenna with a slot for very high frequencies filled with a dielectric material. More specifically, this known antenna is constituted by a groove perpendicular to the ground plane, which has several drawbacks: the antenna is both too wide (deep) and too thick.
  • the excess width (depth) makes it difficult to place the antenna on the wall of an aircraft in particular, its technological implementation is delicate, and the too great thickness does not allow perfect control of the antenna radiation pattern. , even with a network association (especially when the dielectric consists of air). In fact, too great a thickness causes losses, in particular very high radiation losses, so that one ends up with relatively short antennas, while a good directive antenna of this type must still be able to radiate at a distance from the point. supply equal to several times the wavelength in air. It will also be noted that the arrangement of the antenna perpendicular to the ground plane does not make it possible to obtain a wide roll diagram, especially when the antenna is formed by the association in network of at least two elementary antennas.
  • Thin structure antennas are also known which make use of printed circuit technology, in particular of the type described in the French patent application. No. 2,481,526 in the name of the plaintiff.
  • This last antenna has the advantages of reduced bulk and simple realization desired but is not directive: it functions like a cavity, in resonant mode, and radiates in the manner of a doublet, its diagram having the shape of a half-torus (angle 8 0 equal to 90 °) whose axis merges with the axis of the aircraft on which it is located.
  • Other known antennas such as paved antennas or flat antennas using printed circuit technology also function as a doublet, which also excludes them from the field of application desired for the present invention.
  • An object of the present invention is to provide a directional antenna with a thin structure of simple construction.
  • Another object of the invention is to produce a directive antenna with a thin structure, the roll diagram of which is as wide as possible.
  • Yet another object of the invention is to produce a directive antenna with a thin structure, the pitch diagram of which has very attenuated secondary lobes for a firing angle close to 90 °.
  • Yet another object of the invention is to produce a directive antenna with a thin structure, the pitch diagram of which has very attenuated secondary lobes.
  • the antenna defined in the preamble is remarkable in that the radiating part of the antenna at the sole location of which the dielectric material is in contact with the ambient medium, without taking into account the presence of a possible radome, is reduced to a rectilinear strip of fixed width d, which extends over a first large face of said parallelepiped in the direction of the length so as to divide in two substantially equal metallized half-surfaces said first large face, the width d of said strip being of the order of several units of times the thickness e, the second large metallized face constituting the ground plane of the antenna, the two large faces being connected at their external lateral edges by short circuits, that a microstrip line which crosses said strip electrically connects said two half-surfaces at points on their edge free whose predetermined position is located near a first end of each of said half-surfaces, that the antenna outlet is located at a predetermined point on said microstrip line
  • the basic idea of the invention consists first of all in making an elementary directional antenna with a continuous slot of parallelepiped shape comprising between its two large metallized faces, a thin dielectric material, and at least one short circuit which extends over one medium face, the other medium face consisting of a dielectric constituting a radiation slit and one of the large metallized faces which extends beyond the slit constituting the ground plane, and then to pair two of these antennas in putting them next to each other, at the level of the slot, their ground planes being combined.
  • the common points between said microstrip line and said free edge of each half-surface are preferably located distance substantially equal to: X / 4 cos ⁇ o with respect to the respective first ends of said half-surfaces.
  • the antenna is remarkable in that said two metallized half-surfaces are offset longitudinally by a distance D less than or equal to X to create between their free edges a geometric phase shift of value predetermined, said microstrip line having a longitudinal portion which extends over a length substantially equal to D in the middle of said strip.
  • the contact points between the microstrip line and said two half-surfaces have an electrical phase shift capable of essentially ensuring the addition of the fields generated in phase for the predetermined angle 6 on either side of said strip at any point where the free edges of said two half-surfaces are opposite.
  • a second preferred embodiment in which there is substantially no longitudinal offset between the two metallized half-surfaces (the two elementary antennas) is remarkable in that said microstrip line extends in substance perpendicular to said strip and comprises substantially in its center said socket, and that said two metallized surface halves have widths l 1 and l 2 slightly different and which vary along the antenna, so that the outer edge of a half-surface has a shape slightly convex while the other half-surface has an outer edge of slightly concave shape, so that the fields generated on either side of said strip are substantially in phase opposition near said first end of the antenna and in phase in the middle of the antenna.
  • the distribution of the fields in the meridian plane along such an antenna has a cosine envelope which is approximates a Gaussian law for which the secondary lobes would be theoretically non-existent. While being present, the secondary lobes thus obtained are very attenuated compared to the main lobe.
  • a third embodiment is remarkable in that the antenna according to the invention is sectoral and for this purpose comprises a microstrip line which extends in substance perpendicularly to said strip and which is provided substantially in its center with said socket, and that the width l 1 , respectively 2, of each half-surface is constant, the dimensions l 1 and% 2 differing from each other by a few percent.
  • a fourth embodiment of the directional antenna according to the invention for which a good roll diagram substantially in the shape of a cardioid is required is remarkable in that said strip has a width d reduced by around twice the thickness e of the antenna.
  • the antenna AE shown in FIG. 1 is intended to transmit or receive waves of very high frequencies, of the order of several GHz (decimetric or centimetric waves). It is constituted by two conducting planes 1 and 2, constituting its largest faces, connected by a narrow perpendicular wall 3 also conducting, known as the short-circuited wall, thus delimiting an area 4 indicated in broken lines which is called radiation slot.
  • the space between planes 1, 2 and 3 may contain air but is preferably filled with dielectric material such as epoxy glass or teflon glass for example whose thickness h is of the order of magnitude of the mm for Teflon glass and a few mm for epoxy glass.
  • the antenna is supplied at a point P on the side 1 which is called the supply side, the side 2 which is opposite it constituting the ground plane.
  • This metallized ground plane comprises at least the rectangular part located opposite the face 1.
  • the antenna is formed from a rectangular parallelepiped containing the dielectric, of length L, of width L and of thickness e (overall thickness) including at least the two large faces (L x l) and a face of medium surface (L xe) are metallized, the small faces (l xe) being or not metallized.
  • Perpendicular coordinate axes ox , oy , oz are chosen such that the axis oz which is parallel to the axis of the aircraft or of the antenna support missile extends in the direction of the length L of the antenna, the axis ox in the direction of the width l and the axis oy in the direction of the thickness e.
  • the length L of the antenna is of the order of at least twice the wavelength ⁇ of the wave which it is desired to transmit or receive and the width l at least ten times smaller than L.
  • the radiation diagram obtained is directive, that is to say that the pitch diagram, in the meridian plane yoz, has a main lobe in a direction or which makes an acute angle 8 relative to the axis oz.
  • the antenna radiation pattern has the shape of a conical half-layer for the main lobe and each secondary lobe; it is symmetrical with respect to the meridian plane, and the roll diagram, taken on a cone with center 0 and axis oz, affects the shape of a cardioid for any value of the angle 0 when the antenna is plastered along the meridian of a surface of revolution, that is to say the widest roll diagram that it is possible to obtain.
  • Such a diagram implies that the antenna operates in the resonant mode in the direction ox and in the guided mode (progressive waves) in the direction oz .
  • the electric field vector is maximum at the level of the slot 4 or more precisely at a few tenths of a millimeter beyond the slot and zero at the level of the short-circuited wall 3.
  • the antenna of FIG. 1 can also, for various reasons, be covered with a dielectric film of thickness h 'and of dielectric constant ⁇ '.
  • the line theory leads, as before, to adding to B a term of the form:
  • the formulas finally retained for G and B are therefore: with h ⁇ ⁇ x and h ' « ⁇ x
  • a and b are expressed as a function of the magnitudes G and B (see formulas (3) and (4)).
  • the values of a and ⁇ Z (formulas (10) and (11)) can finally be obtained, via the values of G and B and of a and b according to the six characteristics of the antenna indicated above .
  • the ohmic and dielectric losses linked to the materials used must also be integrated. These losses are referenced ⁇ ZO ' the total attenuation in the direction oz being referenced ⁇ zt ' with:
  • the computation of the ohmic losses noted ⁇ 1 can be carried out starting from the literal expression of the transported power between two transverse sections distant from ⁇ z of the antenna then by using the equations of Maxwell for the modes TE.
  • the dielectric losses ⁇ 2 are due to the fact that the dielectric constant of a material is expressed by a complex number, namely
  • C 2 0 when there is an ideal suitable load at the end of the antenna, C being generally a complex number.
  • the multiple antennas according to the invention described below which consist of two elementary antennas according to FIG. 1 paired, have two independent or substantially independent illumination laws.
  • the pitch diagram in particular, just add the radiated fields along oz, then apply formula (27) as you would apply it to the elementary antenna.
  • the antenna of Figure 1 for which the width l would be constant along oz, would have an exponential amplitude law of illumination and the first secondary lobe would be located at - 7 dB only below the main lobe.
  • the variation of ⁇ zt causes an amplitude fluctuation of the exponential law and the variation of ⁇ z creates a greater fluctuation of the phase law.
  • the absence of a suitable load at the end of the antenna can create a reflected wave whose phase and amplitude can modify by lowering this or that secondary lobe, but at the cost of the appearance of a rear lobe corresponding to the main lobe of the reflected energy.
  • the performance of the elementary antenna is therefore limited and insufficient for the applications envisaged.
  • two of these paired antennas according to the invention as described below make it possible to obtain very interesting radiation patterns.
  • the antenna is presented as a volume of substantially rectangular rectangular shape of thickness e, length L and width P t and, from the technological point of view, it consists of a dielectric constant support material ⁇ r , for example epoxy glass or teflon glass, the surface of which is almost entirely metallized.
  • the radiating part of the antenna at the only location where the internal dielectric material is in contact with the ambient environment (except for the presence of a possible radome) is reduced to a strip of fixed width d, which extends over a large face of the parallelepiped in the direction of the length so as to divide this large face into two substantially equal metallized half-surfaces , the width d being of the order of several times the dimension e.
  • the second large metallized face constitutes the ground plane of the antenna.
  • the two large faces are connected at their outer edges by short circuits (metallized walls or aligned metallized holes).
  • a microstrip line which crosses the strip of width d electrically connects the two half-surfaces at points on their free edge near a metallized end of each of the half-surfaces and comprises the antenna socket at a predetermined point.
