DE749560C

DE749560C - Coupling circuit, especially for suppressing the image frequency in a superimposition receiver

Info

Publication number: DE749560C
Application number: DEH135012D
Authority: DE
Priority date: 1932-02-01
Filing date: 1933-01-28
Publication date: 1944-11-25
Also published as: BE393901A; GB412942A; FR749563A; US2048527A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Verbesserungen für elektrische abgestimmte Übertragungskreise, beispielsweise insbesondere solche, die den Empfang von Spiegelfrequenzen beim Betrieb, von Überlagerungsempfängern verhindern.The present invention relates to improvements for electrical tuned Transmission circuits, for example in particular those that receive image frequencies during operation, prevent heterodyne receivers.

Ein Überlagerungsempfänger hat von ^ Natur den Mangel, daß er auf Zeichen zweier Frequenzen, die beide von der Überlagerungsfrequenz um einen Betrag gleich der Zwischenfrequenz verschieden sind, anspricht. Wenn ein solcher Empfänger auf den Empfang eines gewünschten Zeichens abgestimmt wird, so werden Zeichen, die von dem ersteren um einen Betrag gleich dem doppelten der Zwischenfrequenz abweichen, ebenfalls empfangen, in die Zwischenfrequenz umgewandelt Lind interferieren mit dem gewünschten, gleichfalls in die Zwischenfrequenz umgewandelten Signal, was sich als unangenehme Störung bemerkbar macht. Die Frequenz eines solchen störenden Zeichens, auf das der Überlagerungsempfänger leicht anspricht, ist als die Spiegelfrequenz bekannt. Es müssen abgestimmte Kreise angeschlossen werden, um die Zeichen solcher Frequenzen zu unterdrücken und ihre Umwandlung in die Zwischenfrequenz zu verhindern.A heterodyne receiver is by nature the lack of it being on characters of two frequencies, both of the superposition frequency are different by an amount equal to the intermediate frequency, responds. If such a recipient is on receipt of a desired character is matched, so characters differing from the former order an amount equal to twice the intermediate frequency differ, also received, converted into the intermediate frequency and interfering with the desired, also converted into the intermediate frequency signal, which turns out to be unpleasant Makes disturbance noticeable. The frequency of such a disturbing sign to which the A heterodyne receiver that responds easily is known as the image frequency. To have to Tuned circuits can be connected to suppress the signs of such frequencies and to prevent its conversion into the intermediate frequency.

Besonders schwierig wird die Unterdrückung, wenn der Empfänger über einen ganzen Bereich abstimmbar gemacht werden soll und bei konstanter Zwischenfrequenz sich die Spiegelfrequenz ebenfalls um entsprechende Beträge wie die Empfangsfrequenz ändert.The suppression becomes particularly difficult if the recipient has one Whole range should be made tunable and at a constant intermediate frequency the image frequency also changes by amounts corresponding to the reception frequency.

Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist es, die erwähnten Schwierigkeiten bei Über- ■ lagerungsempfängern zu überwinden und eine neue und verbesserte Kopplungsschaltung zu schaffen, die den Empfang von Zeichen der Spiegelfrequenz über einen weiten Bereich verhindert und die sinngemäß auch für andere als Überlagerungsschaltungen verwendbar ist. An sich ist es bekannt, Störschwingungen bei Empfängern dadurch zu unterdrücken, daß man die empfangenen Energien auf zwei ge- *5 trennten, sich elektrisch etwas voneinander unterscheidenden Wegen überträgt, wobei dann durch Gegeneinanderschaltung der Ausgangsschwingungen für alle Schwingungen mit Ausnahme der gewünschten FrequenzThe object of the present invention is to overcome the difficulties mentioned above position receivers to overcome and a new and improved coupling circuit create the reception of characters of the image frequency over a wide range prevented and which can be used analogously for other than superimposition circuits. It is known per se to suppress spurious vibrations in receivers in that the energies received are separated into two, electrically somewhat from one another different ways transmits, then by connecting the output oscillations against each other for all vibrations with the exception of the desired frequency

Phasen und Amplituden derart gleich und entgegengesetzt sind, daß alle weiter abliegenden Störschwingungen, insbesondere solche, die von atmosphärischen Störungen herrühren, unterdrückt werden. Diese Schaltungen sind aber für die Unterdrückung der Spiegelfrequenz ganz ungeeignet, da letztere ziemlich dicht neben der erwünschten Schwingung liegt und bei den erwähnten bekannten Schaltungen die Unterdrückung um so ungünstiger wird, je näher die unerwünschte Schwingung der erwünschten benachbart ist. In diesem Zusammenhang ist es auch bekannt, zur Störungsunterdrückung bei Überlagerungsempfängern zwei Empfangsantennen zu benutzen, von denen die eine für den Empfang der Zeichen samt Störschwingungen und die andere für den Empfang der Störschwingungen eingerichtet ist.Phases and amplitudes are so equal and opposite that all of them are further apart Interfering vibrations, especially those that originate from atmospheric disturbances, be suppressed. These circuits are, however, for the suppression of the image frequency completely unsuitable, since the latter is quite close to the desired oscillation and in the known circuits mentioned, the closer the unwanted oscillation, the more unfavorable the suppression becomes is adjacent to the desired one. In this context it is also known for interference suppression to use two receiving antennas for heterodyne receivers, one of which is for reception of the characters including interfering vibrations and the other for receiving the interfering vibrations is set up.

«ο Xach erfolgter Überlagerung bzw. Verstärkung werden die Ausgangsspannungen dann so gegeneinander gekoppelt, daß die Störsignale sich gegenseitig kompensieren. Bei dieser Lösung erfordert aber die Beibehaltung eines stets gleichen Frequenzabstandes zwischen den zu empfangenden und den zu unterdrückenden Schwingungen zwei getrennt abstimmbare Kreise. Eine ähnliche bekannte Anordnung arbeitet derart, daß die eine Antenne auf die zu empfangenden Zeichen abgestimmt, während die andere gegenüber der ersten etwas verstimmt wird. Zur Unterdrückung einer besonders stark störenden Frequenz in der Nähe der Xutzfrequenz ist aber auch diese .Schaltung aus den bereits erwähnten Gründen ungeeignet.«Ο X after superimposition or reinforcement the output voltages are then coupled to one another in such a way that the interfering signals compensate each other. However, this solution requires retention always the same frequency spacing between the vibrations to be received and the vibrations to be suppressed tunable circles. A similar known arrangement operates in such a way that the one antenna tuned to the characters to be received, while the other is somewhat disgruntled with respect to the first. To oppression A particularly strong interfering frequency in the vicinity of the useful frequency is also this .Switching from those already mentioned Unsuitable for reasons.

