DE742439C

DE742439C -

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Publication number: DE742439C
Application number: DENDAT742439D
Authority: DE
Priority date: 1936-01-13
Also published as: GB461551A

Description

Die Erfindung betrifft eine Empfangsschaltung der drahtlosen Telefonie und Telegrafie zur Unterdrückung störender, dem zu übertiagenden amplitudenmodulierten Frequenzband benachbarter Trägerwellen. Sie bedient sich hierbei der für Stönbefreiungszwecke bereits vorgeschlagenen Differentialdemodulatoren, bei denen die Eingangs energie über z.wei getrennte Wege geführt wird, und kennzeichnet sich gegenüber den bekannten Anordnungen in der Weise, daß in einem der Wege derartiger Differen-tialdemodulatoren Mittel eingeschaltet werden, durch welche die dem Nutzfrequenzband benachbarten unerwünschten Frequenzen gegenüber dem Träger des Nutzfrequenizbandes eine im wesentlichen 90⁰ betragende Phasenverschiebung erhalten, wobei diese Mittel beispielsweise aus phasendrehenden Impedanzgliedern bestehen können.The invention relates to a receiving circuit in wireless telephony and telegraphy for suppressing disruptive carrier waves that are adjacent to the amplitude-modulated frequency band to be transmitted. It makes use of the differential demodulators already proposed for noise-free purposes, in which the input energy is routed via two separate paths, and is distinguished from the known arrangements in such a way that means are switched on in one of the paths of such differential demodulators which the usable frequency band adjacent to the undesired frequencies receive an amount forming substantially 90 ⁰ phase shift relative to the carrier of the Nutzfrequenizbandes, which means may for example consist of phase-shifting impedance elements.

Es ist bereits vongesoh lagen worden, die Speisung der Differentialdemodulatoien mit um 90⁰ phasenverschobenen Frequenzspektren in den Eingangskreisen vorzunehmen, jedoch dienen derartige Maßnahmen lediglich dazu, um eine resultierende Energie zu erhalten, deren Amplitude den Signalpotentialen, unabhängig von der Art, in der die Schwingungen moduliert werden, entspricht.It has already were vongesoh to make the supply of the Differentialdemodulatoien with 90 ^0-phase frequency spectra in the input circuits, but such measures are only used to obtain a resulting energy, the amplitude of the signal potentials, irrespective of the manner in which the vibrations are modulated, corresponds.

Es sei im folgenden dargelegt, daß die gemäß der Erfindung dem Demodulator über die beiden Eingangskreise zugeführten Störfiequenzen unter sich keine niederfrequenten Modulationsprodukte hervorrufen, sondern vollkommen aufgehoben werden:It should be explained in the following that the demodulator according to the invention via The interference frequencies fed to the two input circuits are not low-frequency among themselves Cause modulation products, but are completely canceled:

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Das ankommende, dem Demodulator über Form einer modulierten Trägerwelle sei durch einen Eingangskreis zugeführte Störsignal in folgende Gleichung wiedergegeben:The incoming, the demodulator via the form of a modulated carrier wave is through The interference signal fed to an input circuit is represented in the following equation:

E_sx = E₀₁ cos (u_s t -f- E_ai · cos (cos + ω) t -f £/,, cos E _sx = E ₀₁ cos (u _s t -f- E _ai · cos (cos + ω) t -f £ / ,, cos

ω) t, ω) t,

E_S1 den Momentanwert des Störsignals, 5O₁ die Trägerwellenamplitude, E _{S1 is} the instantaneous value of the interference signal, 5O _{1 is} the carrier wave amplitude,

E_a, die Amplitude des höheren Seitenbandes,, E _a , the amplitude of the higher sideband ,,

£/_n die Amplitude des tieferen Seätenbandes, £ / _{n is} the amplitude of the deeper seed band,

ω, die Trägerfrequenz und ω die der Trägerfrequenz auf modulierteω, the carrier frequency and ω that of the carrier frequency on modulated

Niederfrequenz
bedeutet.Low frequency
means.

