DK164014B

DK164014B - CIRCUIT FOR EXTRACING THE AUDIO COMPONENTS IN A TELEVISION SENDER OUTPUT SIGNALS

Info

Publication number: DK164014B
Application number: DK127185A
Authority: DK
Inventors: Jean Michel
Original assignee: Thomson Csf
Priority date: 1984-03-23
Filing date: 1985-03-21
Publication date: 1992-04-27
Also published as: DK164014C; FR2561845B1; FR2561845A1; DK127185D0; EP0162732A1; JPS60214174A; JPH058912B2; DK127185A; DE3564895D1; EP0162732B1; ATE37125T1; CA1229912A

Abstract

1. A separating device for extracting the sound from the output signal of a television transmitter, comprising means (6) for deriving the signal to be tested at the output of the transmitter, characterized in that it comprises a subtraction circuit (16 and 17) to receive the signal to be tested at a first input (A'), and conversion means (8-14), coupled with a terminal (B) delivering the image intermediate frequency signal, for processing a sole image signal so that, applied to a second input (B') of the subtraction circuit, the subtraction yields a signal corresponding to the signal to be tested freed of at least the part of the image spectrum whichis the nearest to the sound spectrum and in that the conversion means comprise for this purpose : a converter (13) coupled in order to receive, as the transposition signal, the RF transposition signal (FT ) of the transmitter and, as a signal to be transposed, at least the part of the spectrum of the image intermediate frequency signal which is nearest to the sound intermediate frequency signal ; and regulating circuits (10, 11 and 14) for regulating the time of transit (10), the amplitude (14) and the phase (11) of the sole image signal.

Description

DK 164014 BDK 164014 B

Opfindelsen angår et kredsløb af den i krav l's indledning angivne art.The invention relates to a circuit of the kind specified in the preamble of claim 1.

I en fjernsynssender er det nødvendigt at udtrække en brøkdel af lydsignalet alene fra det højfrekvente ud-5 gangssignal. Dette er f.eks. tilsigtet for at tillade visning af værdien af lydeffekten på senderudgangen, at tillade tilførsel af en negativ tilbagekoblingsspænding eller tilvejebringe et koblingssystem med højfrekvent lydinformation i tilfælde af et antal koblede 10 sendere.In a television transmitter it is necessary to extract a fraction of the audio signal from the high frequency output signal alone. This is e.g. intended to allow the display of the value of the sound power at the transmitter output, to allow the supply of a negative feedback voltage, or to provide a coupling system with high frequency audio information in the case of a plurality of switched 10 transmitters.

For at udtrække en brøkdel af lydsignalet fra en senders højfrekvente udgangssignal er det en kendt praksis at samle en del af højfrekvenssignalet og filtrere det således opsamlede signal med henblik på kun at tilbage-15 holde lydbærebølgen og dens modulationsbånd. Medens dette egentlig synes meget enkelt, er denne fremgangsmåde i virkeligheden genstand for store ulemper, eftersom billedfrekvenserne er meget tæt ved lydfrekvenserne i det opsamlede signal. Det er derfor både vanske-20 ligt og kostbart at udføre effektiv filtrering, som ikke svækker lydsignalet, medens man helt fjerner bil-ledsignalet.In order to extract a fraction of the audio signal from a transmitter's high frequency output, it is a known practice to collect a portion of the high frequency signal and filter the signal thus collected to retain only the audio carrier and its modulation band. While this seems very simple, this method is in fact subject to major disadvantages, since the frame rates are very close to the sound frequencies in the collected signal. Therefore, it is both difficult and costly to perform effective filtration which does not attenuate the audio signal while completely removing the car audio signal.

Opfindelsen har til formål at lette udtrækningen af lydsignalet fra en fjernsynssenders udgangssignal.The invention has for its object to facilitate the extraction of the audio signal from the output signal of a television transmitter.

25 Dette resultat opnås ved at subtrahere billedssignalets spektrum fra det samlede spektrum af billed- og lydsignal, hvilket billedsignals spektrum alene opnås ved hjælp af en kanal, som er forskellig fra, men ligner kanalen for det samlede spektrum. Ifølge opfindelsen er 30 et kredsløb af den indledningsvis angivne art ejendom meligt ved det i krav l's kendetegnende del angivne.This result is obtained by subtracting the spectrum of the image signal from the total spectrum of image and audio signal, which spectrum of the image signal is obtained only by means of a channel which is different from, but similar to, the channel of the overall spectrum. According to the invention, a circuit of the type initially specified is appreciable by the characterizing part of claim 1.