  • the thickness e is of the order of that of a printed circuit.
  • the length L is greater than 2 ⁇ and, in general, in a relationship such as the thickness e, that the energy reflected at the far end of the antenna is essentially negligible.
  • the width and the antenna is between 0.2 ⁇ and 0.6 ⁇ .
  • the double antenna shown in FIG. 3 constitutes a first embodiment of the invention and results from the association of two elementary antennas which are generally identical (at least as regards the law l (z)).
  • this antenna is characterized by a longitudinal offset of the two half-surfaces 6, 7 by a predetermined distance D, by the fact that the dimension d is of the order of 6 to 8 times greater than the thickness e ', and that the microstrip line 8 has a longitudinal part which extends over a length substantially equal to D in the middle of the strip 11 of width d.
  • the end close to the supply of the half-surface 6 as well as the far end of the supply of the half-surface 7 are, in FIG. 3, constituted by an alignment of metallized holes such as 12 which locally bring the two large faces into contact, thus constituting short-circuits.
  • the antenna diagram according to FIG. 3 can be modeled by making sure to add the fields in phase in the desired main direction and, moreover, add the fields in phase opposition in a direction that one wishes not to not enlighten. This can be obtained by acting on parameter D and / or on the electrical phase shift between the supply points P 6 and P 7 achieved by choosing the location of the antenna socket on the microstrip line, for example at a point 13.
  • the composition of the fields involves not only the dimension D but also the dimension d which is the approximate distance separating the phase centers of each antenna. Compared to the elementary antenna of FIG.
  • Each dashed line curve 15, 16, 17 represents the amplitude of the incident field E (z) at a given instant
  • each mixed line curve the amplitude of the field reflected at the end of the antenna distant from the point d 'power supply
  • each solid line curve 18, 19, 21 covers the incident field, the phase of which varies over time.
  • the geometric phase shift D appears clearly in the figure. If the antenna socket was located in the middle of the microstrip line, the electrical phase difference between curves 15 and 16 would be equal to 180 °.
  • the instantaneous fields represented in 15 and 16 are in phase, which corresponds to an asymmetrical location of the socket on the microstrip line 9 suitable for ensuring the phase opposition of the electric fields.
  • a so-called associated antenna according to FIG. 3 has for example the following characteristics: The radiating length being 3.3 X, this antenna is classified among the "short" antennas.
  • the pitch diagram is indicated in FIG. 5 on which the amplitude curve of the measured radiated fields is shown in 23 in solid line and in broken lines in 24 the amplitude curve of the calculated radiated fields, the ordinates being shown in dB after normalization of the curves such that their vertex corresponds in amplitude and the abscissa in degrees, according to the classical Cartesian representation.
  • the operating frequency used for the calculation is 3.08 GHz and the experimental frequency of 3.1 GHz.
  • the angle ⁇ o is close to 60 ° and the secondary lobes close to 90 ° are lowered to -20 dB, the direction 90 0 thus constituting a blind direction.
  • the roll diagram, Figure 6 was measured with the antenna, the characteristics of which are given above, but for an operating frequency of 3.3 GHz.
  • the type of re presentation is the same as for the pitch diagram, the angle ⁇ plotted on the abscissa being the angle at the center of a cone with center 0 and axis oz, ⁇ being zero (or equal to ⁇ 180 °) in the meridian plane.
  • the TOS of all the antennas described in this text can be improved if necessary by a judicious choice of the dielectric material used and its thickness, in relation to the operating frequency envisaged.
  • the problem of adaptation is facilitated for the associated antenna because the dimension d is relatively large and that, therefore, the middle part 9 of the microstrip line which extends longitudinally does not disturb the field emitted by each half-antenna, which makes it possible to place the transition (points P 6 , P 7 ) at any point on the free edge of each half-antenna 6, 7.
  • the antenna of FIG. 3 is applicable in the case where the antenna is short (N ' ⁇ 5X), which leads to the radiation characteristics described above; On the other hand, if the available length is greater it may be preferable to use two elementary antennas assembled in an array as shown in FIG. 7.
  • the antennas according to FIG. 7 constitute a second and a third embodiment of the invention.
  • this antenna is characterized by the fact that the microstrip line 26 extends in substance perpendicularly to the strip 27 of width d which separates the two half -surfaces 28 and 29 and also by the fact that these two metallized half-surfaces 28 and 29 have widths l 1 and l 2 slightly different, which gives this double antenna the qualification of additional antenna, the widths being able to elsewhere vary as a function of z as described below.
  • the antenna socket is generally located in the middle of the microstrip line, at point 31. These characteristics different from those of the antenna in FIG. 3 lead to different radiation properties.
  • the amplitude law of the complementary antenna presents the general aspect of the diagram of FIG. 8 where we have adopted the same type of representation as in FIG. 4.
  • the instantaneous fields emitted by each elementary antenna 28, 29 are represented by the broken line curves 32, 33 respectively, the envelope of these fields, in solid line, being referenced 34, 35.
  • the curves in dashed line indicate the fields reflected by the end of the antenna away from the feed point in the absence of a suitable load.
  • FIG. 8c represents the addition of the curves of FIGS. 8a and 8b.
  • a first variant (second embodiment) consists in slightly curving the short-walled side walls of the two half-antennas, which amounts to making the widths l 1 and f variable as a function of z. These side walls are for example curved as shown in broken lines, one being convex (l 1 widens towards the middle of the antenna), while the other is concave (e2 tapers towards the middle of l 'antenna).
  • a complementary antenna according to this first variant has for example the following characteristics: Law giving l 1 and l 2 as a function of z for the two half-antennas (in mm):
  • the radiation diagrams are those shown in Figures 9 for the pitch diagram and 11 for the roll diagram where we adopted the same mode of representation as in Figures 5 and 6 respectively.
  • the widths l 1 and Q 2 of the half-antennas are fixed but differ slightly from each other, which constitutes a third embodiment of the invention.
  • An additional antenna according to this second variant has, for example, characteristics identical to that described in the preceding paragraphs except for the widths which here have the value:
  • the operating frequency was gradually increased, of the order of 100 to 200 MHz, we would observe a simultaneous shift to the left of the vertices of these lobes, the latter tending to approach each other until the trough 38 disappears. Conversely, a gradual decrease of the order of 100 to 200 MHz would cause a simultaneous shift to the right vertices of the two lobes which would tend to move away from each other, the hollow 38 becoming more and more marked.
  • the roll diagram is substantially that shown in FIG. 11 and the comments on this figure made above remain valid, the value G having here also to be taken equal to: lIh / 5A '.
  • the adaptation of the antenna can be carried out as for the curved complementary antenna, with comparable performance (see the explanations given below in particular with reference to FIG. 14).
  • FIG. 12 represents, with cutaway, an antenna with contiguous slits whose characteristics, apart from the reduction in width of the band 39, are the same as those of the complementary antenna of FIG. 7.
  • the antenna having the following characteristics has been calculated, produced and tested:
  • the pitch diagrams calculated (broken line) and measured (solid line) are shown in Figure 13.
  • the angle ⁇ 0 is equal to 62 °.
  • the secondary lobes are very attenuated (less than - 20 dB) for: 6 ⁇ 0 and for 0 close to 90 ° (angle for which there is a blind direction).
  • the number of secondary lobes is reduced in comparison with FIG. 13 (the strong rear lobe being always present) and the angle ⁇ 0 is located at 72 °.
  • the number of rear lobes is increased with always a strong rear lobe at around - 8 dB compared to the main lobe and the angle 6 is located at 52 °.
  • the characteristic impedance of a rectangular waveguide of height h and width 2E, filled with a dielectric of constant ⁇ r is given in the literature by: the impedance Z being measured in the middle between the wide walls of the guide, at the intersection of a meridian plane and a transverse plane.
  • an elementary antenna similar to that of FIG. 1 is such that the distribution of the electric and magnetic fields in the elementary antenna is the same as that of one side of the guide.
  • the characteristic impedance of an elementary antenna is therefore such that put in parallel with itself, we find Z, that is:
  • the characteristic impedance of the line transmitting energy to the antenna is equal to Z c (AE) .
  • the transition must be placed at a distance (2n + 1) 4 g (n positive integer) from any short circuit, unless n is large enough for the radiation level reflected is negligible, which is generally the case of the antenna according to the invention.
  • the impedances characteristic of the two elementary antennas are in parallel and therefore lead to impedance Z.
  • the antenna of FIG. 14 is similar to that of FIG. 7.
  • its remaining part differs in that the microstrip line 41 crosses the band of width d slightly obliquely so such that it leads to the feed point P 42 relating to the half-surface 42 in a voluntarily enlarged part of the fed end of the antenna (width l 0 such that l 0 > l 1 > 2) while the opposite point P 43 opens into the non-enlarged radiating part of the elementary antenna located opposite.
  • the widening to l 0 on either side of the supplied end of the antenna is accompanied by a shortening of this end which is of the same order of magnitude.
  • the adaptations are as follows: for the second and third embodiments, namely the complementary non-sectoral antenna and the sectoral complementary antenna of FIGS. 9 to 11, the characteristic impedance of the half-antenna 28 is close 55 ⁇ (width l 0 ).
  • the characteristic impedance of the half-antenna 29 is 155 n for the non-sectoral complementary antenna and 140 n for the sectoral complementary antenna (width l 2 ).
  • the energy distribution is then theoretical only about 3/4 for the elementary antenna of width l 1 and 1/4 for the elementary antenna of width l 2 , or a relative voltage level of 58% between the two elementary antennas. In practice, the relative level of real voltage obtained (diagram in FIG. 9) is not 58% but 38%.
  • the TOS obtained for this antenna is of the same order as a theoretical TOS of - 20 dB obtained for an overall antenna impedance of:
  • the energy distribution is 28% for the elementary antenna of width l 1 and 72 51 for the other elementary antenna, i.e. a relative level in theoretical voltage of 62% between the two elementary antennas .
  • the relative real voltage level obtained is 60%.

