DK143930B - VARIABLE PHASE SHIFT CIRCUIT PRINCIPLES FOR COLOR REMOTE VISION RECEIVERS - Google Patents
VARIABLE PHASE SHIFT CIRCUIT PRINCIPLES FOR COLOR REMOTE VISION RECEIVERS Download PDFInfo
- Publication number
- DK143930B DK143930B DK629670AA DK629670A DK143930B DK 143930 B DK143930 B DK 143930B DK 629670A A DK629670A A DK 629670AA DK 629670 A DK629670 A DK 629670A DK 143930 B DK143930 B DK 143930B
- Authority
- DK
- Denmark
- Prior art keywords
- transistor
- circuit
- collector
- signal
- amplifier
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/64—Circuits for processing colour signals
- H04N9/643—Hue control means, e.g. flesh tone control
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
143930 o143930 o
Opfindelsen angår et variabelt faseforskydningskredsløb, fortrinsvis til indstilling af farvetoner i farvefjernsynsmodtagere ved ændring af farvedemodulations-signalets fase, hvilket kredsløb er af den i krav l's 5 indledning angivne art.The invention relates to a variable phase shift circuit, preferably for setting color tones in color television receivers by changing the phase of the color demodulation signal, which circuit is of the kind set forth in claim 1.
Et kredsløb af denne art kendes fra US-patent-skrift nr. 3.294.900. Dette skrifts fig. 1 viser et variabelt faseforskydningskredsløb med en forstærker med to udgange med modsat fase samt et faseforskydningsnetværk, 10 der er forbundet med en første udgang i forstærkeren. Det te kredsløb kan siges at være et typisk farvetoneindstillingskredsløb med tilbagekobling af kendt art.A circuit of this kind is known from U.S. Patent No. 3,294,900. FIG. 1 shows a variable phase shift circuit with an amplifier having two opposite phase outputs as well as a phase shift network 10 connected to a first output of the amplifier. The tea circuit can be said to be a typical tint setting circuit with feedback of a known kind.
Det er opfindelsens formål at anvise udformningen af et variabelt faseforskydningskredsløb, hvori der anven-15 des så få reaktive komponenter som muligt, så at kreds løbet er egnet til at fremstilles som et integreret kredsløb, hvori fasen kan ændres ved hjælp af et variabelt jævnstrømssignal, og som arbejder pålideligt over et stort driftsområde, forholdsvis uafhængigt af variationer 20 i temperatur og forsyningsspænding.It is the object of the invention to provide the design of a variable phase shift circuit using as few reactive components as possible so that the circuit is suitable to be manufactured as an integrated circuit in which the phase can be altered by a variable DC signal. and operating reliably over a large operating range, relatively independent of variations in temperature and supply voltage.
Det ovenfor nævnte formål opnås ved et kredsløb, der tillige udviser den i krav l's kendetegnende del angivne udformning. Strømdelekredsløbet deler den samlede strøm, der leveres af forstærkerens anden indgang, svar-25 ende til impedansen af det i den første strømvej beliggende variable impedansorgan. Strømmen gennem den anden strømvej påtrykkes de signaler, der overføres fra faseforskydningsnetværket, og spændingen i forbindelsespunktet mellem faseforskydningsnetværket og den anden strøm-30 vej kan antage et antal forskellige fasevinkler, der sva rer til den forholdsmæssige fordeling af strømmen mellem de to strømveje.The above-mentioned object is achieved by a circuit which also exhibits the configuration of the characterizing part of claim 1. The current divider circuit divides the total current supplied by the second input of the amplifier corresponding to the impedance of the variable impedance means located in the first current path. The current through the second current path is applied to the signals transmitted from the phase shift network, and the voltage at the junction between the phase shift network and the second current path can assume a number of different phase angles which correspond to the proportional distribution of current between the two current paths.
Krav 2 omhandler forbindelsen mellem forstærkeren og faseforskydningsnetværket, signalkoblingskredsen og 35 strømdelekredsløbet. Krav 3 omhandler yderligere detal jer ved den anden strømvej i strømdelekredsløbet, mens 2 0 143930 krav 4 angiver yderligere detaljer ved den første strømvej . Krav 5 omhandler strømkilden for forstærkeren og strømdelekredsløbet. Krav 6 omhandler nærmere detaljer ved signalkoblingskredsen, faseforskydningsnetværket og 5 den anden strømvej i et praktisk udførelseseksempel, der er beskrevet i det følgende under henvisning til fig. 2A.Claim 2 deals with the connection between the amplifier and the phase shift network, the signal coupling circuit and the current divider circuit. Claim 3 deals with further details of the second current path in the current divider circuit, while claim 4 provides further details of the first current path. Claim 5 relates to the power source of the amplifier and the power splitter circuit. Claim 6 provides further details of the signal switching circuit, the phase shift network and the second current path in a practical embodiment which is described below with reference to FIG. 2A.
Krav 7 omhandler yderligere detaljer ved et faseforskydningsnetværk, og krav 8 omhandler detaljer ved en halv-leder-diode, der kan anvendes i den første strømvej som 10 omhandlet i krav 4.Claim 7 deals with further details of a phase shift network, and Claim 8 deals with details of a semiconductor diode that can be used in the first current path as claimed in claim 4.
Opfindelsen forklares i det følgende under henvisning til tegningen, på hvilken fig. 1 viser et skematisk blokdiagram af en farvefjernsynsmodtager, der anvender en integreret kreds-15 løbsopstilling omfattende et faseforskydningskredsløb ifølge opfindelsen, fig. 2A og B et detaljeret skematisk diagram af den i fig. 1 viste integrerede kredsløbschip.The invention is explained in the following with reference to the drawing, in which FIG. 1 is a schematic block diagram of a color television receiver using an integrated circuit arrangement comprising a phase shift circuit according to the invention; FIG. 2A and B are a detailed schematic diagram of the embodiment of FIG. 1 shows integrated circuit chips.
I fig. 1 er en fjernsynsantenne 10 indrettet til 20 at modtage radiofrekvenssignaler i fjernsynsbåndet og føre sådanne signaler til indgangsterminalerne på nogle forkredse 11. Kredsene 11 udvælger og behandler på sædvanlig måde radiofrekvenssignalerne til dannelse af et mellemfrekvenssignal. Mellemfrekvenssignalerne demoduleres 25 ved hjælp af videodetektor- og forstærkerkredsløbet 12 til dannelse af et videosignal, der indeholder information vedrørende det endelige fremvisningsindhold, herunder synkronisering og anden information.In FIG. 1, a television antenna 10 is arranged to receive radio frequency signals in the television band and transmit such signals to the input terminals of some of the circuits 11. The circuits 11 select and process the radio frequency signals in the usual manner to generate an intermediate frequency signal. The intermediate frequency signals are demodulated by the video detector and amplifier circuit 12 to generate a video signal containing information about the final display content, including synchronization and other information.
Videosignalet føres til en luminansforstærker-30 kanal, der har en udgang til drift af et farvebiliedrør 14. Videosignaler fra luminanskanalen 13 føres til et kredsløb 15 for synkronisering, afbøjning og automatisk forstærkningsregulering (AGC) for at sikre dannelse af et stabilt raster ved billedrøret 14 ved at tilvejebringe 35 synkroniserede lodrette og vandrette bølgeformer til af bøjningsspolen 16 i forbindelse med billedrøret 14. Kreds- 0 143930 3 løbet 15 kan yderligere skabe passende arbejdspotentialer for billedrøret 14, der kan være et skyggemaskerør med tre kanoner.The video signal is fed to a luminance amplifier 30 channel having an output for operating a color image tube 14. Video signals from the luminance channel 13 are fed to a circuit 15 for synchronization, deflection and automatic gain control (AGC) to ensure the formation of a stable screen at the image tube 14. by providing 35 synchronized vertical and horizontal waveforms to the bending coil 16 in conjunction with the image tube 14. The circuit 15 may further create suitable working potentials for the image tube 14, which may be a three-gun shadow mask tube.
