EP0053986A2 - Filtre passe-bande accordable sur un nombre prédéterminé de fréquences discrètes réparties dans une large bande de fréquence - Google Patents

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EP0053986A2
EP0053986A2 EP81401956A EP81401956A EP0053986A2 EP 0053986 A2 EP0053986 A2 EP 0053986A2 EP 81401956 A EP81401956 A EP 81401956A EP 81401956 A EP81401956 A EP 81401956A EP 0053986 A2 EP0053986 A2 EP 0053986A2
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EP
European Patent Office
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sections
cut
cuts
internal
coaxial
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP81401956A
Other languages
German (de)
English (en)
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EP0053986A3 (fr
Inventor
Gilles Beauquet
Vasudéo Devarhubli
Gérard Dubost
Michel Jacques Robert Nicolas
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Safran Aircraft Engines SAS
Original Assignee
Societe Nationale dEtude et de Construction de Moteurs dAviation SNECMA
SNECMA SAS
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Publication date
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Publication of EP0053986A2 publication Critical patent/EP0053986A2/fr
Publication of EP0053986A3 publication Critical patent/EP0053986A3/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/202—Coaxial filters

Definitions

  • Bandpass filter tunable over a predetermined number of discrete frequencies distributed over a wide frequency band.
  • the subject of the present invention is a bandpass filter tunable over a predetermined number of discrete frequencies distributed over a wide frequency band, comprising at least one coaxial resonant cavity defined by an external conductor and an internal conductor.
  • bandpass filters made from at least one resonant cavity constituted by a coaxial line comprising an internal conductor and an external conductor and terminated by a short circuit, input coupling means or outlet being associated with the cavity.
  • the passband of such a filter is very narrow and the tuning means on a determined frequency of this passband are constituted by mechanical adjustment means.
  • Microwave bandpass filters have also been produced constituted by a single coaxial line divided into several adjacent resonant cavities separated by coupling members such as pistons, a tuning device being provided for each resonator and a coupling adjustment device being associated with each coupling member between two successive resonant cavities.
  • Such a type of filter can thus constitute a standard element which can be adapted to slightly different frequencies in a frequency band, by manual adjustments of the position of the pistons forming coupling members for example, or by action on other parameters of the geometry of the system.
  • hyper filters tunable rod frequencies comprising waveguide sections divided into several adjacent resonators by curtains of conductive rods and comprising a mechanical tuning device for each resonator such as an adjustable position dielectric stick and a coupling setting for each curtain of rods, such as a metal screw.
  • the present invention specifically aims to make it possible to produce a band-pass filter, essentially constituted by a coaxial cavity, the practically instantaneous tuning of which is possible for a certain number of discrete frequencies distributed in a wide frequency band.
  • a coaxial bandpass filter is thus essentially characterized in that at least one of the internal and external conductors of the coaxial cavity is divided into sections separated by cuts constituted by annular slots whose thickness is very small compared to the wavelength corresponding to the average frequency of the pass band and in that each section comprises at least one reactive tuning element and at least one switching element arranged in the vicinity of the cut of the section corresponding to selectively short-circuit this cut or insert the reactive tuning element of the corresponding section in response to electronic control means.
  • Each tuning reactive element consists of a portion of open or short-circuited coaxial line produced in an internal conductor or external conductor section.
  • the cavities of revolution formed in sections of internal or external conductor for producing an open or short-circuited coaxial line have transverse dimensions much greater than the thickness of a cut but small compared to the wavelength corresponding to the average bandwidth frequency.
  • the present invention thanks to a coaxial resonant cavity with predetermined geometric characteristics, it is possible to achieve, without manual action on mechanical adjustment elements, an almost instantaneous tuning of the cavity on a discrete tuning frequency chosen from a large number of predetermined frequencies distributed in a wide frequency band, thanks to a selective action for each of the switches associated with the breaks, which by an all-or-nothing command allow the closing of a break or its opening with the commissioning of the associated reactive element. It follows that with N cuts, the number of discrete frequencies for which it is possible to achieve a tuning of the resonant cavity amounts to 2 N , taking into account the possible combinations of states (open or closed) of the N cuts established using associated switches controlled by digital electronic tuning means.
