DE60213622T2

DE60213622T2 - down converter

Info

Publication number: DE60213622T2
Application number: DE2002613622
Authority: DE
Inventors: Sven Sylla
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Continental Automotive GmbH
Priority date: 2002-12-09
Filing date: 2002-12-09
Publication date: 2007-10-18
Anticipated expiration: 2022-12-10
Also published as: EP1429222A1; EP1429222B1; DE60213622D1

Description

Die Erfindung betrifft einen Abwärtswandler zum Erzeugen einer geregelten Ausgangsgleichspannung aus einer ungeregelten Eingangsgleichspannung, umfassend:

– Eingangsmittel zum Empfangen der ungeregelten Eingangsgleichspannung;
– Ausgangsmittel zur Bereitstellung der geregelten Ausgangsgleichspannung für eine Last;
– den Eingangsmitteln folgende erste Schaltmittel zum Schalten der ungeregelten Eingangsgleichspannung, um eine Impulsfolge bereitzustellen;
– zwischen die ersten Schaltmittel und die Ausgangsmittel geschaltete Ausgangsfiltermittel zur Tiefpaßfilterung der Impulsfolge;
– eine regenerative Schleife, die regenerative Signalrückkopplung mit der Wiederholungsfrequenz der Impulsfolge durch eine Schaltsteuerschaltung für einen Schaltsteuereingang der ersten Schaltmittel bereitstellt.

The invention relates to a down converter for generating a regulated DC output voltage from an unregulated DC input voltage, comprising:

- Input means for receiving the unregulated input DC voltage;
- Output means for providing the regulated DC output voltage for a load;
- the first switching means for switching the unregulated DC input voltage to provide a pulse train;
Output filter means connected between the first switching means and the output means for low-pass filtering the pulse train;
A regenerative loop providing regenerative signal feedback at the repetition frequency of the pulse train by a switching control circuit for a switching control input of the first switching means.

Ein solcher Abwärtswandler ist an sich z. B. aus der veröffentlichten PCT-Anmeldung WO 02/052707 bekannt.One such down-converter is in itself z. B. from the published PCT application WO 02/052707.

1 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild eines solchen Wandlers, das seine Grundfunktionen zeigt. Diese herkömmliche Art von Abwärtswandler empfängt eine ungeregelte Eingangsgleichspannung V_in durch die Eingangsmittel I aus einer Eingangsspannungsquelle U_b. Die ungeregelte Eingangsgleichspannung V_in wird in Serie geschalteten ersten Schaltmitteln S1, die in bezug auf ihre Schaltaktionen durch ein ihrem Schaltsteuereingang zugeführtes Schaltsteuersignal gesteuert werden, zu einer Impulsfolge zerhackt. Die Impulsfolge wird von einem Ausgang der ersten Schaltmittel S1 Ausgangsfiltermitteln zugeführt. Die Ausgangsfiltermittel sollen die Impulsfolge tiefpaßfiltern oder integrieren, d. h. ihre höheren Oberschwingungen unterdrücken, um eine mehr oder weniger sinusförmige variierende Spannung zu erhalten, die als geregelte Ausgangsgleichspannung V_out durch die Ausgangsmittel O der Last R1 zugeführt wird. Die Ausgangsfiltermittel umfassen deshalb eine erste serielle LC-Schaltung LsCs, von der eine Induktivität Ls die Impulsfolge aus den ersten Schaltmitteln S1 empfängt und seriell zwischen den Ausgang der ersten Schaltmittel S1 und eine massenverbundene Kapazität Cs geschaltet ist, wobei die Induktivität Ls und die Kapazität Cs an ihrem gemeinsamen Knoten an die Ausgangsmittel O angekoppelt sind. Um Induktivitätsstrom zu erhalten, wenn sich S1 im AUS-Zustand befindet, in dem die Induktivität Ls von der ungeregelten Eingangsgleichspannung V_in getrennt ist, ist die Katode einer Freilaufdiode D an dem gemeinsamen Knoten zwischen S1 und Ls verbunden, und ihre Anode ist massenverbunden. Der Abwärtswandler ist mit einer regenerativen Schleife ausgestattet, die regenerative Signalrückkopplung sicherstellt. Bei dem vorbekannten Beispiel von 1 enthält die regenerative Schleife eine Schaltsteuerschaltung SC, die die Schaltaktionen der ersten Schaltmittel S1 steuert und von der Ausgangsgleichspannung V_out das Schaltsteuersignal dergestalt ableitet, daß ein stabiler Gesamtoszillationszustand für die Impulsfolge erhalten wird, d. h. Einheitsschleifenverstärkung und 360 Grad Phasenverschiebung bei der Impulsfolgenwiederholungsfrequenz. 1 shows a simplified circuit diagram of such a converter, showing its basic functions. This conventional type of buck converter receives an unregulated DC input voltage V _in through the input means I from an input voltage source U _b . The unregulated input DC voltage V _in is chopped into series-connected first switching means S1, which are controlled with respect to their switching actions by a switching control signal supplied to their switching control input, to a pulse train. The pulse train is supplied from an output of the first switching means S1 output filter means. The output filter means are designed to low-pass filter or integrate, ie suppress their higher harmonics, to obtain a more or less sinusoidal varying voltage which is supplied as a regulated DC output voltage V _out through the output means O to the load R1. The output filter means therefore comprise a first series LC circuit LsCs, from which an inductance Ls receives the pulse train from the first switching means S1 and connected in series between the output of the first switching means S1 and a grounded capacitance Cs, the inductance Ls and the capacitance Cs are coupled to the output means O at their common node. In order to obtain inductor current, when S1 is in the OFF state, in which the inductance Ls is disconnected from the unregulated DC input voltage V _in , the cathode of a freewheeling diode D is connected at the common node between S1 and Ls, and its anode is grounded. The buck converter is equipped with a regenerative loop that ensures regenerative signal feedback. In the prior art example of 1 The regenerative loop includes a switching control circuit SC which controls the switching actions of the first switching means S1 and derives the switching control signal from the DC output voltage V _out so as to obtain a stable overall oscillation state for the pulse train, ie unit loop gain and 360 degrees phase shift at the pulse train repetition frequency.

