DK142598B

DK142598B - Impulse Phase Modulator.

Info

Publication number: DK142598B
Application number: DK117070AA
Authority: DK
Inventors: James Ross Glasser; Stanley John Tomsa
Original assignee: Motorola Inc
Priority date: 1969-03-10
Filing date: 1970-03-10
Publication date: 1980-11-24
Also published as: IL33955A0; NL7002865A; FR2037892A5; GB1287995A; IL33955A; DK142598C; SE344522B; CA934831A; DE2011094A1; DE2011094B2; BR7017363D0

Description

\Ίζ£^ (11) FREMLÆGGELSESSKRIFT 142598 DANMARK <*> ln..CI.’H 03 K 7/04 (21) Aneggnmgnr. 1 ! lO/lO (22) Indieveref den 10. mBT. 1$70 f(24) Løbedag 10. ΠΙβΓ. 1970 (44) Ansøgningen fremlagt og . Qori fremlæggelsesskriftet offentliggjort den ^ · rluv · 1 yw-(11) PUBLICATION NOTICE 142598 DENMARK <*> ln..CI.'H 03 K 7/04 (21) Appendix No. 1! 10/10 (22) Indieweref the 10 mBT. 1 $ 70 f (24) Race Day 10. ΠΙβΓ. 1970 (44) The application presented and. Qori petition published on ^ rluv · 1 yw-

DIREKTORATET FORDIRECTORATE OF

PATENT-OG VAREMÆRKEVÆSENET (30) Prioritet begæret fra denPATENT AND TRADE MARKET (30) Priority requested from it

10. mar. 1969, 805711# USMar 10 1969, 805711 # US

(71) MOTOROLA INC., g401 West Grand Avenue, Franklin Park, Illinois, ns.(71) MOTOROLA INC., G401 West Grand Avenue, Franklin Park, Illinois, ns.

(72) Opfinder! James Ros s Glas s er, 10 68 East Prairie Avenue, Naper** ville, Illinois, US: "Stanley John Tomsa, 1130 Ontario Street,(72) Inventor! James Ros s Glass s er, 10 68 East Prairie Avenue, Naper ** ville, Illinois, US: "Stanley John Tomsa, 1130 Ontario Street,

Oak Park, Illinois, US.Oak Park, Illinois, US.

(74) Fuldmægtig under sagens behandling:(74) Plenipotentiary in the proceedings:

Patentagentfirmaet Magnus Jensens Eftf.____ (54) Impulsf asemodulator.Patent agent company Magnus Jensens Eftf .____ (54) Impulse breath modulator.

Den foreliggende opfindelse angår en impulsfasemodulator af den i krav l's indledning angivne art.The present invention relates to an impulse phase modulator of the kind set forth in the preamble of claim 1.

Der kendes udstyr til overføring af signaler ved impulsmo-dulation, hvor de signaler, som skal overføres, omsættes til en trinformet svingning, hvilken trinformede svingning overlejres et savtaksignal til dannelse af et kombinationssignal, hvor bagflanken af de impulsbreddemodulerede Impulser tidsmæssigt ligger fast, medens forflanken forrykkes i afhængighed af modulationen.Known equipment for transmitting signals by impulse modulation is known, in which the signals to be transmitted are converted to a stepwise oscillation, which stepwise oscillation is superimposed on a sawtooth signal to form a combination signal where the rear edge of the impulse width modulated impulses is temporarily fixed while the leading edge relieves in dependence on the modulation.

Der kendes også en modulationsaktiveret skifteanordning, ved hvilken modulationssignalet overlejres en savtaksvingning, hvorhos impulsernes forflank· tidsmæssigt ligger fast, medens bagflan- 142598 - 2 - ken forrykkes i afhængighed af amplituden af de tonefrekvente signaler.Also known is a modulation-activated switching device, in which the modulation signal is superimposed on a sawtooth swing, where the leading edge of the pulses is temporarily fixed, while the rear flange is offset depending on the amplitude of the tone frequency signals.

De kendte konstruktioner er forholdsvis komplicerede og afgiver kun forholdsvis små udgangssignaler.The known constructions are relatively complicated and only give relatively small output signals.