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Abstract

L'antenne est conçue pour rayonner des ondes décimétriques ou centimétriques selon un angle aigu ϑo pouvant varier de plusieurs dizaines de degrés; elle a la forme d'un parallélépipède rectangle d'épaisseur e, de longueur L et de largeur ℓt métallisé sur presque toute sa surface et contenant un matériau de constante diélectrique εr. Selon l'invention seule une bande de largeur fixe d (27) n'est pas métallisée, qui s'étend sensiblement au milieu, le long d'une grande face de l'antenne, d'étant égal à plusieurs fois e, la deuxième grande face métallisée constituant le plan de masse. D'autre part, une ligne microruban (26) qui traverse ladite bande et qui reçoit la prise de l'antenne (31) relie électriquement les deux demi-surfaces métallisées (28, 29) ainsi délimitées par la bande non métallisée. L'épaisseur e est de l'ordre de celle d'un circuit imprimé, la longueur L (L = N + za) supérieure à deux fois la longueur d'onde de l'onde à émettre et la largeur ℓt (ℓt = ℓ1 + ℓ2) comprise entre 0,2 et 0,6 λ. Application aux fusées de proximité ou à l'équipement radar d'un missile en émission ou en réception.

Description

  • L'invention concerne une antenne directive pour hyperfréquences pouvant rayonner des ondes décimétriques ou centimétriques selon une plage angulaire étroite dont l'angle médian 6o appartient sensiblement à la plage 5° - 85°, constituée géométriquement parlant par un volume de forme sensiblement parallélépipédique rectangle d'épaisseur e, de longueur L et de largeur t et, technologiquement parlant, d'un matériau support d'épaisseur h et de constante diélectrique e dont la surface est presque entièrement métallisée, ladite antenne étant destinée à être plaquée sur la paroi extérieure d'un missile ou d'un aéronef.
  • Un domaine d'application privilégié de telles antennes est celui des fusées de proximité ou de l'équipement radar d'un missile en émission ou en réception. Dans cette application on souhaite avoir un diagramme de rayonnement en forme de demi-nappe conique ou de nappe conique complète dirigée vers l'avant du missile, avec un front de montée prononcé du lobe principal, qui est incliné de l'angle 8 par rapport à l'axe du missile. L'angle θo appartient, pour cette application, à la plage 20° - 70° et les lobes secondaires ayant un angle de tir voisin de 90° doivent avoir une amplitude réduite d'au moins 15 à 20 dB par rapport au lobe principal, de façon que le rayonnement en direction du sol, notamment, soit le plus atténué possible. D'autre part, une antenne installée sur la paroi extérieure d'un missile doit être de dimensions réduites et épouser autant que possible la forme généralement courbe de cette paroi afin de ne pas fausser les propriétés aérodynamiques de cette dernière et d'avoir une bonne tenue mécanique et un échauffement limité étant donné le déplacement du missile à vitesse élevée dans l'air. Une caractéristique essentielle de ce type d'antennes est de présenter un diagramme large en roulis, dont le relevé, lorsque l'antenne est plaquée sur un cylindre, est très voisin d'une cardioide. De plus, du fait de l'onde progressive, le diagramme dans le plan méridien est directif et orientable en fonction de la fréquence d'utilisation. Enfin, la bande d'adaptation doit être de l'ordre de 15 ro pour un taux d'onde stationnaire de 2 (90 % de la puissance transmise).
  • On connaît des antennes directives du type décrit en préambule notamment de l'article "Traveling-wave slot antennas" par J.H.HINES et al. publié dans PROCEEDINGS 0F THE IRE (pages 1624-1631), volume 41, n° 11 de novembre 1953, IEEE NEW YORK (US). Cet article concerne en particulier une antenne directive à fente pour très hautes fréquences remplie d'un matériau diélectrique. Plus précisément, cette antenne connue est constituée par une gorge perpendiculaire au plan de masse, ce qui présente plusieurs inconvénients : l'antenne est à la fois trop large (profonde) et trop épaisse. L'excès de largeur (profondeur) rend difficile le placage de l'antenne sur la paroi d'un aéronef notamment, sa réalisation technologique est délicate, et la trop grande épaisseur ne permet pas de contrôler parfaitement le diagramme de rayonnement de l'antenne, même avec une association en réseau (surtout lorsque le diélectrique est constitué par de l'air). En effet, une trop grande épaisseur entraîne des pertes, notamment des pertes par rayonnement très élevées, si bien qu'on aboutit à des antennes relativement courtes, alors qu'une bonne antenne directive de ce type doit pouvoir encore rayonner à une distance du point d'alimentation égale à plusieurs fois la longueur d'onde dans l'air. On notera par ailleurs que la disposition de l'antenne perpendiculairement au plan de masse ne permet pas d'obtenir un diagramme en roulis large, surtout lorsque l'antenne est constituée par l'association en réseau d'au moins deux antennes élémentaires.
  • On connaît par ailleurs des antennes à structure mince faisant usage de la technologie des circuits imprimés, notamment du type décrit dans la demande de brevet français n° 2 481 526 au nom de la demanderesse. Cette dernière antenne présente les avantages d'enconbrement réduit et de réalisation simple souhaités mais n'est pas directive : elle fonctionne comme une cavité, en mode résonnant, et rayonne à la façon d'un doublet, son diagramme ayant la forme d'un demi-tore (angle 80 égal à 90°) dont l'axe se confond avec l'axe de l'aéronef sur lequel elle est implantée. D'autres antennes connues telles qu'antennes pavés ou antennes plates utilisant la technologie des circuits imprimés fonctionnent aussi à la façon d'un doublet, ce qui les exclut aussi du champ d'application souhaité pour la présente invention.
  • Un but de la présente invention est de réaliser une antenne directive à structure mince de réalisation simple.
  • Un autre but de l'invention est de réaliser une antenne directive à structure mince dont le diagramme en roulis soit le plus large possible.
  • Encore un autre but de l'invention est de réaliser une antenne directive à structure mince dont le diagramme en tangage présente des lobes secondaires très atténués pour un angle de tir voisin de 90°.
  • Encore un autre but de l'invention est de réaliser une antenne directive à structure mince dont le diagramme en tangage présente des lobes secondaires très atténués.
  • Ces buts sont atteints et les inconvénients de l'art antérieur sont atténués ou supprimés grâce au fait que l'antenne définie en préambule est remarquable en ce que la partie rayonnante de l'antenne au seul emplacement de laquelle le matériau diélectrique est en contact avec le milieu ambiant, compte non tenu de la présence d'un radôme éventuel, se réduit à une bande rectiligne de largeur fixe d, qui s'étend sur une première grande face dudit parallélépipède dans le sens de la longueur de façon à partager en deux demi-surfaces métallisées sensiblement égales ladite première grande face, la largeur d de ladite bande étant de l'ordre de plusieurs unités de fois l'épaisseur e, la deuxième grande face métallisée constituant le plan de masse de l'antenne, les deux grandes faces étant reliées au niveau de leurs bords latéraux externes par des courts-circuits, qu'une ligne microruban qui traverse ladite bande relie électriquement lesdites deux demi-surfaces en des points de leur bord libre dont la position prédéterminée se situe à proximité d'une première extrémité de chacune desdites demi-surfaces, que la prise de l'antenne est située en un point prédéterminé de ladite ligne microruban, que l'épaisseur e est de l'ordre de celle d'un circuit imprimé, la longueur L étant, avec l'épaisseur e, dans un rapport tel que l'énergie réfléchie à la deuxième extrémité éloignée de chacune desdites demi-surfaces soit en substance négligeable, et étant en tout état de cause supérieure à deux fois la longueur d'onde À de l'onde à émettre, et que la largeur et, somme des largeurs respectives ℓ1, t2 desdites demi-surfaces et de la dimension d est comprise entre 0,2 X et 0,6 λ.
  • L'idée de base de l'invention consiste à réaliser en premier lieu une antenne directive élémentaire à fente continue de forme parallélépipédique comportant entre ses deux grandes faces métallisées, un matériau diélectrique mince, et au moins un court-circuit qui s'étend sur une face moyenne, l'autre face moyenne constituée par du diélectrique constituant une fente de rayonnement et l'une des grandes faces métallisées qui s'étend au-delà de la fente constituant le plan de masse, puis à jumeler deux de ces antennes en les mettant en regard, au niveau de la fente, leurs plans de masse étant confondus. En agissant sur certains paramètres tels notamment la largeur ℓ1, respectivement ℓ2 de l'une ou l'autre antenne élémentaire, le décalage longitudinal entre antennes élémentaires, la position de la prise sur la ligne microruban qui alimente les deux antennes élémentaires, ou la largeur dde la bande non conductrice qui sépare les deux antennes élémentaires il est alors possible d'obtenir sensiblement tel ou tel diagramme de rayonnement désiré.
  • Pour tous les modes de réalisation décrits ci-dessus, les points communs entre ladite ligne microruban et ledit bord libre de chaque demi-surface se situent de préférence à une distance sensiblement égale à : X/4 cos θo par rapport aux premières extrémités respectives desdites demi-surfaces.
  • Selon un premier mode de réalisation préféré de l'invention, l'antenne est remarquable en ce que lesdites deux demi-surfaces métallisées sont décalées longitudinalement d'une distance D inférieure ou égale à X pour créer entre leurs bords libres un déphasage géométrique de valeur prédéterminée, ladite ligne microruban présentant une partie longitudinale qui s'étend sur une longueur sensiblement égale à D au milieu de ladite bande.
  • En prenant deux antennes élémentaires de largeur(s) égale(s) ou sensiblement égale(s) et en décentrant suffisamment la prise de l'antenne sur ladite partie longitudinale il est possible d'obtenir, avec ce premier mode de réalisation, que les points de contact entre la ligne microruban et lesdites deux demi-surfaces présentent un déphasage électrique propre à assurer en substance l'addition des champs engendrés en phase pour l'angle 6 prédéterminé de part et d'autre de ladite bande en tout point où les bords libres desdites deux demi-surfaces sont en regard.
  • Un deuxième mode de réalisation préféré dans lequel il n'y a sensiblement pas de décalage longitudinal entre les deux demi-surfaces métallisées (les deux antennes élémentaires) est remarquable en ce que ladite ligne microruban s'étend en substance perpendiculairement à ladite bande et comporte sensiblement en son centre ladite prise, et que lesdites deux moitiés de surface métallisées ont des largeurs ℓ1 et ℓ2 légèrement différentes et qui varient le long de l'antenne, de façon que le bord extérieur d'une demi-surface présente une forme légèrement convexe alors que l'autre demi-surface présente un bord extérieur de forme légèrement concave, de sorte que les champs engendrés de part et d'autre de ladite bande soient en substance en opposition de phase à proximité de ladite première extrémité de l'antenne et en phase au milieu de l'antenne.
