DE69738629T2

DE69738629T2 - Anordnung und verfahren zur messung der akustischen übertragungsfunktion im gehörgang

Info

Publication number: DE69738629T2
Application number: DE69738629T
Authority: DE
Inventors: Douglas H. Omaha Keefe
Original assignee: Boys Town National Research Hospital
Current assignee: Boys Town National Research Hospital
Priority date: 1997-10-02
Filing date: 1997-10-02
Publication date: 2009-05-07
Anticipated expiration: 2017-10-03
Also published as: DE69738629D1; DK1042726T3

Description

Technisches Gebiet
Die Erfindung bezieht sich allgemein auf das Gebiet der evozierten otoakustischen Emissionen und der nichtlinearen akustischen Übertragungsfunktionen, die im Gehörgang gemessen werden, und insbesondere auf ein System und ein Verfahren zum Messen evozierter otoakustischer Emissionen und nichtlinearer leistungsbasierter Antworten im Gehörgang.
Stand der Technik
Kochleare otoakustische Emissionsantworten
Kochleare Antwortmessungen im Gehörgang gehen der Ermittlung otoakustischer Emissionen voraus. Die Wichtigkeit von Messungen der akustischen Impedanz des Ohrs von einem Ort im Gehörgang war seit langem bekannt, beginnend mit Messungen, die 1928 erlangt wurden und beschrieben sind in "Measurement of the Acoustical Impedances of Human Ears", von W. West, Post Office Electrical Engineers Journal, 21:293–300, 1928. Die nachfolgende Forschung hat zu Techniken geführt, die Informationen über das äußere, das mittlere und das innere Ohr zur Verfügung stellen. Ein solches System, beschrieben im US-Patent Nr. 3.294.193 , erteilt im Jahr 1966 an Zwislocki, beschreibt ein Gerät, das eine Übertragungsfunktion des Ohres misst.
Eine Teilmenge dieser Antwortfunktion stellt Messungen der reflektierten Energie der Innenohrschnecke (Cochlea) bereit, da der Mittelfrequenzabschnitt der Widerstandskomponente der Mittelohrimpedanz hauptsächlich auf dem kochlearen Widerstand beruht, wie zuerst durch Messungen an Katzen und Hasen erkannt wurde, und wie in An Experimental Study of the Acoustic Impedance of the Mid dle Ear and Its Transmission Properties", A. Moller, Acta Oto-Larvngol., 60:129–149, 1965, und Auditory Physiology, A. Moller, Academic Press, New York, 1983 beschrieben ist.
Die frühe Forschung hat den kochlearen Ursprung von Unterschwingungsverzerrungsprodukten bestätigt, die in Gehörgang-Druckantwortmessungen aufgezeichnet worden sind, wie beschrieben ist in "On Generation of Odd-Fractional Subharmonics", P. Dallos, J. Acoust. Soc. Am., 40:1382–1391, 1996, und in The Auditory Periphery, P. Dallos, Academic Press, USA, 1973. Dallos hat seine frühe Forschung über die Quelle akustischer Emissionen weiter kommentiert im Kommentar über "Observations an the Generator Mechanism of Stimulus Frequency Acoustic Emissions – Two Tone Suppression", (D. T. Kemp und R. Chum) in Psychophysical, Physiological and Behavioral Studies in Hearing, Seite 42, E. deBoer und M. A. Viergever, Herausgeber, Delft University Press, 1980.
Diesem frühen Werk von Dallos folgend wurden otoakustische Emissionen (OAEs) von D. Kemp entdeckt, wie beschrieben ist in "Stimulated Acoustic Emissions From Within the Human Auditory System", D. T. Kemp, J. Acoust. Soc. AM., 64:1386–1391, 1978. Kemps Entdeckungen haben eine aktive Forschungsperiode über kochlear-basierte Signale, die aus Druckmessungen im Gehörgang abgeleitet werden, eingeleitet, die bis heute andauern. Allgemein ausgedrückt werden OAEs unterteilt in spontane otoakustische Emissionen (SOAE), die sich auf kochlear-basierte Antworten im Gehörgang bei Fehlen jeglichen externen Stimulus beziehen, und evozierte otoakustische Emissionen (EOAE), die in Reaktion auf einen akustischen Stimulus entstehen, der in den Gehörgang eingebracht wird.
Diese evozierten Antworten werden entsprechend dem Typ des Stimulus klassifiziert. Die Stimulusfrequenz-Otoakustikemission (SFOAE) wird unter Verwendung eines sinusförmigen Signals erhalten, wie beschrieben ist in "Observations an the Generator Mechanism of Stimulus Frequency Acoustic Emissions – Two Tone Suppression", (D. T. Kemp und R. Chum) in Psychophysical, Physiological and Behavioral Studies in Hearing, Seite 42, E. deBoer und M. A. Viergever, Editoren, Delft University Press, 1980. Die SFOAE ist ein Niedrigpegelsignal, gemessen im Gehörgang bei der Frequenz des Sinustons, welches auf der Eigenschaft beruht, dass die evozierte Emission eine Sättigungsnichtlinearität aufweist, wenn der Stimuluspegel erhöht wird.
Andere Typen von Stimulussignalen enthalten eine klick-evozierte Otoakustikemissions-Antwort (CEOAE-Antwort), wie beschrieben ist in "Stimulated Acoustic Emissions From Within the Human Auditory System", D. T. Kemp, J. Acoust. Soc. AM., 64:1386–1391, 1978, vorläufiges UK-Patent Nr. 5467/78 , 1978 an D. T. Kemp, US-Patent Nr. 4.374.526 , erteilt am 22. Februar 1983 an Kemp ("Kemp (1983)"), und US-Patent Nr. 4.884.447 , erteilt am 1. Dezember 1989 an Kemp ("Kemp (1989)"). Diese Literaturhinweise beschreiben eine Messung, die die Druckantwort auf die Präsentation eines einzelnen Klicks (auch als Impuls bezeichnet) oder der Differenzialdruckantwortimpuls auf die Präsentation von Klicks, die mit zwei (oder mehr) Intensitätspegeln geliefert werden, ist. Ein Klick, oder äquivalent hierzu ein Impuls, ist ein deterministisches Signal mit breiter Bandbreite und kurzer Dauer. Die Dauer ist gewöhnlich durch die Dauer der Impulsantwort des Schallquellenwandlers begrenzt, da das elektrische Eingangssignal in den Quellenwandler typischerweise viel kürzer als diese Impulsantwortdauer ist. Die Stimulusdauer beträgt typischerweise 1–4 Millisekunden (ms), während die Gesamtdauer der CEOAE-Antwort im Bereich von 10–40 ms liegt. Beim Stand der Technik nach Kemp (1983) wird die Dauer der CEOAE-Antwort über ein 20 ms-Intervall verlaufend angenommen, wobei zum Verhindern einer Überlappung der Antworten von aufeinanderfolgenden Impulsstimuli festgestellt wird, dass das Zeitintervall zwischen den Impulsen wenigstens gleich 20 ms sein sollte, entsprechend einer Präsentationsrate von 50 Hz. Die Zeitfensterung der Antwort wird empfohlen, um die anfänglichen 5 ms der Gesamtantwort zu beseitigen, die nicht in der Definition der OAE-Antwort enthalten ist, wobei dieser anfängliche Abschnitt der Antwort somit aus der Definition der CEOAE-Antwort ausgeschlossen wird.
Verzerrungsprodukt-Otoakustikemissionen (DPOAEs oder DPs) sind OAEs, die in Reaktion auf einen Stimulus gemessen werden, der aus zwei kontinuierlichen sinusförmigen Tönen mit den Frequenzen f₁ und f₂ besteht. Informationen von der DPOAE enthalten die Frequenzen, bei denen signifikante Intensitätspegel vorhanden sind, z. B. an der DP-Stelle 2f₁ – f₂. Der Ausdruck "Stelle" bezieht sich auf den Ort in der Innenohrschnecke, von dem angenommen wird, dass er die evozierten Emissionen erzeugt, obwohl auch mehrere Stellen beteiligt sein können. Die zugrundeliegenden kochlearen Mechanismen führen zu Latenzzeiten oder Zeitverzögerungen in der CEOAE und erzeugen ferner Latenzzeiten in den DPOAE-Antworten, die ausgedrückt durch die Gruppenlaufzeit gemessen werden können, wie für Fachleute offensichtlich ist, und werden interpretiert, um Informationen über kochleare Mikromechanismen bereitzustellen. Der Ausdruck "Latenzzeit" bezieht sich auf die Zeitverzögerung in der evozierten Antwort auf den Stimulus, während die Gruppenlaufzeit auf der Grundlage der Änderungsrate des Signalphase mit der Frequenz definiert ist. Um die Sonden-Nichtlinearität in DP-Messungen zu kontrollieren, werden typischerweise zwei Quellensonden verwenden. Eine Sonde gibt den Sinuston bei f₁ aus, während die andere Sonde den Sinuston bei f₂ ausgibt. Die Verwendung von zwei unabhängigen Sonden kontrolliert die Intermodulationsverzerrung, die andernfalls bei Summen- und Differenzfrequenzen auftreten würden, wenn eine einzelne Sonde verwendet würde.
Wie in "A Review of Otoacoustic Emissions", R. Probst, B. L. Lonsbury-Martin, und G. K. Martin, J. Acoust. Soc. Am., 89:2027–2067, 1991, beschrieben ist, zeigt die aktuelle Forschung, dass diese verschiedenen OAE-Messsysteme Informationen von einem gemeinsamen physiologischen Ursprung bereitstellen, unter Beteiligung kochlearer Mikromechanismen und der Mechanismen, die der Signalwandlung in der Innenohrschnecke zugrundeliegen. Fortschritte bei dem EOAE-Messtechniken zielen somit auf die Bereitstellung genauerer, umfangreicherer Daten in Bezug auf diese kochlearen Mechanismen.
Es wurden komplexere Stimuli verwendet, um EOAEs zu messen, einschließlich Tonsignalbündeln, die unter Verwendung kurzdauernder, rechteckig ausgeblendeter Sinuswellen (andere Fenster einschließlich Gaußscher Fenster wurden verwendet) erzeugt worden sind.
Linearsystem-Analyse
Während die kochleare Antwort unter Verwendung von OAEs auf der Grundlage von Gehörgangdruckmessungen geschätzt werden kann, ist es auch nützlich, den Gehörgang als einen willkürlichen akustischen Abschluss darzustellen, dessen Antwort auf einen gegebenen Stimulus als Übertragungsfunktion dargestellt werden kann. Dieser Abschnitt fasst die Linearsystem-Analyse eines eindimensionalen akustischen Systems zusammen.
Ein willkürliches akustisches System, z. B. der Gehörgang, wird als linear bezeichnet, wenn der Ausgangspegel einer akustischen Antwortvariable proportional zum Eingangspegel der akustischen Stimulusvariable ist. Zum Beispiel kann der akustische Stimulus die Schwingungsvolumengeschwindigkeit von Luft sein, die mittels einer Schallquelle in den Gehörgang injiziert wird, wobei die akustische Antwortvariable der im Gehörgang mittels eines Mikrophons gemessene Druck sein kann. Wenn das System linear ist, verdoppelt sich die Amplitude des Schalldrucks, wenn sich die Amplitude der Schallvolumengeschwindigkeit verdoppelt. Wenn die Schallquelle ein linearer Wandler ist, dann weisen ihr elektrisches Eingangssignal und ihr elektrisches Ausgangssignal, in diesem Fall die Schallvolumengeschwindigkeit, eine lineare Beziehung auf. Für einen solchen linearen Wandler ist die Schalldruckantwort linear proportional zum elektrischen Eingangssignal, das die Schallquelle ansteuert.
Lineare Übertragungsfunktionen können in einem Eingang-Ausgang-Bezugssystem als das Verhältnis einer Ausgangsantwort auf einen Eingangsstimuluspegel (Niveau) verstanden werden. Zum Beispiel ist die akustische Impedanz das Verhältnis des Schalldrucks im Gehörgang zu einem Schallvolumengeschwindigkeitssignal mit Einheitsamplitude. Wenn das System linear ist, dann ist diese Übertragungsfunktion unabhängig von der Stimulusamplitude, z. B. ist die akustische Impedanz eines linearen Systems unabhängig vom Stimuluspegel (Stimulusniveau).
Lineare Übertragungsfunktionen erlauben eine leistungsbasierte Beschreibung der akustischen Antwort des Ohres. Dies ist mit Druckmessungen allein nicht möglich. Aus diesem Grund werden diese auch als leistungsbasierte Antwortfunktionen bezeichnet. Eine lineare Übertragungsfunktion im Frequenzbereich kann als Stationärzustand-Systemausgangssignal in der Frequenz interpretiert werden, wenn der Stimulus mit Einheitsamplitude und Null-Phase sinusförmig ist. Eine lineare Übertragungsfunktion im Zeitbereich kann als Systemausgangssignal in der Zeit interpretiert werden, wenn der Stimulus ein idealisierter Impuls mit Einheitsamplitude ist, d. h. ein Signal mit flachem Leistungsspektrum und sehr kurzer Dauer.
Lineare Übertragungsfunktionen im Frequenzbereich umfassen (akustische) Admittanz, (akustische) Impedanz und den (Druck)-Reflexionskoeffizienten. Alle diese Funktionen sind komplexe Größen der Frequenz. Die Admittanz ist die Volumenströmungsantwort bei einer gegebenen Frequenz auf eine Einheitsdrucksinuswelle bei derselben Frequenz. Die Impedanz ist die Druckantwortsinuswelle auf eine eingegebene Volumenströmungs-Sinuswelle. Admittanz und Impedanz sind Beschreibungen der stehenden Welle des Schallfeldes, während der Reflexionskoeffizient eine Wanderwellenbeschreibung ist. Der Druckreflexionskoeffizient ist das Verhältnis von zwei Sinuswellen: der reflektierten Druckwelle und einer abgehenden Druckwelle, die dem Stimulus zugeordnet ist.
Lineare Übertragungsfunktionen im Zeitbereich enthalten die Zeitbereichsimpedanz, die Zeitbereichsadmittanz und die Reflexionsfunktion. Die Zeitbereichsimpedanz ist die Druckantwort als Funktion der Zeit auf einen Einheits-Volumenströmungsimpuls. Sie kann formell aus der Impedanz unter Verwendung der inversen Fourier-Transformation berechnet werden. In ähnlicher Weise ist die Zeitbereichsadmittanz die Volumenstromantwort auf einen Einheits-Druckimpuls, und ist die inverse Fourier-Transformation der Admittanz. Die (Druck)-Reflexionsfunktion ist die reflektierte Druckantwort als Funktion der Zeit auf einen abgehenden auftreffenden Druckimpuls. Sie bezieht sich formell auf den Druckreflexionskoeffizienten mittels der inversen Fourier-Transformation.
Der Ausdruck "Reflexionsgrad" wird verwendet, um entweder auf den Reflexionskoeffizienten oder die Reflexionsfunktion Bezug zu nehmen. Es gibt auch Volumenstrom-Reflexionsgrade, die mittels eines Faktors –1 mit dem Druckreflexionsgrad in der Planarwellendarstellung in Beziehung stehen, sowie mittels wohlbekannter Faktoren in anderen trennbaren Koordinatensystemdarstellungen.
Im Frequenzbereich stehen die Impedanz Z(f) und die Admittanz Y(f) in Beziehung über Z(f) = 1/Y(f). (1)
Es ist häufig günstig, diese linearen Übertragungsfunktionen in Termen ihrer realen und imaginären Teile wie folgt darzustellen: Y(f) = G(f) + jP(f), Z(f) = R(f) + jX(f) (2)wobei j = √–1 gilt und wobei R(f) der Widerstand ist, X(f) die Recktanz ist, G(f) die Konduktanz ist und P(f) die Suszeptanz ist.
Die Messung verwendet eine Sondenanordnung, die in den Gehörgang in einer leckfreien Weise eingeführt wird. Die Sondenanordnung umfasst eine oder mehrere Schallquellen und ein Mikrophon, mit einem optionalen zusätzlichen Sondenrohr zum Steuern von Änderungen des statischen Drucks innerhalb des Gehörgangs. Die bevorzugte Ausführungsform verwendet zwei Schallquellen. Im Gehörgang in Stellung gebracht erzeugt die Schallquelle 1 eine Volumengeschwindigkeit u₁(t), während die Schallquelle 2 eine Volumengeschwindigkeit u₂(t) erzeugt und das Mikrophon eine Druckantwort p(t) misst. Die entsprechenden Frequenzbereichsvariablen sind U₁(f), U₂(f) bzw. P(f). Kleinbuchstaben bezeichnen Zeitbereichsvariablen, während Großbuchstaben Frequenzbereichsvariablen bezeichnen.
Der Ausdruck "leistungsbasierte Antworten" deutet an, dass jede der obigen linearen Übertragungsfunktionen (Impedanz, Admittanz, Reflexionsgrad) verwendet werden kann, um die vom Ohr absorbierte Leistung Π_a zu berechnen. Um die Leistungsbeziehungen einzuführen, wird angenommen, dass nur die Schallquelle 1 genutzt wird, so dass U₂(f) = 0 gilt. Für den Rest dieses Abschnitts wird die Volumengeschwindigkeit der Schallquelle 1 mit u(t) im Zeitbereich und mit U(f) im Frequenzbereich bezeichnet. In dieser Frequenzbereichsdarstellung kann die absorbierte Leistung, zeitlich über die Schwingungsperiode gemittelt, in Termen der Konduktanz ausgedrückt werden, die der Realteil der Admittanz oder des Widerstands ist, der der Realteil der Impedanz ist, wie folgt:
Da die Druckantwort am Mikrophon gemessen wird, wird die obere Beziehung direkter genutzt: die absorbierte Leistung ist proportional zum Produkt aus der Konduktanz und der quadrierten Amplitude des Gesamtdrucks. Ein konstanter Schalldruckpegel bedeutet keinen konstanten Leistungspegel.
Mit Ausnahme kleiner Beiträge von Schallmodi höherer Ordnung, die hier vernachlässigt werden, können der Gesamtdruck und die Volumengeschwindigkeit an einem beliebigen Ort im Gehörgang, einschließlich der Spitze der Sondenanordnung, in einfallende und reflektierte Komponenten zerlegt werden: P(f) = Pi(f) + Pr(f), U(f) = Ui(f) + Ur(f). (4)
Eine solche Antwort eines Modus höherer Ordnung kann als Trägheit in Serie mit dem Gehörgang und einem Kalibrierungswellenleiter dargestellt werden. Der Druckreflexionsgrad R(f) ist eine lineare Übertragungsfunktion, die das Verhältnis von reflektiertem zum einfallenden Druck ist:
wobei der obige Satz von Gleichungen unter Verwendung einer Planarwellen-Koordinatendarstellung in Termen des einfallenden Drucks P_i(f) und des Reflexionsgrades ausgedrückt werden kann durch
wobei in guter Näherung die charakteristische Impedanz Z_c des Gehörgangs zur Gleichgewichtsdichte von Luft ρ, der Schallgeschwindigkeit in Luft und der Querschnittsfläche des Gehörgangs S in Beziehung steht über
Wenn andere Koordinatensysteme verwendet würden, um die einfallenden und reflektierten Wellen darzustellen, würde sich die spezifische Form der Gleichung (6) entsprechend wohlbekannten Koordinatentransformationen ändern, z. B. denjenigen, die beschrieben sind in Methods of Theoretical Physics, Parts I and II, P. M. Morse and H. Feshbach (McGraw-Hill, New York, 1953).
Die Leistung Π_i(f) in der einfallenden Welle und die Leistung Π_r(f) in der reflektierten Welle werden berechnet aus
Diese Gleichung und Gleichung (5) bedeuten, dass Πr(f) = |R(f)|2Πi(f), (9)so dass der Energiereflexionsgrad |R(f)|², definiert als die quadrierte Amplitude des Druckreflexionsgrades, das Verhältnis der reflektierten zur einfallenden Leistung im Gehörgang (oder eines anderen eindimensionalen akustischen Wellenleiters) ist. Durch die Energieerhaltung ist die einfallende Leistung gleich der Summe aus der reflektierten und der absorbierten Leistung. Somit ist die im Gehörgang absorbierte Leistung gleich Πa(f) = Πi(f)(1 – |R(f)|2), (10)so dass Eins minus dem Energiereflexionsgrad das Verhältnis der absorbierten zur einfallenden Leistung ist. Diese Gleichung und Gleichung (3) bieten drei äquivalente Prozeduren zum Berechnen der absorbierten Leistung in einem linearen akustischen System.
Verzerrungs- und Rauschreduktion in Hörtestsystemen
Der Zweck jeder EOAE-Messung ist, das Signal zu extrahieren, dass die evozierte kochleare Energie repräsentiert, jedoch wird die gemessene Antwort durch eine nichtlineare Verzerrung in der Messvorrichtung und durch Zufallsrauschen beeinträchtigt. Die nichtlineare Verzerrung und das Zufallsrauschen beeinträchtigen ferner Messung der Übertragungsfunktionen im Gehörgang. Beiträge zu Zufallsrauschen enthalten physiologisches Rauschen, das vom Mikrophon im Gehörgang erfasst wird, hauptsächlich aufgrund von Atmung, Kreislauf und Stimme, elektrisches Rauschen in den Geräten und Umgebungsrauschen in dem Raum, in dem die Messungen durchgeführt werden. Durch Mittelung der Antwort ist es gewöhnlich möglich, die Zufallsrauschkomponenten zu reduzieren, obwohl dies etwas von den Langzeiteigenschaften des Zufallsrauschens abhängt, da Änderungen des physiologischen Zustands des Patienten oder des menschlichen Subjekts den Geräuschteppich anheben können.
Eine Verzerrung kann in der Sondenanordnung aufgrund von Nichtlinearitäten im Mikrophon oder von Nichtlinearitäten in der Quelle auftreten. Die betreffende Verzerrung, die für die vorliegende Zwecke als "Sondenverzerrung" klassifiziert wird, enthält eine Verzerrung in jedem Digital-zu-Analog-Wandler (DAC) oder Analog-zu-Digital-Wandler (ADC). Die bedeutendste Nichtlinearität in der Sonde ist typischerweise den Nichtlinearitäten in den Schallquellen 130 und 132 zugeordnet, die als Nichtlinearitäten bei Übergängen nahe Spitzenanregungspegeln von Bedeutung sind. Eine nichtlineare Verzerrung wird durch Mittelung unwesentlich beeinflusst. Trotzdem ist ein wesentlicher erster Schritt, den deterministischen Anteil der gesamten gemessenen Antwort aus dem zufällig variierenden Anteil der Antwort zu extrahieren.
Dieser Abschnitt beschreibt eine neue Technik zum Reduzieren von Zufallsrauschen, hier als "Rauschen" bezeichnet. Eine Rauschreduktion ist in prak tischen Messsystemen unerlässlich, da EOAEs einen so niedrigen Pegel aufweisen. Eine Vielfalt von Rauschreduktionstechniken wurde im CEOAE- und DP-Messsystemen angewendet. CEOAE-Techniken haben Zeitmittelungswerte in zwei oder mehr Untergruppen von Antworten gesammelt, wobei jede Untergruppe einer Zeitbereichesmittelung einer Anzahl individueller Klickantworten entspricht. Die Wellenformen von irgendeinem Paar von Untergruppen können kreuzkorreliert werden, um die Reproduzierbarkeit der Antwort zu berechnen, wie von Kemp (1989) und Probst u. a., "A Review of Otoacoustic Emissions", J. Acoust. Soc. Am., 89:2024–2067, 1991, diskutiert wird, jedoch ist diese Technik bezüglich der frequenzspezifischen Eigenschaft physiologischen Rauschens nicht empfindlich, welches hauptsächlich bei niedrigen Frequenzen für Atmungs- und Kreislaufrauschen auftritt. Das Kreuzspektrum der zwei Untergruppen, unter Verwendung der DFT der Antwort im Frequenzbereich berechnet, wurde verwendet, um die CEOAE-Spektren zu berechnen, jedoch erlaubt dies keine unabhängige Schätzung des Zufallsrauschpegels. Kemp (1989) schlägt Korrelationen zwischen zwei Gruppen von Antworten mit vorangehender Schmalbandfilterung vor, was eine frequenzspezifische Korrelation beinhalten kann.
Ein Lösungsansatz zum Messen des Zufallsrauschspektrums ist, einfach die aus einem paar von Untergruppenmessungen berechneten Spektren zu subtrahieren, und dieses Differenzspektrum in einen Schalldruckpegel zu konvertieren. Diese Subtraktionsprozedur erlaubt keine objektive Bestimmung des Zufallsrauschpegels, wie sie durch kohärente Spektralschätzungstechniken erhalten würde.
DP-Messsysteme haben Rauschen geschätzt, indem die Frequenzspezifität der DP-Antwort auf zwei sinusförmige Töne genutzt wurde. Wenn die Antwort unter Verwendung einer DFT in den Frequenzbereich transformiert wird, befindet sich jede individuelle DP-Komponente in einem separaten Spektrallager, dessen Mittenfrequenz nahe der DP-Frequenz liegt. Das Rauschen wird geschätzt, indem der Pegel des DP-Lagers mit den Pegeln in benachbarten Frequenzlagern, die die DP nicht enthalten, verglichen wird.
Eine zeitliche Mittelung der evozierten Antwort mit Artefaktzurückweisung und Rauschzurückweisung wird von Kemp u. a. (1986) empfohlen und von Kemp (1989) vorgeschlagen. "Artefaktzurückweisung" wird bei diesem Stand der Technik verwendet, um eine differenzielle Subtraktion von Antworten einzuschließen, um somit die lineare Antwort zu eliminieren, wie in der linear ausgeglichenen Technik von Kemp (1989), und enthält die Verwendung einer Zeitfensterung. "Rauschzurückweisung" ist bei diesem Stand der Technik dann gegeben, wenn der Schalldruckpegel (SPL) eine bestimmte Schwelle während des Abschnitts des Signals nach den ersten fünf ms überschreitet. Dies wird als Beweis für eine Rauschquelle außerhalb der kochlearen Antwort genommen. Die zeitliche Mittelung ist beim Dämpfen von Rauschen effektiv, hat jedoch keine Vorteile beim Reduzieren der nichtlinearen Antwort, die von der Sonde ausgegeben wird, und die synchron mit der Stimuluspräsentationsrate ist. Die Artefaktzurückweisung, wie in dieser Anmeldung verwendet, unterscheidet sich in der Bedeutung von derjenigen von Kemp (1989) und wird im Folgenden definiert.