Es ist auch schon bekanntgeworden, bei Überlagerungsempfängern zur Unterdrückung der Spiegelfrequenz innerhalb eines Abstimmbereiches den Sekundärkreis eines Hochfrequenztransformators durch die Reihenschaltung einer Selbstinduktion und einer veränderlichen Kapazität zu überbrücken, wobei der Selbstinduktion unter Umständen noch eine weitere feste Kapazität parallel geschaltet sein kann. Hierbei soll durch den veränderlichen Kondensator der aus der Kopplungsselbstinduktion und der Reihenschaltung der erwähnten zusätzlichen Impedanzen bestehende gesamte Schwingungskreis auf die Empfangsfrequenz abgestimmt sein. Die Empfangsenergie wird durch induktive Über- j tragung mit Hilfe der Kopplungsspule zu- j geführt, während die Ausgangs spannung an . ,len Enden der erwähnten Reihenschaltung S abgenommen wird. Diese Reihenschaltung · soll dabei mit der Abstimmung -des Gesamt- j kreises auf die Empfangsfrequenz durch den ' veränderlichen Kondensator auf die Spiegelfrequenz abgestimmt werden. Hierdurch soll erzielt werden, daß durch die Reihenresonanzwirkung die Reihenschaltung für die Spiegelfrequenz den Werteines verhältnismäßig kleinen Ohmschen Widerstandes erhält und dadurch diese Frequenz mehr oder weniger kurzschließt. Zunächst besitzt diese Schaltung den Mangel, daß sie stets nur zur Unterdrückung von Spiegelfrequenzen verwendet werden kann, die eine höhere Frequenz als die Empfangsfrequenz aufweisen. Für die heute immer mehr in Gebrauch kommenden Überlagerungsempfänger, bei welchen zumindest in einem Empfangsfrequenzbereich die Oszilatorfrequenz unterhalb der Empfängst"requenz liegt, kann die bekannte Schaltung nicht verwendet werden. Ferner läßt sich eine ideale Kurzschlußwirkung durch die erwähnte Reihenschaltung nicht erreichen, zudem können erhebliche Ströme der Spiegelfrequenz in dem Teilkreis auftreten, die zur Störung anderer Teile des Empfängers führen können. Ferner besteht ein Nachteil der bekannten Schaltung darin, daß die Spannung der Empfangsfrequenz gegenüber dem möglichen erreichbaren Höchstwert stark vermindert ist, so daß zur Aufhebung dieser Wirkung eine größere Verstärkung durch Hinzunahme einer oder mehrerer Verstärkerröhren erforderlich ist.It has also become known to bridge the secondary circuit of a high-frequency transformer in superimposition receivers to suppress the image frequency within a tuning range by connecting a self-induction and a variable capacitance in series, with the self-induction possibly being connected in parallel with another fixed capacitance. Here, by means of the variable capacitor, the entire oscillating circuit consisting of the coupling self-induction and the series connection of the additional impedances mentioned should be matched to the reception frequency. The received energy is supplied by inductive transmission with the aid of the coupling coil, while the output voltage is applied. , len ends of the aforementioned series circuit S is removed. This series is intended to · the vote -of total circle j to the receive frequency by the 'variable capacitor to the image frequency to be matched. This is intended to ensure that the series circuit for the image frequency has the value of a relatively small ohmic resistance due to the series resonance effect and thereby more or less short-circuits this frequency. First of all, this circuit has the shortcoming that it can only ever be used to suppress image frequencies which have a higher frequency than the receiving frequency. The known circuit cannot be used for the heterodyne receivers that are increasingly being used today, in which the oscillator frequency is below the receiving frequency at least in one receiving frequency range The known circuit also has the disadvantage that the voltage of the receiving frequency is greatly reduced compared to the possible maximum value that can be achieved, so that a greater amplification is used to cancel this effect The addition of one or more amplifier tubes is required.

Die Erfindung bezieht sich ebenfalls auf Schaltungen, bei denen durch ein einziges Abstimmelement eine Abstimmung auf optimale Übertragung einer gewünschten Frequenz und auf selektive Unterdrückung einer unerwünschten Frequenz erfolgt, und besteht darin, daß von zwei in Reihe wirksamen Kopplungsimpedanzen die erste im kapazitiven oder induktiven Zweige eines geschlossenen Schwingungskreises enthalten ist und zusammen mit der Kapazität und der Induktivität des Schwingungskreises eine Abstimmung auf die gewünschte Frequenz ergibt, daß vorzugsweise die genannte erste Kopplungsimpedanz durch die Zusammenschaltung verschiedenartig von der Frequenz abhängiger Impedanzen gebildet wird, während die zweite Kopplungsimpedanz, z. B. eine Selbst- oder Gegeninduktivität, innerhalb des Arbeitsfrequenzbereiches keine wesentlichen Resonanzeigenschaften aufweist, und daß die Kopplungsimpedanzen derartig bemessen sind, daß die von jeder Koplungsimpedanz für sich allein übertragenen Spannungen der unerwünschten Frequenz im wesentlichen gleich groß, jedoch innerhalb des Ausgangskreises entgegengesetzt gerichtet sind.The invention also relates to circuits in which a single tuning element tuning for optimal transmission of a desired frequency and selective suppression of an undesired one Frequency takes place, and consists in that of two effective in series Coupling impedances the first in the capacitive or inductive branches of a closed one Oscillating circuit is included and together with the capacitance and inductance of the resonant circuit tuning to the desired frequency results that preferably said first coupling impedance in various ways due to the interconnection is formed by the frequency-dependent impedances, while the second coupling impedance, z. B. a self or mutual inductance, within the working frequency range has no significant resonance properties, and that the coupling impedances are dimensioned such that the voltages transmitted by each coupling impedance alone of the undesired Frequency essentially the same, but opposite within the output circuit are directed.

Es handelt sich demnach bei der Erfindung um eine Vervollkommnung der bekannten Schaltungen durch den Ersatz des Kurzschlußprinzips mittels eines Reihenresonanzkreises durch das Kompensationsprinzip und seine Anpassung an die besonderen Be-The invention is therefore a perfection of the known Circuits by replacing the short circuit principle by means of a series resonance circuit through the compensation principle and its adaptation to the special needs

dürfnisse der Unterdrückung einer parallel laufenden Frequenz.the suppression of a frequency running in parallel.

Die Erfindung wird an Hand der Zeichnungen noch näher erläutert.The invention is explained in more detail with reference to the drawings.

Fig. ι ist eine schematische Zeichnung einer Anordnung der beiden Übertragungsmittel. Fig. Ι is a schematic drawing of an arrangement of the two transmission means.

Fig. 2 gibt eine andere Anordnung der beiden Übertragungsmittel.Fig. 2 gives another arrangement of the two transmission means.

ίο Fig. 3 zeigt eine Kurve, die die selektive Wirkung der Kreise entsprechend Fig. ι und 2 darstellt.ίο Fig. 3 shows a curve that the selective The effect of the circles according to FIGS. 1 and 2 represents.

Fig. 4 zeigt einen Antenneneingangskreis nach dem Prinzip der Fig. i.
'5 Fig. S zeigt eine Abänderung der Schaltung der Fig. 4.FIG. 4 shows an antenna input circuit based on the principle of FIG.
5 Fig. 5 shows a modification of the circuit of FIG.

Fig. 6 ist das Schaltschema einer zweiten Abänderung der Schaltung nach Fig. 4.
Fig. 7 und 7 a zeigen eine Anzahl von Kuryen, die die selektive Wirkung der Schaltung nach Fig. 6 darstellen.FIG. 6 is the circuit diagram of a second modification of the circuit according to FIG. 4.
FIGS. 7 and 7 a show a number of Kuryen which represent the selective action of the circuit according to FIG.

In Fig. ι ist ein Erregerkreis 7 gezeigt, der eine Wechselstromquelle 10 und die beiden Impedanzen Z₁ und Z₂ enthält. Es ist außerdem ein Arbeitskreis 8 gezeigt, der aus dem Gitterkathodenkreis der Vakuumröhre 15 gebildet wird. Mit diesem ist der Erregerkreis durch zwei Übertragungsmittel gekoppelt. Das erste Übertragungsmittel enthält den Kreis 9, der aus der Impedanz Z₁, der Selbstinduktion L und dem Kondensator C zusammengesetzt ist. Das zweite Übertragungsmittel enthält die Impedanz Z₂.In Fig. Ι an excitation circuit 7 is shown which contains an alternating current source 10 and the two impedances Z ₁ and Z ₂ . A working circuit 8 is also shown, which is formed from the grid cathode circuit of the vacuum tube 15. The excitation circuit is coupled to this by two transmission means. The first transmission means contains the circuit 9, which is composed of the impedance Z ₁ , the self-induction L and the capacitor C. The second transmission medium contains the impedance Z ₂ .

Das erste Übertragungsmittel ist in schar- ^s fer Resonanz mit derjenigen Frequenz, die die Zeichenfrequenz genannt werden wird, oder mit einer benachbarten Frequenz. Diese scharfe Resonanz wird tatsächlich dadurch aufrechterhalten, daß man Z₁ genügend klein oder die Impedanz von 10 genügend groß macht, so daß der Erregerkreis keinen wirksamen Einfluß auf die Resonanz des ersten Übertragungsmittels 9 hat. Für denselben Zweck wird die Impedanz der Einrichtung 15 ausreichend groß gemacht. Der Strom I von der Quelle 10 fließt durch Z₁, ruft einen Kreisstrom in dem ersten Übertragungsmittel 9 hervor und erzeugt dadurch eine Spannung E₁ am Kondensator C. The first transmission medium is in sharp resonance with what will be called the symbol frequency or with an adjacent frequency. This sharp resonance is actually maintained by making Z ₁ sufficiently small or the impedance of 10 sufficiently large so that the excitation circuit has no effective influence on the resonance of the first transmission means 9. For the same purpose, the impedance of the device 15 is made sufficiently large. The current I from the source 10 flows through Z ₁ , causes a circulating current in the first transmission means 9 and thereby generates a voltage E ₁ on the capacitor C.