  • La distribution des champs dans le plan méridien le long d'une telle antenne présente une enveloppe en cosinus qui se rapproche d'une loi gaussienne pour laquelle les lobes secondaires seraient théoriquement inexistants. Tout en étant présents, les lobes secondaires ainsi obtenus sont très atténués par rapport au lobe principal.
  • Un troisième mode de réalisation est remarquable en ce que l'antenne selon l'invention est sectorielle et comporte à cet effet une ligne microruban qui s'étend en substance perpendiculairement à ladite bande et qui est munie sensiblement en son centre de ladite prise, et que la largeur ℓ1, respectivement 2, de chaque demi-surface est constante, les dimensions ℓ1 et %2 différant entre elles de quelques pour cent.
  • Un quatrième mode de réalisation de l'antenne directive selon l'invention pour laquelle un bon diagramme en roulis sensiblement en forme de cardioide est requis est remarquable en ce que ladite bande présente une largeur d réduite de l'ordre de deux fois l'épaisseur e de l'antenne.
  • La description qui suit, en regard des dessins annexés, le tout donné à titre d'exemple, fera bien comprendre comment l'invention peut être réalisée.
    • La figure 1 représente une antenne élémentaire sur la base de laquelle est construite l'antenne selon l'invention.
    • La figure 2 est un schéma électrique équivalent d'une section transversale de l'antenne élémentaire.
    • La figure 3 représente un premier mode de réalisation de l'antenne selon l'invention.
    • La figure 4 représente la loi d'illumination type de l'antenne selon la figure 3.
    • La figure 5 est le diagramme de rayonnement en tangage de l'antenne selon la figure 3.
    • La figure 6 est le diagramme de rayonnement en roulis de l'antenne selon la figure 3.
    • La figure 7 représente en trait interrompu un deuxième mode et, en trait plein un troisième mode de réalisation de l'antenne selon l'invention.
    • La figure 8 représente la loi d'illumination type de l'antenne selon la figure 7.
    • La figure 9 est le diagramme de rayonnement en tangage du deuxième mode de réalisation de l'antenne.
    • La figure 10 est le diagramme de rayonnement en tangage du troisième mode de réalisation de l'antenne.
    • La figure 11 est le diagramme de rayonnement en roulis de l'antenne selon la figure 7.
    • La figure 12 représente un quatrième mode de réalisation de l'antenne selon l'invention.
    • La figure 13 est le diagramme de rayonnement en tangage de l'antenne selon la figure 12.
    • La figure 14 illustre une disposition prise pour maîtriser l'adaptation de chaque demi-surface à la prise d'antenne commune.
  • L'antenne AE représentée à la figure 1 est destinée à émettre ou recevoir des ondes de très hautes fréquences, de l'ordre de plusieurs GHz (ondes décimétriques ou centimétriques). Elle est constituée par deux plans conducteurs 1 et 2, constituant ses plus grandes faces, reliées par une paroi étroite 3 perpendiculaire également conductrice dite paroi en court-circuit, délimitant ainsi une zone 4 indiquée en trait interrompu qu'on appelle fente de rayonnement. L'espace compris entre les plans 1, 2 et 3 peut contenir de l'air mais est de préférence rempli de matériau diélectrique tel que du verre époxy ou du verre téflon par exemple dont l'épaisseur h est de l'ordre de grandeur du mm pour le verre téflon et de quelques mm pour le verre époxy. L'antenne est alimentée en un point P de la face 1 qui est appelée face d'alimentation, la face 2 qui lui est opposée constituant le plan de masse. Ce plan de masse métallisé comporte au moins la partie rectangulaire située en regard de la face 1. Pour faciliter la description, on considère que l'antenne est formée à partir d'un parallélépipède rectangle contenant le diélectrique, de longueur L, de largeur L et d'épaisseur e (épaisseur hors tout) dont au moins les deux grandes faces (L x ℓ) et une face de surface moyenne (L x e) sont métallisées, les petites faces (ℓ x e) étant ou non métallisées. Des axes de coordonnées perpendiculaires ox, oy, oz sont choisis tels que l'axe oz qui est parallèle à l'axe de l'aéronef ou du missile support de l'antenne s'étende dans le sens de la longueur L de l'antenne, l'axe ox dans le sens de la largeur ℓ et l'axe oy dans le sens de l'épaisseur e. La longueur L de l'antenne est de l'ordre d'au moins deux fois la longueur d'onde À de l'onde que l'on souhaite émettre ou recevoir et la largeur ℓ au moins dix fois plus faible que L. Avec l'épaisseur e indiquée ci-dessus et le point d'alimentation P se trouvant placé à proximité de la fente et à une distance za d'une paroi étroite de l'ordre de X/4 cos θ0, on constate que le diagramme de rayonnement obtenu est directif, c'est-à-dire que le diagramme en tangage, dans le plan méridien yoz, présente un lobe principal dans une direction ou qui fait un angle aigu 8 par rapport à l'axe oz. Le diagramme de rayonnement de l'antenne a une forme de demi-nappe conique pour le lobe principal et chaque lobe secondaire ; il est symétrique par rapport au plan méridien, et le diagramme en roulis, pris sur un cône de centre 0 et d'axe oz, affecte la forme d'une cardioïde pour n'importe quelle valeur de l'angle 0 lorsque l'antenne est plaquée le long de la méridienne d'une surface de révolution, soit le diagramme en roulis le plus large qu'il soit possible d'obtenir. Un tel diagramme implique que l'antenne fonctionne dans le mode résonnant dans le sens ox et dans le mode guidé (ondes progressives) dans le sens oz. Dans ce type d'antenne, le vecteur champ électrique est maximum au niveau de la fente 4 ou plus précisément à quelques dixièmes de millimètre au-delà de la fente et nul au niveau de la paroi en court-circuit 3. La théorie simplifiée qui suit permet de prévoir de façon à peu près correcte le fonctionnement de l'antenne élémentaire de la figure 1 en fonction des paramètres dimensionnels, de la fréquence et du matériau diélectrique mis en jeu.
  • La théorie utilisée de façon préférentielle est celle de l'admittance réduite transverse comme traitée dans l'ouvrage: "Waveguide Handbook" publié chez Mac Graw Hill en 1951, dans Radiations Laboratories Series, volume 10, chapitres n°4 et 6 notamment. Considérons l'antenne élémentaire de la figure 1. L'application du principe de la résonance transverse conduit au schéma électrique équivalent de la figure 2 sur laquelle t désigne la largeur de l'antenne, prise ici comme longueur de la ligne hyperfréquence transverse d'impédance caractéristique Zc, de vecteur d'onde (projeté sur ox) : kx.x et fermée par l'impédance Zf, cette dernière tenant compte de toutes les impédances extérieures à l'antenne ramenées dans le plan 4 (figure 1), plan qu'on appelle fente rayonnante dans la suite du texte. On peut écrire :
    Figure imgb0001
    En posant :
    Figure imgb0002
    et
    Figure imgb0003
    G, B, a et b étant des nombres réels, l'égalité (1) peut s'écrire :
    Figure imgb0004
    d'autre part, l'équation de propagation de l'antenne s'écrit :
    Figure imgb0005
    avec
    Figure imgb0006
    αz désignant l'atténuation linéique le long de l'axe oz
    Figure imgb0007
     λg désignant la longueur d'onde de l'onde guidée dans l'antenne, suivant l'axe oz ;
    Figure imgb0008
     λ désignant la longueur d'onde dans l'air ; εr désignant la constante du matériau diélectrique remplissant l'antenne. On pose aussi :
    Figure imgb0009
    Figure imgb0010
    λx étant la longueur d'onde de l'onde guidée suivant l'axe ox. En combinant les relations (4) et (8) (parties réelles) on obtient :
    Figure imgb0011
    d'autre part, en combinant les relations (3),(5) et (6), on obtient :
    Figure imgb0012
    et i
    Figure imgb0013
  • A ce stade des calculs on s'efforce d'évaluer les paramètres G et B du type de structure d'antenne représenté à la figure 1. Soient deux plans conducteurs parallèles distants de 2 h. Si l'on se réfère à la page 179 du "Waveguide Handbook" déjà cité, et en utilisant la théorie de l'image électrique, l'admittance de fente est, en supposant que le diélectrique s'arrête au plan 4 de la fente de rayonnement :
    Figure imgb0014
    Figure imgb0015
    avec : e = 2,718 (à ne pas confondre avec l'épaisseur hors tout de l'antenne qui n'intervient pas dans les calculs);
    X = 1,781
    λ' étant la longueur d'onde de l'onde guidée dans le plan xoy comptée dans l'air, alors que λx est comptée dans le diélectrique.
  • λ' peut être déterminé à partir des équations de propagation dans le diélectrique (formule (5) ) et dans l'air (formules (5) et (8) dans lesquelles λx serait remplacé par λ'). Tous calculs faits, il vient :
    Figure imgb0016
  • On notera que, par définition, l'angle θo de la direction du rayonnement maximal est lié à λ, λg et λ' par les relations :
    Figure imgb0017
    Figure imgb0018
  • Les formules (12) et (13) ne tiennent pas compte du fait que le plan de masse 2 de l'antenne est recouvert d'un matériau diélectrique de constante εr et de hauteur h. Pour tenir compte du chemin parcouru par l'onde rayonnée par le plan 4 dans ce diélectrique, on considère que la fente 4 est recouverte par un radôme d'épaisseur d et de constante diélectrique ε. Dès lors la théorie des lignes donne, dans le cas où : d << λx :
    Figure imgb0019
    d représentant la longueur du chemin moyen parcouru dans le "radôme". d peut être déterminé à partir de la loi de Descartes et des courbes données aux pages 344 et 348 du "Waveguide Handbook"; tous calculs faits, il vient :
    Figure imgb0020
    ce qui conduit notamment à :
    • d = 0,337 h pour le verre époxy (εr = 4,5)
    • d = 0,490 h pour le verre téflon (εr = 2,55).