Dasselbe ankommende, dem Demodulator über den anderen Eingangskreis ^ugeführte Störsignal sei durch folgende Gleichung wiedergegeben :The same incoming, fed to the demodulator via the other input circuit Interference signal is represented by the following equation:

E₆₂ = E₀₂ · cos (w_st + «■) 4- Ea 4- ω) * + α] -f- £^ cos ■ [(ω* — ω) t -)- αJ, (2) E ₆₂ = E ₀₂ · cos (w _s t + «■) 4- Ea 4- ω) * + α] -f- £ ^ cos ■ [(ω * - ω) t -) - αJ, (2)

£_i2 den Momentanwert des Störsignals, £02 die TrägerweUenamplitude,£ _i2 the instantaneous value of the interference signal, £ 02 the carrier amplitude,

E_a2 die Amplitude des höheren Seitenbandies, E _{a2 is} the amplitude of the higher sidebandie,

Eb₂ die Amplitude des tieferen Seitenbandes, Eb _{2 is} the amplitude of the lower sideband,

die Trägerfrequenz,the carrier frequency,

die der Trägerfrequenz aufmodiiliertewhich modiilierte the carrier frequency

(O(O

α den Phasenwinkel zwischen den über getrennte Eingangskreise überführten Frequenzen
bezeichnet.α is the phase angle between the frequencies transferred via separate input circuits
designated.

Vorausgesetzt, daß der Demodulator so beschaffen ist, daß eine multipHkative Mischung zwischen den über denselben Eingangskreis einlaufenden Frequenzen eintritt, erhält man die mathematischen Ausdrücke für die Demodulationsprodukte des oben angegebenen Störsignals dadurch, daß man die beiden Gleichungen (i) und (2) miteinander multipliziert.Provided that the demodulator is designed so that a multipHkative mixing occurs between the incoming frequencies via the same input circuit, one obtains the mathematical expressions for the demodulation products of the interference signal given above by taking the two equations (i) and (2) multiplied together.

Niederfrequenz,Low frequency,

Es ergeben sich dann folgende .Glieder:The following elements then result:

i. E_Oi · E₀₂ · cos m_s t · cos (oj_st 4- α) , Hochfrequenz darstellend.i. E _O i E ₀₂ cos m _s t cos (oj _s t 4- α), representing high frequency.

¹Z₂ · cos (ω/ +'α) , Niederfrequenz darstellend. ¹ Z ₂ · cos (ω / + 'α), representing low frequency.

V₂ · cos (oc — out) , Niederfrequenz darstellend. ₀₂ · '/■> · cos (α — cot) , Niederfrequenz darstellend.V ₂ · cos (oc- out), representing low frequency. ₀₂ · '/ ■> · cos (α - cot), representing low frequency.

5. E_a] · E_a%' cos (cos 4- ω) t · cos \((o_s 4- to) t 4- α], Hochfrequenz darstellend.5. E _a] · E _a % ' cos (cos 4- ω) t · cos \ ((o _s 4- to) t 4- α], representing high frequency.

6. Eai ' Eb₂' Vä * ^cos (^{2 0)}t — α) , die 2. Harmonische der Niederfrequenz darstellend.6. Eai 'Eb ₂ ' Vä * ^cos ( ^{2 0)} t - α), representing the 2nd harmonic of the low frequency.

7. Ebi · E₀₂ · V₂ · cos (wt 4- α) , Niederfrequenz darstellend.7. Ebi · E ₀₂ · V ₂ · cos (wt 4-α), representing low frequency.

V₂ · cos (2 on 4- α) , die 2. Harmonische der Niederfrequenz darstellend.V ₂ · cos (2 on 4- α), representing the 2nd harmonic of the low frequency.

2. E_0x · E_ai 2. E _0x · E _ai

3. Eo, · 3. Eo, ·

4. .E₁I₁ · E 4. .E ₁ I ₁ · E

8.8th.

' E_a 'E _a

9. Eb_x · Eb₂' cos (ft>< — ω) t · cos [(ω^ — ω) t -f- α] , Hochfrequenz darstellend.9. Eb _x · Eb ₂ ' cos (ft><- ω) t · cos [(ω ^ - ω) t -f- α], representing high frequency.

