DE692362C

DE692362C - Circuit of a combination of several band filters

Info

Publication number: DE692362C
Application number: DE1936H0147880
Authority: DE
Original assignee: Hazeltine Corp
Current assignee: BAE Systems Aerospace Inc
Priority date: 1935-06-10
Filing date: 1936-06-11
Publication date: 1940-06-18

Description

Schaltung aus einer Kombination mehrerer Bandfilter Die Erfindung bezieht sich auf Bandfilter, welche insbesondere in Rundfunkempfängern benutzt werden können und auf zusammengesetzte Filter mit mehreren Einzelbandfiltern, welche zusammen ein ausgedehnteres Band durchlassen, als es mit einem einzelnen Filter möglich ist.Circuit from a combination of several band filters The invention refers to band filters, which are used in particular in broadcast receivers can and on composite filters with several single band filters, which together pass a wider band than is possible with a single filter.

Die Erfindung eignet sich besonders zur Kopplung eines Hochfrequenzempfängers mit einer Antenne zum Empfang eines breiten Bandes oder einer Mehrzahl von Bändern hochfrequenter Schwingungen. Bei vielen Einrichtungen, besonders in Hochfrequenzempfangs- und übertragungskreisen, ist es erwünscht, ein breites Frequenzband oder i rgendeines von mehreren Frequenzbändern innerhalb eines breiten Teiles des Hochfrequenzspektrums selektiv durchzulassen. Die Herstellung eines Bandfilters mit so weit auseinander liegenden ' Frequenzgrenzen bietet aber Schwierigkeiten sowohl in bezug auf die Anzahl der erforderlichen Filterteile als auch in bezug auf die Erzielung einer leidlich gleichförmigen Übertragung innerhalb eines Bandes.The invention is particularly suitable for coupling a high-frequency receiver to an antenna for receiving a wide band or a plurality of bands of high-frequency vibrations. In many devices, particularly in radio frequency reception and transmission circuits, it is desirable to selectively pass a broad frequency band or any one of several frequency bands within a broad portion of the radio frequency spectrum. The manufacture of a belt filter with so far apart 'rate limits presents difficulties both in terms of the number of required filter parts as well as in relation to the achievement of a fairly uniform transmission within a band.

Die Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, mittels einer Filterschaltung bei günstigem Übertragungswirkungsgrad ein sehr breites Frequenzband zu übertragen, was unter Benutzung bekannter Anpassungstransformatoren bisher nicht gelungen ist. 'Es sind zwar Einzelbandfilter bekannt, welche sowohl eine Scheinwiderstandsanpassung als auch günstige übertragungswirkungsgrade- ermöglichen, die jedoch nur für verhältnismäßig schmale Frequenzbänder erreicht werden konnten. Die einfache Parallel-' oder Reihenschaltung solcher Filter führt nicht zu dem angestrebten Ziel, denn die einzelnen Filter beeinflussen sich gegenseitig, und bei einer Parallelschaltung von Filtereingängen bilden die einen für gewisse Frequenzen einen Kurzschluß für die andern, und umgekehrt. Bei Reihienschaltung ändert sich der Eingangswiderstand in ganz unübersichtlicher und verwickelter Weise, so daß die Aufgabe der Scheinwiderstandsanpassung niemals durch derartige einfache Reihen- oder Parallelschaltungen gelöst werden kann. Insbesondere sind Filter bekannt, bei denen zur 'Übertragung gewöhnliche gekoppelte Resonanzkreise benutzt werden. Bei diesen ist es nicht möglich, für alle Frequenzbänder die richtige Scheinwiderstandsanpassung, z. B. für eine Übertragungsleitung, einzuhalten, weil stets in Reihe oder parallel zu -dem wirksamen Filter noch mehrere andere Filter liegen, deren Bemessung ohne Rücksicht auf die andern Frequeiizbereiche vorgenommen wird. - Gegenstand der Erfindung ist demgegenüber ein Bandfilter, das einen weiten Frequenzbereich durchlassen kann, die obengenannten Schwierigkeiten der bekannten Anordnungen überwindet und außerdem ein Minimum an Schaltmitteln aufweist. Seine Merkmale bestehen darin, daß ein aus mehreren Einzel-:, filtern zusammengesetztes und wenigstens einer Seite zwischen gemeinsameiiAnschlll',ß#-#'# Idemmen zusammengeschaltetes Bandfilter für. jedes Einzelfilter auf der Seite der gemeinsamen Anschlußklemmen mit einer Filterhälfte abgeschlossen ist, die auf der den Klemmen abgewendeten Seite den Kerinwiderstand einer Konstant-k-Filterhälfte besitzt und eine Stelle unendlicher Dämpftnig in einem NJachbarbande aufweist, wobei jede der erwähnLen Filterhälften einen Blindwiderstan-dszweig enthält, dessen Eigenresorianz bei derzugehörigenFrequenzunendlicherDämpfwig liegt, daß ferner diese Blindwiderstands7weige ersetzt sind durch Teile desjenigen Filters, der den diese Resonanzfrequenz enthaltenden Frequenzbereich übertr-ägt und daß die Filter in bezug aufeinander so"beniessen sind, daß sie an den gemeinsamen Anschlußklennnen einen Gesamtkennwiderstand erzeugen, weicher im wesentlichen dem eines einzigen zur Obertragung des gesamten Bandes geeigneten Konstant-k-Filters nahekommt.The invention has set itself the task of transmitting a very broad frequency band by means of a filter circuit with a favorable transmission efficiency, which has not yet been achieved using known matching transformers. 'It is true that single band filters are known which enable both impedance matching and favorable transmission efficiency levels, but these could only be achieved for relatively narrow frequency bands. The simple parallel or series connection of such filters does not lead to the desired goal, because the individual filters influence each other, and when filter inputs are connected in parallel, some form a short circuit for certain frequencies for the others, and vice versa. When connected in series, the input resistance changes in a very confusing and intricate manner, so that the task of adapting the impedance can never be achieved by such simple series or parallel connections. In particular, filters are known in which conventional coupled resonance circuits are used for transmission. With these it is not possible to adjust the impedance correctly for all frequency bands, e.g. B. for a transmission line, because there are always several other filters in series or parallel to the effective filter, the dimensioning of which is carried out regardless of the other frequency ranges. In contrast, the invention relates to a band filter which can pass a wide frequency range, overcomes the above-mentioned difficulties of the known arrangements and also has a minimum of switching means. Its characteristics consist in the fact that a band filter composed of several individual:, filters and at least one side connected between common elements, ß # - # '# Idemmen for. Each individual filter is closed on the side of the common connection terminals with a filter half, which on the side facing away from the terminals has the kerin resistance of a constant-k filter half and has a point of infinite attenuation in a neighboring band, each of the mentioned filter halves containing a reactance branch whose natural resonance lies with the associated frequency of infinite damping, that furthermore these reactance branches are replaced by parts of the filter which transmits the frequency range containing this resonance frequency and that the filters are used in relation to one another in such a way that they generate an overall characteristic resistance at the common connection terminals, softer substantially approaches that of a single constant-k filter capable of transmitting the entire band.

