DK146350B - CLASS TO QUASIC CONSTANT REGULATION OF THE ACTIVE EFFECT OF AC POWER CONSUMERS USING A TASKING STATIC AC POWER SWITCH - Google Patents
CLASS TO QUASIC CONSTANT REGULATION OF THE ACTIVE EFFECT OF AC POWER CONSUMERS USING A TASKING STATIC AC POWER SWITCH Download PDFInfo
- Publication number
- DK146350B DK146350B DK200475AA DK200475A DK146350B DK 146350 B DK146350 B DK 146350B DK 200475A A DK200475A A DK 200475AA DK 200475 A DK200475 A DK 200475A DK 146350 B DK146350 B DK 146350B
- Authority
- DK
- Denmark
- Prior art keywords
- voltage
- consumer
- power
- key
- current
- Prior art date
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac
- G05F1/40—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices
- G05F1/44—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only
- G05F1/45—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
Description
146360 1 Opfindelsen angår en kobling til kvasikonstant regulering af den aktive effekt kos vekselstrømforbrugere ved hjælp af en i afhængighed af en reguleringsspænding tastende statisk vekselstrømkobler med mindst én 5 i hver forbrugerstrømkreds anordnet antiparrallel kobling af to tyristorer, idet tasteforholdet styres som funktion af forbrugerstrømmen og forbrugerspændingen, som er overlejret reguleringsspændingen, og vekselstrømkoblerens tyristorer ved hjælp af en impulsgiver er 10 styret gennem den i et RC-netværk, der bestemmer taste-forholdet og tastefrekvensen, tilførte reguleringsspænding via en synkroniseringsindretning.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention This invention relates to a coupling for quasi-constant control of the active power by alternating current-consuming static-current couplers having at least one anti-parallel coupling of two thyristors arranged in dependence on a regulating voltage. , which is superimposed on the control voltage and the thyristors of the AC coupler by means of a pulse generator are controlled through the control voltage supplied via a synchronizing device in an RC network which determines the key ratio and the frequency.
Fra det tyske offentliggørelsesskrift· DT-QS 2.031.4-39 ken-15 des et sådant apparat med en indretning, der adskilt fører forbrugerstrømmens og forbrugerspændingens faktiske værdi til den underlejrede regulering, især til temperaturregulering ved opvarmning, ved hvilken indretning tilbageførslen af forbrugerstrømmens faktiske 20 værdi til strømbegrænsningen gøres effektiv ved hjælp af tærskelværdiled. Med dette apparat kan, for så vidt strømbegrænsningen ikke er effektiv, forsyningsspændingens og belastningens svingninger udlignes på tilfredsstillende måde gennem spændingsregulering ved 25 hjælp af ændring af tasteforholdet og/eller tastefrekvensen. En ydelsesregulering er således ikke mulig.From German publication specification · DT-QS 2.031.4-39 there is known such an apparatus with a device which separately separates the actual value of the consumer current and the consumer voltage into the subordinate control, in particular for heating temperature control, in which the device reverses the actual consumer current 20 value for the current limitation is made effective by thresholding guide. With this apparatus, insofar as the current limitation is not effective, the oscillations of the supply voltage and the load can be satisfactorily offset by voltage regulation by changing the key ratio and / or key frequency. A benefit adjustment is thus not possible.
Yderligere er et sådant reguleringsapparat beskrevet i US-PS 34 09 821, med hvilket en udgangsspænding, 30 der også er uafhængig af fasestillingens og frekvensens svingninger, kan opnås gennem fasestyring ved hjælp af et indstillingsled med tyristorer. Herved registreres udgangsspændingen gennem ensretning som en jævnspænding og sammenlignes med en nominel værdi.Further, such a control apparatus is disclosed in US-PS 34 09 821, with which an output voltage, which is also independent of the phase position and frequency oscillations, can be obtained through phase control by means of a thyristors adjustment link. In this way, the output voltage is registered as a direct voltage through unidirectional voltage and compared with a nominal value.
146350 2 1 Den derved, fremkomne reguleringsafvigelse styrer ved hjælp af en savtandsspænding tændimpulsernes fasestilling til indstillingsleddets tyristorer.146350 2 1 The resulting aberration deviation, by means of a sawtooth voltage, controls the phase position of the ignition pulses to the thyristors of the setting link.
5 Yed dette reguleringsapparat bliver endvidere gennem en strømomformer med efterkoblet ensretning og udglatning og ligeledes ved hjælp af tærskelværdiled forbrugerstrømmens tilbageførsel gjort effektiv som jævnspænding til strømbegrænsningen ved tilstedeværel-10 se af overstrømme, der overskrider en bestemt forudgivet strømstyrke. Dette sker ved, at impulsmodulatoren ved tilstedeværelse af en overstrøm umiddelbart afbrydes af styrekredsløbet. Heller ikke med dette reguleringsapparat er en ydelsesregulering mulig.Further, through this regulating apparatus, a current converter with post-directional rectification and smoothing and also by means of threshold-guided consumer current feedback are made effective as a direct voltage to the current limitation in the presence of overcurrent exceeding a certain predetermined current. This is done by immediately switching off the pulse modulator in the presence of an overcurrent by the control circuit. Even with this control device a performance regulation is possible.
