EA036633B1 - Ultra-wideband magnetic field intensity converter - Google Patents
Ultra-wideband magnetic field intensity converter Download PDFInfo
- Publication number
- EA036633B1 EA036633B1 EA201892468A EA201892468A EA036633B1 EA 036633 B1 EA036633 B1 EA 036633B1 EA 201892468 A EA201892468 A EA 201892468A EA 201892468 A EA201892468 A EA 201892468A EA 036633 B1 EA036633 B1 EA 036633B1
- Authority
- EA
- Eurasian Patent Office
- Prior art keywords
- winding
- shield
- parts
- electric
- ferrite core
- Prior art date
Links
- 230000005291 magnetic effect Effects 0.000 title claims abstract description 72
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 172
- 229910000859 α-Fe Inorganic materials 0.000 claims abstract description 60
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims abstract description 20
- 239000002356 single layer Substances 0.000 claims abstract description 10
- 230000013011 mating Effects 0.000 claims description 7
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 abstract description 11
- 230000008878 coupling Effects 0.000 abstract description 4
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 abstract description 4
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 abstract description 4
- 238000005259 measurement Methods 0.000 abstract 1
- 239000011162 core material Substances 0.000 description 101
- 230000005672 electromagnetic field Effects 0.000 description 21
- 230000035699 permeability Effects 0.000 description 17
- 230000004044 response Effects 0.000 description 17
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 16
- 230000008859 change Effects 0.000 description 9
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 9
- 238000013461 design Methods 0.000 description 9
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 9
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 7
- 230000007480 spreading Effects 0.000 description 7
- 230000005674 electromagnetic induction Effects 0.000 description 6
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 5
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 5
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 5
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 5
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 5
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 4
- 239000000463 material Substances 0.000 description 4
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 4
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 4
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 3
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 3
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 238000005094 computer simulation Methods 0.000 description 2
- 230000021615 conjugation Effects 0.000 description 2
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 2
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 2
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 2
- 102000016550 Complement Factor H Human genes 0.000 description 1
- 108010053085 Complement Factor H Proteins 0.000 description 1
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 230000005670 electromagnetic radiation Effects 0.000 description 1
- 230000005294 ferromagnetic effect Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 1
- 239000010410 layer Substances 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000021715 photosynthesis, light harvesting Effects 0.000 description 1
- 238000012552 review Methods 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 description 1
- 238000012795 verification Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q7/00—Loop antennas with a substantially uniform current distribution around the loop and having a directional radiation pattern in a plane perpendicular to the plane of the loop
- H01Q7/06—Loop antennas with a substantially uniform current distribution around the loop and having a directional radiation pattern in a plane perpendicular to the plane of the loop with core of ferromagnetic material
- H01Q7/08—Ferrite rod or like elongated core
Landscapes
- Coils Or Transformers For Communication (AREA)
- Shielding Devices Or Components To Electric Or Magnetic Fields (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к радиоприёмной технике и может быть использовано для преобразования магнитного поля (МП) или магнитной компоненты электромагнитного поля (ЭМП), создаваемых гармоническими или импульсными источниками сигнала в задачах ЭМС, для измерения, регистрации или пеленгации силовых электромагнитных воздействий, молниевых разрядов, электромагнитных импульсов, импульсных коммутационных помех в электроэнергетике, обладающих широким частотным спектром, измерения уровней магнитного поля на рабочих местах.The invention relates to radio receiving equipment and can be used to convert the magnetic field (MF) or the magnetic component of the electromagnetic field (EMF), created by harmonic or pulsed signal sources in EMC tasks, for measuring, recording or direction finding of power electromagnetic influences, lightning discharges, electromagnetic pulses , impulse switching noise in the power industry, with a wide frequency spectrum, measuring the levels of the magnetic field at work places.
Для регистрации указанных в области использования сверхширокополосного преобразователя напряжённости магнитного поля (далее - устройства) импульсных сигналов требуется применение сверхширокополосных преобразователей МП с коэффициентом перекрытия диапазона частот, достигающим ста тысяч и более и равномерным в рабочем частотном диапазоне коэффициентом преобразования. В настоящее время для регистрации таких широкополосных сигналов применяют несколько антенн МП, работающих в смежных частотных диапазонах.To register the pulsed signals specified in the field of using an ultra-wideband transducer of the magnetic field (hereinafter referred to as the device), it is required to use ultra-wideband MP transducers with a frequency range overlap coefficient reaching one hundred thousand or more and a conversion coefficient uniform in the operating frequency range. At present, several MF antennas operating in adjacent frequency ranges are used to register such broadband signals.
Известна широкополосная приёмная ферритовая антенна СДВ-СВ диапазона [1], содержащая ферритовый сердечник, обмотку в виде широкого витка с N>1 параллельных пар выводов и N повышающих трансформаторов. Недостатками аналога являются относительно низкие верхняя граничная частота и коэффициент перекрытия частотного диапазона, обусловленные наличием в сигнальном тракте трансформаторов.Known broadband receiving ferrite antenna VLF-SW range [1], containing a ferrite core, a winding in the form of a wide turn with N> 1 parallel pairs of leads and N step-up transformers. The disadvantages of the analog are the relatively low upper cutoff frequency and the coefficient of overlapping of the frequency range, due to the presence of transformers in the signal path.
Известна активная высокочастотная рамочная антенна HLA 6120 [2], содержащая экранированную рамочную антенну диаметром 0,6 м и усилитель-корректор, позволяющий получить горизонтальную равномерную частотную характеристику в частотном диапазоне от 9 кГц до 30 МГц. Недостатками этого аналога также являются относительно низкие верхняя граничная частота и коэффициент перекрытия частотного диапазона, а также наличие в выходном сигнале интермодуляционных помех, присущее активным антеннам.Known active high-frequency loop antenna HLA 6120 [2], containing a shielded loop antenna with a diameter of 0.6 m and a corrector amplifier, allowing you to obtain a horizontal uniform frequency response in the frequency range from 9 kHz to 30 MHz. The disadvantages of this analogue are also the relatively low upper cutoff frequency and the coefficient of overlap of the frequency range, as well as the presence of intermodulation interference in the output signal, which is inherent in active antennas.
Известна антенна-преобразователь магнитного поля АП-5 из состава измерителей П3-41, П3-42 [3], которая обеспечивает преобразование МП в частотном диапазоне от 10 кГц до 50 МГц. Недостатками этого аналога также являются относительно низкие верхняя граничная частота и коэффициент перекрытия частотного диапазона, а также большая неравномерность коэффициента преобразования в частотном диапазоне, достигающая ~ 20 дБ.Known antenna-converter of the magnetic field AP-5 from the composition of the meters P3-41, P3-42 [3], which provides the conversion of the MP in the frequency range from 10 kHz to 50 MHz. The disadvantages of this analogue are also the relatively low upper cutoff frequency and the coefficient of overlapping of the frequency range, as well as the large unevenness of the conversion coefficient in the frequency range, reaching ~ 20 dB.
Известен индукционный преобразователь [4] магнитного поля, сенсор которого состоит из одного цилиндрического витка с развитой поверхностью и припаянными к нему низкоомными малоиндуктивными резисторами нагрузки, внутрь которого помещён ферритовый сердечник. Индукционный преобразователь [4] имеет равномерную амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) в диапазоне от 2-3 МГ ц до ~3 ГГц и до 20 ГГц с неравномерностью АЧХ порядка ±3 дБ. Недостатками этого аналога являются относительно высокая низкая граничная частота и малый коэффициент перекрытия частотного диапазона.Known induction transducer [4] magnetic field, the sensor of which consists of one cylindrical loop with a developed surface and soldered to it low-resistance low-inductance load resistors, inside which is placed a ferrite core. The induction transducer [4] has a uniform amplitude-frequency characteristic (AFC) in the range from 2-3 MHz to ~ 3 GHz and up to 20 GHz with an uneven frequency response of the order of ± 3 dB. The disadvantages of this analogue are a relatively high low cutoff frequency and a small overlap factor of the frequency range.
Наиболее близким по технической сущности к заявляемому устройству (прототипом) является широкополосная приёмная ферритовая антенна [5], содержащая обмотку, намотанную на стержневом ферритовом сердечнике и помещенную в электрический экран с продольной щелью, отличающаяся тем, что электрический экран выполнен в виде двух коаксиально вложенных одна в другую и разделенных диэлектрическим слоем электропроводящих оболочек с идентичными винтовыми щелями, каждая из которых совершает один оборот вокруг продольной оси оболочек на длине соответствующей оболочки, причем начала винтовых щелей сдвинуты относительно друг друга на 180°, и оболочки электрически соединены между собой по винтовой линии, равноотстоящей от линий винтовых щелей каждой из оболочек, а обмотка антенны выполнена в виде двух равных частей, намотанных одна поверх другой встречно, и концы этих частей с одной стороны электрически соединены между собой, а с другой образуют дифференциальный выход антенны.The closest in technical essence to the claimed device (prototype) is a broadband receiving ferrite antenna [5], containing a winding wound on a rod ferrite core and placed in an electric screen with a longitudinal slot, characterized in that the electric screen is made in the form of two coaxially nested one into another and electrically conductive shells separated by a dielectric layer with identical helical slots, each of which makes one revolution around the longitudinal axis of the shells along the length of the corresponding shell, and the beginning of the screw slots are shifted relative to each other by 180 °, and the shells are electrically connected to each other along a helical line, equidistant from the lines of the screw slots of each of the shells, and the antenna winding is made in the form of two equal parts, wound on top of the other oppositely, and the ends of these parts are electrically connected to each other on one side, and on the other they form a differential antenna output.
Недостатками прототипа являются относительно низкая верхняя граничная частота, обусловленная ёмкостью между частями обмотки, как следствие - относительно малый коэффициент перекрытия частотного диапазона, повышенная чувствительность к продольной составляющей электрического поля (ЭП) сигналов ЭМП или помех, обусловленная спиральной формой щелей экрана.The disadvantages of the prototype are the relatively low upper cutoff frequency due to the capacitance between the parts of the winding, as a consequence - a relatively small coefficient of overlapping of the frequency range, increased sensitivity to the longitudinal component of the electric field (EF) of EMF or interference signals due to the spiral shape of the screen slots.
Техническим результатом является повышение верхней граничной частоты до ультравысокочастотного (УВЧ) радиодиапазона, как следствие - повышение коэффициента перекрытия частотного диапазона, уменьшение чувствительности к продольной составляющей ЭП сигналов ЭМП или помех.The technical result is an increase in the upper cutoff frequency to the ultra-high-frequency (UHF) radio range, as a consequence - an increase in the frequency range overlap coefficient, a decrease in sensitivity to the longitudinal component of the EF of EMI or interference signals.
Повышение верхней граничной частоты до УВЧ радиодиапазона и коэффициента перекрытия частотного диапазона до ста тысяч и более происходит при работе устройства на внешнюю активную нагрузку, согласованную по сопротивлению с волновым сопротивлением выходного соединителя. Повышение коэффициента перекрытия частотного диапазона до значений 107-109 происходит при применении различных внешних приёмников выходного сигнала, как согласованных, так и несогласованных в виде преобразователей ток-напряжение (ПТН) с положительными или отрицательными входными сопротивлениями, меньшими по модулю сопротивления обмотки.An increase in the upper cutoff frequency to the UHF radio range and the overlapping factor of the frequency range to one hundred thousand or more occurs when the device operates on an external active load, matched in resistance with the characteristic impedance of the output connector. An increase in the overlap coefficient of the frequency range to values of 107-10 9 occurs when various external receivers of the output signal are used, both matched and unmatched in the form of current-voltage converters (STC) with positive or negative input resistances that are smaller in modulus of winding resistance.
Внешние ПТН с положительным входным сопротивлением, меньшим сопротивления обмотки, могут быть выполнены на широкополосном трансформаторе тока [6] или на операционном усилителе (ОУ)External CVTs with a positive input resistance, less than the winding resistance, can be performed on a broadband current transformer [6] or on an operational amplifier (OA)
- 1 036633 с отрицательной обратной связью (ОС). Внешний ПТН с отрицательным входным сопротивлением, меньшим по модулю сопротивления обмотки, может быть выполнен на операционном усилителе (ОУ) с отрицательной и, согласованной с ней для получения отрицательного входного сопротивления, положительной ОС [21], [22].- 1 036633 with negative feedback (OS). An external PTN with a negative input impedance, which is less in modulus of the winding resistance, can be performed on an operational amplifier (OA) with negative and, matched with it to obtain a negative input impedance, a positive feedback [21], [22].
Технический результат достигается тем, что сверхширокополосный преобразователь напряжённости магнитного поля, содержащий обмотку, состоящую из двух равных частей, концы которых электрически соединены между собой с одной стороны, намотанную на ферритовый сердечник и помещённую в электрический экран из электропроводящего материала с двумя идентичными, взаимно противоположно относительно продольной оси электрического экрана расположенными, щелями электрического экрана, содержит диэлектрический корпус, две идентичные продольные части электрического экрана, первую концевую часть электрического экрана, вторую концевую часть электрического экрана, концевые вырезы электрического экрана, выходной радиочастотный коаксиальный соединитель, внутреннюю нагрузку, две осевые перемычки, причём электрический экран охватывает диэлектрический корпус и состоит из двух идентичных продольных частей, первой и второй концевых частей, последние по линиям сопряжения частей электрического экрана электрически соединены с продольными частями электрического экрана и состоят, каждая, из двух равных частей, разделённых концевыми вырезами электрического экрана, электрически соединенным между собой в центральных участках соответствующих концевых частей электрического экрана, корпус выходного радиочастотного коаксиального соединителя по замкнутому контуру электрического соединения корпуса выходного радиочастотного коаксиального соединителя и второй концевой части электрического экрана электрически соединён с центральным участком второй концевой части электрического экрана, внутренняя нагрузка электрически соединена с внутренним проводником выходного радиочастотного коаксиального соединителя и с центральным участком второй концевой части электрического экрана, ферритовый сердечник с обмоткой, внутренняя нагрузка, осевые перемычки полностью заключены в электрическом экране, концы первой и второй частей обмотки электрически соединены между собой с двух сторон и осевыми перемычками - с центром первой концевой части электрического экрана и с внутренним проводником выходного радиочастотного коаксиального соединителя, ферритовый сердечник выполнен прямолинейным, электрический экран выполнен однослойным, щели электрического экрана выполнены прямыми, параллельными общей оси ферритового сердечника и обмотки, на одинаковом расстоянии от неё, сопряжёнными на концах с краями концевых вырезов электрического экрана, оси симметрии щелей и концевых вырезов электрического экрана лежат в одной плоскости с общей осью ферритового сердечника и обмотки, обмотка выполнена однослойной, с удлинённым шагом, по всей длине ферритового сердечника, направление намотки первой и второй частей обмотки - согласованное, концы первой и второй частей обмотки электрически соединены между собой по осесимметричным линиям, пролегающим вдоль торцов ферритового сердечника, обмотка выполнена с осевой симметрией второго порядка, остальные конструктивные составляющие - ферритовый сердечник, осевые перемычки, диэлектрический корпус, продольные части электрического экрана, концевые части электрического экрана, щели и концевые вырезы электрического экрана, линии сопряжения частей электрического экрана, внутренняя нагрузка, выходной радиочастотный коаксиальный соединитель, замкнутый контур электрического соединения корпуса выходного радиочастотного коаксиального соединителя и второй концевой части электрического экрана - выполнены зеркально симметричными относительно плоскости расположения осей симметрии щелей и концевых вырезов электрического экрана и ортогональной ей плоскости, проходящей через общую ось ферритового сердечника и обмотки.The technical result is achieved by the fact that an ultra-wideband magnetic field strength transducer containing a winding consisting of two equal parts, the ends of which are electrically connected to each other on one side, wound on a ferrite core and placed in an electric shield made of an electrically conductive material with two identical, mutually opposite relative the longitudinal axis of the electric shield located, the slots of the electric shield, contains a dielectric body, two identical longitudinal parts of the electric shield, the first end part of the electric shield, the second end part of the electric shield, end cuts of the electric shield, the output radio frequency coaxial connector, an internal load, two axial jumpers, moreover, the electric screen covers the dielectric body and consists of two identical longitudinal parts, the first and second end parts, the latter are electrically connected along the lines of conjugation of the parts of the electric screen inenes with longitudinal parts of the electric shield and consist, each of two equal parts, separated by end cuts of the electric shield, electrically connected to each other in the central sections of the corresponding end parts of the electric shield, the housing of the output radio frequency coaxial connector along the closed circuit of the electrical connection of the housing of the output radio frequency coaxial connector and the second end of the electrical shield is electrically connected to the central portion of the second end of the electrical shield, the internal load is electrically connected to the inner conductor of the RF output coaxial connector and to the central portion of the second end of the electrical shield, the ferrite core with a winding, the internal load, the axial bridges are completely enclosed in the electrical screen, the ends of the first and second parts of the winding are electrically connected to each other on both sides and axial bridges - to the center of the first end the left part of the electrical shield and with the inner conductor of the output RF coaxial connector, the ferrite core is straight, the electrical shield is single-layer, the slots of the electrical shield are made straight, parallel to the common axis of the ferrite core and winding, at the same distance from it, mated at the ends with the edges of the end cutouts of the electric screen, the axes of symmetry of the slots and end cuts of the electric screen lie in the same plane with the common axis of the ferrite core and the winding, the winding is made single-layer, with an elongated pitch, along the entire length of the ferrite core, the winding direction of the first and second parts of the winding is consistent, the ends of the first and the second parts of the winding are electrically connected to each other along axisymmetric lines running along the ends of the ferrite core, the winding is made with axial symmetry of the second order, the remaining structural components are a ferrite core, axial jumpers, dielectric core pus, longitudinal parts of the electrical shield, end parts of the electrical shield, slots and end cuts of the electrical shield, mating lines of parts of the electrical shield, internal load, output RF coaxial connector, closed circuit of the electrical connection of the housing of the output RF coaxial connector and the second end part of the electrical shield - made mirror-symmetric with respect to the plane of arrangement of the axes of symmetry of the slots and end cuts of the electric screen and a plane orthogonal to it, passing through the common axis of the ferrite core and the winding.