Durch die Addition der die Niederfrequenz darstellenden Glieder 2, 3, 4 und 7 , erhält man den Ausdruck:By adding the elements 2, 3, 4 and 7 representing the low frequency, one obtains the expression:

°ι' ^Et2 + £02 · Eai) cos (α — ωί) , (3)° ι ' ^E t2 + £ 02 Eai) cos (α - ωί), (3)

¹Z₂ -[E₀I- Ea% -f £02 · E_bl ) cos (α 4- tat) -f V₂ der die resultierende Niederfrequenz darstellt. Vorausgesetzt, daß ¹ Z ₂ - [E ₀ I-Ea% -f £ 02 · E _bl ) cos (α 4- tat) -f V ₂ which represents the resulting low frequency. Provided that

(£01 · E_a2 + E₀₁ · Ebi) = [E_0x - Ebi + E₀₂ · E_ai) = E , (£ 01 · E _a2 + E ₀₁ · Ebi) = [E _0x - Ebi + E ₀₂ · E _ai ) = E,

erhält man für die Niederfrequenz den Ausdruck :one obtains the expression for the low frequency:

£ · cos o)t · cos α . (5)£ cos o) t cos α. (5)

(4)(4)

Aus den Gleichungen (3), (4) und (5) geht hervor, daß, wenn der Gleichung (4) genügt ist, die Niederfrequenz gleich Null ist fur cos α = o, d. h. α — + 9·Ο°· Der Gleichung (4) ist offenbar genügt, wenn E_ax = Eb_x und E_a2 ~ Eb₂, was bei den Ausführungsformen der Erfindung als zutreffend angesehen werden kann.From equations (3), (4) and (5) it can be seen that when equation (4) is satisfied, the low frequency is zero for cos α = o, that is, α - + 9 · Ο ° · of the equation (4) is evidently sufficient if E _ax = Eb _x and E _a2 ~ Eb ₂ , which can be regarded as applicable in the embodiments of the invention.

Die Gleichung (4) kann auch wie folgt geschrieben λ\ erden:Equation (4) can also be written λ \ earth as follows:

£01 · [Ecu. Eb? — E₀₂ [E_a £ 01 · [Ecu. Eb? - E ₀₂ [E _a

(6)(6)

Werden erfindungsgemäß die Spannungen EoU E_al und E_bl dem Demodulator über Kreise /ugefüihit, die von denjenigen Kreisen getiennt sind, über welche dem Demodulator die Spannungen E₀₂, E_a2 und £_i2 zugeführt werden, wobei die Ströme durch die betreffenden Kreise als verschieden groß betrachtet y\ erden müssen, so kann die Gleichung (6) wie folgt geschrieben werden: If, according to the invention, the voltages _{EoU E al} and E _{bl are} fed to the demodulator via circles / ugefüihit that are divided from those circles via which the voltages E ₀₂ , E _a2 and _{E i2 are} fed to the demodulator, the currents through the respective circles being different Considered large y \, then equation (6) can be written as follows:

J -Z -J · Δ Z. = I -Z -J · Δ Z (7) J -Z -J Δ Z. = I -Z -J Δ Z (7)

UOUO

J₁, J₂ die Ströme in den betreffenden Kreisen,J ₁ , J ₂ the currents in the respective circles,

Z₁, Z₂ die Impedanzen der Kreise für die Trägerfrequenz,Z ₁ , Z _{2 are} the impedances of the circuits for the carrier frequency,

ui₀ und Δ Z₁, Δ Z₂ die durch den Frequenzunterschied (oj_s + ω) — (ai_s — ω) = 2 ω bedingten Impedanzunterschiede in den betreffenden Kreisen ui ₀ and Δ Z ₁ , Δ Z _{2 are} the impedance differences in the respective circles caused by the frequency difference _{(oj s} + ω) - (ai _s - ω) = 2 ω

bezeichnen.describe.

Aus der Gleichung (7) erhält man:
Z₁-AZ₂ = Z₂-A Z₁. (8)From equation (7) we get:
Z ₁ -AZ ₂ = Z ₂ -A Z ₁ . (8th)

Die Bedingung, daß der Gleichung (8) und damit auch der Gleichung (6) genügt wird, ist Z₁ = Z₂ und AZ₁ — ΔΖ₂. Es bestehen keine Schwierigkeiten, die Eingangskreise des Demodulators so auszubilden, daß diese Bedingung erfüllt wird. Da im allgemeinen diejenigen Kreise, über welche die unter sichphasen-λ erschobenen Trägerwellen dem Demodulator ³^ zugeführt werden, abgestimmte Schwingungskieise enthalten, wird der Gleichung (6) für sämtliche Frequenzen genügt, die von der Rcsonamz der abgestimmten Sobwingungskreise weit genug entfernt liegen.The condition that equation (8) and thus also equation (6) is satisfied is Z ₁ = Z ₂ and AZ ₁ - ΔΖ ₂ . There are no difficulties in designing the input circuits of the demodulator in such a way that this condition is met. Since, in general, those circles through which the sub-phase-λ exhausted carrier waves ^{are fed to the demodulator 3} ^ contain tuned oscillation circles, equation (6) is sufficient for all frequencies that are far enough away from the resonance of the tuned oscillation circles.