Videosignalet føres også til en chrominanskan^l, 5 der har et chrominansforstærkertrin 17 til behandling og forstærkning af det sammensatte signals komposanter med højere frekvens, hvilket signal indeholder chrominansside-båndene, der udsendes sammen med farvesignalerne ved en farveudsendelse. En udgang fra chrominansforstærkeren 17 10 er forbundet med indgangen til en burst-separatorforstgsr- ker 18. Burst-separatorforstærkeren 18's funktion er at reagere på en styreimpuls, der frembringes af afbøjninge-kredsløbene 15, og synkront med det vandrette tilbageløbs-interval at tilvejebringe en forstærket udgave af det 15 svingende burstsignal, der udsendes sammen med det sam mensatte signal under en farveudsendelse. Udgangen fra burst-separatoren 18 kobles til en indgang på en oscillator 19. Oscillatoren 19 synkroniseres med burstsignalet, og det modtages for at tilvejebringe et udgangssignal, der 20 er anvendeligt til pålidelig demodulation af chrominans- underbærebølgekomposanterne, der udsendes sammen med det sammensatte signal og er repræsentativt for motivets farveindhold.The video signal is also fed to a chrominance channel having a chrominance amplifier stage 17 for processing and amplifying the higher frequency composite signal components, which signal contains the chrominance sidebands which are emitted with the color signals by a color broadcast. An output of chrominance amplifier 17 10 is connected to the input of a burst separator amplifier 18. The function of burst separator amplifier 18 is to respond to a control pulse generated by the deflection circuits 15 and to provide a horizontal reflux interval. amplified version of the 15 oscillating burst signal transmitted together with the composite signal during a color broadcast. The output of the burst separator 18 is coupled to an input of an oscillator 19. The oscillator 19 is synchronized with the burst signal and it is received to provide an output signal 20 useful for reliably demodulating the chrominance subcarrier components emitted together with the composite signal. is representative of the subject's color content.
I det store hele føres udgangssignalet fra den 25 låste oscillator 19 og udgangssignalet fra chrominans- forstærkeren 17 til passende demodulatorkredsløb i modtageren, hvor de demoduleres synkront for at skabe far-vedifferenssignaler eller farvesignaler, der er repræsentative for de af stationen udsendte farver. Udgangssig-30 nalet fra chrominansforstærkeren 17 føres til den inte grerede farvebehandlingskredsløbschip 20 og kobles til et indgangskredsløb, der findes på denne og er angivet i blokdiagramform som farvedemodulatorer 21. Udgangssignalet fra den burstsignallåste oscillator 19 føres også 35 til den integrerede farvebehandlingskredsløbschip 20, der er angivet ved den punkterede linie, ved at udgangs- 0 4 143930 terminalen fra oscillatoren 19 er forbundet med en indgang til farvetoneindstillingskredsløbet 22.Generally, the output of the 25 locked oscillator 19 and the output of the chrominance amplifier 17 are passed to appropriate demodulator circuits in the receiver where they are demodulated synchronously to create color difference signals or color signals representative of the colors emitted by the station. The output signal from chrominance amplifier 17 is fed to the integrated color processing circuitry 20 and coupled to an input circuit located thereon and indicated in block diagram form as color demodulators 21. Output signal from the burst signal locked oscillator 19 is also applied to the integrated color circuit 20 indicated by the dotted line, in that the output terminal of the oscillator 19 is connected to an input to the tint setting circuit 22.
Funktionen af farvetoneindstillingskredsløbet 22 er at ændre fasen af signalet fra den burstsignallåste 5 oscillator 19 for at forsyne seeren med midler til ind stilling af billedets relative farvetone. Alternativt kan der tilvejebringes en faseindstilling ved at ændre fasen af chrominanssignalet, og den omhandlede udformning kan ligevel anvendes på denne måde. Farvetoneindstillingen 10 er af betydning for reproduktionen af hudfarvetoner så vel som andre farver, der frembringes på billedrøret 14's betragtningsskærm. Udgangssignalet fra farvetoneindstillingskredsløbet 22 føres til passende demodulatordrivfor-stærkere 23 for tilføring til passende indgange på farve-15 demodulatoren 21. Farvedemodulatoren 21's funktion er som kort angivet ovenfor at demodulere chrominansunderbære-bølgefrekvenskomposanterne, der udsendes sammen med det sammensatte signal, med hensyn til passende faser for farveoscillatorsignalet, for ved en udgang at tilvejebrin-20 ge farvedifferenssignalerne, der almindeligvis er B-Y-, R-Y-.og G-Y-signaler. Farvedifferenssignalerne føres til udgangsdrivforstærkere 24 for påfølgende tilførsel til passende forstærkere eller isoleringstrin 29 og derfra til tilførsel til elektroder, såsom billedrøret 14's 25 gitterelektroder.The function of the tint setting circuit 22 is to change the phase of the signal from the burst signal-locked oscillator 19 to provide the viewer with means for setting the relative tint of the image. Alternatively, a phase setting can be provided by changing the phase of the chrominance signal, and the embodiment in question can still be used in this way. The tint setting 10 is important for the reproduction of skin tones as well as other colors produced on the viewing screen 14 of the display tube 14. The output of the color tone setting circuit 22 is applied to appropriate demodulator drive amplifiers 23 for supply to appropriate inputs on the color demodulator 21. for the color oscillator signal, to provide at the output the color difference signals, which are generally BY, RY and GY signals. The color difference signals are fed to output drive amplifiers 24 for subsequent supply to appropriate amplifiers or isolation stages 29 and thence to supply to electrodes such as the grating electrodes of the image tube 14.
De ovenfor nævnte funktioner er dem, der almindeligvis udføres i mange almindelige fjernsynsmodtagere, der anvender diskrete komponenter, såvel som af de modtagere, der anvender integrerede kredsløbskomponenter.The functions mentioned above are those commonly performed in many ordinary television receivers using discrete components, as well as by the receivers using integrated circuit components.
30 Opfindelsen angår teknikken, der kan anvendes på den farve- behandlende integrerede kredsløbschip 20 til dannelse af bekvemme midler til farvetoneindstilling for oscillator-referencesignalet forud for demodulation, samtidig med at opfindelsen yderligere angiver en passende forspændings-35 og drivningsmetoder, for forstærkeropstillinger, der er nødvendige for korrekt drift af de balancerede demodulatorkredsløb, der anvendes på den integrerede kredsløbschip 20.The invention relates to the technique applicable to the color processing integrated circuit chip 20 to provide convenient color tone adjustment means for the oscillator reference signal prior to demodulation, while at the same time providing the invention with an appropriate biasing and driving methods for amplifier arrays which are necessary for proper operation of the balanced demodulator circuits used on the integrated circuit chip 20.
143930 0 5143930 0 5
De typiske problemer, der er af betydning for konstruktøren af integrerede kredsløb, angår temperaturstabilitet, kraftforsyningsafhængighed og bevarelse af terminalerne. Løsningen på sådanne tekniske fremgangsmå-5 der, der anvendes til at omgå visse problemer, forklares nærmere under henvisning til flg. 2, der viser et detaljeret, skematisk diagram af den i fig. 1 viste farvebe-handlende, integrerede kredsløbschip 20. Den punkterede linie i fig. 2 viser grænserne for den integrerede kreds-10 løbschip 20, og komponenterne inden for den punkterede linie er en del af den monolitisk integrerede chip, idet komponenterne uden for den punkterede linie ligger uden for den integrerede chip. De små cirkler på den punkterede linie repræsenterer den integrerede chips terminaler.The typical problems of importance to the integrated circuit designer concern temperature stability, power supply dependency, and terminal conservation. The solution to such technical methods used to circumvent certain problems is explained in greater detail with reference to Fig. 2, which shows a detailed schematic diagram of the one shown in FIG. 1, the color processing integrated circuit chip 20. The dotted line in FIG. 2 shows the boundaries of the integrated circuit 10 chip 20 and the components within the dotted line are part of the monolithic integrated chip, the components outside the dotted line being outside the integrated chip. The small circles on the dotted line represent the integrated chip terminals.
15 Udgangen fra oscillatoren 19, der er vist i fig.15 The output of the oscillator 19 shown in FIG.
1, føres til basis i transistoren 30, der danner en del af en differensforstærker med en transistor 31. Differ-ensforstærkeropstillingen omfatter en konstantstrømskilde-transistor 33, der har en kollektor forbundet med emit-20 terne i transistorerne 30 og 31. Emitteren i transistoren 33 er forbundet med et punkt med referencepotential.1 is applied to the base of the transistor 30 forming part of a differential amplifier with a transistor 31. The differential amplifier array comprises a constant current source transistor 33 having a collector connected to the emitters of transistors 30 and 31. The emitter of the transistor 33 is associated with a point of reference potential.
En forspændingsopstilling til konstantstrømskil-detransistoren 33 er tilvejebragt ved hjælp af seriemodstande 44, 45, 46 og 47, der er forbundet mellem basis i 25 transistoren 33 og arbejdspotentialkilden eller -samle skinnen 34. En diode 55, der er forbundet mellem basis i transistoren 33 og jord, tjener til at bestemme transistoren 33's strømforspænding og temperaturstabiliteten som helhed.A biasing arrangement for the constant current switching transistor 33 is provided by series resistors 44, 45, 46 and 47 connected between the base of the transistor 33 and the working potential source or busbar 34. A diode 55 connected between the base of the transistor 33 and ground, serve to determine the current bias of transistor 33 and the temperature stability as a whole.