Технический результат также достигается тем, что в сверхширокополосном преобразователе напряжённости магнитного поля первая концевая часть электрического экрана имеет форму усечённого прямого конуса.The technical result is also achieved by the fact that the first end part of the electric screen has the shape of a truncated straight cone in an ultra-wideband magnetic field strength converter.
Технический результат также достигается тем, что в сверхширокополосном преобразователе напряжённости магнитного поля вторая концевая часть электрического экрана имеет форму усечённого прямого конуса.The technical result is also achieved by the fact that the second end part of the electric screen has the shape of a truncated straight cone in an ultra-wideband magnetic field strength converter.
Технический результат также достигается тем, что в сверхширокополосном преобразователе напряжённости магнитного поля первая и вторая концевые части электрического экрана имеют форму усечённого прямого конуса.The technical result is also achieved by the fact that the first and second end parts of the electric screen have the shape of a truncated straight cone in an ultra-wideband magnetic field strength converter.
Технический результат также достигается тем, что в сверхширокополосном преобразователе напряжённости магнитного поля первая концевая часть электрического экрана имеет форму усечённой пирамиды, выполненной зеркально симметричной относительно ортогональных плоскостей, пересекающихся по общей оси ферритового сердечника и обмотки.The technical result is also achieved by the fact that the first end part of the electric screen has the shape of a truncated pyramid in the ultra-wideband magnetic field strength converter, made mirror-symmetric with respect to the orthogonal planes intersecting along the common axis of the ferrite core and the winding.
Технический результат также достигается тем, что в сверхширокополосном преобразователе напряжённости магнитного поля вторая концевая часть электрического экрана имеет форму усечённой пирамиды, выполненной зеркально симметричной относительно ортогональных плоскостей, пересекающихся по общей оси ферритового сердечника и обмотки.The technical result is also achieved by the fact that the second end part of the electric screen has the shape of a truncated pyramid in the ultra-wideband magnetic field strength converter, made mirror-symmetrical with respect to the orthogonal planes intersecting along the common axis of the ferrite core and the winding.
Технический результат также достигается тем, что в сверхширокополосном преобразователе напряжённости магнитного поля первая и вторая концевые части электрического экрана имеют форму усечённой пирамиды, выполненной зеркально симметричной относительно ортогональных плоскостей, пе- 2 036633 ресекающихся по общей оси ферритового сердечника и обмотки.The technical result is also achieved by the fact that the first and second end parts of the electric screen have the shape of a truncated pyramid made mirror symmetrical with respect to the orthogonal planes in the ultra-wideband magnetic field intensity converter, which intersect along the common axis of the ferrite core and winding.
Технический результат также достигается тем, что в сверхширокополосном преобразователе напряжённости магнитного поля ферритовый сердечник имеет трубчатую форму.The technical result is also achieved by the fact that the ferrite core has a tubular shape in the ultra-wideband magnetic field strength converter.
Технический результат также достигается тем, что в сверхширокополосном преобразователе напряжённости магнитного поля ферритовый сердечник, имеющий трубчатую форму, склеен из идентичных соосно расположенных ферритовых колец.The technical result is also achieved by the fact that in an ultra-wideband magnetic field strength transducer a ferrite core having a tubular shape is glued from identical coaxially located ferrite rings.
Выходной радиочастотный коаксиальный соединитель при работе в диапазонах радиочастот от очень низких до ультравысоких частот соединяется с внешней нагрузкой, равной волновому сопротивлению выходного радиочастотного коаксиального соединителя, при работе в диапазонах от звуковых до высоких частот - соединяется со входом внешнего преобразователя ток-напряжение с входным сопротивлением, меньшим сопротивления обмотки, при работе в диапазонах от инфразвуковых до средних и высоких частот - соединяется со входом внешнего преобразователя ток-напряжение с отрицательным входным сопротивлением, меньшим по модулю сопротивления обмотки.The output RF coaxial connector, when operating in the very low to ultrahigh frequency ranges of radio frequencies, is connected to an external load equal to the characteristic impedance of the output RF coaxial connector, when operating in the ranges from audio to high frequencies, it is connected to the input of an external current-to-voltage converter with an input impedance, lower winding resistance, when operating in the ranges from infrasonic to medium and high frequencies, it is connected to the input of an external current-voltage converter with a negative input resistance, which is less in modulus of winding resistance.
Конструкция и работа устройства поясняются чертежами.The design and operation of the device are illustrated by drawings.
На фиг. 1 изображён вид сбоку на устройство.FIG. 1 shows a side view of the device.
На фиг. 2 изображён вид устройства со стороны выхода и условные направления осей координат.FIG. 2 shows a view of the device from the output side and the conventional directions of the coordinate axes
На фиг. 3 изображён вид устройства в разрезе, проходящем через его продольную ось.FIG. 3 shows a sectional view of the device passing through its longitudinal axis.
На фиг. 4 изображён вид устройства со стороны, противоположной.FIG. 4 shows a view of the device from the opposite side.
На фиг. 5 приведена эквивалентная схема устройства в квазистационарном режиме работы.FIG. 5 shows the equivalent circuit of the device in a quasi-stationary mode of operation.
На фиг. 6 приведена преобразованная эквивалентная схема устройства в квазистационарном режиме работы.FIG. 6 shows the converted equivalent circuit of the device in a quasi-stationary mode of operation.
На фиг. 7 приведена эквивалентная схема элементарной приёмной ячейки устройства.FIG. 7 shows the equivalent diagram of the elementary receiving cell of the device.
На фиг. 8 приведена преобразованная эквивалентная схема элементарной приёмной ячейки устройства.FIG. 8 shows the converted equivalent circuit of the elementary receiving cell of the device.
На фиг. 9 приведена эквивалентная схема устройства при работе с активной внешней нагрузкой.FIG. 9 shows the equivalent circuit of the device when operating with an active external load.
На фиг. 10 приведена форма сигнала отклика на ступенчатый полевой сигнал с временем нарастания 0,35 мкс, полученная в результате схемотехнического моделирования устройства с параметрами эквивалентной схемы, соответствующими низкочастотным спектральным составляющим сигнала.FIG. 10 shows the waveform of the response to a step field signal with a rise time of 0.35 μs, obtained as a result of circuit simulation of the device with equivalent circuit parameters corresponding to the low-frequency spectral components of the signal.
На фиг. 11 приведена форма сигнала отклика на ступенчатый полевой сигнал с временем нарастания 80 пс, полученная в результате схемотехнического моделирования устройства с параметрами эквивалентной схемы, соответствующими высокочастотным спектральным составляющим сигнала.FIG. 11 shows the waveform of the response to a step field signal with a rise time of 80 ps, obtained as a result of circuit simulation of the device with equivalent circuit parameters corresponding to the high-frequency spectral components of the signal.
На фиг. 12, 13, 14, 15 приведены осциллограммы сигналов откликов материального макета устройства на прямоугольный импульс электромагнитного поля с временем нарастания ~250 пс и коэффициентами горизонтального отклонения осциллографа - 5; 20; 100; 500 нс/дел. соответственно. Направление электрической компоненты поля - вдоль оси X.FIG. 12, 13, 14, 15 show oscillograms of the response signals of the material model of the device to a rectangular pulse of the electromagnetic field with a rise time of ~ 250 ps and the horizontal deflection coefficients of the oscilloscope - 5; 20; 100; 500 ns / div respectively. The direction of the electric field component is along the X axis.
На фиг. 16 приведена осциллограмма сигнала отклика материального макета устройства на прямоугольный импульс электромагнитного поля с временем нарастания ~250 пс. Направление электрической компоненты поля - вдоль оси Y. Развёртка - 5 нс/дел.FIG. 16 shows an oscillogram of the response signal of the material model of the device to a rectangular pulse of an electromagnetic field with a rise time of ~ 250 ps. The direction of the electric field component is along the Y axis. The sweep is 5 ns / div.
На фиг. 17 приведён результат схемотехнического моделирования АЧХ устройства, нагруженного на вход преобразователя ток-напряжение на ОУ с GBW = 725 МГц без и с положительной обратной связью.FIG. 17 shows the result of circuit simulation of the frequency response of a device loaded at the input of a current-to-voltage converter on an op-amp with GBW = 725 MHz without and with positive feedback.
На чертежах приняты следующие обозначения:The following designations are adopted in the drawings:
- первая часть обмотки;- the first part of the winding;
- вторая часть обмотки;- the second part of the winding;
- осесимметричные линии электрического соединения первой и второй части обмотки;- axisymmetric lines of electrical connection of the first and second parts of the winding;
- ферритовый сердечник;- ferrite core;
- осевые перемычки;- axial jumpers;
- диэлектрический корпус;- dielectric body;
- продольные части электрического экрана;- longitudinal parts of the electric screen;
- щели электрического экрана;- electric screen slots;
- первая концевая часть электрического экрана;- the first end part of the electric screen;
- вторая концевая часть электрического экрана;- the second end part of the electric screen;
- линии сопряжения частей электрического экрана;- lines of conjugation of parts of the electric screen;
- концевые вырезы электрического экрана;- end cutouts of the electric shield;
- внутренняя нагрузка;- internal load;
- замкнутый контур электрического соединения корпуса выходного радиочастотного коаксиального соединителя и второй концевой части электрического экрана;- a closed loop of the electrical connection of the housing of the output radio frequency coaxial connector and the second end part of the electrical shield;
- выходной радиочастотный коаксиальный соединитель.- RF output coaxial connector.
Сверхширокополосный преобразователь напряжённости магнитного поля содержит обмотку, состоящую из двух равных частей 1 и 2, концы которых электрически соединены между собой, намотанную на ферритовый сердечник 4 и помещённую в электрический экран с двумя идентичными щелями 8, расположенными взаимно противоположно относительно продольной оси электрического экрана, ди- 3 036633 электрический корпус 6, две идентичные продольные части 7 электрического экрана, первую концевую часть 9 электрического экрана, вторую концевую часть 10 электрического экрана, концевые вырезы 12 в концевых частях 9 и 10 электрического экрана, две осевые перемычки 5, внутреннюю нагрузку 13, выходной радиочастотный коаксиальный соединитель 15. Электрический экран охватывает диэлектрический корпус, первая 9 и вторая 10 концевые части электрического экрана по линиям сопряжения 11 электрически соединены с продольными частями 7 электрического экрана, состоящими из двух равных частей каждая, разделённых вырезами 12 и электрически соединённых между собой в центральных участках соответствующих концевых частей 9 или 10 электрического экрана. Корпус выходного соединителя 15 по замкнутому контуру 14 электрически соединён с центральным участком второй концевой части 10 электрического экрана. Внутренняя нагрузка 13 включена между внутренним проводником выходного соединителя 15 и центральным участком второй концевой части 10 электрического экрана. Концы обмотки соединены осевыми перемычками 5 с центром первой концевой части 9 электрического экрана и с внутренним проводником выходного соединителя 15. Сердечник 4 с обмоткой, внутренняя нагрузка 13, осевые перемычки 5 полностью заключены в электрическом экране. Электрический экран выполнен однослойным, щели 8 электрического экрана выполнены прямыми, параллельными общей оси сердечника 4 и обмотки, на одинаковом расстоянии от неё, сопряжёнными на концах с краями концевых вырезов 12 в концевых частях 9 и 10 электрического экрана. Оси симметрии щелей 8 и концевых вырезов 12 электрического экрана лежат в одной плоскости с общей осью ферритового сердечника 4 и обмотки. Обмотка выполнена однослойной с удлинённым шагом по всей длине ферритового сердечника 4, направление намотки первой 1 и второй 2 частей обмотки - согласованное, так что части 1 и 2 обмотки расположены диаметрально противоположно относительно оси сердечника 4. Соединение концов частей обмотки 1, 2 выполнено по осесимметричным линиям 3, пролегающим вдоль торцов сердечника 4. Обмотка выполнена с осевой симметрией второго порядка, остальные конструктивные составляющие: ферритовый сердечник 4, осевые перемычки 5, диэлектрический корпус 6, продольные части 7 электрического экрана, концевые части 9 и 10 электрического экрана, щели 8 и концевые вырезы 12 электрического экрана, линии 11 сопряжения частей электрического экрана, внутренняя нагрузка 13, выходной радиочастотный коаксиальный соединитель 15, замкнутый контур 14 электрического соединения корпуса выходного радиочастотного коаксиального соединителя 15 и второй концевой части 10 электрического экрана - выполнены зеркально симметричными относительно плоскости расположения осей симметрии щелей 8 и концевых вырезов 12 электрического экрана и ортогональной ей плоскости, проходящей через общую ось ферритового сердечника 4 и обмотки.An ultra-wideband magnetic field strength transducer contains a winding consisting of two equal parts 1 and 2, the ends of which are electrically connected to each other, wound on a ferrite core 4 and placed in an electric shield with two identical slots 8 located mutually opposite relative to the longitudinal axis of the electric shield, di - 3 036633 electrical housing 6, two identical longitudinal parts 7 of the electrical shield, the first end part 9 of the electrical shield, the second end part 10 of the electrical shield, end cutouts 12 in the end parts 9 and 10 of the electrical shield, two axial bridges 5, an internal load 13, output radio frequency coaxial connector 15. The electrical shield covers the dielectric body, the first 9 and second 10 end parts of the electrical shield along the interface lines 11 are electrically connected to the longitudinal parts 7 of the electrical shield, each consisting of two equal parts, each separated by cutouts 12 and electrically rically connected to each other in the central sections of the corresponding end parts 9 or 10 of the electric screen. The body of the output connector 15 is in a closed loop 14 electrically connected to the central portion of the second end portion 10 of the electrical shield. The internal load 13 is connected between the inner conductor of the output connector 15 and the central portion of the second end portion 10 of the electrical shield. The ends of the winding are connected by axial bridges 5 with the center of the first end part 9 of the electrical shield and with the inner conductor of the output connector 15. The core 4 with the winding, the internal load 13, the axial bridges 5 are completely enclosed in the electrical shield. The electric screen is made single-layer, the slots 8 of the electric screen are made straight, parallel to the common axis of the core 4 and the winding, at the same distance from it, mated at the ends with the edges of the end cutouts 12 in the end parts 9 and 10 of the electric screen. The axes of symmetry of the slots 8 and end cutouts 12 of the electric screen lie in the same plane with the common axis of the ferrite core 4 and the winding. The winding is made single-layer with an elongated pitch along the entire length of the ferrite core 4, the winding direction of the first 1 and second 2 parts of the winding is coordinated, so that parts 1 and 2 of the winding are located diametrically opposite to the axis of the core 4. The ends of the parts of the winding 1, 2 are connected axially lines 3 running along the ends of the core 4. The winding is made with axial symmetry of the second order, the rest of the structural components: ferrite core 4, axial bridges 5, dielectric body 6, longitudinal parts 7 of the electric screen, end parts 9 and 10 of the electric screen, slots 8 and end cutouts 12 of the electrical shield, lines 11 for mating parts of the electrical shield, internal load 13, output RF coaxial connector 15, closed circuit 14 of electrical connection of the housing of the output RF coaxial connector 15 and the second end part 10 of the electrical shield - are made mirror-symmetrical about relative to the plane of the location of the axes of symmetry of the slots 8 and end cutouts 12 of the electric screen and the plane orthogonal to it, passing through the common axis of the ferrite core 4 and the winding.