Die Erfindung geht von einer einfachen Filterform aus, deren vorteilhafte Eigenschaften und übersichtliche Theorie am besten für eine Lösung sich e-ignen, und zwar von Filtern, welche die bekannten charakteristischen Eigenschaften des Konstant-k-Typs besitzen. Die Einteilung der Bänder und die Zuordnung der Einzelfilter wird dabei so getroffen, daß jedes Einzelfilter einen Blindwiderstandszweig enthält, welcher in einem Nachbarbande eine Resonanzstelle besitzt, so daß das Filter an dieser Stelle eine unendliche Dämpfung ergibt. Die Blindwiderstandszweige sind mit ihren Resonanzeigenschaften im Nachbarbande so ausgebildet, daß sie die Übertragung dieses Nachbarbandes in günstigster Weise gestatten. Da die Stelle unendlicher Dämpfung nicht sehr kritisch bemessen zu werden braucht, wie dies aus der folgenden Beschreibung noch hervorgeht, so bestehen für die Ausgestaltung dieses Blindwiderstah,dszweiges gewisse Freiheiten, welche seine Benutzung als Filter für das Nachbarband ermöglichen. Die Lösung der gestellten Aufgabe wird daher vollendet durch die VQrschrift, daß die Blindwiderstandszweige durch Teile desjenigen Filters ersetzt werden, das den diese Resonanzfrequenz enthaltenden Frequenzbereich überträgt. Das sich ergebende zusammengesetzte Filtergebilde erhält dann an den gemeinsamen Anschlußklemmen einen Gesamtkennwiderstand. genau festgelegter' Form, welcher im wesentlichen dem eines einzigen zur Übertragung des gesamten Bandes geeigneten Konstant-k-Filters 'nahekommt. Wenn der Empfang oder die Übertragung auf .mehr als zwei benachbarten Frequenzbändern stattfinden soll, so kann in unveränderter eise nach den Grundsätzen der Erfindung '-.eine Schaltun- aus einer Kombination v&1 mehr als zwei Bandfiltern aufgebaut werden, die an der Seite der gemeinsamen Anschlußkleinmen einen Gesamtkennwiderstand von nahezu gleichem Wert aufweist wie ein ein-Z> ziges zur Übertragung des gesamten Bandes geeignetes Konstant-k-Filter.The invention is based on a simple filter form, the advantageous properties and clear theory of which are best suited for a solution, namely filters which have the known characteristic properties of the constant-k type. The division of the bands and the assignment of the individual filters is made in such a way that each individual filter contains a reactance branch which has a resonance point in a neighboring band, so that the filter results in infinite attenuation at this point. The reactance branches are designed with their resonance properties in the neighboring band in such a way that they allow this neighboring band to be transmitted in the most favorable manner. Since the point of infinite attenuation does not need to be dimensioned very critically, as can be seen from the following description, there are certain freedoms for the design of this reactance, dszweiges, which allow its use as a filter for the neighboring band. The solution to the problem posed is therefore completed by the specification that the reactance branches are replaced by parts of the filter which transmits the frequency range containing this resonance frequency. The resulting composite filter structure is then given an overall characteristic resistance at the common connection terminals. precisely defined 'shape, which essentially comes close to that of a single constant-k filter suitable for transmission of the entire band'. If the reception or transmission is to take place on more than two adjacent frequency bands, a circuit can be constructed from a combination of more than two band filters, which are small on the side of the common connection, in accordance with the principles of the invention has an overall characteristic resistance of almost the same value as a single constant-k filter suitable for transmitting the entire band.

Es ist bei Benutzung der Erfindung mög-Z> lich, beispielsweise voneinander getrennte Ein-Ilgskreise verschiedenen Scheinwiderstandes auf eine gemeinsame Übertragungsleitung unter Berücksichtigung aller Anpassungserfordernisse zu koppeln, wobei auf der Eingangsseite die Kreise sich gegenseitig nicht beeinfliissen, während auf der Ausgangsseite zwischen den gemeinsamen Anschlußklemmen an die Leitung stets ein dem Wellenwiderstand der Leitung angepaßter Eingangsscheinwiderstand auftritt.It is possible when using the invention, for example from one another separate input circuits of different impedance on a common transmission line to couple taking into account all adaptation requirements, with on the input side the circles do not influence each other, while on the output side between the common terminals on the line always match the characteristic impedance of the Line adapted input impedance occurs.

In der Abb. i ist ein vereinfachtes Schaltbild eines vollständigen Antennenkreises mit einem zusammengesetzten Bandfilter gemäl,') der Erfindung dargestellt.In Fig. I is a simplified circuit diagram of a complete Antenna circuit with a composite band filter gemäl, ') shown the invention.

Abb. 2 und 3 sind annähernd gleichwertige vereinfachte Schaltbilder der Schaltung nach Abb. i unter Betrachtung entweder nur des Kurzwellen- öder nur des Langwellenbandes.Fig. 2 and 3 are approximately equivalent simplified circuit diagrams of the circuit according to Fig. I, considering either only the shortwave or only the longwave band.

Abb. 4a bis 4d zeigen mögliche Schaltungsverwandlungen eines Filters für das höhere Frequenzband.Fig. 4a to 4d show possible circuit modifications of a filter for the higher frequency band.

Abb. 5a bis 5 d sindentsprechende Verwandlungen eines Filters für das untere Frequenzband.Fig. 5a to 5d are respective transformations of a filter for the low frequency band.

'Abb. 6 ist eine zusammengesetzte gleichwertige Schaltung entsprechend denjenigen nach den Abb. 4 und 5. 'Fig. 6 is a composite equivalent circuit corresponding to that of FIGS. 4 and 5.

Abb - 7 a bis 7 d sind graphische D arstellungen gewisser Arbeitskennlinien der Eingangsseite des zusammengesetzten Bandfilters nach Abb. i.Fig - 7 a to 7 d are graphical D arstellungen certain operating characteristics of the input side of the composite band-pass filter according to Figure i..

Abb. 8a bis 8c sind graphische Darstellun-,gen bestimmter Arbeitskennlinien der Ausgangsseite des Filters der Abb. i.Figs. 8a to 8c are graphic representations of certain operating characteristics the exit side of the filter in Fig. i.

In Abb. i ist eine Sammelempfangsanordnung zur Aufnahme eines sehr breiten Frequenzbandes gezeigt, bei der die Erfindung vorteilhaft anwendbar ist in Gestalt eines zusammengesetzten Filters, das innerhalb eines ausgedehnten Frequenzbandes oder einer Mehrzahl von einzelnen Frequenzbändern eine, Antenne mit einem Belastungskreis, etwa einem Rundfunkempfänger, entweder unmittelbar oder mittelbar, über eine Übertragungsleitung koppelt. Die Schaltung enthält eine Antenne 1011 ob, welche vorzugsweise zur Benutzung im Kurzwellenteil des Bandes als Dipolantenne wirkt. Es sind jedoch Verbindungen vorgesehen, um sie für das niedrigere Frequenzband als. einfache Aaitexiiie zu benutzen. Die Antenne loa, I0b ist mit einer übertragungsleitung 12, durch ein Hochbandfilter i i a in solcher Weise gekoppelt, daß -eine symmetrische Wirkung sowohl der Dipolantenne als auch der Leitung innerhalb des Hochfrequenzbandes, das beispielsweise 6 bis 18 Megahertz umfassen kann, gewährleistet ist. Ähnlich koppelt das Niederbandfilter I Ib die in dem' zugehörigen, Bund nunmehr unsymmetrisch arbeitende einfache Antenne mit der symmetrischen Leitung für das tiefere Frequenzband, welches den Bereich von o,55 bis 6 Megahertz umfassen möge. Die beiden Filter sind durch die Art ihres Anschlusses auf der Antenhenseite voneinander entkoppelt. Auf der Leitungsseite sind sie miteinander verbunden, und ihre Wirkung ist bei Frequenzen in der Nachbarschaft der Grenzfrequenz, z. B. 6 Megahertz, gemischt. Die beiden Filteriia2IIb werden unabhängig voneinander entworfen und sodann zusammengefaßt, wie später gezeigt wird.In Fig. I, a collective receiving arrangement for receiving a very broad frequency band is shown, in which the invention can advantageously be used in the form of a composite filter that has an antenna with a load circuit, such as a radio receiver, within an extended frequency band or a plurality of individual frequency bands. either directly or indirectly, via a transmission line. The circuit includes an antenna 1011 ob which preferably acts as a dipole antenna for use in the shortwave portion of the band. However, connections are provided to make them available for the lower frequency band than. easy to use aaitexiiie. The antenna loa, I0b is coupled to a transmission line 12 through a high-band filter iia in such a way that a symmetrical effect of both the dipole antenna and the line within the high-frequency band, which can comprise 6 to 18 megahertz, for example, is guaranteed. Similarly, the low-band filter I Ib couples the simple antenna, which is now operating asymmetrically in the associated bundle, with the symmetrical line for the lower frequency band, which may encompass the range from 0.55 to 6 megahertz. The two filters are decoupled from each other by the way they are connected on the antenna side. On the line side they are connected to each other and their effect is at frequencies in the vicinity of the cutoff frequency, e.g. B. 6 megahertz mixed. The two Filtersiia2IIb are designed independently and then combined, as will be shown later.

Die Anordnung ist übtr die Leitung 1:2 und ein Bandfilter 13, das von irgendeiner der in der Fachwelt bekannten Ausführungen sein kann, mite ineni Belastungskreis 14 gekoppelt, dessen Eingangswiderstand durch 15 dargestellt sei.The arrangement is the line 1: 2 and a band filter 13, the may be of any of the designs known in the art, mite ineni Load circuit 14 coupled, the input resistance of which is represented by 15.