DK 164014 BDK 164014 B

22

Opfindelsen skal i det følgende nærmere beskrives med henvisning til tegningen, hvorpå: fig. 1 er en del af en fjernsynssenders diagram, som omfatter et skillekredsløb af den kendte art, 5 fig. .2 er en del af en fjernsynssenders diagram, som omfatter et skillekredsløb ifølge opfindelsen, og fig. 3 viser grafiske angivelser af frekvensspektre for signaler opnået ved hjælp af kredsløbene i fig.The invention will now be described in more detail with reference to the drawing, in which: FIG. 1 is a part of a television transmitter's diagram which comprises a circuit of the prior art; FIG. .2 is a portion of a television transmitter's diagram comprising a circuit board according to the invention; and FIG. 3 shows graphs of frequency spectra of signals obtained by the circuits of FIG.

1 og 2.1 and 2.

10 I fig. 1 og 2 er tilsvarende elementer betegnet med samme henvisningstal.10 In FIG. 1 and 2 are corresponding elements denoted by the same reference numerals.

Fig. 1 viser en del af en fjernsynssender forbundet til en sendeantenne 5. Nævnte sender omfatter en frekvensblander 1, som modtager henholdsvis mellemfrekvens-15 lyd- og billedsignalerne på dens to indgange. Udgangen fra blanderen 1 er forbundet til indgangen af en frekvenskonverter 2, som frembringer en frekvenstransponering af blanderens 1 udgangssignaler ved hjælp af et frekvenstransponeringssignal F^.. I fig. 3 viser den 20 grafiske afbildning G2 udseendet af spektret fra konverterens 2 udgangssignal ved de her i eksemplet anta-gede værdier beskrevet ved transponeringsfrekvensen F.J. = 742,15 MHz, de transponerede billedfrekvenser FI = 703,25 MHz og FI' = 781,05 MHz, de transponerede lyd-25 frekvenser FS = 708,75 MHz og FS' = 775 MHz og billed-pasbåndene anbragt imellem omtrent -1 og +5 MHz omkring FI og imellem -6 og +1 MHz omkring FI'. Det bør for tegningens enkelthed og tydeligheds skyld bemærkes, at lydsignalet i den grafiske afbildning G2 i fig. 3 30 og desuden i de grafiske afbildninger G6, G16 og G17, er repræsenteret ved en lydbølge uden angivelse af fre-FIG. 1 shows a portion of a television transmitter connected to a transmit antenna 5. Said transmitter comprises a frequency mixer 1 which receives the medium frequency audio and picture signals respectively at its two inputs. The output of the mixer 1 is connected to the input of a frequency converter 2 which produces a frequency transposition of the output signals of the mixer 1 by means of a frequency transpose signal F 1. 3, the graphical representation G2 shows the appearance of the spectrum from the output of the converter 2 at the values assumed here in the example described by the transposing frequency F.J. = 742.15 MHz, the transposed frame frequencies FI = 703.25 MHz and FI '= 781.05 MHz, the transposed audio frequencies FS = 708.75 MHz and FS' = 775 MHz, and the image pass bands spaced approximately - 1 and +5 MHz around FI and between -6 and +1 MHz around FI '. It should be noted for the sake of simplicity and clarity that the audio signal in the graphical representation G2 of FIG. 3 and, furthermore, in the graphs G6, G16 and G17, are represented by a sound wave without the indication of frequency.

DK 164014 BDK 164014 B

3 kvenssving forårsaget ved lydbølgens modulation. Det er for at opnå samme ønskelige formål med forenkling og tydelighed af tegningen, at afstandene i de grafiske afbildninger G2 og G16 i fig. 3, imellem transpo-5 neringsfrekvensen og billed- og lydfrekvenserne er blevet reduceret i forhold til hvad de skulle have været for at opretholde samme målestok som forskellen mellem billed- og lydbærebølgefrekvenserne i ét og samme sidebånd.3 sequence oscillations caused by the sound wave modulation. It is in order to achieve the same desirable purpose of simplification and clarity of the drawing that the distances in the graphs G2 and G16 in FIG. 3, between the transpose frequency and the picture and sound frequencies has been reduced relative to what they should have been to maintain the same scale as the difference between the picture and sound carrier frequencies in one and the same sideband.