Formålet med opfindelsen er at anvise en impulsfasemodula-tor af enkel konstruktion, som er egnet for høje HF-frekvenser og afgiver impulssignaler med stor amplitude.The object of the invention is to provide a simple construction pulse phase modulator which is suitable for high HF frequencies and emits high amplitude pulse signals.

Dette opnås ifølge opfindelsen ved den i krav 1 anviste konstruktion.This is achieved according to the invention by the construction of claim 1.

Opfindelsen skal i det følgende forklares nærmere i forbindelse med tegningen, hvor fig. 1 viser et blokdiagram for en impulsfasemodulator ifølge opfindelsen, fig. 2 grafiske repræsentationer af kurveformer forskellige steder i modulatoren, fig. 3 skematisk en del af de i modulatoren indgående kredsløb, fig. 4 skematisk en anden udførelsesform for en del af modulatoren, og fig. 5 et blokdiagram for en kombination af to impuls-fasemodulatorer.BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS The invention will now be explained in more detail in connection with the drawing, in which: FIG. 1 is a block diagram of an impulse phase modulator according to the invention; FIG. 2 are graphical representations of waveforms at different locations in the modulator; FIG. 3 is a schematic view of a portion of the circuits included in the modulator; FIG. 4 schematically shows another embodiment of part of the modulator; and FIG. 5 is a block diagram for a combination of two pulse phase modulators.

I fig. 1 betegner 10 en mikrofon, der frembringer et lavfrekvenssignal, der forstærkes i en LF-forstærker 11 og påtrykkes den ene indgang på et sammenlignende kredsløb 15. En oscillator 13 frembringer HF-impulser, der påtrykkes en rampegenerator 14. Denne generator 14 afgiver trekantsignaler i overensstemmelse med de påtrykte impulser, og trekantsignalerne påtrykkes den anden indgang på kredsløbet 15. Trekantsignaleme udgår fra et begyndelsespotentiale og stiger forholdsvis langsomt til et maksimumspotentiale. Når dette nås, falder trekantsignalet hurtigt til begyndelsespotentialet.In FIG. 1, 10 represents a microphone which produces a low frequency signal amplified in an LF amplifier 11 and applied to one input of a comparative circuit 15. An oscillator 13 generates HF pulses applied to a ramp generator 14. This generator 14 emits triangular signals in according to the impulses applied, and the triangular signals are applied to the second input of the circuit 15. The triangular signals start from an initial potential and rise relatively slowly to a maximum potential. When this is reached, the triangle signal rapidly drops to the initial potential.

Det sammenlignende kredsløb 15 sammenligner LF-signalet og trekantsignalet og afgiver et udgangssignal i overensstemmelse med den relative størrelse af de to indgangssignaler. Når trekantsignalet er mindre end LF-signalet, befinder det sammenlignende kredsløb 15 sig i en første tilstand, og dets udgangspotentiale er eksempelvis lavt. Når trekantsignalet overstiger LF-signalet, skifter det sammenlignende kredsløb til en anden tilstand, og dets udgangspotentiale stiger til en højere værdi.The comparative circuit 15 compares the LF signal and the triangle signal and outputs an output signal according to the relative magnitude of the two input signals. When the triangle signal is less than the LF signal, the comparative circuit 15 is in a first state and its output potential is low, for example. When the triangular signal exceeds the LF signal, the comparative circuit switches to another state and its output potential increases to a higher value.

Det sammenlignende kredsløbs 15 udgangssignal er således en im- - 3 - 142598 pulsfølge. Da LF-signalerne har forholdsvis lave frekvenser, og trekantsignalerne er forholdsvis højfrekvente, vil LF-signalet ikke ændres væsentligt i løbet af frembringelsen af endog adskillige trekantsignaler. Over en forholdsvis lang periode vil imidlertid LF-signalet ændres, og forflanken af impulserne i følgen vil derfor ændre position i forhold til bagflanken. Udgangssignalet fra det sammenlignende kredsløb 15 består således af en følge af impulser med variabel bredde.Thus, the output signal of the comparative circuit 15 is an im- 3 - 142598 pulse sequence. Since the LF signals have relatively low frequencies and the triangular signals are relatively high frequency, the LF signal will not change significantly during the generation of even several triangular signals. However, over a relatively long period, the LF signal will change, and the leading edge of the pulses in the sequence will therefore change position relative to the rear edge. Thus, the output of comparative circuit 15 consists of a sequence of variable-width pulses.