Существует вариант выполнения первой 9 концевой части электрического экрана в форме усечённого прямого конуса.There is an embodiment of the first 9 end part of the electric screen in the form of a truncated straight cone.
Существует вариант выполнения второй 10 концевой части электрического экрана в форме усечённого прямого конуса.There is an embodiment of the second 10 end part of the electric screen in the form of a truncated straight cone.
Существует вариант выполнения первой 9 и второй 10 концевой части электрического экрана в форме усечённого прямого конуса.There is an embodiment of the first 9 and the second 10 end part of the electric screen in the form of a truncated straight cone.
Существует вариант выполнения первой 9 концевой части электрического экрана в форме усечённой пирамиды, симметричной относительно двух ортогональных плоскостей.There is an embodiment of the first 9 end part of the electric screen in the form of a truncated pyramid, symmetrical about two orthogonal planes.
Существует вариант выполнения второй 10 концевой части электрического экрана в форме усечённой пирамиды, симметричной относительно двух ортогональных плоскостей.There is an embodiment of the second 10 end part of the electric screen in the form of a truncated pyramid, symmetrical about two orthogonal planes.
Существует вариант выполнения первой 9 и второй 10 концевой части электрического экрана в форме усечённой пирамиды, симметричной относительно двух ортогональных плоскостей.There is an embodiment of the first 9 and the second 10 end part of the electric screen in the form of a truncated pyramid, symmetrical about two orthogonal planes.
Существует вариант выполнения ферритового сердечника 4 в трубчатой форме.There is an embodiment of the ferrite core 4 in tubular form.
Существует вариант выполнения трубчатого ферритового сердечника 4, склеенного из идентичных соосно расположенных ферритовых колец.There is an embodiment of a tubular ferrite core 4 glued from identical coaxially located ferrite rings.
Сверхширокополосный преобразователь напряжённости магнитного поля работает следующим образом.Ultra-wideband magnetic field strength converter works as follows.
Параллельная продольной оси сердечника 4 составляющая переменного или импульсного МП, проходя через щели 8 и вырезы 12 электрического экрана, воздействует на ферритовый сердечник 4 с обмоткой, возбуждая по закону электромагнитной индукции в частях 1 и 2 обмотки электродвижущую силу (ЭДС), служащую причиной возникновения токов в обмотке, в наружной, подсоединяемой к выходному соединителю 15, и внутренней 13 нагрузках. Изменение во времени токов в частях 1 и 2 обмотки повторяет, в рабочем частотном диапазоне, изменение напряжённости МП. Окружающий обмотку с сердечником 4, перемычки 5 и внутреннюю нагрузку 13 электрический экран защищает их от непосредственного воздействия электрической компоненты ЭМП или ЭП помехи, одновременно являясь возвратным проводником для токов обмотки.The component of the alternating or pulsed MF parallel to the longitudinal axis of the core 4, passing through the slots 8 and cutouts 12 of the electric screen, acts on the ferrite core 4 with the winding, exciting the electromotive force (EMF) in parts 1 and 2 of the winding according to the law of electromagnetic induction, which causes currents in the winding, in the outer, connected to the output connector 15, and the inner 13 loads. The change in time of the currents in parts 1 and 2 of the winding repeats, in the operating frequency range, the change in the strength of the MF. The electrical shield surrounding the winding with the core 4, the jumpers 5 and the internal load 13 protects them from the direct effect of the electrical component of the EMI or EF interference, at the same time being a return conductor for the winding currents.
В основе работы устройства в диапазонах радиочастот от очень низких до ультравысоких частот лежат закон электромагнитной индукции, обобщённые законы (правила) коммутации [9], использование активных внутренней 13 и внешней нагрузок, общее сопротивление которых существенно меньше волнового сопротивления линии, образованной обмоткой с сердечником 4 и продольными частями 7 экрана [7], применение ферромагнитного материала сердечника с пренебрежимо малой электропроводностью, аThe operation of the device in the radio frequency ranges from very low to ultra-high frequencies is based on the law of electromagnetic induction, generalized laws (rules) of commutation [9], the use of active internal 13 and external loads, the total resistance of which is significantly less than the wave impedance of the line formed by a winding with a core 4 and longitudinal parts 7 of the shield [7], the use of a ferromagnetic core material with negligible electrical conductivity, and
- 4 036633 также отсутствие или незначительность резонансных явлений на выходе устройства. Основными причинами последнего является то, что обмотка выполнена распределённой, в двух идентичных частях 1 и 2, взаимно противоположно относительно оси сердечника 4 расположенных по всей его длине, и коаксиально - относительно окружающего их электрического экрана, являющегося возвратным проводником для токов обмотки. Распределённая обмотка имеет меньшие межвитковую ёмкость и погонную индуктивность, поэтому резонансные частоты возможных межвитковых паразитных колебаний переносятся в область частотного спектра, где сопротивление потерь, обусловленных магнитными свойствами сердечника 4, превышает индуктивное сопротивление обмотки, тем самым демпфируя последние. Выполнение обмотки в двух частях 1 и 2, намотанных согласованно по всей длине сердечника 4, и соединённым по осесимметричным линиям 3 вдоль торцов сердечника 4, позволяет уменьшить чувствительность к поперечным составляющим вектора воздействующего магнитного поля и к магнитным полям, возбуждаемым токами растекания зарядов электрического экрана, наведённых электрическим полем и имеющих в значительной степени выраженный резонансный характер в области частот порядка нескольких сот мегагерц. На решение этой же задачи направлено выполнение цепей генерации, передачи, нагружения и съёма сигнала устройства в симметричной коаксиальной форме. Ёмкость между обмоткой и коаксиальными ей продольными частями 7 электрического экрана, служащих возвратными проводниками для токов обмотки, является распределённой ёмкостью электрической открытой спиральной линии с генерацией индуцированного сигнала в каждом витке и с практически постоянным значением ёмкости единицы длины обмотки, что в сочетании с преимущественно неизменной линейной плотностью намотки обмотки по её длине, позволяет избежать возникновения существенных резонансных явлений. Линейность устройства в широком диапазоне амплитуд определяется тем, что в нагруженной на низкое активное сопротивление обмотке по всей длине сердечника 4 изменения воздействующего потока магнитной индукции в рабочем диапазоне частот практически полностью компенсируются индуцированным размагничивающим магнитным потоком, создаваемым током обмотки вследствие электромагнитной индукции, аналогично соленоидальной приёмной катушке [8], нагруженной на низкоомную цепь. Это также следует из обобщённых законов (правил) коммутации [9].- 4 036633 also the absence or insignificance of resonance phenomena at the output of the device. The main reasons for the latter are that the winding is made distributed, in two identical parts 1 and 2, mutually opposite relative to the axis of the core 4 located along its entire length, and coaxially relative to the surrounding electrical screen, which is a return conductor for the winding currents. The distributed winding has a smaller turn-to-turn capacity and linear inductance, therefore, the resonant frequencies of possible turn-to-turn parasitic oscillations are transferred to the frequency spectrum region, where the loss resistance due to the magnetic properties of the core 4 exceeds the inductive resistance of the winding, thereby damping the latter. The execution of the winding in two parts 1 and 2, wound consistently along the entire length of the core 4, and connected along axisymmetric lines 3 along the ends of the core 4, makes it possible to reduce the sensitivity to the transverse components of the vector of the acting magnetic field and to magnetic fields excited by the spreading currents of the charges of the electric screen, induced by an electric field and having a largely pronounced resonant character in the frequency range of the order of several hundred megahertz. The solution of the same problem is directed to the implementation of circuits of generation, transmission, loading and removal of the signal of the device in a symmetric coaxial form. The capacitance between the winding and the longitudinal parts 7 of the electric screen coaxial to it, serving as return conductors for the winding currents, is the distributed capacity of the electric open spiral line with the generation of an induced signal in each turn and with an almost constant value of the capacitance per unit length of the winding, which, in combination with a predominantly constant linear winding density along its length, avoids the occurrence of significant resonance phenomena. The linearity of the device in a wide range of amplitudes is determined by the fact that in a winding loaded on a low active resistance along the entire length of the core 4, changes in the influencing flux of magnetic induction in the operating frequency range are almost completely compensated by the induced demagnetizing magnetic flux created by the winding current due to electromagnetic induction, similar to the solenoidal receiving coil [8] loaded on a low-resistance circuit. This also follows from the generalized laws (rules) of commutation [9].
Принцип работы устройства в низкочастотной части его рабочего диапазона, когда можно пренебречь ёмкостной связью между обмоткой и электрическим экраном, потерями в сердечнике 4 и изменением индуктивности и сопротивления обмотки с частотой, аналитически можно пояснить с помощью эквивалентной схемы устройства в квазистационарном режиме работы, приведённой на фиг. 5. Для выходного напряжения Uн на сопротивлении нагрузки Rн при этом можем записать е(т)Ин --------------=------------------ ? (1) j&L+RH+Ro j(oL+RM+-Ro где e(ω) - ЭДС электромагнитной индукции в частотном представлении, e(ω)=jωμоμэNβSHz;The principle of operation of the device in the low-frequency part of its operating range, when it is possible to neglect the capacitive coupling between the winding and the electric screen, losses in the core 4 and changes in the inductance and resistance of the winding with frequency, can be analytically explained using the equivalent circuit of the device in a quasi-stationary mode of operation, shown in Fig. ... 5. For the output voltage U n at the load resistance R n , we can write e (t) I n -------------- = ------------- ----- ? (1) j & L + R H + R o j (oL + R M + -R o where e (ω) is the EMF of electromagnetic induction in frequency representation, e (ω) = jωμ о μ e N β SH z ;
j - мнимая единица;j is an imaginary unit;
ω - циклическая частота, ω = 2nf;ω - cyclic frequency, ω = 2nf;
f - частота воздействующего магнитного поля;f is the frequency of the acting magnetic field;
μо - магнитная постоянная;μ about - magnetic constant;
μэ - эквивалентная магнитная проницаемость сердечника 4 [10];μ e - equivalent magnetic permeability of the core 4 [10];
Nβ - число витков каждой части 1, 2 обмотки;N β - the number of turns of each part 1, 2 winding;
S - площадь поперечного сечения обмотки, равная площади поперечного сечения сплошного сердечника 4;S is the cross-sectional area of the winding equal to the cross-sectional area of the solid core 4;
Hz - составляющая напряжённости магнитного поля, параллельная продольной оси Z устройства;H z - component of the magnetic field strength, parallel to the longitudinal axis Z of the device;
Rн - сопротивление нагрузки,R n - load resistance,
где Rβн - сопротивление внутренней нагрузки 13;where R βн - resistance of the internal load 13;
Rвнш - сопротивление внешней нагрузки, подсоединяемой к выходному соединителю 15;R vnsh - resistance of the external load connected to the output connector 15;
Ro - сопротивление обмотки, обусловленное тепловыми потерями в ней;Ro - resistance of the winding due to heat losses in it;
L - индуктивность обмотки.L is the inductance of the winding.
Параметры μэ, Ro и L в общем случае зависят от частоты. Сопротивление Ro обусловлено тепловыми потерями в проводниках частей 1, 2 обмотки и зависит от распределения плотности тока по сечению проводников. На низких частотах плотность тока по сечению проводников постоянна и выполняется соотношениеThe parameters μ e , Ro and L generally depend on the frequency. Resistance Ro is due to heat losses in the conductors of parts 1, 2 of the winding and depends on the distribution of the current density over the cross section of the conductors. At low frequencies, the current density over the cross section of the conductors is constant and the relation
Ro << RH . (2)R o << R H. (2)
С повышением частоты сопротивление Ro увеличивается до значений, сопоставимых с Rн.With increasing frequency, the resistance Ro increases to values comparable to R n .
Поскольку устройство работает в режиме интегрирования сигнала ЭДС индуктивностью обмотки, то в рабочей области частот mL > R„+Rg (3) и выражение (1) для выходного напряжения Uн в области средних частот и горизонтальной частиSince the device operates in the mode of integrating the EMF signal with the inductance of the winding, then in the working frequency range mL> R „+ R g (3) and expression (1) for the output voltage U n in the mid-frequency and horizontal part
- 5 036633- 5 036633
АЧХ преобразуется в н~ L (4) пропорциональное напряжённости магнитного поля и в явном виде не содержащее частоту как па раметр.The frequency response is converted into n ~ L (4) proportional to the magnetic field strength and explicitly not containing the frequency as a parameter.
Разделив обе части равенства (4) на Hz и Rн, получим коэффициент преобразования Hz в ток нагрузки 1н 'Rl~ Нг L ? или токовый коэффициент преобразования устройства. При равномерной намотке обмотки по всей длине сердечника 4 можем принять [11]Dividing both sides of equality (4) into H z and R n , we obtain the conversion factor H z into the load current 1 n ' Rl ~ N g L ? or the current conversion factor of the device. With uniform winding of the winding along the entire length of the core 4, we can take [11]
L ~ Σ:Ομ3. (6) где Lo - индуктивность воздушной катушки, имеющей равные с обмоткой конструктивные парамет ры.L ~ Σ : Ο μ 3 . (6) where Lo is the inductance of the air coil, which has the same design parameters as the winding.
Для прямолинейных воздушных катушек с большим отношением длины к поперечному размеру хорошую точность вычисления индуктивности даёт известная формула для расчёта бесконечно длинных прямолинейных катушекFor rectilinear air coils with a large ratio of length to transverse dimension, a good accuracy in calculating inductance is given by the well-known formula for calculating infinitely long rectilinear coils
L0 p.oSNe 2/l = дЖп = fiJSht2, (7) где l - длина обмотки;L 0 p. o SN e 2 / l = dZhp = fiJSht 2 , (7) where l is the length of the winding;
n - погонная плотность намотки первой 1 или второй 2 части обмотки, n = N/l.n is the linear density of the winding of the first 1 or second 2 parts of the winding, n = N / l.
Подставляя зависимости (6), (7) в (5), получаем простую формулу для практически не зависящего от частоты токового коэффициента преобразованияSubstituting dependences (6), (7) into (5), we obtain a simple formula for the current conversion coefficient, which is practically independent of frequency
Kj ~ Ж = 1/к (8)Kj ~ W = 1 / k (8)
Полученной зависимости (8) соответствует преобразованная эквивалентная схема фиг. 6 [12] для квазистационарного режима работы, где вместо источника ЭДС e(ω), зависящей от частоты воздействующего поля, используется практически независимый от частоты источник переменного тока I, шунтированный изменяющимся с частотой сопротивлением ZoL еШ = -μ- = ШЖ = ЯД(9) jmLThe obtained dependence (8) corresponds to the transformed equivalent circuit of FIG. 6 [12] for a quasi-stationary mode of operation, where instead of a source of EMF e (ω), which depends on the frequency of the influencing field, an alternating current source I, practically independent of frequency, is used, shunted by a frequency-varying resistance Z oL eS = -μ- = SZh = YD (9) jmL
ZoL = joL =μμ3 coL0.(10)Z oL = joL = μμ 3 coL 0. (10)
Принцип работы устройства в квазистационарном режиме при воздействии импульсных сигналов аналитически можно пояснить на его эквивалентной схеме, состоящей из параллельного соединения индуктивной ветви обмотки, на которую воздействует изменяющееся магнитное поле, с последовательной ветвью сопротивлений Ro обмотки и нагрузки Rн. Для наглядности можно пользоваться схемами фиг. 5 с закороченным источником ЭДС или фиг. 6 с удалённым источником тока. Ток в функции времени для этой цепи можно описать линейным дифференциальным уравнениемThe principle of operation of the device in a quasi-stationary mode when exposed to pulsed signals can be analytically explained on its equivalent circuit, consisting of a parallel connection of an inductive branch of the winding, which is affected by a changing magnetic field, with a series branch of resistance Ro of the winding and load R n . For clarity, you can use the diagrams of Fig. 5 with a short-circuited EMF source or FIG. 6 with a remote power source. The current as a function of time for this circuit can be described by a linear differential equation
Άς = d^/dt-Lci ct. (11) где i - ток цепи или обмотки;Ά ς = d ^ / dt-Lci ct. (11) where i is the current of the circuit or winding;
Rz - суммарное сопротивление нагрузки и обмотки, Rz = Rн+Ro;R z - total resistance of the load and winding, R z = R n + R o ;
Ψ - потокосцепление МП с обмоткой, Ψ « Вср·S·Nβ;Ψ - flux linkage of the MP with the winding, Ψ «V cf · S · N β ;
Вср - средняя по длине сердечника 4 магнитная индукция, Вср « μоμэHz.In cf - average magnetic induction along the length of the core 4, V cf «μ о μ e H z .