Es ist erwünscht, daß das zusammengesetzte Filter den Scheinwiderstandder Dipolantenne an den Wellenwiderstand der Leitung innerhalb des höheren Frequenzbereiches anpaßt und daß es im niederan Frequenzbereich den Scheinwiderstand der Antenne als einfache Antenne dem Wellenwiderstand der Leitung innerhalb des niederen Frequenzbereiches anpaßt. Auch soll das zusammengesetzte Filter einen Transformatorteil enthalten, so daß. unmittelbare Verbindungen zwischen den Eingangs- undAusgangskreisen desFilters vermieden werdenundeineScheinwiderstandstransformation möglich ist. Der Verlauf des Scheinwiderstandes der Antenne I Oay i ob als Dipol ist fü# das höhere Frequenzband in Abb. 7a gezeigt, worin ein etwas größerer Scheinwiderstandswert als das 5 geometrische Mittel der Antennenscheinwiderstände innerhalb des ganzen Frequenzbandes durch den Wert RD bezeichnet ist. - Zur Erläuterung ist die Kennlinie der Abb. 7a in Teile eingeteilt, welche durch die Frequenzen f, f, f, f4 getrennt sind und die das gesamte Frequenzband in drei Teilbänder einteilen, z. B. können fl, f2, f3, f4 annähernd die Werteo,55, iß, 6 und i8Megahertz haben. Mit Bezug auf die Antennenfilterkreise i i ae 11 b erstreckt sich das niedere Frequenzband von f, bis fa, während das obere Frequenzband von fa bis f4. reicht. - Der Verlauf des Antelinenscheinwiderstandes, wie er in Abb. 7a innerhalb des Bandes fß bis f4 gezeigt ist, stimmt angenähert überein mit dem Verlauf des Kennwiderstandes für ein Filterhalbteil mit konstantem k'(Kopplungsfaktor) von dem Typ, der in Deutschland als I#,'-onstant-k-Filt#r, in der englischen Fachliteratur häufig als Konstant-k-Eilterhalbteil mit Mittelreihenabschluß bezeichnet wird.It is desirable that the composite filter matches the impedance of the dipole antenna to the impedance of the line within the higher frequency range and that it matches the impedance of the antenna as a simple antenna to the impedance of the line within the lower frequency range in the lower frequency range. The composite filter should also contain a transformer part, so that. Direct connections between the input and output circuits of the filter are avoided and an impedance transformation is possible. The course of the impedance of the antenna I oay i whether as a dipole is fo # shown the higher frequency band in Fig. 7a, wherein a somewhat larger apparent resistance value is referred to as the 5 geometric mean of the antenna impedances within the whole frequency band by the value RD. - For explanation, the characteristic curve in Fig. 7a is divided into parts which are separated by the frequencies f, f, f, f4 and which divide the entire frequency band into three sub-bands, e.g. B. fl, f2, f3, f4 can have approximately the values 0, 55, i3, 6 and 18 megahertz. With regard to the antenna filter circuits ii ae 11 b , the lower frequency band extends from f 1 to fa, while the upper frequency band extends from fa to f4. enough. - The course of the anteline apparent resistance, as it is shown in Fig. 7a within the band fß to f4, corresponds approximately to the course of the characteristic resistance for a filter half-part with constant k '(coupling factor) of the type which is in Germany as I #, '-constant-k-Filt # r, often referred to in the English technical literature as a constant-k-half part with a middle row closure.

Es ist allgemein üblich, bei dem Entwurf von Bandfiltern bestimmte Berechnungen auf der Grundlage eines Filterhalbteiles bestimmter Art mit konstantem k zu machen und von den -so erhaltenen Ausdrücken die Formeln für andere Typen abzuleiten, obwohl im allgemeinen gar keine Teile der erwähnten Art in dem geplanten Filter vorkommen.It is common practice, when designing band filters, to make certain calculations on the basis of a filter half-part of a certain type with constant k and to derive the formulas for other types from the expressions thus obtained, although generally no parts of the type mentioned in the planned one Filters occur.

Es ist ebenso gebräuchlich, die vorläufigen Berechnungen auf einen willkürlichen Wert für den Kennwiderstand an jeder Verbin-'dungsstelle der Filter oder Filterhalbteile abzustellen. Für den im allgemeinen angenornmenen Grundtyp, haben die Eingangs- und Ausgangsscheinwiderstände den gleichen Wert bei der Frequenz, für welche ihre Kennwiderstandskurven keine Steigung aufweisen.-Dieser Wert ist durch R bezeichnet und kann für die Zwecke der Berechnung z. B. zu ioo Ohm angenommen werden. Solch ein Filtexteil wird hierin später als Typ A bezeichnet.It is also common practice to base the preliminary calculations on an arbitrary value for the characteristic resistance at each connection point of the filter or filter half-parts. For the generally accepted basic type, the input and output resistances have the same value at the frequency for which their characteristic resistance curves show no slope. B. be assumed to be 100 ohms. Such a Filtex member will be referred to as Type A hereinafter.

In Abb. 4 a ist ein Filterhalbteil des Typs A mit konstantem k, wie er gerade beschrieben wurde, dargestellt, und mit A bezeichnet. Dieser Filterhalbteil enthält einen Mittelreiherikondensator 16 und eine Induktivität 1 7, einen Mittelnebenschlußkondensator r8 und eine Induktivität ig. Ein solcher Filterhalbtei*l gestattet die Einfügung eines Transforniators, weil er sowohl Reihen- als auch Parallelinduktivitäten enthält, die durch einen Transformator in einer äquivalenten Schaltung gebildet werden können. Zur Berechnung der Kreiskonstanten des Teil'es A ist vorausgesetzt, daß er für gleiche Werte R von i oo Ohni sowohl an.den Eingangs- als auch an den Ausgangsklemmen angepaßt sein soll. Die Kreiskonstanten können mit den für ein Filterhalbteil geänderten Formeln berechnet werden (der-MittelTeihenblindwiderstand am Ende ist gleich der Hälfte des ganzen Reihenblindwiderstandes; der Mittelnebenschlußblindwiderstand am Ende ist gleich dem Doppelten des ganzen Nebenschlußblindwiderstandes#, wie es in der am Schluß beigefügten' Formeltafel für den Filterteil Typ A (Abb. 4a) angegeben ist, wobei die besonderen Grenzfrequenzen zu berücksichtigen sind.In Fig. 4 a, a filter half-part of the type A with constant k, as just described, is shown and labeled A. This half filter part contains a central series capacitor 1 6 and an inductor 1 7, a central shunt capacitor r8 and an inductor ig. Such a filter half allows the insertion of a transformer because it contains both series and parallel inductances which can be formed by a transformer in an equivalent circuit. To calculate the circular constants of part A, it is assumed that it should be adapted to both the input and the output terminals for the same values R of i oo Ohni. The circle constants can be calculated with the formulas modified for a filter half part (the mean series reactive resistance at the end is equal to half of the total series reactance; the mean shunt reactance at the end is equal to twice the total shunt reactance #, as shown in the formula table attached at the end for the Filter part type A (Fig. 4a) is specified, whereby the special cut-off frequencies must be taken into account.