1515
Era tysk offentliggørelsesskrift DE-OS 22 19 229 kendes en fremgangsmåde til bestemmelse af ydelsen, især af korttids vekselstrømme, idet spænding og strøm konstant måles, multipliceres og produktet her integreres over 20 højst nogle få halvperioder. Den herved opnåede integrationsstørrelse føres til en indikatorindretning og kan anvendes som faktisk værdi til ydelsesreguleringen.A German publication specification DE-OS 22 19 229 discloses a method for determining the performance, especially of short-term alternating currents, where voltage and current are constantly measured, multiplied and the product is integrated over 20 at most a few half periods. The resulting integration size is fed to an indicator device and can be used as actual value for the performance control.
Yed de ved industrielle fremgangsmåder forekommende op-25 varmningsprocesser og varmestyringer optræder variationer i forsyningsspændingen, som fx netspændingsvariationer såvel som belastningsvariationer som forstyrrende påvirkninger. Disse påvirkninger udjævnes ved en temperaturregulering gennem temperaturreguleringens 30 tidskonstant.In addition to the heating processes and heating controllers that occur in industrial processes, variations in the supply voltage occur, such as grid voltage variations as well as load variations and interfering stresses. These influences are offset by a temperature control through the time constant of the temperature control 30.
Ud fra den erfaring, at sådanne forstyrrende påvirkninger meget hurtigere kan udreguleres gennem en effektregulering end gennem temperaturregulering, der har en vis tidskonstant, er det opfindelsens formål at 146350 3 1 anvise en kobling af den angivne art til kvasikons tant regulering af den aktive effekt til vekselstrømsforbrugere, hvor den til forbrugerne tilførte aktive effekt ved indtræffen af forstyrrende påvirkninger lige-5 ledes kan efterreguleres og udlignes ved ændring af tasteforholdet og/eller tastefrekvensen ved hjælp af den statiske vekselstrømsomskifter.From the experience that such disruptive influences can be much more quickly regulated by a power control than by temperature control having a certain time constant, it is the object of the invention to provide a coupling of the kind specified for quasicon's constant control of the active power to AC consumers where the active power supplied to the consumer by the occurrence of disturbing influences is also directed can be re-regulated and offset by changing the key ratio and / or key frequency by means of the static AC switch.
Det opnås ifølge opfindelsen ved, at der er anvendt en 10 modulationskobler, der på kendt måde taster den dob-beltensrettede forbrugerspænding i afhængighed af en strømproportionalt tastemoduleret jævnspænding, der ligeledes er afledet af den dobbeltensrettede forbrugerstrøm og styret ved hjælp af en multivibrator, og 15 at den herved frembragte strømproportionalt tastede ensrettede forbrugerspænding ved hjælp af et filter i RC-netværket, udglattet som forbrugereffektens faktiske værdi, er modkoblet en reguleringsspænding, der repræsenterer forbrugereffektens nominelle værdi, og 20 at den herved fremkomne afvigelse mellem den nominelle og den faktiske værdi er ført ti1 indgangen af en komparator, der er overordnet synkroniseringsindretningen.It is achieved according to the invention by employing a modulation coupler which in a known manner senses the dual-directional consumer voltage in response to a current-proportional key-modulated DC voltage, which is also derived from the dual-directional consumer current and controlled by a multivibrator. that the generated current proportionally sensed unidirectional consumer voltage by means of a filter in the RC network, smoothed as the actual value of the consumer power, is counterbalanced by a control voltage representing the nominal value of the consumer power, and the resulting deviation between the nominal value and the actual value passed to the input of a comparator superior to the synchronizer.
25 ih sådan kobling kan udføres med et lille forbrug af komponenter, der·fortrinsvis er kommercielle elektroniske småkomponenter, der er udformet som integrerede kredse efter chip-teknikken og sammen med koblingskomponenter anbringes på en monteringsplade. Ifølge op-50 findelsen kan der som multivibrator anvendes en firdobbelt komparator med en operationsforstærker, hvor den inverterende og den ikke-inverterende indgang hver gennem en tilbagekoblingsmodstand er forbundet med udgangen, og hvor den ikke-inverterende indgang er for- 4 146350 1 bundet med delings'punktet på en spændingsdeler, der er koblet til driftsspændingen, og som består af to modstande, og hvor en af den dobbeltensrettede forbrugerstrøm afledede jævnspænding via et RC-led er ført til 5 den inverterende indgang som styrespænding. Ifølge opfindelsen kan der som modulationsomskifter anvendes en af den impulsbreddemodulerede jævnspænding styret koblingstransistor i emitterkobling, hvor den dobbeltens-rettede forbrugerspænding føres til kollektor og basis 10 over hver sin modstand.Such a coupling can be performed with a small consumption of components, which are preferably commercial electronic small components, which are designed as integrated circuits according to the chip technique and, together with coupling components, are mounted on a mounting plate. According to the invention, as a multivibrator, a quadruple comparator may be used with an operational amplifier where the inverting and non-inverting input are each connected to the output through a feedback resistor and the non-inverting input is connected to the output. the splitting point of a voltage divider coupled to the operating voltage, consisting of two resistors, where one of the double-directional consumer currents derives DC voltage via an RC joint, which leads to the inverting input as a control voltage. According to the invention, as a modulation switch, a coupling transistor controlled by the pulse width modulated DC voltage can be used in emitter coupling, where the double-directional consumer voltage is applied to the collector and base 10 over each resistor.