  • each section several switching elements supplied with parallel are regularly distributed along the cut to achieve the short-circuiting of said cut or the insertion of a reactive element.
  • the switching elements consist of electromagnetic relays whose dimensions are small with respect to the average operating wavelength, and which are arranged in the immediate vicinity of the annular slots constituting the cuts between sections.
  • the switching elements are constituted by PIN diodes arranged in the immediate vicinity of the annular slots constituting the cuts between sections.
  • the control of the switching elements is effected by direct current by means of insulated conductor wires decoupled from the high frequency and incorporated in the internal or external conductors.
  • the dimensions of the coaxial cavity, those of the reactive elements of the N sections and the position of the N cuts are determined to define an approximately constant law Af, where f denotes any one of the 2 N discrete frequencies agreement obtained by the selective insertion of the N reactive elements and & .f represents the average of the differences between this frequency f and the adjacent frequencies among the 2N possible frequencies.
  • the bandpass filter according to the invention can be used in the most diverse applications but is advantageously applied to the connection to a single aerial, of several transmitters or receivers working on different frequencies.
  • FIG. 1 represents the basic configuration of a bandpass filter according to the invention divided, by way of example, into four sections S 1 to S4 .
  • the coaxial cavity of the filter of Fig 1 has an external body or conductor 1 closed by a cover 2 which is screwed onto the body 1.
  • the internal conductor 3 is divided into sections (Si to S 4 ) separated by cuts 1 1 to 14 having the form of annular slots whose thickness e is very small compared to the wavelength corresponding to the average frequency of the passband of the filter.
  • This configuration is possible if the internal conductors 3 and external 1 are for example produced in several superposed sections such as 301,302,303 or 101,102,103 respectively (Fig 3) screwed into each other.
  • a part 101 of external conductor can be connected to a part 102 by a screw connection lOla, 102b, the part 102 superimposed on a part 103 being itself connected to the latter by a screw connection 102a, 103b.
  • .the 301,302,303 sections of inner conductor 3 may be joined together by portions 3 0 1a, 302b and 302a, 303b are screwed into each other.
  • the positions of the joint planes are only determined by machining conveniences and only intervene in the operation with respect to electromagnetic waves the location of cuts such as 12,13,12 ', 13' as well as the forms cavities such as 22,23, 22 ', 23'. Consequently, in FIGS. 1 and 2, the lines of separation between the various parts constituting the internal 3 and external 1 conductors of the coaxial cavity have not been shown, but only the cuts such as 11 to 14, which define the differential your sections S1 to S4.
  • the external 1 and internal 3 metal conductors can be made, for example, of brass.
  • each section S 1 to S 4 comprises a tuning reactance 21 to 24 incorporated in the internal conductor 3 and which can be put into service at the level of the corresponding cut 11 to 14.
  • a reactance okay can be constituted by a short-circuited coaxial line (reactances 22, 23, 24) which is equivalent to a self inductance or by an open line (reactance 21) which is equivalent to a capacity.
  • the open coaxial line 21, which constitutes the tuning reactance of the first section S 1 is centered by means of a cylindrical sleeve 4 made of a dielectric material.
  • second, third and fourth sections S 2 , S 3 , S 4 are themselves constituted by three portions of coaxial lines in the air short-circuited, defined by annular cavities whose shapes and dimensions can be diverse.
  • the transverse dimensions of the cavities 21 to 24 must therefore have non-negligible transverse dimensions, although always small compared to the wavelength to avoid parasitic modes of the TE or TM type.
  • At least one switch 31, 32, 33, 34 is associated with each cut 11, 12, 13, 14 and makes it possible either to short-circuit this cut by closing a contact. 41,42,43,44, that is to allow the insertion of the tuning reactance 21,22,23,24 included in the section S 1 , S 2 , S 3 , S 4 corresponding to this cut-off.
  • the effective tuning frequency of the filter depends on the state of the switches 31 to 34 and can be chosen from a large number of discrete frequencies even for a relatively small number N of cuts, since the number of discrete frequencies possible agreement depends on the combination of different states possible of the different cuts and is thus worth 2 N , each cut allowing the putting into service or not of a tuning reactance.
  • a cavity can operate in the UHF band (225 to 400 MHz).