I fig. 2 anskueliggør kurven a udgangssignalet fra det sammenlignende kredsløb 15. Det fremgår heraf, at bagflanken af impulserne forekommer med faste mellemrum, medens forflanken af impulserne ændrer position. Ændringen sker som nævnt i overensstemmelse med den af forstærkeren 11 påtrykte modulation.In FIG. 2, the curve a shows the output of the comparative circuit 15. It can be seen from this that the rear flank of the pulses occurs at fixed intervals, while the leading edge of the pulses changes position. As mentioned, the change takes place in accordance with the modulation applied by the amplifier 11.

Impulserne med variabel bredde konverteres til impulser, hvis positioner ændres, så udgangssignalet fra modulatoren er fasemoduleret.The variable-width pulses are converted to pulses whose positions change so that the output of the modulator is phase modulated.

Dette opnås ved differentiering af firkantimpulserne fra det sammenlignende kredsløb og forstærkning af de differentierede impulser, der svarer til den bevægelige flanke, medens uønskede impulser svarende til den stationære bagflanke klippes bort. Dette er vanskeligt at opnå, da udgangssignalet fra en RC-diffe-rentiator er begrænset, når smalle impulser ønskes. Udgangssignalet fra en sådan differentiator er ikke velegnet til at styre en transistorforstærker, idet dennes basis-emitterspændingsfald i den anvendte transistor må overvindes. Endvidere skal udgangssignalet have lav impedans, såfremt forstærkerens hurtige stige- og faldtider skal opretholdes.This is achieved by differentiating the square pulses from the comparative circuit and amplifying the differential pulses corresponding to the movable flank while cutting unwanted pulses corresponding to the stationary rear flank. This is difficult to achieve since the output of an RC diffuser is limited when narrow pulses are desired. The output of such a differentiator is not well suited for controlling a transistor amplifier since its base-emitter voltage drop in the transistor used must be overcome. In addition, the output signal must have low impedance if the amplifier's fast rise and fall times are to be maintained.

Dette fordrer en stor koblingskapacitet, der ikke let kan integreres. Selv om disse betingelser er opfyldt, vil impulsamplituden stadig afhænge af amplitude og stigetid for indgangssignalet, der kan ændres, når modulation påtrykkes. Dette medfører uønsket amplitudemodulation af udgangsimpulserne.This requires a large coupling capacity that cannot be easily integrated. Although these conditions are met, the pulse amplitude will still depend on the amplitude and rise time of the input signal, which can be changed when modulation is applied. This results in undesirable amplitude modulation of the output pulses.

Disse problemer er løst ved det viste diagram. Det sammenlignende kredsløbs 15 udgangssignal påtrykkes et forbetoningskredsløb 16 og et betoningsudligningskredsløb 18. I det betonende kredsløb 16 fremhæves de højere frekvenskomponenter af indgangsimpulserne, og udgangssignalet påtrykkes en indgang på et andet sammenlignende kredsløb 20. Bølgeformen af de betonede impulser er vist ved kurven b i fig. 2. Ved kurven C er anskueliggjort 142598 - 4 - udgangssignalet fra det udlignende kredsløb 18, der begrænser de højere frekvenskomponenter af indgangssignalet fra det sammenlignende kredsløb 15. Også det udlignende kredsløbs 18 udgangssignal påtrykkes en indgang på det andet sammenlignende kredsløb 20. Dette kredsløb 20 påtrykkes endvidere en dc-forspænding fra et kredsløb 19 til fastlæggelse af det niveau, hvorved det sammenlignende kredsløb 20 ændrer tilstand.These problems are solved by the diagram shown. The output signal of the comparative circuit 15 is applied to an emphasis circuit 16 and an emphasis equalization circuit 18. In the emphasis circuit 16, the higher frequency components of the input pulses are highlighted and the output signal is applied to an input of another comparative circuit 20. The waveform of the illustrated curves is shown. 2. The curve C is illustrated by the output signal of the equalizing circuit 18, which limits the higher frequency components of the input signal of the comparative circuit 15. Also, the output signal of the equalizing circuit 18 is applied to an input of the second comparative circuit 20. This circuit 20 Furthermore, a DC bias is applied from a circuit 19 to determine the level at which the comparative circuit 20 changes state.