Med koblingen ifølge opfindelsen opnås, at ved den med det efter tasteprincippet indkoblede svingningstog ved ændring af tasteforholdet foretagne effektregulering vil den ved tastemodulation fremstillede faktiske værdi 15 for den aktive effekt stemme tilstrækkeligt overens med den virkelige aktive effekt ind til en effektfaktor cos Φ på 0,7. Dette vil blive forklaret nærmere i slutningen af den følgende beskrivelsen af en udførelsesform for en kobling ifølge opfindelsen.With the coupling according to the invention, it is achieved that in the oscillation train coupled with the key principle switched on by changing the key ratio, the actual value 15 of the active power produced by key modulation will correspond sufficiently with the actual active power up to a power factor cos Φ of 0. 7th This will be explained in more detail at the end of the following description of an embodiment of a coupling according to the invention.
20 I det følgende skal opfindelsen forklares nærmere under henvisning til tegningen, hvor fig. 1 viser en udførelsesform for en kobling ifølge opfindelsen til kvasikonstant 25 regulering af den aktive effekt til en ensfaset vekselstrømsforbruger ved hjælp af en tastende, statisk vekselstrømskobler med en antiparallelkobling af to tyristorer, 30 fig. 2 viser et diagram for en i afhængighed af forbrugerstrømmen impulsbreddemoduleret jævnspænding, og 5 146350 l fig. 3 viser et diagram for en i afhængighed af forbrugerspændingen i henhold til fig. 2 tastemoduleret, dobbeltensrettet forbrugerspænding.In the following, the invention will be explained in more detail with reference to the drawing, in which fig. 1 shows an embodiment of a coupling according to the invention for quasi-constant regulation of the active power of a single-phase AC consumer by means of a tasting static AC coupler with an antiparallel coupling of two thyristors; FIG. 2 shows a diagram of a pulse width modulated DC voltage dependent on the consumer current; and FIG. 3 shows a diagram of a dependent voltage according to FIG. 2 key modulated, double-directional consumer voltage.
5 I fig. 1 er vist en kobling for effektregulatoren adskilt fra forb'rugerstrømkredsen. Den er sammensat af en seriekobling af en vékselstrømskilde N, en antipa-rallelkobling af to tyristorer Th^ og Th2 og en forbru-10 ger V. De væsentlige bestanddele af effektregulatoren er en i en multivibratorkobling M anvendt operationsforstærker C^, et som modulationsomskifter MS udformet koblingsled med en koblingstransistor p og en kom-parator K med en operationsforstærker 02· Effektregula-15 toren har en temperaturreguleringskreds, bestående af et regulatororgan R, komparatoren K, et synkroniser ringsorgan S, den statiske vekselstrømsomskifter med tyristorerne Th^ og Th2 og en temperaturføler F ved forbrugeren V, i hvilken reguleringskreds effektregu-20 leringen overlejres af temperaturreguleringen. Herved dannes der af en reguleringsspænding UR fra temperaturreguleringen ved udgangen af regulatoren R nominalværdien Pskal for forbrugereffekten, hvilken størrelse ved indgangen til komparatoren K modkobles 25 den faktiske værdi Per for forbrugereffekten, der dannes ved udgangen for modulationsomskifteren MS i effektregulatoren. Sammenligningen mellem den nominelle og den faktiske værdi i effektreguleringen gennemføres ved hjælp af komparatoren K.5 In FIG. 1, there is shown a circuit for the power regulator separate from the consumer circuit. It is composed of a series connection of an AC power source N, an antiparallel connection of two thyristors Th 1 and Th 2 and a consumer V. The essential components of the power regulator are an operational amplifier C 1 used in a multivibrator switch M, as a modulation switch MS. designed coupling joint with a coupling transistor p and a comparator K with an operational amplifier 02 · The power regulator has a temperature control circuit consisting of a regulating means R, the comparator K, a synchronizing ring S, the static alternating current switch with the thyristors Th 1 and Th 2 and a temperature sensor F at the consumer V, in which the control circuit power control is superimposed by the temperature control. Hereby a regulating voltage UR is generated from the temperature control at the output of the controller R the nominal value Psc for the consumer power, which size at the input of the comparator K is offset 25 the actual value Per for the consumer power, which is generated at the output of the modulation switch MS in the power regulator. The comparison between the nominal and the actual value in the power control is carried out by means of the comparator K.