Unterschiedliche lineare Auslöschungsprozeduren wurden in einem Versuch verwendet, die Sonden-Nichtlinearität und andere Messsystemverzerrungen zu kontrollieren. Ein Lösungsansatz misst zwei Antworten, eine erste Antwort auf den Stimulus bei einem Pegel und eine zweite Antwort auf den selben Stimulus, jedoch bei einem etwas höheren Pegel, typischerweise in der Größenordnung von 6–10 Dezibel (dB) höher. Die Niedrigpegelantwort wird um die selbe Pegeldifferenz (in diesem Beispiel 6–10 dB) angehoben oder verstärkt und von der Hochpegelantwort subtrahiert. Wenn das System linear wäre, dann würde das Ergebnis eine Nullantwort sein. Die gemessene Antwort nach Subtraktion beruht somit auf der EOAE-Antwort und der synchronen restlichen Sonden-Nichtlinearität. Die restliche Sonden-Nichtlinearität kann signifikant sein und verdirbt den Beginn der EOAE-Antwort. Um diese anfängliche Verunreinigung zu eliminieren, wird die EOAE-Antwort typischerweise über die ersten 2–5 ms auf Null gesetzt, wie im Kemp (1983). Das Eliminieren des Beginns der EOAE-Antwort führt jedoch zu der Elimination des Hochfrequenzgehalts der EOAE, die durch kurze Latenzzeiten in diesem Bereich charakterisiert ist. Es existieren keine Techniken für diese CEOAE- oder Tonsignalbündel-EOAE-Systeme, um die Sonden-Nichtlinearität zu kontrollieren, die so effektiv sind wie die Zwei-Quellen-Sondentechnik für die DPOAE-Messungen.
Die Standardsubtraktionstechnik in CEOAE-Systemen, diskutiert in Kemp (1989), verwendet eine einzelne Sonde, um vier Stimuli zu erzeugen. Die ersten drei Stimuli sind drei identische Klicks, wobei der vierte Stimulus ein vierter Klick ist, jedoch mit entgegengesetzter Polarität und der dreifachen Amplitude der ersten drei identischen Stimuli. Die Antworten werden summiert, um eine Antwort zu erzeugen, die Null sein könnte, wenn sich die kochleare EOAE wie eine ideale lineare Antwort verhält. Diese Subtraktion der linearen Antwort ist die "Artefaktzurückweisung" von Kemp u. a. (1986), und eine spezifische Ausführungsform der linear ausgeglichenen Technik von Kemp (1989). Dies wird als Reduzierung des Zufallsrauschens erörtert, jedoch wird die Sonden-Nichtlinearität nicht kontrolliert.
Kemp (1989) definiert die primäre Antwort auf einen Gehörgangsstimulus als beruhend auf der Reflexion vom Gehörgang und vom Mittelohr, und die sekundäre Antwort als den Zustand der Innenohrschnecke anzeigend. Die sekundäre Antwort tritt tendenziell nach der primären Antwort auf, jedoch besteht eine zeitliche Überlappung. Die Testinstrumentierung enthält Rauschen, dass die Erfassung der sekundären Antwort, d. h. der kochlearen Antwort, stören kann. Rauschen ist in diesem Sinne irgendein Signal, dass dem Messsystem zuzuschreiben ist, und das nicht vom gewandelten kochlearen Signalstand, und enthält im allgemeinen zufällige lineare und nichtlineare Komponenten und deterministische nichtlineare Komponenten. Diese letztere Komponente ist synchron mit dem deterministischen kochlearen Signal. Alle solche Komponenten sind Teil der gesamten primären und sekundären Antworten, jedoch sind die nichtlinearen Komponenten im frühen Zeitintervall, das der Stimuluspräsentation folgt, besonders wichtig, da ein Stimulus mit großer Amplitude größere Amplituden in der Messsystemverzerrung erzeugt. Die Verwendung einer linear ausgeglichenen Menge von Stimuli und das Summieren der jeweiligen Antworten eliminiert nur die linearen Komponenten in der primären Antwort (Gehörgang- und Mittelohrantworten, sowie Messsystemverzerrung), jedoch wird die determin istische nichtlineare Komponente der primären Antwort nicht eliminiert. Wenn diese Komponente ausreichend groß ist, dann verbleibt eine signifikante Überlappung zwischen dem primären und sekundären Antworten selbst nach einem Summieren der Ausgänge. Der praktische Ausweg bestand darin, eine Zeitfensterung zu verwenden, um eine Trennung des letzteren Teils der sekundären kochlearen Antwort sicherzustellen.
Das Dokument mit dem Titel "Peripheral analysis of frequency in human ears revealed by tone burst evoked otoacoustic emissions", Xu L., Probst R., Harris FP., Roede J., Department of Otorhinolaryngology, Kantonsspital Basel, Schweiz, Hearing Research April 1994, 74(1–2):173–80, bezieht sich auf otoakustische Emissionen, die in denselben Ohren mit Einzeltonsignalbündeln bei 1, 2 und 3 kHz und mit einem komplexen Stimulus bestehend aus einer digitalen Addition der drei Tonsignalbündel evoziert wurden. Stimuli wurden bei 75, 59 und 37 dB SPL 28 Ohren von Testpersonen mit normalen Gehör präsentiert. Der Zweck war, zu bestimmen, ob Vergleich von Antworten auf dem komplexen Stimulus mit einer Post-Hoc-Addition von Antworten von Einzeltonsignalbündeln Merkmale der kochlearen Frequenzanalyse von Kurzdauersignalen beschreiben können. Für die Verarbeitung der Daten wurden die Ergebnisse von den individuellen Tonsignalbündeln offline kombiniert, um eine zusammengesetzte Antwort zu bilden. Diese wurde dann mit der Antwort verglichen, die mit dem komplexen Stimulus erhalten wurde. Die Ergebnisse zeigten eine enge Entsprechung zwischen den Spektren der komplexen und der zusammengesetzten Antworten in allen Ohren, trotz individueller Unterschiede in der Antwortmorphologie. Korrelationen zwischen den komplexen und den zusammengesetzten Wellenformen überschritten für alle Stimuluspegel 80%. Subtraktionen der zwei Spektren zeigten, dass der Großteil der Differenzen bei Frequenzen auf den Hochfrequenzsteigungen der Spektralspitzen bei 1 und 2 kHz auftraten. Dies beruhte auf einer Reduktion der Energie für die Antworten, die mit dem komplexen Stimulus erhalten wurden. Es gab eine geringe Schwankung zwischen den zwei Antworttypen in den Spitzenfrequenzen ihrer Spektren, in der Energie bei Frequenzen auf den Niederfrequenzseiten der Spektralspitzen bei 1 und 2 kHz, oder in der Spektralkomponente bei 3 kHz. Die Ergebnisse zeigen Eigenschaften der Analyse der Frequenz in den präneuralen Stufen der kochlearen Verarbeitung.
Jedem der bestehenden EOAE-Systeme mangelt es an Fähigkeit, eine breitbandige Antwort leicht zu messen, oder es leidet unter der Unfähigkeit, Sonden-Nichtlinearitäten zu kontrollieren. Ähnliche Schwierigkeiten bestehen für Gehörgang-Übertragungsfunktionsmessungen. Daher kann angenommen werden, das ein signifikanter Bedarf an einem System und einem Verfahren zum Messen akustischer Antworten im Gehörgang bei gleichzeitiger Kontrolle von Nichtlinearitäten ohne die Verwendung einer Zeitfensterung besteht.
Außerdem erlauben aktuelle Theorien nicht die Interpretation von klick-evozierten OAE-Antworten innerhalb des Rahmens eines verzerrungsprodukt-evozierten OAE-Antwortmodells, und umgekehrt. Eine Schwierigkeit bei aktuellen Systemen zur Messung der Gehörgang-Übertragungsfunktionen bei unterschiedlichen Stimuluspegeln besteht darin, das eine Messsystemverzerrung eine signifikante Fehlerquelle ist. Die Erfindung bietet Lösungen für diese Probleme und weitere Vorteile, wie anhand der folgenden Beschreibung und der beigefügten Zeichnungen deutlich wird.
Überblick über die Erfindung
Die Erfindung wird in einem System und einem Verfahren zum Messen leistungsbasierter Antworten des Ohres unter Verwendung einer doppelt evozierenden Stimulusmenge und zugehöriger doppelt evozierter Subtraktion von Druckantworten ausgeführt. Zum Beispiel kann die Erfindung auf evozierte otoakustische Emissionen angewendet werden, indem ein doppelt evozierender otoakustischer Emissionsstimulus verwendet wird und die Antworten in einer Weise subtrahiert werden, die nahezu unabhängig von der Sondenverzerrung ist. In einer Ausführungsform ist der Stimulus ein Doppelklick, während in einer weiteren Ausführungsform das Stimulussignal ein Doppel-Chirp-Signal ist. Es können Signalverarbeitungstechniken angewendet werden, die die Interpretation der otoakustischen Emissionsantworten in Termen der klick-evozierten und der verzerrungsprodukt-evozierten Modelle vereinen. Außerdem wird eine nichtlineare Kohärenztechnik verwendet, um die deterministischen und die zufälligen Komponenten der Antwort zu trennen, was zu einem objektiven Maß des nichtlinearen Störabstands führt, der für nichtlineare Messungen angemessen ist. Es wird eine Technik beschrieben, die nichtlineare akustische Übertragungsfunktionen im Gehörgang und die im Gehörgang absorbierte Leistung bei zwei oder mehr Stimuluspegeln misst. Die Erfindung ist auf die Erfassung und die Diagnose von kochlearen und konduktiven Schädigungen in den Ohren von Menschen über einen Altersbereich von Neugeborenen, einschließlich Frühgeborenen, bis zu Erwachsenen anwendbar.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Funktionsblockdiagramm des Systems der Erfindung.
2 ist ein Funktionsblockdiagramm der Sondenanordnung des Systems der 1.
3 bis 3C sind Wellenformen, die den doppelklick-evozierenden Emissionsstimulus des Systems der 1 zeigen.
4 ist eine Wellenform, die den herkömmlichen klick-evozierenden Emissionsstimulus zeigt.
5 ist ein Funktionsblockdiagramm einer Chirp-Schaltung des Systems der 1.
6A bis 6C sind Wellenformen, die die von der Chirp-Schaltung der 5 erzeugten Chirp-Stimuli zeigen.
7 ist ein Funktionsblockdiagramm einer Dechirp-Schaltung zum Dechirpen der Antwort, die durch das allpass-gefilterte Signal der 5 evoziert worden ist.
8A bis 8D sind Wellenformen der evozierten Antwort auf den herkömmlichen Stimulus der 4.
9A bis 9C sind Wellenformen einer doppelklick-evozierten Emissionsstimulusantwort des Systems der 1 auf den Stimulus der 3A bis 3C.
10A bis 10B sind Wellenformen der doppelten chirp-evozierten Emissionsstimulusantwort des Systems der 1 auf den Stimulus der 6A.
11A bis 11C sind Leistungsspektren der doppelt chirp-evozierten Emissionsstimulusantworten des Systems der 1 auf den Stimulus der 6A bis 6C.
12A ist eine Wellenform der doppelt chirp-evozierten Emissionsstimulusantwort des Systems der 1 auf den Chirp-Stimulus der 6C.
12B bis 12D sind Dechirp-Antworten auf die doppelt chirp-evozierte Emissionsstimulusantwort des Systems der 1 auf den Chirp-Stimulus der 6C.
13A zeigt Wellenformen der Differenzantwort, die die nichtlineare Antwort auf den Chirp-Stimulus der 6C darstellt.
13B zeigt Leistungsspektren der doppelt chirp-evozierten Emissionsstimulusantworten des Systems der 1 auf den Stimulus der 6C.
14A und 14B sind Leistungsspektren der doppelt klick-evozierten Emissionsstimulusantworten des Systems der 1 auf einen Doppelquellen-Einzelklick.
Genaue Beschreibung
1. Ausrüstung
Die Erfindung schafft ein System zu Messen doppelt evozierter otoakustischer Emissionen (2EOAE), deren Ursprung die Innenohrschnecke (Cochlea) ist, und nichtlinearer Übertragungsfunktionen im Gehörgang und der im Gehörgang absorbierten Leistung bei mehreren Stimuluspegeln. Das neuartige System kann leicht auf einem herkömmlichen Computersystem in einer Vielfalt von Konfigurationen von Hardware und Software implementiert werden, die für die Funktion der Erfindung nicht kritisch sind, mit Ausnahmen dessen, was im Folgenden genauer beschrieben wird.
Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung befindet sich in einem System 100, das im Funktionsdiagramm der 1 dargestellt ist. Das System 100 enthält eine CPU 102, die vorzugsweise ein Mikroprozessor ist, der von der Intel Kooperation unter dem Handelsnamen Pentium erhältlich ist; jedoch kann die CPU 102 irgendein Mikroprozessor mit wenigstens derselben Rechenleistung sein, wie z. B. diejenigen, die von Intel Corporation unter dem Handelsnamen Pentium Pro erhältlich sind, diejenigen, die von IBM und Motorola unter dem Handelsnamen Power PC erhältlich sind, diejenigen, die von der Digital Equipment Corporation unter dem Handelsnamen Alpha erhältlich sind, diejenigen, die von Sun Microsystems unter dem Handelsnamen SPARC erhältlich sind, diejenigen, die von Silicon Graphics, Inc. unter dem Handelsnamen MIPS erhältlich sind, und dergleichen. Die bevorzugte CPU arbeitet unter dem Betriebssystem, das von der Microsoft Corporation unter dem Handelsnamen MS-DOS erhältlich ist; es können wiederum andere im Handel erhältliche Betriebssysteme in anderem Implementierungen der Erfindung verwendet werden. Ein Speicher 104, der sowohl Schreib/Lese-Speicher (RAM) als auch Nur-Lese-Speicher (ROM) enthalten kann, ist über einen Bus 108 mit der CPU 102 gekoppelt. Der Bus 108 kann Leistungs- und Steuersignale sowie Daten transportieren. Eine Anzeigevorrichtung 110 und eine Benutzereingabevorrichtung 112 sind ebenfalls über den Bus 108 mit der CPU 102 gekoppelt. Die Anzeigevorrichtung 110 ist vorzugsweise eine herkömmliche Videoanzeigevorrichtung, während die Benutzereingabevorrichtung 112 vorzugsweise eine Tastatur oder eine Tastatur mit einer Zusatz-Cursor-Steuervorrichtung ist, wie z. B. einer Maus, einer Rollkugel, einem Stift oder dergleichen. Die Funktion dieser herkömmlichen Komponenten im Zusammenhang dieser Erfindung ist weder für die Erfindung kritisch noch liegt sie außerhalb des Umfangs der herkömmlichen Anwendungen solcher Komponenten. Andere herkömmliche Komponenten des Computersystems, wie z. B. ein Diskettenlaufwerk, ein Netzteil und dergleichen, sind hier der Kürze halber weggelassen.
Ein (nicht gezeigtes) tragbares System kann ebenfalls konstruiert werden, mit einer geeignet installierten CPU, einem Datenerfassungssystem und einer Sondenanordnung (im Folgenden beschrieben), die dazu dienen, das neuartige System zu implementieren. Die Daten würden in einem (nicht gezeigten) temporären Speicher gespeichert und zur weiteren Analyse zu einem entfernten Computersystem übertragen.
Es ist ferner möglich, die Erfindung unter Verwendung (insgesamt oder teilweise) von "Einzelplatinen"- oder "Einzelchip"-Ausführungsformen umzusetzen, die Software und/oder Firmware, die in der obigen bevorzugten Ausführungsform verwendet werden, in anwendungsspezifische Hardware und/oder Firmware kombiniert.
Das System 100 enthält ferner ein Datenerfassungssystem 114, vorzugsweise ein Ariel-Modell-DSP32C-System mit Ariel-Modell-Proport-Analog-zu-Digital-Wandlern (ADC) 116 und Digital-Zu-Analog-Wandlern (DAC) 120, sowie einem AT&T-Marke-Digitalsignalprozessor (DSP) 121. Der DSP 121 erzeugt digital Stimuli und verarbeitet die Innenreaktion auf die Stimuli empfangenen Signale. In der bevorzugten Ausführungsform verwendet das System 100 einen oder zwei Ausgänge vom DAC 120, die mit DAC 1 und DAC 2 bezeichnet sind. Das System 100 enthält ferner Filter 122 zum Filtern der Eingänge am ADC 116 und der Ausgänge vom DAC 120. Die bevorzugte Abtastrate, die für das Datenerfassungssystem 114 gewählt wird, beträgt 16 Kilohertz (kHz), was für Antwortmessungen bis nahezu 8 kHz ausreicht. Die Filter 122 sind Tiefpassfilter mit einer bevorzugten Eckfrequenz von 8 kHz. Höhere Abtastraten können verwendet werden, um Gehörgangantworten oberhalb von 8 kHz zu erfassen.
Das Datenerfassungssystem 114 ist mit einer Sondenanordnung 126 gekoppelt, die in den Gehörgang der Testperson eingeführt wird. Einzelheiten der Sondenanordnung 126 sind im Funktionsblockdiagramm der 2 gezeigt. Die Sondenanordnung 126 enthält eine Schallquelle 130, Treiber 1 genannt, die mit dem Ausgang DAC 1 des Datenerfassungssystems 114 gekoppelt ist. In einer alternativen Ausführungsform enthält die Sondenanordnung 126 eine optionale zweite Schallquelle 132, Treiber 2 genannt, die mit dem Ausgang DAC 2 des Datenerfassungssystems 114 gekoppelt ist. Die Sondenanordnung 126 enthält ferner einen Mikrophonwandler 134, der mit dem Eingang des ADC 116 gekoppelt ist. Die Schallausgänge der Treiber 130 und 132 und der Schalleingang des Mikrophons 134 sind jeweils mittels eines Schallleiters 136, wie z. B. eines flexiblen Rohres, mit einem Ohreinsatz 140 verbunden. Die Schallleiter 136 enden alle an der Sondenspitze 140a der Sondenanordnung 140, die in den Gehörgang eingeführt wird.
Die Sondenanordnung 126 kann ein im Handel erhältliches Produkt sein, wie z. B. das Etymotic-Modell ER-10C, das ein Mikrophon 134, einen Treiber 1 als eine Schallquelle 130 und einen Treiber 2 als zweite Schallquelle 132 enthält. In einer alternativen Ausführungsform kann die Sondenanordnung 126 nur ein Mikrophon 134 und den Treiber 1 als einzelne Schallquelle 130 enthalten. Einige vorläufige Ergebnisse, die hier beschrieben werden, wurden unter Verwendung einer alternativen Einzelquellen-Ausführungsform erhalten, d. h. der Stimulus wurde unter Verwendung nur des Kanals DAC 1 des DAC 120 zur Schallquelle 130 geliefert. Die Testperson war in allen Fällen ein erwachsener Mann mit normalem Gehör. Die Antworten wurden ferner in einem (nicht gezeigten) herkömmlichen 1-Kubikzentimeter-Koppler (1cc-Koppler) erhalten, um den Geräuschteppich und Sonden-Nichtlinearitäten zu vergleichen.
Die CPU 102 enthält einen optionalen Anschluss zum Steuern des Eingangs an einer optionalen Statikdruckpumpe 128, die im System 100 enthalten ist. Der variierende statische Druck wird über ein externes Sondenrohr 136 (siehe 2) der Sondenanordnung 126 zugeführt, die ein internes Sondenrohr 136a enthält, um Schwankungen des statischen Drucks in den Gehörgang sowie andere Wellenleiter, die bei Bedarf zur Kalibrierung benutzt werden, zu leiten.
2. Doppelt evozierte otoakustische Emissionen in Gehörtestinstrumenten
A. Systemfunktion
Die Funktion des Systems 100 kann im Folgenden genauer beschrieben werden. Die neue Klasse von Stimuli wird von der CPU 102 synthetisiert. Der erste Schritt konstruiert ein N-Abtastwert-Fenster mit einer deterministischen Wellenform s₁(t). Hierbei ist die Zeitvariable mit t bezeichnet, jedoch ist klar, dass in einer zeitdiskreten Implementierung die Wellenform an jedem von N diskreten Zeitschritten definiert ist. Die zweite Stufe konstruiert ein N-Abtastwert-Fenster mit der Wellenform s₂(t). Der dritte Schritt konstruiert ein N-Abtastwert-Fenster mit der Überlagerung dieser zwei Wellenformen s₁₂(t) = s₁(t) + s₂(t). Der zusammengesetzte Stimulus s(t) wird als 3-N-Abtastwert-Fenster gebildet, dessen anfängliche N Abtastwerte im ersten Fenster s₁(t) enthalten, dessen mittlere N Abtastwerte im zweiten Fenster s₂(t) enthalten, und dessen letzte N Abtastwerte im dritten Fenster s₁₂(t) enthalten. Ohne Einschränkung der Allgemeinheit können die anfänglichen, mittleren und letzten Fenster vertauscht werden.
Die Druckantwort im Gehörgang wird auf diesen N-Abtastwert-Stimulus s(t) gemessen und in der bevorzugten Ausführungsform durch mehrfache Präsentationen des Stimulus zeitlich gemittelt. Die Antwort wird in 3N-Abtastwert-Fenster aufgeteilt, die als Antwort p₁(t) auf dem Stimulus s₁(t), die Antwort p₂(t) auf dem Stimulus s₂(t) und die Antwort p₁₂(t) auf dem Stimulus s₁₂(t) definiert sind.
Der Stimulus hat die Eigenschaft, dass s12(t) – (s1(t) + s2(t)] = 0, (11)und die lineare Antwort des Ohres oder des Kopplers eliminiert wird durch Bilden der Verzerrungsdruckantwort pD(t) = p12(t) – [p1(t) + p2(t)]. (12)
Dies ist eine extrem breite Klasse von evozierten Antworten, die von der spezifischen Wahl von s₁(t), s₂(t) und s₁₂(t) abhängen. Dieses Trio von Stimuli wird als doppelt evozierende Stimulusmenge oder 2E-Stimulusmenge bezeichnet. Wenn einzelner Treiber verwendet wird, unterscheidet sich diese 2E-Stimulusmenge von der linear ausgeglichenen Stimulusmenge, die von Kemp (1989) verwendet wird, dadurch, dass die Stimuli in der linear ausgeglichenen Menge sich algebraisch zu Null summieren, während die 2E-Stimulusmenge auf einer Differenz beruht. Dies hat den Vorteil, dass die Polarität des Stimulusbeitrags von s₁(t) bis s₁₂(t) an die individuelle Polarität von s₁(t) angepasst ist, was eine verbesserte Auslöschung der Messsystemverzerrung erlaubt. Die Subtraktion der Größen, die in beiden Gleichungen (11 und 12) auftreten, wird als 2E-Subtraktionstechnik bezeichnet. Eine wünschenswerte Reduktion der Sondenverzerrung wird durch spezifische Auswahl von s₁(t) und s₂(t) erreicht, wobei s₁₂(t) durch Gleichung (11) im Wert eingeschränkt ist. Eine neuartige Familie von Stimuli ist diejenige, für die s₂(t) gleich s₁(t) ist, jedoch zeitlich verzögert und in der Amplitude skaliert, d. h. s₁(t) und s₂(t) nehmen die Form an: s1(t) = a(t), (13) s2(t) = εa(t – τ), (14)wobei das Amplitudenverhältnis ε einen positiven oder negativen Wert aufweist und die relative Zeitverzögerung gleich τ ist. Die resultierende Antwort p_D(t) wird als doppelt evozierte otoakustische Emission (2EOAE) bezeichnet. Es ist manchmal zweckmäßig, p_D(t) als 2E-Druckantwort zu bezeichnen. Die Wellenform a(t) ist eine willkürliche N-Abtastwert-Anordnung von Werten. Die Zeitverzögerung wird so gewählt, dass sie herkömmlicherweise innerhalb des Bereiches der EOAE-Dauer (> 20 ms) liegt, kann jedoch über größere Zeitspannen gemessen werden. Die einzige Einschränkung für a(t) ist, dass die substantielle Nicht-Null-Antwort sowohl von a(t) als auch a(t – τ) innerhalb des jeweiligen N-Abtastwert-Fensters liegt. Dies bedeutet, dass die Verzögerung τ im Vergleich zur Gesamtdauer des N-Abtastwert-Fensters nicht zu groß sein kann. Dies ist in der Praxis kein Problem, da τ im Bereich der Werte 1–10 ms liegt, bei bevorzugten Ausführungsformen im Bereich 0–2 ms, während die Fensterdauer wenigstens 20 ms beträgt. Der Stimulus s₁₂(t) nimmt die Form an: s12(t) = s1(t) + s2(t) = a(t) + εa(t – τ). (15)
Das Signal a(t) ist mit einer verzögerten Kopie seiner selbst (reskaliert in der Amplitude) überlagert, so dass die evozierte OAE-Antwort auf a(t) die evozierte OAE-Antwort auf a(t – τ) überlagert und die nichtlineare Wechselwirkung im Überlappungsbereich durch die relative Amplitude ε kontrolliert wird. Der neuartige Aspekt ist die Subtraktionstechnik für die Verzerrungsantwort p_D(t), die eine nichtlineare evozierte OAE enthält, die überlappende kochleare Reflexionen von überlappenden Signalen enthält. Wie vorher beschrieben worden ist, haben Kemp und Chum (1980) sowie Kemp (1986) einen Doppelklickstimulus mit überlappenden Antworten beschrieben, jedoch wurde die Subtraktionsprozedur der Gleichung (12) nicht verwendet, um eine Antwort zu erhalten, wobei eine Zeitfensterung über die anfänglichen 6 ms der Niedrigpegel-Klickantwort erforderlich war. Die Verwendung von Maskierungsklicks entgegengesetzter Polaritäten bei diesem Stand der Technik kann eine Sondenverzerrung für Spitzenüberlastung einschleppen, die zwischen Klicks positiver und negativer Polarität asymmetrisch ist. Das Ausmaß der Verzerrung nimmt mit Steigerung des Klickpegels zu und kann für die in Gehörtests verwendeten Pegel von Bedeutung sein. Die Stimuli in der Doppelklickprozedur nach Kemp und Chum (1980) summieren sich nicht zu Null. Im Gegensatz hierzu wird Gleichung (12) ohne Zeitfensterung mit einer Prozedur verwendet, die die Sondenverzerrung kontrolliert, die individuell von jeder einen Klick ausgebenden Quelle eingeschleppt wird. Die Verzerrungsantwort p_D(t) enthält somit eine nichtlinear evozierte OAE, die überlappende kochleare Reflexionen von überlappenden Signalen enthält.