30 Differensforstærkerens transistor 31 har sin kollektor forbundet med den positive forsyningssamleskinne 34 over en modstand 36, der er shuntet med en kondensator 37. Dette RC-netværk skaber en referencefasevinkel for farvetoneindstillingskredsløbet, der skal beskrives 35 senere.The differential amplifier transistor 31 has its collector connected to the positive supply bus 34 over a resistor 36 shunted by a capacitor 37. This RC network creates a reference phase angle for the tint setting circuit to be described later.
0 6 1439300 6 143930
Transistoren 30's kollektor er forbundet med emitteren i en transistor 38, der skaber en kollektorbe-lastning til transistoren 30. Transistoren 38's kollektor er over en modstand 41 forbundet med emitteren i en tran-5 sistor 40. Transistoren 40 er anbragt i en emitterfølger- opstilling og har sin kollektor forbundet med den positive forsyningsskinne 34.The collector of transistor 30 is connected to the emitter in a transistor 38 which creates a collector load to transistor 30. The collector of transistor 38 is connected over a resistor 41 to the emitter in a transistor 40. Transistor 40 is arranged in an emitter follower array and has its collector connected to the positive supply rail 34.
Transistoren 40's basis er forbundet med forbindelsespunktet mellem kollektoren i transistoren 31 og mod-10 standen 36 til levering af arbejdsforspænding til tran sistoren 40. Transistoren 40 tjener til at omforme den signalkilde, der udgøres af spændingen over RC-netværket, til en spændingskilde med lav impedans til forbindelse med transistoren 38's kollektor. Transistoren 40's emit-15 ter er yderligere forbundet med kollektoren i en forspæn- dingstransistor 42, der har sin emitter forbundet med basis i transistoren 38 for at levere en arbejdsforspænding til denne, og er forbundet med jord gennem modstanden 43. Forspændingen til basis i transistoren 42 opnås 20 ved den almindelige spændingsdeler, der anvendes til for spænding af konstantstrømkildetransistoren 33, ved hjælp af modstande 44 og 45, der udgør en del af den nævnte spændingsdeler. Transistoren 42 tjener til at hindre transistoren 40 i uønsket at fungere som detektor for 25 signaler med lavt niveau. Transistoren 38's emitter er forbundet med emitteren i en transistor 50, der har sin basis og kollektor indbyrdes forbundet og derfor arbejder i en diodeopstilling. Dioden, der dannes ved anvendelse af transistoren på denne måde, svarer til basis-emitter-30 dioderne i de transistorer, der anvendes på den inte grerede kredsløbschip, og tjener til at bidrage til temperatursporing og forspændingsstabilisering.The base of transistor 40 is connected to the connection point between the collector of transistor 31 and resistor 36 for supplying working voltage to transistor 40. Transistor 40 serves to transform the signal source constituted by the voltage across the RC network into a low voltage source. impedance for connection to transistor 38's collector. The emitters of transistor 40 are further connected to the collector of a bias transistor 42 which has its emitter connected to the base of transistor 38 to provide a working bias therefor, and is connected to ground through resistor 43. The bias to base of the transistor 42, 20 is obtained by the common voltage divider used to voltage the constant current source transistor 33 by resistors 44 and 45 which form part of said voltage divider. Transistor 42 serves to prevent transistor 40 from undesirably acting as a detector for 25 low-level signals. The emitter of transistor 38 is connected to the emitter of a transistor 50 having its base and collector interconnected and therefore operating in a diode array. The diode formed using the transistor in this way corresponds to the base-emitter diodes of the transistors used on the integrated circuit chip and serves to contribute to temperature tracking and bias stabilization.
En fælles terminal, der dannes ved at forbinde basis til kollektoren i transistoren 50, er forbundet med 35 et ydre potentiometer 51, der har sin ene terminal for bundet med en kilde for arbejdspotential, der betegnes 0 143930 7 som +V , og er af forholdsvis samme størrelse som poten-rA common terminal formed by connecting the base to the collector of transistor 50 is connected to 35 an external potentiometer 51 which has its one terminal for bonded with a source of working potential designated 0 + V, and is of relatively the same size as the pot-r
CC
tialet, der føres til samleskinnen 34. Potentiometeret 51 er afkoblet for chrominanssignalfrekvenser ved hjælp af en kondensator 54.The potentiometer 51 is decoupled for chrominance signal frequencies by a capacitor 54.
5 Modstanden 51's funktion er at bestemme størrel- sen af den strøm, der flyder gennem den kollektor-basis-koblede transistor 50, hvilket atter bestemmer størrelsen af den strøm, der flyder gennem transistoren 38. Denne styring tjener til at skabe faseforskydning ved at 10 virke på de vektorstrømme eller komplekse strømme, der fremkaldes ved hjælp af differensforstærkerkredsløbet, der før brug af transistorerne 30 og 31 i forbindelse med forspændingsopstillingen. Denne specielle funktion skal senere beskrives nøjere.The function of the resistor 51 is to determine the magnitude of the current flowing through the collector-base coupled transistor 50, which again determines the magnitude of the current flowing through the transistor 38. This control serves to create phase offset by act upon the vector currents or complex currents produced by the differential amplifier circuit, prior to use of transistors 30 and 31 in connection with the bias array. This special feature will be described in more detail later.
15 Transistoren 38 frembringer ved sin kollekto^ ef signal, der er repræsentativt for oscillatorreferencø-signalet, faseforskudt i overensstemmelse med potentio*^ meteret 51's indstilling. Transistoren 38's kollektor er forbundet med basis i en transistor 57, der er anbragt 20 i en emitterfølgeropstilling og anvendes til at drive en begrænsende differensforstærker indeholdende transistorerne 58 og 59. Transistoren 57's emitter er direkte forbundet med basis i transistoren 58 og over en modstand 60 med basis i transistoren 59.The transistor 38 produces, by its collective signal representative of the oscillator reference signal, phase offset in accordance with the setting of potentiometer 51. The collector of transistor 38 is connected to the base of a transistor 57 disposed 20 in an emitter follower array and used to operate a limiting differential amplifier containing transistors 58 and 59. The emitter of transistor 57 is directly connected to the base of transistor 58 and across a resistor 60 with base of the transistor 59.
25 Transistoren 58 driver transistoren 59 over emit- terforbindelsen, og udgangskollektoren i transistoren 59 er over en ydre modstand 65 forbundet med +Vc-forsyningeh. Transistoren 59 tilvejebringer således i forbindelse med størrelsen af modstanden 65 og det til dens emitter førte 30 drivsignal et spændingssving med stor og konstant ampli tude mellem +Vc-forsyningen og kollektor-emittermætnings-spændingen for transistoren 59 for indgangssignaler af varierende størrelse. Den differensforstærker, der omfatter transistorerne 58 og 59 tjener derfor til at begrænse 35 signalet til dannelse af et signal med konstant amplitude ved udgangen for et bredt område af indgangssignaler med forskellig amplitude.Transistor 58 drives transistor 59 over the emitter connection, and the output collector of transistor 59 is connected to + Vc supply over an external resistor 65. Transistor 59 thus provides, in connection with the magnitude of resistor 65 and the drive signal supplied to its emitter, a voltage swing with a large and constant amplitude between the + Vc supply and the collector-emitter saturation voltage of the transistor 59 for varying size input signals. Therefore, the differential amplifier comprising transistors 58 and 59 serves to limit the signal to generate a constant amplitude signal at the output for a wide range of different amplitude input signals.
0 8 1439300 8 143930
Forspænding til den begrænsende differensforstærker, der omfatter transistorerne 58 og 59, tilvejebringes af en konstantstrømkildetransistor, der er anbragt i en kollektorjordet opstilling, og som har sin kollektor 5 forbundet med forbindelsespunktet mellem emitterne i transistorerne 58 og 59. Transistoren 61's emitter er henført til jord gennem en modstand 62, mens dens basis er forspændt fra den ovenfor nævnte spændingsdeler, idet den er forbundet med forbindelsespunktet mellem modstan-10 dene 46 og 47.Biasing to the limiting differential amplifier comprising transistors 58 and 59 is provided by a constant current source transistor located in a collector grounded array having its collector 5 connected to the junction of the emitters of transistors 58 and 59. The emitter of transistor 61 is grounded through a resistor 62, while its base is biased from the voltage divider mentioned above, being connected to the junction of resistors 46 and 47.
Transistoren 59's kollektor er også forbundet med et ydre netværk, der anvendes til frembringelse af referencesignaler med den rette fase til drivtrinene forud for demoduleringen af chrominansunderbærebølgesignalerne.The collector of transistor 59 is also connected to an external network used to generate reference signals with the proper phase for the drive steps prior to demodulation of the chrominance subcarrier signals.
15 Det ydre kredsløb er en serieforbindelse af en selvinduk tion 66 og en modstand 67, shuntet ved hjælp af seriekondensatorer 68 og 69 for at opnå de egnede referencesignaler, der er ca. 90° ude af fase i forhold til hinanden.The outer circuit is a serial connection of a self-induction 66 and a resistor 67, shunted by serial capacitors 68 and 69 to obtain the appropriate reference signals which are approx. 90 ° out of phase relative to each other.