10 Et båndpasfilter 3 modtager udgangssignalet fra konverteren 2 i fig. 1 og afgiver ved sin udgang billed- og lydsignalerne for det nedre sidebånd. Pasbåndet i filteret 3 i fig. 1 er vist med en punkteret linie på den grafiske afbildning G2.10 A bandpass filter 3 receives the output of the converter 2 in FIG. 1 and output at its output the picture and audio signals for the lower sideband. The passband of the filter 3 in FIG. 1 is shown in dotted line on the graphic image G2.

15 Fig. 1 viser også en forstærker 4, som forstærker udgangssignalet fra filteret 3 med henblik på at tilføre det til antennen 5. En højfrekvensprobe 6 opsamler en lille del af den energi, som forstærkeren 4 afgiver på sin udgangsleder. Det således opsamlede signal til-20 føres til indgangen af et båndpasfilter 7, som har til opgave at udtrække signalerne vedrørende lyden uden at deformere dem og uden at lade nogle signaler i forbindelse med billedet passere. Et signal Ss afgives således ved udgangen af filteret. Som tidligere anført 25 er konstruktionen af filteret 7 vanskelig og kostbar som følge af, at lyd- og billedsignalerne er så tæt ved hinanden.FIG. 1 also shows an amplifier 4 which amplifies the output of the filter 3 to supply it to the antenna 5. A high frequency probe 6 collects a small portion of the energy that the amplifier 4 emits on its output conductor. The signal thus collected is fed to the input of a bandpass filter 7, which has the task of extracting the signals regarding the sound without distorting them and without passing any signals in connection with the image. Thus, a signal Ss is output at the output of the filter. As previously stated 25, the construction of filter 7 is difficult and expensive due to the sound and picture signals being so close to each other.

Fig. 2 viser, hvorledes systemet i fig. 1 kan modfice-res med henblik på at lette udtrækning af lydsignalet 30 fra forstærkerens 4 udgangssignal.FIG. 2 shows how the system of FIG. 1 can be modified to facilitate extraction of the audio signal 30 from the output signal of the amplifier 4.

Det i fig. 2 viste system omfatter de samme elementer 1-6 som det i fig. 1 viste system med samme karakteri-The FIG. 2 comprises the same elements 1-6 as that of FIG. 1 with the same character

DK 164014 BDK 164014 B

4 stikker og identiske forbindelser. Signalerne ved udgangen af elementerne 1-6 er de samme som signalerne i fig.4 connectors and identical connections. The signals at the output of the elements 1-6 are the same as the signals in FIG.

1.First

Blanderen 1 i fig. 2 modtager mellemfrekvensbilledsigna-5 let FI fra en frekvensdeler 8, som tjener til impedans tilpasning mellem en indgang, som modtager mellemfrekvens-billedsignaler, og to udgange A, B, som afgiver det før nævnte signal. Deleren 8 består af et 90° 3-dB koblingsorgan, i hvilket de to adgange for det første par 10 tilhørende adgange udgør respektivt indgangen for dele ren og forbindelsesterminalen for den første ende af en ballastmodstand R, hvis anden ende er jordforbundet.The mixer 1 in FIG. 2, the intermediate frequency image signal F1 receives from a frequency divider 8 which serves for impedance matching between an input receiving intermediate frequency image signals and two outputs A, B which output the aforementioned signal. The divider 8 consists of a 90 ° 3-dB coupling means, in which the two inputs of the first pair of 10 corresponding to the inputs respectively constitute the input of parts clean and the connection terminal of the first end of a ballast resistor R, the other end of which is grounded.

Det andet par tilhørende adgange til retningskoblingsorganet udgør de to udgange A, B, for deleren 86 disse 15 to udgange afgiver mellemfrekvensbilledsignal henholds vis til blanderen 1 og til en forsinkelsesledning 10.The second pair of associated accesses to the directional switching means constitute the two outputs A, B, for divider 86 these two outputs provide intermediate frequency image signal, respectively, to the mixer 1 and to a delay line 10.

