DK150040B

DK150040B - CIRCUIT FOR REGULATING THE GLOW EFFECT IN A MICROWAVE TUBE

Info

Publication number: DK150040B
Application number: DK360677AA
Authority: DK
Inventors: Merle Wilmont Faxon
Original assignee: Raytheon Co
Priority date: 1976-08-13
Filing date: 1977-08-12
Publication date: 1986-11-24
Also published as: SE7708884L; NO772790L; NO146004B; DK150040C; DK360677A; IT1079819B; SE438053B; NO146004C

Description

1 1500401 150040

Opfindelsen vedrører et kredsløb til regulering af glødeeffekten i et mikrobølgerør, specielt til en magnetron i en radarsender, hvor· effektreguieringen er afhængig af spændingen over en modstand, der måler strømmen i magnetronens modulatorrørskatode.The invention relates to a circuit for regulating the glow power in a microwave tube, especially to a magnetron in a radar transmitter, where the power control is dependent on the voltage across a resistor measuring the current in the magnetron modulator tube cathode.

Fra USA patentskrift nr. 2.748.316 kendes et kredsløb til styring af glødestrømseffekten for et magnetronrør. I dette kredsløb findes en særskilt glødespændingsforsyning bestående af en‘transformå-tor og et kompenserende kredsløb, der hovedsageligt består af en anden transformator og to tyratroner. Kredsløbets virkemåde er den, at tyratronerne i afhængighed af spændingen over en modstand i mag-netronrørets katodekredsløb, mere eller mindre kortslutter den anden transformators sekundærvikling og derved frembringer et større 2 150040 eller mindre spændingsfald over denne anden transformators primærvikling. Dette spændingsfald regulerer strømmen til magnetronrørets glødetråd. Denne reguleringsmetode er effektkrævende og giver ikke mulighed for at regulere glødespændingen til 0 i tilfælde af langvarige radarimpulser, der alene er tilstrækkelige til at opvarme mag-netronen.US Patent No. 2,748,316 discloses a circuit for controlling the glow current effect of a microwave tube. In this circuit there is a separate glow voltage supply consisting of a transformer and a compensating circuit consisting mainly of a second transformer and two tyratron. The operation of the circuit is that, depending on the voltage across a resistor in the magnetron tube cathode circuit, the tyratrons more or less short-circuits the secondary transformer's secondary winding, thereby generating a larger 2 150040 or less voltage drop across the primary winding of this second transformer. This voltage drop regulates the current to the magnetron tube filament. This control method is power intensive and does not allow to adjust the glow voltage to 0 in the case of long-term radar pulses sufficient to heat the magnetron alone.

Den foreliggende opfindelse omhandler et glødeeffektforsyningskreds-løb til et magnetronrør, der i afhængighed af strømmen i magnetron-røret regulerer den tilførte glødeeffekt på en sådan måde, at udgangsspidseffekten fra magnetronen bliver konstant. Denne konstante udgangseffekt opretholdes uafhængigt af ældningsfænomener i magnetron-røret eller modulatorkredsløbet. Glødestrømseffektforsyningskredsløbet ifølge den foreliggende opfindelse er ejendommeligt ved, at der indskydes en strømmålemodstand i serie med katoden i et modulator-rør, der er indeholdt i et kredsløb til frembringelse af anodeeffekt til mikrobølgerøret, og at glødeeffekten til mikrobølgerøret alene frembringes ved hjælp af strømforsyningsorganer, der styres af strømmen gennem strømmålemodstanden.The present invention relates to a glow power supply circuit for a magnetron tube which, depending on the current in the magnetron tube, regulates the applied glow power in such a way that the output peak power of the magnetron becomes constant. This constant output power is maintained independently of aging phenomena in the magnetron tube or modulator circuit. The annealing power supply circuit of the present invention is characterized by inserting a current measuring resistor in series with the cathode of a modulator tube contained in a circuit for generating anode power to the microwave tube, and the annealing power of the microwave tube being generated by the auxiliary means alone. is controlled by the current through the current measurement resistor.

Opfindelsen hviler således på den erkendelse, at strømmen gennem modulatorrøret er et tilstrækkeligt godt mål for strømmen gennem mikrobølgerøret til at dette mål kan anvendes til at styre den glødestrømseffekt der tilføres mikrobølgerøret.The invention thus rests on the realization that the current through the modulator tube is a sufficiently good measure of the current through the microwave tube that this target can be used to control the glow current effect supplied to the microwave tube.

Da der tilnærmelessvis opnås et lineært mål for den effekt der afsættes i mikrobølgerøret over et stort interval, er det muligt, som det er angivet i krav 2, at tilføre mikrobølgerøret en glødeeffekt, der er omvendt proportional med den anodeeffekt der tilføres mikrobølgerøret. Specielt ved høje impulsrepetitionsfrekvenser, der medfører selvopvarmning af mikrobølgerøret, er det muligt at regulere den tilførte glødestrømseffekt til nul.Since approximately a linear measure of the power deposited in the microwave tube is obtained over a wide range, it is possible, as stated in claim 2, to provide the microwave tube with a glow effect which is inversely proportional to the anode power supplied to the microwave tube. Especially at high pulse repetition frequencies that result in self-heating of the microwave tube, it is possible to adjust the applied glow current effect to zero.

Den i krav 3 angivne sammenhæng mellem multivibratororganernes frekvens og transformatorbelastningen sikrer, at multivibratororganernes frekvens, i tilfælde af en kortslutning eller en anden overbelastning af multivibratoren, øger så meget, at transformatorens tab bliver af en sådan størrelse, at den effekt, der overføres til den forkerte belastning bliver tilstrækkelig 150040 3 lille til, at multivibratoren ikke beskadiges.The correlation between the frequency of the multivibrator means and the transformer load specified in claim 3 ensures that the frequency of the multivibrator means, in the case of a short circuit or other overload of the multivibrator, increases so much that the loss of the transformer becomes such that the power transmitted to it incorrect load becomes sufficient 150040 3 small so that the multivibrator is not damaged.

Med kredsløbet ifølge den foreliggende opfindelse overføres der kun den til enhver tid minimalt nødvendige glødestrømseffekt til magne-tronrøret, og det er også muligt at regulere glødestrømseffekten til 0 ved langvarige radarimpulser, der er tilstrækkelige til at holde magnetronrøret opvarmet.With the circuit of the present invention, only the minimum required glow current power is transmitted to the magnetron tube at all times, and it is also possible to adjust the glow current power to 0 by long-range radar pulses sufficient to keep the magnetron tube heated.

Opfindelsen vil blive nærmere forklaret ved den følgende beskrivelse af en udførelsesform, idet der henvises til tegningen, hvor fig. 1 viser et grundlæggende blokdiagram for en udførelsesform for anlægget ifølge opfindelsen, fig. 2 et detaljeret blokdiagram af radaranlægget ifølge opfindelsen, fig. 3 et blokdiagram af en del af den i fig. 2 viste sender-modulator, medens fig. 4 er et skematisk diagram over det i fig. 3 viste kredsløb til styring af opvarmningseffekten.The invention will be explained in more detail by the following description of an embodiment, with reference to the drawing, in which fig. 1 shows a basic block diagram of one embodiment of the system according to the invention; FIG. 2 is a detailed block diagram of the radar system according to the invention; FIG. 3 is a block diagram of a portion of the embodiment of FIG. 2, while FIG. 4 is a schematic diagram of the embodiment of FIG. 3 to control the heating effect.