Das zweite Übertragungsmittel ist nicht in scharfer Resonanz mit irgendeiner Arbeitsfrequenz und kann aperiodisch sein. Der Strom /, der durch die Impedanz Z₂ fließt, erzeugt eine Spannung E₂ an dieser Impedanz.The second transmission medium is not in sharp resonance with any operating frequency and can be aperiodic. The current / flowing through the impedance Z ₂ generates a voltage E ₂ at this impedance.

Auf die beiden Übertragungsmittel wird gemeinsam als auf ein Kopplungssystem Bezug genommen, dessen Eingangskreisklemmen 12 und 13, dessen Ausgangsklemmen 14 und 13 sind. Es ist nicht nötig, daß dieses Kopplungssystem einen gemeinsamen Anschlußpunkt für seinen Eingangs- und Ausgangskreis hat, obgleich 13 nach der Zeichnung in P'ig. ι des Systems beiden gemeinsam ist.The two transmission means are referred to jointly as a coupling system taken, its input circuit terminals 12 and 13, its output terminals 14 and 13 are. It is not necessary for this coupling system to have a common connection point for its input and output circuit, although 13 according to the drawing in P'ig. ι of the system is common to both.

Die oben beschriebene Übertragungsanordnung kann umgekehrt werden, wobei einige Vorteile des in Fig. 1 gezeigten Systems beibehalten werden; d.h. 14 und 13 können als Eingangsanschlußpunkte und 12 und 13 als Ausgangsanschlußpunkte verwendet werden.The transmission arrangement described above can be reversed while retaining some of the advantages of the system shown in Figure 1; ie 14 and 13 can be used as input terminals and 12 and 13 as output terminals.

Die Übertragung des ersten Mittels 9 wird durch das Verhältnis EJI und das des zweiten Mittels durch das Verhältnis E₂JI, welch letzteres gleich Z₂ ist, bezeichnet. Die kombinierte resultierende Übertragung wird durch E₀JI bezeichnet, in dem die Ausgangsspan-, nung .E₀ die Vektorsumme von E₁ und E₂ ist.The transmission of the first means 9 is denoted by the ratio EJI and that of the second means by the ratio E ₂ JI, the latter being equal to Z ₂ . The combined resulting transmission is denoted by E ₀ JI , in which the output voltage, E _{0 is} the vector sum of E ₁ and E ₂ .

Fig. 2 ist gleich Fig. 1 mit der Ausnahme, daß L und C ausgewechselt sind. Die Wirkung dieses Wechsels wird weiter unten erklärt werden. In Fig. 2 sind gleiche Teile mit denselben Bezeichnungen versehen.Fig. 2 is the same as Fig. 1 except that L and C are interchanged. The effect of this change will be explained below. In Fig. 2, the same parts are given the same designations.

Die Arbeitscharakteristiken von Fig. 1 werden nun bei Betrachtung von Fig. 3 beschrieben. Es wird angenommen, daß zwei Frequenzen von der Quelle 10 ausgehen. Eine ist die gewünschte Zeichenfrequenz F_s und die andere ist die unerwünschte interferierende Frequenz Fi, welche etwas höher oder etwas niedriger als F_s ist. Das erste Übertragungs- g₀ verhältnis E₁JI ist in Fig. 3 durch die Kurve E₁ dargestellt. Diese Kurve zeigt ein scharfes Maximum bei F_s, der Resonanzfrequenz des ersten Übertragungsmittels 9. Das zweite Übertragungsverhältnis E₂/1 w^rird durch die Kurve E₂ dargestellt, die keine Resonanzstelle innerhalb des Arbeitsfrequenzbereiches hat.The operating characteristics of FIG. 1 will now be described with reference to FIG. 3. It is assumed that the source 10 emits two frequencies. One is the desired symbol frequency F _s and the other is the undesirable interfering frequency Fi which is slightly higher or slightly lower than F _s . The first transmission g ₀ ratio E ₁ JI is shown in FIG. 3 by curve E ₁ . This curve shows a sharp maximum at F _s, the resonance frequency of the first transmission means 9. The second transmission ratio E _2/1 T ^r ird represented by the curve E _2, which has no point of resonance within the operating frequency range.

Es wird nun auf die Phasenbeziehungen von Ii₁ und E₂ eingegangen. Bei F_s ist der zirkulierende Resonanzstrom im Kreis 9 in Phase mit der Spannung an Z₁, welche Z₁-/ beträgt, und die Spannung E₁ am Kondensator C bleibt deshalb um 90° hinter der Spannung Z₁ · / zurück. Bei Frequenzen, die niedriger sind als F_s, eilt der zirkulierende Strom in Kreis 9 um nahezu 90⁰ vor der Spannung Z₁ · / voraus, und E₁ ist nahezu in Phase mit der Spannung, die sich aus dem Produkt Z₁ · / ergibt. Bei Frequenzen höher no als F_s bleibt der zirkulierende Strom um nahezu 90⁰ hinter Z₁ · / zurück, und E₁ bleibt um nahezu i8o° hinter Z₁ · / zurück. Die Spannung E₂ ist immer gleich Z₂-/.The phase relationships of Ii ₁ and E ₂ will now be discussed. At F _s , the circulating resonance current in circuit 9 is in phase with the voltage at Z ₁ , which is Z ₁ - /, and the voltage E ₁ on capacitor C therefore remains 90 ° behind the voltage Z ₁ · /. At frequencies that are lower than F _s, approaches the circulating current in circuit 9 by almost 90 ⁰ before the voltage Z ₁ · / advance, and E ₁ is nearly in phase with the voltage from the product Z ₁ · / results. At frequencies higher than no F _s is the circulating current by almost 90 ⁰ ₁ · Z behind / back, and E ₁ remains nearly i8o ° behind Z ₁ · / back. The voltage E ₂ is always equal to Z ₂ - /.

Wenn Z₁ und Z₂ wie in Fig. 1 den gleichen Charakter haben, unterscheiden sich die Spannungen!^ und E₂ in der Phase bei F_s um 90⁰, und deshalb ist ihre Vektorsumme, dargestellt durch die Ktirve E₀ in Fig. 3, in dem Punkte F_s größer als E₁. Bei höheren Fre- 1 -to quenzen als F_s sind zu gleicher Zeit die Span- . nungen E₁ und E₂ in entgegengesetzter Phase.If Z ₁ and Z ₂ have the same character as in Fig. 1, the voltages! ^ And E ₂ differ in phase at F _s by 90 ⁰ , and therefore their vector sum, represented by the curve E ₀ in Fig. 3, at which point F _{s is} greater than E ₁ . At higher fre- quencies 1 -to than F _s are at the same time the span. voltages E ₁ and E ₂ in opposite phase.

Bei irgendeiner Frequenz F₁ in Fig. 3 sind E₁ und £» gleich groß und entgegengesetzt mit dem Ergebnis, daß E₁₁(I gleich Null ist, wie an der Kurve E₀ in Fig. 3 zu sehen ist. Wenn man den Wert von Z₂, aber nicht seinen Charakter ändert, verschiebt sich der Schnittpunkt der Kurven E₁ und JS₂, so daß irgendein Wert von F₁-, der höher als F_s ist, durch geeignete Wahl von Z₂ unterdrückt werden kann. Eine Zunahme des Wertes von Z₂ bringt den Schnittpunkt näher an F_s. Andererseits verschiebt eine Zunahme des Wertes von Z₁ den Schnittpunkt von F_s fort.At any frequency F ₁ in Fig. 3, E ₁ and £ »are equal and opposite, with the result that E ₁₁ (I is equal to zero, as can be seen on curve E ₀ in Fig. 3. If one considers the value of Z ₂ , but does not change its character, the intersection of curves E ₁ and JS ₂ shifts, so that any value of F ₁ - which is higher than F _s can be suppressed by a suitable choice of Z _{2. An increase} of the value of Z ₂ brings the point of intersection closer to F _s . On the other hand, increasing the value of Z ₁ shifts the point of intersection of F _s .