Преобразуя (11) к каноническому виду di/dt + ί·ΚΣ/1= (Ί/Ljd X, (12) можем записать решение в общем виде при нулевой постоянной интегрирования г = c“Mi,£’4f7 ZrcFcrJ = с L/к Ψct/ (13)Transforming (11) to the canonical form di / dt + ί Κ Σ / 1 = (Ί / Ljd X, (12) we can write down the solution in general form with zero integration constant r = c “ Mi, £ '4f7 ZrcFcrJ = with L / k Ψct / (13)
Для описания переходной характеристики (ПХ) анализируемой схемы применяется воздействие на индуктивную ветвь рассматриваемой цепи ступенчатого полевого сигнала амплитудой Hz, для которого значение интеграла (13) отлично от нуля только во время изменения воздействующего сигнала. Это время, по определению для ступенчатого сигнала, стремится к нулю. При этом показатель подинтегральной экспоненты в (13) также стремится к нулю, а сама экспоненциальная функция - к единице. Производная δΨ/dt при этом будет представлять собой произведение Ψ на d-функцию, интеграл от которого составляет ΨTo describe the transient response (ST) of the analyzed circuit, the action on the inductive branch of the considered circuit of a step field signal with the amplitude H z is applied, for which the value of integral (13) differs from zero only during a change in the acting signal. This time, by definition for a step signal, goes to zero. In this case, the exponent of the integrand exponential in (13) also tends to zero, and the exponential function itself tends to unity. The derivative δΨ / dt will then be the product of Ψ by the d-function, the integral of which is Ψ
F =(14) и при нулевых начальных условиях ток будет описываться зависимостью i = e~t/(LfR^V/L.(15)F = (14) and at zero initial conditions the current will be described by the dependence i = e ~ t / (LfR ^ V / L. (15)
Подставляя в (15) зависимости (6), (7), (14), получаем ΐ =(16) и такое же, как в (8), значение токового коэффициента преобразования KI характеризующего вели- 6 036633 чину выходного тока устройства для времени t<<L/Rv.Substituting dependences (6), (7), (14) into (15), we obtain ΐ = (16) and the same as in (8), the value of the current conversion coefficient K I characterizing the value of the output current of the device for time t << L / Rv.
В средне- и высокочастотной части рабочего диапазона устройства следует отметить следующие изменения. С повышением частоты происходит сравнительно небольшое по абсолютной величине увеличение сопротивления Ro обмотки из-за поверхностного эффекта в проводниках и значительное увеличение сопротивления потерь Rп обмотки с сердечником 4 из-за рассеяния энергии в последнемThe following changes should be noted in the mid- and high-frequency part of the operating range of the device. With an increase in frequency, there is a relatively small in absolute value increase in the resistance Ro of the winding due to the surface effect in the conductors and a significant increase in the loss resistance R p of the winding with a core 4 due to energy dissipation in the latter
В„ х &L0 Im дЭ5 где Rп - сопротивление потерь обмотки с сердечником 4;В „х & L 0 Im d E5 where R p is the loss resistance of the winding with a core 4;
Imμэ - мнимая составляющая эквивалентной магнитной проницаемости.Imμ e is the imaginary component of the equivalent magnetic permeability.
Увеличение сопротивления потерь Rп обусловлено как абсолютным повышением реактивной составляющей μ комплексной магнитной проницаемости Н, так и относительным увеличением μ по сравнению с активной составляющей μ' (увеличением тангенса угла потерь tgδ). Характер изменения магнитных параметров (μ' и μ) сердечника 4 с частотой, от которых преимущественно зависят величины L и Rп, определяют в общем случае из магнитных спектров [13] применяемого феррита.An increase in the loss resistance R p is due to both an absolute increase in the reactive component μ of the complex magnetic permeability H and a relative increase in μ in comparison with the active component μ '(an increase in the tangent of the loss angle tanδ). The nature of the change in the magnetic parameters (μ 'and μ) of the core 4 with the frequency on which the values of L and R p mainly depend, is determined in the general case from the magnetic spectra [13] of the applied ferrite.
Эквивалентная магнитная проницаемость μ3 связана с полной (амплитудной) проницаемостью вещества сердечника 4 (феррита) μ [14] и магнитной проницаемостью формы m зависимостью [10] — —--1-дэ μ тThe equivalent magnetic permeability μ 3 is related to the total (amplitude) permeability of the core material 4 (ferrite) μ [14] and the magnetic permeability of the form m by the relationship [10] - - - 1-d e μ t
Полная (амплитудная) проницаемость μ является модулем комплексной магнитной проницаемости · [15] вещества сердечника 4 μ = μ'-ίμ = μ' <1—j tgS) (19) где μ' - действительная составляющая комплексной магнитной проницаемости;The total (amplitude) permeability μ is the modulus of the complex magnetic permeability · [15] of the core material 4 μ = μ'-ίμ = μ '<1 - j tgS) (19) where μ' is the real component of the complex magnetic permeability;
μ - мнимая составляющая комплексной магнитной проницаемости;μ is the imaginary component of the complex magnetic permeability;
tgδ - тангенс угла потерь материала сердечника 4, tgδ = μ/μ'.tgδ is the tangent of the loss angle of the core material 4, tgδ = μ / μ '.
Как видно из (18), для ферритов с μ>>m эквивалентная магнитная проницаемость определяется в основном магнитной проницаемостью формы m.As can be seen from (18), for ferrites with μ >> m, the equivalent magnetic permeability is mainly determined by the magnetic permeability of the form m.
Изменение магнитной индукции Bx по длине l сердечника 4 для ферритов с высокой μ может быть описано зависимостью [16]The change in the magnetic induction Bx along the length l of the core 4 for ferrites with high μ can be described by the dependence [16]
Вх~(1 - С-4х2/В)Во где Bo - магнитная индукция в среднем сечении сердечника 4; X ~ (1 - 4 C-2 / B) where B o B o - magnetic induction in the middle section of the core 4;
C - коэффициент, зависящий от формы сердечника 4, C « 0,8-0,85 для цилиндрической формы и C « 0,75 для прямоугольной [17];C - coefficient depending on the shape of the core 4, C "0.8-0.85 for a cylindrical shape and C" 0.75 for a rectangular one [17];
x - расстояние от центрального сечения сердечника 4.x - distance from the central section of the core 4.
Магнитная индукция Bo в среднем сечении сердечника 4 для ферритов с μ>>m может быть описана зависимостью [16] πΐ2 (21) где k - коэффициент, зависящий от формы сердечника 4, k « 2,4 для цилиндрической формы и k « 3,6 для прямоугольной [17];The magnetic induction B o in the middle section of the core 4 for ferrites with μ >> m can be described by the relationship [16] πΐ 2 (21) where k is a coefficient depending on the shape of the core 4, k "2.4 for a cylindrical shape and k" 3.6 for rectangular [17];
a и b - поперечные размеры сердечника 4.a and b - transverse dimensions of the core 4.
Магнитная проницаемость формы m определяется через среднее значение магнитной индукции Вср, вычисляемое путём интегрирования по длине 1о6м обмотки выражения для Bx (20), и может быть описана, для обмотки занимающей весь сердечник 4 с μ>>m, зависимостью [17]The magnetic permeability of the form m is determined through the average value of the magnetic induction B cf , calculated by integrating the expression for B x (20) over the length of 1 o6m of the winding, and can be described, for the winding occupying the entire core 4 with μ >> m, by the dependence [17]
4Sfln -¾. -1) d2(ln -1) ’ • а+о ' о где d - диаметр сердечника 4.4Sfln -¾. -1) d 2 (ln -1) '• a + o' o where d is the core diameter 4.
На высоких частотах, рассматривая устройство как генерирующую линию с распределёнными электрическими параметрами, приведёнными к единице длины обмотки с сердечником 4 (при этом к обозначению параметра добавляется подстрочный индекс «1»: ej L| Roj), в эквивалентную схему необходимо ввести также и практически не зависящую от частоты распределённую ёмкость между обмоткой и продольными частями 7 экрана с характерным параметром ёмкости единицы длины обмотки Q, а также сопротивление потерь Rп обмотки с сердечником 4At high frequencies, considering the device as a generating line with distributed electrical parameters reduced to the unit length of the winding with a core 4 (in this case, the subscript "1" is added to the parameter designation: ej L | Roj), it is also necessary to introduce practically no the frequency-dependent distributed capacitance between the winding and the longitudinal parts 7 of the screen with a characteristic parameter of the capacitance per unit length of the winding Q, as well as the loss resistance R p of the winding with a core 4
7?п =1 coLo Im /у = fi3&LotgS.7? n = 1 coL o Im / y = fi 3 & L o tgS.
(23)(23)
Обозначая Rпl как погонное сопротивление потерь обмотки с сердечником, можем изобразить эквивалентные схемы фиг. 7 и 8 элементарной приёмной ячейки обмотки с сердечником 4 длиной dz, которые вытекают из квазистационарных схем фиг. 5 и 6 при замене электрических параметров целого устройства на погонные параметры, а также добавлением погонной ёмкости Q между обмоткой и продольными час- 7 036633 тями 7 экрана.Denoting R pl as the linear loss resistance of the winding with the core, we can depict the equivalent circuits of Fig. 7 and 8 of the elementary receiving cell of the winding with a core 4 of length dz, which follow from the quasi-stationary circuits of FIG. 5 and 6 when replacing the electrical parameters of the whole device with linear parameters, as well as adding the linear capacitance Q between the winding and the longitudinal clock 7 036633 7 of the screen.
Поскольку сопротивление потерь Rn является составной частью импеданса (10) обмотки с сердечником 4 на высоких частотах, то соотношение (3) применимо и к этой области частотного спектра выходного сигнала. На основании этого, а также того, что для сердечников с постоянным сечением, погонная индуктивность обмотки Ll с постоянной плотностью намотки и малым потоком рассеяния на фиксированной частоте изменяется по той же зависимости, что и магнитная индукция и, следовательно, ЭДС участка обмотки длиной dz, можем записать для погонной индуктивности обмотки с сердечником 4 на высоких частотах |>Х» , (24) где Ll - индуктивность единицы длины обмотки с сердечником 4.Since the loss resistance R n is a component of the impedance (10) of the winding with the core 4 at high frequencies, the relation (3) is also applicable to this region of the frequency spectrum of the output signal. On the basis of this, as well as the fact that for cores with a constant cross-section, the linear inductance of the winding Ll with a constant winding density and a low leakage flux at a fixed frequency changes according to the same dependence as the magnetic induction and, therefore, the EMF of the winding section of length dz, we can write for the linear inductance of the winding with a core 4 at high frequencies |> X ", (24) where Ll is the inductance of a unit length of the winding with a core 4.
Из этого следует применимость формул (4) - (6) и для участка обмотки длиной dz. Поэтому в каждом i-м участке обмотки с сердечником 4 длиной dz с числом витков ndz получаем такое же, как и в (8), значение токового коэффициента преобразования, выведенное для всей обмоткиThis implies the applicability of formulas (4) - (6) and for a section of the winding with a length dz. Therefore, in each i-th section of the winding with a core 4 of length dz and the number of turns ndz, we obtain the same as in (8), the value of the current conversion coefficient derived for the entire winding
КБ ~ 1/п. (2.5)K B ~ 1 / p. (2.5)
Исключения составляют краевые части обмотки, поскольку идентичность конфигураций силовых линий воздействующего магнитного поля и поля, генерируемого током обмотки, на краях сердечника 4 нарушается [18].Exceptions are the edge parts of the winding, since the identity of the configurations of the lines of force of the acting magnetic field and the field generated by the current of the winding is violated at the edges of the core 4 [18].
Индуктивность Ll и сопротивление Rl единицы длины обмотки в общем случае зависят как от частоты, так и от положения участка обмотки на оси сердечника 4, погонная ёмкость участка обмотки Cl практически не зависит от его положения, за исключением её краевых частей.The inductance Ll and resistance Rl of a unit of winding length generally depend on both the frequency and the position of the winding section on the axis of the core 4, the linear capacitance of the winding section Cl is practically independent of its position, with the exception of its edge parts.
Выше ~100 МГц эквивалентная магнитная проницаемость μэ протяжённых сердечников определяется в основном модулем μ комплексной магнитной проницаемости, который для ферритов с магнитной проницаемостью на низких частотах μπ>>100 уменьшается в десятки и сотни раз. Проводя преобразование (1) с учётом зависимостей (6), (7), (18), (23), (24) получаем формулу токового коэффициента преобразования на высоких частотах j^S+l _ ] jtg^ +1 Is4^ п j η VtgS+l ’ с фазовым множителем, изменяющимся от 0 до ~π/2 при увеличении потерь в сердечнике tgδ и в некоторой степени влияющим на неравномерность вершины импульсного выходного сигнала. Другими основными источниками, влияющим на неравномерность АЧХ или вершины импульсного выходного сигнала, являются неравномерность плотности намотки обмотки, приводящей к различным значениям токов, вырабатываемых на разных участках обмотки, а также конструктивная несимметричность устройства.Above ~ 100 MHz, the equivalent magnetic permeability μ e of extended cores is mainly determined by the modulus μ of the complex magnetic permeability, which for ferrites with magnetic permeability at low frequencies μ π >> 100 decreases tens and hundreds of times. Carrying out transformation (1) taking into account dependencies (6), (7), (18), (23), (24), we obtain the formula for the current conversion coefficient at high frequencies j ^ S + l _] jtg ^ +1 Is4 ^ n j η VtgS + l 'with a phase factor varying from 0 to ~ π / 2 with increasing losses in the core tgδ and to some extent affecting the unevenness of the top of the pulse output signal. Other main sources affecting the unevenness of the frequency response or the tops of the pulse output signal are the unevenness of the density of the winding winding, which leads to different values of the currents generated in different sections of the winding, as well as the structural asymmetry of the device.
Проведём численные оценки значений Llц погонной индуктивности центральной части обмотки и погонной ёмкости Cl для устройства с сердечником 4, например цилиндрической формы, длиной l = 200 мм, диаметром d = 10 мм, имеющим μ = 2000, с обмоткой длиной l = 200 мм и числом витков Nb = 100 двойным медным проводом с диаметрами жил 0,03 см и трубчатым экранированным корпусом диаметром D = 20 мм из диэлектрика с ε = 3. При расчётах руководствуемся тем, что преобразователь конструктивно является участком открытой спиральной линии [19].Let us carry out numerical estimates of the values L lc of the linear inductance of the central part of the winding and the linear capacitance Cl for a device with a core 4, for example, cylindrical, length l = 200 mm, diameter d = 10 mm, having μ = 2000, with a winding length l = 200 mm and number of turns N b = 100 double copper wire with core diameters of 0.03 cm and a tubular shielded casing with a diameter of D = 20 mm made of dielectric with ε = 3. When calculating, we are guided by the fact that the converter is structurally a section of an open spiral line [19].
Выражение перед μoHz в (21) является эквивалентной магнитной проницаемостью центральной части сердечника при условии μ>>m. Учитывая конечное значение μ по (18) и подставляя исходные данные для расчёта в (7), получаем в низкочастотном поддиапазоне оценку погонной индуктивности центральной части обмотки с сердечником Llц « μэLo/l ~ 4,2 мГн/м.The expression before μ o H z in (21) is the equivalent magnetic permeability of the central part of the core under the condition μ >> m. Taking into account the final value of μ according to (18) and substituting the initial data for the calculation in (7), we obtain in the low-frequency sub-band an estimate of the linear inductance of the central part of the winding with a core L lc «μ e Lo / l ~ 4.2 mH / m.