1 fig. 1 er vist basismodulerne for et PPI-radaranlæg ifølge en udførelsesform for opfindelsen. Anlægget omfatter tre enheder: en indikatorenhed 140, en MTR-enhed 102 (modulator-transmitter-receiver) og en antenneenhed 101. Indikatorenheden 140, som er indrettet til at fremvise radarinformationen, indeholder anlæggets styrefunktioner og er normalt anbragt på skibets bro, således at det let kan anvendes til navigationsformål. Antenneenheden 101 er anbragt så højt som muligt for at undgå hindringer i antennestrålens bane og for at gøre enhedens rækkevidde så stor som mulig. MTR-enheden 102 er anbragt på et vejrbeskyttet sted så tæt ved-antenneenheden 101 som muligt for at minimere tab i de kraftige sendeimpulser til antennenheden 101 og i de svagere, modtagne signaler, som modtages fra antenneenheden 101 og overføres til 4 150040 MTR-enheden 102.1 FIG. 1, the basic modules of a PPI radar system according to one embodiment of the invention are shown. The system comprises three units: an indicator unit 140, an MTR unit 102 (modulator-transmitter receiver), and an antenna unit 101. The indicator unit 140, adapted to display the radar information, contains the control functions of the system and is usually arranged on the ship's bridge, so that it can easily be used for navigation purposes. The antenna unit 101 is positioned as high as possible to avoid obstructions in the path of the antenna beam and to maximize the range of the unit. The MTR unit 102 is placed in a weather-protected location as close to the antenna unit 101 as possible to minimize losses in the strong transmit pulses to the antenna unit 101 and in the weaker received signals received from the antenna unit 101 and transmitted to the 4 150040 MTR unit. 102nd

Såvel indikatorenheden 140 som MTR-enheden 102 indeholder særskilte strømforsyningsmoduler henholdsvis 174 og 122. Begge strømforsyningsmoduler drives fra skibets forsyningsanlæg, som kan være 110 volt ved 60 Hertz, der konverteres til jævnspændinger, som er passende til at drive de forskellige elektroniske kredsløb og elek-tromekaniske apparater i de to enheder. Endvidere leverer MTR-strømforsyningsmodulet 122 strøm til antenneenheden 101 til drift af motoren, der roterer antennen. Ved at bruge særskilte strømforsyningsmoduler i hver af de to enheder undgås tab, som ved den kendte teknik opstår i kabelforbindelserne mellem enhederne. Ved den viste udførelsesform ifølge opfindelsen tændes og slukkes MTR-strømforsyningsmodulet 122 fra indikatorenheden 140 ved hjælp af en lavspændt styrespænding. Der opnås derfor fuldstændig kontrol ved indikatorenheden uden store effekttab i lange kabelforbindelser mellem enhederne. Hver radarimpulscyklus initieres ved indikatorenheden 140 ved, at der frembringes en MTR-triggerimpuls, som overføres til MTR-enheden 102. Ved modtagelse af denne impuls frembringer MTR-enheden 102 en sendeimpuls med stor effekt. Sendeimpulsen overføres til antenneenheden 101, som udsender signalet i en snæver stråle. Ekkosig-nalerae fra målene eller objekterne modtages i antenneenheden 101, hvorfra de overføres til modtagedelen af MTR-enheden 102. Modtagedelen af MTR-enheden 102 forstærker og detekterer de modtagne ekko-signaler og frembringer et videosignal til indikatorenheden 140. Begyndelsen af et videosignal markeres ved hjælp af en erkendelsesimpuls, som er frembragt i MTR-enheden 102. Indikatorenheden 140 frembringer visuel fremvisning af de signaler, som reflekteres fra målene i radarstrålens bane i overensstemmelse med videosignalet. Radarantennens azimutstilling overføres direkte fra antenneenheden 101 til indikatorenheden 140 til bestemmelse af vinkelen på fremviseskærmen for den linie, langs hvilken radarsignalet fremvises.Both the indicator unit 140 and the MTR unit 102 contain separate power supply modules 174 and 12, respectively. Both power supply modules are powered by the ship's power supply unit, which can be 110 volts at 60 Hertz, which is converted to DC voltages suitable for powering the various electronic circuits and electrical circuits. drum mechanical appliances in the two units. Further, the MTR power supply module 122 supplies power to the antenna unit 101 for operating the motor rotating the antenna. By using separate power supply modules in each of the two devices, losses arising from the prior art in the cable connections between the devices are avoided. In the illustrated embodiment of the invention, the MTR power supply module 122 is turned on and off from the indicator unit 140 by means of a low voltage control voltage. Therefore, complete control is achieved at the indicator unit without significant power loss in long cable connections between the units. Each radar pulse cycle is initiated at indicator unit 140 by generating an MTR trigger pulse which is transmitted to the MTR unit 102. Upon receiving this pulse, the MTR unit 102 produces a high power transmit pulse. The transmit pulse is transmitted to the antenna unit 101 which transmits the signal in a narrow beam. Echo signals from the targets or objects are received in the antenna unit 101 from which they are transmitted to the receiving portion of the MTR unit 102. The receiving portion of the MTR unit 102 amplifies and detects the received echo signals and generates a video signal to the indicator unit 140. The beginning of a video signal is marked by means of an acknowledgment pulse generated in the MTR unit 102. The indicator unit 140 provides visual display of the signals reflected from the targets in the radar beam path in accordance with the video signal. The azimuth display of the radar antenna is transmitted directly from the antenna unit 101 to the indicator unit 140 to determine the angle of the display screen of the line along which the radar signal is displayed.

I fig. 2 er vist et detaljeret blokdiagram af det i fig. 1 viste radaranlæg 100. Antenneenheden 101 indeholder en roterbar antenne 150040 5 104, som er.indrettet til at udstråle og modtage signaler inden for radarimpulsernes frekvensområde. Antennen 104 er roterbart forbun-_det til et sæt tandhjul 108 via en bølgeledersektion 105· Motoren 106 er mekanisk forbundet til antennen 104 via tandhjul 108 og får derved antennen 104 til at rotere med en i det væsentlige konstant forudbestemt hastighed. Endvidere findes en antenneopløser 112, hvis roterende indgangsaksel også er forbundet til tandhjulene 108 og antennen 104. Indgangsakselen drives fortrinsvis med samme hastighed som antennen 104.In FIG. 2 is a detailed block diagram of the FIG. 1, the antenna unit 101 contains a rotatable antenna 150040 5 104 which is adapted to radiate and receive signals within the frequency range of the radar pulses. The antenna 104 is rotatably connected to a set of gears 108 via a waveguide section 105 · The motor 106 is mechanically connected to the antenna 104 via gears 108, thereby causing the antenna 104 to rotate at a substantially constant predetermined speed. Further, there is an antenna solver 112 whose rotary input shaft is also connected to the gears 108 and antenna 104. The input shaft is preferably driven at the same speed as the antenna 104.