Wenn Z₁ und Z₂ aus Fig. 1 zu Reaktanzen entgegengesetzter Art gemacht werden, kehren sich die Kurven von Fig. 3 um, und der Schnittpunkt von E₁ und JS₂ wird bei einer Frequenz, die niedriger ist als F_s, eintreten.If Z ₁ and Z ₂ of FIG. 1 are made reactances of the opposite nature, the curves of FIG. 3 are reversed and the intersection of E ₁ and JS ₂ will occur at a frequency lower than F _s .

Eine Auswechslung von L und C, wie in Fig. 2 gezeigt, kehrt die Polarität von E₂ um, ohne ihren Wert der Größe nach zu ändern. Wenn man Z₁ und Z₂ in Fig. 2 den gleichen Charakter gibt, fällt der Schnittpunkt der Kurven E₁ und E₂ unterhalb von F_s; macht man Z₁ und Z₂ zu Reaktanzen entgegengesetzter Art, so verschiebt sich der Schnittpunkt zu Frequenzen, die höher sind als F_s. Auf diese Weise hat die Auswechslung von L und C dieselbe Wirkung wie die Veränderung der Beziehungen zwischen Z₁ und Z₂; wenn man beide Wechsel zu gleicher Zeit vornimmt, ergibt sich keine wesentliche Wirkung auf die Arbeitsweise des Kopplungssystems. Da irgendeine Frequenz F_{ sowohl in Fig. 1 als auch in Fig. 2 durch geeignete Wahl von Z₁ und Z₂ unterdrückt werden kann, besteht kein wesentlicher Unterschied zwischen diesen beiden Anordnungen. Wenn C ein veränderlicher abstimmbarer Kondensator ist, ist es wünschenswert, den Rahmen und die beweglichen Teile zu erden. In diesem Fall kann die Anschlußklemme 11 des Kondensators C in Fig. ι oder die Anschlußklemme 12 des Kondensators C in Fig. 2 geerdet werden. Auch können die Impedanzen Z₁ und Z₂ irgendeinen Charakter haben, z. B. gegenseitige Induktanzen, wodurch ein Kopplungskreis entsteht, der keinen gemeinsamen Anschlußpunkt 13 hat, der zu gleicher Zeit Eingangs- und Ausgangsanschlußpunkt ist.Substituting L and C as shown in Figure 2 reverses the polarity of E ₂ without changing its magnitude. If Z ₁ and Z _{2 are given} the same character in FIG. 2, the intersection of curves E ₁ and E ₂ falls below F _s ; If one makes Z ₁ and Z ₂ reactances of the opposite kind, the point of intersection shifts to frequencies which are higher than F _s . In this way, changing L and C has the same effect as changing the relationship between Z ₁ and Z ₂ ; if both changes are made at the same time, there is no significant effect on the operation of the coupling system. Since any frequency F _{in both FIG. 1 and FIG. 2 _{can be suppressed by suitable choice of Z 1} and Z ₂ , there is no essential difference between these two arrangements. When C is a variable tunable capacitor it is desirable to ground the frame and moving parts. In this case, the terminal 11 of the capacitor C in Fig. Ι or the terminal 12 of the capacitor C in Fig. 2 can be grounded. The impedances Z ₁ and Z _{2 can also have} any character, e.g. B. mutual inductances, whereby a coupling circuit is formed which has no common connection point 13, which is input and output connection point at the same time.

Wenn Kopplungssysteme, wie die in Fig. 1 und 2 gezeigten, zwischen Antenne und Mischröhre eines Überlagerungsempfängers geschaltet werden, ist F_s die Zeichen frequenz und F{ die Spiegelfrequenz, die sich um das doppelte der Zwischenfrequenz unterscheiden. Es ist im allgemeinen gebräuchlicher, i⁷,· höher als F_s zu machen, wie es in Fig 3 gezeigt ist. Die Überlagerungsfrequenz F₀ liegt mitten zwischen F_s und F₁-, wie es in Fig. 3 angedeutet wird.When coupling systems such as those shown in FIGS. 1 and 2 are connected between the antenna and the mixer tube of a heterodyne receiver, F _{s is} the symbol frequency and F {is the image frequency, which differ by twice the intermediate frequency. It is generally more common to make i ⁷ · higher than F _s , as shown in FIG. The superposition frequency F ₀ lies in the middle between F _s and F ₁ -, as is indicated in FIG. 3.

Die Fig. 4 stellt eine Schaltung dar, die die Anwendung der Grundgedanken aus Fig. 1 auf ein System zeigt, das zur Kopplung der Antenne an die erste Röhre eines Überlagerungsempfängers dient. Das Kopplungssystem wird auf die Zeichenfrequenz F_s abgestimmt und ist sehr selektiv gegenüber Spiegelfrequenzstörungen, wie später erklärt werden wird.Figure 4 is a circuit showing the application of the principles of Figure 1 to a system used to couple the antenna to the first tube of a heterodyne receiver. The coupling system is tuned to the symbol frequency F _s and is very selective with regard to image frequency interference, as will be explained later.

In dieser Zeichnung ist die Antenne 16 mit dem Kontakt eines Lautstärkeregelpotentiometers 18 verbunden, zu dessen einem Teil der Kondensator 17 im Nebenschluß liegt; dessen Kapazität gleich der Kapazität der verwendeten Antenne ist. Bei dieser Anordnung beeinflußt die Veränderung des Potentiometerabgriffs die Abstimmung des Kopplungssystems als Ganzes nicht wesentlich. Der Antennenstrom teilt sich im Potentiometer 18, wobei ein Teil direkt zur Erde fließt. Der andere Teil fließt durch die Spule 19 und über den Kondensator C₁. Das erste Übertragungsmittel ist der Kreis 9, der sich in diesem Fall aus C₁, L, C zusammensetzt, von denen C₁ dem Z₁ in Fig. 1 entspricht. Der Kreis 9 wird auf Resonanz mit der Zeichenfrequenz F_s durch Veränderung des Kondensators C abgestimmt und ist mit dem Gitter der Röhre 15 verbunden. Die Spule 19 des Kreises 7 ist mit der Spule 20 in der Kathodenzuführung der Röhre 15 gekoppelt. Die gegenseitige Induktanz M₂ zwischen den Spulen 19 und 20 entspricht Z₂ in Fig. 1 und umfaßt das zweite Übertragungsmittel.In this drawing, the antenna 16 is connected to the contact of a volume control potentiometer 18, to part of which the capacitor 17 is shunted; whose capacity is equal to the capacity of the antenna used. With this arrangement, changing the potentiometer tap does not significantly affect the tuning of the coupling system as a whole. The antenna current is divided in the potentiometer 18, part of which flows directly to earth. The other part flows through the coil 19 and via the capacitor C ₁ . The first transmission medium is the circle 9, which in this case is composed of C ₁ , L, C , of which C ₁ corresponds to Z ₁ in FIG. 1. The circuit 9 is tuned to resonance with the symbol frequency F _s by changing the capacitor C and is connected to the grid of the tube 15. The coil 19 of the circuit 7 is coupled to the coil 20 in the cathode feed of the tube 15. The mutual inductance M ₂ between the coils 19 and 20 corresponds to Z ₂ in FIG. 1 and comprises the second transmission means.

Obgleich viele geeignete Schaltelemente zum Aufbau einer Schaltung gemäß Fig. 4 benutzt werden können, haben sich die folgenden als befriedigend herausgestellt:Although many suitable switching elements are used to construct a circuit as shown in FIG the following have been found to be satisfactory:

Die Antenne 16 und der Kondensator 17 können eine Kapazität von ungefähr je 200 /t^iF, das Potentiometer einen Widerstand von ungefähr 10 000 Ohm, die Spule L eine Induktanz von ungefähr 260 «Hy, der Kondensator C eine Kapazität von 350 μμΈ maximal und der Kondensator C₁ eine Kapazität von ungefähr 3500 μμΈ haben. Die gegenseitige Induktion der Spulen 19 und 20 kann ungefähr 4 ////Hy groß sein.The antenna 16 and the capacitor 17 can each have a capacity of approximately 200 / t ^ iF, the potentiometer a resistance of approximately 10,000 ohms, the coil L an inductance of approximately 260 «Hy, the capacitor C a capacity of 350 μμΈ maximum and the capacitor C _{1 have} a capacity of approximately 3500 μμΈ . The mutual induction of the coils 19 and 20 can be about 4 //// Hy.

