DK147475B

DK147475B - OVERLOAD PROTECTION CIRCUIT FOR VIDEO AMPLIFIERS

Info

Publication number: DK147475B
Application number: DK065679AA
Authority: DK
Inventors: Ernst Arnold Oscar Rutishauser
Original assignee: Rca Corp
Priority date: 1978-02-16
Filing date: 1979-02-15
Publication date: 1984-08-20
Also published as: ES477796A1; DE2906010B2; NZ189661A; BE874250A; PL122976B1; DE2906010A1; SE7901135L; SE430289B; AU531219B2; AU4393279A; JPS54129855A; DE2906010C3; GB2017437A; FI790441A; DK65679A; PL213478A1; CA1112756A; GB2017437B; IT1111128B; IT7920197A0

Description

147475 i o147475 i o

Opfindelsen angår en beskyttelseskreds for et videosignalbehandlingsanlæg, hvilken beskyttelseskreds er af den i krav l's indledning angivne art.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The invention relates to a protection circuitry for a video signal processing system, which circuitry is of the kind specified in the preamble of claim 1.

Videosignalbehandlingsudstyr, som f.eks. i en fjern-5 synsmodtager, omfatter typisk et eller flere videosignal--transistorforstærkertrin til at levere videoudgangssignaler til intensitetsstyringselektroderne i et billedgengivende "kineskop" eller billedrør. Selv om der er blevet anvendt transistorindretninger med en forholdsvis høj effekt i disse 10 videosignalforstærkere, som f.eks. forstærkere af klasse A, er sådanne højeffekt-trin i den senere tid blevet erstattet af videoudgangstrin med forholdsvis lavere effekt, der f.eks. kan omfatte transistorer i en opstilling til drift i klasse B eller C, med henblik på at formindske fjernsynsmodtagerens 15 effektforbrug. Trinene med den lavere effekt er i de typiske tilfælde indrettet til at udvise et lavere effekttab i hviletilstanden, sammenlignet med f.eks. klasse A-trin.Video signal processing equipment, such as Typically, in a television receiver, one or more video signal - transistor amplifier stage comprises providing video output signals to the intensity control electrodes in an image reproducing "chinscope" or image tube. Although relatively high power transistor devices have been used in these 10 video signal amplifiers, such as Class A amplifiers, such high-power steps have recently been replaced by relatively lower power video output stages, e.g. may include transistors in an array for operation in class B or C, in order to reduce the power consumption of the television receiver 15. Typically, the lower power steps are adapted to exhibit a lower power loss in the idle state compared to e.g. Class A stage.

Laveffekt-transistorer kan anvendes i laveffekts-ud-gangstrinene, eftersom trin af denne type udviser et effekttab, 20 som i hovedsagen er proportionalt med størrelsen af det signal, der skal forstærkes. Imidlertid er laveffekt-transistorer i fare for at blive overbelastet, når de signaler, som behandles af disse trin, omfatter betydende mængder af højfrekvens-komposanter med en høj varigheds-tæthed. En overbelastning 25 kan f.eks. indtræde når svage signaler med et betydende støj-indhold forstærkes, eller når modtageren omstilles til en ledig kanal, der ikke indeholder nogen videoinformation. I sådanne tilfælde forstærkes støjen af mellemfrekvenstrinene og de følgende forstærkertrin, som under disse tilstande nor-30 malt arbejder med den maksimale forstærkningsfaktor, på grund af modtagerens automatiske forstærkningsregulering (AGC-funk-tion). Normalt omfatter støjen hele videosignalfrekvensspektret, og den kan optræde uden afbrydelse under hele billed-cyklen, d.v.s. både under billedskanderings- og tilbage-35 løbs-slukkeintervallerne. Denne uafbrudte strøm af støj medfører at forstærkertrinene befinder sig i den ledende tilstand praktisk taget kontinuerligt, og dette medfører 2Low-power transistors can be used in the low-power output stages since steps of this type exhibit a power loss 20 which is substantially proportional to the magnitude of the signal to be amplified. However, low power transistors are in danger of being overloaded when the signals processed by these steps comprise significant amounts of high frequency components with a high duration density. An overload 25 may e.g. occur when weak signals with significant noise content are amplified or when the receiver is switched to a free channel that contains no video information. In such cases, the noise is amplified by the intermediate frequency steps and the subsequent amplifier stages, which normally work with the maximum gain factor under these conditions, due to the receiver's automatic gain control (AGC function). Usually, the noise encompasses the entire video signal frequency spectrum, and it can occur without interruption during the entire frame cycle, i.e. both during the image scanning and back-35 run-off intervals. This uninterrupted flow of noise causes the amplifier stages to be in the conductive state practically continuously, and this causes 2

OISLAND

147475 igen at forstærkertrinets effekttab og arbejdstemperatur stiger i løbet af et tidsrum. Dette kan i sin tur bevirke, at forstærkeren ødelægges på grund af fænomenet "termisk løbskkørsel" (am."thermal runaway"), d.v.s. en overophedning 5 af de transistorer, der udgør forstærkertrinet. Under visse signaltilstande, som f.eks. modtagning på en ledig kanal, kan effekttabet være mange gange så stort som under normale signalmodtagningstilstande. For store effekttab kan også indtræde, når det signal der skal forstærkes svarer til 10 komplicerede billedmønstre, således som de kan gengives af en fjernsynsmodtager der anvendes i forbindelse med et "video--spil"-system, eller når der anvendes prøvebilleder af ikke--normeret art.147475 again that the amplifier stage power loss and operating temperature increase over a period of time. This, in turn, can cause the amplifier to be destroyed due to the phenomenon of "thermal runaway", i.e. an overheating 5 of the transistors constituting the amplifier stage. Under certain signal conditions, such as reception on a free channel, the power loss can be many times as great as under normal signal reception conditions. Excessive power loss can also occur when the signal to be amplified corresponds to 10 complicated picture patterns, such as can be reproduced by a television receiver used in conjunction with a "video game" system, or when sample images of non-amplifiers are used. -normal species.

Af flere årsager anses det ikke for hensigtsmæssigt 15 at anvende strømbegrænsningskredse i tilknytning til hver af de forstærkere, der kan blive udsat for overbelastning under de ovenfor omtalte tilstande. Kredse af denne art kan normalt ikke skelne mellem videoinformation og støjbehæftede signaler eller ren støj, og kan derfor forventes at udøve en uønsket 20 begrænsningseffekt på maksima i signalstrømme, der repræsenterer videoinformation. Almindeligvis kræver disse begrænsningskredse også mindst én stor og kostbar højspændingseffekttransistor, og desuden ville der behøves tre sådanne kredse i tilfælde af en farvefjernsynsmodtager med tre drivforstærkere 25 til at levere forstærkede farverepræsentative videosignaler til billedrørets pågældende intensitetsstyringselektroder.For several reasons, it is not considered appropriate to use current limiting circuits in conjunction with each of the amplifiers that may be subjected to overload under the conditions mentioned above. Circuits of this kind usually cannot distinguish between video information and noise-free signals or pure noise, and therefore can be expected to exert an undesirable limiting effect on maxima in signal streams representing video information. Generally, these limiting circuits also require at least one large and expensive high-voltage power transistor, and in addition, three such circuits would be required in the case of a color television receiver with three drive amplifiers 25 to provide amplified color-representative video signals to the image tube's respective intensity control electrodes.