I det meste af en periode er summen af dc-forspændingen og de begrænsede impulser større end de fremhævede impulser alene. Kredsløbet er derfor i det meste af perioden i sin ene tilstand.For most of a period, the sum of the DC bias and the limited pulses is greater than the highlighted pulses alone. Therefore, for most of the period, the circuit is in its one state.

Når firkantimpulser passerer det betonende kredsløb 16, frembringes et oversving, og firkantimpulsens forflanke øger momentant spændingen fra kredsløbet, således at det sammenlignende kredsløb 20 midlertidigt skifter tilstand. Herved frembringes af kredsløbet 20 de i fig. 2 ved kurven d anskueliggjorte impulser. Disse impulsers bredde bestemmes af, hvor længe spændingen på betoningskredsløbets 16 udgang overstiger summen af spændingen på udligningskredsløbets 18 udgang og forspændingen. Impulsbredden kan mindskes ved, at enten faldtiden for den fremhævede impuls nedsættes, eller stigetiden for den dæmpede impuls øges. Ved at gøre stigetiden for de udlignede impulser tilstrækkelig lille, bliver en meget smal indgangsimpuls unødvendig for opnåelse af en smal udgangsimpuls.As square pulses pass through the emphasizing circuit 16, a surge is produced and the leading edge of the square pulse momentarily increases the voltage from the circuit, so that the comparative circuit 20 temporarily changes state. Hereby, the circuit 20 produced in FIG. 2 by the curve d illustrated pulses. The width of these pulses is determined by how long the voltage at the output of the emphasis circuit 16 exceeds the sum of the voltage at the output of the compensating circuit 18 and the bias. The pulse width can be reduced by either reducing the fall time of the highlighted pulse or increasing the rise time of the attenuated pulse. By making the rise time of the equalized pulses sufficiently small, a very narrow input pulse becomes unnecessary to obtain a narrow output pulse.

Impulsbredden kan naturligvis også ændres ved variation af dc-forspændingen til det sammenlignende kredsløb 20.Of course, the pulse width can also be changed by varying the DC bias of the comparative circuit 20.

Størrelsen af udgangsimpulsen bestemmes af det sammenlignende kredsløb 20 og altså ikke af indgangsimpulserne.The magnitude of the output pulse is determined by the comparative circuit 20 and thus not by the input pulses.

De smalle udgangsimpulser fra det sammenlignende kredsløb 20 påtrykkes et filter 21, der fjerner alle andre end en harmonisk frekvens. Filterets 21 udgangssignal kan herefter påtrykkes en multiplikator 22, hvor signalet kan multipliceres og forstærkes efter behov.The narrow output pulses of the comparative circuit 20 are applied to a filter 21 which removes all but one harmonic frequency. The output signal of filter 21 can then be applied to a multiplier 22 where the signal can be multiplied and amplified as needed.

Fig. 3 viser mere detaljeret den i fig. 1 viste modulator. Oscillatoren 13 kan eksempelvis være en sædvanlig oscillator arbejdende i klasse C. Oscillatorimpulserne påtrykkes trekantgeneratoren 14, der består af en transistor 25 forspændt til afskæring og et RC-kredslø3i i kollektorkredsen, bestående af en modstand 32 og kondensatorer 29 og 30. Oscillatorimpulserne påtrykkes transistorens 25 basis 26 gennem en kondensator 27 og bevirker, at transistoren periodisk bringes i ledende tilstand.FIG. 3 shows in more detail the embodiment of FIG. 1. For example, the oscillator 13 may be a conventional class C. oscillator operating in class C. The oscillator pulses are applied to the triangle generator 14, which consists of a transistor 25 biased for cut-off and an RC circuit in the collector circuit, consisting of a resistor 32 and capacitors 29 and 30. The oscillator pulses 25 are applied to the transistor 25 base 26 through a capacitor 27 and causes the transistor to be periodically brought into conductive state.