Disse referencesignaler føres til demodulatorerne 20 for alt efter fase at muliggøre frembringelse af de be hørige farvedifferenssignaler. Som i enhver demodulator er demodulationsaksen afhængig af fasen af referencesignalet, der tilføres for at bevirke synkrondemodulation.These reference signals are fed to the demodulators 20 to enable, by phase, to produce the appropriate color difference signals. As in any demodulator, the demodulation axis is dependent on the phase of the reference signal applied to effect synchronous modulation.
Ved at ændre fasen at referencesignalerne i forhold til 25 hinanden kan man demodulere efter forskellige akser, så som I- eller Q-aksen osv..By changing the phase of the reference signals relative to each other, one can demodulate to different axes, such as the I or Q axis, etc.
Det ydre netværk har passende udtag mellem kondensatorerne 68 og 69 og forbindelsespunktet mellem selvinduktionen 66 og modstanden 67 for at tilvejebringe to 30 ønskede signaler med en given fase og amplitude. Forbin delsespunktet mellem selvinduktionen 66 og modstanden 67 er over en ydre koblingskondensator forbundet med basis i en transistor 71. Transistoren 71 danner en del af et jævnstrømsforspændings- og vekselstrømdrivkredsløb til de 35 balancerede transistordemodulatorer, som skal beskrives senere.The outer network has appropriate outlets between capacitors 68 and 69 and the connection point between self-induction 66 and resistor 67 to provide two desired signals of a given phase and amplitude. Connecting the split point between self-induction 66 and resistor 67 is connected via an external coupling capacitor to the base of a transistor 71. Transistor 71 forms part of a DC biasing and alternating current drive circuit for the 35 balanced transistor modulators to be described later.
0 143930 90 143930 9
Transistoren 71 er anbragt i en forstærkeropstilling og har sin emitter forbundet med et punkt med referencepotential gennem en modstand 72, der er afkoblet for chrominansunderbærebølgefrekvenser ved hjælp af en 5 ydre kondensator 73. Transistoren 71*s kollektor er for bundet med +V -forsyningsskinnen 34 gennem en modstand 75. Transistoren 71's kollektor er også direkte forbundet med basis i en transistor 76, der er anbragt i en kollek-torjordet opstilling. Emitteren i transistoren 76 er for-10 bundet med basiselektroderne i transistorerne 71 og 77 gennem hhv. modstandene 78 og 79. Modstandene 78 og 79 er valgt til at være tilnærmelsesvis af samme størrelse.Transistor 71 is located in an amplifier array and has its emitter connected to a reference potential point through a resistor 72 which is decoupled for chrominance subcarrier frequencies by an external capacitor 73. Transistor 71 * collector is too connected to + V supply rail 34 through a resistor 75. The collector of transistor 71 is also directly connected to the base of a transistor 76 disposed in a collector-grounded array. The emitter of transistor 76 is connected to the base electrodes of transistors 71 and 77 through, respectively. resistors 78 and 79. Resistors 78 and 79 are selected to be approximately the same size.
Transistoren 76's emitter er yderligere forbundet med referencepotentialpunktet gennem en modstand 80, 15 der sammen med modstandene 78 og 79 bestemmer jævnstrøms opdelingen ved de respektive emittere i transistorerne 71 og 77. Transistoren 77 er anbragt i en kollektorjordet opstilling, idet den har sin kollektor direkte forbundet med +V -forsyningsskinnen 34 og sin emitter forbundet medThe emitter of transistor 76 is further connected to the reference potential point through a resistor 80, which together with resistors 78 and 79, determines the DC distribution at the respective emitters of transistors 71 and 77. Transistor 77 is arranged in a collector ground array, having its collector directly connected with the + V supply rail 34 and its emitter connected to
CC
20 jord gennem en modstand 81.20 ground through a resistor 81.
Referenceoscillatorens andet faseinddelte signal, der tages fra forbindelsespunktet mellem kondensatorerne 68 og 69, føres til en lignende forstærker, der anvendes til drift af et andet balanceret demodulatorkredsløb. For-25 stærkeren omfatter forstærkertransistoren 82, emitter- følger-, driv- og forspændingstransistoren 83 og det kollektor jordede trin 84, der har sin basis forbundet med emitteren i transistoren 83.The second phase oscillator signal of the reference oscillator taken from the connection point between capacitors 68 and 69 is fed to a similar amplifier used to operate another balanced demodulator circuit. The amplifier comprises the amplifier transistor 82, the emitter follower, drive and bias transistor 83, and the collector grounded stage 84 having its base connected to the emitter of transistor 83.
Udgangsterminalerne for de to ovenfor nævnte de-30 modulatordrivkredsløb svarer hhv. til emitteren i tran sistorerne 71 og 77 for det før omtalte trin og til emit-terne i transistorerne 82 og 83 for det sidstnævnte trin. Transistoren 71's emitter er afkoblet for signal ved hjælp af en kondensator 73 på 0,05 mikrofarad, og udgangs-35 signalet med hensyn til vekselstrømjordreferencen ved emitteren i transistoren 71 fremkaldes over emitteren i transistoren 77.The output terminals of the two above-mentioned modulator driver circuits correspond respectively. to the emitter in the transistors 71 and 77 for the aforementioned step and to the emitters in the transistors 82 and 83 for the latter step. The emitter of transistor 71 is decoupled for signal by a 0.05 microfarad capacitor 73, and the output signal with respect to the AC ground reference at the emitter of transistor 71 is elicited over the emitter of transistor 77.
ίο 143930 o I den integrerede kredsløbschip anvendes to dob-beltbalancerede demodulatorer 95 og 100 til fremkaldelse af R-Y og B-Y farvedifferenssignalerne fra chrominans-underbærebølgekomposanterne og de passende fasede re-5 ferenceoscillatorsignaler.ίο 143930 o In the integrated circuit chip, two dual-balanced demodulators 95 and 100 are used to elicit the R-Y and B-Y color difference signals from the chrominance sub-wave components and the appropriately phased reference oscillator signals.
Chrominanssignaler fra chrominansforstærkeren 17, fig. 1, føres til basiselektroderne i transistorerne 91 og 93 med hensyn til vekselstrømsjorden ved basiselek-trodeme i transistorerne 92 og 94. Transistorerne 91 og 10 92 danner en differensforstærker med transistoren 96 for spændt som en konstantstrømkilde. Transistorerne 93 og 94 danner en anden differensforstærkeropstilling med transistoren 97 forspændt som en konstantstrømkilde.Chrominance signals from chrominance amplifier 17, FIG. 1, is applied to the base electrodes of transistors 91 and 93 with respect to the alternating current ground at the base electrodes of transistors 92 and 94. Transistors 91 and 10 92 form a differential amplifier with transistor 96 too excited as a constant current source. Transistors 93 and 94 form a second differential amplifier array with transistor 97 biased as a constant current source.
Konstantstrømkildetransistorerne 96 og 97 er 15 forspændt fra forstærkerforsyningsopstillingen, der om fatter en transistor 131, som er anbragt i en emitter-følgeropstilling. Transistoren 131 har sin emitter forbundet med jord gennem en modstand 134 og forbundet med basiselektroden i transistoren 133, der er anbragt i 20 en emitterjordet opstilling. Transistoren 133 har sin kollektor direkte forbundet med basis i transistoren 131 og direkte forbundet med basis i en udgangsemitterfølger-transistor 132. Emitteren i transistoren 132 leverer forspændingsstrøm til konstantstrømtransistorerne 96 og 25 97, der anvendes i de dobbelt balancerede differensfor stærkere .The constant current source transistors 96 and 97 are biased from the amplifier supply array, which includes a transistor 131 located in an emitter follower array. Transistor 131 has its emitter connected to ground through a resistor 134 and connected to the base electrode of transistor 133 disposed in an emitter grounded array. The transistor 133 has its collector directly connected to the base of the transistor 131 and directly connected to the base of an output emitter follower transistor 132. The emitter of transistor 132 supplies bias current to the constant current transistors 96 and 2597 used in the dual balanced differential amplifiers.