3030
Den faktiske værdi Per for forbrugereffekten fremstilles efter den såkaldte tids-multipleks metode, d.v.s. ved tastemodulation af den dobbeltensrettede forbrugerspænding Uv proportionalt med den ensrettede værdi 35 I af forbrugerstrømmen. Til dette formål indeholder 6 146350 1 koblingen med effektregulatoren organer til måling af forbrugerstrømmen og forbrugerspændingen bestående af en transformatorisk strømomformer W,- en broensretter 6^ og en strømbelastning til dannelse af en jævn-5 spænding U , der er proportional med den dobbeltens- vThe actual value Per for the consumer power is produced by the so-called time-multiplex method, i.e. by key modulation of the double-directional consumer voltage Uv proportional to the unidirectional value 35 I of the consumer current. For this purpose, the coupling with the power regulator contains means for measuring the consumer current and the consumer voltage consisting of a transformer current converter W, - a bridge rectifier 6 ^ and a current load to generate an even voltage U proportional to the double voltage V
rettede forbrugerstrøm I , endvidere af en broensretter °S en belastning B2 til dannelse af den dob-beltensrettede forbrugerspænding U . Jævnspændingen Udirected consumer current I, furthermore by a bridge rectifier ° S a load B2 to generate the double-directional consumer voltage U. DC voltage U
V jr føres til den inverterende indgang til den i multivi-10 bratorkoblingen iYI anvendte operationsforstærker 0^.Vr is fed to the inverting input of the operational amplifier 0 ^ used in the multivibrator circuit iYI.
Denne har en tilbagekoblingsmodstand Rg, og den ikke-inverterende indgang η+” er forbundet med delepunktet for en til forstærkerudgangen koblet spændingsdeler med to modstandej en modstand R^ og en modstand R2, 15 samt endvidere med en til driftsspændingen Ug koblet spændingsdeler med modstanden R1 og en modstand Rjj, så at der under driften af operationsforstærkeren 0^ ved tilføring af indgangsspændingen U over et RC-led «7This has a feedback resistor Rg and the non-inverting input η + is connected to the split point of a voltage divider coupled to the amplifier output with a resistor R ^ and a resistor R2, 15 and furthermore a voltage divider coupled to the operating voltage Ug with the resistor R1 and a resistor Rjj so that during operation of the operational amplifier 0 ^ by applying the input voltage U over an RC joint «7
Rlj C’ til den inverterende indgang ’V ved indgangen 20 "+" dannes et svingende potentialj hvis svingnings bredde giver multivibratorkoblingens hysteresespæn-ding Ug. Ved udgangen for operationsforstærkeren 0^ opstår der en tastemoduleret positiv jævnspænding med et tasteforholdj der er proportionalt med ampli-25 tuden for den øjeblikkelige værdi af indgangsspændingen i-Uy. Over modstanden R2 og en modstand R^ er indgangene "+" og "t" koblet til udgangen for forstærkeren 0^. I det i fig. 2 viste diagram udgøres tastemodulationen af multivibratorens indkoblings-pause-tids-3Q forhold £l. Tasteforholdet for denne modulation er defineret som t , idet t± er indkoblingstiden, også kaldet tastetiden, og t2 er pausetiden og T er summen af t1 og t2.Rlj C 'to the inverting input' V at input 20 "+" forms a pivoting potential whose pivoting width gives the hysteresis voltage of the multivibrator coupling Ug. At the output of the operational amplifier 0 ^, a key modulated positive DC voltage occurs with a key ratio proportional to the amplitude of the instantaneous value of the input voltage i-Uy. Above the resistor R2 and a resistor R ^, the inputs "+" and "t" are connected to the output of the amplifier 0 ^. In the embodiment of FIG. 2 shows the key modulation of the multivibrator switch-on-pause-time ratio 3Q. The key ratio of this modulation is defined as t, with t ± being the switch-on time, also called the key time, and t2 being the pause time and T being the sum of t1 and t2.
35 146350 7 1 Ved konstant tasteforhold "består der følgende relationer mellem tærskelværdien Ug og hysteresespændingen U^ for multivibratoren: 5 tg “ 2 Ug = Ug T -2 Uy UAm35 146350 7 1 At constant key conditions "the following relations exist between the threshold value Ug and the hysteresis voltage U ^ for the multivibrator: 5 tg" 2 Ug = Ug T -2 Uy UAm
10 \ = Us * 2 Sl · = 2 UH = 2 UE10 \ = Us * 2 Sl · = 2 UH = 2 UE
E1 + R2 X V2Uy V2UAm hvor UAni "betyder den tidsmæssige middelværdi af U^.E1 + R2 X V2Uy V2UAm where UAni "means the temporal mean of U ^.