Es bleibt eine Willkürlichkeit bei der Auswahl von a(t). Eine interessante Auswahl ist, wenn a(t) ein Klick ist, d. h. ein Signal kurzer Dauer, dessen spektrale Bandbreite breit ist. Eine kurze Dauer bedeutet, dass die Signaldauer kleiner als die Impulsantwort der Schallquelle 130 in der Sondenanordnung 126 ist. Dies führt zu der doppelt klick-evozierten otoakustischen Emission (2CEOAE). Die Erzeugung des 2CEOAE-Stimulus wird im Folgenden genauer beschrieben.
Eine weitere interessante Wahlmöglichkeit ist, wenn a(t) eine Dauer aufweist, die im Vergleich zu einer Impulsantwort der Schallquelle 130 in der Sondenanord nung 126 lang ist und in der Größenordnung der Dauer der evozierten OAE-Antworten liegt. Das heißt, die in a(t) enthaltenen N-Abtastwerte entsprechen einem Zeitintervall im Bereich von 20–40 ms. Solche Stimuli können, ohne Einschränkung der Allgemeinheit, als Klickwellenform (d. h. eine Wellenform kurzer Dauer) ausgedrückt werden, die allpassgefiltert ist. Das Allpassfilter variiert die Phase des Signals, was die zeitliche Verteilung der Energie beeinflusst, wobei jedoch das Spektrum des gefilterten Signals genau das selbe ist wie das Spektrum des Klicks. Zwei Unterklassen von Allpassfiltern führen zu Chirp-Wellenformen und Größte-Wahrscheinlichkeit-Sequenzen, jedoch existieren auch andere Wahlmöglichkeiten.
Die bevorzugte Ausführungsform langandauernder Signale ist die Chirp-Wellenform, deren Allpassfilter-Gruppenlaufzeit, im Folgenden definiert, gleichmäßig mit der Frequenz ansteigt oder abnimmt. Diese Klasse von Chirp-Stimuli führt zu dem Doppel-Chirp-Verzerrungsprodukt (2ChDP). Die Erzeugung des 2ChDP-Stimulus wird im Folgenden genauer beschrieben. Alternative Ausführungsformen verwenden Allpassfilter, deren Gruppenlaufzeiten in einer komplizierteren Weise mit der Frequenz variieren, einschließlich einer quasizufälligen Änderung der Gruppenlaufzeit mit der Frequenz.
Der 3N-Abtastwert-Stimulus s(t) kann nur mittels der Schallquelle 130 oder mittels beider Schallquellen 130 und 132 ausgegeben werden, die jeweils von einem Signalgenerator und einer Stimulussequenz angesteuert werden. In der Einzelquellen-Ausführungsform wird jedes der N-Abtastwert-Unterfenster mittels der Schallquelle 130 ausgegeben. In der bevorzugten Ausführungsform ist s₂(t) eine zeitlich verzögerte, reskalierte Kopie s₁(t), wobei diese Zeitverzögerung zwischen s₂(t) und s₁(t) im verbunden präsentierten Fenster s₁₂(t) den Pegel einer Sondenverzerrung aufgrund einer Spitzenüberlast reduziert. Wenn die Verzögerungszeit τ ausreichend groß gewählt wird, kann der Spitzenwert von s₁₂(t) sehr viel näher an der Spitze von s₁(t) oder s₂(t) erhalten werden. Diese Reduktion der Spitzenüberlastung während der Subtraktion der Antworten, um den Verzerrungsdruck zu bilden, führt zu einer Reduktion der Sondenverzerrung, die nichtlinear und synchron mit der kochlearen Antwort ist. Beispiele werden im Folgenden dargestellt.
Eine Messsystemverzerrung, einschließlich einer Sondenverzerrung, wird signifikant reduziert, wenn die 2E-Stimulussequenz in zwei Sequenzen unterteilt wird, von denen jede unter der Kontrolle eines digitalen Signalprozessors (DSP) mittels eines separaten Digital-zu-Analog-Wandlers (DAC) an eine separate Schallwelle ausgegeben wird, die innerhalb der Sondenanordnung in der nähe eines einzelnen Mikrophons angeordnet ist. Dies wird als Doppelquellen-Ausführungsform bezeichnet. Die Mikrophonantwort wird unter Verwendung eines Analog-zu-Digital-Wandlers digitalisiert und vom DSP erfasst.
In dieser Doppelquellen-Ausführungsform besteht der im Gehörgang präsentierte Gesamtstimulus s(t) aus Wiederholungen des 3N-Abtastwert-Sequenz-Stimulus s(t), der zusammengesetzt ist aus:

– der N-Abtastwert-Sequenz s₁(t),
– gefolgt von der N-Abtastwert-Sequenz s₂(t),
– gefolgt von der N-Abtastwert-Sequenz s₁₂(t).

Kanal 1 des DAC treibt die Schallquelle 1 mit dem 3 N-Abtastwert-Signal:

– s₁(t) für die anfänglichen N Abtastwerte,
– Null-Werte für die mittleren N Abtastwerte,
– s₁(t) für die letzten N Abtastwerte.

Kanal 2 des DAC treibt die Schallquelle 2 mit dem 3 N-Abtastwert-Signal:

– Null-Werten für die anfänglichen N Abtastwerte,
– s₂(t) für die mittleren N Abtastwerte,
– s₂(t) für die letzten N Abtastwerte.

Diese Ausgangssignale von diesen zwei Schallquellen werden im Gehörgangsignal summiert. Diese Ausführungsform hat das erwünschte Merkmal, dass jede Schallquelle einen Isopegel-Stimulus (Stimulus mit gleichem Niveau) präsentiert.
In der Doppelquellen-Ausführungsform des Systems 100 wird s₁(t) von der Schallquelle 130 ausgegeben, während s₂(t) von der Schallquelle 132 ausgegeben wird. In der Präsentation von s₁₂(t), definiert als Überlagerung von s₂(t) und s₁(t), wird s₁(t) mittels der Schallquelle 130 ausgegeben, während s₂(t) gleichzeitig mittels der Schallquelle 132 ausgegeben wird. Somit gibt jede der Schallquellen 130 und 132 nur ein Signal mit einem Pegel aus, wobei die 2E-Subtraktionstechnik die Verzerrung jeder Quelle aus der ausgegebenen Verzerrungsantwort weitgehend eliminiert. Dies steht im Gegensatz zum Stand der Technik der CEOAEs und der Tonsignalbündel-EOAEs, die nur eine einzelne Quelle verwenden und keinen konstanten Pegel von dieser Quelle aufrechterhalten. Die von der Schallquelle 130 ausgegebene Stimulussequenz ist nicht linear ausgeglichen, da sie zwei Präsentationen von s₁(t) enthält, die sich zu zwei s₁(t) summieren. In ähnlicher Weise ist die von der Schallquelle 132 ausgegebene Stimulussequenz nicht linear ausgeglichen, da sie zwei Präsentationen von s₂(t) enthält, die sich zu 2s₂(t) summieren. Die entsprechende lineare Kombination der Druckantworten beruht auf der akustischen Mischung der Ausgangssignale der beiden Schallquellen 130 und 132 im Gehörgang.
Es können einige offensichtliche Erweiterungen für diesen allgemeinen Formalismus erwähnt werden. Eine besteht darin, dass eine statische Druckbeaufschlagung des Gehörgangs als eine Variable enthalten sein kann. Die EOAE wird bei verschiedenen statischen Drücken gemessen, was Informationen über das kochleare Signal bei Anwesenheit externer Modifikationen am Mittelohr über Änderungen der Druckbeaufschlagung liefert.
Eine weitere besteht darin, dass die Multistimulus-Konstruktions- und Subtraktionstechnik nicht auf die Verwendung von zwei elementaren Signalen beschränkt ist, sondern auf drei oder mehr elementare Signale erweitert werden kann. Im Vorangehenden ist ein Stimulus s(t) beschrieben, der durch Vereinigen von Teilstimuli s₁(t), s₂(t) und s₁₂(t) erzeugt worden ist. Es können drei oder mehr zeitverzögerte Kopien von a(t) beim Erstellen dieser Stimuli verwendet werden, wobei die einzige Einschränkung darin besteht, dass eine lineare Kombination des Stimulus sich zu 0 summiert. Es ist auch möglich, Sequenzen zu berücksi chtigen, die s₁₂₃(t), s₁₂(t), s₂₃(t), s₁₃(t), s₁(t), s₂(t) und s₃(t) in einer Weise kombinieren, dass eine lineare Kombination der Stimuli sich zu 0 summiert. Hierbei bezeichnet s₁₂₃(t) die Überlagerung von s₁(t), s₂(t) und s₃(t), und dergleichen. Für diesen Fall von drei Teilstimuli existieren ebenfalls Einzelquellen-, Doppelquellen- und Dreifachquellen-Varianten, die die Sondenverzerrung vollständiger kontrollieren.
B. Doppelklick-evozierte otoakustische Emissionen
Ein kurzdauerndes Signal s₁(t) ist durch die obige Gleichung (3) definiert, wobei a(t) eine breitbandige Wellenform kurzer Dauer (Klick) ist. Ein zweites kurzdauerndes Signal s₂(t) ist durch obige Gleichung (14) als zeitverzögerte Version von s₁(t) mit einer mittels ε skalierten Amplitude definiert. Die Konstante ε kann willkürliche positive oder negative Werte annehmen. Ein negativer Wert invertiert die Polarität des Klicks. Das zusammengesetzte Signal s₁₂(t) ist durch Gleichung (15) definiert.
Die Schalldruckantworten auf die Stimuli s₁(t), s₂(t) und s₁₂(t) sind p₁(t), p₂(t) bzw. p₁₂(t). Die doppelklick-evozierte otoakustische Emission (2CEOAE) ist durch die Antwort definiert: pD(t) = p12(t) – [p1(t) + p2(t)]. (16)
Diese Gleichung ist genau äquivalent zu Gleichung (12) für den Fall, dass s₁ ein Klick ist. Dies steht im Gegensatz zu der klick-evozierten OAE, in der ein Stimulus s bei zwei Amplitudenpegeln präsentiert wird, bezeichnet mit s(t, L₁) und s(t, L₂), wobei L₂ = L₁ + ΔL. Die Druckantworten bei den Pegeln L₁ und L₂ sind p(t, L₂) und p(t, L₁), wobei die klick-evozierte OAE ist: Δp = p(t, L2) – p(t, L1). (17)
Die 2CEOAE des Systems 100 manipuliert die Zeitverzögerung τ zwischen Klicks als eine unabhängige Variable, wobei es keine Zeitfensterung der Antwort mit Bezug auf den Beginn des Stimulus gibt, wie sie in klick-evozierten OAE-Techniken des Standes der Technik verwendet wird. Ein weiterer Vorteil ist, dass eine beliebige lineare Antwort des Systems bei der Berechnung der 2CEOAE ausgelöscht wird.
Es ist nützlich, das Messsystem zu kalibrieren, indem die Sonde mit dem Stimulus beaufschlagt wird, wenn sie in ein zylindrisches Rohr eingesetzt ist. Irgendeine Spitzenverzerrung in der Sonde kann gemessen werden, wobei die Spektralamplitude des Stimulus angepasst werden kann, um die Niederfrequenzenergie zu eliminieren, die hauptsächlich für die Überlastung des Quellenwandlers verantwortlich ist.
Die 2CEOAE-Messprozedur hat einen Vorteil gegenüber den Standard-CEOAE-Messprozeduren (Kemp (1989)), da der Pegel des Signals nicht variiert wird. Da die Spitzenpegel, die s₁(t) zugeordnet sind, zeitlich von den Spitzenwerten, die s₂(t) zugeordnet sind, gut getrennt sind, ist irgendeine Sonden-Nichtlinearität in den Einzelklick- und Doppelklick-Bedingungen tendenziell äquivalent und löscht sich somit tendenziell aus, wenn Gleichung (16) verwendet wird, um die 2CEOAE-Antwort zu berechnen. Im Gegensatz hierzu variiert das Beispiel der takt-evozierten OAE den Pegel des Stimulus, so dass irgendeine Sonden-Nichtlinearität sich nicht auslöscht, wenn Gleichung (17) verwendet wird, um die Antwort zu berechnen. Dies ist ein kritischer Unterschied für die Messung evozierter Emissionen mit Latenzzeiten kleiner als 5 ms, d. h. Hochfrequenz-EOAES, und Niederfrequenzemissionen, die durch die Sondenverzerrung signifikant beschränkt sind.
Beispiel I
Beispielwellenformen für den 2CEOAE-Stimulus sind in den 3A bis 3C gezeigt, in denen unterschiedliche Zeitverzögerungen τ in jeder Figur dargestellt sind. Es ist zu beachten, dass die 3A bis 3C und die anderen Figuren zeitlich variierende Wellenformen darstellen. Die Amplitude dieser Wellenformen ist in Zählerwerten am ADC 116 (siehe 1) angegeben und daher in willkürlichen Einheiten angezeigt. Die Zeitskala ist in Abtastwerten im ADC 116 ausgedrückt. 3A zeigt die drei Signale s₁(t), s₂(t) und s₁₂(t) mit einer Ver zögerung von τ = 1 ms. Die 3B und 3C weisen identische Amplituden auf, jedoch Zeitverzögerungen τ von 2 ms bzw. 3 ms. Der Skalierungsfaktor beträgt ε = 1 in allen drei Beispielen der 3A bis 3C. Die Wellenformen in den 3A bis 3C sind direkt vom Ausgang des DAC1 entnommen (siehe 1). Eine Variante der 2CEOAE, die sowohl DAC1 als auch DAC2 verwendet, wird im Folgenden diskutiert. Es gibt 2.048 Abtastwerte in jeder zusammengesetzten Wellenform, entsprechend einer Gesamtdauer von 128 ms für die Abtastrate von 16 kHz. Es sei der Stimulus der 3C mit 3 ms Zeitverzögerung betrachtet. Das erste Drittel der Wellenform in 3C ist s₁(t) mit einer Dauer von 682 Abtastwerten, das mittlere Drittel der Wellenform in 3C ist s₂(t) mit der gleichen Dauer von 682 Abtastwerten, und das letzte Drittel der Wellenform in 3C ist s₁₂(t) (d. h. s₁₂(t) = s₁(t) + s₂(t)) mit einer Dauer von 682 Abtastwerten, beendet durch zwei zusätzliche Abtastwerte mit Null-Wert. Diese letzteren zwei Abtastwerte sind in diesen Pilotdaten vorhanden, wobei ihr Einfluss vernachlässigbar ist, wobei jedoch die bevorzugte Ausführungsform eine genau identische Dauer der jeweils drei Unterfenster aufweist. Nachdem die Subtraktionsprozesse in Gleichung (16) ausgeführt worden sind, weisen die 2CEOAE-Antworten eine Dauer von D = 43 ms auf, wobei die CEOAE-Antwort eine Dauer von 32 ms aufweist.
Die in den 3A bis 3C dargestellten 2CEOAE-Stimuli stehen im Gegensatz zu der herkömmlichen linear ausgeglichenen Menge von Stimuli, die in 4 gezeigt ist und unter Verwendung der Techniken in Kemp (1989) gemessen sind. In 4 wird jeder der Stimuli in der Menge zeitlich so getrennt, dass nur ein Klick innerhalb der maximalen Latenzzeit für die evozierte Antwort vom Ohr auftritt. Wie oben beschrieben worden ist, beträgt das Zeitintervall zwischen Stimuli in Kemp (1989) wenigstens 20 ms. Somit umfasst der Stimulus in 4 vier separate Stimuli, die jeweils eine entsprechende evozierte OAE-Antwort vom Ohr aufweisen. Im Gegensatz hierzu weist der 3N-Abtastwert-Stimulus s(t), der vom System 100 erzeugt wird und in den 3A bis 3C dargestellt ist, drei unabhängige Stimuli auf, wobei jedoch der dritte Stimulus zwei Klicks enthält, die mit der Zeitverzögerung τ präsentiert werden, die kleiner ist als die maximale Latenzzeit für die evozierte Antwort vom Ohr.
C. 2CEOAE-Varianten
Es gibt zwei Varianten der Messprozedur, die nur die Schallquelle 130 (siehe 2) oder beide Schallquellen 130 und 132 verwenden. Eine einzelne Schallquelle kann mit ausreichend großer Zeitverzögerung τ verwendet werden, da die Antwort auf die vereinte Präsentation von s₁(t) und s₂(t) gefolgt von einer Subtraktion jeder der einzelnen Antworten auf s₁(t) und s₂(t) ein vernachlässigbares Verzerrungsartefakt erzeugt. Das Vorhandensein der Verzögerung versetzt die Spitzenwerte, die s₁ und s₂ zugeordnet sind, wodurch der Subtraktionsprozess wirksam wird. Im Fall einer Null-Verzögerung vereinigen sich die zwei Klicks zu einem einzelnen akustischen Klick mit doppelter Amplitude, wodurch eine viel stärkere Spitzenkappung in der einzelnen Schallquelle erzeugt wird. Diese unerwünschte Eigenschaft ist der Technik von Kemp (1989) ähnlich, die Antworten auf der Grundlage von Klicks unterschiedlicher Amplituden subtrahiert. Die Doppelquellen-Variante, in der s₁(t) in die Schallquelle 130 eingegeben wird und s₂(t) in die Schallquelle 132 eingegeben wird, eliminiert die Spitzenkappungsverzerrung wesentlich. Dies ist die bevorzugte Ausführungsform, wenn auch mit leicht erhöhter Komplexität und erhöhten Kosten für die Sondenanordnung 126 (siehe 2).
Diese Doppelquellen-Variante weist einen überraschenden und signifikanten Entartungsfall auf, wenn die Zeitverzögerung zwischen den Klicks gleich 0 ist (τ = 0), und wenn die relative Klickamplitude gleich 1 ist (ε = 1). Die zwei Klick-Stimuli vereinigen sich wiederum zu einem einzelnen Klick mit doppelter Amplitude, wobei ohne Einschränkung der Allgemeinheit angenommen wird, dass die zwei Schallquellen 130 und 132 identisch sind. Durch die Verwendung separater Schallquellen 130 und 132 für s₁(t) und s₂(t) eliminiert die in Gleichung (6) ausgeführte differentielle Subtraktion vollständig die Sonden-Nichtlinearität, die synchron zum Stimulusfenster ist. Allgemeiner wird die Messsystem-Nichtlinearität eliminiert, die innerhalb jedes der zwei DAC-Kanäle des Messsystems vorhanden ist. Die Messsystem-Nichtlinearität, die verbleibt, beruht auf einer Zwischenkanalverzerrung, die in praktischen Anwendungen viel weniger signifi kant ist. Zum Beispiel kann eine Zwischenkanalübertragung innerhalb einer gegebenen Sondenanordnung vom Schallquellenkopplungsrohr zum Mikrophonkopplungsrohr vorhanden sein, jedoch ist eine solche Übertragung eine lineare Antwort, so dass sie sich in der 2E-Subtraktionstechnik auslöscht. Diese Anmerkungen sind nicht nur auf die 2CEOAE-Variente anwendbar, sondern auf eine beliebige 2E-Druckantwort, die über die 2E-Subtraktionstechnik unter Verwendung einer Doppelquellen-Variante erzeugt wird. Dies erlaubt die Messung einer CEOAE ohne die Notwendigkeit des Nullsetzens (d. h. des Zeitfensterns) der anfänglichen 2–5 ms der Antwort, und erlaubt viel breitbandigere Messungen von CEOAEs.
D. Doppel-Chirp-Verzerrungsprodukt-Stimulus
Die Funktion des Systems 100 kann im Folgenden für den Fall eines Doppel-Chirp-Stimulus genauer beschrieben werden, der zu dem doppelt chirpevozierten Verzerrungsprodukt (2ChDP) führt. Das Doppel-Chirp-Stimulussignal wird vom System 100 synthetisiert und dem Ohr zugeführt. Der Doppel-Chirp-Stimulus hat signifikante Vorteile gegenüber sowohl dem herkömmlichen 2-Frequenz-DP-Stimulus als auch dem herkömmlichen Klick-Stimulus. Herkömmliche Verzerrungsproduktsysteme verwenden ein Paar sinusförmiger Signale mit den Frequenzen f₁ und f₂ > f₁, um Verzerrungsprodukte bei Frequenzen einschließlich 2f₁ – f₂ und anderen Frequenzen zu evozieren, die lineare Kombinationen der zwei Stimulusfrequenzen sind.
Solche herkömmlichen DP-Systeme haben den Vorteil, dass die stark evozierten Signale in der Frequenz weit von denjenigen im Stimulus entfernt sind, so dass sie leicht extrahiert werden können. Sie haben den Nachteil, dass die Antwort bei nur einem einzigen Paar von Stimulusfrequenzen erhalten wird, die variiert werden müssen, um eine breitbandige Antwort zu erhalten. Typischerweise werden spezielle Frequenzen für f₁ und f₂ verwendet, deren Perioden exakte Unterschwingungen der Anzahl der Abtastwerte N im Fenster sind. Solche Beschränkungen der Frequenz vereinfachen die digitale Erzeugung der Stimuli. Zum Beispiel kann ein Fenster mit 1000 Abtastwerten verwendet werden, um kontinuierlich eine Sinuswelle zu erzeugen, deren Periode 1000 Abtastwerte, 500 Abtastwerte, 250 Abtastwerte beträgt, oder irgendeine andere Periode, die eine exakte Unterschwingung der Fensterperiode ist. Während dies die Synthese der Stimuli vereinfacht, schränkt es die Frequenzselektivität stark ein. Dieses Problem wird durch die Eigenschaft verstärkt, dass die DP-Antwort signifikant fluktuieren kann, wenn die Stimulusfrequenzen um kleine Größen, z. B. in der Umgebung einer SOAE-Stelle, kovariieren. Dies bedeutet, dass es wünschenswert wäre, einen breiteren Bereich von Frequenzselektivität in DP-Messungen zu haben. Dies wird mit 2ChDP-Messungen ermöglicht. Übergangs-DP-Messsysteme, die die 2E-Stimulusmenge verwenden, werden im Folgenden beschrieben.
Klick-evozierte OAE-Messsysteme weisen eine gute Frequenzselektivität auf, jedoch überlappt die lineare Antwort zeitlich etwas mit der nichtlinearen Antwort, wobei sich selbst mit geeigneter Zeitbereichsmittelung Einschränkungen der Bandbreite der evozierten OAE-Antwort, die gemessen werden kann, im Vergleich zu DP-Systemen ergeben können.
Techniken, die chirp-basierte Verzerrungsprodukte vom System 100 verwenden, teilen sich die Vorteile sowohl mit DP- als auch klick-evozierten OAE-Messsystemen. Der Doppel-Chirp-Stimulus verwendet ein sich wiederholendes, jedoch nicht stetiges Signal, das für die zeitliche Mittelung gut geeignet ist. Im Vergleich zu einem Impuls kurzer Dauer weist ein Chirp einen größeren Störabstand und einen reduzierten Scheitelfaktor auf, wodurch Nichtlinearitäten in der Schallquelle 130 reduziert werden. Der Scheitelfaktor ist das Verhältnis des Spitzenwertes zur Effektivwertamplitude des Signals.
Ein breitbandiger Multi-Chirp-Stimulus kann mit kontrollierbarem Scheitelfaktor erzeugt werden, wobei dessen streng-evozierte kochleare Antwortkomponenten von denjenigen des Stimulus trennbar sind. Ferner weist ein solcher Stimulus wünschenswerte Gruppenlaufzeiteigenschaften der DP-Messungen auf. Dies wird unter Verwendung eines Doppel-Chirp erreicht, d. h. durch Gestaltung eines Stimulus, der eine lineare Überlagerung von zwei Chirps ist. Der 3N-Abtastwert-Stimulus ist durch die obigen Gleichungen (13) bis (15) definiert. Das Signal s(t) ist durch Gleichung (13) definiert, während a(t) ein Chirp-Signal ist. Das Signal s₂(t) ist durch die obige Gleichung (14) als zeitverzögerte Version von s₁(t) mit einer mittels ε skalierten Amplitude definiert. Das zusammengesetzte Signal s₁₂(t), das durch Gleichung (15) definiert ist, ist die Überlagerung von s₁(t) und s₂(t). Wie vorher beschrieben worden ist, ist jedoch das System 100 nicht auf die Stimuli s₁(t) und s₂(t) beschränkt, wie skalierte gegenseitige Repliken sind.
E. Linearer und logarithmischer Chirp-Entwurf
Die Entwurfsprozeduren für die Erzeugung von Chirps mit linearer und logarithmischer Gruppenlaufzeit werden in diesem Abschnitt im Überblick dargestellt. Dies ist im Funktionsblockdiagramm der 5 gezeigt, in der eine Chirp-Schaltung 200 eine Eingangswellenform 220 erhält, die das Signal a(t) darstellt. Das Signal a(t) wird mittels einer diskreten Fourier-Transformation (DFT) 203 verarbeitet, um das Signal a(t) in ein Frequenzbereichssignal A(f) umzusetzen. Ein Allpassfilter 204 verarbeitet das Frequenzbereichssignal A(f), um einen Chirp zu erzeugen, dessen Spektrum die gleiche Energie wie das Ursprungssignal a(t) enthält, dessen Energie jedoch aufgrund der Phasenverschiebung zeitlich gespreizt ist. Wie im Folgenden genauer beschrieben wird, kann das Allpassfilter 204 eine lineare Frequenzabhängigkeit aufweisen, um einen linearen Chirp zu erzeugen, oder eine logarithmische Frequenzabhängigkeit, um einen logarithmischen Chirp zu erzeugen. Andere Allpassfilterentwürfe sind ebenfalls zulässig.
Da das 2ChDP eine besondere Ausführungsform des 2EOAE-Stimulusentwurfs ist, kann das anfängliche Signal a(t) im Zeitbereich spezifiziert sein, oder das Signal kann unter Verwendung seiner DFT 203 A(f) im Frequenzbereich spezifiziert sein. Die bevorzugte Ausführungsform von a(t) ist ein Signal kurzer Dauer ähnlich einem Klick. Dieses kurzdauernde Signal wird mittels Allpassfilter 204 gefiltert und unter Verwendung einer inversen diskreten Fourier-Transformation (DFT^–1) 208 in ein Zeitbereichssignal transformiert. Das Chirp-Signal ist im Wesentlichen ein zeitlich gestreckter bandbegrenzter Impuls. Die Chirp-Schaltung 200 soll lediglich die Verarbeitungsschritte erläutern, die vom System 100 ausgeführt werden, um den zeitlich gestreckten bandbegrenzten Impuls zu erzeugen.