Det er heller ikke fordelagtigt at anvende varmedræn i videoudgangstrin med lav og middelhøj effekt for at kompensere for det meget høje effekttab under de omtalte tilstande. Varme-30 dræn er forholdsvis store og kostbare, og kan forstyrre højfrekvenskarakteristikken for udgangstrinene, på grund af kapacitiv belastning af videoudgangssignalet.Also, it is not advantageous to use heat sinks in low and medium power video output stages to compensate for the very high power loss under the conditions mentioned. Heat sinks are relatively large and expensive, and can interfere with the high-frequency characteristic of the output stages, due to capacitive loading of the video output signal.

En automatisk forstærkningsreguleringsspænding eller AGC-spænding, der er afledet fra de normalt i fjern-35 synsmodtagere anvendte AGC-kredse, er ikke egnet som et middel til at tilvejebringe en indikation på de unormale signal-An automatic gain control voltage or AGC voltage derived from the normally used AGC circuits used in television receivers is not suitable as a means of providing an indication of the abnormal signal signals.

OISLAND

147475 3 tilstande som kan bevirke et for stort effekttab, da denne spænding normalt ikke skelner mellem normale og unormale signaltilstande, som f.eks. mellem normal signalmodtagning og modtagning i en ledig kanal. Som følge heraf er AGC-5 -spændingen uegnet som middel til at regulere driften af videoudgangstrinene med henblik på at begrænse store effekttab der skyldes unormale signaltilstande.Conditions that can cause excessive power loss, since this voltage does not normally distinguish between normal and abnormal signal states, such as between normal signal reception and reception in a free channel. As a result, the AGC-5 voltage is unsuitable as a means of regulating the operation of the video output steps in order to limit large power losses due to abnormal signal states.

Fra GB patentskrift nr. 1.182.065 kendes et beskyttelseskredsløb, som imidlertid kun godtager et signal, 10 når det har et forudbestemt niveau og en varighed på i det mindste 40 millisekunder og er derfor uegnet til overbelastningsbeskyttelse mod betydende mængder højfrekvensstøjkomposan-ter med høj hyppighedstæthed, som typisk forekommer i et støjbe-hæftet videosignal, et unormalt signal eller et støjsignal 15 alene.GB Patent No. 1,182,065 discloses a protection circuit which, however, only accepts a signal 10 when it has a predetermined level and a duration of at least 40 milliseconds and is therefore unsuitable for overload protection against significant amounts of high frequency high frequency noise components. which typically occurs in a noise-encoded video signal, an abnormal signal, or a noise signal alone.

Tysk fremlæggelsesskrift nr. 2.427.419 omtaler beskyttelse mod en uønsket driftstilstand ved mistilpasning mellem en senderopstilling og senderantennen. Trykskriftet omhandler imidlertid ikke tilstedeværelsen af højfrekvenskompo-20 santer i videosignalet med betydende størrelse og høj hyppigheds tæthed.German Patent Specification No. 2,427,419 discloses protection against an undesirable operating state by mismatch between a transmitter array and the transmitter antenna. However, the print does not address the presence of high frequency components in the video signal of significant size and high frequency density.

Med en kreds til at beskytte mod overbelastning af forstærkeren ved tilstedeværelse af unormale komplekse signaler, støjbehæftede signaler, og støj alene (f.eks. på grund af 25 tab af signalet eller når modtageren er indstillet på en ledig kanal) bør de ovennævnte ulemper kunne undgås, samtidigt som kredsen skal være forholdsvis billig og enkel.With a circuit to protect against the overload of the amplifier in the presence of abnormally complex signals, noisy signals, and noise alone (eg due to loss of signal or when the receiver is tuned to a free channel), the above disadvantages should be able to avoided, while the circuit must be relatively cheap and simple.

En sådan beskyttelseskreds bør være i stand til at skelne mellem normale og unormale signaler, og bør reagere på po-30 tentielt ødelæggende langvarige signaltilstande, snarere end på relativt kortvarige signaloverbelastningstilstande. Det er opfindelsens formål at anvise udformningen af en beskyttelseskreds af den indledningsvis angivne art, hvormed disse resultater opnås.Such a protection circuit should be capable of distinguishing between normal and abnormal signals, and should respond to potentially devastating long-term signal states, rather than to relatively short-term signal overload states. It is the object of the invention to provide the design of a protective circuit of the type initially indicated by which these results are obtained.

35 Det angivne formål opnås med en beskyttelseskreds af den indledningsvis angivne art, som ifølge opfindelsen er ejendommelig ved den i krav l's kendetegnende del angivne udformning.The stated object is achieved by a protective circuit of the type initially mentioned, which according to the invention is characterized by the design according to the characterizing part of claim 1.

4 1474754 147475

OISLAND

Ved denne udformning opnås, at når der optræder høj--tætheds-højfrekvenskomposanter, som ellers ville kunne beskadige videoudgangstrinene ved at bevirke en for høj strømledning og et for højt effekttab, bliver strømled-s ningen og dermed effekttabet i videoudgangstrinene nedregul eret som reaktion på de nævnte komposanter.This design achieves that when high-density, high-frequency components occur that would otherwise damage the video output stages by causing too high a power line and an excessive loss of power, the power line and thus the power loss in the video output stages is down-regulated in response to said components.

Opfindelsen skal i det følgende forklares nærmere under henvisning til tegningen, hvor fig. 1 delvis som blokdiagram og delvis som koblings-10 diagram viser en del af en farvefjernsynsmodtager, hvori en beskyttelseskreds ifølge opfindelsen er indkoblet, fig. 2 viser mere detaljeret en del af det i fig. 1 viste udstyr, herunder en beskyttelseskreds ifølge opfindelsen, og 15 fig. 3 viser et alternativt udførelseseksempel på en beskyttelseskreds ifølge opfindelsen og dennes anvendelse.The invention will now be explained in more detail with reference to the drawing, in which 1 shows partly as a block diagram and partly as a coupling diagram a part of a color television receiver in which a protective circuit according to the invention is connected; FIG. 2 shows in greater detail part of the embodiment of FIG. 1, including a protective circuit according to the invention, and FIG. 3 shows an alternative embodiment of a protective circuit according to the invention and its use.

Det i fig. 1 viste udstyr omfatter fjernsynssignalbehandlingskredse 10, som f.eks. indeholder mellemfrekvens-forstærknings- og videodetektor-trin samt frekvensvælgernet-20 værk, og som tilvejebringer udgangssignaler med luminans- og chrominans-signalkomposanter (og andre nødvendige signaler) til indgangene på en signal-mellembehandlingsenhed 17. I det viste eksempel svarer enheden 17 til det integrerede kredsløb af typen TDA 2560, der er vist og omtalt nærmere i 25 forbindelse med fig. 2. Chrominans- og luminanskomposanter fra enheden 17's udgange underkastes yderligere forstærkning og signalbehandling i en chrominanssignalbehandlingsenhed 18 henholdsvis en luminanssignalbahandlingsenhed 19. Chromi-nanssignalbehandlingsenheden 18 frembringer farveforskels-30 signaler R-Y, G-Y og B-Y, som i en demodulatormatrix 20 kombineres med et forstærket luminanssignal Y til dannelse af farvevideosignaler R, G og B, d.v.s. signaler svarende til billedets røde, grønne og blå farvekomponenter. Disse signaler forstærkes derpå i ens udformede laveffekts-video-35 drivtrin 22, 25 og 30, hvoraf sidstnævnte er vist som koblingsskema.The FIG. 1 includes television signal processing circuits 10, e.g. contains intermediate frequency amplification and video detector steps as well as frequency selector network 20, which provides output signals with luminance and chrominance signal components (and other necessary signals) to the inputs of a signal intermediate processing unit 17. In the example shown, the unit 17 corresponds to the integrated circuits of the type TDA 2560, shown and discussed further in connection with FIG. 2. Chrominance and luminance components from the outputs of the unit 17 are subjected to further gain and signal processing in a chrominance signal processing unit 18 and a luminance signal processing unit 19. The chrominance signal processing unit 18 generates color difference signals, respectively, with the Y-signal, the for generating color video signals R, G and B, ie signals corresponding to the image's red, green and blue color components. These signals are then amplified in similarly designed low-power video drive stages 22, 25 and 30, the latter of which is shown as a circuit diagram.