15 h15 h
Heraf følger U (t) « fU . __ (t) u ®Hence U (t) «fU. __ (t) u ®
2 I2 I
Den tastemodulerede spænding U^ tilføres over en diode 20 *L ei1 ^^stand til "basis i den som modulationsomskifter MS anvendte koblingstransistor p, der er koblet i emitterkobling. Den over belastningen Bg dannede forbrugerspænding U tilføres over en modstand Rg til kollektoren og over en modstand Ry til basis i transi-gj- storen p. Parallelt over dennes styre strækning er der koblet en beskyttelsesdiode Dg. Ved styring af koblingstransistoren p ved hjælp af den tastemodulerede spænding U^ dannes der ved udgangen A for modulationsomskifteren MS for den dobbeltensrettede forbrugerspæn-ding Uy en i takt med tastemodulationen aftastet spænding U , hvis diagram er vist i fig. 3· Diagrammerne i fig. 2 og fig. 3 er vist tidsmæssigt under hinanden og har abscisser med samme tidsmålestok. lorbrugerspændingen U er moduleret med samme tasteforhold som driftsspændingen Ug for operationsforstærkeren 0^, således at 146350 8 1· åen tidsmæssige middel-værdi TF af den tastemodulerede spænding der er -vist med punkterede linier i fig. 3 er proportional med den fattiske aktive effekt Ργ til forbrugeren. Ved hjælp af et med udgangen for modula-5 tionsomskifteren MS paralleltkoblet filterled, et RC-serieled med en kondensator 0^ og en modstand Rg, hvilken bestanddel udgør et netværk, der bestemmer tasteforholdet og tastefrekvensen for den statiske vekselstrømsomskifter lhp Ih.-,, udglattes den tastemodule-10 rede spænding TJm. Pilterledskondensatoren C-^ får herved en jævnspænding, hvis tidsmæssige middelværdi TFm fremstiller den tastemodulerede forbrugerspænding Um. Netværket indeholder endvidere et filterled med en modstand Rg og en kondensator C^, der er koblet foran den 15 inverterende indgang "r" til en som komparator K anvendt operationsforstærker Og, hvis ikke-inverterende indgang n+" er forbundet med et referencepotential for den beskrevne kobling som helhed. Endelig indeholder netværket endnu et R0-led R^q>G25 ^θγ er koblet paral-' 20 le-lt med udgangen for temperaturreguleringens regulator R, og hvoraf kondensatoren Gg er forbundet parallelt med den inverterende indgang nf" til komparatoren K.The key modulated voltage U 1 is applied over a diode 20 * L or 1 capable of "base" in the coupling transistor p used as a modulation switch MS coupled in emitter coupling. The consumer voltage U formed over the load Bg is applied over a resistor Rg to the collector and above. a resistor Ry to the base of the transistor p. Parallel to its control range, a protection diode Dg is coupled. By controlling the coupling transistor p by the key-modulated voltage U ^, at the output A of the modulation switch MS for the dual-directional consumer voltage voltage -Ding Uy a voltage U sensed in step with the key modulation, the diagram of which is shown in Fig. 3 · The diagrams in Fig. 2 and Fig. 3 are shown in time and have abscissaes with the same time scale. the operating voltage Ug of the operational amplifier 0 ^ such that the temporal mean TF of the key modulated voltage is - shown in dotted lines in FIG. 3 is proportional to the poor active power Ργ to the consumer. By means of a filter link parallel to the output of the modulation switch MS, an RC series link with a capacitor 0 ^ and a resistor Rg, which constitutes a network which determines the key ratio and the key frequency of the static AC switch Ih.-, the key-modulated voltage TJm is smoothed. The pilot joint capacitor C-1 thereby obtains a DC voltage whose temporal mean TFm produces the key modulated consumer voltage Um. The network further contains a filter joint with a resistor Rg and a capacitor C1 coupled in front of the inverting input "r" to an operating amplifier used as comparator K and whose non-inverting input n + is associated with a reference potential of the described Finally, the network contains yet another R0 link R ^ q> G25 K.
I R0-netværket er jævnspændingen Tf , der fremstiller 25 den faktiske værdi for forbrugereffekten Py, modkoblet reguleringsspændingen U^, der fremstiller effektregule-ringens nominelle værdi P ^.a1, så at der til komparatoren K tilføres spændingsdifferensen U-^ r TF som styreværdi til effektreguleringen. Størrelsen og polariteten 30 for denne spændingsdifferens bestemmer tasteforholdet og tastefrekvensen for vekselstrø’msomskifteren.In the R0 network, the DC voltage Tf, which produces the actual value of the consumer power Py, is coupled to the control voltage U ^, which produces the nominal value P ^ .a1 of the power control, so that the voltage difference U- ^ r TF is applied as the control value. for power control. The size and polarity 30 of this voltage difference determines the key ratio and key frequency of the AC switch.