  • the dimensions of the coaxial cavity constituting the filter, the position of the cutouts 11 to 14 and the dimensions of the reactances 21 to 24 can be optimized to achieve an approximately constant law ⁇ f, f denoting any of the N tuning frequencies and ⁇ f being the average of the differences between this frequency and the adjacent tuning frequencies.
  • Table II gives the list of the discrete tuning frequencies obtained with the example of a four-section filter defined above, as a function of the state of the cuts 11 to 14.
  • the letter F represents a short-circuited closed cut while that the letter 0 represents an open cut ensuring the insertion of a tuning reactance.
  • Table II indicates in MHz the theoretical frequency Ft, the frequency F e obtained experimentally and the difference F e - Ft.
  • FIG. 1 shows an example of a filter with four sections S1 to S 4 and four annular slots forming cuts 11 to 14, the invention naturally takes into account filters of this type having a different number of sections, and thus having a number different from tuning frequencies.
  • Figure 2 like Figure 3 further show that the cuts can be made both in the external conductor .1 in the internal conductor 3 of the coaxial cavity.
  • the annular cavities 22 ', 23', 24 'formed in the external conductor 1 to produce coaxial lines forming the tuning reactances associated with the cuts 12', 13 ', 14' respectively are not necessarily identical to. those (12,13,14) formed in the corresponding internal part of the internal conductor 3.
  • the cavities 12 ′, 13 ′, 14 ′ could also be used alone, independently of the cavities 11 to 14 of the internal conductor 3, these last remaining for example short-circuited.
  • the switches 31 to 34, 32 'to 34' actuating the contacts 41 to 44, 42 'to 44' to define the open or closed state of a cut 11 to 14, 12 'to 14' can be electromagnetic relays. However, preferably small PIN diodes are used. In general, the dimensions of the switching elements 31 to 34, 32 'to 34' must be small with respect to the operating wavelength and these switching elements must be placed in the cavity as close as possible of the slot ring to short-circuit.
  • the switches (31 to 34, 32 'to 34') are controlled by direct current by means of insulated conductors (not shown) arranged either in the axis of the central element 3 or in the wall of the element outside 1 of the coaxial cavity of the filter.
  • a system for decoupling conductors supplied with direct current, consisting of capacitors, makes it possible to isolate the high frequency from the outside.
  • the switches (31 to 34, 32 'to 34') are preferably each composed of a plurality of elements regularly distributed along the cut (11 to 14, 12 'to 14') corresponding and supplied in parallel.
  • a plurality of short-circuit elements such as 31, 41 arranged symmetrically (for example four elements 31, 41 distributed at 90 ° from one another) and supplied in parallel ensures a better distribution of currents.
  • the electronic circuits making it possible to determine the selective supply of the various switches 31 to 34, 32 'to 34' fixing the state of the cuts 11 to 14, 12 'to 14' according to the discrete frequency of tuning chosen, can be composed of very common logic circuits.
  • FIG. 2 shows an example of an input or output coupling, produced by a small antenna 9 (capacitive coupling) connected to a coaxial base 1 0 .
  • the bandpass filter according to the invention makes it possible in particular to make the connection of several transmitters, or receivers working on different frequencies, at a single air.
  • the field of application of such a filter is nevertheless much wider in the field of telecommunications, and another application may lie, for example, in the suppression of parasitic noise.

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  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

Filtre coaxial dont au moins l'un des conducteurs interne (3) et externe (1) est divisé en sections (S1 à S4) par des coupures (11 à 14) formées par des fentes annulaires dont l'épaisseur est très faible par rapport à la longueur d'onde.
Chaque section S1 à S4 comprend au moins un élément réactif d'accord (21 à 24) tel qu'une portion de ligne coaxiale ouverte (21) ou court-circuitée (22 à 24) et au moins un élément commutateur (31 à 34) disposé au voisinage de la coupure (11 à 14) correspondante pour sélectivement court-circuiter cette coupure ou réaliser l'insertion de l'élément réactif d'accord correspondant en réponse à des moyens électroniques de commande.
Application aux télécommunications.

Description

  • Filtre passe-bande accordable sur un nombre prédéterminé de fréquences discrètes réparties dans une large bande de fréquences.