Das Allpassfilter 204 wird im Frequenzbereich durch C(f) = e^jθ(f) ausgedrückt, wobei die Phasenantwort θ(f) mit der Frequenz f oder äquivalent mit der Bogenmassfrequenz ω = 2ϕf variiert, und wobei die imaginäre Einheitszahl auf der Grundlage einer Zeitabhängigkeit e^jωt gleich j ist. Die Gruppenlaufzeit τ des Allpassfilters ist definiert durch:
In einer zeitdiskreten Implementierung auf der Grundlage einer Dauer von N Abtastwerten bei einer Abtastperiode von T muss die Gruppenlaufzeit im Bereich von 0 – D liegen, wobei die Fensterdauer gleich D = NT ist. Die k-te diskrete Frequenz ist f_k = k/D, wobei k von 0 bis (N – 1) variiert. Es sei angenommen, dass die im Stimulus erwünschte obere Frequenz gleich f_u ist, die kleiner als (2T)^–1 ist. Das Allpassfilter 204 des linearen Chirp wird ausgedrückt durch
wenn β von 0 bis 1 (oder von 0 bis hinab zu –1) variiert, variiert die entsprechende maximale Gruppenlaufzeit von 0 bis zur Fensterdauer D, wobei der Scheitelfaktor gleichmäßig abnimmt. Für positives β steigt die Gruppenlaufzeit des linearen Chirp linear mit zunehmender Frequenz an. Für negatives β ist die Beziehung umgekehrt.
Der Stimulus S(f) ist als Produkt des Linearchirp-Allpassfilters 204 mit einer Amplitudenantwort A(f), die eine reale, nicht-negative Größe ist und für Frequenzen über (2T)^–1 auf 0 beschränkt ist, spezifiziert. Allgemein ist es nützlich, A(f) so zu spezifizieren, dass es nur innerhalb des Durchlassbandes der Schallquelle 130 nicht 0 ist (siehe 2), wobei es ferner mit der Frequenz variiert werden kann, um den Störabstand, den Scheitelfaktor des Stimulus oder der gemessenen Antwort oder eine andere gewünschte Größe zu optimieren. Die inverse DFT (DFT^–1) von S(f) = A(f)C(f) ist die Chirp-Wellenform s(t), die als s₁(t) in einer Doppel-Chirp-Stimulus-Präsentation verwendet wird.
Der logarithmische Chirp wird unter Verwendung des Allpassfilters 204 konstruiert, dessen Parameter so gewählt sind, dass die Gruppenlaufzeit proportional zum Logarithmus der Frequenz ist. Seine Phasenfunktion Θ kann ausgedrückt werden als
Die Mittenfrequenz f_c ist der geometrische Mittelwert der momentan niedrigsten (f_l) und höchsten f_u Frequenzen,
Die Gruppenlaufzeit wird berechnet zu
was bestätigt, dass die Gruppenlaufzeit logarithmisch mit der Frequenz variiert. Wenn α positiv ist, ist die Gruppenlaufzeit bei hohen Frequenzen kleiner als diejenige bei niedrigen Frequenzen; wenn α negativ ist, sind diese Beziehungen umgekehrt. Die Gruppenlaufzeit ist bei der Mittenfrequenz gleich 0.
Die Chirp-Amplitude A(f) muss eine endliche Bandbreite aufweisen und die logarithmische Singularität bei der Frequenz 0 vermeiden. Es gibt eine Niederfrequenz-Übergangsordnung (unmittelbar über f_l), in der die Chirp-Amplitude von 0 auf den Einheitsverstärkungsfaktor ansteigt. Es gibt eine Hochfrequenz-Übergangsordnung (unmittelbar unter f_u), in der die Chirp-Amplitude vom Einheitsverstärkungsfaktor auf 0 sinkt. Die Chirp-Amplitude A(f) kann ansonsten innerhalb des Durchlassbandes nach Bedarf gleichmäßig variieren. Der gesamte Gruppenlaufzeitbereich T(g) ist
da die Anzahl der Oktaven im Durchlassband gleich N_oct = log₂(f_u/f_l) ist, folgt, dass Tg = 0,301|α|DNoct, (23)was bedeutet, dass |α| kleiner als (0,31 N_oct)^–1 sein sollte, so dass T_g kleiner als D ist. In der Praxis weist der logarithmische Chirp eine kürzere Dauer auf als diese Grenze, so dass die EOAE-Antwort innerhalb des Abtastfensters enthalten ist.
Nach der inversen DFT kann der logarithmische Chirp innerhalb des Puffers von N Abtastwerten beliebig rotieren, um seinen Anfang nahe am Beginn des Puffers auszurichten, um somit die absolute Null der Mittenfrequenz-Gruppenlaufzeit auf irgendeinen günstigen Wert zu verschieben.
F. Doppel-Chirp-Verzerrungsproduktmessung
Das System 100 erlaubt die Lieferung von zwei Chirp-Signalen zum Ohr, um eine 2ChDP-Emission von der Innenohrschnecke auszulösen. In dieser Ausführungsform werden entweder eine Schallquelle 130 oder zwei Schallquellen 130 und 132 verwendet, um die jeweiligen Chirp-Signale zu erzeugen, wie oben in den Einzelquellen- und Doppelquellen-Ausführungsformen der altgemeinen 2EOAE-Messung beschrieben worden ist. Der 2ChDP-Stimulus bietet den zweifachen Vorteil der breiten Frequenzantwort, die mit der herkömmlichen DPOAE-Technik nicht verfügbar ist, und einer guten Kontrolle über Sonden-Nichtlinearitäten. Die Grundidee besteht darin, zwei logarithmische Chirps s₁(t) und s₂(t) mit einer wohldefinierten Beziehung zwischen Gruppenlaufzeit und Pegel zu präsentieren. Der logarithmische Chirp wird in der derzeit bevorzugten Ausführungsform ausgewählt, da wohlbekannt ist, dass die tonotopische Organisation der Innenohrschnecke in der Frequenz logarithmisch ist. Trotzdem soll das System 100 den Linear-Chirp-Stimulus sowie andere Chirp-Entwürfe und andere Allpassfilter umfassen. Intuitiv ähnelt jeder logarithmische Chirp über extrem kurze Zeitskalen einer gewobbelten Sinuswelle. Wenn zwei Sinuswellen gleichzeitig gewobbelt werden, so dass ihr Frequenzverhältnis m = f₂/f₁ > 1 konstant gehalten wird, dann wird eine gewobbelte DP-Antwort evoziert. In der derzeit bevorzugten Aus führungsform werden drei Stimuli verwendet, s₁(t), s₂(t) und ihre Überlagerung s₁₂(t) = s₁(t) + s₂(t), wobei die drei entsprechenden Gehörgang-Druckantworten p₁(t), p₂(t) bzw. p₁₂(t) gemessen werden. Die lineare Komponente der Druckantwort wird unter Verwendung der obigen Gleichung (12) heraussubtrahiert, um p_d(t) zu bilden. Die Antwort p_D(t) ist die 2ChDP. Es ist das nichtlineare Signal, das von der vereinten Präsentation der zwei Chirps nach Heraussubtrahieren der individuellen Antworten auf jeden Chirp übrigbleibt.
Im Gegensatz zu der herkömmliche DP, die mit einem Paar Sinustöne gemessen wird, ist die 2ChDP bei allen Frequenzen in der Messbandbreite definiert. Im Standardgebrauch ist das Amplitudenspektrum des Chirps S₁(f) gleich A₁(f) = A(f), und dasjenige für den Chirp s₂(f) gleich A₂(f) = ε(f)A(f), wobei ε der Skalierungsfaktor ist. Die Unterklasse der Stimuli mit konstantem ε hat interessante Eigenschaften. Ein positiver Wert von ε macht die Polarität von s₂(t) gleich derjenigen von s₁(t), während ein negativer Wert von ε Stimuli mit entgegengesetzter Polarität erzeugt. Die Chirps unterscheiden sich im Pegel um ΔL = 20 log|ε|. Dies ermöglicht, dass das Amplitudenspektrum des Gesamtsignals nach Bedarf angepasst werden kann, jedoch wird eine wohldefinierte Spektralpegeldifferenz erzeugt, die über die Frequenz konstant ist. Dies ist im Einklang mit gewöhnlichen DP-Messmodellen.
Wie werden DP-Messmodelle weiter emuliert, in denen ein festes Verhältnis m = f₂/f₁ zwischen den Stimulusfrequenzen aufrechterhalten wird, während f₁ variiert wird? Die Lösung besteht darin, dass die Gruppenlaufzeit τ₁ des Chirps s₁(t) bei der Frequenz f₁ gleich der Gruppenlaufzeit τ₂ des Chirps s₂(t) bei der Frequenz f₂ sein sollte. Es folgt, dass diese Gruppenlaufzeiten die Form annehmen:
wobei der diskrete Index k des Frequenzlagers unterdrückt worden ist.
Die entsprechenden Allpass-Phasenfunktionen Θ₁ und Θ₂ werden benötigt, um die Stimuli s₁(t) bzw. s₂(t) zu konstruieren, und werden berechnet aus
so dass das Signal
ist und das Signal
ist.
Während die Entsprechung von 2ChDP und dem DP-Messungsmodell hervorgehoben worden ist, ist es auch interessant, dessen Eigenschaften mit anderen Formen von EOAE-Antworten zu vergleichen. Evozierte OAE-Antworten beruhen typischerweise auf der subtrahierten Antwort eines bei unterschiedlichen Pegeln präsentierten Stimulus, während die 2ChDP-Antwort eine subtrahierte Antwort auf eine Menge von Stimuli ist, deren Pegel beibehalten werden. Es wurde argumentiert, dass DPOAE-Messungen, auch als DP-Messungen bezeichnet, bessere Störabstandseigenschaften aufweisen als CEOAE-Messungen, da DPOAE-Antworten nicht auf dem Heraussubtrahieren der Signalantwort bei unterschiedlichen Pegeln beruht. Die 2ChDP-Messung des Systems 100 teilt diese wünschenswerte Eigenschaft mit DPOAE-Systemen.
Beispiel II
Ein Beispiel einer logarithmischen Chirp-Stimulusmenge ist in den 6A bis 6C dargestellt. Das Amplitudenspektrum A(f) war von 500–7.800 Hz konstant, mit einem sanften, Halb-Hamming-Fenster im Spektralbereich bei Frequenzen unterhalb von 500 und oberhalb von 7.800 Hz. Der Hochfrequenz-Auslauf verhindert irgendwelche Aliasing-Probleme, obwohl sowohl der ADC 115 als auch der DAC 120 hervorragende Anti-Aliasing-Filter 122 aufweisen. Dieses Hamming-Fenster im Frequenzbereich führt zu sanften Anfangs- und Ausklingeigenschaften in der Zeitbereichswellenform. Die relative Amplitude war auf 1 (ε = 1) festgelegt, wobei der logarithmische Chirp-Koeffizient α = 0,15 war. Eine Zeitverzögerung τ = 1 ms wurde für s₂(t) relativ zu s₁(t) verwendet. Obwohl die Spitzenamplituden nur etwas kleiner sind als diejenigen der entsprechenden Klick-Wellenformen, befindet sich viel mehr Energie in den Chirp-Wellenformen, da die Energie zeitlich gespreizt ist.
6A zeigt die erste Chirp-Wellenform s₁(t), die am Ausgang des DAC1 erzeugt wird. 6B zeigt die zweite Chirp-Wellenform s₂(t), die am Ausgang des DAC1 erzeugt wird. Wie oben beschrieben worden ist, wurde eine Zeitverzögerung von 1 ms für s₂(t) relativ zu s₁(t) gewählt. 6C zeigt die Kombinations-Chirp-Wellenform s₁₂(t), die am Ausgang des DAC1 erzeugt wird. Bestimmte Amplitudenmodulationseffekte sind in der Wellenform von S₁₂(t) sichtbar. Die individuellen Chirp-Wellenformen s₁(t) und s₂(t) können nur mittels des DAC1 erzeugt werden, der mit der Schallquelle 130 gekoppelt ist (siehe 2), oder können unter Verwendung beider Schallquellen 130 und 132 erzeugt werden, wobei die Chirp-Wellenform s₁(t) von dem mit der Schallquelle 130 gekoppelten DAC1 erzeugt wird, während die Chirp-Wellenform s₂(t) von dem mit der Schallquelle 132 gekoppelten DAC2 erzeugt wird. In dieser letzteren Ausführungsform wird die Kombinations-Chirp-Wellenform s₁₂(t) als Ergebnis der unabhängig erzeugten Ausgangssignale der Schallquelle 130 und der Schallquelle 132 akustisch erzeugt.
Für Fachleute ist offensichtlich, dass die 2ChDP-Antwort, die in Gleichung (16) definiert ist, sich von der frequenzspezifischen Antwort in gewöhnlichen DP-Messungen unterscheidet. Wenn die Amplitude der 2ChDP-Antwort in einen Schalldruckpegel (SPL) umgesetzt wird, um somit die Phaseninformationen zu beseitigen, ist die Antwort derjenigen einer breitbandigen CEOAE-Messung ähnlich. Es ist die Phaseninformation, die das Verfolgen der frequenzspezifischen Verzerrungsprodukte, wie z. B. 2f₁–f₂, ermöglicht. Jede dieser Frequenzen wird im Chirp-Stimulus gewobbelt, so dass jedes Verzerrungsprodukt in der 2ChDP-Antwort gewobbelt wird. Die Phase des Signals kann verwendet werden, um individuelle Trajektorien der Verzerrungsproduktkomponenten über die Zeit zu konstruieren. Nützliche Techniken zum Berechnen solcher Trajektorien umfassen die Elementarwellenanalyse oder die Zeit-Frequenz-Analyse. Die Elementarwellenanalyse kann Rauschen reduzieren, während sie gleichzeitig die Zeit- und Frequenzsignalattribute kontrolliert, wie von G. Strang und T. Nguyen in "Wave lets and Filter Banks", (Wellesley-Cambridge Press, Wellesley), 1996 beschrieben ist. Die Zeit-Frequenz-Analyse ist die bevorzugte Ausführungsform, wobei eine brauchbare Zeit-Frequenz-Analysetechnik die Choi-Williams-Transformation ist, "Improved time-frequency representation of multi component signals using exponential kernels", IEEE Transactions an Acoustics, Speech and Signal Processing, Bd. 37, Nr. 6, 862–871 (1989). Andere Zeit-Frequenz-Transformationen (oder Verteilungen) mit befriedigenden Eigenschaften können alternativ verwendet werden, einschließlich derjenigen, die von Leon Cohen Time-Frequency Analysis", Prentice-Hall, New Jersey (1995), beschrieben werden. Da die 2ChDP-Antwort breitbandig ist, wird es möglich, jede Verzerrungsprodukt-Trajektorie zu berechnen, deren Frequenz gleich mf₁ + nf₁ für ganzzahlige Messungen und gleich n mit signifikanter Spektralenergie ist. Auf diese Weise wird eine Äquivalenz in den Darstellungen der doppelt klick-evozierten und der verzerrungsprodukt-evozierten Antworten konstruiert. Die Latenzzeit jeder Trajektorie wird nicht nur durch die Gruppenlaufzeit des Allpassfilters beeinflusst, sondern auch durch die frequenzspezifische Latenzzeit der otoakustischen Emission, die die Laufzeit zum Ort (oder den Orten) der kochlearen Reflexion und zurück einschließt.
G. 2ChDP-Varianten
Die 2ChDP-Prozedur bietet signifikante Vorteile gegenüber bestehenden Systemen. Die Menge von Stimuli kann von der einzelnen Schallquelle 130 (siehe 2) ausgegeben werden, wobei die Sonden-Nichtlinearität teilweise durch den 2E-Subtraktionsprozess kontrolliert wird. Diese Variante ist den linearen Auslöschungsprozeduren ähnlich, die in CEOAE-Systemen verwendet werden, kann jedoch aufgrund des geringeren Scheitelfaktors des Chirp-Stimulus überlegen sein. Wie im Folgenden beschrieben wird, besteht keine Notwendigkeit, den Beginn der 2ChDP-Antwort auf Null zu setzen. Somit bietet das System 100 einen Vorteil gegenüber herkömmlichen Systemen, da die Antwort mit kurzer Latenzzeit nützliche Informationen über Hochfrequenz-EOAE bereitstellen kann.
Die zweite und bevorzugte Ausführungsform besteht darin, zwei Schallquellen 130 und 132 in der Doppelquellen-Variante zu verwenden. Die erste Schallquelle 130 gibt den ersten Stimulus s₁ aus, während die zweite Schallquelle 132 den zweiten Stimulus s₂ ausgibt. Dies kontrolliert die Intermodulationsverzerrung, die durch die vereinte Präsentation beider Stimuli unter Verwendung nur der einzelnen Schallquelle 130 erzeugt wird. Diese Variante ist einigen DPOAE-Messsystemen ähnlich, die zwei separate Schallquellen implementieren, hat jedoch den zusätzlichen Vorteil einer breitbandigen Antwort, wie oben diskutiert worden ist.
H. Die Dechirp-2ChDP-Antwort
Die 2ChDP-Antwort p_D(t) kann nicht einfach interpretiert werden, da die Stimuli mittels des Allpassfilters 204 (siehe 5) gefiltert worden sind, wobei die Antworten diese Eigenschaft teilen. Eine Lösung besteht darin, den Einfluss des Allpassfilters 204 unter Verwendung einer Dechirp-Schaltung 210 zu beseitigen, wie in 7 gezeigt ist. Die Dechirp-Schaltung 210 enthält eine Vorwärts-DFT 203, um die p_D(t) aus den Zeitbereich in den Frequenzbereich zu konvertieren. Die Dechirp-Schaltung 210 verarbeitet anschließend das Frequenzbereich-Antwortsignal durch Beaufschlagen eines inversen Allpassfilters 216, der die Kennlinie e^–jθ(f) aufweist, mit der Frequenzbereich-Antwort. Die inverse DFT 208 konvertiert den Ausgang des inversen Allpassfilters 216 von einer Frequenzbereich-Antwort in eine Zeitbereich-Antwort. Diese Zeitbereich-Antwort wird als die dechirpte Antwort bezeichnet und repräsentiert die Antwort auf einen äquivalenten Klick-Stimulus.
Diese Operation wird für das Beispiel des logarithmischen Chirp-Stimulus analysiert. Die logarithmischen Chirp-Stimuli werden unter Verwendung der Vorwärts-DFT 214 mit Transformationen, die mit S₁(f) und S₂(f) bezeichnet sind, in den Frequenzbereich transformiert. Es sei angenommen, dass das inverse Allpassfilter e^–jθ(f) 216 gewählt worden ist. Die Gleichung (25) unterstellt die folgende einfache Beziehung zwischen den Gruppenlaufzeiten und den Phasen funktionen (eine ähnliche Beziehung kann leicht für den linearen Chirp erhalten werden): τ2(f) = τ1(f) + τ, θ2(f) = θ1(f) – 2πfτ, τ = αDlogm. (26)
Zum Beispiel werden die Doppel-Chirp-Stimuli mit Zeitverzögerungen τ von 1, 2 und 3 ms konstruiert. Unter Verwendung der obigen Gleichung (26) betragen die entsprechenden DP-Frequenzverhältnisse m = 1,4, 2,0 bzw. 2,9. Der Fall mit 1 ms Verzögerung ist am engsten mit den in typischen DP-Experimenten verwendeten Frequenzverhältnissen verwandt. Es besteht keine Einschränkung in der Verwendung noch kleinerer Zeitverzögerungen, um DP-Frequenzverhältnisse zwischen 1,0 und 1,4 zu erzeugen.
Es folgt, dass die dechirpten Stimuli D₁ und D₂ jeweils sind:
Die Impulsantwort des Filters A_f ist a_t, so dass die dechirpten Zeitbereich-Stimuli sind: d1(t) = a(t), d2(t) = εA(t – τ), (28)wobei d_i(t) die inverse DFT von D_i(f) für i = 1 oder 2 ist. Die Form der letzteren Gleichung beruht auf den Zeitverschiebungseigenschaften der DFT. Der dechirpte Stimulus d₁₂, der dem zusammengesetzten Stimulus s₁₂(t) entspricht ist d12(g) = a(t) + εa(t – τ). (29)
Wenn ε(f) mit der Frequenz variiert, dann ist der zweite Term im vorangehenden die Faltung von ε(t) mit a(t – τ), wobei ε(t) die inverse DFT von ε(f) ist.
In der Anwendung werden Gehörgangantworten unter Verwendung des Doppel-Chirp-Stimulus gemessen, wobei es die gemessene Mikrophonantwort ist, die unter Verwendung des inversen Allpassfilters dechirpt wird.
Eine wichtige Schlussfolgerung ist, dass die dechirpten Doppel-Chirp-Stimuli im Zeitbereich isomorph zu einem Paar von zwei Impulsen kurzer Dauer sind, die in der relativen Latenzzeit und im Pegel variieren. Diese Zeitbereich-Darstellung der 2ChDP-Antwort erlaubt eine Datenanalyse innerhalb des Rahmens einer Antwort, die mittels eines Paares äquivalenter Klicks evoziert wird. Die Form der Gleichung (29) ist äquivalent zu der allgemeinen 2EOAE-Form der Gleichung (15), wie zu erwarten war.
Dies veranschaulicht die neuartige Beziehung zwischen DP-Messungen und evozierten OAE-Messungen, die sich in der Form von den vorangehenden Beschreibungen unterscheiden, die DPs und klick-evozierte OAEs vergleichen. Das dual zu der Frequenzbereich-DP-Antwort ist die Zeitbereich-Doppelklick-Antwort. DP-Messungen verwenden einen Stimulus, der aus zwei Sinustönen besteht, wobei die Parallele im Zeitbereich zwei Klicks verwendet.
Diskussion
Ein Merkmal der 2CEOAE-Antwort, das von der klick-evozierten Antwort nicht geteilt wird, besteht darin, dass die 2CEOAE-Antwort gechirpt sein kann, um eine äquivalente Verzerrungsproduktantwort zu definieren. Das Argument ist genau die Umkehrung des vorher gegebenen. Die 2CEOAE-Antworten werden unter Verwendung der DFT vorwärts transformiert, unter Verwendung von
gefiltert und anschließend über der Gruppenlaufzeit τ₁ aufgezeichnet. Alternativ kann die Phasenreferenz von Θ₂ angewendet werden. Zeit-Frequenz-Darstellungen und Elementarwellentransformationen können ebenfalls verwendet werden, um die äquivalenten DP-Trajektorien in einem zweidimensionalen Zeit-Frequenz-Raum zu identifizieren. Dies führt eine neue Art der Verknüpfung des Verständnisses des Verzerrungsprodukts und klick-evozierter OAEs ein.
Während die Stimuli in 2ChDP und 2CEOAE eine duale Beziehung zwischen gechirpten und dechirpten Bedingungen aufweisen, müssen ihre nichtlinearen Antworten nicht in einfacher Beziehung stehen. Durch Vergleichen sowohl der 2ChDP- als auch der 2CEOAE-Antworten unter beiden Bedingungen kann die Eigenart der kochlearen Nichtlinearität bezüglich ihrer spektralen und temporalen Verzerrung geprüft werden.
Sowohl die 2ChDP- als auch die 2CEOAE-Verfahren weisen Signalverarbeitungsvorteile gegenüber bestehenden DP-Verfahren und evozierten OAE-Verfahren auf, die zu klinischen Anwendungen führen können, insbesondere zu einer verbesserten Erfassung und Diagnose kochlearer Beeinträchtigungen bei menschlichen Neugeborenen und Erwachsenen. Außerdem würde die Messung der Konduktanz und anderer Komponenten der Impedanz und des Reflexionsgrades die Erfassung von Leitungsbeeinträchtigungen ermöglichen, so dass ein kombiniertes System für die gleichzeitige Erfassung und Diagnose sowohl konduktiver als auch kochlearer Gehörbeeinträchtigungen nützlich sein kann.
I. Doppelt evozierte DPOAE-Messung
2E-Stimuli können verwendet werden, um Verzerrungsprodukt-Otoakustikemissionen (DPOAE) zu messen, die als 2DPOAEs bezeichnet werden. Wie oben beschrieben worden ist, sind solche DPOAEs ein Maß der nichtlinearen Antwort der Innenohrschnecke, in der der Stimulus aus der Überlagerung von Sinustönen bei einem Frequenzpaar f₁ und f₂ besteht.
Eine 2DPOAE-Messung verwendet einen 2E-Stimulus der Form der Gleichung (11). Die elementaren Stimuli sind wiederum wie folgt: s₁(t) ist ein Sinuston bei der Frequenz f₁, s₂(t) ist der Sinuston bei der Frequenz f₂, und s₁₂(t) ist die gleichzeitige Präsentation dieser Sinustöne. Wie zuvor ist p₁(t) die Druckantwort auf s₁(t), p₂(t) ist die Druckantwort auf s₂(t), und p₁₂(t) ist die Druckantwort auf s₁₂(t). Die entsprechende kontinuierliche 2EOAE-Druckantwort ist die 2DPOAE, typischerweise bei Kombinationstonfrequenzen einschließlich 2f₁ – f₂ bewertet. Die 2DPOAE unterscheidet sich von der herkömmlichen DPOAE dadurch, dass die 2E-Subtraktion der Antworten in Gleichung (12) verwendet wird, um p_d zu berechnen, die in diesem Beispiel die 2DPOAE ist.
Die 2DPOAE liefert ferner Messungen von SFOAE-Antworten in den Frequenzlagern f₁ und f₂ aufgrund wechselseitiger Unterdrückungseffekte, wenn f₁ und f₂ gleichzeitig präsentiert werden, im Vergleich zum individuellen Präsentieren.
Bezüglich der 2DPOAE-Implementierung müssen die Gesamtzeitspannen von s₁, s₂ und s₁₂ ausreichend lang sein, so dass der Nicht-Null-Abschnitt des Übergangsstimulus vollständig in jedem Stimulus enthalten ist, wobei es eine Option ist, jeden Stimulus mit Nullen aufzufüllen, so dass die diesen Stimuli zugeordneten Antworten ebenfalls auf ihren durch Hintergrundrauschen dominierten Wertebereich abklingen. Die bevorzugte Ausführungsform besteht darin, separate Quellen zu verwenden, um s₁ und s₂ auszugeben, so dass eine Sondenverzerrung und andere Messsystemverzerrungseffekte minimiert werden.