Differensforstærkerne tilvejebringer chrominanssignaler med modsat fase ved kollektorerne i transistorerne 91 og 92, 93 og 94, hvilke signaler føres til emit-30 terne i skiftetransistorer, der styres af det passende fasede referenceoscillatorsignal. F.eks. er udgangsemit-teren i transistoren 77 direkte forbundet med basis i transistoren 98 og transistoren 99, der anvendes som skiftetransistorer i differentialdemodulatorkredsløbet 35 95. Transistoren 71's emitter er forbundet med basis i transistorerne 101 og 102, der i forbindelse med transisto- 143930 11 o rerne 98 og 99 danner skiftetransistornetværket for dif-ferentialdemodulatoren 95. Chrominanssignaler tilføres som tidligere beskrevet mellem basiselektroderne i transistorerne 93 og 94, der danner differensforstærkeropstil-5 lingen.The differential amplifiers provide opposite phase chrominance signals at the collectors of transistors 91 and 92, 93 and 94 which are fed to the emitters of switching transistors controlled by the appropriately phased reference oscillator signal. Eg. the output emitter of the transistor 77 is directly connected to the base of the transistor 98 and the transistor 99 used as switching transistors in the differential demodulator circuit 35 95. The emitter of the transistor 71 is connected to the base of the transistors 101 and 102 associated with the transistors 98 and 99 form the switching transistor network of the differential modulator 95. Chrominance signals are applied as previously described between the base electrodes of transistors 93 and 94 which form the differential amplifier array.
På lignende måde modtager demodulatoren 100 et passende oscillatorsignal ved at forbinde transistoren 84's emitter med basiselektroderne i transistorerne 104 og 107. Vekselstrømsreferencen føres til basiselektroder-10 ne i skiftetransistorerne 105 og 106 ved at transistoren 82's afkoblede emitter er forbundet med basiselektroderne i transistorerne 105 og 106.Similarly, demodulator 100 receives a suitable oscillator signal by connecting the emitter of transistor 84 to the base electrodes of transistors 104 and 107. The AC reference is passed to the base electrodes 10 of the switching transistors 105 and 106 by the decoupled emitters of transistor 82 in .
En belastningsimpedans til den dobbelt balancerede demodulator 95 fås ved at forbinde modstandene 107 15 og 108 med kollektorerne i transistorerne 102 og 98. Be·^ lastningsmodstanden shuntes med en kondensator 109, der bestemmer demodulatoren 95's frekvensgang.A load impedance to the double balanced demodulator 95 is obtained by connecting resistors 107 15 and 108 to the collectors of transistors 102 and 98. The load resistor is shunted by a capacitor 109 which determines the frequency response of demodulator 95.
Under driften styres skiftetransistorerne 98, 99, 101 og 102 af det passende fasede referenceoscilla-20 torsignal for at bestemme, hvilken af chrominanssignal- strømmene, der flyder i differentialdemodulatoren 95's belastningsimpedans. Chrominanssignalerne til demodulatoren 95 påføres mellem basiselektroderne i transistorerne 93 og 94. Den dobbelt balancerede demodulatoropstil-25 ling giver en medfødt sletning af det fundamentale re ferencesignal og chrominanssignalerne og fjerner således behovet for yderligere filtreringsnetværk ved demodulatorens udgangsterminal. Den ovenfor nævnte demodulator 100 er af samme art som demodulatoren 95 og arbejder på 30 samme måde, men med et referenceoscillatorsignal med en anden fase for at tilvejebringe det behørige farvedif-ferenssignal.During operation, the switching transistors 98, 99, 101 and 102 are controlled by the appropriately phased reference oscillator signal to determine which of the chrominance signal currents flowing in the differential impulse 95's load impedance. The chrominance signals for demodulator 95 are applied between the base electrodes of transistors 93 and 94. The dual balanced demodulator array provides a congenital deletion of the fundamental reference signal and chrominance signals, thus eliminating the need for additional filtering networks at the demodulator output terminal. The aforementioned demodulator 100 is similar to demodulator 95 and operates in the same manner, but with a second phase reference oscillator signal to provide the proper color difference signal.
Ved at anvende to demodulatorer på den integrerede kredsløbschip som vist, tilvejebringes der to farve-35 differenssignaler. Det tredje signal, der kræves, fås ved at matrixbehandle de to signaler i passende forhold.By using two demodulators on the integrated circuit chip as shown, two color difference signals are provided. The third signal required is obtained by matrix processing the two signals in appropriate ratios.
OISLAND
12 U333012 U3330
Matrixbehandlingen tilvejebringes ved hjælp af modstanden 110, der er forbundet mellem kollektoren i transistoren 101 og kollektoren i transistoren 107, og modstanden 111, der er forbundet mellem kollektoren i 5 transistoren 101 og basis i en transistor 112, der anven des som indgangstrin til en udgangsforstærker for et ma-trixbehandlet farvedifferenssignal. Dette rette signalforhold til matrixbehandling bestemmes af størrelsen af modstandene 110 og 111 og impedansen mellem basis i tran-10 sistoren 112 og referencepotentialet.The matrix processing is provided by the resistor 110 connected between the collector of the transistor 101 and the collector of the transistor 107, and the resistor 111 connected between the collector of the transistor 101 and the base of a transistor 112 used as the input stage of an output amplifier. for a Matrix-processed color difference signal. This proper signal ratio for matrix processing is determined by the magnitude of the resistors 110 and 111 and the impedance between the base of the transistor 112 and the reference potential.
Hvert af de frembragte farvedifferenssignaler føres til en passende forstærker, før de møder de ydre omgivelser. Hver af forstærkerne omfatter en Darlington--opstilling, der har en første transistor hhv. 112, 113 15 og 114.Each of the color difference signals generated is fed to an appropriate amplifier before meeting the external environment. Each of the amplifiers includes a Darlington array that has a first transistor respectively. 112, 113 15 and 114.
F.eks. er kollektoren i transistoren 102 forbundet basis i transistoren 113, der er anbragt i Darlington--opstilling med transistoren 115. Transistoren 115's emitter er over en modstand 117 forbundet med basis i en 20 transistor 116. Transistoren 116 danner sammen med en transistor 118, hvis kollektor er forbundet med transistoren 116's emitter, en del af en effektforstærker.Eg. the collector of transistor 102 is connected to the base of transistor 113 located in Darlington array with transistor 115. The emitter of transistor 115 is over a resistor 117 connected to base of transistor 116. Transistor 116 forms together with transistor 118 whose collector is connected to the emitter of transistor 116, part of a power amplifier.
For at tilvejebringe en stabiliseret udgangsimpedans over et stort dynamisk område har transistoren 25 118 sin basis forspændt ved, at kollektoren i transistoren 116 over en zenerdiode 119 i serie med en modstand 120 er forbundet med basis i transistoren 118. En yderligere modstand 121 er forbundet mellem transistoren 118's basis og jord for at fuldende effektforstærkerens forspændings-30 kredsløb. Udgangssignalet fra effektforstærkeren fås mel lem emitteren på transistoren 116 og kollektoren i transistoren 118. Som det ses i figuren, har demodulatoren 100 en lignende udgangsdrivforstærker, ligesom netværket for den matrixbehandlede farvedifferens.In order to provide a stabilized output impedance over a large dynamic range, transistor 118 has biased its base by connecting the collector of transistor 116 over a zener diode 119 in series with a resistor 120 to base of transistor 118. A further resistor 121 is connected between the base and ground of the transistor 118 to complete the power amplifier biasing circuit. The output of the power amplifier is obtained between the emitter of the transistor 116 and the collector of the transistor 118. As seen in the figure, the demodulator 100 has a similar output drive amplifier, as does the network of the matrix-processed color difference.
35 0 143930 1335 0 143930 13
Farvetoneindstillingskredsløbets funktion.Tint setting circuit function.
Konstantstrømkildetransistoren 33 leverer en strøm til differensforstærkertransistorerne 30 og 31. Hver transistor 30 og 31 er forspændt hvilende således, at de 5 leder tilnærmelsesvis samme strøm, hvor summen af begge strømmene er lig med den referencestrøm, der leveres af konstantstrømkildetransistoren 33. Transistoren 33 er forspændt ved hjælp af modstandene 44, 45, 46 og 47, der er forbundet mellem +V -forsyningsskinnen 34 og basis iThe constant current source transistor 33 supplies a current to the differential amplifier transistors 30 and 31. Each transistor 30 and 31 is biased dormant such that the 5 conductes approximately the same current, the sum of both currents being equal to the reference current supplied by the constant current source transistor 33. Transistor 33 is biased by means of the resistors 44, 45, 46 and 47 connected between the + V supply rail 34 and the base of the
CC
10 transistoren 33, og ved hjælp af dioden 55, der er forbun det mellem basis og referencepotentialpunktet. Basisstrømmen stabiliseres for temperatur- og spændingvariationer ved hjælp af dioden 55 og er lig med den strøm, der flyder gennem transistoren 33's kollektor-emittervej, hvilket 15 tilnærmelsesvis er +V - Vbe10, and by the diode 55 which is connected between the base and the reference potential point. The base current is stabilized for temperature and voltage variations by diode 55 and is equal to the current flowing through the collector-emitter path of transistor 33, which is approximately + V - Vbe
Total I, = ---- R44 + R45 + R46 + R47 hvor 20 Vc er lig med potentialet ved forsyningsskinnen 34,Total I, = ---- R44 + R45 + R46 + R47 where 20 Vc is equal to the potential at the supply rail 34,
Vbe er lig med spændingsfaldet over dioden 55, hvilket spændingfald er lig med spændingsfaldet fra basis til emitter i transistoren 33.Vbe is equal to the voltage drop across diode 55, which voltage is equal to the voltage drop from base to emitter in transistor 33.