  • La présente invention a pour objet un filtre passe-bande accordable sur un nombre prédéterminé de fréquences discrètes réparties dans une large bande de fréquences, comprenant au moins une cavité résonnante coaxiale définie par un conducteur externe et un conducteur interne.
  • On connait déjà de nombreux exemples de filtres passe-bande réalisés à partir d'au moins une cavité résonnante constituée par une ligne coaxiale comprenant un conducteur interne et un conducteur externe et terminée par un court-circuit, des moyens de couplage d'entrée ou sortie étant associés à la cavité.
  • Généralement, la bande passante d'un tel filtre est très étroite et les moyens d'accord sur une fréquence déterminée de cette bande passante sont constitués par des moyens mécaniques de réglage.
  • On a également réalisé des filtres passe-bande hyperfrêquencesconstitués par une seule ligne coaxiale divisée en plusieurs cavités résonnantes adjacentes séparées par des organes de couplage tels que des pistons, un dispositif d'accord étant prévu pour chaque résonateur et un dispositif de réglage de couplage étant associé à chaque organe de couplage entre deux cavités résonnantes successives.
  • Un tel type de filtre peut ainsi constituer un élément standard pouvant être adapté à des fréquences légèrement différentes dans une bande de fréquences, par des réglages manuels de la position des pistons formant organes de couplage par exemple, ou par action sur d'autres paramètres de la géométrie du système.
  • On connait également des filtres hyperfréquences à tiges à accord réglable comportant des tronçons de guide d'onde divisés en plusieurs résonateurs adjacents par des rideaux de tiges conductrices et comportant un dispositif mécanique d'accord pour chaque résonateur tel qu'un bâtonnet de diélectrique à position réglable et un dispositif de réglage de couplage pour chaque rideau de tiges, tel qu'une vis métallique.
  • Avec un tel filtre, il est possible d'ajuster de l'extérieur les caractéristiques d'un élément standard, par action manuelle sur des éléments mécaniques de réglage, et d'adapter ainsi la bande passante à un canal prédéterminé à l'intérieur d'une plage de fréquences. Toutefois, il n'est pas possible de réaliser, en cours de fonctionnement, la modification des caractéristiques du filtre pour effectuer le passage instantané d'une fréquence discrète à une autre fréquence discrète définie à l'intérieur d'une large bande de fréquences d'une ou plusieurs octaves.
  • La présente invention vise précisément à permettre de réaliser un filtre passe-bande, essentiellement constitué par une cavité coaxiale, dont l'accord pratiquement instantané est possible pour un certain nombre de fréquences discrètes réparties dans une large bande de fréquences.
  • Selon l'invention, un filtre passe-bande coaxial est ainsi essentiellement caractérisé en ce qu'au moins l'un des conducteurs interne et externe de la cavité coaxiale est divisé en sections séparées par des coupures constituées par des fentes annulaires dont l'épaisseur est très faible par rapport à la longueur d'onde correspondant à la fréquence moyenne de la bande passante et en ce que chaque section comprend au moins un élément réactif d'accord et au moins un élément commutateur disposé au voisinage de la coupure de la section correspondante pour sélectivement court-circuiter cette coupure ou réaliser l'insertion de l'élément réactif d'accord de la section correspondante en réponse à des moyens électroniques de commande.
  • Chaque élément réactif d'accord est constitué par une portion de ligne coaxiale ouverte ou court-circuitée réalisée dans une section de conducteur interne ou de conducteur externe.
  • Les cavités de révolution ménagées dans des sections de conducteur interne ou externe pour réaliser une ligne coaxiale ouverte ou court-circuitée présentent des dimensions transversales très supérieures à l'épaisseur d'une coupure mais petites par rapport à la longueur d'onde correspondant à la fréquence moyenne de la bande passante.
  • Ainsi, selon la présente invention, grâce à une cavité résonnante coaxiale aux caractéristiques géométriques prédéterminées, il est possible de réaliser, sans action manuelle sur des éléments mécaniques de réglage, un accord quasi instantané de la cavité sur une fréquence discrète d'accord choisie parmi un grand nombre de fréquences prédéterminées réparties dans une large bande de fréquence, grâce à une action sélective pour chacun des commutateurs associés aux coupures, qui par une commande en tout ou rien permettent la fermeture d'une coupure ou son ouverture avec mise en service de l'élément réactif associé. Il en résulte qu'avec N coupures, le nombre de fréquences discrètes pour lesquelles il est possible de réaliser un accord de la cavité résonnante s'élève à 2N, compte tenu des combinaisons possibles des états (ouvert ou fermé) des N coupures établis à l'aide des commutateurs associés commandés par les moyens électroniques numériques d'accord.