Konverteren 2 i fig. 2 modtager transponeringssignalet ved frekvensen FT, fra frekvensdeleren 9, som tjener til impedanstilpasning imellem en indgang, som modtager 20 signalet med frekvensen FT, ccg to udgangen, som afgiver det samme signal. På samme måde som fordeleren 8, udgøres fordeleren 9 af et 90° 3-dB koblingsorgan, i hvilket de to indgange for det første par tilknyttede indgange udgøres respektivt af indgangen til fordeleren 25 9, og forbindelsesterminalen for den første ende af ballastmodstanden R1, hvis anden ende er jordforbundet.The converter 2 in FIG. 2 receives the transpose signal at the frequency FT, from the frequency divider 9, which serves for impedance matching between an input receiving the signal with the frequency FT, and the two output which output the same signal. In the same way as the distributor 8, the distributor 9 is constituted by a 90 ° 3-dB coupling means, in which the two inputs of the first pair of associated inputs are respectively the input of the distributor 25 9, and the connection terminal of the first end of the ballast resistor R1 if other end is grounded.

Det andet par tilhørende adgange til koblingsorganet udgør de to udgange fra fordeleren 96 disse to udgange afgiver transponeringssignalet henholdsvis til konver-30 teren 2 og til et indstilleligt faseforskydningskredsløb 11.The second pair of associated accesses to the coupling means constitutes the two outputs of the distributor 96, these two outputs delivering the transpose signal to converter 2 and to an adjustable phase shift circuit 11, respectively.

Forsinkelseslinien 10 er en indstillelig forsinkelses-linie, som består af et koaksialt kabel på omkring 60The delay line 10 is an adjustable delay line consisting of a coaxial cable of about 60

DK 164014BDK 164014B

5 meter i længde og viklet på en understøtning. Den grafiske afbildning GIO i fig. 3 viser skematisk udseendet af spektret fra det med forsinkelseslinien 10 afgivne signal. Dette signal filtreres med et båndpasfilter 5 12, bom har to funktioner: at frembringe en dæmpning på +10 dB pr. pr. oktav med henblik på at kompensere for dæmpningen af -10 dB pr. oktav forårsaget af forsinkelseslinien 10, og at eliminere lavfrekvenserne i modulationsspektret ved kun at lade de lave frekven-10 ser i billedsignalets mellemfrekvens passere. I den grafiske afbildning G12 viser en punkteret linie filterets 12 pasbånd, medens den del af billedsignalets mellemfrekvens, som indeholder bærefrekvenslinien og som elimineres af filteret 12, er angivet med en punkteret 15 linie.5 meters in length and wound on a support. The graphical representation G10 of FIG. 3 shows schematically the appearance of the spectrum of the signal emitted by the delay line 10. This signal is filtered with a bandpass filter 5 12, the boom has two functions: to produce an attenuation of +10 dB per meter. per. octave to compensate for the attenuation of -10 dB per octave caused by the delay line 10, and eliminating the low frequencies in the modulation spectrum by passing only the low frequencies in the intermediate frequency of the image signal. In the graphical representation G12, a dotted line shows the pass band of the filter 12, while the portion of the intermediate frequency of the image signal which contains the carrier frequency line and which is eliminated by the filter 12 is indicated by a dotted line 15.

Udgangssignalet fra filteret 12 forstærkes med en forstærker 14 med indstillelig forstærkning, hvis udgangssignal tilføres til modulationsindgangen i en frekvens-konverter 13, som er identisk med konverteren 2 og mod-20 tager et transpositionssignal tilvejebragt med udgangs signalet fra det indstillelige faseforskydningskredsløb 11. Dette indstillelige faseforskydningskredsløb er udformet som en bølgeleder, kendt som en mikrostrip og omfatter på den ene side to parallelle strimler 11a, 25 11b, hvis to modstående ender udgør de to faseforskyd ningskredsløbs indgange, som er forbundet til fordele-ren 9 og til konverteren 13, og på den anden side en kortslutning 11c, som danner en forbindelse mellem strimlerne 11a og 11b, idet positionen af kontakterne på 30 nævnte kortslutning på strimlerne 11a og 11b er indstil lelig .The output of the filter 12 is amplified by an amplifier 14 with adjustable gain, the output of which is applied to the modulation input of a frequency converter 13 which is identical to the converter 2 and receives a transposition signal provided with the output of the adjustable phase shift circuit 11. phase shift circuits are designed as a waveguide, known as a microstrip, and include, on the one hand, two parallel strips 11a, 25 11b, the two opposite ends of which are the two phase shift circuit inputs connected to the distributor 9 and to the converter 13, and on the other hand, a short circuit 11c which forms a connection between the strips 11a and 11b, the position of the contacts of said short circuit on the strips 11a and 11b being adjustable.