Die stationäre Ausgangsgleichspannung V_out dieses herkömmlichen Typs von Abwärtswandler S1 wird jedoch durch unerwünschte Welligkeit oder eine Wechselstromkomponente, die trotz der Ausgangsfiltermittel LsCs höher als wünschenswert sein kann, stark beeinträchtigt. Wenn insbesondere ein keramischer Ausgangskondensator mit sehr niedrigem oder nahezu verschwindendem ESR für die Kapazität Cs benutzt wird, übersteigt die Amplitude der Wechselstromausgangsspannungskomponente stark den Wechselstromtoleranz-Eingangsspannungsbereich der Last R1, wodurch der herkömmliche Abwärtswandler für kommerzielle Benutzung ungeeignet wird. Der herkömmliche Abwärtswandler wird mit keramischen Kondensatoren oder allgemeiner Kondensatoren mit einem ESR von etwa 0 Ohm in den Ausgangsfiltermitteln Ls, Cs praktisch nutzlos sein, da solche Kondensatoren zu steilen Phasensprüngen führen, wodurch eine Oszillation der Schaltung bei oder in der Nähe der Resonanzfrequenz der Ausgangsfiltermittel verursacht wird.However, the stationary DC output voltage V _{out of} this conventional type of buck converter S1 is severely affected by unwanted ripple or an AC component that may be higher than desirable despite the output filter means LsCs. In particular, when a ceramic output capacitor having a very low or nearly vanishing ESR is used for the capacitance Cs, the amplitude of the AC output voltage component greatly exceeds the AC tolerance input voltage range of the load R1, rendering the conventional down converter unsuitable for commercial use. The conventional buck converter will be virtually useless with ceramic capacitors or general capacitors having an ESR of about 0 ohms in the output filter means Ls, Cs, since such capacitors result in steep phase jumps, causing oscillation of the circuit at or near the resonant frequency of the output filter means becomes.

Folglich ist u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine starke Verringerung der Wechselstromkomponente oder Welligkeit in der Ausgangsspannung eines Abwärtswandlers, während Ausgangskondensatoren mit einem ESR von etwa 0 Ohm verwendet werden, ohne unerwünschte Oszillation am Ausgang O.consequently is u. a. an object of the present invention is a great reduction the AC component or ripple in the output voltage a down-converter, while Output capacitors are used with an ESR of about 0 ohms, without unwanted Oscillation at the output O.