На высоких частотах, принимая для f = 1 ГГц, μ' « 1, μ « 3, получаем оценки для погонной индуктивности центральной части обмотки с сердечником 4, носящей комплексный характер, Ll « (25 - 75j) мкГн/м, и для сопротивления потерь по (17) Rn « 470 кОм/м. Оценку сопротивления двойного медного обмоточного провода диаметром α на высокой частоте можно провести по формуле [20]At high frequencies, taking for f = 1 GHz, μ '"1, μ" 3, we obtain estimates for the linear inductance of the central part of the winding with a core 4, which is of a complex nature, Ll "(25 - 75j) μH / m, and for the resistance losses according to (17) R n «470 kOhm / m. The estimation of the resistance of a double copper winding wire of diameter α at a high frequency can be carried out by the formula [20]
RL~ 0,5- 83,2-10лУ/7« [Ом-м; МГц; см], (27) которая при α = 0,03 см даёт значение R'~ « 4,4 Ом-м или ~0,14 Ом на виток двойным проводом, что эквивалентно ~70 Ом/м. Как указывалось ранее, этой величиной по сравнению с Rn можно пренебречь.RL ~ 0.5- 83.2-10 l U / 7 "[Ohm-m;MHz; cm], (27) which at α = 0.03 cm gives the value R '~ "4.4 Ohm-m or ~ 0.14 Ohm per turn with a double wire, which is equivalent to ~ 70 Ohm / m. As indicated earlier, this value compared to R n can be neglected.
Погонная ёмкость Cl обмотки может быть оценена по известной формуле цилиндрического конденсатора (28) т — аThe linear capacity Cl of the winding can be estimated by the well-known formula of a cylindrical capacitor (28) t - a
Поправку [19] на диаметр провода в (28) не применяем, поскольку при распределённой намотке она даёт завышенное значение ёмкости.Correction [19] for the wire diameter in (28) is not applied, since with distributed winding, it gives an overestimated value of the capacitance.
Для исходных данных расчёта имеем Cl « 240 пФ/м или 2,4 пФ/см.For the initial calculation data, we have Cl «240 pF / m or 2.4 pF / cm.
- 8 036633- 8 036633
Изменение погонной индуктивности Ll обмотки по длине сердечника 4 с μ>>m на фиксированной частоте происходит по зависимости, аналогичной (20), при условиях постоянного сечения сердечника, постоянной плотности намотки обмотки и пренебрежения её потоком рассеянияThe change in the linear inductance Ll of the winding along the length of the core 4 with μ >> m at a fixed frequency occurs according to a dependence similar to (20), under conditions of a constant core section, constant winding density and neglecting its leakage flux
Lix ~ (1 — С-4х2/1г) где L1p - погонная индуктивность центрального участка обмотки, L1p ® μэLоBо/μоHzl, аLi x ~ (1 - 4 P-2/1 g) where L 1p - inductance per unit length of the central portion of the winding, L 1p ® μ L e of B on / μ of H z l, and
Во при μ>>m определяется по (21).В о for μ >> m is determined by (21).
Таким образом, опираясь на полученные численные данные оценок параметров эквивалентной схемы фиг. 8 элементарных приёмных ячеек устройства, можем привести оценочную эквивалентную схему устройства, изображённую на фиг. 9, и провести компьютерное моделирование, пользуясь любой программой схемотехнического моделирования. Магнитные связи между индуктивностями элементарных приёмных ячеек в этой эквивалентной схеме учитываются в значениях этих индуктивностей.Thus, based on the obtained numerical data of the estimates of the parameters of the equivalent circuit of Fig. 8 elementary receiving cells of the device, we can give an estimated equivalent circuit of the device shown in Fig. 9, and carry out computer simulation using any circuit simulation program. The magnetic couplings between the inductances of the elementary receiving cells in this equivalent circuit are taken into account in the values of these inductances.
Для уменьшения числа моделируемых приёмных ячеек эквивалентной схемы фиг. 9 к центральной, четвёртой, ячейке отнесены интегральные величины индуктивности, ёмкости, сопротивлений обмотки и потерь центральной части обмотки с сердечником, составляющей 40% её длины. К каждой из остальных приёмных ячеек отнесены параметры соответствующих 10% длины краевых частей обмотки. Резисторы внутренней нагрузки 13 смоделированы элементами R9 = 25 Ом, L9 = 0,5 нГн, C9 = 1,5 пФ, внешней нагрузки - сопротивлением RBKm. Осевая перемычка 5 со стороны первой концевой части 9 электрического экрана смоделирована индуктивностью L10 = 2 нГн, вторая осевая перемычка 5 смоделирована индуктивностью L8 = 0,7 нГн.To reduce the number of simulated receiving cells of the equivalent circuit of FIG. 9, the integral values of inductance, capacitance, winding resistances and losses of the central part of the winding with a core, which is 40% of its length, are assigned to the central, fourth, cell. Each of the other receiving cells includes the parameters corresponding to 10% of the length of the edge parts of the winding. Internal load resistors 13 are modeled by elements R9 = 25 Ohm, L9 = 0.5 nH, C9 = 1.5 pF, external load - resistance R BKm . The axial jumper 5 from the side of the first end part 9 of the electric screen is modeled with an inductance L10 = 2 nH, the second axial jumper 5 is modeled with an inductance L8 = 0.7 nH.
Таким образом, для вышеуказанных исходных данных на низких частотах при f ® 10 кГц и tgδ ® 0,01 получаем:Thus, for the above initial data at low frequencies at f ® 10 kHz and tgδ ® 0.01 we obtain:
L1 = L7 ® 30 мкГн; L2 = L6 ® 50 мкГн; L3 = L5 ® 65 мкГн; L4 ® 320 мкГн;L1 = L7® 30 μH; L2 = L6® 50 μH; L3 = L5® 65 μH; L4 ® 320 μH;
R1 = R7 « 0,02 Ом; R2 = R6 « 0,03 Ом; R3 = R5 « 0,04 Ом; R4 « 0,2 Ом;R1 = R7 "0.02 Ohm; R2 = R6 "0.03 Ohm; R3 = R5 "0.04 Ohm; R4 "0.2 Ohm;
R10 = R12 = R21 = R23 = R32 = R56 = R65 = R67 = R76 = R78 « 0,02 Ом;R10 = R12 = R21 = R23 = R32 = R56 = R65 = R67 = R76 = R78 "0.02 Ohm;
R34 = R43 = R45 = R54 « 0,05 Ом.R34 = R43 = R45 = R54 "0.05 Ohm.
На частоте ~ 1 ГГц принимаем:At a frequency of ~ 1 GHz, we take:
L1 = L7 « 0,25 мкГн; L2 = L6 « 0,3 мкГн; L3 = L5 « 0,4 мкГн; L4 « 2 мкГн;L1 = L7 "0.25 μH; L2 = L6 "0.3 μH; L3 = L5 "0.4 μH; L4 "2 μH;
R1 = R7 ® 4,5 кОм; R2 = R6 ® 5,5 кОм; R3 = R5 ® 7 кОм; R4 ® 38 кОм;R1 = R7® 4.5 kΩ; R2 = R6® 5.5 kΩ; R3 = R5® 7 kΩ; R4® 38 kΩ;
R10 = R12 = R21 = R23 = R32 = R56 = R65 = R67 = R76 = R78« 0,7 Ом;R10 = R12 = R21 = R23 = R32 = R56 = R65 = R67 = R76 = R78 "0.7 Ohm;
R34 = R43 = R45 = R54 « 1,75 Ом.R34 = R43 = R45 = R54 "1.75 Ohm.
Значения ёмкостей принимаем равными:We take the capacitance values equal:
C10 = C8 « 4 пФ; C21 = C32 = C65 = C76 « 5 пФ; C43 = C54 « 12 пФ.C10 = C8 "4 pF; C21 = C32 = C65 = C76 <5 pF; C43 = C54 "12 pF.
При соосном продольной оси устройства падении вектора магнитного поля начальные фазы всех частных источников тока I, элементарных приёмных ячеек равны друг другу. При плотности намотки обмотки n = 500 м-1 и напряжённости поля Hz = 30 А/м величины токов источников принимаем равными I, = HZ-K « Hz/n = 0,06 A.When the magnetic field vector falls coaxially with the longitudinal axis of the device, the initial phases of all private current sources I, elementary receiving cells are equal to each other. With a winding density of the winding n = 500 m -1 and a field strength H z = 30 A / m, the values of the source currents are taken equal to I, = HZ-K «H z / n = 0.06 A.
Внешнее сопротивление нагрузки RBKm принимаем равным 50 Ом. Таким образом, общая нагрузка составляет 16,67 Ом и амплитуда выходного сигнала - 1 В.The external load resistance R BKm is assumed to be 50 Ohm. So the total load is 16.67 ohms and the output amplitude is 1 V.
При моделировании в высокочастотной (ВЧ) части диапазона можно видеть, что в выработке фронтальной части импульсного выходного сигнала эффективно участвует только участок обмотки 1эфф, примыкающий к выходному соединителю 15, в первом приближении пропорциональный длине волны рассматриваемой спектральной составляющей сигнала со, точнее модулю выражения ^эфф~ j l 1ср)| , (30) где С1ср и L1ср - усреднённые по длине эффективного приёмного участка обмотки погонные ёмкость и индуктивность на данной частоте, определяемая в общем случае с использованием данных магнитных спектров применяемого феррита.When simulating in the high-frequency (HF) part of the range, it can be seen that only the section of the winding 1 e ff, adjacent to the output connector 15, is effectively involved in the generation of the front part of the pulse output signal, which is proportional to the first approximation to the wavelength of the considered spectral component of the signal c, more precisely to the modulus of expression ^ eff ~ jl 1ср) | , (30) where С 1ср and L 1ср are the linear capacitance and inductance at a given frequency averaged over the length of the effective receiving section of the winding, determined in the general case using the data of the magnetic spectra of the applied ferrite.
Приведённые выражения для оценок погонной индуктивности обмотки применимы при условии синфазности токов, генерируемых в каждом витке обмотки, что выполняется при коллинеарном падении на сердечник 4 с обмоткой вектора МП, или при времени пробега плоского фронта волны ЭМП вдоль длины эффективного участка обмотки 1эфф много меньшим периода соответствующей ему, например по (30), спектральной составляющей сигнала ω. Последнее условие для сердечника 4 с обмоткой выполняется во всех радиочастотных диапазонах до УВЧ включительно.The given expressions for the estimates per unit length inductance winding applicable provided in phase currents generated in each coil winding that is performed with collinear incident on the core 4 with a winding MP vector, or the time of run flat front EMF waves along the length of the effective portion of the winding 1 e ff much smaller period corresponding to it, for example, according to (30), the spectral component of the signal ω. The last condition for the core 4 with a winding is satisfied in all radio frequency ranges up to UHF inclusive.
С изменением частоты воздействующего поля непрерывно меняются параметры Ll и Rl, но значения I, и Cl остаются практически неизменными, что и является первопричиной неизменности коэффициента преобразования с малой неравномерностью АЧХ в сверхшироком диапазоне частот.With a change in the frequency of the acting field, the parameters Ll and Rl continuously change, but the values of I and Cl remain practically unchanged, which is the primary reason for the invariability of the conversion coefficient with a small uneven frequency response in an ultra-wide frequency range.
Для подтверждения этого вывода на фиг. 10 и фиг. 11 приводятся формы сигналов, полученные в результате схемотехнического моделирования с вышеуказанными исходными данными и параметрами элементов, а на фиг. 12-16 - экспериментально полученные осциллограммы сигналов одного и того же материального макета устройства, помещённого в генератор импульсного электромагнитного поля симметричного полоскового типа. Фронт импульса поля составлял ~250 пс, коэффициенты горизонтальногоTo confirm this conclusion, FIG. 10 and FIG. 11 shows the waveforms obtained as a result of circuit simulation with the above initial data and parameters of the elements, and FIG. 12-16 - experimentally obtained oscillograms of signals of the same material model of the device, placed in a generator of a pulsed electromagnetic field of a symmetric strip type. The front of the field pulse was ~ 250 ps, the horizontal
- 9 036633 отклонения цифрового стробоскопического осциллографа изменялись от 5 до 500 нс/дел при частотах дискретизации, изменявшихся от 10 ГГц до 100 МГц соответственно (на фиг. 16-20 ГГц). При этом для возбуждения генератора электромагнитного поля применялся генератор испытательных импульсов И115.- 9 036633 deviations of the digital stroboscopic oscilloscope varied from 5 to 500 ns / div at sampling rates varying from 10 GHz to 100 MHz, respectively (in Fig. 16-20 GHz). In this case, the generator of test pulses I115 was used to excite the generator of the electromagnetic field.
Для моделирования сигнала фиг. 10, характеризующего спад вершины выходного импульсного сигнала, в генераторах импульсного тока Ii фиг. 9 устанавливалась длительность фронта 0,35 мкс, соответствующая верхней граничной частоте ~ 1 МГц. Для моделирования сигнала фиг. 11, характеризующего фронтальную часть переходной характеристики, задавался фронт импульсов генераторов тока 80 пс, соответствующий их верхним граничным частотам ~ 4 ГГц.To simulate the signal of FIG. 10, which characterizes the slope of the peak of the output pulse signal, in the pulse current generators Ii of FIG. 9, the rise time was set to 0.35 μs, corresponding to the upper cutoff frequency of ~ 1 MHz. To simulate the signal of FIG. 11, characterizing the frontal part of the transient response, the front of the current generators pulses was set to 80 ps, corresponding to their upper cutoff frequencies of ~ 4 GHz.
По временам нарастания сигналов фиг. 12 и фиг. 16 tn = 258 пс экспериментального образца устройства, превышающих не более чем на (3-4)% длительность фронта воздействующего на устройство электромагнитного поля, можно сделать вывод, что верхняя граничная частота устройства £в намного превышает частотуFrom the rise times of the signals of FIG. 12 and FIG. 16 tn = 258 ps of the experimental sample of the device, exceeding by no more than (3-4)% the duration of the front of the electromagnetic field acting on the device, it can be concluded that the upper cutoff frequency of the device £ in is much higher than the frequency
С.»035Ан^ 1,4 ГГц.. (31)S. "035A n ^ 1.4 GHz .. (31)
Увеличение автоматически определяемого осциллографом времени нарастания сигналов фиг. 13-15 с развёртками от 20 до 500 нс/дел обусловлено увеличением периода дискретизации сигналов.The increase in the automatically determined rise time of the signals of FIG. 13-15 with sweeps from 20 to 500 ns / div is due to an increase in the signal sampling period.
Численную оценку значения верхней граничной частоты можем также получить из времени пробега сигнала обмотки по её витку Тпр, которое при d = 10 мм для оценок μ = 3 и ε = 5 составляет Тпр, « 0,4 нс и, соответственно, оценка верхней граничной частоты, обусловленная межвитковым взаимодействием, может составлять £ = 2,5 ГГц.(32)A numerical estimate of the value of the upper boundary frequency can also be obtained from the travel time of the winding signal along its turn T pr , which at d = 10 mm for the estimates μ = 3 and ε = 5 is T pr , "0.4 ns and, accordingly, the estimate of the upper the cutoff frequency due to turn-to-turn interaction can be £ = 2.5 GHz. (32)
Нижнюю граничную частоту экспериментального образца устройства можно оценить по спаду сигнала фиг. 15, составляющего ~25% за время T « 5 мкс. Поэтому можем записать для постоянной экспо ненциального спада τ вершины импульса τ = Т//и(1 -0,25) М7,4 мкс,(33) что соответствует нижней граничной частоте £н устройства fH= 1/(2πτ) 9 кГц.(34)The lower cutoff frequency of the experimental device can be estimated from the signal decay of FIG. 15, which is ~ 25% for a time T «5 μs. Therefore, we can write for the constant exponential decay τ of the pulse top τ = T // and (1 -0.25) M7.4 μs, (33) which corresponds to the lower boundary frequency £ n of the device f H = 1 / (2πτ) 9 kHz . (34)
Относительная неравномерность вершины выходного сигнала не превышает ~ ±12%, при этом время установления выходного сигнала при отклонении от установившегося значения не более 1 дБ совпа дает с временем нарастания.The relative unevenness of the top of the output signal does not exceed ~ ± 12%, while the settling time of the output signal with a deviation from the steady-state value of no more than 1 dB coincides with the rise time.
Учитывая результаты схемотехнического моделирования, представленные на фиг. 10, 11, результаты, полученные при испытаниях экспериментального образца описываемого устройства, представленные на фиг. 12, 15, 16, и данные расчётов (31), (32) и (34), можем сделать заключение, что коэффициент перекрытия частотного диапазона устройства значительно превышает 150 тысяч при неизменном сопротивлении внешней активной нагрузки, согласованной с волновым сопротивлением выходного соединителя 15.Considering the results of the circuit simulation shown in FIG. 10, 11, the results obtained when testing an experimental sample of the described device shown in FIG. 12, 15, 16, and the data of calculations (31), (32) and (34), we can conclude that the coefficient of overlapping of the frequency range of the device significantly exceeds 150 thousand with a constant resistance of the external active load, matched with the characteristic impedance of the output connector 15.