OISLAND

5 U7A755 U7A75

Forstærkeren 30 omfatter et par transistorer 32 og 34 af komplementær ledningsevnetype, opstillet som en mod-takts-videoforstærker. Som transistorerne 32 og 34 kan f.eks. anvendes transistorer af type BF 470 henholdsvis BF 469.Amplifier 30 comprises a pair of complementary conductivity type transistors 32 and 34, set up as a counter-clock video amplifier. Like transistors 32 and 34, e.g. used transistors of type BF 470 and BF 469 respectively.

5 Farvevideosignalet B fra matrixen 20's udgang føres til en basis-indgang på NPN-transistoren 34, og gennem en kondensator 36 til en basis-indgang på PNP-transistoren 32. Et forstærket udgangssignal B' fra drivtrinet 30 optræder ved forbindelsespunktet mellem kollektormodstandene 35 og 38 10 tilhørende transistorerne 32 og 34. Et tilbagekoblingsnetværk 40 tilvejebringer degenerativ tilbagekobling for forstærkeren 30. Tilbagekoblingsnetværket 40 kan omfatte f.eks. en resistiv spændingsdeler, og kan gennem passende kredse forbindes med basis-indgangen på transistoren 34 eller med en 15 indgang i et ikke vist for-forstærkertrin, der er indskudt foran forstærkeren 30, og som f.eks. kan være anbragt i matrixen 20. Tilbagekoblingsnetværket 40 kan indeholde sort- og hvidt-justeringskredse for videosignalerne, så vel som frekvens-selektiv tilbagekobling til frembringelse af signal-20 maksima ved en eller flere udvalgte videosignalfrekvenser.The color video signal B from the output of the matrix 20 is fed to a base input of the NPN transistor 34, and through a capacitor 36 to a base input of the PNP transistor 32. An amplified output signal B 'of the drive stage 30 occurs at the connection point between the collector resistors 35 and 38 10 of the transistors 32 and 34. A feedback network 40 provides degenerative feedback for the amplifier 30. The feedback network 40 may comprise e.g. a resistive voltage divider, and may be connected by appropriate circuits to the base input of transistor 34 or to an input of a preamplifier stage (not shown) inserted in front of amplifier 30, such as e.g. may be located in the matrix 20. The feedback network 40 may contain black and white adjustment circuits for the video signals as well as frequency selective feedback to generate signal maxima at one or more selected video signal frequencies.

Størrelsen af veksel- og jævnspændings-tilbagekoblingen kan varieres med henblik på justering af kredsløbets forstærkningsfaktor og arbejdspunkt.The magnitude of the AC and DC feedback can be varied to adjust the gain factor and operating point of the circuit.

Videoforstærkerne 22 og 25 er udformet på samme måde 25 som forstærkeren 30, og omfatter netværket 40. De forstærkede videosignaler R', G' og B’ fra forstærkerne 22, 25 og 30 føres til de pågældende intensitetsstyreelektroder (f.eks. katoder) i et farvebilledrør 45.The video amplifiers 22 and 25 are designed in the same way 25 as the amplifier 30, and comprise the network 40. The amplified video signals R ', G' and B 'of the amplifiers 22, 25 and 30 are applied to the respective intensity control electrodes (e.g. cathodes) in a color image tube 45.

Det i fig. 1 viste udstyr omfatter tillige en beskyt-30 telseskreds 50, der er forbundet med signal-mellembehandlingsenheden 17. Beskyttelseskredsen 50 tjener til at regulere amplituden af de signaler, der behandles af enheden 17's luminanssignalbehandlende del, under tilstedeværelsen af unormale signaltilstande, som f.eks. kraftig støj, som 35 ellers kunne beskadige de transistorer, der udgør modtaktsforstærkerne 22, 25 og 30, f.eks. transistorerne 32 og 147475 6The FIG. 1, the protection circuit 50 also serves to regulate the amplitude of the signals processed by the luminance signal processing portion of the unit 17, in the presence of abnormal signal states, such as . loud noise which could otherwise damage the transistors constituting the reception amplifiers 22, 25 and 30, e.g. transistors 32 and 147475 6

OISLAND

34 i forstærkeren 30. Selv· ora det i fig. 1 viste modtager udstyr omfatter tre modtaktsforstærkere 22, 25 og 30, som kunne være udsat for beskadigelse under sådanne tilstande, vil en enkelt beskyttelseskreds 50 - som skal beskrives nær-5 mere i det følgende - yde den ønskede beskyttelse for samtlige tre forstærkere, eftersom beskyttelseskredsen 50 er tilknyttet luminanssignalvejen, som er fælles for alle tre drivforstærkertrin.34 of the amplifier 30. Even in FIG. 1 receiver equipment comprises three receiving amplifiers 22, 25 and 30 which could be damaged in such conditions, a single protection circuit 50 - to be described in more detail below - will provide the desired protection for all three amplifiers, since the protection circuit 50 is associated with the luminance signal path common to all three drive amplifier stages.

Signal-mellembehandlingsenheden 17 og den tilknyttede 10 beskyttelseskreds 50 er vist mere detaljeret i fig. 2. Den i fig. 2 viste signal-mellembehandlingsenhed 17 udgøres af et integreret videosignalbehandlingskredsløb, som fremstilles af Mullard Ltd., London, England, under typebetegnelsen TDA 2560. Signal-mellembehandlingsenheden 17 omfatter et antal 15 udvendige tilslutninger, der er nummereret fra 1 til og med 16, og er indrettet til signal- og driftsspændings-forbindelser mellem enheden 17 og andre kredse i modtageren, jfr. afmærkningen på tegningen. Disse nummererede tilslutninger svarer til de faktiske nummererede tilslutningsorganer på kreds-20 løbet af typen TDA 2560. For kortheds skyld skal i det følgende kun omtales de dele af signalbehandlingsenheden 17, der er tilknyttet beskyttelseskredsen 50, og som derfor er af betydning for forståelsen af opfindelsen.The signal intermediate processing unit 17 and the associated protection circuit 50 are shown in more detail in FIG. 2. The embodiment of FIG. 2 signal intermediate processing unit 17 is constituted by an integrated video signal processing circuit manufactured by Mullard Ltd., London, England, under the type designation TDA 2560. The signal intermediate processing unit 17 comprises a number of 15 external connections numbered from 1 to 16, and is arranged for signal and operating voltage connections between the unit 17 and other circuits in the receiver, cf. the mark on the drawing. These numbered connections correspond to the actual numbered connectors on the circuit of type TDA 2560. For the sake of brevity, reference will now be made only to those parts of the signal processing unit 17 which are associated with the protection circuit 50 and which are therefore important for the understanding of the invention. .