Um benachbarte Bafidfilter miteinander an einem Ende zu verbinden,und ein zusammengesetztes Filter zu bilden, soll vorzugsweise das entsprechende Ende jedes Einzelfilters als Filterhalbteil mit einem Mittelreihenblindwiderstandszweig abschließen, in welchen Blindwiderstandsteile des anderen benachbarten Bandfilters eingesetzt werden können. In Abb. 4a ist als B ein Filterhalbteil eines derartigen Typs dargestellt. Der Filterhalbteil B enthält den parallel geschalteten Mittelreihenkonderisator:2o und die Induktivität 21 sowie den Mittelnebenschlußkondensator 22 und die Induktivität 23. In diesem Filtertyp sind für die hierin beschriebenen Zwecke die Werte der Mittelreihenwiderstände 2o, :2 1 nicht kritisch, und diese Teile können daher durch Blindwi,derstände ersetzt werden, die in geeigneter Bemessung einen Teil eines Nachbarfilters bilden, ohlie wesentlich auf die Wirkungsweise des betrachteten Filters einzuwirken. Der FilterhalbteilB hat an seinen linksseitigen Klemmen eine Scheinwiderstandskennlinie, die in der Form ähnlich derjenigen am rechtsseitigen Ende des Filter-teils A ist, so,daß diese beiden Teile unmittelbar miteinander verbunden werden können, wenn die beiden Kennwiderstände gleichgemacht sind. Die Kreiskonstanten des Filterteils B können mit Hilfe der für einen Filterhalbteil und für die besonderen Grenzfrequenzen dieses Falles aufgestellten Formeln, wie sie in der anhängenden Tabelle für den Typ B der Abb. 4a angegeben sind, berechnet werden, wobei natürlich derselbe Wert R wie für den Teil A, z. B. ioo Ohm, angenommen werden muß. Uni die Bestimmung der Beziehungen zwischen den Impedanzen der äquivalenten Schaltungen oder Schaltungsteile einfacher und übersichtlicher zu machen, werden die Parameter mi und l'i12 in den Formeln für die Konstanten des B-Filters eingeführt. Der Parameter M2 ist ein echter Bruch; in, steht in funktioneller Abhängigkeit von den Grenzfrequenzen des Filters bzw. der Frequenz, wo die Dämpfung unendlich wird. Im vorliegenden Fall ist der größere von den beiden Wertenm, und m, so gewählt, daß die gewünschte Form der Mittelreihencharakteristik entsteht. Bei dem Entwurf eines Filters des Typs B für das höhere der beiden benachbarten Bänder ist der Parameter 012 der größere, während im Falle eines Filters des Typs 8 für das niedrigere der beiden benachbarten Bänderm, der größere ist. In jedem Falle liegt der Wert des größeren Parameters nt innerhalb der Grenzen von ungefähr 0,25 bis 0,75; im allgemeinen wird.,m Werte annehmen von ungefähr 0,3 für Filter, die dazu bestimmt sind, ein verhältnismäßig enges Band durchzulassen, bis ungefähr o,6 für Filter, die ein verhältnismäßig breites Band durchlassen sollen. Für Filter dieses Typs und für Durchlaßbereiche, wie sie hier beschrieben sind, ist ein Wert m von 0,4 bis o,5 als Optimum gefunden worden.In order to connect adjacent baffle filters to one another at one end, and to form a composite filter, the corresponding end of each individual filter should preferably terminate as a filter half part with a central series reactive resistance branch in which reactive resistance parts of the other adjacent band filter can be used. In Fig. 4a, a filter half-part of this type is shown as B. The filter half part B contains the central series condenser connected in parallel: 2o and the inductance 21 as well as the central shunt capacitor 22 and the inductance 23. In this type of filter, the values of the central series resistances 2o,: 2 1 are not critical for the purposes described here, and these parts can therefore pass through Reactive resistances are replaced which, when dimensioned appropriately, form part of a neighboring filter, without having a significant effect on the mode of operation of the filter under consideration. The filter half-part B has an impedance characteristic curve at its left-hand terminals which is similar in shape to that at the right-hand end of the filter part A , so that these two parts can be connected directly to one another if the two characteristic resistances are made the same. The circular constants of the filter part B can be calculated with the help of the formulas established for a filter half part and for the special cut-off frequencies of this case, as given in the attached table for type B in Fig. 4a, with the same value R as for the Part A, e.g. B. ioo ohms, must be assumed. In order to make the determination of the relationships between the impedances of the equivalent circuits or circuit parts easier and clearer, the parameters mi and l'i12 are introduced in the formulas for the constants of the B filter. The parameter M2 is a real fraction; in, is functionally dependent on the cut-off frequencies of the filter or the frequency where the attenuation becomes infinite. In the present case, the larger of the two values m, and m, is chosen so that the desired shape of the center row characteristic arises. When designing a type B filter for the higher of the two adjacent bands, parameter 012 is the larger, while in the case of a type 8 filter for the lower of the two adjacent bands, parameter 012 is the larger. In either case, the value of the larger parameter nt is within the limits of about 0.25 to 0.75; In general, .m will assume values from about 0.3 for filters designed to pass a relatively narrow band to about 0.6 for filters designed to pass a relatively wide band. For filters of this type and for passbands as described here, a value m of 0.4 to 0.5 has been found to be the optimum.

Durch Anwendung bekannter Schaltungsumwandlungen können die Halbteile A und B der Abb. 4 a in dem Hochbandfilter i i , der Abb. i vereinigt werden. Die benachbarten Klemmen der Teile A und B können untereinander verbunden werden und die Kondensatoren 18 und 22 zu einem einzelnen KondensatOr 25 und die Induktivitäten ig und 23 zu einer einzigen Induktivität 24 vereinigt werden, weil alle diese Elemente parallel geschaltet sind. Diese Umwandlung ist in Abb. 4b gezeigt. Auch ist es bekannt, daß die Anordnung der Induktivitäten 17 und 24 der Abb. 4b das Ersatzschema eines Transformators ist, in welchem die Induktivitäten 17 und 24 die Selbstinduktivität des Primärkreises bilden und die Induktivität 24 die gegenseitige Induktivität und die Selbstinduktivität des Sekundärkreises bilden, wobei die beiden letzteren Induktivitäten von gleichem Wert sind. Das Ergebnis dieser Umwandlung ist der Kreis der Abb. 4c, in welchem die Induktivitäten 27 und 31 des Transformators so bemessen sind, wie es beschrieben wurde. Im übrigen entspricht der Kondensator 26 dieser Abbildung dem Kondensator 16 der Abb. 4a und 4b, ferner- der Mittelreihenkondensator 28 und die Induktivität 29 den Elementen 2o und 21 der Abb. 4a und 4b.By using known circuit conversions, the half-parts A and B of Fig. 4a can be combined in the high-band filter ii, Fig. I. The adjacent terminals of parts A and B can be connected to one another and the capacitors 18 and 22 combined into a single capacitor 25 and the inductors ig and 23 combined into a single inductor 24 because all these elements are connected in parallel. This conversion is shown in Fig. 4b. It is also known that the arrangement of the inductances 17 and 24 of Fig. 4b is the equivalent scheme of a transformer in which the inductances 17 and 24 form the self-inductance of the primary circuit and the inductance 24 form the mutual inductance and the self-inductance of the secondary circuit, whereby the latter two inductances are of equal value. The result of this conversion is the circle in Fig. 4c, in which the inductances 27 and 31 of the transformer are dimensioned as described. Otherwise, the capacitor 26 of this figure corresponds to the capacitor 16 of FIGS. 4a and 4b, furthermore the central series capacitor 28 and the inductance 29 to the elements 2o and 21 of FIGS. 4a and 4b.

Bei der Berechnung der Blindwiderstände des Kreises nach 'Abb. 4 c müssen nun noch alle Blindwiderstände des Primärkreises mit dem Verhältnis des Antennenscheinwiderstandes RD zu dem angenommenen Kennwiderstand R multipliziert werden. Der größte Scheinwiderstand des Filters am Antennenende wird dann den Wert RD haben, wie es in Abb. 7b gezeigt ist. Dieser Wert ist, wie oben festgestellt wurde, etwas größer als der Mittelwert des Antennenscheinwiderstandes innerhalb des Bandes, so daß der Wellenwiderstand der Leitung sich brauchbar dem Antennenscheinwiderstand innerhalb des Bandes annähert. Ebenso ist es zur Anpassung des Ausgangskreises an die Leitung 12 nötig, die Scheinwiderstände des Ausgangskreises mit dem Verhältnis des Wellenwiderstandes .der Leitung 12, RL, zu dem angenommenen Kennwiderstand R zu multipliiieren. Die Formeln für die Konstanten des Kreises nach Abb. 4c, auf den als Filterteil des Typs C hierin später Bezug genommen wird, welche die Ausdrücke für die Kreisumwandlungen und die Faktoren für die Anpassung der Eingangs- und Ausgangsscheinwiderstände enthalten, sind für Typ C der Abb. 4c in der beiliegenden Tafel angegeben. Die Formeln für Filter des Typs C können aus den Formeln für die Typen A und B durch bekannte algebraische Umwandlungen abgeleitet werden, Der Kreis der Abb. 4c kann" wie in Abb. 4 d gezeigt, für symmetrische Arbeitsweise anders angeordnet werden, wobei die Induktivitäten 27a und 27b zusammen einen Wert haben, der dem Wert der Induktivität 27 gleich ist; f erner werden der Kondensator 3o und die Induktivität 31 in die Teile 30a, Va und 30b, 34 aufgeteilt. Im allgemeinen haben die'Indukt,ivitäten:27", 27b nicht jede einen Wert gleich der Hälfte der Induktivität:27, noch sind die Induktivitäten 30a, 30b gleith der Hälfte der Induktivität 30 wegen der gegenseitigen Induktivität zwischen den entsprechenden Teilen.When calculating the reactances of the circle according to 'Fig. 4 c, all reactive resistances of the primary circuit now have to be multiplied by the ratio of the antenna apparent resistance RD to the assumed characteristic resistance R. The greatest impedance of the filter at the antenna end will then have the value RD, as shown in Fig. 7b. As stated above, this value is somewhat greater than the mean value of the antenna impedance within the band, so that the characteristic impedance of the line usefully approximates the antenna impedance within the band. In order to adapt the output circuit to line 12, it is also necessary to multiply the impedance of the output circuit by the ratio of the characteristic impedance of line 12, RL, to the assumed characteristic resistance R. The formulas for the constants of the circle according to Fig. 4c, referred to later as the filter part of type C, which contain the expressions for the circular conversions and the factors for the adjustment of the input and output resistances, are for type C of Fig 4c in the attached table. The formulas for filters of the type C may be selected from the formulas for the types A and B are derived by known algebraic transformations, The circle of Fig. 4c can "as shown in Fig. 4 d, are arranged differently for symmetrical operation, the inductances 27a and 27b together have a value which is equal to the value of the inductance 27 ; furthermore the capacitor 3o and the inductance 31 are divided into the parts 30a, Va and 30b, 34. In general, the inductances have: 27 " , 27b does not each have a value equal to half the inductance: 27, nor are the inductances 30a, 30b equal to half of the inductance 30 because of the mutual inductance between the respective parts.