Opfindelsens idé bygger på den forudsætning, at tastemodulationen af den ensrettede forbrugerspænding Uv 146350 9 1 kan gennemføres strømproportionalt, så at den tidsmæssige middelværdi Um af den tastemodulerede forbrugerspænding bliver proportional med forbrugereffek-ten Py ^ Ργ). Under denne forudsætning udgør ef-5 fektregulatoren i den beskrevne kobling et system G med lineære overføringsegenskaber, d.v.s. der består en lineær sammenhæng mellem den ved effektreguleringen tidsmæssigt foranderlige, faktiske effektværdi P (t) og regulerings spændingen UR (t). Denne sammenhæng kan, 10 da overføringssystemet G har en foranderlig egentid t1, nedskrives som en speciel løsning til en lineær differentialligning med konstante koefficienter, (sammenlign fx Baule, Die Mathematik des Naturforsobers und Ingenieurs, Band VI, Partielle Differentiallig-15 ninger, 3* udgave 1950 > §11, side 32 og 33)·The idea of the invention is based on the premise that the key modulation of the unidirectional consumer voltage Uv 146350 9 1 can be carried out proportionally so that the temporal mean Um of the key modulated consumer voltage becomes proportional to the consumer power Py ^ Ργ). Under this premise, the power regulator in the described coupling constitutes a system G with linear transfer characteristics, i.e. there is a linear relationship between the time-varying actual power value P (t) and the control voltage UR (t) that can be changed by the time control. This correlation, since the transmission system G has a variable eigen time t1, can be written down as a special solution to a linear differential equation with constant coefficients, (compare, for example, Baule, Die Mathematik des Naturforsobers und Ingenieurs, Band VI, Partial Differential Equations, 3 * edition 1950> §11, pages 32 and 33) ·
_ OO_ ISLAND ISLAND
Pv ^ % Um (t) « JUr (t) .G (t-t‘) dt' —ooPv ^% Um (t) «JUr (t) .G (t-t ') dt' —oo
Integralformen af den specielle løsning P (t) frem- 20 * stiller en af størrelserne UR og G dannet korrelationsfunktion af tiden t (se Wehrmann in Siemens Uorma-Tech. Informationen 9 (1972), H.2, side 1 og 2), hvor det er sagt, at ved effektregulering ændres tasteforholdet og/ eller tastefrekvensen for den statiske vekselstrømsom-skifter i afhængighed af variationer af vekselstrømskilden N og forbrugerbelastningen V. Den ovenfor angivne integralform for løsningen Pv (t) kan også i henhold til Baule (se den angivne litteratur side 4-2, af-30 snit 6) omformes til et produkt af den Laplace-trans-formermerede L af størrelserne UR (t) og G (t, t').The integral form of the special solution P (t) 20 represents one of the sizes UR and G formed correlation function of time t (see Wehrmann in Siemens Uorma-Tech. Information 9 (1972), H.2, pages 1 and 2), where it is said that in power control, the key ratio and / or key frequency of the static AC switch is changed depending on variations of the AC source N and the consumer load V. The integral form of the solution Pv (t) stated above can also according to Baule (see the literature 4 page 4-2, section 6) is transformed into a product of the Laplace trans-amplified L of the sizes UR (t) and G (t, t ').
1 [pv (t)l - L tuR (t)1 . L CG (t - t')3 00 jo = juR(t)-e_a,t dt · -lG(t-t') ·e "ω1:' dt1 O o 146350 10 1 Dette produkt viser effektspektret som funktion af vinkelfrekvensen y af de harmoniske af P (t).1 [pv (t) l - L tuR (t) 1. L CG (t - t ') 3 00 jo = juR (t) -e_a, t dt · -lG (t-t') · e "ω1: 'dt1 O o 146350 10 1 This product shows the power spectrum as a function of the angular frequency y of the harmonics of P (t).
Anvendelsen af den ovenfor nævnte strømproportionale i- tastemodulation af en ensrettet spænding (fcids-multi-pleks modulation) som multiplikationsmetode til fremstilling af en effekt har betydelige fordele frem for multiplikation ved hjælp af en spændingsafhængig forstærker. Anvendelsen af en såkaldt firkvadrant multi-plikator kræver fx et vist forbrug til den tilhørende multiplikationskobling, og en yderligere forstærker.The use of the above-mentioned current proportional input modulation of a unidirectional voltage (fcids-multiplex modulation) as a multiplication method to produce an effect has significant advantages over multiplication by means of a voltage-dependent amplifier. The use of a so-called four-quadrant multiplicator, for example, requires some consumption for the associated multiplication coupling, and an additional amplifier.
Anvendelse af tastemodulation bliver i forhold hertil enklere, da fremstilling af effekten i et kvadrant er tilstrækkelig, og der derfor tilføres ensrettede værr-dier til multiplikationen.The use of key modulation in this respect is simpler, since the production of the power in a quadrant is sufficient and therefore unidirectional values are added to the multiplication.
Por til sidst at klargøre, hvor langt i afhængighed af effektf akto ren cos φ den gennem tastemodulationen frembragte størrelse Um (t) stemmer overens med den 2q aktive del af (t), dannes de dobbeltensrettede størrelser-U (t) og . I (t) af forbrugerspændingen ΤΓ (t) og belastningsspændingen af forbrugerstrømmen I (t) tilnærmelsesvis ved afbrudte Pourierrækker.Finally, to clarify how far in dependence on the power actuator cos φ the size produced by the key modulation Um (t) corresponds to the 2q active part of (t), the double-corrected sizes U (t) and. I (t) of the consumer voltage ΤΓ (t) and the load voltage of the consumer current I (t) approximately at interrupted Pourier rows.