Signaler til og fra antennen 104 overføres via en rotationsforbindelse 110 inde i antenneenheden 101 ved hjælp af en bølgeledersektion 115 til en duplexer 114. Modtagesignaler føres gennem duplex-eren 114 til. .en passiv begrænser 116 og til modtageren 120's indgang. Duplexeren 114 isolerer sendeimpulserae fra sendemodulatoren 118 fra modtageren 120 og er indrettet til at koble de modtagne signaler direkte fra bølgelederen 115 til modtageren 120's indgang uden nævneværdige tab. Den passive begrænser 116 er indrettet til at medføre en absolut amplitudebegrænsning af indgangssignalerne for at beskytte modtageren 120’s indgangskredsløb mod at blive overbelastet af signaler, som modtages fra positioner tæt ved radarsenderen.Signals to and from antenna 104 are transmitted via a rotary connection 110 inside antenna unit 101 by means of a waveguide section 115 to a duplexer 114. Receive signals are passed through the duplexers 114. a passive constraint 116 and to the receiver 120's input. The duplexer 114 isolates the transmit pulses from the transmitter modulator 118 from the receiver 120 and is adapted to connect the received signals directly from the waveguide 115 to the input of the receiver 120 without any significant loss. The passive limiter 116 is adapted to impose an absolute amplitude limitation of the input signals to protect the input circuit of the receiver 120 from being overloaded by signals received from positions close to the radar transmitter.

Sendemodulatoren 118 frembringer radarimpulser i afhængighed af et indgangstriggersignal fra en tidsstyregenerator 144 i indikatorenheden 140. PRF (pulse repetition frequency) for de udsendte radarimpulser er udelukkende bestemt af MTR-triggersignalets repetitionshastighed, således som det frembringes fra tidsstyregeneratoren 144. Ved tidligere radarsystemer, hvor PRF var en funktion af radarrække-viddeindstillingen, blev der til sendemodulatoren overført et antal signaler, som angav de forskellige muligheder for radarrækkevidder.The transmitter modulator 118 generates radar pulses in response to an input trigger signal from a timing generator 144 in the indicator unit 140. The pulse repetition frequency (PRF) of the transmitted radar pulses is determined solely by the repetition rate of the MTR trigger signal, as produced by the previous 14 was a function of the radar range setting, a number of signals were transmitted to the transmitter modulator indicating the different options for radar ranges.

Der skulle derfor bruges et dekodningskredsløb til bestemmelse af, hvilken PRF der var valgt.Therefore, a decoding circuit should be used to determine which PRF was selected.

6 15*0406 15 * 040

Bredden af den udsendte impuls kan også være en funktion af radar-rækkeviddeindstillingen. Det kan for eksempel være ønskeligt at anvende en snæver impuls ved korte rækkevidder for at opnå bedre definition, end det er muligt ved at anvende en længere impuls, som er nødvendigt for at opnå et acceptabelt signal/støjforhold ved større rækkevidder. Det bar imidlertid ikke vist sig nødvendigt at bruge forskellige impulsbredder for hver af de forskellige rækkeviddeindstillinger. Ved den viste udførelsesform for opfindelsen findes der ti forskellige rækkeviddeindstillinger mellem 0,25 og 64 sømil. Det har vist sig, at kun tre forskellige impulsbredder på ca. 60, 500 og 1000 nanosekunder er nødvendige i praksis.The width of the transmitted pulse can also be a function of the radar range setting. For example, it may be desirable to use a narrow pulse at short ranges to obtain better definition than is possible by using a longer pulse necessary to obtain an acceptable signal / noise ratio at larger ranges. However, it was not necessary to use different pulse widths for each of the different range settings. In the embodiment shown in the invention, there are ten different range settings between 0.25 and 64 nautical miles. It has been found that only three different pulse widths of approx. 60, 500 and 1000 nanoseconds are needed in practice.

Der behøves derfor kun et digitalt signal med to bit mellem tidsstyregeneratoren 144 og sendemodulatoren 118 for at vælge mellem de tre forskellige impulsbredder. Da der kræves mange færre impulsbredder, end der findes rækkeviddeindstillinger, vil der i forhold til den kendte teknik skulle anvendes færre ledninger eller signaler mellem tidsstyregeneratoren 144 og sendemodulatoren 118.Therefore, only a two-bit digital signal is required between the timing generator 144 and the transmit modulator 118 to select between the three different pulse widths. Since many fewer pulse widths are required than range settings are available, fewer wires or signals between the timing generator 144 and the transmitter modulator 118 will have to be used in the prior art.

Ved tidligere kendte anlæg blev der frembragt en triggerimpuls i MDR-enheden, hvilken impuls blev overført til kredsløbene for både modulatoren og fremviseenheden. På grund af karakteristikkerne for de mest anvendte modulatorer vil forsinkelsestiden mellem frembringelse af en triggerimpuls og frembringelse af den virkelige sendeimpuls kunne variere. Dette gør sig navnlig gældende ved mellem områderne . På grund af denne uforudsigelige forskel i forsinkelse kan de på radarskærmen fremviste ekkoer ved tidligere kendte systemer flimre, fordi tidsforskellen mellem en fremvisestråles begyndelse og forflanken af den videoimpuls, som viser ekkoet, ikke er konstant.In prior art systems, a trigger pulse was generated in the MDR unit, which pulse was transmitted to the circuits of both the modulator and the display unit. Due to the characteristics of the most commonly used modulators, the delay time between generating a trigger pulse and generating the true transmit pulse may vary. This is particularly the case between the areas. Because of this unpredictable difference in delay, the echoes displayed on the radar screen in prior art systems may flicker because the time difference between the onset of a projection beam and the edge of the video pulse displaying the echo is not constant.

Sendermodulatoren 118 frembringer en MTR-erkendelsesimpuls ved begyndelsen af hver sendeimpuls. Denne erkendelsesimpuls overføres til tidsgeneratoren 144 og markerer radarstrålebevægelsens begyn- 7 150040 delse for hvert af videosignalkredsløbene i indikatorenheden 140.The transmitter modulator 118 produces an MTR recognition pulse at the beginning of each transmit pulse. This recognition pulse is transmitted to the time generator 144 and marks the onset of the radar beam movement for each of the video signal circuits in the indicator unit 140.

Da MTR-erkendelsesimpulsen er nøjagtig samtidig med begyndelsen af hver radarimpuls, vil hosliggende elektronstrålebevægelser på fremviseskærmen udvise stor indbyrdes nøjagtighed. Ekkoemes form vil derfor blive fremvist uden flimrende kanter.As the MTR recognition pulse is accurate at the beginning of each radar pulse, adjacent electron beam movements on the display screen will exhibit high mutual accuracy. The shape of the echo will therefore be displayed without flickering edges.