In ähnlicher Weise kann das Bandfilter 1 lb für das tiefere Frequenzband, z. B. von o,55 bis 6 Megahertz, die Antenne i o" i ob wie eine einfache unsymmetrische mit der symmetrischen Übertragungsleitung i?, koppeln und die Scheinwiderstände der Antenne und der Leitung innerhalb des Bandes einander anpassen. Die Charakteristik der Antennenscheinwiderstände für den, Fall der Kopplung mit dem Bandfilter i i b und der Parallelwirkung der Dipolhälften ist in Abb. 7c gezeigt.Similarly, the band filter 1 lb for the lower frequency band, e.g. B. from 0.55 to 6 megahertz, the antenna io "i ob like a simple asymmetrical with the symmetrical transmission line i ?, couple and adapt the impedance of the antenna and the line within the band to each other the coupling with the band filter iib and the parallel action of the dipole halves is shown in Fig. 7c.

Der Entwurf des Bandfilters i 11, kann nach denselben Grundsätzen erfolgen wie derjenige des oben beschriebenen Hochbandfilters. z In .#i,bb. 5 a ist der Ausgangspunkt wieder ein Filterhalbteil des Typs A, der eine Kennlinie mit konstantem k und einen Kennwiderstand vom Werte R, z. B. ioo Ohm, hat. Der Halbteil A der Abb. 5 a enthält einen Mittelreihenkondensator 32 und eine Induktivität 33 sowie einen Mittelnebenschlußkondensator g4 und eine Induktivität 35. Die Formeln für die Kreiskonstanten des Halbteils A der Abb. 5 a sind in der angefügten Tafel 5 a, Typ A, angegeben. Es ' ist ersichtlich, daß diese Formeln mit denjenigen zur Berechnung des Halbteils Typ A der Abb. 4 a identisch sind, mit Ausnahme der Crenzfrequenzen.The design of the band filter i 1 1 can be based on the same principles as that of the high band filter described above. z In. # i, bb. 5 a is the starting point again a filter half part of type A, which has a characteristic curve with constant k and a characteristic resistance of the value R, z. B. ioo ohms. Half part A of Fig. 5 a contains a central series capacitor 32 and an inductance 33 as well as a central shunt capacitor g4 and an inductance 35. The formulas for the circular constants of half part A of Fig. 5 a are given in the attached table 5 a, type A . It 'will be appreciated that these formulas with those for calculating the half part Type A of Fig. 4 are a same, with the exception of Crenzfrequenzen.

Die Betrachtungen, welche die Gestaltung des rechtsseitigen Halbteils des Typs B der Abb. 4a geleitet haben, sind ähnlich anwendbar auf die Konstruktion des rechtsseitigen Halbteils des Niederbandfilters i I b. Der Teil B in Abb. 5 a ist ähnlich dem Teil B in Abb. 4a und enthält den parallel geschalteten Mit21-reihenkondensator 36 und die Induktivität 37 sowie den Mittelnebenschlußkondensator 38 und die Induktivität 39. Der einzige Unterschied zwischen dem Halbteil des Typs B in Abb. 5 a und dem der Abb. 4 a besteht darin, daß in dem Typ B der Parameter mi größer ist als'in2, während in dem letzteren M2 größer als m, ist (ob der Parameter m, größer oder kleiner als m. ist, hängt davon ab, ob die Eigenf requenz der Mitielnebenschlußteile größer oder kleiner als diejenige der Mittelreihenteile ist). Die Formeln für den Halbteil Typ B der Abb. 5a sind in der beiliegenden Tafel unter dieserüberschrift angegeben.The considerations which guided the design of the right-hand half-part of type B in FIG. 4a are similarly applicable to the construction of the right-hand half-part of the low-band filter i I b. Is the part B in Fig. 5 a similar to the part B in Fig. 4a and contains the parallel-connected Mit21-series capacitor 36 and the inductance 37 and the center shunt capacitor 38 and the inductance 39. The only difference between the half portion of the type B in Figure . 5a and Fig. 4 a is that of the parameters mi in the type B, is greater als'in2 while in the latter M2 is larger than m (whether the parameter m, larger or smaller than m. is , depends on whether the natural frequency of the middle shunt parts is greater or smaller than that of the middle row parts). The formulas for half-part type B in Fig. 5a are given in the attached table under this heading.

Wenn die Teile A und B der Abb. 5 a zu einer gleichwertigen Schaltung mit Transformatorteil verschmolzen würden, wie es in dem Fall des Hochbandfilters geschah, so würde dieser Transformator einen Kopplungskoeffizienten sehr nahe der Einheit haben müssen, um das gesamte Frequenzband fl bis f3 zu übertragen. Diese Forderung kann dadurch weniger streng gemacht werden, daß ein Transforinatorfilterteil, wie der Teil E der Abb. 5 a, hinzugefügt wird. Die Halbteile A und B haben beide Konstant-k-Kenn-Ii'nien des Mittelnebenschlußtyps und können da-her durch den symmetrischen Teil E miteinander verbunden werden. Dieser Teil enthält einen MittelnebenschlußkondenAator 40 und eine Induktivität 41 sowie eine Reiheninduktivität 42-, einen Mittelnebenschlußkondensator 43 und eine Induktivität 44. Die Formeln zur Berechnung der Kreiskonstanten des Teils Typ-E (Abb. 5a) sind in der angefügten Tafel angegeben.If parts A and B of Fig. 5 a were to be merged into an equivalent circuit with a transformer part, as happened in the case of the high-band filter, this transformer would have to have a coupling coefficient very close to the unity in order to cover the entire frequency band fl to f3 transfer. This requirement can be less stringent made in that a Transforinatorfilterteil as the part E of Fig. 5 a, is added. The half -parts A and B both have constant-k characteristics of the central shunt type and can therefore be connected to one another by the symmetrical part E. This part contains a center shunt capacitor 40 and an inductor 41 as well as a series inductor 42-, a center shunt capacitor 43 and an inductor 44. The formulas for calculating the circular constants of the type-E part (Fig. 5a) are given in the attached table.