Es kann nützlich sein, τ im Bereich von ±5 ms zu verwenden, und ε so zu wählen, dass die Amplituden der Übergangs-Innenohrschneckenanregung, die s₁ und s₂ zugeordnet ist, näherungsweise gleich sind, wie unter Verwendung wohlbekannter Innenohrschneckenmodelle geschätzt werden kann. Wenn z. B. f₂ >> 1,2 f₁ ist, ist es günstig, die relative Amplitude ε in der Größenordnung von 0,3 zu wählen.
Variationen der Zeitverzögerung sind äquivalent zu einer Phasendifferenz zwischen den sinusförmigen Tönen, wobei die relative Amplitude zwischen den sinusförmigen Tönen beliebig ist. Die folgenden Wahlmöglichkeiten können vorteilhaft sein. Variationen von τ prüfen die zeitlich nichtlinearen Wechselwirkungen zwischen den kochlearen Antworten auf die primären Frequenzen f₁ und f₂. Es kann nützlich sein, die Übergangs-2DPOAE-Antwort unter Verwendung einer Zeit-Frequenz-Darstellung oder einer Elementarwellenanalyse zu untersuchen.
Die 2DPOAE kann als Funktion des statischen Drucks des Gehörgangs gemessen werden.
J. Verallgemeinerungen
Die Zeit-Frequenz-Analyse und die Elementarwellenanalyse wurden als nützliche Techniken zur weiteren Analyse der 2ChDP und der gechirpten 2CEOAE eingeführt. Die Zeit-Frequenz-Analyse und die Elementarwellenanalyse können auch verwendet werden, um die allgemeine Klasse von 2E-Antworten, definiert durch Gleichung (12), zu analysieren, die unter Verwendung der doppelt evozierenden Stimulusmenge der Gleichung 11 gemessen werden. Diese 2E-Stimulusmenge macht keine Annahmen über die Form der Stimulus-Wellenformen, die die Menge enthält. Tatsächlich kann die Elementarwellentransformation als ein Typ der Zeit-Frequenz-Analyse mit Frequenzlagern, die in der Frequenz logarithmisch beabstandet sind, betrachtet werden. Solche Verfahren erlauben die Extraktion individueller Zeit-Frequenz-Trajektorien der spezifischen Komponenten der gesamten 2E-Antwort.
3. Nichtlineare Kohärenz in Hörtestgeräten
Es gibt wohlbekannte Techniken zum Erhalten unabhängiger Schätzungen von Signal- und Zufallsrauschpegeln aus Experimentaldaten. Diese Techniken werden als Kohärenzschätzungsverfahren bezeichnet, wie beschrieben ist in Bendat, Nonlinear System Analysis and Identification From Random Data, 2. Auflage, Wiley, New York, (1990) ("Bendat (1990)"). Diese beruhen auf der Verwendung der Kreuzspektral- und Autospektral-Verarbeitung im Frequenzbereich unter Verwendung unabhängiger Gruppierungen von Antworten. Intuitiv ist das Zufallrauschen mit dem deterministischen Stimulus, der zum Evozieren einer Antwort verwendet wird, nicht korreliert. Es folgt, dass das Zufallsrauschen und die evozierte deterministische Antwort im Gehörgang inkohärent sind. Diese Techniken können auf dem allgemeinen Fall einer gemessenen 2E-Druckantwort angewendet werden, und sind somit auf jede besondere Ausführungsform anwendbar. Da die zwei 2E-Druckantwort nicht linear ist, ist es notwendig, eine nichtlineare Kohärenz zu definieren.
Der Signalpegel, ausgedrückt in Dezibel, ist gleich dem 10-fachen des gewöhnlichen Logarithmus des Signal-Autospektrums, wobei sich der Rauschpegel in ähnlicher Weise auf das Rausch-Autospektrum bezieht. Das Autospektrum ist in Bendat (1990) definiert und entspricht dem, was häufig in der Signalverarbeitung als "Leistung" oder "Energie" bezeichnet wird, berechnet aus dem Rausch-Autospektrum. Diese Terminologie wird hier nicht verwendet, da der Ausdruck "Leistung" für den physikalischen Begriff der Leistung reserviert ist. Der Zweck der Kohärenzschätzung besteht darin, separate Schätzungen des Signal-Autospektrums und des Rausch-Autospektrums zu erhalten.
Die Kohärenzschätzung wird im Frequenzbereich formuliert. Es ist günstig, eine separate Mutation in diesem Abschnitt zu verwenden. Bei der Frequenz f ist der in die Schallquelle 130 (siehe 2) eingegebene Stimulus gleich X(f), während das vom Mikrophon 134 gemessene Antwortausgangssignal gleich Y(f) ist. Es wird angenommen, dass das Mikrophon 134 eine lineare Antwort und ein vernachlässigbares internes Rauschen aufweist. Die lineare Übertragungsfunktion zwischen Stimulus und Antwort ist H(f). Diese Übertragungsfunktion berücksichtigt die Frequenzantwort der Schallquelle 130 und des Mikrophons 134 und die lineare Antwort des äußeren, des mittleren und des inneren Ohres auf die Stimuluspräsentation an der Sondenspitze 140a. Das Signal H(f) X(f) trägt linear zum gemessenen Ausgangssignal Y(f) bei. Es gibt zwei zusätzliche Ausgangssignale, die angenommen werden. Eines ist Zufallsmessrauschen R(f) aufgrund des Schallquellenwandlerrauschens, des physiologischen und des Umgebungsrauschens. Das Signal R(f) ist nicht mit X(f) korreliert. Ein weiteres ist nichtlineares Verzerrungssignal D(f), das zwei Komponenten aufweist, nämlich die Nichtlinearität der Sonde und die Nichtlinearität im Ohr (d. h. die EOAE).
Das Ausgangssignal ist Y(f) = H(f)X(f) + R(f) + D(f). (30)
Die Technik der Kreuzspektralschätzung, die in Bendat (1990) beschrieben ist, wird zum Berechnen der Kohärenz verwendet. Die Technik hängt von der Existenz separater Gruppierungen von Messungen ab. Eine Gruppierungsmittelung wird verwendet, so dass G_ov das Kreuzspektrum zwischen einem beliebigen Paar von Signalen U(f) und V(f) bezeichnet und G_uu das Autospektrum von U(f) bezeichnet.
Das Kreuzspektrum G_xy Eingangs- und Ausgangssignale wird aus Gleichung 30 berechnet zu Gxy(f) = H(f)Gxx(f) + Gxr(f) + Gxd(f) = H(f)Gxx(f) + Gxd(f). (31)
Das Kreuzspektrum des Eingangssignals mit dem Rauschen ist gleich Null, G_xr = 0, da R(f) nicht mit dem Eingangssignal korreliert ist. G_xd ist das Kreuzspektrum des Eingangssignals mit dem nichtlinearen Verzerrungssignal D(f). Dies repräsentiert die Beziehung zwischen dem Stimulus und der synchronen nichtlinearen Antwort, die dem Messsystem zugeordnet ist. Die Frequenzantwortfunktion Ĥ(f) des Systems ist definiert als
Dies zeigt, dass die Frequenzantwort des Systems durch die Anwesenheit der Verzerrung unausgewogen ist, da Ĥ(f) nicht gleich H(f) ist.
Beispiele von Berechnungen der nichtlinearen Kohärenzfunktion sind für den allgemeinen Fall für dieses System gegeben in Maki, "Interpretation of the coherence funktion When Using Pseudorandom Inputs to Identify Nonlinear Systems", Trans. Biomed. Engr. BME-33: 775–799, 1986. In der vorliegenden Erfindung wird eine Subtraktionsprozedur ausgeführt, um die lineare Antwort des Systems zu beseitigen. Die Anwendung dieser Subtraktionsprozedur auf die nichtlineare Kohärenzanalyse führt zu einer viel einfacheren nichtlinearen Kohärenzfunktion als im Stand der Technik. Dies wird bewerkstelligt durch Subtrahieren der lin earen Systemantwort H(f)X(f) von beiden Seiten der Gleichung (30), wobei die neue nichtlineare Variable Ỹ(f) definiert ist durch Ỹ(f) = Y(f) – H(f)X(f) = R(f) + D(f). (33)
Somit ist das Kreuzspektrum G ~xy von X(f) mit Ỹ(f) gleich G ~xy = Gxy – HGxx = Gxd. (34)
Das Autospektrum von Ỹ(f) ist G ~yy = Gdd – Grr, (35)da das Rauschen nicht mit der deterministischen Verzerrung korreliert ist. Gleichung 35 sagt aus, dass das gesamte gemessene Ausgangs-Autospektrum nach Subtrahieren der linearen Antwort die Summe aus dem Verzerrungssignai-Autospektrum und dem Rausch-Autospektrum ist.
Die nichtlineare Kohärenzfunktion γ² ist definiert durch
und quantifiziert das Verhältnis der ausgegebenen nichtlinearen Leistung G ~yy , die kohärent mit der Eingangsleistung G_xx ist. Die nichtlineare Kohärenz variiert zwischen 0 und 1. Eine Berechnung dieser Kohärenz aus der obigen Definition führt zu der folgenden Beziehung:
Die nichtlineare Kohärenz ist gleich den Verhältnis des Verzerrungs-Autospektrums zu der Summe aus der Verzerrung und den Rausch-Autospektren. Gleichung (37) wird verwendet, um den Verzerrungs-Störabstand, das kohärente Verzerrungs-Autospektrum und das Rausch-Autospektrum zu definieren. Bevor diese Größen definiert werden, wird das Verfahren zur Berechnung der linearen Kohärenz aus den abgetasteten Daten skizziert.
Die nichtlineare Kohärenz wird unter Verwendung von Gleichung (36) implementiert. Die Autospektren werden mittels einer Summe (d. h. einer Gruppierungsmittelung) über K statistisch unabhängige Messungen der zugrundliegenden Variablen X_i und Ỹ_i, i im Bereich von 1, ...K, berechnet. Eine wichtige Vereinfachung findet statt, da die Eingangsvariable der Stimulus X(f) = S₁(f) ist, der genau bekannt ist. Das Kreuzspektrum und die Autospektren werden berechnet unter Verwendung von
wobei das Sternchen die komplexe Konjugationsoperation bezeichnet. Die Zufallsfehlervarianzen der Autospektren und des Kreuzspektrums sind proportional zu 1/K. Somit erhöht eine Zunahme der Anzahl der Mittelurigen die Genauigkeit der Spektralschätzung. Es offensichtlich, dass die Wahl X(f) = S₂(f) gleichermaßen anwendbar ist.
Ein wichtiger Faktor ist, dass die Mittelung über die Frequenz äquivalent ist zur Mittelung über Gruppierungen, da Zufallsrauschen über die Frequenzen unkorreliert ist. Somit kann die Varianz der Schätzung der Auto- und Kreuzspektren durch Mittelung über benachbarte Frequenzen reduziert werden. Für Höranwendungen ist es typisch, über die logarithmische Frequenzachse zu mitteln. Die Ergebnisse weiter unten zeigen, dass eine 1/3-Oktaven-Mittelung ausreichend ist, um einen angemessenen Störabstand zu erhalten, jedoch sorgt eine Oktaven-Mittelung für einen noch größeren Störabstand und ist manchmal für Gehörtestanwendungen wünschenswert und kann für einige klinische Anwendungen bezüglich des Gehörs wünschenswert sein.
Die resultierende nichtlineare Kohärenz ist mit den Substitutionen S₁(f) = X(f) und P_D(t) = Ỹ(f) = P₁₂(f) – [P₁(f) + P₂(f)]:
Gleichung (42) ist das gewünschte Ergebnis für die Kohärenz, berechnet aus dem abgetasteten Drucksignal im Gehörgang oder Koppler.
Der nichtlineare Störabstand, der als Verzerrungs-Störabstand DNR bezeichnet wird, ist in Thermen der Kohärenz definiert durch:
Somit ist der Störabstand groß, wenn sich die Kohärenz 1 nähert und klein, wenn sich die Kohärenz 0 nähert. Der DNR berechnet sich zu
was genau die intuitive Vorstellung vom nichtlinearen Störabstand ist.
Aus den Gleichungen (35) und (37) folgt, dass das kohärente Verzerrungsautospektrum G_dd aus dem Produkt der Kohärenzfunktion und dem gesamten Autospektrum G ~yy berechnet wird.
Dies beschließt die Zerlegung der gemessenen nichtlinearen Antwort in eine deterministische Komponente und eine Zufallskomponente. Ein EOAE-Messsystem kann sowohl absolute Reproduzierbarkeit (γ² = 1) als auch bedeutungslose Daten liefern. Wenn die Kohärenz nahe 1 ist, dann ist die Zufallsrauschleistung vernachlässigbar, jedoch verbleiben zwei Komponenten für die Verzerrung, nämlich die Sondenverzerrung und die kochleare Verzerrung. In der Praxis quantifizieren Messungen in einem Kalibrierungsrohr, z. B. einem 1cc-Koppler, die Verzerrungsleistung aufgrund der Sonden-Nichtlinearität und anderer System-Nichtlinearitäten. Wenn irgendein Typ von EOAE-Antwort gemessen wird (COAE, DPOAE, 2ChDP oder 2CEOAE), sollte die nichtlineare Kohärenz hoch sein und die Verzerrungsleistung sollte deutlich größer sein als diejenige im Kalibrierungs rohr, um zu bestätigen, dass eine Antwort eine physiologische Komponente aufweist.
Eine abschließende Komplikation ist, Impedanzunterschiede zwischen dem Koppler und dem Gehörgang zu berücksichtigen, so dass die Verzerrung in sowohl dem Koppler als auch dem Ohr in Bezug auf die Schallleistungsabsorption verglichen werden.
Das Kriterium für die Entscheidung, dass eine EOAE vorhanden ist, kann in der im Folgenden skizzierten Weise gewählt werden. Messungen werden in einem 1cc-Koppler oder einem anderen Kalibrierungshohlraum erhalten, der einige Eigenschaften des Rohres nachahmt, sowie auch im Ohr. Die nichtlineare Kohärenz wird so berechnet, dass Vertrauensgrenzen unter Verwendung wohlbekannter Techniken zur Erfassung eines deterministischen Signals bei Anwesenheit von Zufallsrauschen zu konstruieren, wie in Bendat (1990) diskutiert wird. Der partielle Unterbereich der Oktave kann variiert werden, um die Anzahl der Gruppierungsmittelungen zu erhöhen und somit leichter eine gegebene Vertrauensgrenze zu erreichen. Eine mehrfache Regression, oder äquivalent eine Analyse der Varianz wird durchgeführt, um zu prüfen, ob die EOAE-Antwort die Kalibrierungshohlraum-Antwort übersteigt. Wenn eine signifikante Differenz existiert, dann können wohlbekannte mehrfache Vergleichtests optional verwendet werden, um die bestimmte Oktaven oder Unteroktaven zu identifizieren, in denen EOAE-Antworten deutlich größer als Sonden-Verzerrungsantworten sind.
4. Artefaktzurückweisung in Hörtestgeräten
Die Artefaktzurückweisung ist hier als die Eliminierung von außergewöhnlich verrauschten Daten aus der gemessenen Antwort definiert. Solche außergewöhnlichen Ereignisse beruhen auf Spitzen großer Amplitude im physiologischen Rauschen und im Umgebungsrauschen und auf gelegentlichen Störimpulsen in der Elektronik. Diese repräsentieren nicht-stationäres Rauschen. Die Verfahren der Zeitmittelung und der Gruppierungsmittelung werden herkömmlicherweise verwendet, um stationäre Rauschkomponenten zu beseitigen, jedoch wird vor zugsweise die Existenz außergewöhnlicher Ereignisse erfasst, bevor die entsprechenden Antworten im Mittelungsprozess enthalten sind. Eine solche Technik kann dafür ausgelegt sein, in Echtzeit zu arbeiten, d. h. ausreichend schnell, so dass Antworten, die solche Artefakte enthalten, während des Prozesses der Datenerfassung entdeckt und ausgeschlossen werden können. Ein solches Echtzeit-Artefakt-Zurückweisungsverfahren ist zweifellos wichtig in Gehörtests und verwandten klinischen Anwendungen, da gültige Daten in viel kürzeren Zeitspannen durch den Ausschluss schlechter Antworten erfasst werden können. Außerdem kann eine Echtzeit-Artefakt-Zurückweisungstechnik zur Erfassung von gültigen Daten führen, wenn alle anderen Techniken versagen, da sie fähig ist, individuelle "gute" Antworten selbst bei Anwesenheit von intermittierenden Rauschen großer Amplitude aufzufangen. Alternativ kann die Artefakt-Zurückweisungstechnik angewendet werden, nachdem alle Daten erfasst worden sind, in dem alle Antworten im Speicher gespeichert werden.
A. Echtzeit-Technik
Die Echtzeit-Technik ist auf dem DSP 121 (siehe 1) implementiert, der der Echtzeit-Kontroller der Stimulusausgabe über den DAC 120, der Antworteingabe über den ADC 116, der Zeitmittelung der Antworten und der Kommunikation mit der CPU 102 ist. Der DSP 121 erlangt den aktuellen Puffer von Antwortdaten vom ADC 116 und vergleicht diesen Abtastwert für Abtastwert mit dem vorangehenden Puffer von Daten, der im (nicht gezeigten) DSP-Speicher gespeichert ist.
Die Echtzeit-Artefakt-Zurückweisungstechnik nimmt als Eingangssignal die Druckantworten, die mittels einer Sondenanordnung im Gehörgang unter Verwendung eines Mikrophons gemessen worden sind und ein Eingangssignal, das in Echtzeit variiert werden kann und den Schwellenpegel für die Zurückweisung von Daten als ungültig steuert. Ihre Ausgangssignale umfassen Beurteilungen darüber, ob jeder Puffer von Daten gültig ist, oder nicht, wobei dann, wenn er gültig ist, der Puffer von der Technik ebenfalls ausgegeben wird. Somit besteht keine explizite Referenz dafür, wie diese Druckantworten anschließend zu verwenden sind. Die Technik ist somit auf eine beliebige akustische Messtechnik anwendbar, die wiederholend einen akustischen Stimulus ausgibt und die Antwort misst. Der Stimulus kann mittels einer oder mehreren Schallquellen in einer Sondenanordnung, die in den Gehörgang eingeführt wird, oder mittels einer oder mehrerer Schallquellen im freien Feld oder an einem bestimmten anderen beliebigen Ort, der mit Bezug auf den Gehörgang spezifiziert ist, ausgegeben werden. Die Druckantwort kann mittels eines Mikrophons im Gehörgang oder an einem bestimmten anderen Ort, der für einen Test des Gehörs relevant ist, gemessen werden.
Es ist klar, dass eine Technik zum Extrahieren einer deterministischen Antwort bekannter Gültigkeit aus einen wiederholt ausgegebenen akustischen Stimulus (oder einer Stimulusmenge) eine weite Anwendbarkeit auf Gehörtests hat. Solche Anwendungen umfassen die Messungen von evozierten otoakustischen Emissionen, Verzerrungsprodukten, Übertragungsfunktionen des Ohres, einschließlich der Impedanz, der Admittanz und des Reflexionsgrades, der vom Ohr absorbierten Schallleistung, und einer Gehörgang-Druckantwort, die verwendet wird, um eine Gehör-Hirnstamm-Antwortmessung oder eine andere neurophysiologische Gehör-Antwort zu interpretieren, oder eine Verhaltensantwortmessung, wie z. B. eine Schwellenmessung. In diesen letzteren Fällen kann die Gültigkeit der Gehörgang-Druckantwort als ein Kriterium verwendet werden, um die Beurteilung zu unterstützen, ob die gleichzeitig gemessene neurophysiologische Antwort gültig ist oder nicht. Alternativ können die Verhaltensschwellenantwortmessungen nur für solche Stimuli akzeptiert werden, dass die Gehörgang-Druckantwort geringes Rauschen anzeigt.
Die Technik der Artefakt-Zurückweisung hängt von dem Vergleich eines Vektors der aktuell gemessenen Antworten mit einem Vektor gespeicherter gemessener Antworten ab. Die Aufgabe besteht darin, zu bestimmen, ob die aktuell gemessene Antwort gültige Daten enthält, oder nicht. Da der Stimulus wiederholt ausgegeben wird, sollte die Antwort eines deterministischen Systems bei Fehlen von Rauschen konstant sein, bei Fehlen irgendeiner Empfindlichkeit des deterministischen Systems gegenüber Änderungen der Anfangsbedingungen. Die Anwesenheit von Hintergrundrauschen, das zeitlich variierendes physiologisches Rauschen enthält, kann die gemessene Antwort signifikant beeinträchtigen. Die gespeicherte gemessene Antwort wird als repräsentativ für die Antwort des Ohres bei Vorhandensein eines relativ niedrigen Hintergrundrauschens genommen. Die aktuell gemessene Antwort wird mit der gespeicherten gemessenen Antwort verglichen. Wenn die zwei Antworten ausreichend ähnlich sind, dann wird die aktuell gemessene Antwort als gültige Daten betrachtet, und kann somit verwendet werden, um eine Zeitmittelungsantwort über gültige Datenmengen zu berechnen. Ansonsten ist die aktuell gemessene Antwort ungültig und wird aufgrund von Rauschartefakten als unzuverlässig betrachtet. Sie wird verworfen und nicht verwendet, um die Zeitmittelungsantwort zu berechnen. Der Echtzeit-Aspekt besteht darin, denn Ähnlichkeitsgrad während des Prozesses der Datenerfassung zu bestimmen, und somit zu bestimmen, ob die aktuell gemessene Antwort gültig ist, oder nicht.
Es gibt Echtzeit-Systeme des Standes der Technik, in denen Spitzenpegel der aktuell gemessenen Antwort mit einem Schwellenkriterium verwendet werden, um die Anwesenheit von Artefakten zu prüfen (Kemp 1989). Es kann jedoch ein signifikantes physiologisches Rauschen vorhanden sein, das jedoch das verwendete Schwellenkriterium nicht überschreitet. Wenn ferner eine Sondenanordnung verwendet wird, kann sich die Sonde innerhalb des Gehörgangs bewegen, wobei die gemessene Antwort, obwohl ungültig, mittels eines Spitzenpegeltests akzeptiert werden kann. Die vorgeschlagene Technik kann diesem Problem erfolgreich begegnen. Die Fähigkeit, die aktuell gemessene Antwort mit einer gespeicherten Antwort zu vergleichen, die eine Antwort mit geringem Rauschen repräsentiert, ergibt ein empfindlicheres Verfahren der Artefakt-Zurückweisung. Somit sind weniger Zeitmittelungen erforderlich, um einen gegebenen Störabstand zu erreichen. Dies ist von besonderer Bedeutung für Gehörtests an Neugeborenen und Kleinkindern, die tendenziell sehr viel größere Pegel physiologischen Rauschens mit größeren Änderungen im allgemeinen physiologischen Zustand aufweisen.
Sowohl die gespeicherten als auch die aktuellen Messungsantworten sind Vektoren, deren Elemente die Menge oder eine beliebige Teilmenge der Antworten zu diskreten Zeitpunkten oder bei diskreten Frequenzen sind. Die bevorzugte Ausführungsform in Echtzeit arbeitet im Zeitbereich, so dass die Vektoren einfach die digitalen Zeitreihen (d. h. eine Wellenform) oder eine bestimmte Teilmenge der digitalen Zeitreihen sind. Alternativ kann die aktuell gemessene Antwort aus einem oder mehreren Teilpuffern bestehen, die jeweils eine Antwort auf denselben akustischen Stimulus sind. Die gespeicherte gemessene Antwort kann dann einer der Teilpuffer in der aktuell gemessenen Antwort sein, der mit einem Weiteren der Teilpuffer in der aktuell gemessenen Antwort verglichen wird.
Irgendeine Technik des Standes der Technik zum Berechnen der Ähnlichkeit von zwei Zeitreihen kann in dieser Technik verwendet werden. Eine Wahlmöglichkeit der Ähnlichkeit ist die Norm der Differenz der zwei Vektoren, die irgendeine zweckmäßige Norm verwendet. Je kleiner die Norm der Differenz ist, desto ähnlicher sind die gespeicherten und die aktuell gemessenen Antworten.
Irgendeine Technik des Standes der Technik zum Klassifizieren der erhaltenen relativen Ähnlichkeiten in zwei Kategorien, gültig und ungültig, kann verwendet werden. Eine Wahlmöglichkeit ist, zu prüfen, ob die Ähnlichkeit kleiner ist als eine bestimmte Schwelle, und dann, wenn dies zutrifft, die aktuell gemessene Antwort als gültig zu akzeptieren. Andernfalls ist sie ungültig. Dieser Typ von Schwelle ist sehr verschieden von den Spitzenschwellenkriterien im Stand der Technik. Eine weitere Wahlmöglichkeit ist, eine Wahrscheinlichkeitsfunktion für die Datengültigkeit zu bestimmen, die sich mit dem Maß der relativen Ähnlichkeit ändert. Je ähnlicher die zwei Antworten sind, desto wahrscheinlicher ist, dass die aktuell gemessene Antwort gültig ist. Die Entscheidungsregel ist somit stochastisch und mit der gewählten Wahrscheinlichkeitsfunktion gewichtet.
Es gibt alternative Ausführungsformen für die gespeicherte gemessene Antwort zusätzlich zu den obenbeschriebenen, z. B. kann die gespeicherte gemessene Antwort im Voraus als gültige Antwort beurteilt werden. Wenn die aktuelle gemessene Antwort als gültig klassifiziert ist, kann sie als gespeicherte gemessene Antwort für nachfolgende Gültigkeitstests kopiert werden. Um die Datenerfassung zu beginnen, sind die gespeicherte und die aktuell gemessene Antwort in einer Ausführungsform die erfassten ersten und zweiten Datenpuffer. Wenn die aktuell gemessene Antwort als ungültig bestimmt wird, werden beide Datenpuffer verworfen und neue Daten in die Puffer für die gespeicherte und die aktuell gemessene Antwort geladen. Dies dient dazu, sicherzustellen, dass die gespeicherte gemessene Antwort keine Daten mit signifikanten Artefakten enthält.
Eine weitere Ausführungsform ist so beschaffen, dass die gespeicherte gemessene Antwort eine Funktion von zwei oder mehr der vorangehend als gültig beurteilten Antwortpuffer ist. Dies kann ein laufender Mittelwert sein, der als laufende Summe dividiert durch die Anzahl der erfassten gültigen Puffer berechnet wird, oder ein zeitgewichteter Mittelwert, bei dem die zuletzt erfassten Puffer höher gewichtet werden als die weiter zurückliegend erfassten Puffer. Die letztere Ausführungsform ist vorteilhaft, da der physiologische Geräuschteppich während der Datenerfassung aufgrund von Änderungen des physiologischen Zustands und aufgrund von Geräuschquellen, die der Atmung und dem Blutkreislauf zugeordnet sind, deutlich schwanken kann.