Die Erfindung ist in der Zeichnung beispielsweise dargestellt, und zwar zeigen:The invention is shown in the drawing, for example, namely show:

Abb. ι die erfindungsgemäße Demodulationsanordnung mit einer Hexode,Fig. Ι the demodulation arrangement according to the invention with a hexode,

Abb. 2 die erfindungsgemäße Demodulationsanordnung mit zwei nach dem Push-Pull-System angeschlossenen Röhren undFig. 2 the demodulation arrangement according to the invention with two according to the push-pull system connected tubes and

Abb. 3 ein Diagramm zur Erklärung der Wirkungsweise der Erfindung.Fig. 3 is a diagram for explaining the mode of operation of the invention.

In Abb. ι bedeutet 1 eine Hochfrequenzverstärkerröhre, der die ankommenden Trägerwellen aufgedrückt werden. Im Anodenkreis dieser Röhre hegt der Transformator T, dessen Sekiundärseite auf die gewünschte Trägerwelle abgestimmt und an ein Gitter der Hexode 2 gelegt ist. Der zweite Eingangskreis der Hexode ist über einPhasendiehungsglied, bestehend aus einem zweigliedrigen Filter mit den Serienwiderständen R und den Nebenschlußkapazitäten C, und über die Kondensator-Widerstandskopplung 3, 4 an den Anodenkreis der Röhre 1 angeschlossen.In Fig. Ι 1 means a high-frequency amplifier tube on which the incoming carrier waves are pressed. In the anode circuit of this tube is the transformer T, the secondary side of which is matched to the desired carrier wave and placed on a grid of the hexode 2. The second input circuit of the hexode is connected to the anode circuit of the tube 1 via a phase reduction element consisting of a two-part filter with the series resistors R and the shunt capacitances C, and via the capacitor-resistor coupling 3, 4.

Das R-C-Filter hat die Aufgabe, für die Frequenzen, welche über den das Filter enthaltenden Eingangskreis übertragen werden, eine vom Frequenzwert in der Hauptsache unabhängige Phasenverschiebung um etwa 90⁰ hervorzurufen. Der von der Sekundärwicklung des Transformators T gebildete Schwingungskreis erzeugt für die über ihn geführten Frequenzen eine entsprechend der Frequenz von -f- 90⁰ bis —90⁰ variierende Phasenverschiebung. Durch geeignete Dimensionierung obiger Anordnungen kann für die der Demodulatorröhre 2 über deren beide Eingangskreise aufgedrückten Spannungen V₁ und V₂ ein derartiges Phasenverhältnis erzielt werden, daß diese Spannungen im Verhältnis zueinander für Frequenzen, die über und unter der Resonanzfrequenz des Sekundärkreises des Transformators T liegen, in der Hauptsache um 90⁰ phasenverschoben sind, dagegen in Phase liegen für Frequenzen bei und in unmittelbarer Nähe der obigen Resonanzfrequenz. Der Phasenunterschied zwischen den "5 Spannungen V₁ und V₂ als Funkiion der Frequenz ist in Abb. 3 graphisch dargestellt, und zwar zeigt die Ordinate den Phasenunterschied in Graden und die Abszisse die Frequenzabweichung von der Resonanzfrequenz 11%, *⁰⁰ des abgestimmten Transformator Γ.The RC filter has the task for the frequencies, which are transmitted through the filter containing the input circuit, independent of the frequency value in the main phase shift of about 90 ⁰ elicit. The oscillating circuit formed by the secondary winding of the transformer T generates a phase shift that varies according to the frequency from -f- 90 ⁰ to -90 ^{0 for the frequencies passed through it.} By suitably dimensioning the above arrangements, a phase relationship can be achieved for the voltages V ₁ and V ₂ impressed on the demodulator tube 2 via its two input circuits that these voltages in relation to one another for frequencies which are above and below the resonance frequency of the secondary circuit of the transformer T , are mainly ^{phase-shifted by 90 0} , but are in phase for frequencies at and in the immediate vicinity of the above resonance frequency. The phase difference between the "5 voltages V ₁ and V ₂ as a function of the frequency" is shown graphically in Fig. 3, namely the ordinate shows the phase difference in degrees and the abscissa the frequency deviation from the resonance frequency 11%, * ^{00 of} the tuned transformer Γ .