  • De façon avantageuse, pour chaque section, plusieurs éléments commutateurs alimentés en parallèle sont régulièrement répartis le long de la coupure pour réaliser la mise en court-circuit de ladite coupure ou l'insertion d'un élément réactif.
  • Selon un mode de réalisation, les éléments commutateurs sont constitués par des relais électromagnétiques dont les dimensions sont petites vis à vis de la longueur d'onde moyenne de fonctionnement, et qui sont disposés au voisinage immédiat des fentes annulaires constituant les coupures entre sections.
  • Selon un autre mode de réalisation préférentiel, les éléments commutateurs sont constitués par des diodes PIN disposées au voisinage.immédiat des fentes annulaires constituant les coupures entre sections.
  • La commande des éléments commutateurs est effectuée en courant continu au moyen de.fils conducteurs isolés découplés de la haute fréquence et incorporés dans les conducteurs interne ou externe.
  • La réalisation d'un filtre passe-bande .selon l'invention est facilitée si les conducteurs interne et externe de la cavité coaxiale sont composés d'éléments métalliques superposés vissés les uns dans les autres.
  • Selon un mode de réalisation particulièrement intéressant, les dimensions de la cavité coaxiale, celles des éléments réactifs des N sections et la position des N coupures sont déterminées pour définir une loi Af approximativement constante, où f désigne l'une quelconque des 2N fréquences discrètes d'accord obtenues par l'insertion sélective des N éléments réactifs et &.f représente la moyenne des écarts entre cette fréquence f et les fréquences adjacentes parmi les 2N fréquences possibles.
  • Le filtre passe-bande selon l'invention peut être utilisé dans les applications les plus diverses mais est avantageusement appliqué à la connexion à un aérien unique, de plusieurs émetteurs ou récepteurs travaillant sur des fréquences différentes.
  • D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description qui fait suite de modes particuliers de réalisation, donnés à titre d'exemples non limitatifs en référence aux dessins annexés, sur lesquels :
    • - la Fig. 1 est une vue schématique en coupe axiale d'un premier mode de réalisation d'un filtre passe-bande selon l'invention,
    • - la Fig.2 est une vue schématique en coupe axiale d'un second mode de réalisation d'un filtre passe-bande selon l'invention, et
    • - la Fig 3 est une vue partielle en coupe axiale montrant l'assemblage possible de différents éléments constitutifs des'différentes sections d'un filtre selon l'invention.
  • On se référera d'abord à la figure 1 qui représente la configuration de base d'un filtre passe-bande selon l'invention divisé, à titre d'exemple, en quatre sections S1 à S4.
  • La cavité coaxiale du filtre de la Fig 1 présente un corps ou conducteur externe 1 fermé par un couvercle 2 qui est vissé sur le corps 1. Le conducteur interne 3 est divisé en sections (Si à S4) séparées par des coupures 11 à 14 ayant la forme de fentes annulaires dont l'épaisseur e est très faible par rapport à la longueur d'onde correspondant à la fréquence moyenne de la bande passante du filtre. Cette configuration est' possible si les conducteurs interne 3 et externe 1 sont par exemple réalisés en plusieurs tronçons superposés tels que 301,302,303 ou 101,102,103 respectivement (Fig 3) vissés les uns dans les autres. Ainsi, une partie 101 de conducteur externe peut être reliée à une partie 102 par une liaison à vis lOla, 102b, la partie 102 superposée à une partie 103 étant elle-même reliée à cette dernière par une liaison à vis 102a, 103b. De même,.les tronçons 301,302,303 de conducteur interne 3 peuvent être assemblés entre eux par des parties 301a, 302b et 302a, 303b vissées les unes dans les autres. Dans ce cas, les positions des plans de joints ne sont déterminées que par des commodités d'usinage et seules interviennent dans le fonctionnement vis à vis des ondes électromagnétiques la localisation des coupures telles que 12,13,12', 13' ainsi que la forme des cavités telles que 22,23, 22',23'. Par suite, sur les figures 1 et 2, on n'a pas représenté les lignes de séparation entre les- diverses pièces constituant les conducteurs interne 3 et externe 1 de la cavité coaxiale, mais seulement les coupures telles que 11 à 14, qui définissent les différen- tes sections S1 à S4.