25 Uv (t) * I \ (1 - I 00= 2 “*>25 Uv (t) * I \ (1 - I 00 = 2 “*>
Bj · Iv (t) . I \ iT II - f (2 »t + 2Bj · Iv (t). I \ iT II - f {2 »t + 2
Den ovenfor definerede jævnspænding U er i henhold tf til fig. 2 identisk med belastningsspændingen B^. Iv 30 (t), så at I (t)| kan sættes lig med højre side af udtrykket for B-^ . 1^ (t).. Den tastemodulerede forbrugerspænding Um (t) fås ved multiplikation af den ensrettede forbruger spænding U (t) med tasteforholdet 148350 11 1 ^ (t)·The DC voltage U defined above is according to FIG. 2 identical to the load voltage B ^. Iv 30 (t) so that I (t) | can be set equal to the right-hand side of the term for B- ^. The key modulated consumer voltage Um (t) is obtained by multiplying the unidirectional consumer voltage U (t) by the key ratio 148350 11 1 ^ (t) ·
Dm(t) = (t) . V« = I · θτα-| COS 2«t)Dm (t) = (t). V «= I · θτα- | COS 2
SS
5 = i Ϊ u · fl-4 cos(2«t + 2φ),! Γΐ4 cos 2(0¾5 = i Ϊ u · fl-4 cos (2 «t + 2φ),! Cos4 cos 2 (0¾
TfZUgVVL.^ K. } -1TfZUgVVL. ^ K.} -1
Ved integration efter tiden t fås herved den tidsmæssi-10 ge middelværdi U af den tastemodulerede forbrugerspænding Uffl (t) anr \ -- i k<t)a»t =,¾¾ · *r ®v (1 * I c°s 2«· >By integration after time t, the temporal mean U of the key-modulated consumer voltage Uffl (t) arrives at - t <t) a »t =, ¾¾ · * r ®v (1 * I c ° s 2«) ·>
15 J15 J
Til sammenligning af dette resultat med den tidsmæssi-For comparison of this result with the temporal
__ A__ A
ge middelværdi p = ^ uviv cos Ψ af den aktive effekt til en forbruger med effektfaktoren costp , der over en 20 med tasteforholdet 1, d.v.s. konstant sluttet vekselstrømsomskifter, får tilført en sinusformet strøm i (t), skal størrelsen U ved ren aktiv belastning (cos<p = 1) sættes lig den med en sammenligningsfaktor multiplicerede størrelse p, U = xp. Der findes en relation mel- ^ 0 B-i 2 x 25 lem de konstante størrelser, —2 · «= (1%) = o » hvor 7Γ U g jy £ begyndelsesværdien pQ ved φ = 0 af den til effektenhe-den reducerede størrelse p (ep) kan erstattes af venstre side. De reducerede effektværdier O og p som funktioner af φ kan herved sammenstilles på følgende måde, 30 -2 η- (1+1 cos 2φ)- -2 (1+ψ costp 35 Disse-vil, som det ses, afvige mere og mere indbyrdes 12 146360 1 fra nul med voksende, faseforskydning φ .give mean p = ^ uviv cos Ψ of the active power to a consumer with the power factor costp, which exceeds a 20 with the key ratio 1, i.e. constant connected AC switch, is supplied with a sinusoidal current in (t), the size U at pure active load (cos <p = 1) must be set equal to that of a comparison factor multiplied by size p, U = xp. There is a relation between- 0 Bi 2 x 25 lm the constant magnitudes, —2 · «= (1%) = o» where 7Γ U g jy £ the initial value pQ at φ = 0 of the size reduced to the power unit p (ep) can be replaced by the left side. The reduced power values O and p as functions of φ can hereby be compiled as follows, 30 -2 η- (1 + 1 cos 2φ) - -2 (1 + ψ costp 35 These will, as seen, differ more and more mutually 12 146360 1 from zero with increasing phase shift φ.
Ved en ændring i grænseområderne af multivibratoren MBy a change in the boundary regions of the multivibrator M
og modulat ions omskifteren MS kan der opnås .en ændring 2 5 af brøkfaktoren y3 og det har vist sig, at ved en forhøjelse til 0,4 bliver overensstemmelsen af størrelserne ΪΪ og p som. funktioner af φ optimal. Det kan let eftervises, at overensstemmelsen så vil være tilstrækkelig god indtil en faseforskydning på ca. φ = 45°.and modulation switch MS a change can be obtained of the fraction factor γ3 and it has been found that at an increase to 0.4, the conformity of the sizes ΪΪ and p becomes. functions of φ optimal. It can easily be shown that the compliance will then be sufficiently good until a phase shift of approx. φ = 45 °.