При применении не согласованной с волновым сопротивлением выходного соединителя 15 внешней нагрузки, например, ПТН на широкополосных трансформаторах тока [6] или на ОУ, без какого-то ни было изменения конструктивных параметров предлагаемого устройства достижимы нижние граничные частоты в десятки герц. При этом величинам сопротивлений и индуктивностей обмотки в эквивалентных схемах фиг. 5-9 будут соответствовать низкочастотные значения сопротивлений и индуктивностей об мотки.When using an external load not matched to the wave impedance of the output connector 15, for example, a CVT on broadband current transformers [6] or on an op amp, without any change in the design parameters of the proposed device, lower boundary frequencies of tens of hertz are achievable. In this case, the values of the resistances and inductances of the winding in the equivalent circuits of FIG. 5-9 will correspond to the low-frequency values of the resistances and inductances of the winding.
Выходное напряжение ПТН на ОУ, выраженное аналогично формуле (1) _ μομμωΝ^ΗζΚ0€ The output voltage of the DCT on the op-amp, expressed similarly to the formula (1) _ μ ο μμωΝ ^ Η ζ Κ 0 €
Uny- -----------ia)L+RsxOy +RB (35) где ROC - сопротивление в цепи отрицательной ОС ОУ, являющееся передаточным параметром ПТН;Uny- ----------- ia) L + R sxOy + R B (35) where R OC is the resistance in the negative feedback circuit of the op-amp, which is the transfer parameter of the STP;
ЯвхОУ - входное сопротивление преобразователя ток-напряжение, RвхОУ ~ R XKU',I in - input resistance of the current-voltage converter, R in ~ R XKU ',
KyU - коэффициент усиления ОУ без обратной связи на рассматриваемой частоте, с учётом (3), (6), (7) и соотношения ЯвхОУ << R„, приводит к формулам для коэффициента преобразования Коу горизонтальной части АЧХ полученного активного преобразователя МП с применением устройстваKyU is the amplification factor of the op-amp without feedback at the frequency under consideration, taking into account (3), (6), (7) and the ratio R inhOU << R „, leads to the formulas for the conversion coefficient K oy of the horizontal part of the frequency response of the obtained active MP converter with using the device
Коу~ Uoy /Hz'~ Roc^ и для нижней граничной частоты £нОУ г Rexoy +RO /нОУ~ Г , 2жЕы (36) (37) где Lн - индуктивность обмотки с сердечником 4 на низких частотах.Coe ~ Uoy / H z '~ Roc ^ and lower limiting frequency £ LEU g Rexoy + R O / ~ F LEU, 2zhE s (36) (37) where n L - inductance of the coil with the core 4 at low frequencies.
Аналогичная (37) зависимость будет справедлива в отношении к широкополосным трансформато- 10 036633 рам тока при замене RBxOy на входное сопротивление трансформатора RBX тр, оцениваемое зависимостьюA dependence similar to (37) will be valid in relation to wide-band transformer 10 036633 current frames when replacing R BxO y with the input resistance of the transformer R BX tr, estimated by the dependence
где kmр - коэффициент трансформации, определяемый отношением числа витков первичной n, и вторичной n2 обмоток широкополосного трансформатора тока, γ « n1/n2,where k mр is the transformation ratio, determined by the ratio of the number of turns of the primary n, and secondary n 2 windings of the broadband current transformer, γ «n 1 / n 2 ,
Rн тр- сопротивление нагрузки широкополосного трансформатора тока.R n tr is the load resistance of the broadband current transformer.
Обычно n1 =1, n2 = 50... 100, Rн тр = (50...75) Ом.Usually n 1 = 1, n 2 = 50 ... 100, R n tr = (50 ... 75) Ohm.
При сопротивлении обмотки Rо » 0,22 Ом и её индуктивности на низких частотах Lн « 600 мкГн получаем по (37) нижнюю граничную частоту, приближённо равную ~60 Гц.With a winding resistance R o "0.22 Ohm and its inductance at low frequencies L n " 600 μH, we obtain, according to (37), the lower cutoff frequency, approximately equal to ~ 60 Hz.
При использовании в ПТН на ОУ двух цепей обратной связи - отрицательной и, согласованной с ней, положительной [21], [22], возможно снижение нижней граничной частоты ещё в десятки раз. При этом ОУ с резисторами ОС образует ПТН с отрицательным входным сопротивлением, которое можно регулировать, изменяя степень положительной ОС, компенсируя при этом большую часть активного сопротивления обмотки и производя многократное уменьшение нижней граничной частоты (в соответствии с (37)) полученного активного преобразователя МП с применением устройства. На фиг. 17 приведён результат компьютерного моделирования устройства с ПТН на ОУ с GBW = 725 МГц и вышеуказанными Lн, Rp и сопротивлением внутренней нагрузки 13 Rвн = 25 Ом.When using two feedback circuits in the STP on an op-amp - negative and, consistent with it, positive [21], [22], it is possible to reduce the lower cutoff frequency by a factor of ten. In this case, an op-amp with OS resistors forms a STP with a negative input resistance, which can be adjusted by changing the degree of positive feedback, while compensating for most of the active resistance of the winding and making a multiple decrease in the lower cutoff frequency (in accordance with (37)) of the obtained active MP converter with using the device. FIG. 17 shows the result of computer simulation of a device with a STP on an op amp with GBW = 725 MHz and the above L n , Rp and internal load resistance 13 R ext = 25 Ohm.
Верхняя граничная частота, полученного таким образом активного преобразователя МП с применением устройства, как и в предыдущем ПТН на ОУ без положительной ОС, определяется частотными свойствами применяемого ОУ и при GBW более 200 МГц, Куи более 104 и длине соединительного кабеля между устройством и входом ОУ не более одного метра может составлять 10 МГц и более при амплитуде выходных сигналов до нескольких вольт. Сопротивление внутренней нагрузки 13 в этом случае служит демпфирующим вход ОУ сопротивлением, предотвращая возникновение высокочастотных паразитных колебаний.The upper cutoff frequency of the active MP converter obtained in this way using a device, as in the previous STP on an op amp without a positive feedback, is determined by the frequency properties of the op amp used and at GBW more than 200 MHz, K ui more than 10 4 and the length of the connecting cable between the device and the input The opamp no more than one meter can be 10 MHz or more with the amplitude of the output signals up to several volts. The resistance of the internal load 13 in this case serves as a damping resistance of the op-amp input, preventing the occurrence of high-frequency parasitic oscillations.
Таким образом, и в случае применения ПТН на ОУ в качестве приёмника сигнала описываемого устройства, достижим коэффициент перекрытия частотного диапазона сто тысяч и более. Общий коэффициент перекрытия частотного диапазона устройства при применении разных внешних нагрузокпреобразователей: согласованной с импедансом выходного соединителя 15 активной нагрузки, широкополосного трансформатора тока и вышеуказанных активных ПТН, может намного превышать 107 и достигать 109, причём для этого не требуется никаких изменений его конструктивных параметров или перенастройки.Thus, in the case of using the STP at the OA as a signal receiver for the described device, the overlap factor of the frequency range is one hundred thousand or more. The total overlap factor of the frequency range of the device when using different external loads of converters: a resistive load matched to the impedance of the output connector 15, a wide-band current transformer and the above-mentioned active STC, can be much higher than 10 7 and reach 10 9 , and this does not require any changes in its design parameters or readjustments.
В достижении таких высоких характеристик параметров устройства помимо описанных конструкций обмотки с сердечником 4 и цепей нагружения и съёма выходного сигнала, большую роль играет и конструкция электрического экрана, обеспечивающего защиту полезного сигнала от сопутствующего (в ЭМП) или помехового электрического поля.In achieving such high characteristics of the device parameters, in addition to the described designs of the winding with a core 4 and the circuits for loading and picking up the output signal, the design of the electric screen also plays an important role, which protects the useful signal from the accompanying (in EMF) or interference electric field.
Электрический экран устройства содержит две щели 8, параллельные его оси, симметрично относительно неё расположенные между продольными частями 7 электрического экрана и заканчивающиеся на сопряжённых с ними краями вырезов 12 концевых частей 9 и 10 электрического экрана. Таким образом, электрический экран состоит из двух одинаковых половин, электрически соединённым между собой на центральных участках его концевых частей 9 и 10.The electric screen of the device contains two slots 8, parallel to its axis, symmetrically relative to it, located between the longitudinal parts 7 of the electric screen and ending at the mating edges of the cutouts 12 of the end parts 9 and 10 of the electric screen. Thus, the electric shield consists of two identical halves, electrically connected to each other at the central sections of its end parts 9 and 10.
Вектор воздействующего электрического поля всегда можно разделить на три ортогональных составляющих (фиг. 2): EX, лежащую в плоскости симметрии щелей 8, вырезов 12 и продольной оси Z устройства, ортогональную последней, EY, ортогональную к плоскости симметрии щелей 8, и EZ, соосную продольной оси Z. Основная часть токов смещения составляющей EX, воздействуя на электрический экран устройства, создаёт на двух, разделённых щелями 8 и вырезами 12, половинах электрического экрана одинаковые по величине токи проводимости, создающие взаимно компенсирующие друг друга магнитные поля в сердечнике 4. Остаточная часть энергии составляющей EX, прошедшей через щели 8 электрического экрана к обмотке, воздействуя на последнюю, создаёт также одинаковые по величине и противоположно направленные в половинках каждого витка взаимно компенсирующие друг друга токи.The vector of the acting electric field can always be divided into three orthogonal components (Fig. 2): E X , lying in the plane of symmetry of the slots 8, notches 12 and the longitudinal axis Z of the device, orthogonal to the latter, EY, orthogonal to the plane of symmetry of the slots 8, and E Z coaxial to the longitudinal axis Z. The main part of the displacement currents of the EX component, acting on the electric screen of the device, creates on two halves of the electric screen, separated by slots 8 and cutouts 12, conduction currents of the same magnitude, which create mutually compensating magnetic fields in the core 4. The residual part of the energy of the EX component that passed through the slots 8 of the electric screen to the winding, acting on the latter, also creates currents of the same magnitude and oppositely directed in the halves of each turn, mutually compensating each other.
Токи смещения низко- и среднечастотной части спектра сигнала EY, воздействующего на электрический экран устройства, переходят на последнем в токи проводимости, протекающие через центральные участки концевых частей 9, 10 электрического экрана, направленные преимущественно вдоль его продольной оси Z и, соответственно, не вызывающие возникновения ЭДС электромагнитной индукции в витках обмотки, поскольку образуемые ими МП, суммируясь друг с другом в объёме сердечника 4, не содержат продольных составляющих HZ. В высокочастотной части спектра EY часть токов смещения помеховой компоненты преобразуется в токи проводимости электрического экрана и токи смещения на щелях 8 последнего, ортогональные оси Z устройства, симметричные относительно плоскости YZ и, соответственно, компенсирующие друг друга в сердечнике 4 магнитные поля. Выделяемые при этом на щелях 8 напряжения сигналов помех, воздействуя посредством электрического поля на витки обмотки, также приводят к образованию в них равных встречных токов, взаимно компенсирующих друг друга в каждом витке обмотки.The bias currents of the low- and mid-frequency part of the spectrum of the signal E Y , acting on the electric screen of the device, pass on the latter into conduction currents flowing through the central sections of the end parts 9, 10 of the electric screen, directed mainly along its longitudinal axis Z and, accordingly, not causing the occurrence of EMF of electromagnetic induction in the winding turns, since the MF generated by them, being summed up with each other in the volume of the core 4, do not contain longitudinal components H Z. In the high-frequency part of the EY spectrum, a part of the displacement currents of the interference component is converted into conduction currents of the electric screen and displacement currents at the slots 8 of the latter, orthogonal to the Z axis of the device, symmetric with respect to the YZ plane and, accordingly, compensating each other in the core 4 magnetic fields. The voltages of the interference signals released in this case at the slots 8, acting by means of an electric field on the winding turns, also lead to the formation of equal counter currents in them, mutually compensating each other in each winding turn.
Основная часть энергии продольной электрической составляющей EZ помехи создаёт на электричеThe main part of the energy of the longitudinal electrical component E Z creates interference on electricity
- 11 036633 ском экране устройства токи проводимости, параллельные оси Z, практически не вызывающие возникновения ЭДС электромагнитной индукции в витках обмотки, часть энергии EZ отражается и рассеивается на концевых частях 9 и 10 экрана, и незначительная часть энергии EZ проходит через вырезы 12 концевых частей экрана к обмотке. Экспериментальная проверка показала более чем на 30 дБ большую эффективность подавления помехового сигнала EZ с фронтом импульса (5-10) нс описываемого устройства по сравнению с опытным образцом широкополосной ферритовой антенны со спиральным экраном, аналогичным экрану прототипа [5].- 11 036633 the screen of the device conduction currents parallel to the Z axis, practically not causing the EMF of electromagnetic induction in the winding turns, part of the energy E Z is reflected and dissipated on the end parts 9 and 10 of the shield, and a small part of the energy E Z passes through the cutouts 12 of the end parts of the screen to the winding. Experimental verification showed more than 30 dB greater efficiency of suppression of the interference signal E Z with a pulse front (5-10) ns of the described device compared to the prototype broadband ferrite antenna with a spiral shield similar to the prototype shield [5].
Уменьшение чувствительности к продольной электрической помехе является следствием выполнения щелей 8 электрического экрана прямыми, параллельными общей оси ферритового сердечника и обмотки, и введением в устройство концевых частей 9 и 10 электрического экрана. Такое выполнение щелей 8 экрана и введение его концевых частей 9 и 10 в устройство являются также признаками из совокупности существенных признаков для достижения основного технического результата - повышения верхней граничной частоты до УВЧ радиодиапазона.Reducing the sensitivity to longitudinal electrical interference is a consequence of making the slots 8 of the electric screen straight, parallel to the common axis of the ferrite core and the winding, and the introduction of the end parts 9 and 10 of the electric screen into the device. This implementation of the screen slots 8 and the introduction of its end parts 9 and 10 into the device are also signs from a set of essential features to achieve the main technical result - increasing the upper cutoff frequency to the UHF radio range.
Неравномерность АЧХ, т.е. отклонение АЧХ от заданной формы, для преобразователей импульсного МП - горизонтальной, более определённого предела, обычно - более двух-трёх децибел, является основным фактором, ограничивающим частотный диапазон их применения. Наибольшее влияние на неравномерность АЧХ помимо конструктивного исполнения обмотки с сердечником 4, электрического экрана, внутренней нагрузки 13, оказывает отклонение от осевой симметрии конструкции устройства в целом. Это приводит к неполной компенсации магнитных полей от токов, вызываемых на экране и обмотке электрической компонентой ЭМП или электрическими полями помех. Некомпенсированные магнитные поля в сердечнике оказывают прямое действие на выходной сигнал устройства, увеличивая его чувствительность к электрическому полю помех. Неидентичность щелей 8 экрана приводит к разнице между токами смещения, протекающими через них и возбуждаемыми в продольных частях 7 экрана ВЧ составляющими EY, и, соответственно, к появлению помехового сигнала в обмотке.Uneven frequency response, i.e. the deviation of the frequency response from a given shape, for pulsed MF converters - horizontal, more than a certain limit, usually more than two or three decibels, is the main factor limiting the frequency range of their application. In addition to the design of the winding with a core 4, an electric screen, and an internal load 13, the greatest influence on the unevenness of the frequency response is exerted by a deviation from the axial symmetry of the structure of the device as a whole. This leads to incomplete compensation of magnetic fields from currents caused on the screen and winding by the electrical component of the EMF or electrical interference fields. The uncompensated magnetic fields in the core have a direct effect on the device's output signal, increasing its sensitivity to the electrical interference field. The non-identity of the shield slots 8 leads to a difference between the displacement currents flowing through them and the HF components EY excited in the longitudinal parts 7 of the shield, and, accordingly, to the appearance of an interference signal in the winding.
Частоту резонанса электрического экрана f^Y, возбуждаемого высокочастотными составляющими EY, а также преобразуемого сигнала HZ, можно оценить по известной формулеThe resonance frequency of the electric screen f ^ Y, excited by the high-frequency components E Y , as well as the converted signal H Z , can be estimated using the well-known formula
где f^Y - частота электрического резонанса экрана;where f ^ Y is the screen electric resonance frequency;
LY - индуктивность продольных частей 7 экрана для ВЧ окружных токов, протекающих через щели 8;LY is the inductance of the longitudinal parts 7 of the screen for HF circumferential currents flowing through the slots 8;
CY - общая ёмкость резонансного контура, составленного продольными частями 7 экрана.CY is the total capacitance of the resonant circuit composed of the longitudinal parts 7 of the screen.