Sendemodulatoren 188 frembringer også et følsomhedstidsstyresignal (STC) til styring af modtageren 120's forstærkning. STC-signalet anvendes på kendt måde til at variere modtageren 120’s forstærkning under hver radarimpuls. For signaler, som er modtaget fra mål tæt ved antennen reduceres forstærkningen. På denne måde hindres, at forstærkningskredsløbene i modtageren 120 overstyres af kraftige signaler fra tætliggende objekter og lokalt frembragte inteferenser, og der opnås en fremvisning af ekkoeme med i det væsentlige konstant styrke.The transmit modulator 188 also produces a sensitivity time control signal (STC) for controlling the gain of the receiver 120. The STC signal is used in a known way to vary the receiver's gain of 120 under each radar pulse. For signals received from targets close to the antenna, the gain is reduced. In this way, the gain circuits in the receiver 120 are prevented by strong signals from nearby objects and locally generated interferences, and a display of the echoes of substantially constant strength is obtained.

Det analoge videosignal fra modtageren 120’s udgang konverteres til en række digitale data ved hjælp af en analog/digitalomsætter 148 i indikatorenheden 140. Eksempleringshastigheden for det analoge videosignal og længden af tidsperioden fra radarimpulsens begyndelse er afhængig af radarrækkeviddeindstillingen. Jo kortere rækkevidden er, jo højere eksempleringshastighed og jo kortere tidsperiode anvendes der.The analog video signal from the receiver 120's output is converted to a series of digital data by means of an analog / digital converter 148 in the indicator unit 140. The sample rate of the analog video signal and the length of time from the beginning of the radar pulse depend on the radar range setting. The shorter the range, the higher the sample rate and the shorter time period used.

Det digitaliserede videosignal indlæses i et digitalt videolager 150 under styring af taktimpulser fra tidsstyregeneratoren 144. Lageret 150 for de digitale videosignaler er indrettet til at lagre digitale værdier for et videosignal i en hel radarimpulsperiode. Oplagringen er naturligvis afhængig af radarrækkeviddeindstillingen. Det digitale videosignal udlæses fra lageret 150 for fremvisning på et katodestrålerør 172 i løbet af en anden tidsperiode, som også er bestemt ved taktimpulshastigheden fra tidsstyregeneratoren 144. Den anden tidsperiode kan være større eller mindre end den første tidsperiode, i hvilken videosignalet indlæses til lageret 150. Udlæs.-ningen foretages fortrinsvis umiddelbart efter den første tidsperiode og før påbegyndelsen af den næstfølgende radartidsperiode. Ved foretrukne udførelsesformer er den anden tidsperiode i det væsentlige konstant og uafhængig af den første tidsperiode. Når den anden tidsperiode er konstant, vil afbøjningshastigheden for elektronstrå 8 150040 len i katodestrålerøret 172 også være konstant, hvorved det frembragte billedes intensitet vil være konstant uafhængig af radarrække-viddeindstillingen. Ved korte rækkeviddeindstillinger vil den anden tidsperiode, under hvilken de digitale signaler udlæses fra lageret 150 og fremvises på katodestrålerøret, være væsentligt større end den tidsperiode, i hvilken signalerne indlæses. På grund af en forøget udlæseperiode vil katodestrålerøret 172’s stråleafbøjningshastighed være formindsket i forhold til, hvad den ville være, hvis videosignalet skulle fremvises med samme hastighed, som det modtages. Katodestrålerørets lysstyrke vil derfor være væsentligt forøget i forhold til den kendte teknik, når der anvendes korte rækkeviddeindstillinger. Den foretrukne måde til digitalisering, lagring og til udlæsning af videosignalet er beskrevet i USA-patent nr.The digitized video signal is input to a digital video storage 150 under the control of clock pulses from the timing generator 144. The digital video signal storage 150 is adapted to store digital values for a video signal for an entire radar pulse period. The storage, of course, depends on the radar range setting. The digital video signal is output from memory 150 for display on a cathode ray tube 172 during a second time period, which is also determined by the clock pulse rate of time control generator 144. The second time period may be greater or less than the first time period in which the video signal is input to memory 150. The readout is preferably carried out immediately after the first time period and before the start of the next radar time period. In preferred embodiments, the second time period is substantially constant and independent of the first time period. When the second time period is constant, the deflection rate of electron beam 8 150040 in the cathode ray tube 172 will also be constant, whereby the intensity of the generated image will be constantly independent of the radar range setting. At short range settings, the second time period during which the digital signals are read out from the storage 150 and displayed on the cathode ray tube will be substantially greater than the time period during which the signals are input. Due to an increased readout period, the cathode ray tube 172's beam deflection rate would be diminished compared to what it would be if the video signal were to be displayed at the same speed as it is received. Therefore, the brightness of the cathode ray tube will be substantially increased over the prior art when using short range settings. The preferred way of digitizing, storing and reading the video signal is described in U.S. Pat.

4.107.673.4107673.

Endvidere findes der et interferensafvisende kredsløb 152 til eliminering af interferensvirkninger fra andre radarsendere, som arbejder inden for samme frekvensbånd. Den type interferens, som frembringes'ved modtagelse af sendeimpulseme fra en anden radar i nærheden, fremtræder som et antal spiralarme, som strækker sig udad fra radarskærmens midte. Interferensafvisningskredsløbet 152 er indrettet til i det væsentlige helt at eliminere denne type interferens .uden at påvirke fremvisningen af de ønskede mål nævneværdigt. På kontrolpanelet 146 findes en omskifter, ved hjælp af hvilken operatøren kan slutte det interferensafvisende kredsløb 152 til eller fra. Detaljer ved konstruktionen af det interferensafvisende kredsløb 152 er angivet i USA-patent nr. 4 068 233. Det endelige videosignal på det interferensafvisende kredsløb 152»s udgang overføres til videoforstærkeren 166 via videosignalsummeringsenheden 160. Endvidere findes der et markeringskredsløb 154 for variabel områdeindstilling. Markeringskredsløbet 154 er indrettet til at frembringe et udgangsvideosignal i form af en. kort impuls, der fremvises på radarskærmen som en cirkulær ring med en afstand fra skærmens midte, som er afhængig af indstillingen af en justeringsknap 156. Rækkevidde justeringen I56 kan rent fysisk være en del af kontrolpanelet 146. Ved hjælp af et fremviseapparat 158 tilvejebringes en digital udlæsning til operatøren af afstanden fra radarantennen til det mål, efter hvilket markeringskredsløbet 154 er indstillet. Videosignalet fra 150040 9 markeringskredsløbet 154 er overført til videoforstærkeren 166 via videosignalsummeringsenheden 160.Furthermore, there is an interference rejection circuit 152 for eliminating interference effects from other radar transmitters operating within the same frequency band. The type of interference produced by receiving the transmit pulses from another radar nearby appears as a plurality of helical arms extending outward from the center of the radar screen. The interference rejection circuit 152 is arranged to substantially completely eliminate this type of interference, in addition to appreciably affecting the display of the desired targets. On the control panel 146 is a switch by which the operator can connect or disable the interference rejection circuit 152. Details of the design of the interference-rejecting circuit 152 are set forth in U.S. Patent No. 4,068,233. The final video signal on the output of the interference-rejecting circuit 152 is transmitted to the video amplifier 166 via the video signal summing unit 160. Further, a variable range tuning circuit 154 is provided. The marking circuit 154 is arranged to produce an output video signal in the form of one. short pulse displayed on the radar screen as a circular ring at a distance from the center of the screen, which is dependent on the setting of an adjusting button 156. The range adjustment I56 can be physically part of the control panel 146. A digital display 158 provides a digital readout to the operator of the distance from the radar antenna to the target after which the marking circuit 154 is set. The video signal from the 150040 marking circuit 154 is transmitted to the video amplifier 166 via the video signal summing unit 160.