Med den viste forspænding er hvilestrømmen i 25 hver af differenstransistorerene 30 og 31 lig med halv delen af værdien for den samlede strøm, 1^.With the bias shown, the quiescent current in each of the differential transistors 30 and 31 is equal to half the value of the total current, 1 ^.
Referencesignalet Eg fra oscillatoren føres ved punktet PI til basis i transistoren 30. De strømme, der på grund af signalet E flyder gennem kollektorerne i 30 transistorerne 30 og 31 og forbi punkterne P3 hhv. P2, er lige store i størrelse, men har modsat fase, som følge af differentialvirkningen.The reference signal Eg from the oscillator is fed at the point P1 to the base of the transistor 30. The currents flowing through the collectors in the transistors 30 and 31 and past the points P3 respectively at the point E1. P2, are equal in size but have opposite phase due to differential effect.
Kollektorstrømmen, der flyder gennem transistoren 30, deles i to strømveje, én gennem den diodekoblede tran-35 sistor 50 og en anden gennem transistoren 38. Den nøjag tige strømdeling er en funktion af modstanden 51's ind- 14 0 143930 stilling, der bestemmer hvor meget af strømmen, der leveres gennem diodevejen og hvor meget gennem transistoren 38. Vekselstrømssignalstrømmen afkobles ved hjælp af kondensatoren 54 ved forbindelsespunktet mellem modstanden 5 51 og den diodekoblede transistor 50's kollektor og basis.The collector current flowing through the transistor 30 is divided into two current paths, one through the diode-coupled transistor 50 and another through the transistor 38. The precise current distribution is a function of the position of the resistor 51 which determines how much of the current supplied through the diode path and how much through the transistor 38. The AC signal current is decoupled by capacitor 54 at the junction of resistor 5 51 and the collector and base of diode coupled transistor 50.
Som vist tages det faseforskudte udgangssignal fra transistoren 38's kollektorelektrode og udvikles på følgende måde. Spændingen, der udvikles over RC-netværket omfattende modstanden 36 og kondensatoren 37, er lig med 10 transistoren 31’s stejlhed, gm, ganget med indgangssig nalet E som faseforskudt 180° og den komplekse impedansAs shown, the phase-shifted output signal is taken from the collector electrode of transistor 38 and developed as follows. The voltage developed over the RC network comprising the resistor 36 and the capacitor 37 is equal to the steepness, gm of the transistor 31, multiplied by the input signal number E as phase offset 180 ° and the complex impedance
SS
omfattende modstanden 36 og kondensatoren 37. Denne spænding repræsenteres af en vektor, hvis fasevinkel er bestemt af RC-netværket, der danner den komplekse impedans.comprising the resistor 36 and capacitor 37. This voltage is represented by a vector whose phase angle is determined by the RC network forming the complex impedance.
15 Spændingen, der udvikles over den med transisto ren 38's kollektor forbundne modstand 41 som følge af indgangssignalet E , er tilnærmelsesvis lig med indgangs-The voltage developed across the resistor 41 associated with the transistor 38 as a result of the input signal E is approximately equal to the input voltage.
SS
signalet E ganget med transistoren 30's stejlhed gangesignal E multiplied by the steepness of transistor 30
SS
en faktor K, der er mindre end én, det hele ganget med 20 størrelsen af modstanden 41. Faktoren K indstilles ved hjælp af modstanden 51, der bestemmer strømdelingen mellem transistoren 38 og den diodekoblede transistor 50.a factor K less than one, multiplied by the magnitude of the resistor 41. The factor K is set by the resistor 51 which determines the current sharing between transistor 38 and diode coupled transistor 50.
Eftersom signalet, der udvikles over RC-netværket som ovenfor beskrevet, føres til basis i transistoren 25 40, hvis emitter er forbundet med transistoren 48 over modstanden 41, er udgangsspændingen proportional med vektorsummen af spændingen ved transistoren 40's basis eller emitter og spændingen over modstanden 41.Since the signal developed over the RC network as described above is applied to the base of the transistor 25 40, the emitter of which is connected to the transistor 48 across the resistor 41, the output voltage is proportional to the vector sum of the voltage at the base or emitter of the transistor 40 and the voltage across the resistor 41 .
Udgangssignalet er da tilnærmelsesvis lig med: 30 Eo = El + E2 hvor Eo = spændingen mellem kollektoren i transistoren 38 og et referencepotentialpunkt.The output signal is then approximately equal to: 30 Eo = E1 + E2 where Eo = the voltage between the collector of transistor 38 and a reference potential point.
El = spændingen over RC-netværket bestående af modstanden 36 og kondensatoren 37 35 E2 = spændingen over modstanden 41 ^ Eg (gm) KREl = voltage across RC network consisting of resistor 36 and capacitor 37 E2 = voltage across resistor 41 ^ Eg (gm) KR
hvoraf 143930 15 0 ,θ Εο = Eg (gm) (KR - β1 e-1 ) hvor: E = signalspændingenof which 143930 15 0, θ Εο = Eg (gm) (KR - β1 e-1) where: E = signal voltage
SS
gm = stejlheden af transistorerne 30 og 31.gm = the steepness of transistors 30 and 31.
5 K = strømdelingsfaktoren mellem transistoren 38 og den diodekoblede transistor 50.5 K = current splitting factor between transistor 38 and diode coupled transistor 50.
|a| = den absolutte størrelse af impedansen af modstanden 36 parallel med kondensatoren 37.| A | = the absolute magnitude of the impedance of the resistor 36 parallel to the capacitor 37.
e = den naturlige logaritmes grundtal 10 Θ = den ved modstanden 36 parallelt med konden satoren 37 bestemte fasevinkel.e = the fundamental logarithm of the natural log 10 Θ = the phase angle determined by the resistor 36 parallel to the condenser 37.
R = størrelsen af modstanden 41.R = the magnitude of the resistance 41.
Eftersom faktoren K kan indstilles i henhold til potentiometeret 51's indstilling, kan fasevinklen af ud-15 gangssignalet Eo indstilles, idet det er bestemt ved KR- .Θ -leddet plus - g^ e·1 -leddet, og vil variere mellem vinklen Θ, for K=0, og vinklen, der dannes af den komplekse vektor, når K er lig med 1.Since the factor K can be set according to the setting of potentiometer 51, the phase angle of the output signal Eo can be set, as determined by the KR-Θ joint plus - g ^ e · 1 joint, and will vary between the angle Θ, for K = 0, and the angle formed by the complex vector when K is equal to 1.
20 Den opnåede resultant ved sammenlægning af kom plekse vektorer på den ovenfor beskrevne måde ændrer sig lidt i amplitude for ændringer i fasevinkel. Imidlertid kan området for oscillatoramplitude eller indgangssignal variere stærkt for forskellige typer af oscillator-25 opstillinger. Af denne grund føres udgangssignalet, der tages fra kollektoren i transistoren 38, til basis i en emitterfølgertransistor 57 til drift af begrænseren omfattende transistoren 58 og transistoren 59. Transistorerne 58 og 59 danner som tidligere beskrevet en del af 30 differentialbegrænseropstillingen omfattende konstant strømkilde trans i s toren 61.The result obtained by adding complex vectors in the manner described above changes little in amplitude for changes in phase angle. However, the range of oscillator amplitude or input signal may vary greatly for different types of oscillator setups. For this reason, the output signal taken from the collector of transistor 38 is applied to the base of an emitter follower transistor 57 to operate the limiter comprising transistor 58 and transistor 59. As previously described, transistors 58 and 59 form part of the differential limiter array comprising constant current source transistor 61st
Dette kredsløb vil med de tilvejebragte signaler frembringe et signal med pålidelig amplitude fra spids til spids til brug for det fasebestemmende netværk om-35 fattende selvinduktionen 66 og modstanden 67 i parallel med kondensatorerne 68 og 69 som ovenfor beskrevet.This circuit will produce, with the provided signals, a reliable peak-to-peak amplitude signal for use in the phase-determining network comprising self-induction 66 and resistor 67 in parallel with capacitors 68 and 69 as described above.
16 0 14393016 0 143930
Som ovenfor angivet, bestemmer potentiometeret 51 hvorledes transistoren 30's kollektorstrøm deles i to strømveje. Den ene vej går gennem den diodekoblede transistor 50 og den anden vej gennem transistoren 38. Det skal bemærkes, 5 at denne strømdeler arbejder som et dæmpningskredsløb for indgangssignalet, der føres til basis i transistoren 30.As indicated above, potentiometer 51 determines how the collector current of transistor 30 is divided into two current paths. One way passes through the diode coupled transistor 50 and the other way through transistor 38. It should be noted that this current divider acts as an attenuation circuit for the input signal which is applied to the base of transistor 30.