Gemäß einem ihrer Aspekt ist die Erfindung nun deshalb dadurch gekennzeichnet, daß die regenerative Schleife eine Schleifenfilterschaltung enthält, die zwischen einen Ausgang der ersten Schaltmittel und die Schaltsteuerschaltung geschaltet ist und eine Schleifenzeitkonstante bereitstellt, die wesentlich kleiner als die Zeitkonstante der Ausgangsfiltermittel ist.According to one its aspect, the invention is therefore characterized that the regenerative loop contains a loop filter circuit, the between an output of the first switching means and the switching control circuit is switched and provides a loop time constant, the much smaller than the time constant of the output filter means is.

Die Erfindung basiert auf der Feststellung, daß die Unterdrückung der Wechselstromkomponente, die nach Tiefpaßfilterung der Impulsfolge in den Ausgangsfiltermitteln Ls, Cs verbleibt, mit der Frequenzdifferenz zwischen der Impulsfolgenwiederholungsfrequenz einerseits und der Resonanzfrequenz der Ausgangsfiltermittel LsCs andererseits zunimmt.The The invention is based on the finding that the suppression of AC component that after low-pass filtering of the pulse train remains in the output filter means Ls, Cs, with the frequency difference between the pulse repetition frequency on the one hand and the On the other hand, the resonant frequency of the output filter means LsCs increases.

Die Maßnahme gemäß der Erfindung ermöglicht eine Trennung der Impulsfolgenwiederholungsfrequenz von der Resonanzfrequenz der Ausgangsfiltermittel. Gemäß der Erfindung wird die regenerative Schleife so eingestellt, daß sie mit einer höheren Frequenz als die Resonanzfrequenz der Ausgangsfiltermittel LsCs oszilliert. Dadurch wird die Ein-Zeit von S1, d. h. der Zustand, in dem die Induktivität Ls mit der ungeregelten Eingangsgleichspannung V_in verbunden ist, in bezug auf die Integrationszeitkonstante der Ausgangsfiltermittel LsCs kleiner als bei dem obigen herkömmlichen Abwärtswandler. Die Zeitintervalle in jeder Impulssignalperiode, worin der Kondensator Cs der Ausgangsfiltermittel LsCs, die die Ausgangsspannung V_out definieren, geladen oder entladen wird, sind folglich kleiner, wodurch auch die Welligkeit kleiner wird.The measure according to the invention enables a separation of the pulse train repetition frequency from the resonance frequency of the output filter medium. According to the invention, the regenerative loop is set to oscillate at a higher frequency than the resonant frequency of the output filter means LsCs. Thereby, the on-time of S1, that is, the state in which the inductance Ls is connected to the unregulated input DC voltage V _in becomes smaller with respect to the integration time constant of the output filter means LsCs than in the above conventional down-converter. The time intervals in each pulse signal period in which the capacitor Cs of the output filter means LsCs defining the output voltage V _out is charged or discharged are thus smaller, whereby the ripple becomes smaller.

Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung, die eine leichte und kosteneffektive Implementierung ermöglicht, ist dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsfiltermittel folgendes umfassen: eine erste serielle LC-Schaltung, die die Impulsfolge aus den Schaltmitteln empfängt, wobei eine Induktivität davon seriell zwischen den Ausgang der ersten Schaltmittel und eine massenverbundene Kapazität geschaltet ist, wobei die Induktivität und die Kapazität an ihrem gemeinsamen Knoten an die Ausgangsmittel angekoppelt sind, wobei die Schleifenfilterschaltung ein frequenzabhängiges Phasenverschiebungsnetzwerk umfaßt, das einerseits an den Ausgang der ersten Schaltmittel und andererseits an einen Eingang der Schaltsteuerschaltung angekoppelt ist.A preferred embodiment of the invention, which is an easy and cost effective implementation allows is characterized in that the Output filter means comprising: a first serial LC circuit, receiving the pulse train from the switching means, an inductance thereof serially between the output of the first switching means and a grounded one Capacity switched is, the inductance and the capacity their common node are coupled to the output means, wherein the loop filter circuit is a frequency-dependent phase-shift network comprises on the one hand to the output of the first switching means and on the other is coupled to an input of the switching control circuit.