Tidsstyregeneratoren 144 er indrettet til at frembringe taktimpuls-signaler og andre tidsstyresignaler til de forskellige kredsløb i indikatorenheden 140. En intern oscillator i tidsstyregeneratoren 144 er indrettet til at- frembringe taktimpulser med forudbestemte perioder. Hver gang antenne strålen er ret for, i forhold til skibet, frembringes et signal fra antenneopløseren 112, hvilket signal samvirker med taktimpulseme fra oscillatoren i tidsstyregeneratoren 144 til frembringelse af en videoimpuls, som overføres gennem videosignal summeringsenheden 160 til videoforstærkeren 166, således at der på radarskærmen frembringes et mærke, som viser operatøren, hvilken retning skibet vender i. Tidsstyregeneratoren 144 frembringer MTR-triggersignalet som en impuls med forudbestemte, faste intervaller, der afhænger af radarrækkeviddeindstillingen, som bestemmes fra kontrolpanelet 146. MTR-erkendelsessignalet fra sendemodulatoren 118 anvendes af tidsstyregeneratoren 144 til frembringelse, af et SWEEP-sluse signal, der er et logisk signal med høj eller aktiv tilstand i den tidsperiode, hvor videosignalerne modtages. SWEEP-slusesignalet sættes i aktiv tilstand, så snart MTR-erkendelsessignalet modtages, og sættes til lav eller inaktiv tilstand ved denne tidsperiodes afslutning, som-er afhængig af det valgte rækkeviddeområde .The timing generator 144 is adapted to produce clock pulse signals and other timing signals to the various circuits of the indicator unit 140. An internal oscillator in the timing generator 144 is adapted to produce clock pulses with predetermined periods. Each time the antenna beam is aligned, relative to the ship, a signal is generated from the antenna resolver 112 which cooperates with the clock pulses of the oscillator in the timing controller 144 to produce a video pulse transmitted through the video signal summing unit 160 to the video amplifier 166 so that on the radar screen generates a mark showing the operator in which direction the ship is turning. Timer generator 144 produces the MTR trigger signal as a pulse at predetermined fixed intervals which depends on the radar range setting determined from the control panel 146. The MTR recognition signal from the transmitter modulator 118 is used. 144 for generating, a SWEEP lock signal, which is a high or active state logic signal during the time period during which the video signals are received. The SWEEP lock signal is put into active mode as soon as the MTR recognition signal is received, and set to low or inactive state at the end of this time period, which is dependent on the range range selected.

På kontrolpanelet 146 er anbragt de forskellige knapper, som operatøren kan anvende til styring af radaranlægget. Der findes en rækkeviddekontrol, som er indrettet til at bestemme den største rækkevidde, ved hvilken mål eller ekkoer kan fremvises. Denne afstand svarer til afstanden fra katode strålerøret s midte til dets kant. Endvidere findes der omskiftere til styring af MTR-strømforsyningsmodulet 122, til styring af motoren 106 i antennen 101 via MTR-strømforsyningsmodulet 122, til styring af markeringskredsløbet 154 for variabel afstand samt til styring af indikatoren og forsyningsmodm-let 174. Endvidere kan der ved hjælp af en omskifter vælges mellem, en fremvisning af skibets kurs eller den sande nordretning øverst på radarskærmen.On the control panel 146 are arranged the various buttons which the operator can use to control the radar system. A range control is provided to determine the maximum range at which targets or echoes can be displayed. This distance corresponds to the distance from the cathode ray tube center to its edge. Further, there are switches for controlling the MTR power supply module 122, for controlling the motor 106 in the antenna 101 via the MTR power supply module 122, for controlling the variable-range marker circuit 154, and for controlling the indicator and the supply module 174. Furthermore, a switch is selected from, a view of the ship's course or the true north direction at the top of the radar screen.

10 15004010 150040

For at opnå en fremvisning, hvor nordretningen vises øverst på fremviseskærmen, i stedet for -skibets kurs, findes der et nordstahiliseringskredsløb 142, som er indrettet til at modificere de modtagne signaler fra antenneopløseren 112, før signalerne overføres til fremvisning på skærmen. I det andet tilfælde, hvor skibets kurs vises øverst på radarskærmen, overføres signalerne fra antenneopløseren 112 direkte til fremvisning på skærmen. Denne overføring til skærmen foregår i begge tilfælde via et opløsekredsløb 162, som modtager udgangssignalerne fra enten antenneopløseren 112 eller nordstabiliseringskredsløbet 142 i form af modulerede sinus-og kosinussignaler og frembringer derfra jævnspændinger for hver radarstrålebevægelse repræsenterende X- og Y-tilvækster. Afbøjningsgeneratoren 164 frembringer χ-.og Y-rampesignaler., hvis maksimale amplituder er bestemt ved hjælp af jævnspændinger fra opløsekreds-løbet 162. Generering af de to rampesignaler påbegyndes til et tidspunkt, som markeres ved begyndelsen af et forsinket SWEEP-slusesignal fra det interferensafvisende kredsløb 152, hvilket signal frembringes ved forsinkelse af SWEEP-slusesignalet fra tidsstyregeneratoren 144 med en eller flere taktimpulsperioder, for at det interferensafvisende kredsløb 152 kan fungere. X- og Y-rampesigna-leme overføres hvert til X- og Y-afbøjningsforstærkere 168, hvor de forstærkes, og hvorfra de overføres til X- og Y-afbøjningsspoler 170 til afbøjning af katodestrålerøret 172’s elektronstråle på kendt måde. Udgangssignalet fra videoforstærkeren 166 er forbundet til katodestrålerøret 172*s katode 176 til modulering af elektronstrålens intensitet.In order to obtain a display in which the north direction is displayed at the top of the display screen, instead of the ship's course, there is a north stylization circuit 142 adapted to modify the received signals from the antenna resolver 112 before the signals are transmitted for display on the screen. In the second case, where the ship's course is displayed at the top of the radar screen, the signals from the antenna resolver 112 are directly transmitted for display on the screen. In this case, this transfer to the screen is via a resolution circuit 162 which receives the output signals from either the antenna solver 112 or the north stabilization circuit 142 in the form of modulated sine and cosine signals, thereby generating DC voltages for each radar beam motion representing X and Y increments. Deflection generator 164 generates χ and Y ramp signals whose maximum amplitudes are determined by DC voltages from the circuit 162. Generation of the two ramp signals is initiated at a time marked by the onset of a delayed SWEEP lock signal from the interference rejection. circuit 152, which is generated by delaying the SWEEP lock signal from time control generator 144 by one or more clock pulse periods in order for interference rejection circuit 152 to operate. The X and Y ramp signals are each transmitted to X and Y deflection amplifiers 168 where they are amplified, and from which they are transmitted to X and Y deflection coils 170 to deflect the electron beam of the cathode ray tube 172 in known manner. The output of video amplifier 166 is connected to cathode ray tube 172 * s cathode 176 to modulate the intensity of the electron beam.