  • L'expression de B devient alors :
    Figure imgb0021
  • L'influence du "radôme" sur G (formule (12) ) consiste en une réduction de hauteur h apparente dans la formule (12). En utilisant la théorie de l'image électrique et en associant la répartition de l'énergie en roulis et la hauteur apparente H3, on déduit que la nouvelle valeur à adpoter pour G est :
    Figure imgb0022
    Figure imgb0023
  • L'antenne de la figure 1 peut en outre, pour diverses raisons, être recouverte d'une pellicule diélectrique d'épaisseur h' et de constante diélectrique ε'. La théorie des lignes conduit, ainsi que précédemment, à rajouter à B un terme de la forme :
    Figure imgb0024
    Les formules finalement retenues pour G et B sont donc :
    Figure imgb0025
    Figure imgb0026
    avec h << λx et h' « λx En résolvant le système constitué par les quatre équations (9), (14), (20) et (21) on obtient les valeurs de G et B en fonction des caractéristiques de l'antenne h, h', εr, ε', λ, ℓ.
  • On notera par ailleurs que a et b s'expriment en fonction des grandeurs G et B (voir formules (3) et (4) ). Les valeurs de a et βZ (formules (10) et (11)) peuvent finalement être obtenues, par l'intermédiaire des valeurs de G et B et de a et b en fonction des six caractéristiques de l'antenne indiquées ci-dessus.
  • Pour pouvoir déterminer le diagramme de l'antenne il faut encore intégrer les pertes ohmiques et diélectriques liées aux matériaux utilisés. Ces pertes sont référencées αZO' l'atténuation totale dans la direction oz étant référencée αzt' avec :
    Figure imgb0027
  • Le calcul des pertes ohmiques notées α1 peut s'effectuer à partir de l'expression littérale de la puissance transportée entre deux sections transversales distantes de Δz de l'antenne puis en utilisant les équations de Maxwell pour les modes TE.
  • Les pertes diélectriques α2 sont dues au fait que la constante diélectrique d'un matériau s'exprime par un nombre complexe, soit
  • Figure imgb0028
  • L'atténuation linéique en champ d'une onde progressive dans un tel milieu s'exprime alors par :
    Figure imgb0029
    Tous calculs faits, on obtient finalement :
    Figure imgb0030
    Figure imgb0031
    p étant la résistivité du métal qui recouvre l'antenne, comptée relativement à celle du cuivre, λg étant sensiblement égal à :
    Figure imgb0032
  • Les formules indiquées ci-dessus s'appliquent à une section transversale de l'antenne élémentaire selon la figure 1. On cherche à partir de cette étape à déterminer par le calcul le diagramme dans le plan méridien de l'antenne, c'est-à-dire le diagramme en tangage, le diagramme en roulis étant quant à lui généralement voisin d'une cardiolde lorsque l'antenne est plaquée sur une génératrice d'un cylindre.
  • Le diagramme dans le plan méridien est obtenu à partir de la loi d'illumination des champs rayonnés. Soit l'antenne de la figure 1 dont on suppose, à titre de généralisation, que la largeur ℓ varie en fonction de z. On obtient de ce fait une variation de αzt et βz en fonction de z. En appelant N la longueur rayonnante de l'antenne, on peut discrétiser la loi ℓ(z) avec un pas p tel que N/p soit entier. Dès lors l'antenne se présente suivant le schéma ci-dessous :
    Figure imgb0033
  • A partir des expressions de a t et βz, il est possible de calculer le champ pour chaque section transversale de l'antenne (z = 0, p, 2p, ..., ip, ..., p N/p), soit :
    Figure imgb0034
    le coefficient C qui concerne l'énergie réfléchie en bout d'antenne étant tel que : C2=1 lorsqu'il n'y a pas de charge adaptée en bout d'antenne.
  • C2 = 0 lorsqu'il y a une charge adaptée idéale en boutd'antenne, C étant en général un nombre complexe.
  • Les coefficients Ai et A'i, respectivement Bi, B'i s'expriment de façon connue en fonction d'une sommation partielle limitée à i des termes de la suite des valeurs de αzt, respectivement βz en fonction de i :
    Figure imgb0035
    Figure imgb0036
     et
    Figure imgb0037
    Figure imgb0038
  • Pour connaître la loi d'illumination des champs rayonnés, on remarque qu'entre z = ip et z = (i + 1)p, l'atténuation linéique totale est :
    Figure imgb0039
    alors que la contribution à cette atténuation due au rayonnement est de :
    Figure imgb0040
    Ceci signifie que le rapport au point z = ip entre champ rayonné et champ dans l'antenne est :
    Figure imgb0041
    D'où la loi d'illumination des champs rayonnés :
    Figure imgb0042
    Le diagramme s'obtient par sommation par rapport à i :
    Figure imgb0043
    r(6) représentant le niveau d'énergie rayonné à grande distance dans la direction 0 (prise dans le plan méridien yoz).
  • Les antennes multiples selon l'invention décrites ci-dessous, qui sont constituées de deux antennes élémentaires selon la figure 1 jumelées, possèdent deux lois d'illumination indépendantes ou sensiblement indépendantes. Pour obtenir le diagramme d'une telle antenne, le diagramme en tangage notamment, il suffit d'ajouter les champs rayonnés le long de oz, puis d'appliquer la formule (27) comme on l'appliquerait à l'antenne élémentaire.
  • L'antenne de la figure 1 pour laquelle la largeur ℓ serait constante le long de oz, aurait une loi d'illumination exponentielle en amplitude et le premier lobe secondaire se situerait à - 7 dB seulement en dessous du lobe principal. En faisant varier en fonction de z pour cette antenne on rend a zt et βz variables en fonction de z. La variation de αzt entraîne une fluctuation d'amplitude de la loi exponentielle et la variation de βz crée une fluctuation plus importante de la loi de phase. Ces deux phénomènes contribuent à élargir le lobe principal, ce qui s'accompagne, de façon connue, d'un abaissement des lobes secondaires. L'abaissement le plus grand qu'il est possible d'obtenir ainsi pour les lobes secondaires est de - 11 dB environ en dessous du lobe principal. D'autre part, l'absence de charge adaptée, en bout d'antenne, peut créer une onde réfléchie dont la phase et l'amplitude peuvent modifier en le rabaissant tel ou tel lobe secondaire, mais au prix de l'apparition d'un lobe arrière correspondant au lobe principal de l'énergie réfléchie. De plus il est difficile d'obtenir un angle θo élevé, de l'ordre de 70° avec une antenne élémentaire. Les performances de l'antenne élémentaire sont donc limitées et insuffisantes pour les applications envisagées. Par contre, deux de ces antennes appariées selon l'invention comme décrit ci-dessous permettent d'obtenir des diagrammes de rayonnement très intéressants.
  • Pour tous les modes de réalisation d'antenne double décrits ci-dessous, l'antenne se présente comme un volume de forme sensiblement parallélépipédique rectangle d'épaisseur e, de longueur L et de largeur Pt et, du point de vue technologique, elle est constituée par un matériau support de constante diélectrique εr, par exemple du verre époxy ou du verre téflon, dont la surface est presque entièrement métallisée. La partie rayonnante de l'antenne au seul emplacement de laquelle le matériau diélectrique interne est en contact avec le milieu ambiant (sauf présence d'un radôme éventuel) se réduit à une bande de largeur fixe d, qui s'étend sur une grande face du parallélépipède dans le sens de la longueur de façon à partager cette grande face en deux demi-surfaces métallisées sensiblement égales, la largeur d étant de l'ordre de plusieurs fois la dimension e. La deuxième grande face métallisée constitue le plan de masse de l'antenne. Les deux grandes faces sont reliées au niveau de leurs bords extérieurs par des courts-circuits (parois métallisées ou trous métallisés alignés). Une ligne microruban qui traverse la bande de largeur d relie électriquement les deux demi-surfaces en des points de leur bord libre près d'une extrémité métallisée de chacune des demi-surfaces et comporte en un point prédéterminé la prise de l'antenne. L'épaisseur e est de l'ordre de celle d'un circuit imprimé. La longueur L est supérieure à 2λ et, d'une façon générale, dans un rapport tel avec l'épaisseur e, que l'énergie réfléchie à l'extrémité éloignée de l'antenne soit en substance négligeable. La largeur et de l'antenne est comprise entre 0,2 À et 0,6 λ. On reconnaît dans cette définition générale de tous les modes de réalisation décrits ci-dessous l'accouplement de deux antennes élémentaires dont les plans de masse seraient confondus et dont les plans alimentés respectifs s'identifieraient avec les deux demi-surfaces métallisées de l'antenne double.
  • L'antenne double représentée à la figure 3 constitue un premier mode de réalisation de l'invention et résulte de l'association de deux antennes élémentaires en général identiques (au moins en ce qui concerne la loi ℓ(z) ). En plus de la définition générale donnée ci-dessus, cette antenne se caractérise par un décalage longitudinal des deux demi-surfaces 6, 7 d'une distance D prédéterminée, par le fait que la dimension d est de l'ordre de 6 à 8 fois supérieure à l'épaisseur e',et que la ligne microruban 8 présente une partie longitudinale qui s'étend sur une longueur sensiblement égale à D au milieu de la bande 11 de largeur d. On notera que l'extrémité proche de l'alimentation de la demi-surface 6 ainsi que l'extrémité éloignée de l'alimentation de la demi-surface 7 sont, sur la figure 3, constituées par un alignement de trous métallisés tels que 12 qui mettent localement en contact les deux grandes faces, constituant ainsi des courts-circuits.