Um die Ausgangsgleichspannung unabhängig von der Referenzspannung V_ref einzustellen, ist das frequenzabhängige Phasenverschiebungsnetzwerk mit einem Ausgang ausgestattet, der durch einen Widerstand an einen Abgriff eines Widerstands- Spannungsteilers angekoppelt ist, der über die Kapazität der ersten seriellen LC-Schaltung geschaltet ist.In order to set the DC output voltage independently of the reference voltage V _ref , the frequency-dependent phase-shift network is provided with an output which is coupled by a resistor to a tap of a resistor voltage divider connected across the capacitance of the first series LC circuit.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung enthält die frequenzabhängige Phasenverschiebung eine serielle RC-Schaltung, umfassend, nachfolgend zwischen den Ausgang der ersten Schaltmittel und Masse geschaltet, eine serielle Anordnung eines Widerstands und eines Kondensators, wobei der Widerstand und der Kondensator an ihrem gemeinsamen Knoten an den Ausgang des frequenzabhängigen Phasenverschiebungsnetzwerks angekoppelt sind.According to one Another aspect of the invention includes the frequency-dependent phase shift a serial RC circuit comprising, subsequently, between the Output of the first switching means and ground connected, a serial Arrangement of a resistor and a capacitor, wherein the resistor and the capacitor at its common node to the output of the frequency-dependent Phase shift network are coupled.

Als Alternative kann das frequenzabhängige Phasenverschiebungsnetzwerk eine serielle LC-Schaltung enthalten, umfassend, nachfolgend zwischen den Ausgang der ersten Schaltmittel und Masse geschaltet, eine serielle Anordnung einer Induktivität und eines Kondensators, wobei die Induktivität und der Kondensator an ihrem gemeinsamen Knoten an den Ausgang des frequenzabhängigen Phasenverschiebungsnetzwerks angekoppelt sind.When Alternatively, the frequency-dependent phase-shift network a serial LC circuit comprising, subsequently between the output of the first switching means and ground connected, a serial Arrangement of an inductance and a capacitor, wherein the inductance and the capacitor at its common node to the output of the frequency-dependent phase-shift network are coupled.

Eine bevorzugte Ausführungsform eines Abwärtswandlers gemäß der Erfindung, der eine präzise Gleichstrompegeleinstellung und/oder Steuerung der Ausgangsgleichspannung durch Impulsbreitenmodulation bereitstellt, ist dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltsteuerschaltung einen Differenzverstärker umfaßt, der einen Differenzeingang aufweist, wobei ein erster und ein zweiter Eingansanschluß jeweils an einen Ausgang der Schleifenfilterschaltung und einen Gleichstrompegelsteuereingang des Abwärtswandlers angekoppelt sind, wobei ein Ausgang des Differenzverstärkers an den Schaltsteuereingang der ersten Schaltmittel angekoppelt ist.A preferred embodiment a down converter according to the invention, the one precise DC level adjustment and / or DC output voltage control by pulse width modulation is characterized in that the switching control circuit a differential amplifier comprises having a differential input, wherein a first and a second Input connection in each case to an output of the loop filter circuit and a DC level control input the down converter are coupled, wherein an output of the differential amplifier to the switching control input of the first switching means is coupled.

Eine bevorzugte Ausführungsform eines Abwärtswandlers gemäß der Erfindung, die Energieverluste insbesondere durch Verminderung minimiert, wodurch eine weitere Verbesserung der Wandlereffizienz ermöglicht wird, ist durch einen Synchrongleichrichter gekennzeichnet, der zweite Schaltmittel für eine Synchrongleichrichtung der Impulsfolge umfaßt, und zum Schalten in einem Phasenmodus gesteuert wird, der im wesentlichen zu dem Schaltphasenmodus der ersten Schaltmittel umgekehrt ist.A preferred embodiment a down converter according to the invention, the energy losses are minimized in particular by reducing, thereby a further improvement of the converter efficiency is made possible is characterized by a synchronous rectifier, the second Switching means for comprises a synchronous rectification of the pulse train, and for switching in one Phase mode is controlled, which is substantially to the switching phase mode the first switching means is reversed.