Например, для цилиндрических корпуса 6 и продольных частей 7 экрана диаметром D можем принять, в соответствии с (7) оценку LY равнойFor example, for the cylindrical body 6 and the longitudinal parts 7 of the screen with a diameter D, we can take, in accordance with (7), the estimate LY equal to
LY = . (40)L Y =. (40)
При l — 0,2 м, D — 0,02 м, имеем n — 5м и Ly ~ 2 нГн. Ёмкость каждой щели можно оценить по формуле [23]At l - 0.2 m, D - 0.02 m, we have n - 5 m and Ly ~ 2 nH. The capacity of each slot can be estimated by the formula [23]
где Сщ - ёмкость каждой щели 8;where C u - capacity of each slot 8;
1/k « 1+ D/t; t - ширина щели.1 / k "1+ D / t; t is the slit width.
При t — 1 мм Сщ « 5 пФ и CY « 2,5 пФ. Тогда численная оценка частоты резонанса по (39) - (41) составитAt t - 1 mm C u "5 pF and CY" 2.5 pF. Then the numerical estimate of the resonance frequency according to (39) - (41) will be
А =' 2,3 ГГц. (42)A = '2.3 GHz. (42)
Полученная величина f^Y даёт оценку нижнего предела ограничения верхней граничной частоты устройства возможными резонансными явлениями в продольных частях 7 экрана, возбуждаемыми поперечными токами, поскольку не учитывает уменьшения индуктивности LY, обусловленного замыканием концов продольных частей 7 электрического экрана концевыми частями 9 и 10.The obtained value f ^ Y gives an estimate of the lower limit of limiting the upper boundary frequency of the device by possible resonance phenomena in the longitudinal parts 7 of the screen, excited by transverse currents, since it does not take into account the decrease in inductance L Y caused by the closure of the ends of the longitudinal parts 7 of the electric screen by the end parts 9 and 10.
Дополнительную оценку предела ограничения верхней граничной частоты fp устройства можем получить из анализа эквивалентной схемы устройства при работе с активной внешней нагрузкой, представленной на фиг. 9, из которой по известной формуле определяем время нарастания ПХ tnRC для RC цепочекAn additional estimate of the limitation limit of the upper cutoff frequency fp of the device can be obtained from the analysis of the equivalent circuit of the device when operating with an active external load shown in Fig. 9, from which, according to the well-known formula, we determine the rise time of the HR t nRC for RC circuits
где Сн - суммарная ёмкость между второй концевой частью электрического экрана и цепью, состоящей из последнего витка обмотки с её концевыми проводниками, проложенными вдоль линии 3, перемычки 5, внутренней нагрузки 13 и выступающей части внутреннего проводника соединителя 15.where C n is the total capacitance between the second end part of the electrical screen and the circuit consisting of the last turn of the winding with its end conductors laid along line 3, jumper 5, internal load 13 and the protruding part of the inner conductor of the connector 15.
Принимая Сн « 4 пФ при R„— 16,7 Ом, имеем оценку fpTaking C n «4 pF at R„ - 16.7 Ohm, we have the estimate fp
С 0,35/ Uc А,4 ГГц. (44)C 0.35 / Uc A, 4 GHz. (44)
Принимая во внимание (42), (44), можем уточнить оценку (32) верхней граничной частоты fE устTaking into account (42), (44), we can refine the estimate (32) of the upper boundary frequency f E set
- 12 036633 ройства величиной ~2-2,2 ГГц, несколько меньшей величины оценки fpY.- 12 036633 values ~ 2-2.2 GHz, somewhat less than the value of the estimate f pY .
На более низких частотах возможны резонансные явления в контурах растекания наведённого электрическим полем EY на частях 7 экрана заряда, проходящих через концевые части 9 и 10 экрана, приводящих при несимметричности конструкции устройства к паразитным резонансам выходного сигнала. Поверхностная плотность высокочастотного тока, наводимого полем EY, максимальна на краях, ограничивающих проводящую поверхность, т.е. возле щелей 8 и вырезов 12. Увеличению плотности тока в этих местах способствует также и противоположные на частях 7 экрана, прилегающих к щелям 8, направления растекания этих токов (эффект близости) [24]. Поэтому для оценки резонансных частот в контурах растекания наведённого заряда рассмотрим цепь одного из четырёх, повторяющих друг друга, основных контуров, состоящую из импеданса проводящих полос шириной ~D/2 частей 7 экрана, расположенных по краям половины щели 8 длиной 1/2, и индуктивности концевого выреза 12 экрана. Форму выреза 12 для расчётов примем в виде круга, диаметром dо = 7 мм.At lower frequencies, resonance phenomena are possible in the spreading circuits induced by the electric field EY on parts 7 of the charge shield passing through the end parts 9 and 10 of the shield, leading to parasitic resonances of the output signal when the device is not symmetrical. The surface density of the high-frequency current induced by the field EY is maximum at the edges bounding the conducting surface, i.e. near slots 8 and notches 12. An increase in the current density in these places is also facilitated by the opposite directions of spreading of these currents on the parts 7 of the screen adjacent to the slots 8 (proximity effect) [24]. Therefore, to estimate the resonance frequencies in the circuits of the spreading of the induced charge, consider a circuit of one of four repeating main circuits, consisting of the impedance of conducting strips with a width of ~ D / 2 of parts 7 of the screen, located at the edges of half of the slot 8 with a length of 1/2, and inductance end cut 12 of the screen. We will take the shape of the cutout 12 for calculations in the form of a circle, with a diameter of d about = 7 mm.
Индуктивность на ВЧ единицы длины тонких компланарных однофазных шин шириной D/2, расположенных с зазором t при D/2>>t [25]HF inductance unit length of thin coplanar single-phase buses of width D / 2, located with a gap t at D / 2 >> t [25]
Li = цоК(к)/К(к') ~ μοπ /2Ln(4/k), (45) где k и k' - модули эллиптического интеграла первого рода K, k = t/(D+ t) ~ 0,0476, k' = 1‘k2.Li = n of K (k) / K (k ') ~ μ ο π / 2Ln ( 4 / k), (45) where k and k' - modules of the elliptic integral of the first kind K, k = t / (D + t) ~ 0.0476, k '= 1'k 2 .
Вычисление по (45) приводит к значению Lj ~ 0,445 мкГн/м, и при длине шин 0,1 м индуктивность продольного участка рассматриваемого контура Ьп ® 44 нГн.Calculation of (45) gives the value Lj ~ 0,445 mH / m and at a length of 0.1 m inductance tire longitudinal portion considered contour L ® claim 44 nH.
Индуктивность Ьт плоского круглого концевого выреза 12 диаметром do и шириной окружающего её проводящего кольца а можно оценить по формуле [25] ц=ААА-0-5](46) и для dо = 7 мм, а = 2 мм получаем Lm ® 13,5 нГн.The inductance L m of a flat circular end cutout 12 in diameter do and a width of the conductive rings surrounding it and can be estimated by the formula [25] AAA- n = 0 - 5] (46) and d = about 7 mm and a = 2 mm obtain L m ® 13.5 nH.
Общую индуктивность Lk каждого из четырёх параллельных контуров растекания наведённого заряда можно оценить величиной ~ 58 нГн, ёмкость - величиной Сщ/2 ® 2,5 пФ, а резонансную частоту величиной порядка 400 МГ ц. Принимая коэффициент магнитной связи между этими четырьмя контурами близким к нулю, получаем такую же частоту резонанса тока растекания заряда через концевые части 9 и 10 экрана, наведённого на частях 7 экрана устройства составляющей поля EY.The total inductance L k of each of the four parallel circuits of the spreading of the induced charge can be estimated as ~ 58 nH, the capacitance as C u / 2 ® 2.5 pF, and the resonant frequency as about 400 MHz. Taking the coefficient of magnetic coupling between these four circuits close to zero, we obtain the same resonance frequency of the charge spreading current through the end parts 9 and 10 of the screen, induced on the parts 7 of the screen of the device by the field component E Y.
Амплитуда паразитных колебаний частотой ~400 МГ ц после фронта импульсного сигнала для конструктивно несимметрично выполненного устройства может достигать 100% от амплитуды устоявшейся части сигнала.The amplitude of parasitic oscillations with a frequency of ~ 400 MHz after the front of the pulse signal for a structurally asymmetric device can reach 100% of the amplitude of the steady-state part of the signal.
Симметричное выполнение всех конструктивных составляющих устройства позволяет минимизировать как реактивные составляющие выходной цепи, приводящие к неравномерностям АЧХ, ПХ и сужению частотного диапазона устройства, так и чувствительность к ортогональным составляющим магнитного поля и к воздействиям электрических полей сигналов ЭМП и помех.The symmetrical implementation of all structural components of the device allows minimizing both the reactive components of the output circuit, leading to uneven frequency response, HR and a narrowing of the frequency range of the device, as well as sensitivity to orthogonal components of the magnetic field and to the effects of electric fields of EMF signals and noise.
Одним из основных параметров преобразователя МП, обуславливающим возможность использования его в пеленгационных системах, является степень подавления ЭП и поперечных составляющих МП, или бокового приёма [26]. Погрешность измерения продольной составляющей МП HZ, обусловленная боковым приёмом, практически равна нулю, поскольку симметричность выполнения обмотки с сердечником 4 и электрического экрана относительно продольной оси устройства, практически исключает приём поперечных составляющих МП. При экспериментальной проверке степень подавления одновременно воздействующих на материальный макет устройства поперечных составляющих электрического, по оси Y, и магнитного, по оси X, полей частотой 700 кГц, составила 51 дБ, что свидетельствует о хороших потенциальных возможностях использования описываемого устройства в пеленгационных антенных системах.One of the main parameters of the MF transducer, which makes it possible to use it in direction finding systems, is the degree of suppression of EF and transverse MF components, or lateral reception [26]. The error in measuring the longitudinal component of the MF HZ, due to lateral reception, is practically zero, since the symmetry of the winding with the core 4 and the electric screen relative to the longitudinal axis of the device practically excludes the reception of the transverse components of the MF. In an experimental test, the degree of suppression of simultaneously affecting the material model of the device transverse components of the electric, along the Y-axis, and magnetic, along the X-axis, fields with a frequency of 700 kHz was 51 dB, which indicates good potential for using the described device in direction finding antenna systems.
Осевая симметрия обмотки и соединения концов её частей 1, 2 в сочетании с вышеуказанными взаимосвязями, взаиморасположением и симметрией форм конструктивных составляющих устройства, позволяет уменьшить или исключить чувствительность обмотки, включая концевые её участки, к МП, возбуждаемым токами растекания заряда, наведённого поперечным электрическим полем на частях электрического экрана, в диапазонах от крайне низких радиочастот до УВЧ радиодиапазона.The axial symmetry of the winding and the connection of the ends of its parts 1, 2, in combination with the above relationships, the mutual arrangement and symmetry of the forms of the structural components of the device, makes it possible to reduce or eliminate the sensitivity of the winding, including its end sections, to the MF excited by the spreading currents of the charge induced by the transverse electric field on parts of the electrical shield, in the ranges from extremely low radio frequencies to the UHF radio range.
Без нарушения общности выводов допускается в заявляемом устройстве применять сердечник 4 как из сплошного, так и из трубчатого феррита, например, склеенный из соосно расположенных идентичных ферритовых колец равных по диаметрам и по высоте, что позволяет расширить частотный диапазон при сохранении чувствительности, длины и массы сердечника 4 [27] и расширить номенклатуру применяемых марок феррита.Without breaking the generality of conclusions, it is allowed in the claimed device to use a core 4 of both solid and tubular ferrite, for example, glued from coaxially located identical ferrite rings equal in diameter and height, which allows you to expand the frequency range while maintaining the sensitivity, length and mass of the core 4 [27] and to expand the range of used ferrite grades.
Концевые части 9 и (или) 10 электрического экрана без нарушения общности выводов могут иметь как плоскую форму, так и формы усечённых прямых конусов, усеченных пирамид, симметричных относительно двух ортогональных плоскостей (обелисков) или других фигур, удовлетворяющих вышеуказанным условиям симметрии выполнения конструкции устройства. Плоскости сечения усечённых фигур должны быть ортогональны продольной оси устройства. Формы концевых частей 9 и 10 электрическогоThe end parts 9 and (or) 10 of the electric screen, without breaking the generality of the conclusions, can have both a flat shape and the shape of truncated straight cones, truncated pyramids, symmetrical about two orthogonal planes (obelisks) or other figures that satisfy the above symmetry conditions for the design of the device. The section planes of the truncated figures must be orthogonal to the longitudinal axis of the device. Shapes of end parts 9 and 10 electric
- 13 036633 экрана могут отличаться друг от друга.- 13 036633 screens may differ from each other.
Концевые вырезы 12 электрического экрана в общем случае ограничиваются симметричными незамкнутыми непрерывными кусочно ломанными или кусочно гладкими линиями, удовлетворяющими вышеуказанным условиям симметрии выполнения конструкции устройства и сопряжения со щелями 8 экрана. Формы концевых вырезов 12 концевой части 9 электрического экрана могут отличаться от форм концевых вырезов 12 концевой части 10 электрического экрана.The end cuts 12 of the electric screen are generally limited by symmetrical open continuous piecewise broken or piecewise smooth lines that satisfy the above conditions of symmetry of the design of the device and mating with the slots 8 of the screen. The shapes of the end cutouts 12 of the end portion 9 of the electrical shield may differ from the shapes of the end cutouts 12 of the end portion 10 of the electrical shield.
Проведённый обзор основных электрофизических явлений, сопровождающих работу устройства, не претендует на полноту, но позволяет составить представление об основных принципах его функционирования, обосновывающих получение заявленного технического результата.The review of the main electrophysical phenomena accompanying the operation of the device does not pretend to be complete, but allows one to get an idea of the basic principles of its operation, which justify the receipt of the claimed technical result.
Выполнение обмотки из двух равных частей 1, 2 однослойной, распределённой с удлинённым шагом по всей длине сердечника 4, с концами частей 1, 2, соединёнными между собой по осесимметричным линиям 3, пролегающим вдоль торцов сердечника 4, электрического экрана - однослойным, из двух идентичных продольных частей 7, разделённых двумя идентичными щелями 8, параллельными общей оси сердечника 4 и обмотки, и двух концевых частей 9 и 10, разделённых концевыми вырезами 12 на две равные половины каждая, перемыкающиеся на центральных участках соответствующих концевых частей 9, 10 экрана, осей симметрии щелей 8 и вырезов 12 - лежащими в плоскости оси сердечника 4 и обмотки, продольных частей 7 экрана - электрически соединённым с концевыми частями 9, 10 экрана по линиям сопряжения 11, а щелей 8 - сопрягающимися на концах с краями концевых вырезов 12 концевых частей 9, 10 экрана, соединения концов обмотки осевыми перемычками 5 - с центром первой концевой части 9 экрана, и с внутренним проводником выходного соединителя 15, корпус которого, электрически, по замкнутому контуру 14, соединён с центральным участком второй концевой части 10 экрана, введение внутренней нагрузки 13, электрически подключённой параллельно выходному соединителю 15, расположение внутренней нагрузки 13, сердечника 4 с обмоткой и осевыми перемычками 5 внутри электрического экрана и выполнение обмотки - с осевой симметрией второго порядка, остальных конструктивных составляющих - ферритового сердечника 4, осевых перемычек 5, диэлектрического корпуса 6, продольных частей 7 электрического экрана, концевых части 9 и 10 электрического экрана, щелей 8 и концевых вырезов 12 электрического экрана, линии сопряжения 11 частей электрического экрана, внутренней нагрузки 13, выходного радиочастотного коаксиального соединителя 15, замкнутого контура 14 электрического соединения корпуса выходного радиочастотного коаксиального соединителя 15 и второй концевой части 10 электрического экрана - зеркально симметричными относительно плоскости расположения осей симметрии щелей 8 и концевых вырезов 12 электрического экрана и ортогональной ей плоскости, проходящей через общую ось ферритового сердечника 4 и обмотки, позволяет повысить верхнюю граничную частоту до УВЧ радиодиапазона, как следствие, увеличить коэффициент перекрытия частотного диапазона, уменьшить чувствительность к продольной составляющей ЭП сигналов ЭМП или помех.Execution of the winding from two equal parts 1, 2 single-layer, distributed with an elongated pitch along the entire length of the core 4, with the ends of parts 1, 2, connected to each other along axisymmetric lines 3 running along the ends of the core 4, the electric screen - single-layer, of two identical longitudinal parts 7, separated by two identical slots 8, parallel to the common axis of the core 4 and the winding, and two end parts 9 and 10, divided by end cutouts 12 into two equal halves each, bridging on the central sections of the corresponding end parts 9, 10 of the screen, axes of symmetry slots 8 and notches 12 - lying in the plane of the axis of the core 4 and the winding, the longitudinal parts 7 of the shield - electrically connected to the end parts 9, 10 of the shield along the mating lines 11, and the slots 8 - mating at the ends with the edges of the end notches 12 of the end parts 9, 10 of the screen, connecting the ends of the winding with axial jumpers 5 - with the center of the first end part 9 of the screen, and with the inner conductor out one connector 15, the body of which, electrically, in a closed loop 14, is connected to the central section of the second end part 10 of the shield, the introduction of an internal load 13 electrically connected in parallel with the output connector 15, the location of the internal load 13, the core 4 with a winding and axial jumpers 5 inside electrical shield and the execution of the winding - with axial symmetry of the second order, the rest of the structural components - ferrite core 4, axial jumpers 5, dielectric body 6, longitudinal parts 7 of the electrical shield, end parts 9 and 10 of the electrical shield, slots 8 and end cutouts 12 of the electrical shield , the interface lines 11 of the parts of the electrical shield, the internal load 13, the output radio frequency coaxial connector 15, the closed loop 14 of the electrical connection of the housing of the output radio frequency coaxial connector 15 and the second end part 10 of the electrical shield - mirror-symmetrical with respect to the plane of the location of the axes of symmetry of the slots 8 and end cutouts 12 of the electric screen and the plane orthogonal to it, passing through the common axis of the ferrite core 4 and the winding, makes it possible to increase the upper cutoff frequency to the UHF radio range, as a result, to increase the coefficient of overlapping of the frequency range, to reduce the sensitivity to the longitudinal component EF signals of EMI or interference.