Eine weitere Echtzeit-Verfeinerung besteht darin, dem Operator des Hörtestgerätes zu erlauben, während der Datenerfassung die Parameter anzupassen, die die Klassifikation in gültige oder ungültige Antworten bestimmt. Zum Beispiel kann der Operator den Schwellenwert erhöhen oder senken, der in einer Schwellenklassifizierungsausführungsform verwendet wird, oder die relative Form in der Wahrscheinlichkeitsfunktion in einer stochastischen Klassifikationsausführungsform. Dies erlaubt dem Operator, die Variabilität zwischen Testpersonen beim physiologischen und bei anderem Rauschen, bei zustandsabhängigen physiologischen Änderungen während der Erfassung von Daten an einer besonderen Testperson, oder den Grad der Neuheit zur Verwendung in der zeitgewichteten Mittelungsausführungsform zu kontrollieren.
B. Beispiele und Diskussion
Beispiel III: 2CEOAE-Antwort
Die herkömmlichen CEOAE-Antworten und die 2CEOAE-Anworten des Systems 100, zeitgemittelt über 128 Präsentationen, wurden unter Verwendung der obenbeschriebenen Prozeduren gemessen und unterhalb 400 Hz digital gefiltert, um Niederfrequenzrauschen zu dämpfen. Die herkömmlichen CEOAE-Antworten, die die 1-aufwärts-3-abwärts-linearausgeglichenen Stimulusmenge der 4 verwenden, sind in den 8A bis 8D gezeigt.
Das elektrische Eingangssignal befand sich für zwei Abtastwerte oder 125 μs in Aufwärts-Zustand. 8A zeigt die Wellenformantwort auf die herkömmlichen CEOAE-Stimuli im 1cc-Koppler. 8B ist die identische Antwort mit vertikal vergrößertem Maßstab. 8C zeigt die Antwort auf die herkömmlichen CEOAE-Stimuli im Ohr. 8D ist die identische Antwort mit vertikal vergrößertem Maßstab.
Die Sonden-Nichtlinearität war sowohl im 1cc-Koppler (8A und 8B) als auch im Ohr (8C und 8D) über die anfänglichen 64 Abtastwerte (etwa 4 ms) deutlich vorhanden. Es ist dieser frühe Abschnitt der CEOAE, der herkömmlicher Weise auf Null gesetzt ist, um eine sinnvolle Antwort zu erhalten.
Die Antwort auf den 2CEOAE-Stimulus des Systems 100 unterscheidet sich signifikant von derjenigen der herkömmlichen CEOAE. Die 2CEOAE-Antworten des Systems 100 im Ohr waren ebenfalls signifikant größer als diejenigen im 1cc-Koppler. Die 2CEOAE-Stimuli des Systems 100 sind in den 3A bis 3C für Zeitverzögerungen im Bereich von 1–3 ms dargestellt. Die Antworten im Ohr auf die 2CEOAE-Stimuli der 3A bis 3C sind jeweils in den 9A bis 9C dargestellt. Wie in den 9A bis 9C gezeigt ist, ist die Sondenverzerrung in der frühen Latenzzeitantwort im Vergleich zu den in den 8A bis 8D gezeigten herkömmlichen CEOAE-Antworten signifikant reduziert.
Der interessantere Vergleich entsteht über den Bereich der Zeitverzögerungen, die zum Konstruieren der Stimuli verwendet werden. Für eine Zeitverzögerung von 1 ms gibt es eine große Amplitudenspitze in der Antwort bei frühen Latenzzeiten, wie in 9A gezeigt, die einer Sondenverzerrung entspricht. Derselbe Effekt wurde in den 1cc-Koppler-Antworten beobachtet. Wenn die Zeitverzögerung auf 2 und 3 ms ansteigt, verschwindet die Sondenverzerrung vollständig, wie in den 9B und 9C gezeigt ist. Selbst bei einer Zeitverzögerung von 1 ms beträgt die Sondenverzerrung nur 3% der Spitzenamplitude der Sondenverzerrung in der herkömmlichen CEOAE-Messung der 8. Die Schlussfolgerung ist, dass die Sonden-Nichtlinearität um einen Faktor 30 in der 2CEOAE-Messung relativ zu derjenigen in den herkömmlichen CEOAE-Messungen reduziert wird.
Beispiel IV: 2ChDP-Antwort
Die 2ChDP-Antworten, die die Stimuli der 6A bis 6C verwenden, sind in den 10A und 10B für die Messung im 1cc-Koppler bzw. im Ohr gezeigt. Diese Messungen unterscheiden sich von den vorangehenden 2CEOAE-Messungen dadurch, dass die Antworten unter Verwendung eines Krohn-Hite-Analogfilters (nicht gezeigt) mit einer Eckfrequenz von 400 Hz vor der Digitalisierung mittels des ADC 116 (siehe 1) tiefpassgefiltert wurden. Diese Antworten umfassten 64 Mittelwerte von jedem von zwei Teilgruppierungen von Antworten. Die Antwort im Ohr war signifikant größer als diejenige im Koppler – man beachte die unterschiedlichen Amplitudenskalen in den 10A und 10B.
Die Chirp-Spektren wurden zusammen mit dem Verzerrungs-Störabstand DNR berechnet. Die 11A bis 11C stellen die 2ChDP-Spektren (dB SPL) in durchgezogenen Linien unter Verwendung der Beziehung SPL = 20 log(P_D/P₀) dar, wobei P₀ = 2 × 10^–5 Pa. Die gestrichelten Linien oberhalb und unterhalb der durchgezogenen Linie stellen jeweils 20 log[(P_D/P₀)(1 + 1/√DNR )^±1/2] dar. Die drei Graphen der 11A bis 11C zeigen die 2ChDP-Antwort jeweils für Zeitverzögerungen von 1 ms, 2 ms und 3 ms. Es gibt zwei Sätze von Messungen auf jeden der drei Graphen der 11A bis 11C. Ein Satz entspricht der Ohrmessung, während der andere der 1cc-Koppler-Messung entspricht. Die 1cc-Koppler-Messungen waren zusammen mit ihrem Rauschbereich immer im Pegel niedriger als die Ohr-Messungen.
Das obenbeschriebene nichtlineare Kohärenzverfahren hat die separaten Einflüsse von Zufallsrauschen von der Sondenverzerrung effektiv entkoppelt. Der Störabstand war immer für die Ohr-Messungen größer als für die Koppler-Messungen, da die EOAE-Antwort größer war. Die Kopplermessungen haben gezeigt, dass die Sondenverzerrung signifikant war, insbesondere bei niedrigen Frequenzen (500–2.000 Hz). Dies ist in den 11A bis 11C mittels der nahen Kreuzung der Antworten vom 1cc-Koppler und vom Ohr gezeigt, was anzeigt, dass die Antwort nicht vom Ohr hervorgerufen wird, sondern durch Sonden-Nichtlinearitäten. Von 5.000 bis 8.000 Hz zeigen die Kopplermessungen, dass Zufallsrauschen ein signifikanter Begrenzungsfaktor war, da beobachtet wurde, dass die gestrichelten Linien vom Mittelwert abweichen. Dies zeigt direkt die Reduktion der Verzerrungsrauschleistung zur Zufallsrauschleistung.
Das interessanteste Merkmal dieser Graphen ist die Struktur der 2ChDP-Emission, wenn die Zwischen-Stimulus-Zeitverzögerung variiert wird. Mit einer Zeitverzögerung von 1 ms war die in 11A gezeigte 2ChDP-Emission von der dritten Oktave über 1 kHz bis zur dritten Oktave unmittelbar unterhalb 8 kHz deutlich präsent. Mit Zeitverzögerungen von 2 und 3 ms war die in den 11B bzw. 11C gezeigte 2ChDP-Emission bei etwas niedrigeren Frequenzen präsent (in der dritten 1 kHz-Oktave), aufgrund einer Reduktion der Sondenverzerrung, jedoch ergab sich eine Einkerbung in der 2ChDP-Emission bei 6,3 kHz. Diese Ergebnisse sind sehr vielversprechend, da sie mit einer einzelnen Quelle erhalten wurden, für die die Sondenverzerrungseffekte signifikant waren. Die 12A bis 12D zeigen Zwischenzustände in der Signalverarbeitung mittels des Systems 100. Der Graph in 12A zeigt die 2ChDP-Chirp-Antwort im Ohr für eine Zeitverzögerung τ = 3 ms. Die Graphen der 12B bis 12D zeigen die dechirpten Antworten auf die dechirpten Stimuli über ihre anfänglichen 150 Abtastwerte (etwa 9,4 ms). Die äquivalente Spitzenamplitude von 800 Millipascal (mPa) entspricht einem Spitzenäquivalenzpegel von 92 dB SPL. Die Verzögerung von 3 ms (d. h. 48 Abtastwerte) ist in der äquivalenten Antwortwellenform d₁₂ offensichtlich. Die wirklichen Spitzenpegel im Gehörgang waren aufgrund der Verwendung des Chirp-Stimulus sehr viel niedriger. Die Differenzantwort auf die 2E-Subtraktion d_D(t) = d₁₂(t) – [d₁(t) + d₂(t)] ist im Graphen der 13A dargestellt.
Es ist eine Antwort mit großer Amplitude bei frühen Latenzzeiten in der dechirpten Antwort vorhanden. Dies ist eine Erscheinungsform der Sonden-Nichtlinearität, die durch Verwendung eines Paares von Schallquellen 130 und 132 (siehe 2) reduziert werden würde. Trotzdem ist die Sondenverzerrung ausreichend klein, um eine angemessene Erfassung der 2ChDP-Emission in 11C über einen weiten Bereich von Frequenzen zu ermöglichen.
Der Graph in 13B zeichnet das 2ChDP-Spektrum für die Zeitverzögerung τ = 1 ms zusammen mit dem gesamten Gehörgangpegel (schmalbandiges Spektrum statt 1/3-Oktaven-gemittelt), der durch den Stimulus S₁(f) erzeugt wird, um. Bei niedrigen Frequenzen nahe 800 Hz ergibt sich ein Maximum in Gehörgangpegel von 48 dB SPL, das mit der Spitzenverzerrung der Sonden-Nichtlinearität korreliert.
Beispiel V: Doppelquelle, Null-Zeitverzögerung
Variante der 2CEOAE-Antwort
Die 2CEOAE-Stimuli wurden mit gleicher Amplitude (ε = 1) und null Zeitverzögerung (τ = 0) konstruiert, jedoch wurde eine Doppelquellenkonfiguration verwendet. Dies bedeutet, dass jede Schallquelle 130 und 132 (siehe 2) einen identischen Klick gleichzeitig ausgibt, der innerhalb des Gehörgangs oder Kopplers akustisch gemischt wird, um einen einzelnen Klick zu bilden. Es wurde vorhergesagt, dass dieser Stimulus mit dem obenbeschriebenen Subtraktionsverfahren zu einer reduzierten Sondenverzerrung sowie zu der Fähigkeit zur Messung einer OAE ohne Verwendung der herkömmlichen Zeitfensterung führt.
Die Ergebnisse in den 14A und 14B bestätigen diese Vorhersage. Der Graph der 14A zeigt den SPL über der Frequenz von 250 bis 8000 Hz für sechs Antwortfunktionen. Alle Antwortfunktionen sind über jeweils 1/3-Oktave als Teil des nichtlinearen Kohärenzverfahrens der Rauschreduktion gemittelt. Das größte SPL-Paar (durchgezogene Linien) entspricht den gesamten Antworten auf den Stimulus s₁(t), der im Gehörgang und im 1cc-Koppler präsentiert worden ist. Das 2CEOAE-Paar (durchgezogene Linien) entspricht dem gesamten Verzerrungssignal, das im Gehörgang und im Koppler gemessen worden ist. Das Rausch-SPL-Paar (gestrichelte Linien), das unter Verwendung des Rausch-Autospektrums von der obenbeschriebenen Kohärenzanalyse berechnet worden ist, zeigt das Zufallsrauschen im Gehörgang und im Koppler. Diese Darstellung des Rauschpegels ist eine entgegengesetzte Darstellung von Daten zum Verzerrungs-Störabstand, der in den 11A bis 11C präsentiert ist. Der Graph der 14B zeigt dieselben sechs Antwortfunktionen, die über den Niederfrequenzbereich von 250–1.500 Hz aufgezeichnet worden sind.
Eine gültige Antwort im Erwachsenenohr wurde von 250–8.000 Hz erhalten, da diese Antwort den Rauschpegel im Ohr in jeder 1/3-Oktave überschreitet und die deterministische Sondenverzerrung in der 2CEOAE-Kopplerantwort überschreitet. Diese Kopplerantwort liegt wenigstens 4 dB über ihrem Rauschpegel, jedoch eine einzelne 1/3-Oktave (nahe 300 Hz). Es besteht keine Notwendigkeit zur Zeitfensterung bei der Berechnung dieser Antwort. Die Doppelquellen-2CEOAE-Antwort wird sowohl bei höheren als auch niedrigeren Frequenzen als denjenigen erhalten, die im Stand der Technik für CEOAE-Antworten berichtet werden. Der hervorragende Störabstand, der bei niedrigen Frequenzen erhalten wird, beruht auf der Eliminierung signifikanter Größen der Sondenverzerrung, während er bei hohen Frequenzen auf der Tatsache beruht, dass keine Zeitfensterung auf die CEOAE-Antwort angewendet wurde, was zu einer Eliminierung der kochlearen Antworten mit kurzer Latenzzeit und hoher Frequenz führt.
Diskussion
Dies zeigt den Vorteil der vom System 100 bereitgestellten Techniken. Solche Vorteile sind in klinischen Anwendungen von Messsystemen für klick-evozierte otoakustische Emissionen von Bedeutung, und sollten beim Testen von Kindern besonders wichtig sein, da das physiologische Rauschen bei Kindern viel höher ist als bei Erwachsenen.
Das System 100 schafft neue Mengen von Stimuli, die signifikante Nachteile der bestehenden Technik beseitigen. Die Techniken, die zum Reduzieren von Sonden-Nichtlinearitäten verwendet werden, erlauben die Messung von Antworten mit kurzer Latenzzeit, die vorher nicht analysiert werden konnten. Ferner bieten die neuartigen Techniken zum Analysieren nichtlinearer Kohärenz ein genaues quantitatives Maß des Zufallsrauschens und des Verzerrungsrauschens. Dies kann ein Stoppkriterium für die Datenerfassung liefern, so dass ein spezifizierter Verzerrungs-Störabstand erhalten wird.
C. Nicht-Echtzeit-Technik
Die Artefakt-Zurückweisung kann längs ähnlicher Linien in einer Nicht-Echtzeit-Implementierung arbeiten. Der Unterschied besteht darin, dass alle Datenpuffer erfasst und im Speicher gespeichert werden. Nur diejenigen Puffer werden für die Zeitmittelung gehalten, die auf der Grundlage der relativen Ähnlichkeit mit einem gespeicherten Puffer gültiger Daten als gültig beurteilt werden.
5. Nichtlineare Übertragungsfunktionen des Ohres in Hörtestgeräten
A. Nichtlineare Übertragungsfunktionen
Die "linearen" Übertragungsfunktionen, die zu Beginn dieser Anmeldung beschrieben worden sind, können auf die nichtlineare Ordnung erweitert werden, indem mehrere akustische Antworten im Gehörgang bei unterschiedlichen Stimuluspegeln gemessen werden. Da der Ausdruck "linear" im Zusammenhang mit Nichtlinearitäten in der Innenohrschnecke und im Mittelohr nicht länger angemessen ist, wird die Übertragungsfunktion (Impedanz, Admittanz oder Reflexionsgrad) bei einem gegebenen Stimuluspegel als eine Isopegel-Übertragungsfunktion (Übertragungsfunktion mit gleichem Niveau) bezeichnet. Da das System nicht länger als linear angenommen wird, sind dann die Isopegel-Übertragungsfunktionen, die bei zwei unterschiedlichen Stimuluspegeln gemessen werden, typischerweise ungleich. Eine Menge von Isopegel-Übertragungsfunktionen, die bei zwei oder mehr Stimuluspegeln erhalten wer den, wird als nichtlineare Übertragungsfunktion bezeichnet. Dieser Aspekt der Erfindung betrifft die Messung dieser nichtlinearen leistungsbasierten akustischen Antwortfunktionen im Gehörgang im Zusammenhang mit Messtechniken, die doppelt evozierende Stimuli verwenden.
Aus den mehreren Antworten bei unterschiedlichen Stimuluspegeln ist es möglich, den Reflexionsgrad in Zeit- oder Frequenzbereichen bei verschiedenen Pegeln zu messen, um einen nichtlinearen Reflexionsgrad zu erhalten, und in ähnlicher Weise die Admittanz und die Impedanz in Zeit- oder Frequenzbereichen zu messen. Irgendein System und ein Verfahren zum Messen des Reflexionsgrades, der Admittanz oder der Impedanz können für jede Isopegel-Übertragungsfunktion verwendet werden. Durch Variieren des Stimuluspegel werden somit eine Vielzahl von Reflexionsgrad-, Admittanz- oder Impedanzfunktionen erhalten. Der Begriff der linearen Übertragungsfunktion wird somit auf eine nichtlineare Übertragungsfunktion verallgemeinert.
Vier nichtlineare, leistungsbasierte, doppelt evozierte Antwortmengen sind definiert. Die Erste ist die Vielzahl der Isopegel-Übertragungsfunktionen des Ohres, die bei verschiedenen Stimuluspegeln erhalten werden, d. h. die nichtlineare Übertragungsfunktion. Die Zweite ist eine differentielle Messung irgendwelcher zwei Isopegel-Übertragungsfunktionen, die durch Berechnen ihrer Differenz erhalten wird. Diese differentielle Übertragungsfunktion ist für irgendein lineares System gleich Null, und typischerweise für irgendein nichtlineares System ungleich Null. Die Dritte ist die Vielzahl von Antworten von Isopegel-Leistung, die vom Ohr absorbiert wird, erhalten unter Verwendung irgendwelcher der Gleichungen (3) oder (10), oder durch irgendeine im Wesentlichen äquivalente Beziehung. Die Vierte ist die differentielle absorbierte nichtlineare Leistung, die im Folgenden definiert wird.
Die erste nichtlineare Antwort ist unter Verwendung einzeln evozierender Stimuli in der veröffentlichten Literatur im Fall nichtlinearer Impedanz (D. Jurzitza und W. Hemmert, "Quantitative measurements of simultaneous evoked otoacoustic emissions", Acoustica 77: 93–99, 1992)) und für nichtlineare Reflektanz in (C. A. Shera und G. Zweig, "Noninvasive measurement of cochlear travelingwave ratio", J. Acoust. Soc. Am. 93: 3333–3352, 1993), (J. B. Allen, G. Shaw und B. P. Kimberly, "Characterization of the nonlinear ear canal impedance at low sound levels", Abstracts of the 18th Midwinter Research Meeting of the ARO, Association for Research in Otolaryngology, Des Moines, S. 19, 1995), und (D. H. Keefe, "Otoreflectance system for linear and nonlinear response measurements of the middle and inner ear", Abstracts of the 18th Midwinter Research Meeting of the ARO, Association for Research in Otolaryngology, Des Moines, S. 5, 1995) bekannt. Alle vier nichtlinearen Antwortmengen für einzeln evozierende Stimuli sind ebenfalls in dieser letzteren Literaturangabe und (D. H. Keefe, "System and Method for Measuring Acoustic Reflectance", US-Patentanmeldung, 1994) für die Fälle der nichtlinearen Impedanz und der nichtlinearen Admittanz sowohl in Zeit- als auch Frequenzbereichen diskutiert. Einzeln evozierende Stimuli sind solche, deren Stimulusamplitude variiert wird, um eine nichtlineare Antwort zu erhalten, und die einen einzelnen Signalgenerator verwenden, der eine einzelne Schallquelle im Gehörgang ansteuert.
Im Lösungsansatz von Shera und Zweig, der in (G. Zweig und C. A. Shera, "The origin of periodicity in the spectrum of evoked otoacoustic emissions", J. Acoust. Soc. Am. 98: 2018–2047, 1995) weiter entwickelt wird, wird der Gehörgangdruck als zwei Komponenten aufweisend angenommen, eine Komponente, die sich mit der von den Mittelohrkomponenten des Reflexionsgrades gesteuerten Frequenz langsam ändert, und eine Komponente, die sich mit der Frequenz, die von den kochlearen Komponenten des Reflexionsgrades gesteuert wird, schneller ändert. Es gibt keine direkte Messung des Reflexionsgrades im Gehörgang, jedoch wird die Schwingung der kochlearen Reflexionsgradkomponente in ihren Auswirkungen auf die Schwingungen mit der Frequenz des Gehörgangdrucks, die den evozierten otoakustischen Emissionen zugeordnet ist, identifiziert.
Das von dieser Erfindung angesprochene Problem ist die Berechnung einer nichtlinearen leistungsbasierten Antwort unter Verwendung der 2E-Klasse von Stimuli auf der Grundlage individueller Präsentationen von Stimuli s₁(t) und s₂(t), und der Präsentation von s₁₂(t) = s₁(t) + s₂(t). Die Stimuli werden bei niedrigen bis ausreichend moderaten Schalldruckpegeln geliefert, um sicherzustellen, dass die Antwort des Mittelohrs linear ist, mit Ausnahme der Auswirkungen, die sich auf den Beginn des Mittelohrreflexes beziehen, die kontrolliert werden.
Während irgendeine 2E-Stimulusmenge verwendet werden kann, wird die Doppelquellen-Ausführungsform bevorzugt, bei der s₁(t) mittels der Schallquelle 130 ausgegeben wird und s₂(t) mittels der Schallquelle 132 ausgegeben wird. In der Präsentation von s₁₂(t), die die Überlagerung von s₁(t) und s₂(t) ist, wird der Teil s₁(t) von s₁₂(t) von der Schallquelle 130 ausgegeben, während der Teil s₂(t) von s₁₂(t) von der Schallquelle 132 ausgegeben wird. Obwohl die Struktur von s₁(t) und s₂(t) beliebig sein kann (unter dem Vorbehalt, dass sie dieselbe Dauer aufweisen), wird die Ausführungsform der Gleichungen (13) und (14) bevorzugt, in der s₂(t) eine zeitverzögerte, reskalierte Kopie von s₁(t) ist. Auf einem feineren Niveau der Spezifität ist die bevorzugte Ausführungsform, dass keine Zeitverzögerung zwischen s₁(t) und s₂(t) vorhanden ist, d. h. τ = 0 in Gleichung (14).
Es gibt Techniken zum Messen der Isopegel-Impedanz im Gehörgang in (J. B. Allen, "Measurement of eardrum acoustic impedance" in Peripheral Auditory Mechanisms, Herausgeber J. Allen, J. Hall, A. Hubbard, S. Neely und A. Tubis (Springer-Verlag, New York, 1985), und im menschlichen Gehörgang in (D. H. Keefe, R. Ling und J. C. Eulen, "Methods to measure acoustic impedance and reflection coefficient", J. Acoustic Soc. Am. 91: 470–485, 1992), (D. H. Keefe, J. C. Eulen, K. H. Arehart und E. M. Burns, "Ear-canal impedance and reflection coefficient in human infants and adults", J. Acoust. Soc. Am. 95: 372–384), (Keefe, 1995). Diese Techniken verwenden Einzelmikrophonmessungen des Gehörgangdrucks und Druckmessungen in einem Satz von einem oder mehreren Kalibrierungswellenleitern. Diese Techniken können unter Verwendung des 2E-Stimulus-Antwort-Rahmens verallgemeinert werden. Zum Beispiel können sowohl die Kalibrierungs- als auch die Gehörgangmessungen unter Verwendung derselben 2E-Stimulusmenge {s₁(t), s₂(t), s₁₂(t)} als Eingangssignale in die DACs ausgeführt werden.
Die Definition nichtlinearer Antwortfunktionen hängt von der Auswahl der Wanderwellenrepräsentation über Reflexionsgrad oder der Stehwellenrepräsentation über die Impedanz oder Admittanz ab. Alle nichtlinearen Antwortfunktionen sind beginnend mit der Reflexionsgraddarstellung definiert, wobei die Eigenschaften der Wanderwellenrepräsentationen gegenüber den Stehwellenrepräsentationen anschließend in der nichtlinearen Ordnung gegenüber gestellt werden.
B. Nichtlineare Wanderwellen
Es gibt eine Nichtlinearität sowohl im Ohr als auch in der Sondenanordnung (und der zugehörigen Ausrüstung im Messsystem). Für einen gegebenen elektrischen Stimulus, z. B. s₁(t), erzeugt die Sondenanordnung ein einfallendes Drucksignal p_i(t1), das sich ausgehend von der Sonde weg fortpflanzt. Eine Schreibweise ist so eingeführt, dass das erste Argument die Zeit- oder Frequenzvariable bezeichnet, während das zweite Argument den m-ten Stimulus bezeichnet, wobei m die Werte 1, 2 oder 12 annimmt, entsprechend dem elektrischen Stimulus s₁, s₂ bzw. s₁₂. Diese einfallende Druckantwort auf dem elektrischen Stimulus s₁ wird vom Mikrophon in der Sondenanordnung äußert direkt durch Einsetzen der Sondenanordnung in einen zylindrischen Wellenleiter, dessen Querschnittsfläche S gleich oder wenigstens ähnlich derjenigen des zu prüfenden Gehörgangs ist, und dessen Länge ausreichend lang ist, so dass keine Reflexion vom Ende des zylindrischen Wellenleiters wieder an der Sonde während der Dauer der Messung ankommt, gemessen. Alternativ ist das einfallende Drucksignal nach dem Ausführen der Kalibrierung einer beliebigen Isopegel-Reflexionsgrad-Messtechnik definiert, mittels Mitteln, die für Fachleute offensichtlich sind.