142598 - 5 - Når transistoren 25 er i ikke ledende eller afskåret tilstand, oplades kondensatorerne 29 og 30 gennem modstanden 32.When transistor 25 is in non-conductive or cut-off state, capacitors 29 and 30 are charged through resistor 32.

Hver gang en oscillatorimpuls bringer transistoren 25 til ledende tilstand, kortsluttes og aflades kondensatorerne 29 og 30.Each time an oscillator pulse brings transistor 25 to conductive state, capacitors 29 and 30 are short-circuited and discharged.

Den resulterende savtakspænding påtrykkes basis 36 på en transistor 35. Spidsen af savtakimpulsen er gjort lille i forhold til batterispændingen på modstanden 32, således at savtakimpulsen er lineær.The resulting sawtooth voltage is applied to base 36 of a transistor 35. The tip of the sawtooth pulse is made small relative to the battery voltage of the resistor 32, so that the sawtooth pulse is linear.

Det sammenlignende kredsløb 15 er en differentialforstærker med transistorer 35 og 37. En fælles forspænding for disse frembringer jævnstrømsbalance. Trekantsignalet er AC-koblet, sådan at differentialforstærkeren vil ændre tilstand midtvejs oppe ad rampen i henhold til alene trekantsignalet svarende til dettes middelspænding. En strømgenerator i form af en transistor 39 er forblindet i serie med emitteme på transistorerae 35 og 37 for at hindre mætning af trinnet til frembringelse af en udgangsimpuls med konstant amplitude.The comparative circuit 15 is a differential amplifier with transistors 35 and 37. A common bias for these generates direct current balance. The triangular signal is AC coupled, so that the differential amplifier will change state midway up the ramp according to only the triangular signal corresponding to its mean voltage. A current generator in the form of a transistor 39 is blinded in series with the emitters of the transistor generators 35 and 37 to prevent saturation of the step to produce a constant amplitude output pulse.

Udgangssignalet fra LF-forstærkeren 11 påtrykkes basis 38 af transistoren 37 gennem en kondensator 41. Forspændingen er som tidligere nævnt indreguleret, således at forstærkeren skifter tilstand midtvejs oppe ad rampen, når kun trekantsignalet forekommer, men audio- eller LF-signalet på transistorens 37 basis 38 ændrer det punkt, hvor forstærkeren skifter og derved positionen af forflankerne for differentialforstærkerens udgangsimpulser. En transistor 43 koblet som emitterfølger frembringer den nødvendige lave udgangsimpedans for udgangssignalet, der er en serie firkantimpulser, hvis impulslængder er proportional med LF-indgangssignalet.The output of the LF amplifier 11 is applied to base 38 of transistor 37 through a capacitor 41. As previously mentioned, the bias is adjusted so that the amplifier shifts state midway up the ramp when only the triangular signal is present, but the audio or LF signal on the base of transistor 37 38 changes the point at which the amplifier shifts and thereby the position of the leading edges of the differential amplifier output pulses. A transistor 43 coupled as an emitter sequencer produces the required low output impedance for the output signal, which is a series of square pulses whose pulse lengths are proportional to the LF input signal.