Beskyttelseskredsen 50 omfatter en normalt ikke-ledende 25 emitterjordet eller emitterbunden styretransistor 52, der har en basis-indgang til modtagelse af en eksemplering af det signal, der optræder på tilslutning nr. 15 på enheden 17, samt en kollektor-udgang, der er jævnstrømsforbundet med en kontrastreguleringskreds 60. Kontrastreguleringskredsen 60 omfatter 30 et manuelt indstilleligt kontrastpotentiometer 62, som er indskudt mellem en jævnspændingskilde på + 12 v og jord ved hjælp af spændingsdelermodstande 65 og 67. Armen på potentiometeret 62 er forbundet med kontrastreguleringsindgangs til slutningerne 16 på den integrerede signalbehand-35 lingsenhed 17, hvilken tilslutning i sin tur inden i enheden 17 er forbundet med signalforstærkningsregulerings- 7The protection circuit 50 comprises a normally nonconducting 25 emitter ground or emitter bound control transistor 52 having a base input for receiving a sample of the signal appearing on terminal 15 of the unit 17, and a DC output connected to the DC with a contrast control circuit 60. The contrast control circuit 60 comprises a manually adjustable contrast potentiometer 62 which is interposed between a DC voltage source of + 12v and ground by voltage divider resistors 65 and 67. The arm of the potentiometer 62 is connected to the contrast control input of the terminals 16 on the integral terminals 16 -35 loop unit 17, which in turn is connected within the unit 17 to signal amplification control 7

OISLAND

147475 kredse til at variere amplituden og dermed kontrasten af de luminanssignaler, der behandles af signalbehandlingsenheden 17, i overensstemmelse med indstillingen af potentiometeret 62. Kollektoren i styretransistoren 52 er forbundet med forbindel-5 sesstedet mellem modstanden 65 og potentiometeret 62.147475 circuits for varying the amplitude and thus the contrast of the luminance signals processed by the signal processing unit 17, in accordance with the setting of the potentiometer 62. The collector of the control transistor 52 is connected to the connection point between the resistor 65 and the potentiometer 62.

Det signal, der optræder på tilslutning nr. 15 på enheden 17, behandles forholdsvis lidt i enheden 17, d.v.s. det påvirkes forholdsvis lidt af de til enheden 17 knyttede kontrast- og lysstyrkereguleringsfunktioner, og det føres 10 til en synkroniseringsseparator 42, hvori luminanssignalets synkroniseringskomposant udskilles på kendt måde. Signalet fra tilslutning nr. 15 føres til transistoren 52 gennem en vekselstrømskoblingskondensator 53 og en ensretterdiode 55. Kondensatoren 53 udgør, sammen med de tilknyttede kredsløbs-15 elementers impedanser, et signaldifferentieringsnetværk til at differentiere de fra tilslutning nr. 15 kommende signaler.The signal appearing at connection # 15 on unit 17 is processed relatively little in unit 17, i.e. it is affected relatively little by the contrast and brightness control functions associated with the unit 17, and it is guided 10 to a synchronization separator 42 in which the synchronization component of the luminance signal is secreted in a known manner. The signal from connection # 15 is fed to transistor 52 through an AC coupling capacitor 53 and a rectifier diode 55. The capacitor 53, together with the impedances of the associated circuit 15 elements, constitutes a signal differentiation network to differentiate the signals coming from connection # 15.

En niveaufikseringsdiode 56, der er forbundet mellem anoden i dioden 55 og jord, tjener til at niveaufiksere amplitudedele med negativ udslag af det gennem kondensatoren 53 overførte 20 differentierede signal. En ladningsoplagrende integrationskondensator 57 og en afladningsmodstand 58 er forbundet mellem basis i transistoren 52 og jord.A level fixing diode 56, which is connected between the anode of diode 55 and ground, serves to level level amplitude parts with negative impact of the 20 differentiated signal transmitted through capacitor 53. A charge storage integration capacitor 57 and a discharge resistor 58 are connected between the base of the transistor 52 and ground.

Signalet på tilslutning nr. 15 på enheden 17, hvorfra chrominans- og lydbærebølgesignalerne er blevet fjer-25 net, er omvendt i forhold til det til tilslutning nr. 14 tilførte luminans-indgangssignal, og omfatter positivt-svingende synkroniseringsimpulser Vg, der er beliggende på et platform--niveau (tilnærmet lig med billedets sort-niveau) og optræder under hvert vandret linieslukkeinterval, samt i forhold her-30 til negativt-svingende billed-dele mellem slukkeintervallerne.The signal of terminal # 15 on unit 17, from which the chrominance and sound carrier signals have been removed, is inversely proportional to the luminance input signal applied to terminal # 14, and comprises positive-swinging synchronization pulses Vg located on a platform level (approximately equal to the black level of the image) and occurs during each horizontal line-off interval, as well as 30-to-negative-oscillating image portions between the off intervals.

I dette eksempel udviser det luminanssignal, der optræder ved tilslutning nr. 15, en nominel spids-til-spids-amplitude på omtrent tre til fire volt, omfattende en spids-til--spids-amplitude for synkroniseringsimpulsen på omtrent 35 én volt. Det gennem kondensatoren 53 overførte, differentierede signal ensrettes af dioden 55 til dannelse af en referencespænding for beskyttelseskredsen.In this example, the luminance signal appearing at connection # 15 exhibits a nominal peak-to-peak amplitude of about three to four volts, comprising a peak-to-peak amplitude of the synchronization pulse of about 35 volts. The differentiated signal transmitted through capacitor 53 is rectified by diode 55 to generate a reference voltage for the protection circuit.

14747.6 814747.6 8

OISLAND

Kun højfrekvente signalamplitudeovergange kan passere gennem differentieringskondensatoren 53. Dersom der er højfrekvent støj til stede, vil den således kunne passere gennem kondensatoren 53, og det samme gælder også for høj-5 frekvente amplitudeovergange, både i normale videosignaler og i sådanne videosignaler, der svarer til komplicerede mønstre eller billeder, der skal fremvises i et system med . "video-spil" (am. "video games"). I denne sammenhæng bemærkes, at højfrekvens-signaltætheden for et normalt forventet 10 videosignal ikke er den samme som for støj. Hvad tidsdimensionen angår, kan normale videosignalers højfrekvente kom-posanter siges at være af sporadisk karakter, men i modsætning hertil kan højfrekvente støjkomposanter siges at være kontinuerlige. På lignende måde er de i et videospilsystem 15 optrædende billedmønstre af tidskontinuerlig karakter, sammenlignet med de normalt modtagne fjernsynssignaler.Only high frequency signal amplitude transitions can pass through the differentiation capacitor 53. Thus, if high frequency noise is present, it will be able to pass through capacitor 53, and the same applies to high frequency amplitude transitions, both in normal video signals and in such video signals corresponding to complicated patterns or images to display in a system of. "video games" (am. "video games"). In this context, it should be noted that the high frequency signal density of a normally expected video signal is not the same as that of noise. Regarding the time dimension, the high frequency components of normal video signals may be said to be sporadic, but in contrast, high frequency noise components may be said to be continuous. Similarly, in a video game system 15 image patterns appearing in time continuous character, compared to the normally received television signals.