Die Teile A, B und E der Abb. 5a können mit ihren elektrischen Äquivalenten verschmolzen werden, wie es in den Abb. 5 b, 5 c und 5 d gezeigt ist. In Abb. 5 b sind die Mittelnebenschlußkondensatoren 34 und 40 in dem einzelnen Kondensator 45, die Mittelnebenschlußinduktivitäten 35 und 41 in der Induktivität 46, die Mittelnebenschlußkondensatoren 38 und 43 in demI#' onde?sator 47 und die Mittelnebenschlußinduktivitäten 39 und.44 in der Induktivität 48 zusammengefaßt. Man sieht, daß die Induktivitäten 46, 42 und 48 einen 7u--Teil bilden, der durch einen gleichwertigen Tranformator ersetzt werden kann. Eine solche Umwandlung ist in Abb. Ic gezeigt, in welcher diese Induktivitäten in einen Transformator mit den Induktivitäten 5o und 52 verwandelt sind. Der Transformator 50, 52 paßt dieScheinwiderstände der Antenne und der Leitung innerhalb des tieferen Frequenzbandes fi bis f, einander an. Die Schaltung der Abb. 5c ist ferner da-hin geändert, daß die Werte der Blindwiderstände ihres Eingangskreises, mit einem bestimmten Fakt - or multipliziert sind, so daß der Kondensator 53 eine Kapazität gleich der Antennenkapazität bei der niedrigsten Frequenz fl besitzt. Der Wert des Antennenscheinwiderstandes. und der Kennwiderstand des Antennenendes des Filters in Abb. 5 c werden dann durch Multiplikation des angenommenen Kennwiderstandes R mit dem Verhältnis der Kapazität des Kondensators 53 zu der des Kondensators 32 bestimmt-. In entsprechender Weise ist auch der Wert der Induktivität 54 gegenüber dem Werte der - Induktivität 33 in Abb. 5 b verändert worden. Die Kennwiderstandskennlinie für das Antennenende des Filters nach Abb. 5 c ist in Abb. 7d gezeigt; man sieht, daß der Wert Rf. etwas größer ist als der mittlere Antennenscheinwiderstand innerhalb des Bandes f. bis f, Der Transformator 5o, 52 enthält noch Parallelkapazitäten49 und 51-Ferner liegen im Sekundärkreis der Schaltung der Abb. 5 c der Mittelreihenkondensator ,55 unA die Induktivität 56. The parts A, B and E of Fig. 5a can be fused with their electrical equivalents, such as, 5 c and 5 d shown in Fig. 5 b. In Figure 5b , the center shunt capacitors 34 and 40 are in the single capacitor 45, the center shunt inductors 35 and 41 in the inductor 46, the center shunt capacitors 38 and 43 in the capacitor 47, and the center shunt inductors 39 and 44 in the inductor 48 summarized. It can be seen that the inductors 46, 42 and 48 form a 7u part which can be replaced by an equivalent transformer. Such a conversion is shown in Fig. Ic, in which these inductances are transformed into a transformer with inductances 50 and 52 . The transformer 50, 52 adapts the apparent resistances of the antenna and the line to one another within the lower frequency band fi to f. . The circuit of Figure 5c is further da-out changed, that the values of reactances of its input circuit, with a specific fact - are multiplied or, so that the capacitor 53 has a capacity equal to fl has the antenna capacitance at the lowest frequency. The value of the antenna impedance. and the characteristic impedance of the antenna end of the filter in Fig. 5, c of determination then by multiplying the characteristic resistance R adopted by the ratio of the capacitance of the capacitor 53 to that of the capacitor 32. In a corresponding manner, the value of the inductor 54 is compared to the values of - been altered b inductor 33 in Fig. 5. . The characteristic impedance characteristic for the antenna end of the filter of Figure 5 c is shown in Figure 7d. it is seen that the value of Rf. is slightly larger f than the mean antenna impedance within the band. to f, the transformer 5o, 52 nor Parallelkapazitäten49 and contains 51 further from the secondary circuit of the circuit of Fig. 5 c of the central series capacitor 55 unASLEEP the inductance 56.

Der Kreis der Abb. 5 c ist dann in den der Abb. 5 d verwandelt, damit der Ausgangskreis auf eine symmetrische Leitung wirken kann. Zu diesem Zweck sind der Mittelreihenkondensator 55 und die Induktivität 56 je in zwei gleiche Teile aufgeteilt, die durch die Kondensatoren 55a und 55b und die Induktivitäten 56" und 56b der Abb. 5 d dargestellt sind. In Abb. 5 d ist gleichzeitig eine Umwandlung des Prin-lärkreises der Abb. 5 c gezeigt, worin die Kapazität 58, die dem Wert der Antennenkapazität bei der niedrigsten Frequenz f, entspricht, an die Stelle des MittelreihenkondensatOrs 53 getreten ist und worin die Induktivität 59, die mit der Kapazität 58 auf die Grundf requenz fs der Antenne abgestimmt ist, an die Stelle eines Teils der Mittelreiheninduktivität 54 der Abb. 5 c getreten ist. Die Induktivität 57 stellt dabei den Unterschied zwischen der Induktivität 54 und der Induktivität 59 dar.C is the circle of Fig. 5 is then in the Fig. 5 d transformed so that the output circuit can act on a balanced line. For this purpose, the central series capacitor 55 and inductor 56 are each divided into two equal parts which are represented by the capacitors 55a and 55b and the inductances 56 'and 56b of Fig. 5 d. In Fig. 5, d is at the same time a conversion of the prin-lärkreises Fig. 5 c is shown, in which the capacitance 58, the f the value of the antenna capacitance at the lowest frequency corresponds, taken the place of the central series capacitor 53 and wherein the inductance 59 with capacitance 58 to the Grundf requency fs of the antenna is tuned to the position of a part of Mittelreiheninduktivität 54 of Fig. came c5. the inductor 57 thereby represents the difference between the inductance 54 and the inductance 59th

Die Formeln zur Berechnung des gleichwertigen Filterkreises der Abb uf den t) -5c, a hierin später als TyliD bezug genommen wird, sind in der angefügten Tafel angegeben. Diese Formeln werden von den Formeln der Teile A, B und E der Abb. 5 a abgeleitet unter Berücksichtigung der Grundsätze für die Kreisumwandlungen und durch Multiplikation der Eingangsblindwiderstände mit dem Verhältnis des Antennenscheinwiderstandes RE zum Kennwiderstand R und durch Multiplikation der Ausgangsblindwiderstände mit dem Verhältni s des Wellenwiderstandes der Leitung RL zum angenommenen 1,Cennwiderstand R des Teils B der Abb. 5 a.The formulas for calculating the equivalent filter cycle of Fig. T) -5c, a hereinafter referred to as TyliD, are given in the attached table. These formulas are derived from the formulas in parts A, B and E of Fig. 5 a, taking into account the principles for the circular conversions and by multiplying the input reactance with the ratio of the antenna impedance RE to the characteristic resistance R and by multiplying the output reactance by the ratio of the Characteristic impedance of the line RL to the assumed 1, nominal resistance R of part B of Fig. 5 a.

Es zeigt sich, daß die Anordnung der Abb. 5 d das Äquivalent eines Filterteils mit Koilstatit-I#-Ketliilirlie und Mittelreihenausgang (T-Filter) bei Kurzschluß ist. Wie in Z, Abb. 7 d gezeigt, ist der K-ennwiderstand dieser Anordnung bei den Grenzfrequenzen, Null, so daß die Grenzfrequenzen -des Kreises nicht durch deil Kurzschluß beeinflußt werden und die Filtereigenschaften erhalten bleiben.It turns out that the arrangement of Fig. 5d is the equivalent of a filter part with Koilstatit-I # -Ketliilirlie and middle row output (T-filter) in the event of a short circuit. As shown in d Z, Fig. 7, the K-ennwiderstand this arrangement is in the cut-off frequencies, zero, so that the cutoff frequencies -des circuit are not affected by short circuit deil and retain the filter characteristics.

In Abb. 6 ist die erfindungsgemäße Ver-b Z, einigung des Hochbandfilters der Abb. 4 d und' des Niederbandfilters der Abb. 5d gezeigt. Die Eingangskreise sind unverändert, jedoch sind die Ausggrigskreise in einer besonderen Weise zusammengefaßt. Die Mittelreihenglieder 28 und 2-9 der Abb. 4d sind durch entsprechende Teile.Si und 5?- des Niederbandfilters ersetzt, wie in Abb. 6 gezeigt ist, während die Mittelreihenglieder 55" 56, 55b, 561, des Niederbandfilters durch die entsprechenden Teile 30a, 31a, 30b, 36b des Hochbandfilters ersetzt sind. jeder Filterkreis wirkt dabei wie ein Mittelreihenblindwiderstand für den anderen Filter. Wenn auch die Kreiskonstanten jedes Filters für den Aufbau des anderen nicht ideal sein können, so sind doch die Werte dieser Ausgangsblindwiderstände nicht kritisch, so 'daß diese Konstanten befriedigend gewählt werden können und die Grenzfrequenzen unverändert bleiben.In Fig. 6, the comparison b Z according to the invention, purification of the high-band filter of Fig. 4 and d 'of the low band filter of Fig. 5d. The input circles are unchanged, but the output circles are combined in a special way. The middle row members 28 and 2-9 of Fig. 4d are replaced by corresponding parts. Si and 5? - of the low-band filter, as shown in Fig. 6 , while the central row members 55 "56, 55b, 561, of the low-band filter are replaced by the corresponding parts 30a, 31a, 30b, 36b of the high-band filter are replaced. Each filter circuit acts like a middle series reactance for the other filter. Even if the circuit constants of each filter may not be ideal for the structure of the other, the values of these output reactances are not critical, so 'that these constants can be chosen satisfactorily and the cut-off frequencies remain unchanged.