Det vil sige, at udgangssignalet, der optræder ved kollektoren på transistoren 38, vil være en delt eller dæmpet udgave af indgangssignalet, der føres til basis i tran-10 sistoren 30. Dette styres tydeligvis ved potentiometeret 51's indstilling. Det bemærkes, at denne strømdelefunktion er uafhængig af funktionen af transistoren 31 og faseforskydningsnetværket, der dannes af modstanden 36 og kondensatoren 37. Udgangssignalet, der optræder ved transistoren 15 38's kollektor, vil således i fravær af transistoren 31 og netværket 36, 37 være en dæmpet eller delt ikke-impulsfor-skudt udgave af indgangssignalet, der føres til transistoren 30.That is, the output signal appearing at the collector on transistor 38 will be a split or attenuated version of the input signal which is applied to the base of transistor 30. This is obviously controlled by the setting of potentiometer 51. It is noted that this current splitting function is independent of the function of transistor 31 and the phase shift network formed by resistor 36 and capacitor 37. Thus, in the absence of transistor 31 and network 36, the output signal of transistor 15 38 is attenuated. or split non-pulse-shifted version of the input signal fed to transistor 30.
Det ovenfor beskrevne kredsløb giver således altid 20 en strømdelende eller dæmpende virkning, der også anvendes til impulsforskydningsformål, når kredsløbet indeholder transistoren 31 og netværket 36, 37.Thus, the circuit described above always gives 20 a current splitting or attenuating effect which is also used for pulse displacement purposes when the circuit contains transistor 31 and network 36, 37.
Funktion af driv- og forspændingskredsløb til dif-ferentialdemodulatorerne.Function of drive and bias circuits for the differential demodulators.
25 Driv- og forspændingskredsløbene sikrer, at skifte- transistorerne, der anvendes i de balancerede demodulatorer, arbejder ved samme forspændingsniveauer for at give pålideligt balanceret funktion.25 The drive and bias circuits ensure that the switching transistors used in the balanced demodulators operate at the same bias levels to provide reliable balanced operation.
Drivforstærkeren, der anvendes til at levere refe-30 renceoscillatorsignaler med den rette fase til skiftetransistorerne 98, 99, 101, 102, er som f.eks. anvendt i demodulatoren 95 et symmetrisk kredsløb, der omfatter et modkoblingsnetværk, der er i stand til at fremkalde yderst forudsigelige jævnstrømspotentialer ved at indeholde et 35 gren-netværk, hvor jævnstrømspotentialet i hovedsagen er bestemt af kredsløbets symmetri. Der opnås modkobling over 17 U3930The drive amplifier used to supply the proper phase reference oscillator signals to the switching transistors 98, 99, 101, 102 is as e.g. used in demodulator 95 a symmetric circuit comprising a counterconnection network capable of eliciting highly predictable direct current potentials by containing a branch network, the direct current potential being determined essentially by the symmetry of the circuit. Counterconnection over 17 U3930 is obtained
OISLAND
transistoren 71 og transistoren 76. Transistoren 71 indeholder en kollektorbelastningsmodstand 75 og har over modstanden 78 sin basis forbundet med transistoren 76's emitter. Transistoren 76's basis er yderligere forbundet med 5 kollektoren i transistoren 71, hvorved modkoblingen tilvejebringes. Modstandene 72, 75, 80 og 81 skaber den nødvendige stabilisering imod ændringer i kraftforsyningen og temperaturen.transistor 71 and transistor 76. Transistor 71 contains a collector load resistor 75 and has over its resistor 78 its base connected to the emitter of transistor 76. The base of transistor 76 is further connected to the collector of transistor 71, thereby providing the counterconnection. Resistors 72, 75, 80 and 81 create the necessary stabilization against changes in power supply and temperature.
I funktion føres faldet i spænding, hvis transistoren 10 71's kollektorspænding aftager som følge af en voksende kol- lektorstrøm, til basis i transistoren 76, hvilket søger at forspænde transistoren 76 i spærreretningen, idet det gør transistoren 76's emitterelektrode mindre positiv. Denne virkning tjener til at sænke basisstrørranen i transistoren 15 7i og stabiliserer således kollektorspændingsændringen.In function, the drop in voltage is caused if the collector voltage of transistor 10 71 decreases as a result of a growing collector current, to the base of transistor 76, which seeks to bias transistor 76 in the blocking direction, thereby making transistor 76's emitter electrode less positive. This effect serves to lower the base current in the transistor 15i and thus stabilizes the collector voltage change.
Forøgelsen af strømmen gennem transistoren 71 tjener også til at forøge spændingen over emittermodstanden 72, hvilket også virker til at stabilisere forspændingen og derfor kollektorspændingen på transistoren 71. Denne funk-20 tion stabiliserer derved kredsløbsfunktionen imod jævnstrømsforsyningsvariationer eller strømvariationer som følge af temperaturændringer. Det skal også bemærkes, at jævnspændingen ved emitteren i transistoren 71 og jævnspændingen ved emitteren i transistoren 77 holdes forholds-25 vis konstant og sporer med hinanden, da begge spændinger styres af følgertransistoren 76.The increase of current through transistor 71 also serves to increase the voltage across emitter resistance 72, which also acts to stabilize the bias and therefore the collector voltage of transistor 71. This function thereby stabilizes the circuit function against direct current or current variations due to temperature changes. It should also be noted that the DC voltage at the emitter in transistor 71 and the DC voltage at the emitter in transistor 77 are kept relatively constant and track with each other as both voltages are controlled by the follower transistor 76.
På grund af at modstandene 78 og 79, der er forbundet med basiselektroderne i transistorerne 71 og 77, og som aktiveres ved tilslutningen af emitteren i transisto-30 ren 76, er lige store, er jævnstrømmene, der løber i transistorerne 71 og 77, praktisk talt lige store og følger enhver ændring i spænding eller temperatur som følge af transistoren 76's virkning. Forspændingen, der leveres til skiftetransistorerne 98 og 99 og 101 og 102, holdes derfor 35 forholdsvis konstant og identisk for både temperatur- og spændingsvariationer.Because the resistors 78 and 79, which are connected to the base electrodes of transistors 71 and 77, which are activated by the connection of the emitter in transistor 76, are equal, the direct current flowing in transistors 71 and 77 is practically numerically equal and follows any change in voltage or temperature due to the effect of transistor 76. Therefore, the bias supplied to the switching transistors 98 and 99 and 101 and 102 is kept relatively constant and identical for both temperature and voltage variations.
0 143930 180 143930 18
For så vidt angår forstærkerens vekselstrømsforstærkning, afkobles transistoren 71's emitter for vekselstrømssignaler ved hjælp af kondensatoren 73. Vekselstrømssignalet forstærkes, når det føres til basis i transisto-5 ren 71, med trinets forstærkning, der er bestemt ved transistorens stejlhed og dens kollektormodstand 75. Denne effektive forstærkning står til rådighed ved transistoren 77's emitter som følge af forbindelsen af basis i transistoren 77 over modstanden 79 med emitteren i transistoren 10 76.As for the amplifier's AC amplification, the emitter of the transistor 71 for AC signals is decoupled by the capacitor 73. The AC signal is amplified when applied to the base of the transistor 71, with the amplification of the step determined by the steepness of the transistor and its collector resistance 75. effective amplification is provided at the emitter of transistor 77 due to the connection of base in transistor 77 over resistor 79 with emitter of transistor 10 76.
I hovedsagen føres hele vekselstrømssignalet med den før nævnte forstærkning over transistoren 77 til transistorerne 98 og 99. Som følge af kredsløbets funktion refereres signalet, der fører til transistorerne 98 og 99, tilbage til emitteren i transistoren 71, der ligger på vekselstrømsjord. Funktionen og anvendelsen af signalerne har lighedspunkter med differentialarbejdsmåden for en typisk differensforstærkeropstilling. Når en sådan forstærker drives ved et enkeltledersignal, vil den tilveje-20 bringe et modtaktudgangssignal ved emitterkoblingerne, der f.eks. anvendes i de ovenfor beskrevne arrangementer af differenstransistoropstillingerne.Essentially, the entire AC signal with the aforementioned gain across transistor 77 is passed to transistors 98 and 99. Due to the operation of the circuit, the signal leading to transistors 98 and 99 is referred back to the emitter of transistor 71 located on alternating current ground. The function and use of the signals have similarities to the differential mode of operation for a typical differential amplifier array. When such an amplifier is powered by a single conductor signal, it will provide a receive output signal at the emitter connections, e.g. is used in the above-described arrangements of the differential transistor arrays.