Eine bevorzugte Ausführungsform eines Abwärtswandlers gemäß der Erfindung, der Energieverluste minimiert, wodurch eine weitere Verbesserung der Wandlereffizienz ermöglicht wird, ist durch einen Synchrongleichrichter gekennzeichnet, der zweite Schaltmittel für eine Synchrongleichrichtung der Impulsfolge umfaßt, und zum Schalten in einem Phasenmodus gesteuert wird, der im wesentlichen zu dem Schaltphasenmodus der ersten Schaltmittel umgekehrt ist.A preferred embodiment a down converter according to the invention, minimizes energy losses, thereby further improving the Converter efficiency allows is characterized by a synchronous rectifier, the second switching means for comprises a synchronous rectification of the pulse train, and for switching in one Phase mode is controlled, which is substantially to the switching phase mode the first switching means is reversed.

Um eine gegenseitig zusammenfallende Leitung der ersten und zweiten Schaltmittel zu garantieren, ist eine bevorzugte Ausführungsform eines Abwärtswandlers gemäß der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Schaltmittel so gesteuert werden, daß sie abwechselnd in gegenseitigem Phasengegensatz von einem leitenden Zustand über Totzonenperioden, in denen sowohl die ersten als auch die zweiten Schaltmittel sich in einem nichtleitenden Zustand befinden, von einem leitenden Zustand in einem nichtleitenden Zustand umschalten.Around a mutually coincident line of the first and second To guarantee switching means is a preferred embodiment a down converter according to the invention characterized in that the first and second switching means are controlled so that they alternately in mutual phase opposition from a conductive state over deadband periods, in which both the first and the second switching means themselves in a non-conductive state, from a conductive state switch over in a non-conductive state.

Um die Steuerung sowohl der ersten als auch der zweiten Schaltmittel zu vereinfachen, folgt dem Differenzverstärker eine Differenzausgangsstufe, die ein Paar aus einem ersten und einem zweiten Ausgangssignal mit Phasengegensatz bereitstellt, wobei das erste und das zweite Ausgangssignal jeweils dem Schaltsteuereingang der ersten Schaltmittel und einem Schaltsteuereingang der zweiten Schaltmittel zugeführt werden.Around the control of both the first and the second switching means to simplify, the differential amplifier is followed by a differential output stage, the one pair of a first and a second output signal with Phase opposition provides, wherein the first and the second output signal respectively the switching control input of the first switching means and a Switching control input of the second switching means are supplied.

Um die Schaltaktion zu beschleunigen, ist ein Abwärtswandler gemäß der Erfindung vorzugsweise durch eine Treiberschaltung gekennzeichnet, die an eine Gate-Elektrode des MOSFET mit einem Ausgangswiderstand von höchstens einer Größenordnung von zehn Ohm angekoppelt ist.To speed up the switching action is a down-converter according to the invention is preferably characterized by a driver circuit which is coupled to a gate electrode of the MOSFET having an output resistance of at most an order of ten ohms.

Um einen Softstart für die Regelschleife einzuführen, ist die Erfindung vorzugsweise durch eine integrierende RC-Schaltung gekennzeichnet, die zwischen dem Pegelsteuereingang des Abwärtswandlers einerseits und dem zweiten Eingangsanschluß des Differenzverstärkers andererseits vorgesehen ist.Around a softstart for to introduce the control loop, the invention is preferably by an integrating RC circuit between the level control input of the buck converter on the one hand and the second input terminal of the differential amplifier on the other is provided.

Diese und weitere Aspekte und Vorteile der Erfindung werden im folgenden ausführlicher mit Bezug auf die Offenlegung bevorzugter Ausführungsformen und insbesondere mit Bezug auf die angefügten Figuren besprochen, in denen gleiche Bezugszahlen dieselben Elemente kennzeichnen. Es zeigen:These and other aspects and advantages of the invention will become apparent below in more detail with reference to the disclosure of preferred embodiments and in particular with reference to the attached figures in which the same reference numbers identify the same elements. Show it:

1 eine Grundkonfiguration eines vorbekannten Abwärtswandlers; 1 a basic configuration of a prior art buck converter;

2 eine Grundkonfiguration einer ersten Ausführungsform eines Abwärtswandlers gemäß der Erfindung mit einem Synchrongleichrichter; 2 a basic configuration of a first embodiment of a buck converter according to the invention with a synchronous rectifier;

3 ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform eines Abwärtswandlers gemäß der Erfindung, der eine Freilaufdiode verwendet; 3 a circuit diagram of a second embodiment of a buck converter according to the invention, which uses a freewheeling diode;

4 ein Schaltbild der ersten Ausführungsform eines Abwärtswandlers gemäß der Erfindung, der einen zusätzlichen Synchrongleichrichter verwendet. 4 a circuit diagram of the first embodiment of a buck converter according to the invention, which uses an additional synchronous rectifier.