Die Kennwiderstandskennlinie des Filterteils Typ B nach Abb. 4 a ist in Abb. 8 a ge- zeigt. Der rechtsseitige Teil dieser Kennlinie nahe der oberen Grenzf requenz f, hat die allmähliche Krümmung einer Konstant-k-Kennlinie des Mittelnebenschlußtyps (z-Filter). Die Krümmung bei der unteren Grenzf requenz ist indessen beträchtlich schärfer als die eines Konstant-k-Teils und entspricht dem Mittelreihenende des Filters des Typs B. Ebenso ist die Kennwiderstandskennlinie des Typs B nach Abb. 5 a in Abb. 8 b gezeigt. Man sieht, daß diese beiden Filterkennlinien im wesentlichen für das gesamte Band f, bis f, komplementär sind. Die Zusammenfassung der Hoch- und Niederbandfilter an den Klemmen der Leitung 12, wie es in Abb. 6 gezeigt ist, bewirkt die Verschmelzung der beiden Kurven in eine einzige Kurve, die im wesentlichen innerhalb des Bandes f, bis /'4 stetig ist, wie es in Abb. 8c gezeigt ist. Die Kennlinie der Abb. 8c ist ähnlich derjenigen eines einzigen Bandfilters mit Konstant-k-Mittelnebenschlußausgang, jedoch erhält das soeben beschriebene zusammengesetzte Filter dieseKennlinie durch Verschmelzung der getrennten benachbarten Bandfilter an einem Ende.The characteristic impedance characteristic of the filter part type B according to Fig. 4 a is shown in Fig. 8 a shows overall. The right-hand part of this characteristic near the upper limit frequency f has the gradual curvature of a constant-k characteristic of the center bypass type (z-filter). The curvature is requency at the lower Grenzf however considerably sharper than that of a constant-k-part and corresponds to the center row end of the filter of type B. Likewise, the characteristic impedance characteristic of the type B as shown in Fig. 5 is a shown b in FIG. 8. It can be seen that these two filter characteristics are essentially complementary for the entire band f 1 to f. The combination of the high and low band filters at the terminals of line 12, as shown in Fig. 6 , causes the two curves to merge into a single curve which is substantially continuous within the band f 1 to / '4, as it is shown in Fig. 8c. The characteristic of Figure 8c is similar to that of a single bandpass filter with constant-k center shunt output, but the composite filter just described obtains this characteristic by fusing the separate adjacent bandpass filters at one end.

Das Filter des Typs B ist grundsätzlich dadurch gekennzeichnet, daß es nur eine Frequenz von unendlicher Dämpfung in einem benachbarten Band und keine außerhalb des zusammengesetzten Bandes hat. Diese Frequenz der unendlichen Dämpfung ist_ die Eigenfrequenz des Mittelreihenblindwiderstandszweiges, der den Pa'rallelresonanzkreis enthält. Für die hierin beschriebenen Zwecke sind die Werte des Mittelreihenblindwiderstandes nicht kritisch, so daß ein benachbartes Bandfilter dafür eingesetzt werden kann, wie es oben beschrieben ist. Diese Kennlinie mit einer Frequenz unendlicher Dämpfung in nur einem benachbarten Band ist grundsätzlich verbunden mit den oben beschriebenen E, igenschaften des Mittelreihenkennwiderstandes dieses Filtertyps, wie es in Abb. 8a und 8b gezeigt ist. Infolge dieser Ei#,enschaften können zwei Dand.Filter für benachbarte Frequenzbänder zu einem zusammengesetzten Filter zusammengefaßt werden, das eine Gesamtscheiawiderstandskünnlinie ider Abb. 8 c b#esitzt.The type B filter is basically characterized in that it has only one frequency of infinite attenuation in an adjacent band and none outside of the composite band. This frequency of infinite damping is the natural frequency of the middle series reactive resistance branch which contains the parallel resonance circuit. For the purposes described herein, the center series reactance values are not critical so that an adjacent bandpass filter can be used as described above. This characteristic at a frequency of infinite attenuation in a single adjacent band is generally associated with the above-described E, roperties of the central series resistance characteristic of this type of filter, as shown in Fig. 8a and 8b. As a result of these properties, two Dand.Filters for adjacent frequency bands can be combined to form a composite filter that has a total split resistance curve in Fig. 8 cb #.

Man sieht, daß der abgeleitete Kreis der Abb. 6 dem der Abb. i mit den Hochband-und Niederbandfiltern ii", Ib gleichwertig ist, wobei die Eingangsklemmen des Hochbandfilters mit den Klemmen der Dipolantenne verbunden sind, die ferner durch eine Indliktivität 64 miteinander verbunden sind. Die Eingangslzlemmen -des Niederbandfilters sind entsprechend über eine als Sperre für die hohen Frequenzen wirkende Spule 57 an den Mittelpunkt der Induktivität 64 und an den Verbindungspunkt der Spulen 52" und 5:2b geschaltet, wobei die Spule 52 der- Abb. 6 unterteilt ist, um eine Erdverbindung für die Antenne io""iob zu schaffen, wenn sie als einfache Antenne im tieferen Frequenzbatid wirkt. Diese letzteie Leitung kann auch unabhängig geerdet werden, vorzugsweise in der unmittelbaren Nachbarschaft der Antenne. Der Transformator, der die Wicklungen 5o, 5:2" und 52b des Niederbandfilters enthält, ist vorzugsweise mit einem Kern von fein unterteiltem Eisen versehen.It can be seen that the derived circle of FIG. 6 is equivalent to that of FIG The input terminals of the low-band filter are correspondingly connected to the midpoint of the inductance 64 and to the connection point of the coils 52 "and 5: 2b via a coil 57 acting as a blocker for the high frequencies, the coil 52 of FIG. 6 being subdivided is to create a ground connection for the antenna io "" iob when it acts as a simple antenna in the lower frequency batid. This last line can also be grounded independently, preferably in the immediate vicinity of the antenna. The transformer, which contains the windings 5o, 5: 2 "and 52b of the low-band filter, is preferably provided with a core of finely divided iron.

In den Abb. -> und 3 ist -dargestellt, wie die Teile der Schaltung nach Abb. i..für das höhere und das tiefereFrequenz band getrennt wirken. Es ist klar, daß bei den höheren Frequenzen des höheren Bandes die Induktivität 64 und andere Induktivitäten des Niederbandfilters llb einen so hohen ScheinWiderstand haben, däß ihr Scheinleitwert vernachlässigt werden kann, während die Kondensatoren.dieses Filters einen so niedrigen Blindwiderstand haben, daß sie als Kurzschluß betrachtet werden können. Ähnlich können bei den tieferen Frequenzen des tieferen Bandes die Teile des Hochbandfilters vernachlässigt wer-den. Auf diese Weise haben die Primärkreise der beiden Filter tatsächlich getrennte Eingangskreise mit verschiedenem Scheinwiderstand, wie es für den vorgesehenen Anschluß an die gemeinsame, aber verschieden wirkende Antenne erwünsät ist.In Figs. -> and 3 it is shown how the parts of the circuit according to Fig. I ... work separately for the higher and lower frequency bands. It is clear that at the higher frequencies of the higher band the inductance 64 and other inductances of the low-band filter 11b have such a high apparent resistance that their admittance can be neglected, while the capacitors of this filter have such a low reactance that they are short-circuited can be viewed. Similarly, for the lower frequencies of the lower band, the parts of the high band filter can be neglected. In this way, the primary circuits of the two filters actually have separate input circuits with different impedances, as is desirable for the intended connection to the common but differently acting antenna.

In Abb. z wirkt die Antenne io", iob wie ein symmetrischer Dipol, und das Hochbandfilter i i" überträgt die Antenneriströme auf die-syri-itlietrische Leitung 1-2 und paßt gleichzeitig den Scheinwiderstand der Dipolantenne an den der Leitung innerhalb des Hochf requenzbandes f, bis f, angenähert'an. Die in der Leitung 12 fließenden Ströme werden durch das Filter 13 auf den nicht symnietrischen Eingangskreis 15 des Empfängers 14 übertragen.In Fig. Z the antenna io ", iob acts like a symmetrical dipole, and the high-band filter ii" transmits the antenna currents to the Syrian-Italian line 1-2 and at the same time matches the impedance of the dipole antenna to that of the line within the high frequency band f , to f, approximated to. The currents flowing in the line 12 are transmitted through the filter 13 to the non-symmetrical input circuit 15 of the receiver 14.

Wenn in dein tieferen Frequerizband gearbeitet wird (.£\.bb. 3:), überträgt das Nie-derbandfilter llb die-unaus-geglichenen Ströme der Antenne io", iob, die nun wie eine einfache Antenne wirkt, symmetrisch auf die Leitung 12. Das Filter 13 überträgt die Ströme der Leitung 12 auf den unsynimetrischen Eingangskreis 15 der Einrichtung 14. 111 diesem Band kann die Leitung 12 auch als Erdleitung für eine einfache Antenne dienen; die Verbindung wird zwischen den Spulen 52" und 5:2b angeschlossen, so daß die unausge-,-lichenen Erdströrne parallel durch die Leiter 1:2 fließen.If you are working in your lower frequency band (. £ \ .bb. 3 :), the low-band filter llb transmits the unbalanced currents of the antenna io ", iob, which now acts like a simple antenna, symmetrically to the line 12 The filter 13 transmits the currents of the line 12 to the unsynimetric input circuit 1 5 of the device 14. 111 In this band, the line 12 can also serve as a ground line for a simple antenna; the connection is connected between the coils 52 "and 5: 2b, so that the unbalanced earth currents flow in parallel through the conductors 1: 2.