Niveaufikseringsdioden 56 - som f.eks. kan være af typen 1N914 - fikserer negativt-svingende amplitudespidser i det differentierede signal fra kondensatoren 53 på omtrent 20 0,7 volt. Ensretterdioden 55 er fortrinsvis en germaniumdiode- -f.eks. af typen OA 91 - med en lav ledningstærskel med henblik på at gøre det ensrettede og fikserede signals spændingsfald så lille som muligt. Integrationskondensatoren 57 integrerer det ensrettede signal fra dioden 55 til dannelse af en 25 reference-jævnspænding på basis i transistoren 52. Sammenstillingen af niveaufikseringsdioden 56 og ensretterdioden 55 med kondensatorerne 53 og 57 frembringer på basis i transistoren 52 en passende referencespænding svarende til tilstedeværelsen af normale videosignaler eller af unormale signaler, 30 som f.eks. højfrekvenskomposanter, der optræder med en høj varigheds-tæthed, i det følgende omtalt som høj-tætheds--signaler. Da den referencespænding, der frembringes på basis i transistoren 52, først og fremmest er udledet fra den ensrettede positivt-svingende del af videosignalet - der 35 først og fremmest omfatter synkroniseringsimpulsen - vil denne opstilling tilvejebringe en væsentlig forskel mellem en refe- 9The level fixing diode 56 - such as e.g. may be of the type 1N914 - fixes negative-swinging amplitude peaks in the differential signal from capacitor 53 of approximately 20 0.7 volts. The rectifier diode 55 is preferably a germanium diode, e.g. of type OA 91 - with a low wire threshold in order to minimize the voltage drop of the unidirectional and fixed signal. The integration capacitor 57 integrates the unidirectional signal from diode 55 to form a reference DC voltage on the basis of transistor 52. The juxtaposition of the level fixing diode 56 and rectifier diode 55 with capacitors 53 and 57 produces on the basis of transistor 52 a suitable reference voltage corresponding to the presence of normal signals or of abnormal signals, such as e.g. high frequency components which occur at a high duration density, hereinafter referred to as high density signals. Since the reference voltage generated on the basis of transistor 52 is derived primarily from the unidirectional positive-oscillating portion of the video signal - which comprises first and foremost the synchronization pulse - this arrangement will provide a substantial difference between a reference

OISLAND

147475 rencespænding på basis i transistoren 52, der skyldes normale signaler, og en referencespænding, der skyldes signaler med unormalt høj tæthed, navnlig under tilstande med lave signalniveauer.147475 purge voltage on the basis of transistor 52 due to normal signals and a reference voltage due to abnormally high density signals, especially in low signal states.

Tærskelledningsniveauet for basis/emitter-overgangen 5 i den normalt ikke-ledende transistor 52 overskrides kun ved tilstedeværelsen af høj-tætheds-signaler fra tilslutning nr. 15 med en tilstrækkelig høj amplitude, da det kun er sådanne signaler der kan bringe kondensatoren 57 til at blive tilstrækkeligt opladet til at gøre transistoren 10 52 ledende, når det ønskes at kompensere for disse signaler, således som det nu skal forklares.The threshold conduction level of the base / emitter junction 5 of the normally nonconducting transistor 52 is exceeded only by the presence of high-density signals from connection # 15 with a sufficiently high amplitude, since only such signals can cause the capacitor 57 to be sufficiently charged to conduct the transistor 10 52 when it is desired to compensate for these signals, as will now be explained.

Under normale signaltilstande er transistoren 52 ikke-ledende, på grund af utilstrækkelig basisforspænding.Under normal signal conditions, transistor 52 is nonconductive due to insufficient base bias.

Nærmere angivet vil højfrekvenskomposanterne i den positive del af videosignalet, som ensrettet af dioden 55, oplade integrationskondensatoren 57 til en spænding, der er proportional med gennemsnittet af de ensrettede højfrekvenskomposanter. Eftersom denne gennemsnitsspænding udledes fra forholdsvis 20 sporadisk optrædende højfrekvent videoinformation, og på grund af afladningen gennem afladningsmodstanden 58, vil kondensatoren 57 normalt være ude af stand til at blive opladet til et spændingsniveau, der er tilstrækkeligt til at tilvejebringe en fremadrettet forspænding af basis/emitterovergangen i transistoren 52 og derved gøre· denne ledende.Specifically, the high frequency components of the positive portion of the video signal, as unidirectional by diode 55, charge the integration capacitor 57 to a voltage proportional to the average of the unidirectional high frequency components. Since this average voltage is derived from a relatively high-frequency high frequency video information and due to the discharge through the discharge resistor 58, the capacitor 57 will normally be unable to be charged to a voltage level sufficient to provide a forward bias of the base / emitter transition in the transistor 52 thereby making it conductive.

Den spænding, som udvikles ved basis i transistoren 52, stiger betydeligt ved tilstedeværelsen af høj-tæthede--signalerne, når en forholdsvis uafbrudt strøm af højfrekvenskomposanter af tilstrækkelig amplitude er til stede i udgangs-30 signalet fra tilslutning nr. 15, eftersom de højfrekvente høj-tætheds-signaler oplader kondensatoren 57 hurtigere end den kan nå at blive afladet gennem afladningsmodstanden 58. Når basisspændingen overskrider basis/emitter--tærskelledningsniveauet for transistoren 52 (ca. 0,7 volt), 35 forspændes transistoren 52 fremad til den ledende tilstand.The voltage developed at the base of transistor 52 increases significantly in the presence of high-density signals when a relatively uninterrupted current of high-frequency components of sufficient amplitude is present in the output signal of terminal # 15, as the high-frequency high-density signals charge capacitor 57 faster than it can be discharged through discharge resistor 58. When the base voltage exceeds the base / emitter threshold level of transistor 52 (about 0.7 volts), transistor 52 is biased forward to the conductive state .

Nu leder transistoren 52 kollektorstrøm gennem modstanden 147475 ίο o 65 i kontrastreguleringskredsen 60, og kollektorspændingen i transistoren 52 og dermed den kontrastreguleringsspænding, der optræder på armen i potentiometeret 62, falder i overensstemmelse med ledningsniveauet i transistoren 52. δ Den formindskede kontrastreguleringsspænding, der optræder på armen i potentiometeret 62, har en sådan størrelse og retning, at den bringer de forstærkningsreguleringsenheder inden i enheden 17, der er forbundet med dennes tilslutning nr. 16, til at formindske videosignalets amplitude i en 10 tilsvarende udstrækning. Som følge heraf svækkes amplituden af udgangssignalet fra tilslutning nr. 10 på enheden 17 i en hertil svarende udstrækning. Størrelsen af den reduktion, som signalforstærkningen underkastes under disse betingelser, kan tilpasses ved at indskyde en modstand af 15 passende størrelse i serie med kollektoren i transistoren 52.Now, transistor 52 conducts collector current through resistor 147475 or 65 in the contrast control circuit 60, and the collector voltage in transistor 52, and thus the contrast control voltage acting on the arm of potentiometer 62, decreases according to the wiring level of transistor 52. δ The diminished contrast control voltage the arm of potentiometer 62 is of such magnitude and direction as to bring the gain control units within the unit 17 connected to its terminal 16 to decrease the amplitude of the video signal to a corresponding extent. As a result, the amplitude of the output signal from connection # 10 on the unit 17 is attenuated to a corresponding extent. The magnitude of the reduction to which the signal gain is subjected to these conditions can be adjusted by inserting a resistor of appropriate size in series with the collector of transistor 52.