  • Le diagramme de l'antenne selon la figure 3 peut être modelé en faisant en sorte d'additionner les champs en phase dans la direction principale souhaitée et, de plus, additionner les champs en opposition de phase dans une direction que l'on souhaite ne pas éclairer. Ceci peut être obtenu en agissant sur le paramètre D et/ou sur le déphasage électrique entre les points d'alimentation P6 et P7 réalisé grâce au choix de l'emplacement de la prise de l'antenne sur la ligne microruban, par exemple en un point 13. Toutefois la composition des champs fait intervenir non seulement la dimension D mais aussi la dimension d qui est la distance approximative séparant les centres de phases de chaque antenne. En comparaison de l'antenne élémentaire de la figure 1 qui présente au moins l'avantage de posséder un excellent diagramme en roulis, ceci se traduit par une réduction de la largeur du diagramme en roulis d'autant plus importante que d est grand et que la différence de phase entre les champs des deux demi-antennes est plus importante dans la direction 6 éclairée. Que la loi de phase soit constante ou non, le long de l'antenne, la loi d'amplitude présente l'aspect général du schéma de la figure 4. En a est représenté en fonction de z le champ rayonné par la demi-antenne (demi-surface) 7, en b le champ rayonné par la demi-antenne (demi-surface) 6 et en c la composition, c'est-à-dire l'addition de ces champs. Chaque courbe en trait interrompu 15, 16, 17, représente l'amplitude du champ incident E(z) à un instant donné, chaque courbe en trait mixte l'amplitude du champ réfléchi à l'extrémité de l'antenne éloignée du point d'alimentation, et chaque courbe en trait plein 18, 19, 21 l'enveloppe du champ incident dont la phase varie au cours du temps. Le déphasage géométrique D apparaît clairement sur la figure. Si la prise d'antenne se situait au milieu de la ligne microruban, le déphasage électrique entre les courbes 15 et 16 serait égal à 180°. Sur la figure 4 les champs instantanés représentés en 15 et 16 sont en phase ce qui correspond à un emplacement dissymétrique de la prise sur la ligne microruban 9 propre à assurer l'opposition de phase des champs électriques,. entre les points d'alimentation P6 et P7 des demi-antennes. L'établissement de ce déphasage électrique quel qu'il soit est à la portée de l'homme du métier et on notera que pour obtenir l'opposition de phase entre P6 et P7 deux points sont possibles pour l'emplacement de la prise sur la ligne microruban. Le résultat obtenu (figure 4c) est l'émission d'un champ de valeur moyenne à l'extrémité de l'antenne proche de l'alimentation, de valeur élevée en milieu d'antenne sans discontinuité marquée au passage de la paroi en court-circuit 12 proche de l'alimentation (figure 3), et de valeur faible à l'extrémité éloignée de l'alimentation.La loi d'amplitude idéale pour réduire au maximum les lobes secondaires résulterait pour l'enveloppe des champs rayonnés en une courbe de Gauss, comme représenté en 22 à la figure 4c. Cette loi d'amplitude conduirait facilement à - 30 dB en dessous du lobe principal pour tous les lobes secondaires. La courbe 21, bien qu'elle possède des discontinuités assez marquées constitue une ébauche de la courbe 22 meilleure que la courbe 18 ou 19. Sur la figure 4, le choix des déphasages géométrique et électrique de l'antenne constitue une optimisation en ce sens que le déphasage géométrique correspond sensiblement à la longueur d'onde du champ E(z) et que le déphasage électrique choisi atténue au maximum la discontinuité des champs au passage de la paroi en court-circuit proche de la ligne microruban 8.
  • On notera que la discontinuité des champs au passage de l'autre paroi en court-circuit est plus difficile à maîtriser mais dans le même temps de moindre importance car les champs rayonnés y sont plus faibles. L'application numérique qui suit permet de préciser les performances de l'antenne de la figure 3. L'antenne dont on indique ci-dessous les caractéristiques a été réellement fabriquée et son diagramme de rayonnement a été mesuré, le diagramme en tangage ayant aussi été calculé à partir de la théorie résumée plus haut.
  • Une antenne dite associée selon la figure 3 présente par exemple les caractéristiques suivantes :
    Figure imgb0044
    La longueur rayonnante étant de 3,3 X, cette antenne se classe parmi les antennes "courtes".
  • Le diagramme en tangage est indiqué à la figure 5 sur laquelle on a représenté en 23 en trait plein la courbe d'amplitude des champs rayonnés mesurés et en 24 en trait interrompu la courbe d'amplitude des champs rayonnés calculés, les ordonnées étant figurées en dB après normalisation des courbes telle que leur sommet se corresponde en amplitude et les abscisses en degrés, selon la représentation cartésienne classique. Pour le diagramme de la figure 5, la fréquence de fonctionnement utilisée pour le calcul est de 3,08 GHz et la fréquence expérimentale de 3,1 GHz. On observe une assez bonne concordance entre la théorie et l'expérience. L'angle θo est voisin de 60° et les lobes secondaires voisins de 90° sont rabaissés à - 20 dB, la direction 900 constituant ainsi une direction aveugle.
  • Le diagramme en roulis, figure 6, a été mesuré avec l'antenne dont les caractéristiques sont indiquées ci-dessus mais pour une fréquence de fonctionnement de 3,3 GHz. Le type de représentation est le même que pour le diagramme en tangage, l'angle ϕ porté en abscisse étant l'angle au centre d'un cône de centre 0 et d'axe oz, ϕ étant nul (ou égal à ± 180°) dans le plan méridien. La fréquence étant supérieure de 200 MHz par rapport à la fréquence correspondant à la figure 5, le diagramme en tangage correspondant, non représenté, présente un lobe principal centré sur θo = 46°, soit 140 de moins que précédemment, et toujours une direction aveugle pour θ = 90°. Le diagramme en roulis de la figure 6 a été mesuré pour trois valeurs de θ qui apparaît ici comme paramètre. On observe un diagramme très large en forme de cardiolde dans la direction principale (θ = 46°), ce qui est recherché avant tout. Dans la direction aveugle (θ = 90°) le diagramme en roulis s'éloigne notablement de la cardiolde, ce qui n'est pas gênant (on notera à cet égard que le diagramme en roulis d'une antenne élémentaire selon la figure 1 revêt la for- me d'une cardioide pour toutes les valeurs de 0).
  • Le taux d'ondes stationnaires (T.O.S.) de cette antenne peut être rendu excellent, la ligne microruban 8 étant pourvue de deux transformateurs d'impédance (non représentés) ramenant 50 Ω sur la transition. Le T.O.S. mesuré est le suivant :
    • T.O.S. de - 10 dB sur 450 MHz de bande (soit environ 15 %)
    • T.O.S, de - 15 dB sur 200 MHz de bande (soit environ 7%).
  • On notera d'une façon générale que le T.O.S. de toutes les antennes décrites dans ce texte peut être amélioré si nécessaire par un choix judicieux du matériau diélectrique utilisé et de son épaisseur, en relation avec la fréquence de fonctionnement envisagée. Le problème de l'adaptation est facilité pour l'antenne associée du fait que la dimension d est relativement grande et que, de ce fait, la partie médiane 9 de la ligne microruban qui s'étend longitudinalement ne perturbe pas le champ émis par chaque demi-antenne, ce qui permet de placer la transition (points P6, P7) en n'importe quel point du bord libre de chaque demi-antenne 6, 7. On peut aussi envisager des antennes associées pour lesquelles les largeurs des demi-surfaces 6 et 7 varient en fonction de z tout en conservant des antennes élémentaires identiques. L'antenne de la figure 3 est d'application dans le cas où l'antenne est courte (N' < 5X), ce qui conduit aux cqractéristiques de rayonnement décrites ci-dessus; Par contre, si la longueur disponible est plus importante il peut être préférable d'utiliser deux antennes élémentaires assemblées en réseau comme représenté à la figure 7.
  • Les antennes selon la figure 7 constituent un deuxième et un troisième modes de réalisation de l'invention. En plus de la définition générale indiquée ci-dessus juste avant la description des figures 3 à 6, cette antenne se caractérise par le fait que la ligne microruban 26 s'étend en substance perpendiculairement à la bande 27 de largeur d qui sépare les deux demi-surfaces 28 et 29 et aussi par le fait que ces deux demi-surfaces métallisées 28 et 29 ont des largeurs ℓ1 et ℓ2 légèrement différentes, ce qui donne à cette antenne double le qualificatif d'antenne complémentaire, les largeurs pouvant d'ailleurs varier en fonction de z comme décrit ci-dessous.
  • La prise de l'antenne se situe généralement au milieu de la ligne microruban, au point 31. Ces caractéristiques différentes de celles de l'antenne de la figure 3 entraînent des propriétés de rayonnement différentes.
  • La loi d'amplitude de l'antenne complémentaire présente l'aspect général du schéma de la figure 8 où l'on a adopté le même type de représentation que sur la figure 4. En a et b les champs instantanés émis par chaque antenne élémentaire 28, 29, sont représentés par les courbes en trait interrompu 32, 33 respectivement, l'enveloppe de ces champs, en trait plein, étant référencée 34, 35. Les courbes en trait mixte indiquent les champs réfléchis par l'extrémité de l'antenne éloignée du point d'alimentation en l'absence de charge adaptée. La figure 8c représente l'addition des courbes des figures 8a et 8b. Etant donnée la coïncidence sur l'axe oz du début de la partie rayonnante de chaque demi-antenne et du fait que la prise de l'antenne est centrée sur la ligne microruban, les champs émis à proximité immédiate des points P28 et P29 sont en opposition de phase et s'annulent l'un l'autre. Par ailleurs les longueurs d'onde guidées dans le sens longitudinal sont différentes entre les deux demi-antennes à cause des largeurs différentes de ces dernières. Il s'ensuit un déphasage progressif entre les champs émis le long de la bande 27 jusqu'à obtenir la concordance de phase de préférence vers lemilieu de l'antenne, ce qui se traduit par un champ résultant maximal. En progressant encore vers l'autre extrémité de l'antenne, les champs rayonnés se retrouvent en opposition de phase et, de plus, leur amplitude respective diminue. Le résultat est (figure 8c), pour le champ résultant instantané la courbe en trait interrompu 36 et pour la courbe enveloppe des champs résultants la courbe en trait plein 37 qui se rapproche notablement de la courbe de Gauss théorique 22 sur la figure 4. La théorie et la pratique confirment bien ce fonctionnement de l'antenne, ce qu'illustrent les deux diagrammes en tangage des figures 9 et 10 obtenus pour deux variantes de l'antenne complémentaire de la figure 7.
  • Une première variante (deuxième mode de réalisation) consiste à incurver légèrement les parois latérales en court-circuit des deux demi-antennes, ce qui revient à rendre les largeurs ℓ1 et f variables en fonction de z. Ces parois latérales sont par exemple courbées comme indiqué en trait interrompu, l'une étant convexe (ℓ1 s'élargit vers le milieu de l'antenne), alors que l'autre est concave (e2 s'amincit vers le milieu de l'antenne).