  • Les conducteurs métalliques externe 1 et interne 3 peuvent être réalisés par exemple en laiton. Un cylindre isolant 5, par exemple en polytétrafluoroéthylène, qui prend appui sur le couvercle 2, assure le centrage du conducteur interne 3 par rapport au corps 1 tout en exerçant une compression convenable sur les différents tronçons constituant le conducteur interne 3.
  • D'une manière générale, la cavité coaxiale se comporte comme une ligne quart d'onde à la ré- :sonance sensiblement pour la fréquence moyenne de la bande passante du filtre. Comme on peut le voir sur la Fig 1, chaque section S1 à S4 comprend une réactance d'accord 21 à 24 incorporée dans le conducteur interne 3 et pouvant être mise en service au niveau de la coupure correspondante 11 à 14. Une réactance d'accord, peut être constituée par une ligne coaxiale court-circuitée (réactances 22, 23, 24) qui est équivalente à une self inductance ou par une ligne ouverte (réactance 21) qui est équivalente à une capacité. Sur la Fig 1, la ligne coaxiale ouverte 21, qui constitue la réactance d'accord de la première section S1, est centrée au moyen d'un manchon cylindrique 4 réalisé en un matériau diélectri- . que tel que du polytétrafluoroéthylène, et prenant appui sur le fond métallique 6 de la cavité coaxiale qui réalise le court-circuit du conducteur externe 1. Les réactances d'accord. des deuxième, troisième et quatrième sections S2, S3, S4 sont elles-mêmes constituées par trois portions de lignes coaxiales dans l'air court-circuitées, définies par des cavités annulaires dont les formes et les dimensions peuvent être diverses. Toute-, fois, pour que la cavité coaxiale du filtre présente des coefficients de surtension à vide suffisamment élevés, il est nécessaire de réduire les pertes des circuits et en particulier celles des lignes de transmission ouvertes ou court-circuitées dont les impédances d'entrée s'identifient aux réactances d'accord. Les dimensions transversales des cavités 21 à 24 doivent donc présenter des dimensions transversales non négligeables, bien que toujours petites par rapport à la longueur d'onde pour éviter les modes parasites du type TE ou TM.
  • Comme cela sera expliqué plus en détail ci-dessous, au moins un commutateur 31,32,33,34 est associé à chaque coupure 11,12,13,14 et permet soit de court-circuiter cette coupure par la fermeture d'un contact 41,42,43,44, soit de permettre l'insertion de la réactance d'accord 21,22,23,24 incluse dans la section S1, S2, S3, S4 correspondant à cette coupure. On voit ainsi que la fréquence d'accord effective.du filtre dépend de l'état des commutateurs 31 à 34 et peut être choisie parmi un grand nombre de fréquences discrètes même pour un nombre N de coupures relativement réduit, puisque le nombre de fréquences discrètes d'accord possibles dépend de la combinaison des différents états possibles des différentes.coupures et vaut ainsi 2N, chaque coupure permettant la mise en service ou non d'une réactance d'accord.
  • La Figure 1 montre un modèle de cavité qui correspond à N = 4 et présente 24 = 16 fréquences discrètes d'accord. A titre d'exemple une telle cavité peut fonctionner dans la bande UHF (225 à 400 MHz).
  • Les dimensions de la cavité coaxiale constituant le filtre, la position des coupures 11 à 14 et les dimensions des réactances 21 à 24 peuvent être optimisées pour réaliser une loi Δf approximativement constante, f désignant l'une quelconque des N fréquences d'accord et Δf étant la moyenne des écarts entre cette fréquence et les fréquences d'accord adjacentes.