Det svækkede signal fra tilslutning nr. 10 på enheden 17 svarer i tilfælde af et svagt videosignal til luminansinformation plus støj, mens det, dersom modtageren f.eks. er afstemt til en ledig kanal, svarer til støj alene. Enten 20 nu det ene eller det andet er tilfældet, tjener det svækkede signal fra tilslutning nr. 10 til at forhindre de i fig. 1 viste udgangsforstærkere 22, 25 og 30 i at blive beskadiget på grund af overbelastning under unormale højfrekvenssignaltilstande, idet drivsignalet til disse forstærkere er for-25 mindsket. Samtlige tre videoudgangstrin er på denne måde beskyttet, eftersom luminanssignalet fra enheden 17 føres gennem luminanssignalbehandlingsenheden 19 til matrixen 20 - jfr. fig. 1 - hvor det kombineres med farveforskelssignalerne til dannelse af de farvevideosignaler R, G og B, som driver 30 videoudgangsforstærkerne 22, 25 og 30. D.v.s. at det regule rede signal fra tilslutning nr. 10 på enheden 17 er fælles for samtlige tre udgangsforstærkere.In the case of a weak video signal, the attenuated signal from connection # 10 of the unit 17 corresponds to luminance information plus noise, whereas, for example, if the receiver, e.g. is tuned to a free channel, equivalent to noise alone. Either 20 is the case, the attenuated signal from connection # 10 serves to prevent those in FIG. 1, the output amplifiers 22, 25 and 30 are damaged due to overload under abnormal high frequency signal conditions, as the drive signal for these amplifiers is diminished. All three video output stages are thus protected since the luminance signal from the unit 17 is passed through the luminance signal processing unit 19 to the matrix 20 - cf. FIG. 1 - where it is combined with the color difference signals to produce the color video signals R, G and B which drive the 30 video output amplifiers 22, 25 and 30. That is, that the regulated signal from connection # 10 on unit 17 is common to all three output amplifiers.

Anordningen af beskyttelseskredsen 50 giver i en vis udstrækning også en temperaturkompensation. Eksempelvis 35 vil en temperaturstigning, der er fælles for udgangsvideo- drivtrinene og beskyttelseskredsen 50, medføre en forøgelse 147475 11 o af forstærkningsfaktoren og derfor af effekttabet i video-drivtrinene, men vil også forøge forstærkningsfaktoren for styre- eller reguleringstransistoren 52, som derfor vil formindske videosignal-amplituden og dermed sænke driv-niveauet 5 til videoudgangstrinene.The arrangement of the protective circuit 50 also provides a certain degree of temperature compensation. For example, a temperature rise common to the output video drives and protection circuit 50 will increase the gain factor and therefore the power loss in the video drive steps, but will also increase the gain factor of the control or control transistor 52, which will therefore decrease. the video signal amplitude, thereby lowering the drive level 5 to the video output stages.

Pig. 3 viser en alternativ udførelsesform for opfindelsen i et kredsløb der tilvejebringer bilied-fremhævelse ved hjælp af hastighedsmodulation af strålestrømmen i en fjernsynsmodtagers billedrør. Denne metode til billed-fremhævel-10 se (am. "image enhancement") er ikke uomgængelig nødvendig til forståelse af principperne for opfindelsen, således som denne anvendes på det i fig. 3 viste udstyr, og skal derfor kun omtales kort.Pig. 3 shows an alternative embodiment of the invention in a circuit which provides image highlighting by means of velocity modulation of the beam current in a television receiver's picture tube. This image enhancement method (am. "Image enhancement") is not indispensable for understanding the principles of the invention as applied to the embodiment of FIG. 3 and must therefore only be briefly mentioned.

I det i fig. 3 viste udstyr føres de fra en luminans-15 signalkilde 110 kommende luminanssignaler Y til luminanssignalbehandlingskredse i modtageren gennem en sædvanlig luminansforsinkelseslinie 113, der frembringer en signalforsinkelse i området mellem 400 og 700 nanosekunder. Et luminanssignal Y', der er afledet fra et udtag på forsinkelses-20 linien 113, bufferbehandles af en transistor 116 i emitter-følgeopstilling, differentieres af en kondensator 118, og føres gennem en modstand 119 til en emitterjordet for-for-stærkertransistor 122. En forstærket version af det differentierede luminanssignal optræder ved en kollektorudgang i tran-25 sistoren 122, hvorfra det hvad vekselstrøm angår føres til en laveffekts video-modtakts-forstærker 125, der omfatter indgangstransistorer 123 og 124 af komplementær ledningsevnetype i en klasse C-opstilling, samt udgangstransistorer 126 og 128 af komplementær ledningsevne type, alt forbundet 30 som vist i figuren.In the embodiment of FIG. 3, the luminance signal Y coming from a luminance signal source 110 to the luminance signal processing circuits in the receiver is passed through a conventional luminance delay line 113 which produces a signal delay in the range of 400 to 700 nanoseconds. A luminance signal Y 'derived from an output on the delay line 113 is buffered by a transistor 116 in emitter follow-up, differentiated by a capacitor 118, and passed through a resistor 119 to an emitter ground amplifier transistor 122. An amplified version of the differentiated luminance signal occurs at a collector output of transistor 122, from which, as far as AC is concerned, to a low power video reception amplifier 125 comprising input transistors 123 and 124 of complementary conductivity type in a Class C array, and output transistors 126 and 128 of complementary conductivity type, all connected 30 as shown in the figure.

Udgangssignalet fra transistoren 122 føres til basis-indgange på transistorerne 123 og 124, og et forstærket udgangssignal optræder ved et kredsløbspunkt A svarende til de indbyrdes forbundne kollektorer i udgangs-35 transistorerne 126 og 128. Dette signal anvendes derpå til at drive en lille hjælpe-ågspole 130, der er anbragtThe output of transistor 122 is applied to base inputs of transistors 123 and 124, and an amplified output signal occurs at a circuit point A corresponding to the interconnected collectors of output transistors 126 and 128. This signal is then used to drive a small auxiliary circuit. yoke coil 130 disposed

OISLAND

12 147A75 under hoved-åget på halsen i det ikke viste fjernsynsmod tager-billedrør. I dette eksempel er anordningen en sådan , at det i punktet A optrædende signal omfatter positivt--svingende linietilbageløbsimpulser, der er frembragt af 5 afbøjningskredsene, samt forstærkede differentierede impulser af positiv og negativ polaritet - frembragt af den differentierende virkning af kondensatoren 118 - anbragt mellem tilstødende positive tilbageløbsimpulser.12 147A75 under the main yoke on the neck of the television mode not shown takes picture tube. In this example, the device is such that the signal appearing at point A comprises positive - oscillating line return pulses produced by the deflection circuits, as well as amplified differential pulses of positive and negative polarity - produced by the differential effect of capacitor 118 - disposed between adjacent positive feedback pulses.