Für die Transformation in den Frequenzbereich der Einfachheit halber wird die Sondenanordnung im Ohr platziert, wobei der elektrische Stimulus s₁(f) in die Schallquelle 1 eingegeben wird, und wobei der Gehörgangdruck P(f, 1) gemessen wird. Es ist zu beachten, dass der Gehörgangdruck P(f, 1) anderswo als P₁(f) bezeichnet wird; die Änderung der Schreibweise ist der Wanderwellendiskussion nützlich, da Indizes die einfallenden und die reflektierten Komponenten kennzeichnen. In ähnlicher Weise gilt P(f, 2) = P₂(f) und P(f, 12) = P₁₂(f). Dieser gemessene Druck kann konzeptionell unter Verwendung der Gleichung (4) in einen einfallenden Druck P_i(f, 1) und einen reflektierten Druck P_r(f, 1) zerlegt werden durch P(f, 1) = Pi(f, 1) + Pr(f, 1). (42)
Der Gehörgangreflexionsgrad wird unter Verwendung irgendeiner zweckmäßigen Isopegel-Reflexionsgradtechnik gemessen und wird als R₁(f) beim Stimuluspegel 1 bezeichnet, so dass der reflektierte Druck im Ohr unter Verwendung von Gleichung (5) berechnet wird, die die Form annimmt:
so dass die reflektierte Druckantwort auf den Stimulus s₁ ist: Pr(f, 1) = R1(f)Pi(f, 1). (44)
Der Stimulus s₂(t) ist das Eingangssignal in die Sondenanordnung, wobei sein reflektierter Druck P_r(f, 2) mittels des Gegenstücks zur obigen Gleichung berechnet wird, d. h. Pr(f, 2) = R2(f)Pi(f, 2). (45)
Der Gehörgangreflexionsgrad R₂(f) und der einfallende Druck P_i(f, 2) sind diejenigen, die mittels der Isopegel-Reflexionsgradmesstechnik unter Verwendung des Stimulus s₂ gemessen worden sind. Schließlich wird der Stimulus s₁₂(t) in die Sondenanordnung eingegeben und der reflektierte Druck P_r(f, 12) wird berechnet aus Pr(f, 12) = R12(f)Pi(f, 12). (46)
Der Gehörgangreflexionsgrad R₁₂(f) und der einfallende Druck P_i(f, 12) sind diejenigen, die mittels der Isopegel-Reflexionsgradmesstechnik unter Verwendung des Stimulus s₁₂(t) gemessen werden.
Eine breite Klasse von Isopegel-Übertragungsfunktionstechniken, im Wesentlichen alle von diesen, kann als eine Kalibrierungs- und Evaluierungsphase aufweisend betrachtet werden. Der Zweck der Kalibrierungsphase besteht darin, die Äquivalenzschaltung des einen oder der mehreren Quellenwandler und des einen oder der mehreren Druckwandler in der Sondenanordnung objektiv zu charakterisieren. Es gibt wohlbekannte akustische Übertragungsfunktionstechniken, die zwei oder mehr Druckwandler an separaten, jedoch spezifizierten Stellen im interessierenden System (dem Gehörgang) oder innerhalb eines externen Wellenleiters, der mit dem Gehörgangeingang gekoppelt ist, verwenden. Die Übertragungsfunktionen zwischen jedem Paar von Druckwandlern werden mit einem Modell der Schallfortpflanzung im Gehörgang oder im externen Wellenleiter verwendet, um die Isopegel-Übertragungsfunktionen zu berechnen. Es gibt ferner akustische Übertragungsfunktionstechniken, die einen einzelnen Druckwandler in der Sondenanordnung verwenden, und für die eine Anzahl wohlbekannter Kalibrierungsprozeduren auf der Grundlage vorläufiger Messungen in einem Satz von einem oder mehreren Kalibrierungswellenleitern existieren, häufig einem Satz von einem oder mehreren zylindrischen Röhren, die an ihren fernen Enden verschlossen sind. Diese Kalibrierungsmessungen werden häufig mit einem Modell der Schallfortpflanzung in jedem der Kalibrierungswellenleiter verwendet, um die Äquivalenzschaltungsparameter zu berechnen. Solche Modelle können viscothermische Verluste innerhalb jedes Kalibrierungswellenleiters einschließen, oder nicht, jedoch müssen die Abmessungen jedes Wellenleiters zur Verwendung im Modell spezifiziert sein.
Diese Isopegel-Übertragungsfunktionen umfassen Isopegel-Reflexionsgrad-, Impedanz- und Admittanzfunktionen. Die Äquivalenzschaltung einer Isopegel-Reflexionsgradtechnik enthält den einfallenden Druck, der dem einen oder den mehreren Quellenwandlern jeweils zugeordnet ist, und den Quellenreflexionsgrad der Sondenanordnung. Die Äquivalenzschaltung einer Isopegel-Impedanztechnik enthält den Thevenin-Druck, der dem einen oder den mehreren Quellenwandlern jeweils zugeordnet ist, sowie die Thevenin-Impedanz der Sondenanordnung. Die Äquivalenzschaltung einer Isopegel-Admittanztechnik enthält die Norton-Volumengeschwindigkeit, die dem einen oder den mehreren Quellenwandlern jeweils zugeordnet ist, und die Norton-Admittanz der Sondenanordnung. Vorausgesetzt, die besondere Auswahl der Äquivalenzschaltungsparameter passt zu der Sondenanordnung, die aus einer oder mehreren Schallquellen und einem oder mehreren Druckwandlern besteht, ist der Zweck der Evaluierungsphase, die gewünschte Isopegel-Übertragungsfunktion des Ohres unter Verwendung der Äquivalenzschaltungsparameter zu berechnen, die aus der Kalibrierungsphase bestimmt werden, sowie unter Verwendung der gemessenen Druckantwort im Gehörgang.
Um die obige formelle Diskussion konkreter zu machen, werden bevorzugte Ausführungsformen für Isopegel-Messungen des Reflexionsgrads, der Impedanz und der Admittanz im Frequenzbereich eingeführt. Die entsprechende Behandlung im Zeitbereich ist analog, obwohl die Äquivalenzschaltungsparameter indirekt im Zeitbereich mittels Druckantworten dargestellt werden können, die in einem Satz von einem oder mehreren Kalibrierungswellenleitern gemessen worden sind, wie in Keefe (1994) und Keefe (1996) diskutiert ist.
Obwohl eine beliebige zweckmäßige Isopegel-Reflexionsgradtechnik verwendet werden kann, um die drei Gehörgang-Reflexionsgrade entsprechend den Stimuli 1, 2 bzw. 12 zu messen, ist die bevorzugte Ausführungsform die Technik in Keefe (1994), Keefe (1995) und Keefe (1996). Die zusätzlichen Messungen, die für diese Technik benötigt werden, werden beschrieben. Die 2E-Stimulusmenge wird in modifizierter Form unter Verwendung der Sondenanordnung in ein einzelnes Kalibrierungsrohr zugeführt, das in der bevorzugten Ausführungsform ein zylindrisches Rohr mit glatten, steifen Wänden ist, das an seinem fernen Ende verschlossen ist. Die entsprechende 2E-Antwort wird im Kalibrierungsrohr gemessen. Die Modifikation der 2E-Stimulusmenge gegenüber derjenigen, die in der Gehörgangmessung verwendet wird, ist erforderlich, da die Antwort jeweils auf s₁(t) und s₂(t) im Kalibrierungsrohr eine sehr viel längere Dauer aufweist als im Gehörgang. Durch Anhängen zusätzlicher Abtastwerte mit Nullwerten sowohl an s₁(t) als an s₂(t) wird sichergestellt, dass die Kalibrierungsrohrantworten p₁(t) bzw. p₂(t) vollständig bis auf den Pegel des Zufallsrauschens abklingen, bevor der nächste Nicht-Null-Stimulus präsentiert wird. Die Einzelrohr-Reflexionsgradtechnik erfordert nur die einfallenden und die zuerst reflektierten Antworten von der Kalibrierungsrohrmessung, die mit relativ kurzen Verzögerun gen in Abhängigkeit von der Länge des Kalibrierungsrohres und der effektiven Dauer von p₁(t) und p₂(t) auftreten.
Die Eingangssignale für den Kalibrierungsschritt sind in dieser Reflexionsgradtechnik die Länge und der Durchmesser des Kalibrierungsrohrs, ein Modell der Schallfortpflanzung im Rohr, das viscothermische Verluste einschließt, und die gemessene Druckantwort im Rohr. Die Länge muss ausreichend lang sein, so dass die einfallende akustische Antwort im Rohr von der zuerst reflektierten akustischen Antwort im Rohr trennbar ist, entsprechend der Fortpflanzung von der Sondenanordnung zum geschlossenen Ende und zurück. Die Ausgangsgrößen sind die Kalibrierungsdaten, die benötigt wurden, um den Reflexionsgrad im Gehörgang zu bewerten, wenn die identische Sondenanordnung den identischen Stimulus liefert. Dieser Bewertungsschritt in der Reflexionsgradtechnik erfordert ferner die im Gehörgang gemessene Druckantwort.
Diese Reflexionsgradtechnik wird in einer dreifachen Weise (d. h. für die Stimuli s₁(t), s₂(t) und s₁₂(t)) für jede im Kalibrierungsrohr und im Gehörgang gemessene Druckantwort angewendet.
Die doppelt evozierte otoakustische reflektierte Druckantwort (2EOR) ist durch Analogie mit der 2EOAE-Antwort definiert durch ΔPr(f) = Pr(f, 12) – [Pr(f, 1) + Pr(f, 2)]. (47)
Die 2EOR kann nicht aus einer einfachen linearen Kombination von Gehörgangantworten berechnet werden, da sie auf einer Kalibrierungsprozedur implizit in irgendeiner Isopegel-Reflexionsgradtechnik beruht. Für den Moment sei angenommen, dass das Messsystem eine lineare Antwort aufweist. Daraus folgt, dass der einfallende Druck streng proportional zur Stimulusamplitude ist, so dass
der nichtlineare Teil des Gesamtdrucks im Gehörgang wurde dann durch den nichtlinearen Teil nur des reflektierten Drucks bestimmt, der aus der obigen Gleichung und Gleichung (49) folgt:
Der Index Null an ΔP_r(f) kennzeichnet die Form von ΔP_r(f) unter der Annahme, dass das Messsystem linear ist.
Die nichtlineare Änderung des reflektierten Drucks ist proportional zur nichtlinearen Änderung des Reflexionsgrads, Δ₀P_r(f) = 0, wenn die Ohrantwort ebenfalls linear ist. Wenn diese Annahme gültig wäre, dass die Messsystemantwort linear ist, gäbe es keinen Vorteil bei der Verwendung bei der Menge von drei Stimuli {s₁, s₂, s₁₂} im Vergleich zu einer Menge zweier identischer Stimuluswellenformen, die mit unterschiedlichen Stimuluspegeln geliefert werden, was von Jurzitza und Hemmert (1992), Keefe (1994), Keefe (1995) und Allen u. a. (1995) für verschiedene leistungsbasierte Antwortfunktionen genutzt wird. Dies wird deutlich durch Ersetzen von S₂(f) = S₁(f), so dass die entsprechenden Isopegel-Reflexionsgrade gleich sind, R₁ = R₂ (tatsächlich ist der Mittelwert dieser zwei Reflexionsgrade die optimale Schätzung bei Anwesenheit von zufälligem Messrauschen), und die obige Gleichung vereinfacht zu Δ0Pr(f) = Pi(f, 12)[R12(f) – R1(f)]. (50)
Dies wäre der differentielle nichtlineare Reflexionsgrad, gemessen unter Verwendung zweier Stimuluspegel und eines idealen Messsystems.
De Vorteil der vorliegenden Erfindung entsteht, wenn eine nichtlineare Verzerrung im Messsystem besteht so dass weder der einfallende Druck streng proportional zum Stimuluspegel ist, noch der nichtlineare Tei des gesamten Gehörgangdrucks allein vom nichtlinearen Teil des reflektierten Drucks stammt. Trotzdem bleibend die Isopegel-Übertragungsfunktionen in den Gleichungen (44) bis (46) in diesem realistischeren Fall gültig; diese werden kombiniert, um die 2EOR in Gleichung (47) zu berechnen. Die Gleichungen (48) bis (50) sind jedoch nicht mehr gültig.
In der bevorzugten Doppelquellen-Ausführungsform wird irgendeine Sondenverzerrung, die unabhängig durch die Schallquelle 1 oder die Schallquelle erzeugt wird, in der 2EOR ausgelöscht, so dass die deterministische nichtlineare Antwort nur auf der reflektierten Antwort des Ohres beruht. Dies ist eine wichtige neue Eigenschaft, die der Nutzung der 2E-Stimulussequenz in den Messungen des nichtlinear evozierten Reflexionsgrades zugeordnet wird. Das Wort "Emission" wird vermieden, da die Repräsentation explizit in Termen eines reflektierten kochlearen Signals geschieht.
Die Interpretation der 2EOR hängt von der spezifischen Wahl von s₁ und s₂ ab. Die bevorzugte Ausführungsform definiert s₂(t) als Duplikat von s₁(t) mit einer Amplitude, die mit ε reskaliert ist: s2(t) = εs1(t). (51)
Der Wert von ε ist eine beliebige positive oder negative Zahl. Die Stimuluswellenform s₁(t) kann so gewählt werden, dass sie ein breitbandiges Übergangssignal ist, dessen Gesamtdauer auf weniger als die Dauer des N-Abtastwert-Fensters beschränkt ist. Besondere Wahlmöglichkeiten für s₁(t) und somit s₂(t) umfassen einen Klick, der als ein elektrisches Signal definiert ist, dessen Dauer viel kürzer ist als die Impulsantwort der Schallquelle, oder einen Chirp. Wenn ein Chirp verwendet wird, der durch Anwenden einer Zeitstreckung über ein Allpassfilter auf ein ursprüngliches Stimulussignal kurzer Dauer erzeugt wird, dann kann die Druckantwort zeitlich komprimiert werden, falls gewünscht, wobei das inverse Allpassfilter verwendet wird, so dass die resultierenden Signale wieder von kurzer Dauer sind. Dies wird beschrieben von Keefe, "Wind-instrument reflection function measurements in the time domain", J. Acoustic. Soc. Am. 99, 2370–2381 (1996); Erratum in Press, J. Acoustic Soc. Am.
Ein Druckreflexionsgrad kann als Verhältnis der 2EOR-Druckantwort zum einfallenden Druck bei einem Referenzstimuluspegel definiert werden. Dieser Referenzstimulus wird mit s₁₂(t) angenommen, obwohl alternative Ausführungsfor men offensichtlich sind, um Referenzstimuluspegel von s₁ oder s₂ zu definieren. Dieser Reflexionsgrad wird als nichtlinearer Otoreflexionsgrad (ORN) bezeichnet, und ist mittels ΔR(f) gekennzeichnet. Er ist in der StandardWanderwellenrepräsentation als Verhältnis des nichtlinearen reflektierten Drucks zum einfallenden Druck definiert durch ΔPr(f) = Pi(f, 12)ΔR(f) (52)und wird unter Verwendung der Gleichungen (44) bis (47) berechnet durch
der entsprechende lineare Otoreflexionsgrad (ORL) ist der Isopegel-Druckreflexionsgrad R₁₂(f), der unter Verwendung des Stimulus s₁₂ gemessen wird.
Der nichtlineare Otoreflexionsgrad ist eine komplexe Größe |ΔR(f)|e^–jΔϕ(f), deren Phase –Δφ(f) Informationen über die nichtlineare Phasenänderung des Reflexionsgrades enthält, die als eine Gruppen- oder Phasenverzögerung oder eine verwandte Funktion ausgedrückt werden kann. Die nichtlineare reflektierte Leistung Δπ_r(f, 12) kann definiert sein als ΔΠr(f, 12) = Πi(f, 12)|ΔR(f)|2, (54)
Die mit der reflektierten Isopegel-Leistung beim Stimuluspegel s₁₂ (siehe Gleichung (9)) verglichen werden kann: ΔΠr(f, 12) = Πi(f, 12)|R12(f)|2. (55)
In der Praxis können die zwei Schallquelle so gewählt werden, dass sie ähnliche Empfindlichkeiten und ähnliche Überlastungseigenschaften aufweisen. Ähnliche Empfindlichkeiten bedeutet, dass ein elektrisches Eingangssignal mit Einheitsamplitude Ausgangssignale von den zwei Quellen erzeugt, die einen ähnlichen Pegel aufweisen. Ähnliche Überlastung bedeutet, dass die Spitzenüberlastungspegel der Quellen ebenfalls ähnlich sind. Unterschiede der Empfindlichkeiten können in Termen der relativen Kalibrierung der Stimuluspegel berücksichtigt werden, so dass die relativen Schallpegel der in den Gehörgang ausgegebenen Signale bei Bedarf genau spezifiziert werden können. Selbst kleine Unterschiede in den Spitzenbelastungspegeln, oder andere nichtlineare Antworteigenschaften der Quellen, können bei der Messung der nichtlinearen Antwort des Rohres sehr wichtig sein, da dieses Signal ebenfalls klein ist.
Mit dieser einleitenden Diskussion sind zwei Wertebereiche für den Verstärkungsfaktor ε der Quelle 2 relativ zur Quelle 1 von besonderem Interesse: (i) ε = 1, und (ii) ε << 1.
Für den Fall (i) sind die Schallausgangssignale von den Quellen mit ähnlichen Empfindlichkeiten, die ohne Einschränkung der Allgemeinheit nach einer geeigneten Kalibrierung gleiche Empfindlichkeiten annehmen, gleich, mit Ausnahme der Unterschiede der erzeugten Verzerrung. Wenn s₁₂(t) angelegt wird, wird das akustische Signal im Gehörgang in der Amplitude in etwa verdoppelt, entsprechend einer Änderung der SPL von 6 dB. Da s₁(t) und s₂(t) im Wesentlichen identisch sind, sind R₁ und R₂ im Wesentlichen unabhängige Messungen desselben Isopegel-Reflexionsgrades R_< (der Index < bezeichnet den bei niedrigerem Pegel gemessenen Reflexionsgrad), der als Mittelwert berechnet wird:
Der nichtlineare Otoreflexionsgrad in Gleichung (53) vereinfacht sich zu ΔR(f) = R12(f) – R<(f). (57)
In der Praxis ist der Reflexionsgrad bei relativ hohen Stimuluspegeln nahezu linear, so dass es zweckmäßig ist, das Obige für den Reflexionsgrad bei niedrigerem Stimuluspegel in Termen des Reflexionsgrades bei dem höheren Stimuluspegel R_> = R₁₂ umzuschreiben, so dass R<(f) = R>(f) – ΔR(f). (58)
Im Fall (ii) wird der relative Verstärkungsfaktor ε so gewählt, dass er sehr viel kleiner als 1 ist, so dass die Schallquelle 2 dieselbe Wellenform wie die Schallquelle 1 ausgibt, jedoch mit viel kleinerem Pegel. Diese Konfiguration ist zweckmäßig für die Messung des differentiellen, d. h. nichtlinearen Otoreflexionsgrades mit extrem geringer Verzerrung. Der Basislinienmesspegel wird durch Variieren des Pegels von s₁ variiert. Die Schallquelle 1 kann bei einem Anregungspegel arbeiten, für den ihre Verzerrung signifikant ist. Wenn sich ihre Amplitude von 1 auf (1 + ε) ändert, würde sich ihre Verzerrung erhöhen. Im Gegensatz hierzu bedeutet die Verwendung von zwei Quellen, dass die Verzerrung der Schallquelle 1 auf einem festen Pegel gehalten wird, während die Schallquelle 2 die differentielle Erhöhung des Verstärkungsfaktors liefert. Die doppelt evozierte Subtraktionstechnik kontrolliert die Verzerrung in der nichtlinearen Otoreflexionsgradmessung durch Verwendung der Doppelquellen-Ausführungsform.
Dies ist eine differentielle leistungsbasierte Messung, da das nichtlineare Leistungsinkrement relativ zur Basislinienamplitude von s₁(t) gemessen wird, die über einen recht breiten Bereich z. B. in Inkrementen von 10 dB variiert werden kann. Zum Beispiel erlaubt die Auswahl des Amplitudenverhältnis ε = 0,1, entsprechend einer Amplitude von s₂, die minus 20 dB niedriger ist als die Amplitude von s₁, eine Isopegelmessung der Leistungsantwort bei dem Amplitudenpegel von s₁ und der differentiellen Messung der Leistungsantwort in der Nachbarschaft dieses Pegels.
C. Nichtlineare Stehwellen
Die Trennung der akustischen Größen in einfallende und reflektierte Signale geht in einer Stehwellenrepräsentation verloren, jedoch bleibt die Messung der nichtlinearen Admittanz und der Impedanz wohl definiert.
Die doppelt evozierende (2E)-Stimulusmenge {s₁, s₂, s₁₂} wird verwendet, um die entsprechende Menge von Druckantworten {P(f, 1), P(f, 2), P(f, 12)} im Ohr zu sammeln, und wird ferner verwendet, um das Isopegel-Admittanz- oder Im pedanzmesssystem für jeden der drei Stimuli zu kalibrieren. Die Doppelquelle-Ausführungsform wird bevorzugt.
Die bevorzugte Ausführungsform der Wahl der Stimulusmenge ist dieselbe wie für den nichtlinearen Reflexionsgrad, d. h. man wählt s₂(t) = εs₁(t) mit ε = 1 oder ε << 1. Im Fall (i) mit ε = 1 führt die Messung von ε₁(f) unter Verwendung von s₁ und ε₂(f) unter Verwendung von s₂ = s₁ zu zwei Messungen derselben Admittanz. Ihr Wert ε_<(f) wird aus dem gerichteten Mittelwert der gesamten Gehörgangdruckantwort P(f, 1) auf den Stimulus 2 und der gesamten Gehörgangdruckantwort P(f, 2) auf den Stimulus 2 berechnet durch
Die Näherung wird unter der Einschränkung gleichwertig, dass die Sondenverzerrung klein ist.
Die Gesamtvolumengeschwindigkeit U_m(f) für die m-te Stimulusbedingung bezieht sich auf die Admittanz und den Druck für die m-te Stimulusbedingung mittels U(f, m) = P(f, m)Ym(f). (60)
Anwenden der doppelt evozierten Subtraktion auf die Volumengeschwindigkeit führt zu der nichtlinearen Verzerrungskomponente der Volumengeschwindigkeit U_D(f), die definiert ist durch UD(f) = U12(f) – [U1(f) + U2(f)] = P(f, 12)Y12(f) – [P(f, 1)Y1(f) + P(f, 2)Y2(f)] = P(f, 12)Y12(f)[Y12(f) – Y<(f)] (61)
Die zugehörige nichtlineare Admittanz Δε(f) ist definiert durch
Um die nichtlineare Impedanz in einem Experiment mit ε = 1 zu messen, ergibt eine parallele Analyse PD(f) = P12(f) – [P1(f) + P2(f)] = U(f, 12)Z12(f) – [U(f, 1)Z1(f) + U(f, 2)Z2(f)] = U(f, 12)[Z12(f) – Z<(f)], (63)wobei der gewichtete Mittelwert der Impedanz Z_<(f) beim Stimuluspegel S₁ = S₂ ist:
Somit ist die zugehörige nichtlineare Impedanz ΔZ gleich
Die Verwendung von zwei Schallquellen und der doppelt evozierten Subtraktion führt zu einer nichtlinearen Admittanz oder Impedanz, die unabhängig von der Sondenverzerrung ist, die von jeder Quelle separat erzeugt wird. Dies steht im Gegensatz zu dem Einzelquellenverfahren des Messens der nichtlinearen Admittanz oder Impedanz, die durch die Sondenverzerrung beeinträchtigt wird. Wie beim nichtlinearen Reflexionsgrad (siehe Gleichung (58)) für den Fall ε = 1 besteht die beste Art der Repräsentation der nichtlinearen Admittanz oder Impedanz darin, die Antworten, die bei dem höheren Stimuluspegel gemessen worden sind, mit ε_> = ε₁₂ und Z_> = Z₁₂ zu bezeichnen, so dass die Antworten bei den niedrigeren Stimuluspegel geschrieben werden als: Y<(f) = Y>(f) – ΔY(f), Z<(f) = Z>(f) – ΔZ(f). (66)
Die Analyse des Falls (ii), so dass ε << 1 für die Admittanz und die Impedanz gilt, geschieht in paralleler Weise zu derjenigen für den Reflexionsgrad. Diese Wahl des relativen Verstärkungsfaktors liefert eine differentielle Messung der nichtlinearen Admittanz oder der nichtlinearen Impedanz in einer Weise.
Obwohl irgendeine zweckmäßige Isopegel-Impedanz- oder Admittanztechnik verwendet werden kann, um die drei Gehörgangimpedanzen (oder Admittanzen) zu messen, die dem Stimuli 1, 2 bzw. 12 entsprechen, ist die bevorzugte Ausführungsform die Technik in Keefe (1994), Keefe (1995) und Keefe (1996). Die zusätzlichen Messungen, die für diese Technik erforderlich sind, sind identisch mit denjenigen, die oben für die bevorzugte Ausführungsform der Isopegel-Reflexionsgradtechnik beschrieben worden sind. Der einzige Unterschied besteht darin, dass Reflexionsgradkalibrierungsmessungen im Kalibrierungsrohr und Reflexionsgradbewertungsmessungen im Gehörgang konvertiert werden müssen zu Impedanz-Kalibrierungsmessungen (oder Admittanz-Kalibrierungsmessungen) bzw. -bewertungsmessungen. Diese Konvertierung ist auf der Grundlage der Beziehungen zwischen den Wanderwellen- und Stehwellenbeschreibungen der Schallwellen, die in Keefe (1994) und Keefe (1996) gegeben sind, offensichtlich.
Vor Einführung der doppelt evozierenden Subtraktionsprozedur zur Berechnung der vom Ohr absorbierten Leistung wird die Beziehung des Stimuluspegels zur absorbierten Leistung diskutiert. Es sei z. B. angenommen, dass die akustische Gehörgangantwort unter zwei Bedingungen gemessen wird, eine mit einem elektrischen Eingangssignal in dem Schallquellenwandler mit Einheitsamplitude, das zu einer Druckantwort P(f) führt, und der anderen mit einem elektrischen Eingangssignal der Amplitude A, die zu einer Druckantwort AP(f) führt. Die entsprechende absorbierte Leistung im linearen System wird mit Π_a(f, A) bei der Frequenz f und der Stimulusamplitude A bezeichnet. Die zwei Experimente führen zu den folgenden Messungen der absorbierten Leistung:
Es folgt, dass Πa(f, A) = A2Πa(f, 1). (68)
Die stimulus-gewichtete Leistungsdifferenz ΔΠ_a(f), definiert durch ΔΠa(f) = Πa(f, A) – A2Πa(f, 1) (69)hat die Eigenschaft, dass sie für irgendein idealisiertes lineares System identisch 0 ist, so dass sie ein Maß der nichtlinearen Leistungsabsorption ist.