Højspændingen til katodestrålerøret 172*s accelereringsanode og alle andre forsyningsspændinger til de forskellige kredsløb i indikatorenheden 140 indbefattende spændingerne til forspænding og drift af de logiske kredsløb opnås ved hjælp af indikatorstrømforsyningsmodulet 174. Indikatorstrømforsyningsmodulet 174 er ligesom MTR-strømforsyningsmodulet 122 fortrinsvis en alternerende strømforsyning, som er indrettet til på udgangen at frembringe et antal spændinger med forskellige strømforsyningsegenskaber. Skiftefrekvensen for indikatorstrømforsyningsmodulet 174 og for MTR-strømforsyningsmodulet 122 er valgt til at ligge mellem PRF-hastigheden, således som den er bestemt af tidsstyregeneratoren 144 i overensstemmelse 11 150040 med områdeindstillingen og digitaliseringshastigheden af det analoge videosignal ved. hjælp af analog/digitalomsætteren 148. Ved at drive strømforsyningsmodulerne med en skiftefrekvens, som er beliggende mellem PRF og digitaliseringsfrekvensen, undgås interferensvirkning.The high voltage of the acceleration anode of the cathode ray tube 172 * and all other supply voltages for the various circuits of the indicator unit 140 including the voltages for biasing and operation of the logic circuits are obtained by the indicator current supply module 122, which is the current supply module module current arranged to produce at the output a number of voltages having different power supply characteristics. The switching frequency of the indicator power supply module 174 and of the MTR power supply module 122 is selected to be between the PRF rate, as determined by the timing generator 144 in accordance with the range setting and the digitization rate of the analog video signal at. using the analog / digital converter 148. Operating the power supply modules at a switching frequency located between the PRF and the digitizing frequency avoids interference effect.

I fig. 3 er vist et skematisk blokdiagram over den del af sendemodulatoren 118, som anvendes til frembringelse af radarudgangsimpulser, som kan have varierende impulsbredder og repetitionshastigheder. Impulsbreddesignalet fra styreenheden 146 modtages som en digital kode med to bit, hvor f.eks. 00 repræsenterer den mindste impulsbredde, 01 repræsenterer en mellemimpuls-bredde, og 10 repræsenterer den største impulsbredde. Dette im-pulsbreddesignal overføres til en 2-3 linieafkoder 201, som aktiverer en af de tre udgangsledninger i afhængighed af den binære status for impulsbreddesignalet. Den øverste udgangsledning fra afkoderen 201 aktiveres i tilfælde af den korteste impuls, den midterste ledning aktiveres i tilfælde af den mellemste impulslængde, medens den nederste ledning aktiveres i tilfælde af den største impulsbredde.In FIG. 3 is a schematic block diagram of the portion of the transmitter modulator 118 used to generate radar output pulses which may have varying pulse widths and repetition rates. The pulse width signal from the controller 146 is received as a two-bit digital code, e.g. 00 represents the smallest pulse width, 01 represents an intermediate pulse width, and 10 represents the largest pulse width. This pulse width signal is transmitted to a 2-3 line decoder 201 which activates one of the three output lines depending on the binary width of the pulse width signal. The top output line from decoder 201 is activated in the case of the shortest pulse, the middle line is activated in the case of the middle pulse length, while the lower line is activated in the case of the largest pulse width.

Det er fortrinsvis ønskeligt at variere impulsbredden i afhængighed af radarrækkeviddeindstillingen. Der foretrækkes korte impulser til korte rækkevidder og høj opløsningsgrad, medens der foretrækkes længere impulser ved større rækkevidder og høj følsomhed. Ved den foretrukne udførelsesform anvendes der impulsbredder på 0,06 mierosekunder, 0,5 microsekunder og 1,0 microsekunder, men der kan også anvendes andre impulsbredder. Impulsgeneratorerne 202-204, som er monostabile multivibratorer, er indrettet til extern impulsbreddestyring og frembringer impulser med passende bredde ved aktivering på begge indgangsledninger. Den af impulsgeneratorerne 202-204 som vælges, er bestemt af status på udgangsledningerne fra afkoderen 201. Der frembringes en impuls fra den valgte generator, hver gang der modtages et MTR TRIGGER impulssignal fra tidsstyregeneratoren 144 i indikatorenheden 140. Potentiometrene 205-207 er justeret således, at der opnås den ønskede impulsbredde fra hver af impulsgeneratorerne 202-204. Udgangssignalerne fra impulsgeneratorerne 202-204 150040 12 blandes gennem en OR sluse 208 til frembringelse af et signal på en enkelt ledning. På udgangsledningen fra OR slusen 208 fremkommer således rækker af impulser med den valgte impulsbredde og med en impulsrepetitionshastighed, som er bestemt af hastigheden af MTR TRIGGER signalet fra tidsstyregeneratoren 144.It is preferably desirable to vary the pulse width depending on the radar range setting. Short pulses are preferred for short ranges and high resolution, while longer pulses for larger ranges and high sensitivity are preferred. In the preferred embodiment, pulse widths of 0.06 msec, 0.5 microseconds and 1.0 microseconds are used, but other pulse widths can also be used. The pulse generators 202-204, which are monostable multivibrators, are designed for external pulse width control and produce pulses of appropriate width upon activation on both input lines. The one of the pulse generators 202-204 selected is determined by the status of the output wires of the decoder 201. An pulse is generated from the selected generator each time an MTR TRIGGER pulse signal is received from the timing control 144 in the indicator unit 140. The potentiometers 205-207 are adjusted thus , that the desired pulse width is obtained from each of the pulse generators 202-204. The output signals from pulse generators 202-204 150040 12 are mixed through an OR sluice 208 to produce a single line signal. Thus, on the output line of the OR gate 208, rows of pulses appear at the selected pulse width and at a pulse repetition rate determined by the speed of the MTR TRIGGER signal from the timing control generator 144.