Eftersom forstærkeren 125 forstærker et differen-10 tieret luminanssignal, er det kun luminanssignalets amplitudeovergange fra sort til hvidt og fra hvidt til sort, som forstærkes af forstærkeren 125. Under normale programtilstande optræder disse overgange og de dertil knyttede høj-frekvenskomposanter kun sporadisk. Forstærker-transistorerne 15 123, 124 og 126, 128 er derfor kun ledende i meget korte tidsrum under hver vandret linie, hvad der gør det tilladeligt at anvende laveffekts-transistorer til denne funktion. Som transistorerne 123 og 124 kan f.eks. anvendes type 2N4126 henholdsvis 2N4124, og som transistorerne 126 og 20 128 kan f.eks. anvendes type MPS6531 henholdsvis MPS6534.Since amplifier 125 amplifies a differentiated luminance signal, only the amplitude transitions of the luminance signal from black to white and from white to black are amplified by the amplifier 125. Under normal program conditions, these transitions occur and the associated high-frequency components are only sporadic. Therefore, the amplifier transistors 15 123, 124 and 126, 128 are conductive only for very short periods of time during each horizontal line, which makes it possible to use low power transistors for this function. Like transistors 123 and 124, e.g. type 2N4126 and 2N4124 respectively are used, and as transistors 126 and 20128, e.g. used type MPS6531 and MPS6534 respectively.

På samme måde som det er tilfældet med de i fig. 2 viste videoudgangstrin, vil transistorerne i forstærkeren 125, når denne tilføres et unormalt indgangssignal der f.eks. indeholder en betydelig mængde ikke-sporadiske højfrekvens-25 komposanter, der optræder med en høj varigheds-tæthed, kunne blive bragt til at lede næsten kontinuerligt så længe det unormale signal varer ved. Herved forøges effekttabet i disse transistorer, og dermed sandsynligheden for at de bliver ødelagt på grund af overophedning og det ledsagende fænomen 30 "termisk løbskkørsel" (am. "thermal runaway"). For at forhindre at dette sker, omfatter udstyret en beskyttelseskreds 150, som for en stor dels vedkommende er opbygget og virker på samme måde som den i fig. 2 viste beskyttelseskreds 50.In the same way as in the FIGS. 2, the transistors in amplifier 125, when supplied with an abnormal input signal, e.g. contains a significant amount of non-sporadic high frequency components which appear at a high duration density could be caused to conduct almost continuously as long as the abnormal signal persists. This increases the power loss in these transistors, and thus the likelihood of them being destroyed due to overheating and the accompanying phenomenon of 30 "thermal runaway". In order to prevent this from happening, the equipment comprises a protective circuit 150, which is largely constructed and operates in the same manner as the one shown in FIG. 2 protection circuit 50.

35 I kredsen 150 føres en eksemplering af udgangs signalet, der optræder i punktet A, gennem en modstand 154 13In circuit 150, an example of the output signal appearing at point A is passed through a resistor 154 13

OISLAND

147475 til en ensretterdiode 155. I det viste eksempel vil dioden 155 ensrette den negativt-svingende del af udgangssignalet, og ikke den mere positive del af signalet. I dette eksempel er denne måde at foretrække, eftersom signalets nega-5 tive del ikke indeholder den positive tilbageløbsimpuls, som frembringes under de vandrette tilbageløbsintervaller og induceres i hjælpe-ågspolen 130. På grund af tilstedeværelsen af den positive tilbageløbsimpuls er signalets mere positive del mindre velegnet med henblik på støj-10 afføling, sammenlignet med det i fig. 2 illustrerede princip.147475 to a rectifier diode 155. In the example shown, diode 155 will rectify the negative-oscillating portion of the output signal, and not the more positive portion of the signal. In this example, this way is preferred since the negative portion of the signal does not contain the positive reflux pulse generated during the horizontal reflux intervals and is induced in the auxiliary coil 130. Due to the presence of the positive reflux pulse, the more positive portion of the signal is smaller. suitable for noise sensing compared to that of FIG. 2 illustrated principle.

Det ensrettede signal fra dioden 155 oplader en integrationskondensator 157 til en spænding, der er proportional med det ensrettede signals gennemsnitsværdi. Konden-15 satoren 157 og en afladningsmodstand 158 er forbundet i parallel over basis/emitter-overgangen i en normalt ikke--ledende PNP-styre-transistor 152, f.eks. af type 2N4126.The unidirectional signal from diode 155 charges an integration capacitor 157 at a voltage proportional to the average value of the unidirectional signal. The capacitor 157 and a discharge resistor 158 are connected in parallel across the base / emitter junction of a normally nonconductive PNP control transistor 152, e.g. of type 2N4126.

Under normalt forventede signaltilstande er den i kondensatoren 157 opsamlede ladning, og dermed spændingen på 20 basiselektroden i transistoren 152, utilstrækkelig til at forspænde denne transistor 152 i lederetningen, hvad der skyldes den sporadiske karakter af et normalt videosignals højfrekvente indhold samt den afladede virkning af modstanden 158, på samme måde som nævnt under henvisning til fig. 2.Under normally expected signal conditions, the charge collected in capacitor 157, and thus the voltage of the base electrode of transistor 152, is insufficient to bias this transistor 152 in the conducting direction due to the sporadic nature of the high frequency content of a normal video signal and the discharged effect of the resistor. 158, in the same manner as mentioned with reference to FIG. 2nd

25 Ved tilstedeværelse af betydelige mængder af høj-tæt- heds-signalerne vil kondensatoren 157 imidlertid oplades hurtigere end den kan aflades gennem modstanden 158, og frembringer således en spænding der er tilstrækkelig til at gøre transistoren 152 ledende. Kollektorstrømmen i den nu ledende 30 transistor 152 flyder gennem en modstand 156 og modstanden 119, og leverer således yderligere basis-drivstrøm til for--forstærkertransistoren 122. Denne ekstra basisstrøm bringer transistoren 122 til mætning, og begrænser eller svækker dermed udgangssignalet ved kollektoren i transistoren 35 122. Impulsudgangssignalet i punktet A og dermed indgangs signalet til beskyttelseskredsen 150 falder indtil der er 147475 14However, in the presence of significant amounts of the high-density signals, capacitor 157 will charge faster than it can discharge through resistor 158, thus generating a voltage sufficient to conduct transistor 152. The collector current in the now conductive transistor 152 flows through a resistor 156 and the resistor 119, thus supplying additional base drive current to the amplifier transistor 122. This additional base current causes the transistor 122 to saturate, thereby limiting or attenuating the output of the collector in the transistor. 122. The pulse output signal at point A and thus the input signal to the protection circuit 150 decreases until there is

OISLAND

opnået en ligevægtstilstand, ved hvilken transistoren 152 leder tilstrækkeligt til at holde signalet ved punktet A på et forud bestemt maksimalniveau. Dette resultat opnås så længe den unormale tilstand varer ved, hvorefter tran-5 sistoren 152 går tilbage til sin normale spærringstilstand.obtained an equilibrium state at which transistor 152 conducts sufficiently to hold the signal at point A at a predetermined maximum level. This result is obtained as long as the abnormal state persists, after which transistor 152 returns to its normal blocking state.

Signalniveauet ved punktet A er bestemt af værdierne for modstandene 154 og 158 og for kondensatoren 157. Et voksende signal i punktet A bringer den over modstandene 154 og 158 udviklede spænding til at stige, og dette med-10 fører igen en forøgelse af ledningen i transistoren 152 og transistoren 122, som mættes, så at kollektorudgangs-signalet fra transistoren 122 formindskes på grund af denne transistors begrænsende virkning. Modstandene 154 og 158 udgør en spændingsdeler, så at dersom modstandsværdien af 15 modstanden 154 gøres større for in bestemt værdi af modstanden 158, vil signalet i punktet A kunne stige til et højere niveau inden tærskelledningsevnen for transistoren 152 er nået. Kondensatoren 157 tjener til at integrere de signalimpulser, der optræder ved basis i transistoren 152, 20 for derved at forhindre denne i at blive forspændt i lederetningen af sporadiske signaler.The signal level at point A is determined by the values of resistors 154 and 158 and for capacitor 157. A growing signal at point A causes the voltage developed across resistors 154 and 158 to rise, which in turn causes an increase in the lead in the transistor. 152 and transistor 122 which are saturated so that the collector output of transistor 122 is diminished due to the limiting effect of this transistor. Resistors 154 and 158 form a voltage divider, so that if the resistance value of resistor 154 is increased for a certain value of resistor 158, the signal at point A could rise to a higher level before the threshold conductivity of transistor 152 is reached. The capacitor 157 serves to integrate the signal pulses occurring at the base of the transistor 152, 20, thereby preventing it from being biased in the directional direction of sporadic signals.