2 zeigt eine Grundkonfiguration einer ersten Ausführungsform eines Abwärtswandlers gemäß der Erfindung, der einen Synchrongleichrichter verwendet und einen Widerstand-Spannungsteiler (R1, R2) umfaßt, der über die Kapazität Cs der ersten seriellen LC-Schaltung (Ls, Cs) geschaltet ist und eine serielle Anordnung von Widerständen R1 und R2 enthält, die durch einen Abgriff an ihrem gemeinsamen Knoten mit dem ersten Eingang SC1 der Schaltsteuerschaltung SC verbunden sind. Die regenerative Schleife des Abwärtswandlers ist mit einer Schleifenfilterschaltung ausgestattet, deren Ausbreitungsverzögerung zusammen mit der Ausbreitungsverzögerung aller anderen Schaltkreise und/oder Elemente in der Schleife, wie zum Beispiel der der Schleifenfilterschaltung folgenden Schaltsteuerschaltung SC, die Schleifenoszillationszustände, d. h. die Frequenz des Signals in der Schleife bei Einheitsverstärkung und 360 Grad Phasenverschiebung oder Schleifenoszillationsfrequenz definiert. 2 Fig. 12 shows a basic configuration of a first embodiment of a buck converter according to the invention, which employs a synchronous rectifier and comprises a resistance voltage divider (R1, R2) connected across the capacitance Cs of the first series LC circuit (Ls, Cs) and a serial arrangement of resistors R1 and R2, which are connected by a tap at their common node to the first input SC1 of the switching control circuit SC. The buck converter regenerative loop is provided with a loop filter circuit whose propagation delay, along with the propagation delay of all other circuits and / or elements in the loop, such as the switching control circuit SC following the loop filter circuit, contributes the loop oscillation states, ie the frequency of the signal in the loop Unit gain and 360 degrees phase shift or loop oscillation frequency defined.

Die Schleifenfilterschaltung umfaßt ein frequenzabhängiges Phasenverschiebungsnetzwerk (Rx, Cx oder Lx, Cx), das einerseits an den Ausgang der ersten Schaltmittel S1 und andererseits über einen Widerstand R3 an den ersten Eingang SI1 der Schaltsteuerschaltung SC angekoppelt ist. Dies führt zu einer gegenseitigen Addition der Ausgangssignale des frequenzabhängigen Phasenverschiebungsnetzwerks (Rx, Cx oder Lx, Cx) und des Widerstands-Spannungsteilers (R1, R2) an dem ersten Eingang SC1 der Schaltsteuerschaltung SC. Die Schaltsteuerschaltung SC umfaßt einen Differenzverstärker DA mit einem Differenzeingang mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluß, wobei dem Ausgang des Differenzverstärkers DA eine Logikschaltung SG folgt, die als Schaltsignalgenerator SG wirkt und ein Paar von phasenmäßig entgegengesetzten ersten und zweiten Ausgangssignalen Q und Q' aus dem Ausgangssignal des Differenzverstärkers DA ableitet, die als Schaltsteuersignale dem Schaltsteuereingang der ersten Schaltmittel S1 bzw. einem Schaltsteuereingang der zweiten Schaltmittel S2 zugeführt werden.The Loop filter circuit comprises a frequency-dependent Phase shift network (Rx, Cx or Lx, Cx), on the one hand to the output of the first switching means S1 and on the other hand via a Resistor R3 to the first input SI1 of the switching control circuit SC is coupled. this leads to a mutual addition of the output signals of the frequency-dependent phase-shift network (Rx, Cx or Lx, Cx) and the resistance voltage divider (R1, R2) at the first input SC1 of the switching control circuit SC. The switching control circuit SC includes a differential amplifier DA with a differential input with a first and a second Input terminal, wherein the output of the differential amplifier DA is a logic circuit SG follows, which acts as a switching signal generator SG and a pair of phase-wise opposite first and second output signals Q and Q 'from the output signal of the differential amplifier DA derives as switching control signals to the switching control input of first switching means S1 and a switching control input of the second Switching means S2 supplied become.