Es sei angenommen, daß eine vom gewünschten Signal modulierte Trägerwelle mit der Winkelfrequenz W₀ ein Frequenzband aufweist, das die Breite 2 W₁ hat und sich zwi- '°⁵ sehen den Frequenzen¹ + W₁ und — W₁ in der Abb. 3 ausbreitet. Die bei der Demodulation entstehenden Niederfrequenzprodukte ei hält man durch Multiplikation von V₁ mit V₂. Die Spannungen V₁ und V₂ können durch folgende Gleichungen dargestellt werden:Assume that a modulated on the desired signal carrier wave having the angular frequency W ₀ having a frequency band which has the width of 2 W ₁ and be- '° ⁵ see the frequencies ¹ + W ₁ and - W ₁ in Fig. 3 spreads. The low-frequency products ei resulting from demodulation are obtained by multiplying V ₁ by V ₂ . The voltages V ₁ and V ₂ can be represented by the following equations:

F₁ = F₀₁ · cos Oi₀1 -f- V_ai cos [(ω₀ -f- ω) t -f- α] + Vb₁- cos [(a>₀ — ω) t — α]F ₁ = F ₀₁ · cos Oi ₀ 1 -f- V _ai cos [(ω ₀ -f- ω) t -f- α] + Vb ₁ - cos [(a> ₀ - ω) t - α]

F₂ = F₀₂ · cos ω₀1 + Vai · cos (ω_ο + ω) t + (9)
(ίο) F ₂ = F ₀₂ cos ω ₀ 1 + Vai cos (ω _ο + ω) t + (9)
(ίο)

woWhere

VaVa

V_m, V₀₁ die Trägerwellenamplitude des gewünschten Signals, V _m , V _{01 is} the carrier wave amplitude of the desired signal,

V_M, Vb₁ die Seitenbandamplituden des Signals, V _M , Vb _{1 are} the sideband amplitudes of the signal,

Oi₀ die Trägerfrequenz, bedeuten. Oi ₀ mean the carrier frequency.

■ cos (ω₀ — ω) t, ■ cos (ω ₀ - ω) t,

ω die der Trägerfrequenz aufmiodulierte Niederfrequenz, ω is the low frequency modulated onto the carrier frequency,

α die Phasenverschiebung zwischen den Seitenbandfrequenzen α is the phase shift between the sideband frequencies

Die Glieder, welche nach der Multiplikation der Gleichung (9) mit (το) die Niederfrequenz darstellen, sind folgende:The terms which after multiplying equation (9) with (το) the low frequency are the following:

Va ' Vοχ · Vai · COS Cüt , Va ' Vοχ Vai COS Cüt,

Va * V01 · Vbst' cos cot, Va * V01 · Vbst ' cos cot,

Va * Voi · V_a\ · cos {cot + α) ,Va * Voi · V _a \ · cos {cot + α),

V-2 ' V 02 ' Vb\ ' COS {cot + Cf.) . V-2 ' V 02' Vb \ ' COS {cot + cf.).

Als erste Approximation kann gesetzt werden: 70The first approximation can be set: 70

V_ax = V_bx = V_a und V_n — Vη — V_Ci, wobei man folgenden Ausdruck für die sich ergebende Niederfrequenz erhält: V _ax = V _bx = V _a and V _n - Vη - V _Ci , where the following expression is obtained for the resulting low frequency:

F₀, · Vet' cos ωt -j- F₀₂ · F_cl · (cos cot · cos α — sin cot · sin or.) . (ii) 75F ₀ , · Vet ' cos ωt -j- F ₀₂ · F _cl · (cos cot · cos α - sin cot · sin or.). (ii) 75