Det andet sammenlignende kredsløb 20 er ligeledes en differentialforstærker bestående af to transistorer 50 og 51. En som strømgenerator anvendt transistor 56 er forbundet i serie med transistorernes 50, 51 emittere for at hindre mætning af forstærkeren og derved frembringe en udgangsiopuls med konstant amplitude. Udgangssignalet fra den første differentialforstærker 35, 37 påtrykkes basis 52 af transistoren 50 gennem et forbetoningskredsløb 16 bestående af serieforbundne modstande 44 og 46 i parallel med en kondensator 48 og i serie med en modstand 47. Dette kredsløb dæmper lavere frekvenskomponenter i forhold til højere frekvenskomponenter i udgangsimpulserae.The second comparative circuit 20 is also a differential amplifier consisting of two transistors 50 and 51. A transistor 56 used as a current generator is connected in series with the emitters of the transistors 50, 51 to prevent saturation of the amplifier, thereby producing a constant amplitude output pulse. The output of the first differential amplifier 35, 37 is applied to base 52 of transistor 50 through a preamplifier circuit 16 consisting of series connected resistors 44 and 46 in parallel with capacitor 48 and in series with resistor 47. This circuit attenuates lower frequency components to higher frequency components in udgangsimpulserae.

- 6 - 142593- 6 - 142593

Udgangssignalet fra den første differentialforstærker 35» 37 påtrykkes også basis 53 af transistoren 51 gennem modstanden 44 og en modstand 57. Modstandene 44 og 57 danner sammen med transistorens 51 indgangskapacitet betoningsudligningskredsløbet 18 til dæmpning af de højere frekvenskomponenter i signalet. Forspændingen frembringes af de serieforbundne modstande 44, 46 og 47, der fastlægger den værdi af signalet, ved hvilken differentialforstærkeren skifter tilstand.The output of the first differential amplifier 35 »37 is also applied to base 53 of transistor 51 through resistor 44 and resistor 57. Resistors 44 and 57 together with input input of transistor 51 form the concrete equalization circuit 18 to attenuate the higher frequency components of the signal. The bias is generated by the series-connected resistors 44, 46 and 47 which determine the value of the signal at which the differential amplifier changes state.

Sædvanligvis vil det dæmpede signal på transistoren 51 holde denne i ledende tilstand, og potentialet på den anden transistors 50 kollektor 58 er højt. Ved signalimpulsernes forflanke vil det fremhævede signal overstige det dæmpede, således at den anden transistor 50 forspændes til ledning, så potentialet på kollektoren 58 falder og danner den i fig. 2(d) viste smalle impuls. De smalle impulser på kollektoren 58 kobles til et ønsket kredsløb gennem en kondensator 59.Usually, the attenuated signal on transistor 51 will keep it in a conductive state and the potential of collector 58 of second transistor 50 is high. At the leading edge of the signal pulses, the highlighted signal will exceed the attenuated so that the second transistor 50 is biased to conduction so that the potential of the collector 58 decreases and forms the one in FIG. 2 (d) showed the narrow impulse. The narrow pulses on the collector 58 are coupled to a desired circuit through a capacitor 59.

Udgangssignalet fra impulsfasemodulatoren filtreres til frembringelse af et faseskiftet HF-signal, hvor fasedrejningen afhænger af modulationssignalet. HF-frekvensen multipliceres ved udvælgelse af en ønsket harmonisk, ved hjælp af et multiplikationskredsløb eller ved en kombination af begge dele. Når HF-signalet multipliceres, vil også fasedrejningen blive multipliceret. Hvor en stor HF-multiplikation er nødvendig, er en enkelt impulsfasemodulator tilstrækkelig. I tilfælde, hvor den endelige HF-frekvens er forholdsvis lav, kan det imidlertid være nødvendigt at forbinde flere modulatorer efter hinanden.The output of the pulse phase modulator is filtered to produce a phase shifted HF signal where the phase rotation depends on the modulation signal. The HF frequency is multiplied by the selection of a desired harmonic, by a multiplication circuit or by a combination of both. When the HF signal is multiplied, the phase rotation will also be multiplied. Where a large HF multiplication is required, a single pulse phase modulator is sufficient. However, in cases where the final HF frequency is relatively low, it may be necessary to connect several modulators one after the other.

Fig. 5 viser et blokdiagram for to impulsfasemodulatorer, der er koblet i tandem til frembringelse af et større faseskift, end det.er muligt i kun én impulsfasemodulator.FIG. 5 shows a block diagram of two pulse phase modulators coupled in tandem to produce a larger phase shift than is possible in only one pulse phase modulator.