Die Schaltung von Fig. 4 mit den oben angegebenen Werten ist dazu bestimmt, eine Frequenz von 550 bis 1500 kHz zu empfangen und mit einem auf 260 kHz abgestimmten Zwischenfrequenzverstärker zusammenzuarbeiten. Die zu unterdrückende Frequenz sollte immer um eine konstante Differenz (520 kHz) über der Resonanzfrequenz des abgestimmten Kreises liegen. Dann wird, wenn auf die Frequenz F_s abgestimmt ist, die Spiegelfrequenz F₁- automatisch unterdrückt. Wenn der Kondensator C auf niedere Frequenzen abgestimmt wird, spricht der abge-The circuit of FIG. 4 with the values given above is intended to receive a frequency of 550 to 1500 kHz and to work together with an intermediate frequency amplifier tuned to 260 kHz. The frequency to be suppressed should always be a constant difference (520 kHz) above the resonance frequency of the tuned circuit. Then, when the frequency F _{s is} matched, the image _{frequency F 1} - is automatically suppressed. If the capacitor C is tuned to lower frequencies, the denied

stimmte Kreis weniger auf die Spiegelfrequenzen an, da der konstante Abstand ein wesentlich größeres Verhältnis bei der niedrigeren Empfangsfrequenz bedingt. Um das geringere Ansprechvermögen auf Spiegelfrequenzen des abgestimmten Kreises zu kompensieren, ist das Verhältnis der Impedanz von C₁ zur Impedanz von M₂, bei niedrigen Frequenzen sehr viel größer. So wird die ίο Spiegelfrequenzspannung bei E₁ und E₂ fast völlig ausgeglichen, unabhängig von der Frequenz des zu empfangenden Zeichens.Kreis agreed less to the image frequencies, since the constant distance results in a much larger ratio at the lower reception frequency. To compensate for the lower response to image frequencies of the tuned circuit, the ratio of the impedance of C ₁ to the impedance of M ₂ is much greater at low frequencies. The image frequency voltage at E ₁ and E _{2 is} almost completely balanced, regardless of the frequency of the character to be received.

Das Übertragungsverhältnis E₁II nimmt proportional mit der Spiegelfrequenz zu, da die Abnahme der Impedanz von C₁ durch die Zunahme des Ansprechvermögens des abgestimmten Kreises 9 auf die Spiegelfrequenz mehr als ausgeglichen wird. Die Beziehung EJI nimmt in gleicher Weise zu, da sie zo der induktiven Reaktanz der gegenseitigen Induktanz M_s gleich ist. Die Gleichheit der Spannungen .E₁ und E₂ wird durch die Auswahl der richtigen Werte der gegenseitigen Induktion Af₂ und die Phasenopposition durch die Verwendung der richtigen Polarität von M₂ gewährleistet. Vergleicht man Fig. 1 mit Fig. 4, so ist Z₁ die negative Reaktanz von C₁, die sich entgegengesetzt mit der Frequenz ändert, während Z₂ die negative Reaktanz der negativen gegenseitigen. Induktanz M₂ ist, die sich direkt mit der Frequenz ändert. Das Verhältnis von Z₂ zu Z₁ ändert sich mit dem Quadrat der Spiegelfrequenz.The transmission ratio E ₁ II increases proportionally with the image frequency, since the decrease in the impedance of C ₁ is more than compensated for by the increase in the response of the tuned circuit 9 to the image frequency. The relationship EJI increases in the same way since it is equal to the inductive reactance of the mutual inductance M _s . The equality of the voltages .E ₁ and E ₂ is ensured by the selection of the correct values of the mutual induction Af ₂ and the phase opposition by the use of the correct polarity of M ₂ . Comparing Fig. 1 with Fig. 4, Z _{1 is} the negative reactance of C ₁ , which changes inversely with frequency, while Z _{2 is} the negative reactance of the negative mutual reactance. Is inductance M ₂ which changes directly with frequency. The ratio of Z ₂ to Z ₁ changes with the square of the image frequency.

Wenn F₁ um eine kleinere konstante Diffe-If F ₁ is a smaller constant difference

renzi?_s übersteigt, sollte sich das Verhältnis von Z₂ zu Z₁ weniger schnell als mit dem Quadrat der Spiegelfrequenz andern, aberrenzi? _s , the ratio of Z ₂ to Z _{1 should change} less quickly than with the square of the image frequency, but

schneller als mit der ersten Potenz. Das wird durch die Verwendung der Verbesserungen erreicht, die in Fig. 5 und 6 enthalten sind und nun beschrieben werden.faster than with the first potency. That is by using the improvements which are included in Figures 5 and 6 and will now be described.

Die Fig. 5 zeigt eine verbesserte Anwendung der Grundgedanken aus Fig. 1 auf ein System, das zur Ankopplung einer Empfangsantenne an die erste Röhre eines Überlagerungsempfängers dient. In dieser Zeichnung sind gleiche Teile mit denselben Bezeichnungen versehen. Die Schaltung von Fig. 5 unterscheidet sich von der in Fig. 4 durch folgende Gesichtspunkte: 1. ist die Reihenfolge von E₁ und E₂ in Serie zwischen Gitter und Kathode der Röhre 15 umgewechselt, um eine Erdung der Kathode, des Rahmens und des beweglichen Teils (Rotors) des Abstimmkondensators C zu ermöglichen; 2. IStZ₁ aus Fig. 1 in Fig. 5 durch die gegenseitige Induktanz M₁ unter Hinzufügung von C₁ ersetzt; 3. hat der Antennenkreis 7 von Fig. S eine breite Resonanz innerhalb des abstimmbaren Frequenzbereiches, was zu einer größeren Spannungsverstärkung von der Antenne zum Gitter der Röhre 15 und etwas besserer Spiegelfrequenzunterdrückung führt. In Fig. 5 ist wie in Fig. 4 Z₂ ersetzt durch die gegenseitige Induktion M₂. In Fig. 5 ist die Antenne mit dem einen Ende des Lautstärkeregelwiderstandes 21 verbunden, dessen veränderlicher Kontakt geerdet ist. Der Antennenstrom teilt sich, ein Teil fließt durch 21, der andere Teil durch die Spulen 22 und 24 und über den Kondensator C₁. Das erste Übertragungsmittel ist 9', das sich aus der Selbstinduktion L, dem veränderlichen Kondensator C, dem festen Kondensator C₁ und der gegenseitigen Induktion zwischen den Spulen 24 und L zusammensetzt. Der Kreis 9' wird auf Resonanz mit der Zeichenfrequenz F_s durch die Veränderung der Kapazität des Kondensators C abgestimmt. Die Impedanz Z₁ aus Fig. 1 ist durch die gegenseitige Induktion M₁ und die Kapazität des Kondensators C₁ ersetzt. Die Impedanz Z₂ aus Fig. 1 ist durch die gegenseitige Induktion M₂ zwischen den Spulen 22 und 23 ersetzt, von denen die letztere in Reihe mit dem Kondensator C zwischen Gitter und Kathode der Röhre 15 liegt.FIG. 5 shows an improved application of the basic ideas from FIG. 1 to a system which is used to couple a receiving antenna to the first tube of a heterodyne receiver. In this drawing, the same parts are given the same designations. The circuit of FIG. 5 differs from that in FIG. 4 in the following aspects: 1. The sequence of E ₁ and E _{2 is switched} in series between the grid and cathode of the tube 15 in order to earth the cathode, the frame and the to enable the moving part (rotor) of the tuning capacitor C; 2. IStZ ₁ from FIG. 1 replaced in FIG. 5 by the mutual inductance M ₁ with the addition of C ₁ ; 3. The antenna circuit 7 of FIG. 5 has a broad resonance within the tunable frequency range, which leads to a greater voltage gain from the antenna to the grating of the tube 15 and somewhat better image frequency rejection. In FIG. 5, as in FIG. 4, Z _{2 is} replaced by the mutual induction M ₂ . In Fig. 5, the antenna is connected to one end of the volume control resistor 21, the variable contact of which is grounded. The antenna current divides, one part flows through 21, the other part through the coils 22 and 24 and via the capacitor C ₁ . The first transmission medium is 9 ', which is composed of the self-induction L, the variable capacitor C, the fixed capacitor C ₁ and the mutual induction between the coils 24 and L. The circle 9 'is tuned to resonance with the symbol frequency F _s by changing the capacitance of the capacitor C. The impedance Z ₁ from FIG. 1 is replaced by the mutual induction M ₁ and the capacitance of the capacitor C ₁ . The impedance Z ₂ from FIG. 1 is replaced by the mutual induction M ₂ between the coils 22 and 23, the latter of which is in series with the capacitor C between the grid and the cathode of the tube 15.