Setzt man als weitere ApproximationOne sets as a further approximation

F₀₁ = V₀₂ ------ V₀ und F_cl = F₁₁ = V_c , F ₀₁ = V ₀₂ ------ V ₀ and F _cl = F ₁₁ = V _c ,

so erhält man für die Niederfrequenz:so we get for the low frequency:

V₀ - Vc - [cos cot (1 + cos α) — cos (90⁰ — cot) - sin α] . (i2) V ₀ - Vc - [cos cot (1 + cos α) - cos (90 ⁰ - cot) - sin α]. (i2)

Aus den Gleichungen (11) und (12) geht hervor, daß, da der Phasenunterschied α für Frequenzen innerhalb des Frequenzbandes der gewünschten Trägerwelle sehr klein ist und somit sin α = ο und cos α = 1 gesetzt werden können, die von der gewünschten Trägerwelle abgeleitete Niederfrequenz bei der Demodulation überhaupt nicht oder nur in sehi unwesentlichem Grade unterdrückt wird, während die Niederfrequenz einer modulierten Trägerwelle, die außerhalb des Frequenzbandes der gewünschten Trägerwelle liegt, im wesentlichen ganz eliminiert wird.From equations (11) and (12) goes show that, since the phase difference α for frequencies within the frequency band of the desired carrier wave is very small and therefore sin α = ο and cos α = 1 are set the low frequency derived from the desired carrier wave during demodulation is not suppressed at all, or only to a very insignificant degree, while the low frequency of a modulated carrier wave that is outside the frequency band of the desired carrier wave is substantially eliminated entirely.

In Abb. 2 ist ein Push-Pull-Detektor 9, 10 dargestellt, dessen einer Eingangskreis durch das Rechteck 11 mit der Gitterspule 12 undIn Fig. 2 is a push-pull detector 9, 10 shown, one input circle through the rectangle 11 with the grid coil 12 and

U = a₀ + U₁ (V₂ F₁ + F,) + a, (V₂ V₁ + F₂)² + . . . I_ai = J₀ + &, · (F₂ — V₂ F₁) + K₁ (F, - V₂ F₁)² + .. . U = a ₀ + U ₁ (V ₂ F ₁ + F,) + a, (V ₂ V ₁ + F ₂ ) ² +. . . I _ai = J ₀ + &, · (F ₂ - V ₂ F ₁ ) + K ₁ (F, - V ₂ F ₁ ) ² + ...

In diesen Gleichungen bezeichnen I₁₁₁ und 7_o2 den Anodenstrom der betreffenden Röhre, V₁ und F₂ die Spannungen über die Eingangskreise und a₀, O₁, a₂, b₀, b_1} b₂ 'die von der Neigung der Röhrencharakteristiken abhängigen Konstanten,·In these equations, I ₁₁₁ and ₇₀₂ denote the anode current of the tube in question, V ₁ and F ₂ the voltages across the input circuits and a ₀ , O ₁ , a ₂ , b ₀ , b _1} b ₂ 'those of the slope of the tube characteristics dependent constants,

Haben die Charakteristiken der Röhren 9 und 10 die gleiche Form, dann istIf the characteristics of the tubes 9 and 10 have the same shape, then is

a₀ = fr₀, U₁ = b_x und a₂ = b₂. a ₀ = fr ₀ , U ₁ = b _x and a ₂ = b ₂ .

Aus den Gleichungen (13) und (14) erhält man dann:Obtains from equations (13) and (14) you then:

I_M—lot = «, V₁ +2«, · F₁ - F₂ + . . . (15) I _M -lot = ", V ₁ +2", · F ₁ - F ₂ +. . . (15)

Die mathematischen Ausdrücke für die Niederfrequenzkomponente der Anodenströme sind in dieser Gleichung durch das Produkt 2 · a₂ · V₁ · V₂ repräsentiert.The mathematical expressions for the low frequency component of the anode currents are represented in this equation by the product 2 · a ₂ · V ₁ · V ₂ .

dessen anderer Eingangskreis durch das Rechteck 13 gekennzeichnet wird.the other input circle of which is identified by the rectangle 13.