  • A titre d'exemple, on donne ci-dessous des valeurs numériques qui, appliquées à un filtre à quatre sections tel que celui représenté sur la figure 1, permettent d'obtenir une telle loi Δf approximativement constante : f
  • Pour un conducteur interne 3 de rayon ao = 32 mm, un conducteur externe 1 dont le rayon interne vaut bo = 41,lmm, des longueurs de cavité ρt = 245,8 mm et ρ't = 32mm (voir Fig 1), une capacité d'entrée de la ligne coaxiale ouverte (7) ce = 2,91 pF et une capacité d'extrémité 8 de la réactance capacitive 21 ramenée à la première coupure 11 de cel = 2,8 pF, le tableau I donne la position d(k) par rapport au fond de la cavité de la coupure de rang "k", les dimensions ak et bk de la réactance d'accord correspondante (c'est-à-dire les rayons des faces coaxiales de la cavité annulaire définissant la réactance d'accord) et la capacité Cp (k) de la coupure "k" en pF qui permet d'ajuster au mieux les fréquences théoriques et expérimentales.
    Figure imgb0001
  • Le tableau II donne la liste des fréquences discrètes d'accord obtenues avec l'exemple de filtre à quatre sections défini ci-dessus, en fonction de l'état des coupures 11 à 14. La lettre F représente une coupure court-circuitée fermée tandis que la lettre 0 représente une coupure ouverte assurant l'insertion d'une réactance d'accord. Pour chaque combinaison différente des états des coupures 11 à 14, le tableau II indique en MHz la fréquence théorique Ft, la fréquence Fe obtenue expérimentalement et l'écart Fe - Ft.
    Figure imgb0002
  • Si la figure 1 montre un exemple de filtre à quatre sections S1 à S4 et quatre fentes annulaires formant coupures 11 à 14, l'invention prend naturellement en compte des filtres de ce type présentant un nombre de sections différent, et présentant ainsi un nombre différent de fréquences d'accord. Ainsi, on a représenté sur la Fig. 2 un filtre coaxial comprenant sept coupures 11 à 14 et 12' à 14' qui permettent de définir 27 = 128 fréquences discrètes, par exemple dans la même bande de fréquences que celle prise en compte dans l'exemple donné précédemment.
  • La figure 2, comme la figure 3 montrent en outre que les coupures peuvent être réalisées aussi bien dans le conducteur externe .1 que dans le conducteur interne 3 de la cavité coaxiale. Par ailleurs, les cavités annulaires 22',23', 24' ménagées dans le conducteur externe 1 pour réaliser des lignes coaxiales formant les réactances d'accord associées aux coupures 12', 13', 14' respectivement ne sont pas nécessairement identiques à. celles (12,13,14) ménagées dans la partie interne correspondante du conducteur interne 3. Du reste, les cavités 12',13',14' pourraient également être utilisées seules, indépendamment des cavités 11 à 14 du conducteur interne 3, ces dernières restant par exemple court-circuitées.
  • Les commutateurs 31 à 34, 32' à 34' actionnant les contacts 41 à 44, 42' à 44' pour définir l'état ouvert ou fermé d'une coupure 11 à 14, 12' à 14' peuvent être des relais électromagnétiques. On utilise toutefois de préférence des diodes PIN de petites dimensions. D'une manière générale, les dimensions des éléments de commutation 31 à 34, 32' à 34' doivent être petites vis à vis de la longueur d'onde de fonctionnement et ces éléments de commutation doivent être disposés dans la cavité le plus près possible de la fente annulaire à court-circuiter.
  • La commande des commutateurs (31 à 34, 32' à 34') se fait en courant continu au moyen de conducteurs isolés (non représentés) disposés soit dans l'axe de l'élément central 3, soit dans la paroi de l'élément extérieur 1 de la cavité coaxiale du filtre. Un système de découplage des conducteurs alimentés en courant continu, constitué par des condensateurs, permet d'isoler la haute fréquence de l'extérieur.
  • Les commutateurs (31 à 34, 32' à 34') sont de préférence composés chacun d'une pluralité d'éléments régulièrement distribués le long de la coupure (11 à 14, 12' à 14') correspondante et alimentés en parallèle.
  • En effet, pour chaque coupure telle que 11 une pluralité d'éléments de court-circuits tels que 31, 41 disposés de façon symétrique (par exemple quatre éléments 31,41 répartis à 90° les uns des autres) et alimentés en parallèle assure une meilleure répartition des courants.