Udgangen fra konverteren 13 er forbundet til indgangen af en forstærker 15, som afgiver det med diagrammet G15 i fig. 3 viste signal. Dette diagram viser, at sig-The output of converter 13 is connected to the input of an amplifier 15 which outputs it with the diagram G15 of FIG. 3. This diagram shows that sig-

DK 164014 BDK 164014 B

6 nalet omfatter en linie ved frekvensen (med = 742,15 MHz i det heri beskrevne eksempel) og to side-bånd svarende til de høje frekvenser af videospektret, som er ført gennem filteret 12. Udgangssignalet fra 5 forstærkeren 15 er tilført til den ene af indgangene (indgang B') i det første par tilhørende indgange i et -90° 3-dB koblingsorgan 16. Den anden tilhørende indgang A' i det første par tilhørende indgange til koblingsorganet 16 modtager det med højfrekvensproben 6 10 opsamlede signal.The 6 nd comprises a line at the frequency (with = 742.15 MHz in the example described herein) and two side bands corresponding to the high frequencies of the video spectrum passed through the filter 12. The output of the 5 amplifier 15 is applied to the one of the inputs (input B ') of the first pair of inputs of a -90 ° 3-dB coupling means 16. The second associated input A' of the first pair of inputs of the coupling means 16 receives the signal collected with the high frequency probe 6 10.

Kredsløbet i fig. 2, som netop er blevet beskrevet op til og inklusive koblingsorganet 16 er indstillet til at frembringe følgende resultater i det nedre sidebånd i udgangssignalet fra forstærkeren 15: 15 - ligestilling af niveauerne af de til indgangene A' og B' i koblingsorganet 16 tilførte signalerB dette opnås ved justering ved hjælp af den indstillelige forstærker 143 - ligestilling af overføringstiderne mellem A og A' 20 og B og B'B dette opnås ved indstilling af længden af forsinkelseslinien 103The circuit of FIG. 2, which has just been described up to and including the coupling means 16, is set to produce the following results in the lower sideband of the output of the amplifier 15: 15 - equalization of the levels of the signals applied to the inputs A 'and B' in the coupling means 16 is achieved by adjusting by the adjustable amplifier 143 - equalization of the transfer times between A and A '20 and B and B'B this is achieved by setting the length of the delay line 103

ΊXΊX

- en 2 faseforskydning imellem de til indgangene A' og B' i koblingsorganet 16 tilførte signalerB dette op nås ved indstilling af positionen af kortslutnings- 25 kredsløbet 11c i det indstillelige faseforskydnings kredsløb 11.- a 2 phase shift between the signals B applied to the inputs A 'and B' in the coupling means 16 is achieved by adjusting the position of the short circuit circuit 11c in the adjustable phase shift circuit 11.

Når disse signaler tilføres indgangene til koblingsorganet 16, afgiver dette ved en udgang, som er forbundet til et filter 17, et differens signal med et spektrum, 30 som er vist ved den grafiske afbildning G16 i fig. 3.When these signals are applied to the inputs of the coupling means 16, at an output connected to a filter 17, this gives a difference signal with a spectrum 30 shown by the graphical representation G16 in FIG. Third

Den grafiske afbildning G16 svarer til en subtraktionThe graphic image G16 corresponds to a subtraction

DK 164014 BDK 164014 B

7 mellem de på de grafiske afbildninger G6 og G15 viste spektra. Med andre ord er spektret af den grafiske afbildning G16 spektret af den grafiske afbildning G6 efter fjernelse af billedfrekvenserne, som er tæt ved 5 lydfrekvenserne, og hvortil er adderet en linie ved transpositionsfrekvensen F10 og et sidebånd svarende til- det øvre sidebånd af spektret af den grafiske afbildning G15. Til den anden udgang fra koblingsorganet 16 er tilsluttet en belastningsmodstand Rc, som har 10 til funktion at sprede energien af signalerne, som bli ver ført dertil med koblingsorganet 16.7 between the spectra shown on the graphs G6 and G15. In other words, the spectrum of the graphic image G16 is the spectrum of the graphic image G6 after removing the frame frequencies which are close to the sound frequencies and to which is added a line at the transposition frequency F10 and a sideband corresponding to the upper sideband of the spectrum of the graphic image G15. To the second output of the coupling means 16 is connected a load resistor Rc, which functions to dissipate the energy of the signals transmitted thereto by the coupling means 16.