  • Une antenne complémentaire selon cette première variante présente par exemple les caractéristiques suivantes:
    Figure imgb0045
    Figure imgb0046
    Loi donnant ℓ1 et ℓ2 en fonction de z pour les deux demi-antennes (en mm) :
    Figure imgb0047
  • En passant sous silence les problèmes d'adaptation des deux demi-antennes qui seront traités plus loin, les diagrammes de rayonnement sont ceux représentés aux figures 9 pour le diagramme en tangage et 11 pour le diagramme en roulis où l'on a adopté le même mode de représentation que sur les figures 5 et 6 respectivement. Le diagramme en tangage révèle un angle de gain maximum θ0 = 620 et des lobes secondaires rabaissés en dessous de - 15 dB, les lobes secondaires les plus faibles étant obtenus surtout pour : 6 < θ0. Le roulis, figure 11, est relevé seulement pour la direction principale de rayonnement, soit θ = θ0 = 62°. Etant donné le principe d'illumination choisi qui implique des déphasages entre les champs émis par les deux demi-antennes (voir figure 8) et du fait de la valeur relativement élevée de d qui n'est pas négligeable devant la longueur d'onde X, ce diagramme en roulis est plus étroit c'est-à-dire moins bon que le diagramme en forme de cardioide. Cette particularité conduit à choisir, pour les calculs une grandeur G légèrement inférieure à celle indiquée par la formule 20 ci-dessus, soit :
    Figure imgb0048
  • L'adaptation de l'antenne conforme aux figures 9 et 11 a pu être réalisée de façon que l'on ait :
    Figure imgb0049
  • Dans ces conditions, le T.O.S. obtenu, sans charges adaptées est le suivant :
    Figure imgb0050
  • Ce T.O.S., excellent, est nettement supérieur à celui généralement requis, typiquement égal à - 10 dB sur 100 MHz de bande.
  • Selon une deuxième variante de l'antenne de la figure 7, (troisième mode de réalisation), les largeurs ℓ1 et Q2 des demi-antennes sont fixes mais diffèrent légèrement entre elles, ce qui constitue un troisième mode de réalisation de l'invention.
  • Une antenne complémentaire selon cette deuxième variante présente par exemple des caractéristiques identiques à celle décrite aux paragraphes juste précédents sauf en ce qui concerne les largeurs qui ont ici pour valeur :
    Figure imgb0051
    Figure imgb0052
  • Sur la figure 10 sont représentés en trait interrompu le diagramme en tangage théorique et en trait plein le diagramme en tangage mesuré pour la même fréquence de 5,9 GHz qu'à la figure 9. Ces diagrammes présentent des lobes secondaires très faibles (inférieurs à - 20 dB). Le lobe principal obtenu pour 60 = 66° est nettement plus large que sur la figure 9, ce qui fait de cette antenne une antenne sectorielle très appréciable pour certaines applications aux radars, d'autant plus qu'elle est peu encombrante et de réalisation extrêmement simple. On notera que le lobe principal se compose de deux lobes juxtaposés ayant sensiblement la même amplitude, ce qui explique le léger creux 38 que l'on observe au sommet de la courbe. Si, partant du diagramme de la figure 10 on augmentait progressivement la fréquence de fonctionnement, de l'ordre de 100 à 200 MHz, on observerait un décalage simultané vers la gauche des sommets de ces lobes, ces derniers ayant tendance à se rapprocher l'un de l'autre jusqu'à disparition du creux 38. A l'inverse, une diminution progressive de l'ordre de 100 à 200 MHz entraînerait un décalage simultané vers la droite des sommets des deux lobes qui auraient tendance à s'éloigner l'un de l'autre, le creux 38 devenant de plus en plus marqué. Pour l'antenne complémentaire sectorielle, le diagramme en roulis est sensiblement celui représenté à la figure 11 et les commentaires sur cette figure faits ci-dessus restent valides, la valeur G devant ici aussi être prise égale à : lIh/5À'.
  • L'adaptation de l'antenne peut être réalisée comme pour l'antenne complémentaire courbée, avec des performances comparables (voir les explications données ci-dessous notamment en référence à la figure 14).
  • Partant de l'antenne complémentaire de la figure 7, une possibilité pour améliorer le diagramme en roulis par rapport à celui de la figure 11 consiste à réduire la dimension d jusqu'à ce que les parties rayonnantes actives (centres de phase), situées légèrement au-delà de la fente, pour chaque demi-antenne, soient pratiquement au contact l'une de l'autre, raison pour laquelle ce quatrième mode de réalisation de l'antenne selon l'invention, illustré sur les figures 12 et 13 est dénommé antenne à fentes contiguës. Le rapprochement maximal qui semble possible pour les fréquences de fonctionnement de quelques GHz utilisées est de l'ordre de 2 h. La figure 12 représente, avec arrachement, une antenne à fentes contiguës dont les caractéristiques, mise à part la réduction en largeur de la bande 39, sont les mêmes que celles de l'antenne complémentaire de la figure 7.
  • On a par exemple calculé, réalisé et expérimenté l'antenne ayant les caractéristiques suivantes :
    Figure imgb0053
    Figure imgb0054
  • La grandeur G n'est pas corrigée dans ce cas et reste conforme à la formule 20 car le diagramme en roulis obtenu est pratiquement une cardiolde. La loi donnant ℓ1 et ℓ2 en fonction de z est :
  • Figure imgb0055
    Les diagrammes en tangage calculé (en trait interrompu) et mesuré (en trait plein) sont représentés à la figure 13. L'angle θ0 est égal à 62°. Les lobes secondaires sont très atténués (inférieurs à - 20 dB) pour : 6 < θ0 et pour 0 voisin de 90° (angle pour lequel on a une direction aveugle). Concernant les deux courbes, on observe un fort lobe arrière pour lequel il existe des différences de forme et d'amplitude notables. Le sommet de ce lobe arrière se situe dans les deux cas à l'abscisse : θ = 180 - 62 = 118°. Il s'agit donc du lobe principal du rayonnement réfléchi par l'extrémité de l'antenne éloignée du point d'alimentation. Il est possible d'atténuer fortement ce lobe arrière en plaçant une (des) charge(s) adaptée(s) à cette extrémité de l'antenne ou bien en allongeant cette dernière. La concordance entre les deux courbes de la figure 13 est d'une façon générale moins marquée que dans les cas précédents (figures 5, 9 et 10) surtout en ce qui concerne le nombre et la forme des lobes secondaires, ce qui revient à dire que l'antenne de la figure 12 a un fonctionnement plus difficile à prévoir que pour les précédentes à partir de la théorie exposée ci-dessus. Cette particularité s'explique probablement par le fait que les deux demi-antennes sont très rapprochées, que les rayonnements émis font interférence entre eux de façon à créer un mode parasite supplémentaire et que la théorie en question ne suffit plus pour expliquer entièrement à elle seule les diagrammes de rayonnement réels mesurés. Pour une fréquence de fonctionnement de 7,7 GHz pour l'antenne de la figure 12, le nombre de lobes secondaires est réduit en comparaison avec la figure 13 (le fort lobe arrière étant toujours présent) et l'angle θ0 se situe à 72°. Pour 8,2 GHz, le nombre de lobes arrière est augmenté avec toujours un fort lobe arrière à environ - 8 dB par rapport au lobe principal et l'angle 6 se situe à 52°.
  • Dans ce qui précède, on a volontairement passé sous silence le problème d'adaptation de l'antenne pour ne pas surcharger l'exposé. L'homme du métier sait en général résoudre ce genre de problème qui, sans être capital peut être cependant la cause principale d'un mauvais fonctionnement de l'antenne lorsqu'il est négligé ou mal résolu. On indique ci-dessous en référence à la figure 14 une solution possible pour mieux adapter l'antenne complémentaire selon l'invention notamment.
  • L'impédance caractéristique d'un guide d'onde rectangulaire de hauteur h et de largeur 2É, rempli d'un diélectrique de constante εr est donnée dans la littérature par :
    Figure imgb0056
    l'impédance Z étant mesurée au milieu entre les parois larges du guide, à l'intersection d'un plan méridien et d'un plan transversal. Or une antenne élémentaire semblable à celle de la figure 1 est telle que la répartition des champs électrique et magnétique dans l'antenne élémentaire, soit la même que celle d'un côté du guide. L'impédance caractéristique d'une antenne élémentaire est donc telle que mise en parallèle avec elle-même, on retrouve Z , soit :
    Figure imgb0057
  • Il suffira donc, pour que la transition ligne microruban-antenne élémentaire soit bonne, que l'impédance caractéristique de la ligne transmettant l'énergie à l'antenne soit égale à Zc(AE). De plus, l'antenne n'étant pas infinie, il faut placer la transition à une distance (2n + 1) 4g (n entier positif) de tout court-circuit, sauf si n est suffisamment grand pour que le niveau de rayonnement réfléchi soit négligeable, ce qui est généralement le cas de l'antenne selon l'invention. On notera que dans le cas des antennes complémentaires les impédances caractéristiques des deux antennes élémentaires sont en parallèle et conduisent de ce fait à l'impédance Z . D'autre part si, pour une raison géométrique quelconque une antenne élémentaire est telle qu'à l'abscisse z = ip il ne peut plus y avoir propagation, l'énergie revient alors sur la transition, créant pour cette antenne un T.O.S. moins bon que pour l'autre antenne élémentaire. Ceci entraîne que la première antenne élémentaire reçoit donc moins d'énergie. Cette remarque est d'importance, car elle signifie que lorsqu'on additionne les illuminations des antennes élémentaires il faut en fait pondérer chaque illumination par le T.O.S. propre de chaque antenne élémentaire considérée.
  • Dans le cas d'antennes complémentaires, du fait de la non adaptation à 50 ohms, il peut s'avérer nécessaire de créer une dissymétrie au niveau de l'alimentation comme décrit ci-dessous en référence à la figure 14 sur laquelle n'est représentée que la partie alimentée tronquée de l'antenne.