Udgangssignalet fra OR slusen 208 forstærkes fra sit logiske niveau ved hjælp af en impulsforstærker 209 til en spænding med et impedansniveau, som er tilstrækkeligt til at drive primærviklingen af en drivtransformator 210. Den ene ende af transformatoren 210’s sekundærvikling er forbundet til en negativ holdespænding -?, som er tilstrækkelig til at holde modulator-røret 211 under afskæringsspændingen, når der ikke tilføres en impuls. Når der frembringes en impuls på OR slusen 208’s udgang, frembringes over drivtransformatoren 210's sekundærvikling en drivimpuls, som er så stor, at styrespændingen til modulatorrøret 211 vokser over den nævnte holdespænding -V, hvorved modu-latorrøret 211 drives i mætning. Udgangssignalet, som derved frembringes på modulatorrøret 211*s anode, overføres via en kondensator 218 til katoden på en magnetron 212. Magnetronen 212 frembringer en udgangsimpuls til duplexeren 114, hver gang der modtages en impuls fra modulatorrøret 211.The output of OR gate 208 is amplified from its logic level by a pulse amplifier 209 to a voltage of an impedance level sufficient to drive the primary winding of a drive transformer 210. One end of the secondary winding of the transformer 210 is connected to a negative holding voltage -? sufficient to hold the modulator tube 211 below the cut-off voltage when no pulse is applied. When an impulse is produced at the output of the OR gate 208, over the secondary winding of the drive transformer 210, a drive pulse is produced which is so large that the control voltage of the modulator tube 211 grows above said holding voltage -V, thereby modulating the modulator tube 211. The output signal thus produced on the anode of modulator tube 211 * is transmitted via a capacitor 218 to the cathode of a magnetron 212. The magnetron 212 generates an output pulse to the duplexer 114 each time a pulse is received from the modulator tube 211.

Effekten for opvarmning af magnetronen 212 fås via en varmeeffekt-transformator 213 fra et styrekredsløb 214 for styring af magnetro-nens opvarmning. Styrekredsløbet 214 frembringer en proportional spændings styring i overensstemmelse med middelværdien af anodeindgangseffekten til magnetronen 212. Middelanodeeffekten er ækvivalent med TÆND-SLUK nyttecyklus, som påvirkes både af impulsrepetitionsfrekvensen og impulsbredden. Nyttecyklus måles på modulatorrøret 211's katodekredsløb for at der kan opnås styring af magnetronens opvarmningseffekt. Hvis TÆND cyklustiden for modulatorrøret 211 overskrider et forud fastsat niveau, vil styrekredsløbet 214 formindske opvarmnings- eller glødespændingen og dermed varmeeffekten. Hvis middelanodeeffekten synker til under det forud fastsatte niveau, hvilket kan ske ved ældning af magnetronen, vil styrekredsløbet 214 forøge glødespændingen til magnetronen, Varmetransformatoren 213*s reaktans er bestemt således, at et koldt magnetronrørs strømforbrug begrænses til en sikker kortslutningsværdi, når kredsløbet startes op.The power for heating the magnetron 212 is obtained via a heat power transformer 213 from a control circuit 214 for controlling the heating of the magnetron. The control circuit 214 provides a proportional voltage control in accordance with the mean value of the anode input power to the magnetron 212. The mean anode power is equivalent to the ON / OFF power cycle, which is affected by both the pulse repetition frequency and the pulse width. Utility cycle is measured on the cathode circuit of modulator tube 211 to control the heating power of the magnetron. If the ON cycle time of the modulator tube 211 exceeds a predetermined level, the control circuit 214 will reduce the heating or glow voltage and thus the heat output. If the mean anode power drops below the predetermined level, which can occur with aging of the magnetron, the control circuit 214 will increase the glow voltage of the magnetron. The reactance of the heat transformer 213 * is determined such that the current consumption of a cold magnetron tube is limited to a safe short-circuit value when the circuit is started. .

1313

1500AO1500AO

I fig. 4 er vist et skematisk diagram over styrekredsløbet 214 for opvarmningseffekten. Størrelsen for strømmen gennem modula-torrøret 211 i løbet af TÆND tiden måles over en lavohm's modstand 340 i serie med modulatorrøret 211's katode. Signalet over modstanden 340 overføres til et flydende fællespunkt for styrekredsløbet 214 gennem en reaktansspole 310 og en diode 307 for opladning af en kondensator 306 i løbet af TÆND tiden. Spolen 310 forhindrer korte impulser i at oplade kondensatoren 306, således at der kan opretholdes maksimal varmeeffekt for korte impulser. Spidsspændingen over kondensatoren 306 vil ellers være proportional med amplituden for spidsstrømmen gennem modulatorrøret.In FIG. 4 is a schematic diagram of the heating circuit 214 control circuit. The magnitude of the current through the modulator tube 211 during the ON time is measured over a low ohm resistor 340 in series with the cathode of the modulator tube 211. The signal across the resistor 340 is transmitted to a floating common point of the control circuit 214 through a reactance coil 310 and a diode 307 for charging a capacitor 306 during the ON time. Coil 310 prevents short pulses from charging capacitor 306 so that maximum thermal power for short pulses can be maintained. Otherwise, the peak voltage across capacitor 306 will be proportional to the amplitude of the peak current through the modulator tube.

I perioden mellem impulserne, hvor modulatorrøret 211 ikke fører strøm, oplades kondensatoren 309 gennem en modstand 308 fra den spænding, som tidligere var blevet oplagret over kondensatoren 306 i løbet af TÆND tiden. Yed hjælp af et potentiometer 314 overføres en forud bestemt del af spændingen over kondensatoren 309 til basis af en transistor 317. Transistoren 317 er indgangstransistoren for et meget højimpedanset D’arlington kredsløb, som indeholder transistorerne 317-319- Mellem spændingen på transistoren 317’s basis og magnetronglødespændingen eksisterer en i det væsentlige lineær relation med negativ hældning for lineariteten. Da spændingen, som overføres til transistoren 317's basis, er proportional med TÆND nyttecyklus, vil den til magnetronen 212 overførte glødespænding blive mindre, når nyttecyklus bliver større. Ved en foretrukken udførelsesform overføres en nominel glødespænding på 6,3 V til magnetronrøret, når dette er i ro eller under korte impulser. Når der anvendes impulser med maksimal længde, falder glødespændingen til en værdi, som er bestemt ved indstillingen af potentiometeret 314. Ved lange impulser kan det endog være ønskeligt at reducere glødespændingen til nul eller til næsten nul, idet der forekommer tilstrækkelig selvopvarmning hidrørende fra anodepulsering. Det skal imidlertid bemærkes, at der ved anlægget ifølge opfindelsen opnås kompensation for udgangseffekten selv ved meget lave glødespændinger.During the period between the pulses where the modulator tube 211 does not conduct current, the capacitor 309 is charged through a resistor 308 from the voltage previously stored above the capacitor 306 during the ON time. By means of a potentiometer 314, a predetermined portion of the voltage across capacitor 309 is transmitted to the base of a transistor 317. Transistor 317 is the input transistor of a very high impedance D'arlington circuit containing transistors 317-319- Between the voltage of the base of transistor 317 and the magnetron glow voltage exists a substantially linear relation with negative slope for the linearity. Since the voltage transmitted to the base of transistor 317 is proportional to the ON duty cycle, the glow voltage transmitted to the magnetron 212 becomes smaller as the duty cycle becomes larger. In a preferred embodiment, a nominal voltage of 6.3 V is transmitted to the magnetron tube when this is at rest or under short pulses. When maximum length pulses are used, the glow voltage drops to a value determined by the setting of potentiometer 314. For long pulses it may even be desirable to reduce the glow voltage to zero or to near zero, with sufficient self-heating arising from anode pulse. However, it should be noted that the system according to the invention achieves compensation for the output power even at very low glow voltages.