Der erste Eingangsanschluß des Differenzverstärkers DA bildet den oben erwähnten ersten Eingang SI1 der Schaltsteuerschaltung SC, der zweite Eingangsanschluß davon bildet einen Gleichstrompegelsteuereingang des Abwärtswandlers, woran ein variabler Spannungsreferenzpegel V_ref angelegt wird. Der Differenzverstärker DA liefert ein Ausgangssignal, das mit der gegenseitigen Differenz der Signale an seinem ersten und seinem zweiten Eingangsanschluß variiert. Der Differenzverstärker DA funktioniert damit als Komparator zum Vergleichen der Summierung der Ausgangssignale des frequenzabhängigen Phasenverschiebungsnetzwerks (Rx, Cx oder Lx, Cx) und des Widerstand-Spannungsteilers (R1, R2) an dem ersten Eingang SC1 der Schaltsteuerschaltung SC, die mit der mehr oder weniger sinusförmig variierenden Ausgangsspannung V_out variiert, mit dem variablen Spannungsreferenzpegel V_ref. Dies ermöglicht eine Variierung der Perioden des Zustands offen (EIN) im Gegensatz zu geschlossen (AUS) der ersten Schaltmittel S1 und damit eine Variierung oder Modulation der Impulsbreite oder des Tastverhältnisses der Impulsfolge am Ausgang der ersten Schaltmittel S1. Je größer die Impulsbreite, desto länger das Tastverhältnis und desto höher der Gleichstrompegel der Ausgangsspannung V_out an den Ausgangsmitteln O. Die stationäre Ausgangsgleichspannung V_out hängt deshalb direkt von der Eingangsspannung V_in an den Eingangsmitteln I und dem Tastverhältnis der Impulsfolge ab. Durch Variieren des Signals an dem Gleichstrompegelsteuereingang wird die Schaltphase der ersten Schaltmittel S1 durch die regenerative Schleife und zusammen damit die Impulsbreite oder das Tastverhältnis der Impulsfolge am Ausgang der ersten Schaltmittel S1 gesteuert, wodurch eine Steuerung des Gleichstrompegels der Ausgangsspannung V_out an den Ausgangsmitteln O möglich wird.The first input terminal of the differential amplifier DA forms the above-mentioned first input SI1 of the switching control circuit SC, the second input terminal thereof forms a DC level control input of the down converter, to which a variable voltage reference level V _{ref is} applied. The differential amplifier DA provides an output signal that varies with the mutual difference of the signals at its first and second input terminals. The differential amplifier DA thus functions as a comparator for comparing the summation of the output signals of the frequency-dependent phase-shift network (Rx, Cx or Lx, Cx) and the resistance voltage divider (R1, R2) at the first input SC1 of the switching control circuit SC, with the more or less sinusoidally varying output voltage V _out varies with the variable voltage _{reference level} V _ref . This permits a variation of the periods of the state open (ON) as opposed to closed (OFF) of the first switching means S1 and thus a variation or modulation of the pulse width or the duty cycle of the pulse train at the output of the first switching means S1. The larger the pulse width, the longer the duty cycle and the higher the DC level of the output voltage V _out at the output means O. The stationary DC output voltage V _out therefore depends directly on the input voltage V _in at the input means I and the duty cycle of the pulse train. By varying the signal at the DC level control input, the switching phase of the first switching means S1 is controlled by the regenerative loop and along with it the pulse width or duty cycle of the pulse train at the output of the first switching means S1, thereby allowing control of the DC level of the output voltage V _out at the output means O. becomes.