  • En ce qui concerne sa partie rayonnante, l'antenne de la figure 14 est semblable à celle de la figure 7. Par contre, sa partie restante diffère par le fait que la ligne microruban 41 traverse là bande de largeur d légèrement en biais de façon telle qu'elle débouche au point d'alimentation P42 relatif à la demi-surface 42 dans une partie volontairement élargie de l'extrémité alimentée de l'antenne (largeur ℓ0 telle que ℓ0> ℓ1> 2) alors que le point opposé P43 débouche dans la partie rayonnante non élargie de l'antenne élémentaire située en regard. L'élargissement à ℓ0 de part et d'autre de l'extrémité alimentée de l'antenne s'accompagne d'un raccourcissement de cette extrémité qui est du même ordre de grandeur. On obtient ainsi un effet de cavité résonnante réglable pour la demi-surface 42, ce qui permet d'optimiser l'adaptation globale de l'antenne complémentaire. Le décalage longitudinal entre points d'alimentation P42 et P43 implique un léger déphasage géométrique (comme c'est le cas pour l'antenne associée de la figure 3 où ce déphasage est recherché). Il s'agit ici d'un déphasage parasite qui peut être compensé par un déphasage électrique de même amplitude et de sens opposé obtenu grâce à un décentrage adéquat faible de la prise de l'antenne sur la ligne microruban 41. Le dispositif de la figure 14 permet aussi d'élargir la bande d'adaptation de l'antenne concernée.
  • En pratique, les deux applications numériques indiquées ci-dessus pour l'antenne complémentaire (sectorielle et non sectorielle) ont été faites en utilisant le dispositif de la figure 14 et c'est avec ce mode d'adaptation particulier qu'ont été obtenus les diagrammes de rayonnement des figures 9, 10 et 11, en prenant pour L la valeur 9 mm et pour décalage longitudinal entre les points d'alimentation P28 et P29 la valeur 1 mm, l'emplacement de la prise n'étant plus en 31 comme indiqué sur la figure 7 mais légèrement décalé.
  • Dans ces conditions, les adaptations sont les suivantes : pour les deuxième et troisième modes de réalisation, soit l'antenne complémentaire non sectorielle et l'antenne complémentaire sectorielle des figures 9 à 11, l'impédance caractéristique de la demi-antenne 28 est voisine de 55 Ω (largeur ℓ0). L'impédance caractéristique de la demi-antenne 29 est de 155 n pour l'antenne complémentaire non sectorielle et de 140 n pour l'antenne complémentaire sectorielle (largeur ℓ2). Pour l'antenne non sectorielle, la répartition d'énergie est alors théoriquement de l'ordre de 3/4 pour l'antenne élémentaire de largeur ℓ1 et 1/4 pour l'antenne élémentaire de largeur ℓ2, soit un niveau relatif en tension de 58 % entre les deux antennes élémentaires. En pratique, le niveau relatif en tension réel obtenu (diagramme de la figure 9), n'est pas de 58 % mais de 38 %.
  • Le T.O.S. obtenu pour cette antenne, indiqué ci-dessus est bien du même ordre qu'un T.O.S. théorique de - 20 dB obtenu pour une impédance globale de l'antenne de :
    Figure imgb0058
    Pour l'antenne sectorielle, la répartition d'énergie est de 28 % pour l'antenne élémentaire de largeur ℓ1 et de 72 51 pour l'autre antenne élémentaire, soit un niveau relatif en tension théorique de 62 % entre les deux antennes élémentaires. Le niveau relatif en tension réel obtenu (diagramme de la figure 10) est de 60 %.
  • Il existe d'autres méthodes connues d'adaptation d'antennes qui sont à la portée de l'homme du métier et qui sont compatibles avec les antennes selon l'invention, telle par exemple la transformation de l'extrémité alimentée de l'antenne en une cavité résonnante, ce qui peut être une solution intéressante pour l'antenne à fentes contiguës. Dans le même ordre d'idées, s'il s'avère que telle ou telle antenne présente un niveau trop élevé pour les lobes secondaires arrière, c'est-à-dire résultant de l'énergie réfléchie à l'extrémité de l'antenne éloignée du point d'alimentation, il est toujours possible d'éliminer en substance ce rayonnement réfléchi en plaçant à cette dernière extrémité des charges adaptées. On notera par ailleurs que lorsque le diagramme en roulis a une forme très proche de celle de la cardioïde, deux antennes selon l'invention disposées sur des génératrices diamétralement opposées du cylindre que constitue le missile support, par exemple, suffisent pour obtenir le diagramme en roulis idéal de forme circulaire. Lorsque le diagramme en roulis de l'antenne s'éloigne de la forme en cardioïde, c'est-à-dire qu'il devient moins large, il est nécessaire, lorsqu'on souhaite une couverture angulaire complète de 360° de disposer un nombre égal ou supérieur à 3 d'antennes régulièrement espacées en position angulaire l'une par rapport à l'autre autour de l'engin support.

Claims (11)

1. Antenne directive pour hyperfréquences pouvant rayonner des ondes décimétriques ou centimétriques selon une plage angulaire étroite dont l'angle médian θ0 appartient sensiblement à la plage 5° - 85°, constituée géométriquement parlant par un volume de forme sensiblement parallélépipédique rectangle d'épaisseur e, de longueur L et de largeur et et, technologiquement parlant, d'un matériau support d'épaisseur h et de constante diélectrique e dont la surface est presque entièrement métallisée, ladite antenne étant destinée à être plaquée sur la paroi extérieure d'un missile ou d'un aéronef, caractérisée en ce que la partie rayonnante de l'antenne au seul emplacement de laquelle le matériau diélectrique est en contact avec le milieu ambiant, compte non tenu de la présence d'un radôme éventuel, se réduit à une bande de largeur fixe d, qui s'étend sur une première grande face dudit parallélépipède dans le sens de la longueur de façon à partager en deux demi-surfaces métallisées sensiblement égales ladite première grande face, la largeur d de ladite bande étant de l'ordre de plusieurs unités de fois l'épaisseur e, la deuxième grande face métallisée constituant le plan de masse de l'antenne, les deux grandes faces étant reliées au niveau de leurs bords latéraux externes par des courts-circuits, qu'une ligne microruban qui traverse ladite bande relie électriquement lesdites deux demi-surfaces en des points de leur bord libre dont la position prédéterminée se situe à proximité d'une première extrémité de chacune desdites demi-surfaces, que la prise de l'antenne est située en un point prédéterminé de ladite ligne microruban, que l'épaisseur e est de l'ordre de celle d'un circuit imprimé, la longueur L étant, avec l'épaisseur e, dans un rapport tel que l'énergie réfléchie à la deuxième extrémité éloignée de chacune desdites demi-surfaces soit en substance négligeable, et étant en tout état de cause supérieure à deux fois la longueur d'onde λ de l'onde à émettre, et que la largeur ℓt, somme des largeurs respectives ℓ1,ℓ2 desdites demi-surfaces et de la dimension d est comprise entre 0,2 λ et 0,6 λ.
2. Antenne directive selon la revendication 1 caractérisée en ce que les points communs entre ladite ligne microruban et ledit bord libre de chaque demi-surface se situent à une distance sensiblement égale à : λ/4 cos θ0 par rapport aux premières extrémités respectives desdites demi-surfaces.
3. Antenne directive selon la revendication 1 ou 2 caractérisée en ce que lesdites deux demi-surfaces métallisées sont décalées longitudinalement d'une distance D inférieure ou égale à X pour créer entre leurs bords libres un déphasage géométrique de valeur prédéterminée, ladite ligne microruban présentant une partie longitudinale qui s'étend sur une longueur sensiblement égale à D au milieu de ladite bande.
4. Antenne directive selon la revendication 3 caractérisée en ce que les dimensions ℓ1 et t2 sont sensiblement égales et que la prise de l'antenne se situe en un point de ladite partie longitudinale tel que les points de contact entre la ligne microruban et lesdites deux demi-surfaces présentent un déphasage électrique propre à assurer en substance l'addition des champs engendrés en phase de part et d'autre de ladite bande en tout point où les bords libres desdites deux demi-surfaces sont en regard.
5. Antenne directive selon la revendication 1 ou 2 caractérisée en ce que ladite ligne microruban s'étend en substance perpendiculairement à ladite bande et comporte sensiblement en son centre ladite prise, et que lesdites deux demi-surfaces métallisées ont des largeurs ℓ1 et 22 légèrement différentes et qui varient le long de l'antenne, de façon que le bord extérieur d'une demi-surface présente une forme légèrement convexe alors que l'autre demi-surface présente un bord extérieur de forme légèrement concave, de façon que les champs engendrés de part et d'autre de ladite bande soient en substance en opposition de phase à proximité de ladite première extrémité de l'antenne et en phase au milieu de l'antenne.
6. Antenne directive selon la revendication 1 ou 2 caractérisée en ce qu'elle est sectorielle et comporte à cet effet une ligne microruban qui s'étend en substance perpendiculairement à ladite bande et qui est munie sensiblement en son centre de ladite prise, et que la largeur , respectivement Q2, de chaque demi-surface est constante, les dimensions ℓ1 et P2 différant entre elles de quelques pour cent.
7. Antenne directive pour laquelle un bon diagramme en roulis sensiblement en forme de cardioide est requis selon l'une des revendications 1 à 6 caractérisée en ce que ladite bande présente une largeur d réduite de l'ordre de deux fois l'épaisseur e de l'antenne.
8. Antenne directive selon l'une des revendications 1 à 7 caractérisée en ce que sur la longueur d'antenne comprise entre leur point de contact avec la ligne microruban et leur première extrémité, lesdites demi-surfaces métallisées ont une largeur ℓ0 légèrement supérieure aux largeurs ℓ1, respectivement ℓ2, qu'elles présentent sur la partie restante de leur longueur.
9. Antenne directive selon la revendication 8 caractérisée en ce que la ligne microruban entre en contact avec le bord libre d'une demi-surface au niveau de sa partie élargie et avec le bord libre de l'autre surface au niveau de sa partie de largeur ℓ1, respectivement ℓ2.
10. Antenne directive selon l'une des revendications 1 à 9 caractérisée en ce que ledit matériau support de l'antenne est du verre époxy.
11. Antenne directive selon l'une des revendications 1 à 9 caractérisée en ce que le matériau support de l'antenne est du verre téflon.
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