  • Les circuits électroniques permettant de déterminer l'alimentation sélective des différents commutateurs 31 à 34, 32' à 34' fixant l'état des coupures 11 à 14, 12' à 14' en fonction de la fréquence discrète d'accord choisie, peuvent être composés de circuits logiques tout à fait communs.
  • Les liaisons du filtre vers l'entrée et la sortie (émetteur et récepteur) sont également réalisées de façon classique par des couplages selfiques ou capacitifs. On a représenté à titre d'exemple sur la figure 2 un couplage entrée ou sortie, réalisé par une petite antenne 9 (couplage capacitif) reliée à une embase coaxiale 10.
  • Le filtre passe-bande conforme à l'invention permet en particulier d'effectuer la connexion de plusieurs émetteurs, ou récepteurs travaillant sur des fréquences différentes, à un aérien unique. Le domaine d'application d'un tel filtre est néanmoins beaucoup plus vaste dans le domaine des télécommunications, et une autre application peut résider par exemple dans la suppression de bruits parasites.

Claims (7)

1. Filtre passe-bande accordable sur un nombre prédéterminé de fréquences discrètes réparties dans une large bande de fréquences, comprenant au moins une cavité résonnante coaxiale définie par un conducteur externe (1) et un conducteur interne (3) caractérisé en ce qu'au moins l'un des conducteurs interne et externe de la cavité coaxiale est divisé en sections (S1 à S4) séparées par des coupures (11 à 14, 12' à 14') constituées par des fentes annulaires dont l'épaisseur est très faible par rapport à la longueur d'onde correspondant à la fréquence moyenne de la bande passante et en ce que chaque section (S1 à 54) comprend au moins un élément réactif d'accord (21 à 24, 22' à 24'), constitué par une cavité de révolution ménagée dans des sections de conducteur interne ou externe pour réaliser une ligne coaxiale ouverte (21) ou court-circuitée (22 à 24, 22' à 24') présentant des dimensions transversales trè supérieures à l'épaisseur d'une coupure, mais petites par rapport à la longueur d'onde correspondant à la fréquence moyenne de la bande passante, et au moins un élément commutateur (31 à 34, 32' à 34') disposé au voisinage de la coupure (11 à 14, 12' à 14') de-la section correspondante pour sélectivement court-circuiter cette coupure ou réaliser l'insertion de l'élément réactif d'accord de la section correspondante en réponse à des moyens électroniques de commande.
2. Filtre selon la revendication 1, caractérisé en ce que pour chaque section plusieurs éléments commutateurs (31 à 34, 32' à 34') alimentés en parallèle sont régulièrement répartis le long de la coupure-pour réaliser la mise en court-circuit de ladite coupure (11 à 14, 12' à 14') ou l'insertion d'un élément réactif (21 à 24, 22' à 24').
3. Filtre selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que les éléments commutateurs (31 à 34, 32' à 34') sont constitués par des relais électromagnétique dont les dimensions sont petites vis-à-vis de la longueur d'onde moyenne de fonctionnement, et qui sont disposés au voisinage immédiat des fentes annulaires constituant les coupures entre sections.
4. Filtre selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les éléments commutateurs (31 à 34, 32' à 34') sont constitués par des diodes PYN disposées au voisinage immédiat des fentes annulaires constituant les coupures entre sections.
5. Filtre selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la commande des éléments commutateurs (31 à 34, 32' à 34') est effectuée en courant continu au moyen de fils conducteurs isolés découplés de la haute fréquence et incorporés dans les conducteurs interne ou externe.
6. Filtre selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les conducteurs externe (1) et interne (3) de la cavité coaxiale sont composés d'éléments métalliques (101, 102 ; 301, 302, 303) superposés vissés les uns dans les autres.
7. Filtre selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que les dimensions de la cavité coaxiale, celles des éléments réactifs des N sections et la position des N coupures sont déterminées pour définir une loi Δ f approximativement constante, où f désigne l'une f quelconque des 2N fréquences discrètes d'accord obtenues par l'insertion sélective des N éléments réactifs et Δ f représente la moyenne des écarts entre cette fréquence f et les fréquences adjacentes parmi les 2N fréquences possibles.
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