Wenn auch in dieserBeschreibungvonEingangskreisen'und Ausgangskreisen gesprochen worden ist, muß doch berücksichtigt werden, daß diese Bezeichnungen nur für die Darstellung 'gewähli worden sind und daß in jeder Richtung Strömei-durch.die Filter übertragen werden können, so daß jedes- Ende als Eingangs- oder Ausgangskreis betrachtet werden kann.Even if in this description of input and output circuits has been spoken, it must be taken into account that these designations are only have been chosen for the representation and that in every direction flow through the Filters can be transmitted so that each end can be used as an input or output circuit can be viewed.

Nachstehend werden nur als Beispiel die Kreiskonstanten eines besonderen zusammengesetzten Filters, das die Erfindung in der vorher beschriebenen Form ve ' rkörpert, angegeben. Die folgenden Werte wurden bei praktischen Ausführungen so nahe wie möglich eingehalten und berücksichtigen solche Wirkungen wie Eigenkäpazität oder Induktivität miteinander- in Beziehung stehender Teile.Below are only by way of example, the circuit constants of a special composite filter, the rkörpert the invention in the previously described form ve 'specified. The following values have been adhered to as closely as possible in practical implementations and take into account such effects as intrinsic capacitance or inductance of related parts.

System 0,55 Megaher.tz 1,8 6 18 Zusammengesetzte Filter _R-D = 500 Ohm RE = 1080 Element 64 = 45 Mlikrohenry 27a + 27b = 9,8 - 34 + 34 = 5,6 - 57 = 32 - 50 = 225 -52.'+ 52b = 124 - 59 = 3 26 = 44,2 Mikromikrofarad 30" 30b 63 jeder 49 5 9 51 98 58 240 Transformator 27., 27b, 31a, 31b Kopplungskoeffizient = 67,80/, Transformator 5o, 52a, 52b Kopplungskoeffizient = 89,3010 Diese Werte ergaben über den ganzen Frequenzbereich eine zufriedenstellend gleichmäßige Kennlinie.System 0.55 Megaher.tz 1.8 6 18 Composite filters _R-D = 500 Ohm RE = 1080 element 64 = 45 Mlikrohenry 27a + 27b = 9.8 - 34 + 34 = 5.6 - 57 = 32 - 50 = 225 -52. '+ 52b = 124 - 59 = 3 26 = 44.2 micromicrofarads 30 " 30b 63 each 49 5 9 51 98 58 240 transformer 27., 27b, 31a, 31b coupling coefficient = 67.80 /, transformer 5o, 52a, 52b coupling coefficient = 89.3010 These values resulted in a satisfactorily uniform characteristic curve over the entire frequency range.

Zur Berechnung der einzelnen Filterglieder werden die folgenden Formeln benutzt: Abb. 4a Typ A Typ B c16 = ff - f3 c20 - m', Cid 2 7r fa f4 R L17 = R L2, M2 2 L19 2 n (f4 f3) I-M2 Cla = (f4-f3)R CI2 c18 L,Lg = (f4 - f3) R 49 2 g f13 f4 M2 m, fs "n2 f4 < Abb. 4 C Typ C c26 = c16 R RD + + "t2) L17 L27 = (L17 + Lig RD f3 1+1K2J R f4 R c30 = + M') C,8 M, < I Llg RL ir 31 I+M2 R Abb. 5 a Ty A Typ E Typ B P c32 fl -fi L 42 2M 2 L35 c36 - c34 fi fa L33 R C40 C 43 = C34 L37 "12 L35 (f, - fi) - »122 c34 1 L41 L44 = Las Cas 1 c34 (f3-fl) R (fa - fl) R fl L35 Las 2 7r fl f3 M Lag IM' in, < 1 WI2 = f, MI fs Abb. 5 b Typ D C L35 RL RE R 2 L52 = c53 i+m, R L54 LXI RE c51- = (3: + Ml) C34 R R RL R I-M C49 C34 K50-52 VI + M2 + 2 M M 2 L50 I + M2+ 2mm 2 L RE ntl < I + M), (I + R In2 - fl M fl M =-- fi f3 The following formulas are used to calculate the individual filter elements: Fig. 4a Type A type B c16 = ff - f3 c20 - m ', Cid 2 7r fa f4 R L17 = R L2, M2 2 L19 2 n (f4 f3) I-M2 Cla = (f4-f3) R CI2 c18 L, Lg = (f4 - f3) R 49 2 g f13 f4 M2 m, fs "n2 f4 < Fig. 4C Type c c26 = c16 R RD + + "t2) L17 L27 = (L17 + Lig RD f3 1 + 1K2J R f4 R. c30 = + M ') C, 8 M, <I Llg RL ir 31 I + M2 R Fig. 5 a Type A Type E Type B P. c32 fl -fi L 42 2M 2 L35 c36 - c34 fi fa L33 R C40 C 43 = C34 L37 "12 L35 (f, - fi) - »122 c34 1 L41 L44 = Las Cas 1 c34 (f3-fl) R (fa - fl) R fl L35 Las 2 7r fl f3 M Lag IM ' in, <1 WI2 = f, MI fs Fig. 5 b Type D C L35 RL RE R 2 L52 = c53 i + m, R L54 LXI RE c51- = (3: + Ml) C34 R R RL R I-M C49 C34 K50-52 VI + M2 + 2 MM 2 L50 I + M2 + 2mm 2 L RE ntl < I + M), (I + R In2 - fl M fl M = - fi f3

Claims

PATEN TA NS PR Ü C 1-1 E: i. A circuit made up of a combination of several band filters which transmit different adjacent frequency ranges and are connected together at least on one side between common terminals to form an overall filter, for the transmission of a very wide frequency band, in particular in high-frequency reception and transmission circuits, characterized in that each sub-band filter on the Side of the common connection small with a filter half part is completed, which has the characteristic resistance of a constant-k filter half part on the side facing away from the terminals and has a point of infinite attenuation in (only each) a neighboring band that each of the mentioned filter half parts has a reactive resistance contains, whose natural resonance lies at the associated frequency of infinite damping, that these reactance branches are also replaced by parts of the filter that transmits the frequency range containing this resonance frequency, and that far Furthermore, the band filters forming the I #: ornbination are so dimensioned in relation to one another. that they generate an overall resistance at the common connection terminals which essentially comes close to that of a single constant-k filter suitable for transmitting the entire band.

2. A circuit according to claim i, characterized in that the terminal half-parts of the constant-k characteristic curves associated with the common terminals have a band filter having a parallel and a series current resonance circuit (type B in Fig. 4a) and the associated frequencies of the infinite attenuation are selected so that the larger of the two parameters occurring in the formulas for such filters (ml and M2), which is a function of the limit frequencies of the band to be transmitted by a filter part, assumes a value within the range from 0.25 to 0.75. .

3. A circuit according to claim: 2, characterized in that the frequencies of the infinite damping are chosen so that the larger of the two parameters (»ti and m2) has a value of 0.4 to 0.5 #nnimint. I 4. A circuit according to any one of claims i to 3, characterized in that; that the output sides of the filters are set up for connection to output circuits of different impedance, in that each filter group also contains at least one filter half-part suitable for impedance matching between the input of the band filter and the filter half-part belonging to the common terminals, and that the filter half-parts serving for -impedance matching at their input terminals in have essentially the same characteristic resistances of constant-k property. 5. A circuit according to claim 4, characterized in that the input half parts have a longitudinal voltage resonance and a transverse current resonance circuit (type A in Fig. 4 a). 6. A circuit according to claim 4 or 5, characterized in that in each bandpass filter two filter elements are combined in such a way that the filter halves serving for impedance matching are converted into the forms with transformer coupling (type C for the higher frequency range and type D for the lower frequency range ) are transformed. 7. A circuit according to claim i or one of the subsequent claims, characterized in that two band filters are provided, each of which contains a transformer part with primary and secondary coil, that the secondary coil * of the transformer is divided for the higher band and the corresponding coil of the filter for the lower band is interposed and that capacitors are connected in parallel to each part of the split secondary winding and to the intermediate winding, which are dimensioned so that the parts of the filter for the higher frequency range reactance branches within the filter for the lower frequency range and the parts of the filter Form a reactance branch of the filter for the higher frequency range for the lower frequency range.