Повышение верхней граничной частоты до УВЧ радиодиапазона и коэффициента перекрытия частотного диапазона до ста тысяч и более происходит при работе устройства на внешнюю активную нагрузку, согласованную по сопротивлению с волновым сопротивлением выходного соединителя 15. Повышение коэффициента перекрытия частотного диапазона до значений 107-109 происходит при применении различных внешних приёмников выходного сигнала, как согласованных с волновым сопротивлением выходного соединителя 15, так и несогласованных в виде преобразователей ток-напряжение с положительными или отрицательными входными сопротивлениями, меньшими по модулю сопротивления обмотки.An increase in the upper cutoff frequency to the UHF radio range and the overlap factor of the frequency range to one hundred thousand or more occurs when the device operates on an external active load matched in resistance to the characteristic impedance of the output connector 15. An increase in the overlap factor of the frequency range to 107-10 9 occurs when using various external receivers of the output signal, both matched with the characteristic impedance of the output connector 15, and unmatched in the form of current-voltage converters with positive or negative input impedances that are less in modulus of resistance of the winding.
Таким образом, достигается заявленный технический результат, а именно повышение верхней граничной частоты до ультравысокочастотного радиодиапазона, как следствие, повышение коэффициента перекрытия частотного диапазона, уменьшение чувствительности к продольной составляющей электрического поля сигналов ЭМП или помех.Thus, the claimed technical result is achieved, namely, an increase in the upper cutoff frequency to the ultra-high-frequency radio range, as a consequence, an increase in the frequency range overlap coefficient, a decrease in sensitivity to the longitudinal component of the electric field of EMF signals or interference.
Источники информацииInformation sources
1. Бобков A.M., Бобков В.А. Широкополосная приёмная ферритовая антенна СДВ-СВ диапазона. Патент РФ №2452063, МПК H01Q 7/00, 27.05.2012.1. Bobkov A.M., Bobkov V.A. Broadband VLF-MW ferrite receiving antenna. RF patent No. 2452063, IPC H01Q 7/00, 27.05.2012.
2. Антенна измерительная рамочная HLA 6120. Описание типа средства измерений. Рег. №24004-02 от 30.10.2002 в Государственном реестре СИ.2. Antenna measuring loop HLA 6120. Description of the type of measuring instrument. Reg. No. 24004-02 dated 30.10.2002 in the State Register of SI.
3. Измеритель уровней электромагнитных излучений П3-41. Описание типа средства измерений. Рег. №27826-10 от 31.08.2010 в Государственном реестре СИ.3. Meter of levels of electromagnetic radiation P3-41. Description of the type of measuring instrument. Reg. No. 27826-10 of 31.08.2010 in the State Register of SI.
4. Кулик М.Г. Экспериментальные исследования возможности использования индукционного преобразователя в СВЧ-диапазоне / Технологии ЭМС, 2016, №4(59). - С. 3-6.4. Kulik M.G. Experimental studies of the possibility of using an induction converter in the microwave range / EMC Technologies, 2016, No. 4 (59). - S. 3-6.
5. Ахмедзянов И.Ш., Молочков В.Ф., Неуструев В.В. Широкополосная приёмная ферритовая антенна. Патент РФ №2466483, МПК H01Q 9/00, 10.11.2012.5. Akhmedzyanov I.Sh., Molochkov V.F., Neustruev V.V. Broadband receiving ferrite antenna. RF patent No. 2466483, IPC H01Q 9/00, 10.11.2012.
6. Андерсон Д.М. Широкополосные трансформаторы тока / Приборы для научных исследований, 1971, №7. - С. 3-14.6. Anderson D.M. Broadband current transformers / Instruments for scientific research, 1971, No. 7. - S. 3-14.
7. Cooper J. On the high-frequency responce of a Rogowsky coil. / Plasma Physics (Journal of Nuclear Energy Part C) 1963, Vol. 5, p. 288, 289.7. Cooper J. On the high-frequency response of a Rogowsky coil. / Plasma Physics (Journal of Nuclear Energy Part C) 1963, Vol. 5, p. 288, 289.
8. Кнопфель Г. Сверхсильные импульсные магнитные поля. - М.: Мир, 1972.-С. 318.8. Knopfel G. Superstrong pulsed magnetic fields. - M .: Mir, 1972.- S. 318.
- 14 036633- 14 036633
9. Бессонов Л.А. Теоретические основы электротехники. Электрические цепи. - М.: Высшая школа,9. Bessonov L.A. Theoretical foundations of electrical engineering. Electrical circuits. - M .: Higher school,
1996. - С. 259.1996 .-- S. 259.
10. Розенблат М.А. Магнитные элементы автоматики и вычислительной техники. - М.: Наука, 1966. С. 92.10. Rosenblat M.A. Magnetic elements of automation and computer technology. - M .: Nauka, 1966.S. 92.
11. Гликман И.Я., Русин Ю.С. Расчёт характеристик элементов цепей радиоэлектронной аппаратуры. - М., Советское радио, 1976. - С. 31, 32.11. Glikman I.Ya., Rusin Yu.S. Calculation of the characteristics of the elements of circuits of radio electronic equipment. - M., Soviet radio, 1976 .-- S. 31, 32.
12. Щелкунов С.А., Фриис Г.Т. Антенны. Теория и практика. - М., Советское радио, 1955. - С. 291293.12. Shchelkunov S.A., Friis G.T. Antennas. Theory and practice. - M., Soviet radio, 1955 .-- S. 291293.
13. Смит Я., Вейн X. Ферриты. Физические свойства и практические применения. - М.: ИЛ, 1962. С. 338.13. Smith Y., Wayne X. Ferrites. Physical properties and practical applications. - M .: IL, 1962.S. 338.
14. Аркадьев В.К. Электромагнитные процессы в металлах. Часть I. -М.-Л.: ОНТИ, 1934. - С. 107, 105.14. Arkadiev V.K. Electromagnetic processes in metals. Part I. -M.-L .: ONTI, 1934. - pp. 107, 105.
15. Розенблат М.А. Магнитные элементы автоматики и вычислительной техники. - М.: Наука, 1966. - С. 108.15. Rosenblat M.A. Magnetic elements of automation and computer technology. - M .: Nauka, 1966 .-- P. 108.
16. Розенблат М.А. Магнитные элементы автоматики и вычислительной техники. - М.: Наука, 1966, - С. 100.16. Rosenblat M.A. Magnetic elements of automation and computer technology. - M .: Nauka, 1966, - P. 100.
17. Розенблат М.А. Магнитные элементы автоматики и вычислительной техники. М.: Наука, 1966. С. 101.17. Rosenblat M.A. Magnetic elements of automation and computer technology. Moscow: Nauka, 1966, p. 101.
18. Хомич В.И. Приёмные ферритовые антенны. - М.-Л.: ГЭИ, 1963. - С. 16.18. Khomich V.I. Receiving ferrite antennas. - M.-L .: GEI, 1963 .-- P. 16.
19. Ефимов И.Е., Останькович Г.А. Радиочастотные линии передач. Радиочастотные кабели. - М.: Связь, 1977. - С. 205, 206.19. Efimov I.E., Ostankovich G.A. Radio frequency transmission lines. RF cables. - M .: Communication, 1977 .-- S. 205, 206.
20. Гликман И.Я., Русин Ю.С. Расчёт характеристик элементов цепей радиоэлектронной аппаратуры. - М.: Советское радио, 1976. - С. 113.20. Glikman I.Ya., Rusin Yu.S. Calculation of the characteristics of the elements of circuits of electronic equipment. - M .: Soviet radio, 1976 .-- S. 113.
21. Безруков А.В., Левин Ю.К., Лопатин В.А., Махоткин В.Е., Шурухин Б.П. Датчик магнитного поля. Патент РФ №2079147, фиг. 1, МПК G01R33/02, 10.05.1997.21. Bezrukov A.V., Levin Yu.K., Lopatin V.A., Makhotkin V.E., Shurukhin B.P. Magnetic field sensor. RF patent No. 2079147, fig. 1, IPC G01R33 / 02, 10.05.1997.
22. Горошков Б.И. Элементы радиоэлектронных устройств: Справочник. - М.: Радио и связь, 1989. С. 55, 56.22. Goroshkov B.I. Elements of radio-electronic devices: Handbook. - M .: Radio and communication, 1989.S. 55, 56.
23. Иоссель Ю.Я., Кочанов Э.С., Струнский М.Г. Расчёт электрической ёмкости. -Л.: Энергоиздат, 1981. - С. 137, 138.23. Iossel Yu.Ya., Kochanov E.S., Strunsky M.G. Calculation of electrical capacity. -L .: Energoizdat, 1981 .-- P. 137, 138.
24. Бессонов Л.А. Теоретические основы электротехники. Электромагнитное поле. - М.: Высшая школа, 1986. - С. 155, 156.24. Bessonov L.A. Theoretical foundations of electrical engineering. Electromagnetic field. - M .: Higher school, 1986 .-- S. 155, 156.
25. Калантаров П.Л., Цейтлин Л.А. Расчёт индуктивностей: Справочная книга. - Л.: Энергоатомиздат, 1986. - С. 144, 466.25. Kalantarov P.L., Zeitlin L.A. Calculation of inductances: Reference book. - L .: Energoatomizdat, 1986 .-- P. 144, 466.
26. Скородумов С.А., Обоишев Ю.П. Помехоустойчивая магнитоизмерительная аппаратура. - Л., Энергоиздат. Ленинградское отделение, 1981.- С. 98.26. Skorodumov S.A., Oboishev Yu.P. Noise-resistant magnetic measuring equipment. - L., Energoizdat. Leningrad branch, 1981.- p. 98.
27. Корчагин Ю.А., Саломатов В.П., Чернов А.А. Радиосвязь в проводящих средах. - Новосибирск: Наука. Сибирское отделение, 1990. - С. 74-76.27. Korchagin Yu.A., Salomatov V.P., Chernov A.A. Radio communication in conductive media. - Novosibirsk: Science. Siberian branch, 1990. - S. 74-76.
Claims (9)
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2018137979A RU2693517C1 (en) | 2018-10-29 | 2018-10-29 | Ultra-wideband magnetic field intensity converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| EA201892468A1 EA201892468A1 (en) | 2020-04-30 |
| EA036633B1 true EA036633B1 (en) | 2020-12-02 |
Family
ID=67252255
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| EA201892468A EA036633B1 (en) | 2018-10-29 | 2018-11-28 | Ultra-wideband magnetic field intensity converter |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| EA (1) | EA036633B1 (en) |
| RU (1) | RU2693517C1 (en) |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SU397878A1 (en) * | 1972-06-28 | 1973-09-17 | Особое конструкторское бюро Министерства геологии СССР | Ferrozonde |
| US3829894A (en) * | 1971-10-22 | 1974-08-13 | Kokusai Denshin Denwa Co Ltd | Parametric magnetic sensor |
| UA72831C2 (en) * | 2003-06-13 | 2005-04-15 | Inesa Antonivna Bolshakova | Magnetic field strength transducer |
| RU2466483C1 (en) * | 2011-09-29 | 2012-11-10 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Всероссийский научно-исследовательский институт автоматики им. Н.Л. Духова" (ФГУП "ВНИИА") | Broadband receiving ferrite antenna |
-
2018
- 2018-10-29 RU RU2018137979A patent/RU2693517C1/en active
- 2018-11-28 EA EA201892468A patent/EA036633B1/en unknown
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3829894A (en) * | 1971-10-22 | 1974-08-13 | Kokusai Denshin Denwa Co Ltd | Parametric magnetic sensor |
| SU397878A1 (en) * | 1972-06-28 | 1973-09-17 | Особое конструкторское бюро Министерства геологии СССР | Ferrozonde |
| UA72831C2 (en) * | 2003-06-13 | 2005-04-15 | Inesa Antonivna Bolshakova | Magnetic field strength transducer |
| RU2466483C1 (en) * | 2011-09-29 | 2012-11-10 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Всероссийский научно-исследовательский институт автоматики им. Н.Л. Духова" (ФГУП "ВНИИА") | Broadband receiving ferrite antenna |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| RU2693517C1 (en) | 2019-07-03 |
| EA201892468A1 (en) | 2020-04-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Lewis et al. | Millimicrosecond Pulse Techniques: International Series of Monographs on Electronics and Instrumentation | |
| Rybak et al. | Automotive electromagnetic compatibility (EMC) | |
| Metwally | Performance improvement of slow-wave Rogowski coils for high impulse current measurement | |
| Moreno et al. | Study on the self-integration of a Rogowski coil used in the measurement of partial discharges pulses | |
| Cadirci et al. | Practical EMI-filter-design procedure for high-power high-frequency SMPS according to MIL-STD 461 | |
| Hong et al. | Resonant antenna-source system for generation of high-power wideband pulses | |
| Mier et al. | Design and characterization of a magnetic loop antenna for partial discharge measurements in gas insulated substations | |
| Takahashi et al. | Simulation of shielding performance against near field coupling to EMI filter for power electronic converter using FEM | |
| Armanious et al. | Electrostatic field management and electrodynamic modeling of switched quarter-wave oscillators | |
| Li et al. | Estimating the radiated emissions from cables attached to a switching power supply in a MIL-STD 461 test | |
| Satav et al. | Do-it-yourself fabrication of an open TEM cell for EMC pre-compliance | |
| Mahamat et al. | Magnetic field radiated by integrated inductors and magnetic shielding | |
| EA036633B1 (en) | Ultra-wideband magnetic field intensity converter | |
| Al Agry et al. | Calibration of electromagnetic dot sensor—Part 1: B-dot mode | |
| Chechetkin et al. | Investigation of the Characteristics of the TEM Cell Model | |
| EP1701171B1 (en) | Solid state absorbing clamp | |
| Mashriki et al. | Analyzing the Resonance Resultant from the Capacitive Effects in Bulk Current Injection Probe. | |
| Zhou et al. | A transient electromagnetic disturbance testing system based on low-frequency-compensated symmetric TEM horn antenna | |
| Eren | Investigation and design of impulse radiating antennas driven with Marx generator | |
| Doma et al. | Time domain measurements of high electric fields due to spark gap resonator | |
| Ziegler et al. | Propagation Paths and Filter Methods for Common Mode (CM) Currents in WPT systems for Electrical Vehicles (EV) | |
| Craven | A study of secondary winding designs for the two-coil Tesla transformer | |
| Richter et al. | Antenna factor determination of a shielded standard loop antenna | |
| Mostafa Mashriki et al. | Hybrid Model for Bulk Current Injection Probe | |
| Ye et al. | Design and optimization of high frequency current transformer |