1010
Claims (2)
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19742424767 DE2424767C3 (en) | 1974-05-22 | Circuit arrangement for regulating the active power of AC consumers by means of clocking static AC switches | |
| DE2424767 | 1974-05-22 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| DK200475A DK200475A (en) | 1975-11-23 |
| DK146350B true DK146350B (en) | 1983-09-12 |
| DK146350C DK146350C (en) | 1984-02-20 |
Family
ID=5916193
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| DK200475A DK146350C (en) | 1974-05-22 | 1975-05-07 | CLASS TO QUASIC CONSTANT REGULATION OF THE ACTIVE EFFECT OF AC POWER CONSUMERS USING A KEY STATIC AC POWER SWITCH |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| AT (1) | AT341623B (en) |
| BE (1) | BE829179A (en) |
| CH (1) | CH601854A5 (en) |
| DK (1) | DK146350C (en) |
| FR (1) | FR2272438B1 (en) |
| GB (1) | GB1515127A (en) |
| IT (1) | IT1038338B (en) |
| NL (1) | NL170060C (en) |
| SE (1) | SE398398B (en) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2613286C3 (en) * | 1976-03-29 | 1979-08-02 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Circuit arrangement for voltage regulation of an alternating voltage |
| GB8310747D0 (en) * | 1983-04-20 | 1983-05-25 | Cooperheat | Heat tracing tape and controller |
| US4575617A (en) * | 1984-04-12 | 1986-03-11 | Cooperheat | Heat tracing tape and power control system |
-
1975
- 1975-05-07 DK DK200475A patent/DK146350C/en not_active IP Right Cessation
- 1975-05-16 BE BE156442A patent/BE829179A/en not_active IP Right Cessation
- 1975-05-20 FR FR7515696A patent/FR2272438B1/fr not_active Expired
- 1975-05-21 AT AT385575A patent/AT341623B/en not_active IP Right Cessation
- 1975-05-21 NL NLAANVRAGE7505941,A patent/NL170060C/en not_active IP Right Cessation
- 1975-05-21 CH CH650075A patent/CH601854A5/xx not_active IP Right Cessation
- 1975-05-21 IT IT23589/75A patent/IT1038338B/en active
- 1975-05-22 GB GB22402/75A patent/GB1515127A/en not_active Expired
- 1975-11-23 SE SE7505565A patent/SE398398B/en unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| IT1038338B (en) | 1979-11-20 |
| NL7505941A (en) | 1975-11-25 |
| DE2424767A1 (en) | 1975-11-27 |
| BE829179A (en) | 1975-09-15 |
| AT341623B (en) | 1978-02-27 |
| SE398398B (en) | 1977-12-19 |
| NL170060B (en) | 1982-04-16 |
| DK146350C (en) | 1984-02-20 |
| ATA385575A (en) | 1977-06-15 |
| FR2272438A1 (en) | 1975-12-19 |
| DK200475A (en) | 1975-11-23 |
| NL170060C (en) | 1982-09-16 |
| SE7505565L (en) | 1975-11-24 |
| DE2424767B2 (en) | 1977-05-18 |
| FR2272438B1 (en) | 1979-07-27 |
| GB1515127A (en) | 1978-06-21 |
| CH601854A5 (en) | 1978-07-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4129788A (en) | High efficiency DC to DC converter | |
| JP2834572B2 (en) | Driving method and driving device for switching regulator | |
| JPH02231957A (en) | Circuit device for self-exciting blocking transformer type switching regulator | |
| RO105752B1 (en) | Mettend and device for controlling the regulaling elements of alternating current single or polyphose | |
| DK146350B (en) | CLASS TO QUASIC CONSTANT REGULATION OF THE ACTIVE EFFECT OF AC POWER CONSUMERS USING A TASKING STATIC AC POWER SWITCH | |
| GB1571690A (en) | Computing circuit | |
| US4935860A (en) | PWM inverter circuit having modulated DC link input | |
| JPH04248369A (en) | Method and device for symmetrizing three phase system | |
| US3715651A (en) | Analog-type constant-current regulator | |
| JP2540251B2 (en) | Proportional valve drive | |
| JPS5849108B2 (en) | Dengen Sochi | |
| RU2032209C1 (en) | Temperature controller | |
| KR910007201B1 (en) | Parallel connecting method of smps | |
| JP4059991B2 (en) | Distribution line voltage / phase adjuster | |
| JP2697858B2 (en) | Charge control circuit | |
| SU744903A2 (en) | Rectifier | |
| SU1200370A1 (en) | Method of controlling voltage converter | |
| KR890006153Y1 (en) | Output voltage control circuit of inverter | |
| KR0130508Y1 (en) | Power switching control apparatus in accordance with input power | |
| SU788329A2 (en) | Device for limiting synchronous generator excitation | |
| JPH0564443A (en) | Switching power supply equipment | |
| JPS5836234Y2 (en) | switching regulator | |
| SU547738A1 (en) | Source of stabilized alternating voltage | |
| JPS63148900A (en) | Excitation regulator for ac generator | |
| PL439133A1 (en) | Double-frequency induction heating device with 3-phase voltage inverter with half capacitor bridge |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PBP | Patent lapsed |