I kraft af den med koblingsorganet 16 udførte subtraktion og hvis resultat frembringer indgangssignalet til filteret 17 bliver udtrækningen af lydfrekvenserne med 15 dette filter ikke hindret hverken ved lave frekvenser, eftersom de nærmeste billedfrekvenser (se f.eks. den grafiske afbildning G6, i sammenligning med den grafiske afbildning G16) er blevet elimineret med filteret 12, eller ved høje frekvenser, eftersom det nærmeste 20 signal er signalet ved transpositionsfrekvensen FT, som er anbragt omkring 40 MHz fra lydfrekvenserne. Som konsekvens giver filteret 17 ikke anledning til nogen konstruktionsproblemer og kan fremstilles meget billigt. Den grafiske afbildning G17 viser det ved udgan-25 gen af filteret opnåede lydsignal med et pasbånd på omtrent 10 MHz som vist med en punkteret linie.Due to the subtraction performed with the coupling member 16 and whose result generates the input signal to the filter 17, the extraction of the audio frequencies by this filter is not hindered either at low frequencies, since the nearest frame frequencies (see, for example, the graphic image G6, in comparison with the graphical display G16) has been eliminated by the filter 12, or at high frequencies, since the nearest 20 signal is the signal at the transposition frequency FT, which is located about 40 MHz from the audio frequencies. As a result, the filter 17 does not cause any design problems and can be manufactured very cheaply. The graphical display G17 shows the audio signal obtained at the output of the filter with a pass band of approximately 10 MHz as shown by a dotted line.

Opfindelsen er ikke begrænset til det i det foranstående anførte eksempel. Således kan et yderligere filter indsættes mellem forstærkeren 15 og koblingsorganet 30 16 med henblik på at eliminere transpositionsfrekven sen F.J. og resten af det øvre sidebånd af billedsigna-let, i det med den grafiske afbildning G15 i fig. 3 viste signal. Filteret 17 vil alligevel være nødvendigt til at fjerne spektrumrester efter subtraktion, isærThe invention is not limited to the example set forth above. Thus, an additional filter may be inserted between the amplifier 15 and the coupling means 30 16 to eliminate the transposition frequency of late F.J. and the remainder of the upper sideband of the image signal, in the graphic image G15 of FIG. 3. Nevertheless, the filter 17 will be needed to remove spectrum residuals after subtraction, in particular

DK 164014 BDK 164014 B

8 rester af billedbærebølgen. Ligeledes kan filteret 12 til ved mellemfrekvenser at undertrykke de lave frekvenser af modulationssignalet, som udgøres med videosignalet, undværes. Udgangssignalet fra forsinkelseslinien 10, som har en dæmpning på omtrent -10 dB pr. oktav, 5 skal i det tilfælde ganske enkelt korrigeres med et kompensationskredsløb, før det tilføres til indgangen af forstærkeren 14, og filtrering af de høje frekvenser i modulationssignalet skal finde sted ved transponerede frekvenser efter konverteren 13 eller forstærkeren 15.8 remnants of the image carrier. Likewise, the filter 12 for suppressing at low frequencies the low frequencies of the modulation signal constituted by the video signal can be avoided. The output of the delay line 10, which has an attenuation of about -10 dB per second. In that case, octave 5 must simply be corrected with a compensation circuit before being applied to the input of amplifier 14, and filtering of the high frequencies in the modulation signal must take place at transposed frequencies after the converter 13 or amplifier 15.