DTarlington kredsløbet, som omfatter transistorerne 317-319, virker som puffer for spændingen til transistoren 317's basis, 150040 14 således at der opnås et lavere impedansniveau set over kondensatoren 321. Udgangsspændingen på transistoren 319’s emitter bestemmer spidsværdien for de firkantede drivsignaler, som overføres til transformatoren 213*s primærvikling via en frit løbende multivibrator, som omfatter skiftetransistorer 329 og 338. Transistorerne 329 og 338 drives skiftevis i ledende tilstand med en varighed på 50% af cyklus. Multivibratorens oscillationsfrekvens er bestemt af induktansen af transformatoren 213’s primærviklinger og er endvidere afhængig af kapaciteten af kondensatorerne 322 og 325 samt af resistanserne for modstandene 323 og 324. Ved den foretrukne udførelsesform, som fremgår af komponentlisten i Appendix, er Oscillationsfrekvensen tilnærmelsesvis 40 KHz for en typisk magnetron til frembringelse af en spidseffekt på omkring 20 KW.The DTarlington circuit, which comprises transistors 317-319, acts as a buffer for the voltage of the base of transistor 317, 150040 14, so that a lower impedance level is seen across capacitor 321. The output voltage of transistor 319 emitter determines the peak value of the square drive signals transmitted to the transformer. 213 * s primary winding via a freely running multivibrator which includes switching transistors 329 and 338. Transistors 329 and 338 are alternately driven in conductive state for a duration of 50% of cycle. The oscillation frequency of the multivibrator is determined by the inductance of the primary windings of the transformer 213 and is further dependent on the capacitance of capacitors 322 and 325 as well as the resistances of resistors 323 and 324. In the preferred embodiment shown in the component list in Appendix, the oscillation frequency is typically K microwave to produce a peak power of about 20 KW.

Transformatoren 213 og det dertil forbundne kredsløb kan beskyttes mod kortslutningsstrømme ved at anvende en form for transformator, hvor de induktive tab. eller andre tab vokser hurtigt over multivibratorens normale operationsfrekvens. Hvis mag-netronglødetråden skulle kortslutte eller få meget lav impedans, vil impedansforandringen gå tilbage i transformatoren 213’s primærvikling, hvis effektive induktans derved bliver mindre, således at multivibratorens operationsfrekvens forøges. Med de i Appendix angivne komponentværdier vil operationsfrekvensen stige fra ca. 40 KHz til ca. 80 KHz, når magnetronglødetråden kortsluttes. På grund at tabene i transformatoren 213, når denne drives ved højere frekvens, vil der blive overført meget lille effekt til den kortsluttede glødetråd i magnetronen, og der vil kun blive reflekteret lille effekt tilbage i multivibrator-: kredsløbet.The transformer 213 and its associated circuit can be protected against short-circuit currents by using a form of transformer where the inductive losses. or other losses grow rapidly above the normal operating frequency of the multivibrator. If the mag-netrong filament were to short-circuit or receive very low impedance, the impedance change would return to the primary winding of transformer 213, the effective inductance thereby being reduced, thus increasing the frequency of operation of the multivibrator. With the component values specified in the Appendix, the operating frequency will increase from approx. 40 KHz to approx. 80 KHz when shorting the magnetron filament. Due to the losses in transformer 213, when driven at higher frequency, very little power will be transmitted to the short-circuited filament in the magnetron, and little power left in the multivibrator circuit will be reflected.

Styrekredsløbet 214 frembringer også et erkendelsesimpulssignal for synkronisering af tidsstyregeneratoren 114 og andre operationer i indikatorenheden 140. Den spænding, som frembringes over modstanden 340, overføres via modstanden 302 til katoden på en zenerdiode 301, hvis anode er forbundet til stel, som også er referencepunkt for indikatorenheden 140. Erkendelsesimpulsen frembringes således sammenfaldende med overføringen af driftef- 15 150040 fekt til magnetronudgangsrøret og frembringes derfor med en fast tidsrelation til produktionen af radarimpulser og til tidspunktet for deres udsendelse. Zenerdioden 301 reducerer amplituden for signalet over modstanden 340 til en forud bestemt værdi, som ved den foretrukne udførelsesform er 14 V.The control circuit 214 also produces a recognition pulse signal for synchronizing the timing generator 114 and other operations in the indicator unit 140. The voltage generated across the resistor 340 is transmitted via the resistor 302 to the cathode of a zener diode 301, the anode of which is also connected to the reference point. thus, the recognition pulse is produced to coincide with the transmission of operating power to the magnetron output tube and is therefore generated with a fixed time relation to the production of radar pulses and to the time of their transmission. The zener diode 301 reduces the amplitude of the signal across the resistor 340 to a predetermined value, which in the preferred embodiment is 14 V.

150040 16150040 16

APPENDIXAPPENDIX

Stykliste for figur 4 Modstande 303 ' 27316 . 50ΚΛ 308 „ 680ΐ1 323,324 lOOA l¥ iVS’ 327, 340 470^- 320 ΙκΑ 314 22-0- 326 2.2ΚΑBOM for Figure 4 Resistors 303 '27316. 50ΚΛ 308 "680ΐ1 323,324 100A l ¥ iVS" 327, 340 470 ^ - 320 ΙκΑ 314 22-0- 326 2.2ΚΑ

50K-A- 334 680 A 2W50K-A- 334 680 A 2W

Kondensatorercapacitors

30Q* 321 ’ 335 10 yuf., 75V 322, 325 0.04/uf, 600V30Q * 321 '335 10uf, 75V 322, 325 0.04 / uf, 600V

l/«f·, 100V 333 O.l/Of, 600Vl / «f ·, 100V 333 O.l / Of, 600V

Transistorer lig 319 General Electric D45112 2N2907A 329, 338 2N3019Transistors equals 319 General Electric D45112 2N2907A 329, 338 2N3019

Dioder 301,Diodes 301,

307> 336’ 337’ IS* 332’ Zener l4V’ 5W307> 336 '337' IS * 332 'Zener 144V' 5W

75b, 357, 339 Raytheon 587306-275b, 357, 339 Raytheon 587306-2

Induktans 310 Raytheon 168003-1 • Transformator ^3 Raytheon 167050-1Inductance 310 Raytheon 168003-1 • Transformer ^ 3 Raytheon 167050-1

Alle modstande 1/2 watt, 5 96 med mindre andet er angivet.All resistors 1/2 watt, 5 96 unless otherwise stated.