Ved sammenligning med fig. 1 ses, at det sammenlignende kredsløb 20 i den første modulator nu er erstattet af en sammenlignende trekantgenerator 61. Denne er vist mere detaljeret i fig. 4, og det ses, at kredsløbet i det væsentlige svarer til det tilsvarende kredsløb i fig. 3, men at der mellem transistorens 50 kollektor 58 og et referencepotentiale er indsat en kon-· densator 72. Når transistoren 50 i fig. 4 forspændes til ledning, vil potentialet på kollektoren 58 falde hurtigt. Når transistoren 50 afskæres, vil kondensatoren 72 oplades forholdsvis langsomt til dannelse af en savtakudgangsimpuls. Savtakudgangs-impulsemes position varierer, idet den tilsvarende triggerimpuls 142598 - 7 - forekommer aperiodisk i overensstemmelse med modulationsspændingen, der påtrykkes fra LF-trinnet.By comparison with FIG. 1, the comparative circuit 20 of the first modulator is now replaced by a comparative triangle generator 61. This is shown in more detail in FIG. 4, and it is seen that the circuit substantially corresponds to the corresponding circuit of FIG. 3, but a capacitor 72 is inserted between the collector 58 of the transistor 50 and a reference potential. When the transistor 50 of FIG. 4 biased to wire, the potential of collector 58 will decrease rapidly. When the transistor 50 is cut off, capacitor 72 will charge relatively slowly to produce a sawtooth output pulse. The position of the sawtooth output pulses varies, with the corresponding trigger pulse 142598 - 7 occurring aperiodically in accordance with the modulation voltage applied from the LF stage.

Udgangssignalet fra generatoren 61 påtrykkes et sammenlignende kredsløb 62, der er identisk med kredsløbet 15. Også LF-signalet fra forstærkeren 11 påtrykkes det sammenlignende kredsløb 62, der som kredsløbet 15 danner impulser af variabel bredde.The output of generator 61 is applied to a comparative circuit 62 which is identical to circuit 15. Also, the LF signal from amplifier 11 is applied to comparative circuit 62 which, like circuit 15, generates variable-width pulses.

De efterfølgende kredsløb er tidligere beskrevet i forbindelse med fig. 1-3.The following circuits are previously described in connection with FIG. 1-3.

Ved den i fig. 5 viste kobling adderes de to tandemkoblede modulatorers fasedrejning, således at den samlede drejning, der opnås, øges væsentligt.In the embodiment shown in FIG. 5, the phase rotation of the two tandem coupled modulators is added so that the total rotation obtained is substantially increased.

Claims

142598 - 8 - 1. Pulse phase modulator which, on the basis of a modulation signal superimposed on a sawtooth signal, produces a consequence of pulse width modulated pulses, each pulse having a first pulse having a temporally fixed position and a second flank whose temporal location varies with the modulation, characterized by comprising a first circuit (16) for highlighting and a second circuit (18) for attenuating the higher frequency components of the pulse, a comparative circuit (20) whose two inputs are applied to the output signals (2b and 2c, respectively) of the first and the second circuit (16, 18), which comparative circuit (20) produces an impulse phase modulated pulse sequence (2d), wherein the first flank of each pulse coincides in time with the second flank of the pulse width modulated pulse, and the temporal location of the second flank of each pulse is determined by the amplitude difference between the highlighted and the attenuated output.

A modulator according to claim 1, characterized in that a filter (21) attenuates all frequencies other than one of the harmonics to the output of the comparative circuit (20).

Modulator according to claim 1 or 2, characterized by comprising a bias circuit (19 »56) applying to the comparative circuit (20) a bias to change the relative magnitude of the highlighted and attenuated pulse sequence.

Modulator according to claims 1-3, characterized in that the first signal sequence consists of pulses whose leading edge has greater amplitude than the rear edge, the second signal sequence consists of pulses whose rear edge has greater amplitude than the leading edge, that the comparative circuit of the leading edges in the first signal sequence is brought into a first state and the comparative circuit is returned to the initial position when the amplitude of the second signal sequence reaches the switching value dependent on the working point.