1010

Det er også muligt at anbringe forsinkelseslinien 10, som dannes med koaksialkablet på omtrent 60 meter, imellem konverteren 13 og forstærkeren 15. Efter at være justeret med henblik på at frembringe ligelighed af overføringstiderne, kan forsinkelseslinien genindstil-15 les fra den længde, som er blevet fundet med henblik , på at opnå den nødvendige faseskiftværdi på koblingsor ganets terminal B'. Som følge af de høje frekvenser, som passerer gennem forsinkelseslinien i dette tilfælde, frembringer en ringe ændring i kablets længde fak-20 tisk en væsentlig faseændring og kun en meget ringe ændring i overføringstiden. Det indstillelige faseforskydningskredsløb 11 kan derfor erstattes med en direkte forbindelse mellem fordeleren 9 og konverteren 13. Uheldigvis indfører denne forbindelse af forsinkelses-25 linien 10 efter konverteren 13 væsentlige tab og medfører behovet for en forstærker 15 med en meget høj forstærkning.It is also possible to place the delay line 10 formed with the coaxial cable of approximately 60 meters between the converter 13 and the amplifier 15. After being adjusted to provide equality of the transmission times, the delay line can be reset from the length which is has been found in order to obtain the required phase change value at the terminal B 'of the coupling device. Due to the high frequencies passing through the delay line in this case, a slight change in the length of the cable actually produces a substantial phase change and only a very small change in the transmission time. Therefore, the adjustable phase shift circuit 11 can be replaced by a direct connection between the distributor 9 and the converter 13. Unfortunately, this connection of the delay line 10 after the converter 13 introduces significant losses and causes the need for an amplifier 15 with a very high gain.

Det er også værd at bemærke, at filteret 12 kan erstattes med et simpelt kortslutningskredsløb. Dette var 30 ikke overvejet i systemet i fig. 2 med henblik på at undgå behovet foruden forvrængning at forstærke signalerne ved højt niveau, som udgøres med billedbærefre-kvenslinierne ved 703,25 og 781,05 MHz, med henblik påIt is also worth noting that filter 12 can be replaced with a simple short circuit. This was not considered in the system of FIG. 2 in order to avoid the need, besides distortion, to amplify the high-level signals constituted by the image carrier frequency lines at 703.25 and 781.05 MHz, in order to

DK 164014 BDK 164014 B

9 derfor at undgå anvendelsen af en forstærker med en høj effekt 1 stedet for forstærkeren 15 og at undgå et unødvendigt effektforbrug samt en forøgelse i prisen for denne forstærker.9 to avoid the use of a high power amplifier 1 instead of amplifier 15 and to avoid unnecessary power consumption as well as an increase in the price of that amplifier.

Claims

A circuit for extracting the audio signal components of the input signals of a television transmitter, comprising means (6) for collecting a signal to be examined from the transmitter output, characterized by a subtraction circuit (16, 17) for receiving the signal to be examined; on a first input (A ') and a converter means (8-14) coupled to a terminal (B) to output the intermediate frequency image signal to produce only one image signal so that the subtraction when applied to the second input (B1) of the subtraction circuit produces a signal corresponding to the signal to be examined from which at least the portion of the image spectrum closest to the audio spectrum has been removed, the converting means for this purpose comprising: a coupled converter (13) to receiving a transposition signal (fp) consisting of the transmitter's high frequency transposition signal and a signal to be transmitted comprising at least that portion of intermediate frequency the spectrum of the friend signal, 20 which is closest to the audio signal of the intermediate frequency signal, and the adjustment circuit (10, 11, 14) to adjust the transmission time, amplitude and phase of the image signal alone.

2. A circuit according to claim 1, characterized in that the subtraction circuit comprises a 90 ° 3-dB coupling means (16) and an output filter (17).

Circuit according to claim 1, characterized in that the circuit for adjusting the transition time comprises an adjustable delay line (10) at the first end thereof receiving at least that part of the spectrum of the intermediate frequency image signal which is closest to the intermediate frequency audio signal and the second end. of the delay line is coupled to the converter (13) to output the signal to be transposed to the converter.

Circuit according to claim 1, characterized in that the amplitude tuning circuit comprises a amplifically variable amplifier (14) arranged in series in the connection between the terminal (B) and the second input (B ') of the subtraction circuit.

Circuit according to claim 1, characterized in that the phase setting circuit comprises a phase shift circuit (11) for transmitting the high frequency transposition signal from the transmitter to the converter (13).