Modstanden 156 tjener som strømbegrænsningsmodstand for at beskytte transistoren 122, dersom styretransistoren 152 svigter. Dersom f.eks. en buedannelse eller et overslag 25 i billedrøret ødelægger transistoren 152 ved at fremkalde en kortslutning i dennes basis/emitter- eller basis/kollektor--overgang, vil modstanden 156 begrænse basisstrømmen i transistoren 122, hvilken strøm ellers kunne stige til et niveau, hvor den kunne virke ødelæggende.The resistor 156 serves as a current limiting resistor to protect the transistor 122 if the control transistor 152 fails. For example, if an arc or overlay 25 in the image tube destroys transistor 152 by inducing a short circuit in its base / emitter or base / collector junction, resistor 156 will limit the base current of transistor 122 which otherwise could rise to a level where it could be devastating.

3030

Det begrænsede udgangssignal fra transistoren 122 begrænser strømledningen i de transistorer, der udgør forstærkertrinet 125, til et niveau der er tilstrækkeligt til at sikre at disse transistorer ikke vil blive beskadiget eller ødelagt på grund af for store effekttab. Som 35 et særligt eksempel kan nævnes, at det under normale signaltilstande har kunnet iagttages, at det gennemsnitlige 15The limited output of transistor 122 limits the power line of the transistors constituting amplifier stage 125 to a level sufficient to ensure that these transistors will not be damaged or damaged due to excessive power loss. As a particular example, it can be mentioned that under normal signal conditions it has been observed that the average

OISLAND

147475 effekttab i udgangstrinet 125 er omtrent 0,35 W. Når antennen frakobles fra modtager for derved at simulere en afbrydelse i signaloverførslen eller en ledig kanal, stiger effekttabet til 7 W, og forøges med tiden i fravær 5 af beskyttelseskredsen 150. Når beskyttelseskredsen 150 er installeret, begrænses effekttabet til et konstant niveau på 1,3 W, som er tilladeligt.When the antenna is disconnected from the receiver to simulate an interruption in signal transmission or a free channel, the power loss rises to 7 W and increases over time in the absence 5 of the protection circuit 150. When the protection circuit 150 is installed, the power loss is limited to a constant level of 1.3 W which is permissible.

I dette eksempel er der også tilvejebragt temperaturkompensation. Nærmere betegnet vil en af temperaturen 10 bevirket forøgelse i forstærkningsfaktoren og dermed af effekttabet i videoforstærkertrinet 125 forøge niveauet af det signal, som overvåges af beskyttelseskredsen 150. Strømledningen i transistoren 152 stiger som reaktion på dette signal, hvad der bevirker at transistoren 152 leverer 15 en yderligere temperaturbetinget basisdrivstrøm til for- -forstærkertransistoren 122. Denne strøm har en sådan retning, at den modvirker virkningen af den til transistoren 122 leverede signalstrøm, og tjener til at formindske signalforstærkningen i transistoren 122 og dermed effekttabet 20 i udgangstrinet 125.In this example, temperature compensation is also provided. More specifically, one of the temperature 10 causes an increase in the gain factor and, consequently, the power loss in the video amplifier stage 125, to increase the level of the signal monitored by the protection circuit 150. The current in the transistor 152 increases in response to this signal which causes the transistor 152 to deliver a additional temperature-dependent base drive current to the amplifier transistor 122. This current has such a direction as to counteract the effect of the signal current supplied to transistor 122, and serves to decrease signal amplification in transistor 122 and hence the power loss 20 in output stage 125.

I tilbageblik vil det kunne indses, at den beskrevne overbelastningsbeskyttelseskreds er økonomisk og energimæssigt effektiv. Der kræves ingen specialkomponenter, som f.eks. højeffekt-transistorer, og der forbruges ingen effekt under pc normale driftstilstande, eftersom beskyttelseskredsens styretransistor - f.eks. den i fig. 3 viste transistor 152 -normalt befinder sig i sin ikke-ledende tilstand. Ydermere er det i et udstyr, hvori den beskrevne beskyttelseskreds er anvendt, muligt at anvende video-udgangs-transistorer 30 uden varmedræn, hvad der ellers ville være påkrævet for at kompensere for det meget store effekttab, der skyldes de ovenfor omtalte unormale signaltilstande.In retrospect, it will be appreciated that the overload protection circuit described is economically and energy efficient. No special components, such as high-power transistors, and no power is consumed during PC normal operating states, since the protection circuit's control transistor - e.g. FIG. 3 is normally in its non-conducting state. Furthermore, in a device in which the described protection circuit is used, it is possible to use video output transistors 30 without heat drain, which would otherwise be required to compensate for the very large power loss due to the abnormal signal states mentioned above.

Selv om opfindelsen er blevet forklaret under henvisning til bestemte udførelseseksempler, kan opfindelsen yder-35 ligere ændres på forskellige måder, uden at dens rammer der ved overskrides, jfr. det følgende: 147475 16Further, although the invention has been explained with reference to certain exemplary embodiments, the invention can be altered in various ways without its framework being overridden, cf. the following: 147475 16

OISLAND

Hvad det i fig. 2 viste eksempel angår, kan beskyttelseskredsen f.eks. være indrettet til at overvåge det udgangssignal, der optræder på tilslutning nr. 10 i enheden 17, i stedet for det signal der optræder ved den samme en-5 heds tilslutning nr. 15, svarende til hvad særlige omstændigheder måtte kræve. I det sidstnævnte tilfælde vil virkningen af kontrast- og lysstyrkereguleringsorganerne på udgangsvideosignalet ved tilslutning nr. 10 ikke ændre virkemåden af den beskrevne beskyttelseskreds.As shown in FIG. 2, the protection circuit may e.g. be designed to monitor the output signal appearing on terminal # 10 in unit 17, instead of the signal occurring at the same unit terminal # 15, which may require special circumstances. In the latter case, the effect of the contrast and brightness control means on the output video signal at connection # 10 will not change the operation of the described protection circuit.

10 Det kan også være ønskeligt at indrette beskyttelses kredsen på en sådan måde, at der sker en overvågning af støj med henblik på en støjkvælningsfunktion (am. "noise squelch application"), hvor signalet indeholder højfrekvenskompo-santer af høj tæthed uafhængigt af billedsignaler under 15 linieintervallet. Dette kan opnås ved at overvåge det fra synkroniseringsseparatoren 42 kommende udgangssignal, som ikke indeholder nogen billedinformation.It may also be desirable to arrange the protection circuit in such a way that noise monitoring is performed for a noise squelch application, where the signal contains high frequency components of high density independent of image signals below 15 line interval. This can be achieved by monitoring the output signal coming from the synchronizer separator 42 which contains no image information.