Alle verschiedenen Teile des Kreises aus Fig. 5 können sehr verschiedene Charakteristiken haben. Die folgenden Werte haben sich als befriedigend herausgestellt; wenn sie go in der gezeigten Schaltung verwendet werden, veranlassen sie, daß diese in Übereinstimmung mit vorliegender Erfindung arbeitet: Die Antenne 16 hat eine Kapazität von ungefähr 200 μμ¥, der Widerstand 21 hat einen Wert von ungefähr 2000 Ohm, die Spulen 22 ' und 23 haben eine Induktanz von ungefähr je 110 /tHy; die Induktanz von L ist ungefähr 260 ^tHy groß, die Maximalkapazität von C beträgt ungefähr 350 μμΈ, ioo und C₁ hat eine Kapazität von ungefähr 3500 μμΈ. Die Spule 24 sollte vorzugsweise eine sehr kleine Induktanz haben, und die gegenseitige Kupplung M₁ sollte sehr viel kleiner sein als M₂, wie hierin später ausführlicher erklärt werden wird.All of the different parts of the circle of Figure 5 can have very different characteristics. The following values have been found to be satisfactory; when they go are used in the circuit shown, they cause it to operate in accordance with the present invention: the antenna 16 has a capacitance of approximately 200 μμ ¥, the resistor 21 has a value of approximately 2000 ohms, the coils 22 'and 23 have an inductance of approximately 110 / tHy each; the inductance of L is about 260 ^ tHy, the maximum capacity of C is about 350 μμΈ, ioo and C ₁ has a capacity of about 3500 μμΈ. The coil 24 should preferably have a very small inductance and the mutual coupling M ₁ should be very much smaller than M ₂ , as will be explained in more detail hereinafter.

Die Schaltung aus Fig. 5 mit den obigen Werten ist der von Fig. 4 sehr ähnlich, nur ist beabsichtigt, daß sie mit einem auf .175 kHz abgestimmten Zwischenfrequenzverstärker zu- xia sammen arbeitet. Deshalb ist die Spiegelfrequenz F₁ 350 kHz höher als die Zeichenfrequenz jF_s und hat einen Bereich von 900 bis 1850 kHz.The circuit from FIG. 5 with the above values is very similar to that of FIG. 4, the only difference being that it works together with an intermediate frequency amplifier tuned to .175 kHz. Therefore, the image frequency F ₁ 350 kHz is higher than the symbol frequency jF _s and has a range from 900 to 1850 kHz.

Der Antennenkreis, der einige Verbesserungen in der Spiegelfrequenzunterdrückung ohne Berücksichtigung der Kompensation der Spannungen JE₁ und E₂ bewirkt, und die Antenne 16, die Spulen 22 und 24 und in Serie den Kondensator C₁. enthält, ist in Resonanz mit einer Frequenz dicht bei 1000 kHz, die also ungefähr in der Mitte des Abstimm-The antenna circuit, which brings about some improvements in the image frequency suppression without taking into account the compensation of the voltages JE ₁ and E ₂ , and the antenna 16, the coils 22 and 24 and in series the capacitor C ₁ . contains, is in resonance with a frequency close to 1000 kHz, which is roughly in the middle of the tuning

bereiches liegt. Der maximale Wert des Widerstandes 21 ist groß genug, eine empfindliche Resonanz im Anteimenprimärkreis zu gestatten, aber ist klein genug, eine scharfe Resonanz zu verhindern; die Antennenresonanz hat nur eine vernachlässigbare Wirkung auf die Abstimmung des Kopplungssystems als Ganzes. Wie bereits erwähnt, ist die dem Kreis 9' anhaftende Selektivität gegenüber Spiegelfrequenzströmen bei höheren Frequenzen geringer. Die breite Resonanzkurve des Antennenkreises gibt dann eine zusätzliche Selektivitätserhöhung· gegenüber der Spiegelfrequenz, wenn F_s im mittleren oder höheren Teil des Abstimmbereiches liegt. Daraus ergibt sich, daß der gesamten anhaftenden Selektivität gegenüber der Spiegelfrequenz ein höherer Mittelwert gegeben ist und daß sie gleichförmig über den ganzen Bereich verläuft. Die Empfangsspannungsverstärkung von der Antenne zum Gitter ist auch besser im \^rergleich zu Fig. 4, besonders in der Mitte des Abstimmungsbereiches.area lies. The maximum value of the resistor 21 is large enough to allow a sensitive resonance in the anteimen primary circuit, but is small enough to prevent a sharp resonance; the antenna resonance has only a negligible effect on the tuning of the coupling system as a whole. As already mentioned, the selectivity inherent in the circle 9 'with respect to image frequency currents is lower at higher frequencies. The broad resonance curve of the antenna circuit then gives an additional increase in selectivity compared to the image frequency when F _{s is} in the middle or higher part of the tuning range. It follows that the overall inherent selectivity with respect to the image frequency is given a higher mean value and that it is uniform over the entire range. The receiving voltage gain of the antenna to the grid even better \ ^r OMPARISON to Fig. 4, particularly in the middle of the tuning range.

Bisher ist die der Röhre 15 anhaftende Gitter-Kathoden-Kapazität oder die Kapazität der Verbindungsleitungen vernachlässigt worden. Es wurde angenommen, daß die durch die Röhre 15 dargestellte Aufnahmeeinrichtung solche hohe Impedanz hat, daß sie keine wesentliche Wirkung auf die Abstimmung des Kreises hat. Diese Annahme ist nahezu in Fig. 4 erreicht, wo nur die direkte Kapazität zwischen dem Gitter und der Kathode zwischen die Anschlußpunkte 13' und 14' geschaltet ist und keine Kapazität gegen Erde besteht. In Fig. 5 ist diese Wirkung größer, da sie die Kapazität der Spule 23 gegen Erde und die Gitterzuführung der Röhre 15 enthält. Es ist wünschenswert, diese Eigenkapazität soweit wie möglich herabzusetzen. Dann kann die restliche Wirkung dadurch kompensiert werden, daß man das Verhältnis von Z., zu Z₁ bei höheren Frequenzen abnorm hoch macht. Dies Ergebnis wird automatisch durch die folgende Zweipunkteinrichtung erreicht.So far, the grid-cathode capacitance adhering to the tube 15 or the capacitance of the connecting lines has been neglected. It has been believed that the receptacle represented by tube 15 has such a high impedance that it has no significant effect on the tuning of the circuit. This assumption is almost reached in FIG. 4, where only the direct capacitance between the grid and the cathode is connected between the connection points 13 'and 14' and there is no capacitance to earth. In FIG. 5 this effect is greater since it contains the capacitance of the coil 23 to earth and the grid feed of the tube 15. It is desirable to reduce this self-capacitance as much as possible. The remaining effect can then be compensated for by making the ratio of Z ₁ to Z 1 abnormally high at higher frequencies. This result is achieved automatically by the following two-point device.

Eine Zweipunkteinrichtung der Fig. 5 wird durch den Kondensator C₁ und die gegenseitige Induktanz JlJ₁ in Verbindung mit dem ersten Übertragungsmittel 9' ermöglicht. Unter Zweipunkt ist zu verstehen, daß an zwei Punkten in verschiedenen Teilen des Abstimmungsbereiches die Frequenz der maximalen Unterdrückung mit der Spiegelfrequenz genau zusammenfällt. An anderen Punkten kann noch ein geringer Unterschied herrschen, so daß keine maximale Unterdrückung der Spiegelfrequenz eintritt; aber dieser Unterschied ist vernachlässigbar, wenn die Zweipunkteinrichtung angewendet wird.A two-point device of FIG. 5 is made possible by the capacitor C ₁ and the mutual inductance JlJ ₁ in connection with the first transmission means 9 '. Two-point is to be understood as meaning that the frequency of the maximum suppression coincides exactly with the image frequency at two points in different parts of the tuning range. At other points there may still be a slight difference, so that there is no maximum suppression of the image frequency; but this difference is negligible when the two-point setup is used.