Som tidligere angivet anvendes et lignende drivkredsløb, hvorved de samme symmetriegenskaber opnås og 25 anvendes, også i forbindelse med demodulatoren 100 til forsyning af denne med den rette forspænding og fasede re-ferenceoscillatorsignal.As previously stated, a similar drive circuit, whereby the same symmetry properties are obtained and used, is also used in conjunction with demodulator 100 for supplying it with the proper bias and phased reference oscillator signal.
Claims (4)
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US88422769A | 1969-12-11 | 1969-12-11 | |
| US88422769 | 1969-12-11 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| DK143930B true DK143930B (en) | 1981-10-26 |
| DK143930C DK143930C (en) | 1982-04-13 |
Family
ID=25384217
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| DK629670A DK143930C (en) | 1969-12-11 | 1970-12-10 | VARIABLE PHASE SHIFT CIRCUIT, INCREASED FOR COLOR REMOTE RECEIVERS |
Country Status (14)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US3597639A (en) |
| JP (1) | JPS5229129B1 (en) |
| AT (1) | AT329121B (en) |
| BE (1) | BE760030A (en) |
| CA (1) | CA928801A (en) |
| DE (1) | DE2060856C3 (en) |
| DK (1) | DK143930C (en) |
| ES (1) | ES386341A1 (en) |
| FR (1) | FR2072778A5 (en) |
| GB (1) | GB1337991A (en) |
| HK (1) | HK73576A (en) |
| MY (1) | MY7700062A (en) |
| NL (1) | NL172112C (en) |
| SE (1) | SE375213B (en) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3701844A (en) * | 1971-01-04 | 1972-10-31 | Rca Corp | Color compensating network for an integrated circuit television receiver |
| US3737797A (en) * | 1971-03-26 | 1973-06-05 | Rca Corp | Differential amplifier |
| US3798352A (en) * | 1971-04-01 | 1974-03-19 | R Ekstrand | Automatic tint control circuit |
| JPS4915834U (en) * | 1972-05-12 | 1974-02-09 | ||
| US3743764A (en) * | 1972-05-18 | 1973-07-03 | Rca Corp | Electronic phase shifting apparatus |
| DE2446538C3 (en) * | 1974-09-28 | 1981-09-24 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Circuit arrangement for matrixing three color value signals into color difference signals -I and Q and into a luminance signal Y |
| US3995235A (en) * | 1975-10-24 | 1976-11-30 | Rca Corporation | Phase control circuit including an operational transconductance amplifier suitable for use in audio frequency signal processing apparatus |
| FR2347823A1 (en) * | 1976-04-06 | 1977-11-04 | Chauvin Arnoux Sa | CONSTANT GAIN AND LOCKED PHASE STANDARD DEPHASER |
| JPS5451456A (en) * | 1977-09-30 | 1979-04-23 | Toshiba Corp | Switching circuit of double balancing type |
| JPS54128256A (en) * | 1978-03-29 | 1979-10-04 | Hitachi Ltd | Fm detection circuit |
| GB2050050B (en) * | 1979-05-10 | 1983-08-03 | Philips Electronic Associated | Basewidth variation compensation in integrated circuit transistors |
| FR2456391A1 (en) * | 1979-05-10 | 1980-12-05 | Philips Nv | Integrated circuit with variable phase shifter - controlled by signal set by semiconductor variable resistor |
| JPS6450611A (en) * | 1987-08-21 | 1989-02-27 | Nec Corp | Phase shifter |
| US6882372B2 (en) * | 2001-12-06 | 2005-04-19 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Method and system for color balance control for component video signals |
| JP4543805B2 (en) * | 2003-08-07 | 2010-09-15 | 富士通株式会社 | Differential amplifier circuit |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2909594A (en) * | 1955-04-12 | 1959-10-20 | Motorola Inc | Color television receiver with chroma phase-shifting means |
| NL286152A (en) * | 1962-11-29 | |||
| US3284713A (en) * | 1963-03-26 | 1966-11-08 | Motorola Inc | Emitter coupled high frequency amplifier |
| US3287628A (en) * | 1963-11-22 | 1966-11-22 | Philco Corp | Variable phase shifter having greater than 180 u deg. range utilizing fixed reactances and potentiometer to effect phase shift |
| US3454708A (en) * | 1966-05-23 | 1969-07-08 | Rca Corp | Phase shifting circuits for color television receivers |
| US3512098A (en) * | 1967-08-28 | 1970-05-12 | Rca Corp | Transistor electrical circuit with collector voltage stabilization |
-
1969
- 1969-12-11 US US884227A patent/US3597639A/en not_active Expired - Lifetime
-
1970
- 1970-11-23 CA CA098902A patent/CA928801A/en not_active Expired
- 1970-12-02 FR FR7043334A patent/FR2072778A5/fr not_active Expired
- 1970-12-04 GB GB5759270A patent/GB1337991A/en not_active Expired
- 1970-12-08 BE BE760030D patent/BE760030A/en not_active IP Right Cessation
- 1970-12-09 SE SE7016655A patent/SE375213B/xx unknown
- 1970-12-10 NL NLAANVRAGE7018059,A patent/NL172112C/en not_active IP Right Cessation
- 1970-12-10 DK DK629670A patent/DK143930C/en not_active IP Right Cessation
- 1970-12-10 DE DE2060856A patent/DE2060856C3/en not_active Expired
- 1970-12-10 JP JP45110373A patent/JPS5229129B1/ja active Pending
- 1970-12-11 ES ES386341A patent/ES386341A1/en not_active Expired
- 1970-12-11 AT AT1119570A patent/AT329121B/en not_active IP Right Cessation
-
1976
- 1976-11-25 HK HK735/76*UA patent/HK73576A/en unknown
-
1977
- 1977-12-30 MY MY62/77A patent/MY7700062A/en unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| BE760030A (en) | 1971-05-17 |
| DE2060856A1 (en) | 1971-06-16 |
| DE2060856C3 (en) | 1975-06-26 |
| NL172112B (en) | 1983-02-01 |
| DE2060856B2 (en) | 1974-11-14 |
| DK143930C (en) | 1982-04-13 |
| NL7018059A (en) | 1971-06-15 |
| GB1337991A (en) | 1973-11-21 |
| JPS5229129B1 (en) | 1977-07-30 |
| US3597639A (en) | 1971-08-03 |
| AT329121B (en) | 1976-04-26 |
| NL172112C (en) | 1983-07-01 |
| CA928801A (en) | 1973-06-19 |
| MY7700062A (en) | 1977-12-31 |
| SE375213B (en) | 1975-04-07 |
| ES386341A1 (en) | 1973-03-16 |
| ATA1119570A (en) | 1975-07-15 |
| HK73576A (en) | 1976-12-03 |
| FR2072778A5 (en) | 1971-09-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| DK143930B (en) | VARIABLE PHASE SHIFT CIRCUIT PRINCIPLES FOR COLOR REMOTE VISION RECEIVERS | |
| US2754356A (en) | Control systems for color-television receivers | |
| CA1070821A (en) | Controlled oscillator | |
| US3585285A (en) | Subcarrier regeneration system | |
| US3506776A (en) | Balanced product mixer or demodulator and matrixing system for wave signal receivers | |
| US4051519A (en) | Phase control circuit suitable for use in a tint control stage of a color television system | |
| US3743764A (en) | Electronic phase shifting apparatus | |
| US3604845A (en) | Burst-responsive differential oscillator circuit for a television receiver | |
| US3742130A (en) | Television receiver incorporating synchronous detection | |
| US3781701A (en) | Signal processing circuit for a color television receiver | |
| US3780219A (en) | Signal processing circuit | |
| US4207590A (en) | Combined phase shift filter network in a color video signal processing system employing dynamic flesh tone control | |
| US3274334A (en) | Hue control circuits for color television receivers | |
| FI76457B (en) | SYNCHRONIZER SYSTEM WITH OSCILLATOR WITH DC CONTROL AV TOMGAONGSFREKVENSEN. | |
| US4343018A (en) | Chrominance signal processing circuit | |
| US4485353A (en) | PLL Oscillator synchronizing system with matrix for phase correction | |
| FI75956B (en) | FASKOMPENSERAD REGLERAD OSCILLATOR. | |
| US3595989A (en) | Dc-coupled chroma processing integrated circuit | |
| US4370680A (en) | Color signal processing device for video recorder | |
| KR920000987B1 (en) | Color picture image play back apparatus | |
| US4797732A (en) | Subcarrier generating device for color signal processing circuit | |
| US3569613A (en) | Color subcarrier oscillators | |
| US3833823A (en) | Signal processing circuit for a color television receiver | |
| US2917573A (en) | Color television detector system | |
| US3733562A (en) | Signal processing circuit for a color television receiver |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PUP | Patent expired |