Beide Eingangskreise sind in gleicherweise wie in Abb. 1 ausgebildet, so daß die Span-· nungen V₁ und V₂ an den Eingangskreisen fur Frequenzen, die seitlich vom Frequenzband der gewünschten Trägerwelle liegen, in der Hauptsache um 90⁰ phasenverschoben werden. Beispielsweise kann die Spule 12 die Sekundärwicklung des Transformators T "bilden und die Ausgangsklemmen des i?-C-FiI-ters an die im Rechteck 13 dargestellten Klemmen angeschlossen werden.Both input circuits are formed in the same manner as in Fig. 1 so that the chip · voltages V ₁ and V ₂ to the input circuits for frequencies which lie laterally of the frequency band of the desired carrier wave is phase-shifted in the main 90 ^{the 0th} For example, the coil 12 can form the secondary winding of the transformer T ″ and the output terminals of the i? -C-FiI-ters can be connected to the terminals shown in the rectangle 13.

Arbeiten die Rohren 9 und 10 mit gekrümmter Charakteristik, so ergibt sich fur ihre Anodenslröme:Work the tubes 9 and 10 with curved Characteristic, we get for their anode currents:

Die Bedingungen zur Eliminierung der Niederfiequenz einer störenden Trägerwelle sind also die gleichen wie beim Hexodenmodulator. The conditions for eliminating the low frequency of an interfering carrier wave are therefore the same as with the hexode modulator.

Die Erfindung ist nicht nur auf die in der Beschreibung dargelegte Ausführungsform no beschränkt, sondern kann je nach den vorliegenden Bedürfnissen unter Beibehaltung des Erfindungsigedankens in der einen oder anderen Modifikation ihre zweckmäßige Gestaltung finden. iuThe invention is not only limited to the embodiment no limited, but can be changed depending on the needs at hand while maintaining the Idea of the invention in one or the other modification of their expedient design Find. iu

So können beispielsweise in Abb. 1 und 2 die beiden Eingangskreise des Demodulators an f requenzselektive Impedanzglieder in Form xon Schwinigungskreisen o. dgl. angeschlossen werden. Auch können die beiden Wicklungen iao des Transformators T auf die gewünschte Trägerwelle oder auf Frequenzen abgestimmtFor example, in Fig. 1 and 2, the two input circuits of the demodulator can be connected to frequency-selective impedance elements in the form of xon oscillation circuits or the like. The two windings iao of the transformer T can also be matched to the desired carrier wave or to frequencies

werden, die zu beiden Seiten der gewünschten Trägerwelle liegen, jedoch von dieser nur um einen verhältnismäßig geringen Frequenzwert abweichen.that lie on both sides of the desired carrier wave, but only around from this one deviate a relatively low frequency value.

Da die beiden Eingangskreise de's Demodulators mit frequenzselektiven Anordnungen versehen werden, ist es vorteilhaft, dem einen Eingangskreis hinsichtlich der gewünschten Trägerwelle eine erheblich größere Selektivitat zu geben als dem anderen. Selbst wenn die Selektivität des einen Eingangskreises so hoch gewählt wird, daß die Seitenbänder der durch diesen Eingangskreis übertragenen Träger-Avelle erheblich beschnitten werden, so fallen dennoch die Verluste an hohen Tonfrequenzen minimal aus.As the two input circuits of the demodulator with frequency-selective arrangements are provided, it is advantageous to the one input circuit with regard to the desired To give carrier wave a considerably greater selectivity than the other. Even if the Selectivity of one input circuit is chosen so high that the sidebands of the through This input circle transferred carrier Avelle are considerably curtailed, so fall Nevertheless, the loss of high audio frequencies is minimal.

Claims

Patent claims:

i. Arrangement for suppressing interfering, the amplitude-modulated frequency band to be transmitted adjacent carrier waves in a differential demodulator to which the input energy is fed via two separate paths, characterized in that means are switched on in one of the paths through which the unwanted frequencies adjacent to the useful frequency band compared to the carrier of the useful frequency band a phase shift of substantially 90 ^{0 is obtained.}

2. Arrangement according to claim 1, characterized characterized in that the means switched on in one of the paths consist of phase-rotating Impedance links exist.

3. Arrangement according to claim 2, characterized in that the phase-rotating Impedance elements from a filter with series resistance and shunt capacitances exist.

To distinguish the subject of the application from the state of the art, the granting procedure the following publications have been considered:

German Patent No. 384567;

Austrian patent specification .. - 138521;

German -. . - 658906.

For this purpose ι sheet of drawings