Unter Bezugnahme auf Fig. 5 besteht eine solche Einrichtung aus folgendem: Erstens,Referring to Figure 5, such a device consists of the following: First,

der Kondensator C₁ wird so klein wie möglich ohne zu große Beschränkung des Abstimmbereiches des Kreises g' gemacht. Die Hauptwirkung dieses W^Tertes von C₁ besteht darin, daß die Kopplung zwischen dem Antennenkreis 7 und dem abgestimmten Kreis 9' bestimmt wird und damit auch der Grad der Spannungsverstärkung von der Antenne 16 zum Gitter der Röhre 15. Vorzugsweise wird der Wert von C₁ zehnmal so groß sein wie der maximale Wert von C, obgleich kleinere Verhältnisse oft mit Vorteil angewendet werden können. Zweitens wird das System, wenn die gegenseitige Induktanz M₁ gleich XuIl ist. auf eine Frequenz im niederen Teil des Abstimmungsbereiches abgestimmt und M, so eingestellt, daß die stärkste Unterdrückung der Spiegelfrequenzströme gewährleistet ist. Drittens wird das System auf eine Frequenz im oberen Teil des Abstimmungsbereiches abgestimmt, und der Wert und die Polarität der gegenseitigen Induktanz von JZ₁ werden so gewählt, daß sie in diesem Teil des Abstimmbereiches die stärkste Unterdrückung der Spiegelfrequenzströme geben. Wenn große Genauigkeit gefordert wird, kann die zweite und dritte Operation so lange wiederholt werden, bis keine weitere Verbesserung mehr möglich ist. Die stärkste Unterdrückung wird somit an zwei Punkten gewährleistet, dadurch nämlich, daß die höheren und niederen Frequenzen während der zweiten respektive dritten Operation abgestimmt werden. Nachdem die Zweipunkteinrichtung einreguliert ist, ist fast vollkommene Unterdrückung der Spiegelfrequenz über den ganzen Abstimmungsbereich gewährleistet. Es wurde bereits ausgeführt, daß der Charakter von Z₂ und damit die Polarität der gegenseitigen Induktanz M., bestimmt wird: 1. durch die Art der verwendeten Schaltung (Fig. 1 oder Fig. 2) und 2. durch die Festlegung der Spiegelfrequenz (ober- oder unterhalb der Zeichenfrequenz), so daß sie unterdrückt wird. Die Erfahrung zeigt, daß JZ₁ einen verhältnismäßig kleinen Wert hat, und daß der richtige Wert und die Polarität am besten durch Versuche festgestellt werden. Ein negativer Wert von JZ₁ (Gegenkopplung) ist in Fig. 5 angegeben, der die richtige Polarität zur Unterstützung der Phasenbeziehungen zwischen der gegenseitigen Kopplungskomponente und der kapazitiven Kopplungskomponente, die den Antennenkreis mit dem ersten Übertragungsmittel oder Kreis 9' koppelt, gibt. Diese Polarität und ein kleiner Wert der gegenseitigen Induktanz M₁ rufen ein Verhältnis der Impedanz 'L₁ zu der Impedanz Z₁ hervor, das sich weniger schnell als mit dem Quadrat der Frequenz ändert, aber schneller als mit der ersten Potenz, was im allgemeinen erforderlich ist.the capacitor C ₁ is made as small as possible without restricting the tuning range of the circuit g ' too much. The main effect of this W ^T ertes of C ₁ is that the coupling between the antenna circuit 7 and the tuned circuit 9 is determined ', and thus the degree of voltage gain of the antenna 16. 15 to the grid of the tube is preferably the value of C _{1 can be} ten times the maximum value of C, although smaller ratios can often be used to advantage. Second, the system becomes when the mutual inductance M ₁ equals XuIl. tuned to a frequency in the lower part of the tuning range and M, set so that the strongest suppression of the image frequency currents is guaranteed. Third, the system is tuned to a frequency in the upper part of the tuning range, and the value and polarity of the mutual inductance of JZ ₁ are chosen to give the greatest suppression of the image frequency currents in this part of the tuning range. If great accuracy is required, the second and third operations can be repeated until no further improvement is possible. The strongest suppression is thus ensured at two points, namely, that the higher and lower frequencies are matched during the second and third operation, respectively. After the two-point device has been adjusted, the image frequency is almost completely suppressed over the entire tuning range. It has already been stated that the character of Z ₂ and thus the polarity of the mutual inductance M is determined: 1. by the type of circuit used (Fig. 1 or Fig. 2) and 2. by the definition of the image frequency ( above or below the symbol frequency) so that it is suppressed. Experience shows that JZ _{1 has} a relatively small value and that the correct value and polarity are best determined by experiment. A negative value of JZ ₁ (negative feedback) is given in Fig. 5, which gives the correct polarity to support the phase relationships between the mutual coupling component and the capacitive coupling component which couples the antenna circuit to the first transmission means or circuit 9 '. This polarity and a small value of the mutual inductance M _{1 give} rise to a ratio of the impedance 'L ₁ to the impedance Z ₁ which changes less rapidly than the square of the frequency, but faster than the first power, which is generally required is.

wenn die Spiegel frequenz weniger als das Doppelte der Zeichenfrequenz beträgt. Zwei Grundsätze können bei der Wahl von M₁- in den zur Diskussion stehenden Fällen atifgestellt werden, wenn nämlich die Spiegelfrequenzen höher liegen als die Zeichenfrequenzen : i. ein geringerer Frequenzunterschied zwischen der Spiegel- und der Zeichenfrequenz erfordert einen größeren negativenif the image frequency is less than twice the symbol frequency. Two principles can be found when choosing M ₁ - in the cases under discussion, namely if the image frequencies are higher than the symbol frequencies: i. a smaller frequency difference between the image and the symbol frequency requires a larger negative

ίο Wert von M₁; 2. eine größere direkte Eigenkapazität zwischen den Anschlußpunkten 13" und 14" erfordert einen geringeren negativen Wert (oder oft einen kleinen positiven Wert) von M₁. Die zweite Regel erreicht in extremen Fällen eine Abänderung der eben festgestellten allgemeinen Erfordernisse.ίο value of M ₁ ; 2. A larger direct self-capacitance between the connection points 13 "and 14" requires a smaller negative value (or often a small positive value) of M ₁ . The second rule, in extreme cases, changes the general requirements that have just been identified.

Fig. 6 zeigt eine Anordnung, die vorzugsweise zur Erreichung der gleichen Zwecke dient wie die in Fig. 4 und 5 gezeigten Schaltungen, und die deren Vorteile in sich vereinigt. Tn dieser Zeichnung tragen die entsprechenden Teile die gleichen Bezeichnungen. Fig. 6 hat eine Zweipunkteinrichtung und hat den Antennenkreis von Fig. 5 mit der breiten Resonanz, hat aber die ungeerdete Röhrenkathode von Fig. 4, damit die direkte Kapazität zwischen den Anschlußpunkten 13"' und 14'" auf ein Minimum herabgesetzt wird. Die Schaltelemente von Fig. 6 sind die gleichen wie in Fig. 5. In Fig. 6 ist M₂ die gegenseitige Induktanz zwischen den Spulen 22 und 25, von denen die letztere Spule eine Selbstinduktion von ungefähr 10 /(Hy hat. Die Schaltung gemäß Fig. 6 soll wie Fig. 5 mit einem auf 175 kHz abgestimmten Zwischenfrequenzverstärker zusammenarbeiten, so daß die Spiegelfrequenz um 350 kHz höher liegt als die Zeichenfrequenz.FIG. 6 shows an arrangement which is preferably used to achieve the same purposes as the circuits shown in FIGS. 4 and 5, and which combines their advantages. In this drawing, the corresponding parts have the same designations. Fig. 6 has a two point arrangement and has the antenna circuit of Fig. 5 with the broad resonance, but has the ungrounded tubular cathode of Fig. 4 so that the direct capacitance between the connection points 13 "'and 14'" is reduced to a minimum. The switching elements of Fig. 6 are the same as in Fig. 5. In Fig. 6, M _{2 is} the mutual inductance between coils 22 and 25, the latter coil having a self-induction of approximately 10 / (Hy. The circuit according to FIG. 6, like FIG. 5, is intended to work together with an intermediate frequency amplifier tuned to 175 kHz, so that the image frequency is 350 kHz higher than the symbol frequency.