Die Stehwellenrepräsentation ist zweckmäßig aufgrund der einfachen Ausdrücke für absorbierte Leistung. Diese Isopegel-Ausdrucksweisen unter Verwendung der Gleichung (3) sind im Folgenden in Termen der Isopegel-Konduktanz G_m bei dem m-ten Pegel für die drei Stimuluspegel angegeben:
Die übliche doppelt evozierte Subtraktionsregel, auf die Leistung angewendet, würde darin bestehen, die Differenz Π_a(f, 12) – (Π_A(f, 1) + Π_a(f, 2)] zu bilden, jedoch summiert sich dies für ein ideales lineares System nicht auf 0. Es sei angenommen, dass das Messsystem keine Verzerrung aufweist. Analog zu Gleichung (69) ist die nichtlineare absorbierte Leistung definiert durch
für die bevorzugte Ausführungsform mit S₂(f) = εS₁(f) vereinfacht sich das Obige zu
Bei Anwesenheit einer Messsystemverzerrung ist die doppelt evozierte nichtlineare Leistung ΔΠ_a(f) definiert durch
Es sei der Fall (i) betrachtet, so dass ε = 1 gilt. Die Pegel von S₁(f) und S₂(f) sind dann gleich (für gleiche Quellenempfindlichkeiten, wie ohne Einschränkung der Allgemeinheit angenommen wird), wobei das Paar der Berechnungen der absorbierten Leistung ΔΠ_a(f, 1) und ΔΠ_a(f, 2) unabhängige Schätzungen der Niedrigstimuluspegel-Leistung ΔΠ_a(f, <) sind. Wie oben beschrieben worden ist, führt der Fall (ii) mit ε << 1 zu einer nichtlinearen Differentialmessung der Leistungsabsorption im vorliegenden Beispiel.
Der spezifische Wert von ε kann im Wert ausreichend klein eingestellt werden, um die Sondenverzerrung auf annehmbare Pegel zu reduzieren, jedoch im Wert ausreichend groß, so dass die differentielle Messung des Drucks die den Rauschquellen zugeordnete Druckamplitude überschreitet. Genauer kann es nützlich sein, s₂(t) = εs₁(t – τ) zu wählen, d. h. in der Zeit um τ im Bereich von 0 bis 10 s verzögert, zusätzlich zur Reskalierung der Amplitude um ε. Es ist ferner möglich, Stimulusmengen von drei oder mehr Stimuli zu betrachten, sofern die entsprechende Verzerrungsdruckantwort durch Heraussubtrahieren der linearen Antwort des Systems erhalten wird, so dass das Signal, das in jeder Schallquelle verwendet wird, im Wesentlichen denselben Pegel aufweist.
Sowohl lineare als auch nichtlineare Antwortfunktionen können bei verschiedenen Pegeln des statischen Drucks im Ohr gemessen werden. Die Sondenanordnung kann einen zusätzlichen Anschluss enthalten, um Änderungen des statischen Drucks des Gehörgangs zu kontrollieren. Die nichtlineare akustische leistungsbasierte Antwort im Gehörgang wird unter Verwendung zweier Schallquellen als Funktion der Änderungen des statischen Drucks über den in der Tympanometrie verwendeten Bereich gemessen. Zum Beispiel kann die Admittanz als Funktion der Frequenz und des statischen Drucks gemessen werden, und optional definiert in der Isopegel-Ordnung, sowie als nichtlineare Ordnung. Solche Daten können beim Abschätzen der Wechselwirkung zwischen konduktiven und kochlearen Beeinträchtigungen nützlich sein.
Das vorliegende System verwendet eine Sondenanordnung mit einer oder mehreren Schallquellen und einem Mikrophon. Es gibt wohlbekannte Techniken zum Messen der akustischen Übertragungsfunktion eines unbekannten Abschlusses unter Verwendung zweier oder mehrerer Mikrophone, wobei die Übertragungsfunktion in Termen des Kreuzspektrums zwischen Paaren von Mikrophonen und anhand der Kenntnis der Übertragungseigenschaften des Wellenleiters zwischen jedem Paar von Mikrophonpositionen berechnet wird. Der Wel lenleiter kann der Gehörgang oder ein externes Rohr bekannter Geometrie (z. B. zylindrisch oder konisch), das mit dem Gehörgang gekoppelt ist, sein.
Die vorliegende doppelt evozierte Stimulus/Antwort-Technik wird unter Verwendung eines Systems angewendet, das die Übertragungsfunktion und die nichtlineare absorbierte Leistung misst. Es kann angenommen werden, dass die bei jedem Stimuluspegel gemessene Antwortfunktion unter Verwendung einer Sonde mit zwei oder mehr Mikrophonen und unter Verwendung der im vorangehenden Abschnitt zusammengefassten Technik gemessen werden kann, und dass eine doppelt evozierte nichtlineare Übertragungsfunktion somit erhalten werden kann. Solche Verallgemeinerungen liegen innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung.
D. Klinische Anwendungen
Solche leistungsbasierten Isopegel-Antworten wie Impedanz, Admittanz und Reflexionsgrad haben sich als nützlich für Auslesetests, die Erfassung und Diagnose von Gehörproblemen in Bezug auf die Mittelohrpathologie erwiesen. Es ist davon auszugehen, dass eine Messung sowohl der leistungsbasierten Isopegel-Antworten als auch leistungsbasierter nichtlinearer Antworten, die Impedanz-, Admittanz- und Reflexionsgradantworten mit nichtlinearen reflektierten Druckantworten kombinieren, in Gebieten in Bezug auf Auslesetests, die Erfassung und die Diagnose von Gehörproblemen in Bezug auf sowohl die Mittelohrpathologie als auch die Innenohrpathologie nützlich sein können.
Obwohl die Erfindung in Verbindung mit ihren verschiedenen Ausführungsformen gezeigt und beschrieben worden ist, ist klar, dass viele Modifikationen, Ergänzungen und Ersetzungen vorgenommen werden können, die in den Umfang der beigefügten Ansprüche fallen.

Claims

Anordnung (100) zum Evozieren otoakustischer Emissionen in einem Gehörgang und zur Messung einer daraus resultierenden evozierten otoakustischen Emission, umfassend einen Signalgenerator (121), der zum Bilden von Stimulus-Mengen ausgebildet ist, eine Sondenanordnung (126), die in den Gehörgang einsetzbar ist und einen Schalldruckwandler (134) einschließt, und einen Prozessor (102), der mit dem Schalldruckwandler (134) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass sie ein doppelt evozierendes otoakustisches Emissions-Stimulus-Signal bildet und die daraus resultierte doppelt evozierte otoakustische Emission misst durch Verwendung des Signalgenerators (121) zur gleichzeitigen Bildung von zwei Stimulus-Mengen: eine erste doppelt evozierende Stimulus-Menge umfassend ein erstes Stimulus-Signal (S₁(t)), das eine erste frei wählbare Wellenform aufweist, ein Null-Werte-Signal, das die selbe Dauer wie das erste Stimulus-Signal (S₁(t)) hat, und das erste Stimulus-Signal (S₁(t)), und eine zweite doppelt evozierende Stimulus-Menge umfassend ein Null-Werte-Signal, das die selbe Dauer wie das erste Stimulus-Signal (S₁(t)) hat, ein zweites Stimulus-Signal (S₂(t)), das eine zweite frei wählbare Wellenform und dieselbe Dauer wie das erste Stimulus-Signal (S₁(t)) hat, und das zweite Stimulus-Signal (S₂(t)), wobei das Ausgangssignal des Signalgenerators (121) die erste und die zweite elektrische Stimulus-Menge sind, und die erste elektrische Stimulus-Menge ein erstes, ein zweites und ein drittes elektrisches Stimulus-Signal einschließt, die den drei Signalen der ersten doppelt evozierenden Stimulus-Menge entsprechen, und die zweite elektrische Stimulus-Menge ein viertes, ein fünftes und ein sechstes elektrisches Stimulus-Signal einschließt, die den drei Signalen der zweiten doppelt evozierenden Stimulus-Menge entsprechen, wobei die Sondenanordnung (126) erste und zweite Schallquellenwandler (130, 132) einschließt, von denen der erste Quellenwandler mit dem Signalgenerator verbunden ist, das erste, das zweite und das dritte elektrische Stimulus-Signal zu empfangen und ausgebildet ist, in einen Gehörgang eine erste doppelt evozierendes Schall-Stimulus-Menge abzustrahlen, die ein erstes, ein zweites und ein drittes Schallsignal einschließt, die dem ersten, dem zweiten und dem dritten elektrischen Stimulus-Signal entsprechen, und von denen der zweite Quellenwandler mit dem Signalgenerator verbunden ist, um das vierte, das fünfte und das sechste elektrische Stimulus-Signal zu empfangen und wirksam in den Gehörgang eine zweite doppelt evozierende Schall-Stimulus-Menge abzustrahlen, die ein viertes, ein fünftes und ein sechstes Schallsignal einschließt, die dem vierten, dem fünften und dem sechsten elektrischen Stimulus-Signal entsprechen, um dadurch im Gehörgang eine doppelt evozierte Schalldruckantwort-Menge zu stimulieren, die erste, zweite und dritte Schalldruckantworten auf die Summation der ersten und der zweiten doppelt evozierenden Schall-Stimulus-Menge im Gehörgang einschließt, wobei der Schalldruckwandler (134) ausgebildet ist, die doppelt evozierte Schalldruckantwort-Menge zu detektieren und in eine doppelt evozierte elektrische Antwort-Menge umzuwandeln, die erste, zweite und dritte elektrische Antwortsignale einschließt, die der ersten, der zweiten und der dritten Schalldruckantwort entsprechen, und wobei der Prozessor (102) die doppelt evozierte elektrische Antwort-Menge empfängt und ausgebildet ist, daraus eine evozierte Kochleär-Antwort auf die doppelt evozierende Schall-Stimulus-Menge zu bestimmen, wobei die doppelt evozierte elektrische Antwort-Menge einen linearen Anteil und einen nichtlinearen Anteil einschließt, die die doppelt evozierte otoakustische Emission genannt wird, wobei der Prozessor (102) ausgebildet ist, die Subtraktion des ersten elektrischen Antwortsignals und des zweiten elektrischen Antwortsignals von dem dritten elektrischen Antwortsignal vorzunehmen, um im Wesentlichen den linearen Anteil zu eliminieren.
Anordnung nach Anspruch 1, wobei der Signalgenerator (121) einen ersten und einen zweiten Digital-Analog-Wandler (120) enthält, um jeweils die erste und die zweite elektrische Stimulus-Menge zu bilden.
Anordnung nach Anspruch 1, wobei der Schalldruckwandler ein Mikrofon ist.
Anordnung nach Anspruch 1, wobei die erste und die zweite doppelt evozierende Stimulus-Menge eine frei wählbare Anzahl von mehr als zwei Stimulus-Signalen umfassen, die jede eine frei wählbare Wellenform besitzen und die verschiedenartige Überlagerungskombinationen dieser Stimulus-Signale aufweisen, unter der Bedingung, dass die frei wählbare Anzahl von Stimulus-Signalen die gleiche Dauer haben.
Anordnung nach Anspruch 4, die die frei wählbare Anzahl von Quellenwandlern in der Sondenanordnung enthält.
Anordnung nach Anspruch 1, in welcher das erste und das zweite Stimulus-Signal jeweils ein erstes und ein zweites Chirp-Signal sind, wobei das erste Chirp eine erste vorgegebene Gruppenlaufzeit und das zweite Chirp eine zweite vorgegebene Gruppenlaufzeit aufweisen, und die erste und die zweite Gruppenlaufzeit ein vorgegebenes Verhältnis zueinander haben.
Anordnung nach Anspruch 6, in welcher das zweite Chirp-Signal im Wesentlichen identisch mit dem ersten Chirp-Signal, aber zeitverzögert und hinsichtlich der Amplitude skaliert ist.
Anordnung nach Anspruch 7, in welcher das erste und das zweite Chirp-Signal Chirp-Signale sind, bei dem die ersten und die zweiten Gruppenlaufzeiten jeweils eine lineare oder logarithmische Funktion der Frequenz sind.
Anordnung nach Anspruch 7, in welcher sich das erste Chirp-Signal zu dem zweiten Chirp-Signal so verhält, dass jede Frequenz des zweiten Chirp-Signals zu einem vorgegebenen Zeitpunkt ein feststehendes Mehrfaches jeder Frequenz des ersten Chirp-Signals zu diesem vorgegebenen Zeitpunkt ist.
Anordnung nach Anspruch 7, die außerdem ein inverses Allpassfilter im Prozessor einschließt, um das elektrische Chirp-Antwort-Signal in ein elektrisches Dechirp-Antwort-Signal umzuwandeln, das eine Dechirp-Kochleär-Antwort indiziert.
Anordnung nach Anspruch 1, in welcher das erste und das zweite Stimulus-Signal jeweils Klick-Signale sind.
Anordnung nach Anspruch 1, die außerdem eine Pumpe aufweist, die mit der Sondenanordnung zur Steuerung des statischen Drucks in dem Ohr verbunden ist, wobei der Rechenprozessor die doppelt evozierte otoakustische Emission anhand eines frei wählbaren Wertes eines statischen Drucks im Ohr bestimmt.
Anordnung gemäß Anspruch 1 zur Messung einer nichtlinearen Kohärenzfunktion für eine doppelt evozierte Antwort, die zur Formulierung der Kriterien verwendet wird, die bestimmt werden, wenn die Datenerfassung abgeschlossen ist, wobei der nichtlineare Anteil ein Verzerrungssignal enthält, und wobei weiterhin die Anordnung enthält: einen Spektralanalysator für den Empfang eines ersten Eingangssignals, das eines der ersten, zweiten und dritten elektrischen Stimulus-Signale enthält, und eines zweiten Eingangssignals, das das Verzerrungssignal enthält, und der ausgebildet ist, ein erstes Autospektrum von dem ersten Eingangssignal, ein zweites Autospektrum von dem zweiten Eingangssignal und ein Kreuzspektrum von dem ersten und dem zweiten Eingangssignal zu berechnen, wobei der Spektralanalysator ausgebildet ist, eine nichtlineare Kohärenz als eine Funktion der Frequenz, die das Verhältnis des Quadrates der Amplitude des Kreuzspektrums zum Produkt des ersten mit dem zweiten Autospektrum ist, zu berechnen.
Anordnung nach Anspruch 13, die weiter einen Prozessor enthält, der mit dem Spektralanalysator zur Berechnung eines nichtlinearen Signal-Rausch-Verhältnisses bezogen auf die nichtlineare Kohärenz wirkverbunden ist.
Anordnung (100) zum Evozieren eines Schallsignals in einem Gehörgang und zur Messung einer evozierten Menge von auf gleichem Niveau befindlichen Übertragungsfunktionen des Ohres, umfassend einen Stimulus-Signalgenerator (121), der ausgebildet ist zum Bilden von Stimulus-Mengen, eine Sondenanordnung (126), die ausgebildet ist, in wirksamer Beziehung mit einem Ohr mit einem Gehörgang positioniert zu werden, einen Schalldruckwandler (134) innerhalb der Sondenanordnung (126), und einen Rechenprozessor (102), der mit dem Schalldruckwandler (134) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass sie ein doppelt evozierendes Schallsignal bildet und eine doppelt evozierte Menge von auf gleichem Niveau befindlichen Übertragungsfunktionen des Ohres misst durch Verwendung des Stimulus-Signalgenerators (121) zur gleichzeitigen Bildung von zwei Stimulus-Mengen: eine erste doppelt evozierende Stimulus-Menge umfassend ein erstes elektrisches Stimulus-Signal (S₁(t)), das eine erste frei wählbare Wellenform aufweist, ein zweites elektrisches Stimulus-Signal mit einer Amplitude von Null über die selbe Dauer wie das erste elektrische Stimulus-Signal (S₁(t)), und ein drittes elektrisches Stimulus-Signal, das das gleiche ist wie das erste elektrische Stimulus-Signal (S₁(t)), und einer zweiten doppelt evozierenden Stimulus-Menge umfassend ein viertes elektrisches Stimulus-Signal mit einer Amplitude von Null über die selbe Dauer wie das erste elektrische Stimulus-Signal (S₁(t)), ein fünftes elektrisches Stimulus-Signal (S₂(t)) mit einer zweiten frei wählbaren Wellenform über die selbe Dauer wie das erste elektrische Stimulus-Signal (S₁(t)), und ein sechstes elektrisches Stimulus-Signal, das das gleiche ist wie das fünfte elektrische Stimulus-Signal (S₂(t)), eines ersten und zweiten Schallquellenwandlers (130, 132) innerhalb der Sondenanordnung (126), der mit dem Signalgenerator (121) verbunden und ausge bildet ist, gleichzeitig in das Ohr eine erste und eine zweite doppelt evozierende Schall-Stimulus-Menge als Antwort auf jeweils die erste und zweite doppelt evozierende Stimulus-Menge abzustrahlen, dabei im Gehörgang eine doppelt evozierte Schallantwort-Menge zu stimulieren, die ein erstes, ein zweites und ein drittes Schalldrucksignal beinhaltet, die jeweils in der Dauer dem ersten, dem zweiten und dem dritten elektrischen Stimulus-Signals entsprechen, wobei der Schalldruckwandler (134) ausgebildet ist, die doppelt evozierte Schallantwort-Menge zu detektieren und in eine doppelt evozierte elektrische Antwort-Menge umzuwandeln, die ein erstes, ein zweites und ein drittes elektrisches Antwortsignal einschließt, die jeweils dem ersten, dem zweiten und dem dritten Schalldruck-Signal entsprechen, wobei der Rechenprozessor (102) ausgebildet ist, die doppelt evozierte elektrische Antwort-Menge zu empfangen und eine doppelt evozierte Menge von auf gleichem Niveau befindlichen Übertragungsfunktionen des Ohres zu berechnen, die jeweils erste, zweite und dritte auf gleichem Niveau befindliche Übertragungsfunktionen umfasst, wobei der Rechenprozessor (102) ausgebildet ist, die erste auf gleichem Niveau befindlichen Übertragungsfunktion zu bestimmen, die auf dem ersten elektrischen Antwortsignal und auf einer vorgegebenen Darstellung der äquivalenten Schaltungsparameter des ersten Schallquellenwandlers (130) und des Schalldruckwandlers (134) basiert, und der Rechenprozessor (102) ausgebildet ist, die zweite auf gleichem Niveau befindlichen Übertragungsfunktion zu bestimmen, die auf dem zweiten elektrischen Antwortsignal und auf einer vorgegebenen Darstellung der äquivalenten Schaltungsparameter des zweiten Schallquellenwandlers (132) und des Schalldruckwandlers (134) basiert, und der Rechenprozessor (102) ausgebildet ist, die dritte auf gleichem Niveau befindlichen Übertragungsfunktion zu bestimmen, die auf dem dritten elektrischen Antwortsignal und auf einer vorgegebenen Darstellung der äquivalenten Schal tungsparameter des ersten und des zweiten Schallquellenwandlers (130, 132) und des Schalldruckwandlers (134) basiert, wobei die doppelt evozierte Menge von auf gleichem Niveau befindlichen Übertragungsfunktionen des Ohres die nichtlineare Schallantwort des Ohres indiziert.
Anordnung nach Anspruch 15, wobei der Rechenprozessor ausgebildet ist, eine nichtlineare Übertragungsfunktion des Ohres auf der Basis der doppelt evozierten Menge von auf gleichem Niveau befindlichen Übertragungsfunktionen des Ohres und der vorgegebenen Darstellung der äquivalenten Schaltungsparameter des ersten und des zweiten Schallquellenwandlers und des Schalldruckwandlers zu bestimmen.
Anordnung nach Anspruch 15, wobei die vorgegebene Darstellung der äquivalenten Schaltungsparameter des ersten und des zweiten Schallquellenwandlers und des Schalldruckwandlers die im Rechenprozessor gespeicherte Darstellung der äquivalenten Schaltungsparameter des ersten und des zweiten Schallquellenwandlers und des Schalldruckwandlers ist.
Anordnung nach Anspruch 15, wobei der Rechenprozessor ausgebildet ist, die Energie, die durch das Ohr absorbiert wird, auf der Basis der doppelt evozierten Menge von auf gleichem Niveau befindlichen Übertragungsfunktionen des Ohres, der doppelt evozierten elektrischen Antwort-Menge und der vorgegebenen Darstellung der äquivalenten Schaltungsparameter des ersten und des zweiten Schallquellenwandlers und des Schalldruckwandlers zu bestimmen.
Anordnung nach Anspruch 15, wobei der Rechenprozessor ausgebildet ist, die unterschiedliche nichtlineare Energie, die durch das Ohr absorbiert wird, auf der Basis der doppelt evozierten Menge von auf gleichem Niveau befindlichen Übertragungsfunktionen des Ohres, der doppelt evozierten elektrischen Antwort-Menge und der vorgegebenen Darstellung der äquivalenten Schaltungsparameter des ersten und des zweiten Schallquellenwandlers und des Schalldruckwandlers zu bestimmen.
Anordnung nach Anspruch 15, die außerdem eine Pumpe umfasst, die mit der Sondenanordnung zur Steuerung des statischen Drucks in dem Ohr verbunden ist, wobei der Rechenprozessor ausgebildet ist, eine doppelt evozierte Menge von auf gleichem Niveau befindlichen Übertragungsfunktionen des Ohres anhand eines frei wählbaren Wertes eines statischen Drucks im Ohr zu bestimmen.
Anordnung nach Anspruch 1 oder 15, wobei die zweite frei wählbare Wellenform, außer dass sie zeitverzögert ist und hinsichtlich der Amplitude skaliert ist, im Wesentlichen identisch ist mit der ersten frei wählbaren Wellenform.
Anordnung nach Anspruch 16, wobei die erste und die zweite frei wählbare Wellenform jeweils ein erstes und ein zweites Klick-Signal sind.
Anordnung nach Anspruch 21, wobei das erste und das zweite Stimulus-Signal jeweils ein erstes und ein zweites Chirp-Signal sind.
Anordnung nach Anspruch 21, wobei die Zeitverzögerung zwischen 0 und 10 Millisekunden beträgt.
Anordnung nach Anspruch 1 oder 15, wobei die erste und die zweite Wellenform identisch sind.
Anordnung nach Anspruch 15, wobei der Rechenprozessor eine doppelt evozierte otoakustische reflektierte Druckantwort des Ohres bestimmt, basierend auf der doppelt evozierten Menge von auf gleichem Niveau befindlichen Übertragungsfunktionen des Ohres und auf der vorgegebenen Darstellung der äquivalenten Schaltungsparameter des ersten und des zweiten Schallquellenwandlers und des Schalldruckwandlers.
Anordnung nach Anspruch 15, wobei die auf gleichem Niveau befindlichen Übertragungsfunktionen des Ohres auf gleichem Niveau befindliche Funktionen des Ohres im Zeitbereich enthalten.
Anordnung nach Anspruch 27, wobei die auf gleichem Niveau befindlichen Funktionen des Ohres im Zeitbereich eine ausgewählte Menge umfasst, die eine Reflektionsfunktion einschließt, eine Impedanz-Funktion im Zeitbereich und eine Admittanz-Funktion im Zeitbereich umfasst.
Anordnung nach Anspruch 15, wobei die auf gleichem Niveau befindlichen Übertragungsfunktionen des Ohres der auf gleichem Niveau befindliche Funktionen des Ohres im Frequenzbereich enthalten.
Anordnung nach Anspruch 29, wobei alle auf gleichem Niveau befindlichen Funktionen des Ohres im Frequenzbereich eine ausgewählte Funktion aus der Menge umfasst, die eine Funktion mit einem Reflektionskoeffizienten, eine Impedanz-Funktion und eine Admittanz-Funktion enthalten.
Anordnung nach Anspruch 15 weiter umfassend: eine Menge von einem oder weiteren Schallkalibrierungshohlleitern, bei denen jeder eine vorher festgelegte Abmessung und ein erstes offenes Ende und ein zweites Ende, das in einer spezifizierten Art und Weise abgeschlossen ist, aufweist; wobei die Sondenanordnung, in dem ersten Ende von jedem von einem oder mehreren Schallkalibrierungshohlleitern positioniert ist, um in jedem des einen oder der weiteren Schallkalibrierungshohlleitern eine entsprechende Menge von einer oder mehreren doppelt evozierten Schallkalibrierungsantworten zu stimulieren, wobei jede doppelt evozierte Schallkalibrierungsantwort erste, zweite und dritte Schallkalibrierungsdruck-Signale als Antwort auf das Ausgangssignal des ersten Schallquellenwandlers einschließt, dessen Eingangssignal die erste doppelt evozierende Stimulus-Menge ist, und auf das Ausgangssignal des zweiten Schallquellenwandlers, dessen Eingangssignal die zweite doppelt evozierende Stimulus-Menge ist, wobei die Sondenanordnung in jedem der Menge von einem oder mehreren Schallkalibrierungshohlleitern positioniert sind, die den Schalldruckwandler einschließt, der ausgebildet ist, jede Menge von einer oder mehreren doppelt evozierten Schallkalibrierungsantworten zu detektieren und in jedem aus der Menge von einem oder mehreren doppelt evozierten elektrischen Kalibrierungsantwort-Signalen umzuwandeln, wobei jedes doppelt evozierte elektri sche Kalibrierungsantwort-Signal erste, zweite und dritte elektrische Kalibrierungsantwort-Signale aufweist, die der Menge von ersten, zweiten und dritten Schallkalibrierungsdruck-Signalen in jeder Menge von einer oder mehreren doppelt evozierten Schallkalibrierungsantworten entsprechen, einen Rechenprozessor, der ein Modell eines Schallkalibrierungshohlleiters enthält, das eine Schallübertragungscharakteristik für jeden aus der Menge von einem oder weiteren Schallkalibrierungshohlleitern widerspiegelt, und die Menge von einem oder mehreren doppelt evozierten elektrischen Kalibrierungs-Antwort-Signalen empfängt, wobei der Rechenprozessor ausgebildet ist, die vorgegebene Darstellung der äquivalenten Schaltungsparameter der ersten und der zweiten Schallquellen und des Schalldruckwandlers zu bestimmen, wobei die doppelt evozierte Menge von auf gleichem Niveau befindlichen Übertragungsfunktionen des Ohres die nichtlineare Schallantwort des Ohres widerspiegelt.
Anordnung nach Anspruch 31, in welcher jeder des einen oder der weiteren Schallkalibrierungshohlleiter ein zylindrischer Kanal mit einem zweiten geschlossenen Ende ist.
Anordnung nach Anspruch 15, in welcher das Modell des Schallkalibrierungshohlleiters viskothermale Verluste in den Schallübertragungscharakteristiken von jedem, von einem oder mehreren, aus der Menge der Schallhohlleiter berücksichtigt.