Versuche mit einer Schaltung gemäß Fig. 6 haben gezeigt, daß die Zweipunkteinrichtung eine fast vollständige Unterdrückung der Bildfrequenz über den ganzen Abstimmungsbereich von 550 bis 1500 kHz liefert. Diese Bedingung wird in den Kurven von Fig.-7 und 7 a graphisch gezeigt. Diese Kurven zeigen die Übertragungsverhältnisse in Abhängigkeit von der Frequenz*, wenn das System auf 600 bzw. 1000 bzw. 1400 kHz abgestimmt wird. In Fig. 6 ist / der Erregerstrom, der von der Antenne über die Spulen 22 und 24 und den Kondensator C₁ fließt und / in Fig. 1. entspricht. In Fig. 7 zeigt die Kurve Ii₁ das Verhältnis von EJI, wenn auf ein iooo-kHz-Zeichen abgestimmt w^rird. Diese Kurve zeigt die Eigenselektivität des durch den Kondensator C abgestimmten ersten Übertragungsmittels. Die Spannung E₂ am zweiten Übertragungsmittel ist nahezu nicht mehr wahrnehmbar auf der Skala von Fig. 7. Um die Spiegel frequenzunterdrückung besser zu zeigen, ist der rechte Abfall der Kurve .E₁ in Fig. 7 a in einem sehr vergrößerten Maßstab der Ordinaten, aber bei der gleichen Frequenzskala gezeigt. Es ist zu sehen, daß das Verhältnis von EJI bei der Spiegelfrequenz von 1350 kHz nur ungefähr 1% so groß ist wie bei der Zeichenfrequenz von 1000 kHz. In dieser Figur zeigt die Kurve E₂ das Verhältnis von EJ₁I₁ das die Reaktanz der gegenseitigen Induktanz M₂ ist, die in diesem besonderen Fall einen Wert von 5,2 /(Hy hat. Als Ergebnis der Zweipunkteinrichtung schneiden sich die Kurven E₁ und -E₂ bei der Spiegelfrequenz. Da E₁ und E₂ entgegengesetzte Polarität haben, ist die resultierende Spannung, wie aus der punktierten Linie ersichtlich, gleich Null. Die Kurve E₀ stellt das Verhältnis E_n// dar. In Fig. 7 und 7 a stellen die Kurven E₁ und E₁" die entsprechenden Kurven für 600 kHz und 1400 kHz dar. Durch geeignete Diniensionierung von M₂ kann der Abfall der Kurve E₂, wie in Fig. 7 a gezeigt, so gemacht werden, daß er die Kurven -E₁' und -E₁" an dem Punkt schneidet, an dem die resultierenden Kurven E₀' und E_a" gleich Null werden.Tests with a circuit according to FIG. 6 have shown that the two-point device provides almost complete suppression of the image frequency over the entire tuning range from 550 to 1500 kHz. This condition is shown graphically in the curves of Figures 7 and 7a. These curves show the transmission ratios as a function of the frequency * if the system is tuned to 600, 1000 or 1400 kHz. In FIG. 6, / is the excitation current flowing from the antenna via coils 22 and 24 and capacitor C ₁ and corresponds to / in FIG. 1. In Fig. 7, the curve ₁ shows the ratio of Ii EJI, when tuned to a iooo kHz characters w ith ^r. This curve shows the intrinsic selectivity of the first transmission means tuned by the capacitor C. The voltage E ₂ at the second transmission means is almost imperceptible on the scale of FIG. 7. In order to better show the mirror frequency suppression, the right-hand drop in curve .E ₁ in FIG. 7 a is on a very enlarged scale of the ordinates, but shown at the same frequency scale. It can be seen that the ratio of EJI at the image frequency of 1350 kHz is only about 1% as large as that at the symbol frequency of 1000 kHz. In this figure, the curve E _{2 shows} the ratio of EJ ₁ I ₁ which is the reactance of the mutual inductance M ₂ , which in this particular case has a value of 5.2 / (Hy. As a result of the two-point device, the curves E intersect ₁ and -E ₂ at the image frequency. Since E ₁ and E _{2 have} opposite polarity, the resulting voltage, as can be seen from the dotted line, is equal to zero. The curve E ₀ represents the ratio E _n //. 7 and 7 a, the curves E ₁ and E ₁ ″ represent the corresponding curves for 600 kHz and 1400 kHz. By suitably dimensioning M ₂ , the decrease in curve E ₂ , as shown in FIG. 7 a, can be made that it intersects the curves -E ₁ 'and -E ₁ "at the point at which the resulting curves E ₀ ' and E _a " become equal to zero.

Während die Beschreibung der vorliegenden Erfindung sich im besonderen auf Überlagerungsempfänger bezieht, ist es selbstverständlich, daß die darin enthaltenen Grundgedanken und charakteristischen Merkmale in gleicher Weise auf allgemeine Probleme, die sich auf abgestimmte Oszillatorkreise beziehen, angewendet werden können. Es ist weiterhin selbstverständlich, daß die darin enthaltenen charakteristischen Merkmale in aufeinanderfolgenden Abstimmkreisen, die in einem einzigen System enthalten sind, zur Erreichung größerer Selektivität angewendet werden können.While the description of the present invention relates specifically to heterodyne receivers relates, it goes without saying that the basic ideas and characteristic features contained therein are in in the same way to general problems related to tuned oscillator circuits, can be applied. It goes without saying that the included characteristic features in successive voting circles, which are contained in a single system, to achieve greater selectivity can be applied.

Claims

Patent claims:

i. Coupling circuit, in which a single tuning element Adjustment for optimal transmission of a desired frequency and selective Suppression of an undesired frequency takes place whose distance from the desired frequency is essentially is constant within the working frequency range, with two coupling effective coupling impedances in series, especially to suppress the image frequency in a superposition receiver, characterized in that the first of the two coupling impedances mentioned is contained in the capacitive or inductive branches of a closed oscillation circuit and together with the capacitance and inductance of the oscillating circuit

Tuning to the desired frequency results in that preferably said first Coupling impedance formed by the interconnection of various frequency-dependent impedances while the second coupling impedance, e.g. B. a self or mutual inductance, has no significant resonance properties within the working frequency range, and that the coupling impedances are dimensioned such that the voltages transmitted by each coupling impedance on their own unwanted frequency essentially the same, but within the output circuit are oppositely directed.

2. Coupling circuit according to claim i, characterized in that the (second) coupling impedance transmitting essentially without resonance properties is designed as a mutual inductance, the primary part (19 in Fig. 4) within the input circuit (7) in series with the closed oscillating circuit (9) is connected, while the secondary part (20) is connected within the output circuit in series with the closed oscillation circuit.

3. Coupling circuit according to claim 1, characterized in that the substantially (second) coupling impedance that transmits resonance properties is designed as a mutual inductance, whose primary part (22 in Fig. 5) within the input circuit (7) in series with a Coil (24) is connected, which is connected to the closed oscillating circuit (9 'in Fig. 5) is inductively coupled, while the secondary part (23) is within the output circuit is connected in series with the closed oscillation circuit.

4. Coupling circuit according to claim 1 and 3, characterized in that in the input circuit (7) in series with the primary part (22 in Fig. 5) of said second coupling impedance and the coil coupled to the oscillating circuit (9 ') has a capacitor (C ₁ ) is switched on, which at the same time belongs to the oscillation circuit (9 ').

5. Coupling circuit according to one of claims 1 to 4, characterized in that that the elements of the input circuit or the input circuit or antenna circuit associated switching elements are dimensioned such that this circuit has a resonance frequency within the to be transmitted Frequency range, preferably in the middle of this range, receives.

6. Coupling circuit according to claim 5, characterized in that for enlargement A preferably controllable resistor (21) is provided in the circle around the resonance width of the input circuit.

1 sheet of drawings

BERLIN. liF.DRIIf KT IN UFR