Der Spannungsteilerfaktor des Spannungsteilers (R1, R2) als Funktion der Verstärkung und Phasen-Performance der Schaltkreise in der Schleife am Ausgang des Schleifenfilters wird so dimensioniert, daß die Wechselstromamplitude des dem ersten Eingang SI1 der Schaltsteuerschaltung SC aus dem frequenzabhängigen Phasenverschiebungsnetzwerk (Rx, Cx oder Lx, Cx) durch den Widerstand R3 zugeführten Signals wesentlich größer als die Wechselstromamplitude des Abwärtswandlerausgangs geteilt durch den Widerstands-Spannungsteiler (R1, R2) ist. Die Wechselspannung an dem Knoten zwischen Rx und Cx muß wesentlich höher als an dem Knoten zwischen R1 und R2 sein. Bei einer praktischen Ausführungsform eines Abwärtswandlers gemäß der Erfindung liegen typische Werte bei SI1 jeweils zwischen 200 mV und 50 mV. Das frequenzabhängige Phasenverschiebungsnetzwerk (Rx, Cx oder Lx, Cx) dominiert damit die Schleifenoszillationszustände.Of the Voltage divider factor of the voltage divider (R1, R2) as a function the reinforcement and phase performance of the circuits in the loop at the output of the loop filter is dimensioned so that the AC amplitude of the first input SI1 of the switching control circuit SC from the frequency-dependent Phase shift network (Rx, Cx or Lx, Cx) through resistor R3 supplied Signal much larger than divided the AC amplitude of the buck converter output through the resistor voltage divider (R1, R2). The AC voltage at the node between Rx and Cx must be much higher than be at the node between R1 and R2. In a practical embodiment a down converter according to the invention Typical values for SI1 are between 200 mV and 50 mV. The frequency-dependent Phase shift network (Rx, Cx or Lx, Cx) dominates the loop oscillation states.

Das frequenzabhängige Phasenverschiebungsnetzwerk (Rx, Cx oder Lx, Cx) wird durch eine serielle Anordnung entweder eines Widerstands Rx und eines Kondensators Cx oder alternativ dazu einer Induktivität Lx und eines Kondensators Cx gebildet, die nachfolgend zwischen einen Ausgang der ersten Schaltmittel S1 und Masse gekoppelt werden. Der Ausgang des frequenzabhängigen Phasenverschiebungsnetzwerks (Rx, Cx oder Lx, Cx) wird durch den gemeinsamen Knoten des Widerstands Rx und des Kondensators Cx oder alternativ dazu der Induktivität Lx und des Kondensators Cx gebildet. Die alternativen Arten wurden in dieser 2 durch die Repräsentation der Induktivität Lx neben dem Kondensator Cx dargestellt, um die Möglichkeit anzuzeigen, entweder ein Netzwerk mit einem Pol (Rx, Cx) oder mit zwei Polen (Lx, Cx) als Schleifenfilter zu verwenden.The frequency dependent phase shift network (Rx, Cx or Lx, Cx) is formed by a series arrangement of either a resistor Rx and a capacitor Cx or alternatively an inductor Lx and a capacitor Cx, which are subsequently coupled between an output of the first switching means S1 and ground , The output of the frequency-dependent phase-shift network (Rx, Cx or Lx, Cx) is formed by the common node of the resistor Rx and the capacitor Cx or alternatively the inductor Lx and the capacitor Cx. The alternative species were in this 2 by the representation of the inductance Lx next to the capacitor Cx to indicate the possibility of using either a network with one pole (Rx, Cx) or with two poles (Lx, Cx) as a loop filter.

Gemäß der Erfindung liefert das Netzwerk mit einem Pol (Rx, Cx) bzw. das Netzwerk mit zwei Polen (Lx, Cx) eine Zeitkonstante τ11 = Rx·Cx bzw. τ12 = √(Lx·Cx), die dominant in der regenerativen Schleife effektiv ist und die wesentlich kleiner als die Zeitkonstante τ0 = √(Ls·Cs) der ersten seriellen LC-Schaltung (Ls, Rs) der Ausgangsfiltermittel gewählt wird. Als Folge oszilliert die Schleife mit einer wesentlich höheren Frequenz als die Resonanzfrequenz der ersten seriellen LC-Schaltung (Ls, Rs) der Ausgangsfiltermittel, wodurch eine ähnlich viel höhere Wiederholungsfrequenz der Impulsfolge am Ausgang der ersten Schaltmittel S1 entsteht. Zusammen damit sind die Auflade- und Entladeintervalle in jeder Periode dieser Impulsfolge, in denen die Spannung an dem Kondensator Cs der ersten seriellen LC-Schaltung (Ls, Rs) zunimmt bzw. abnimmt, viel kürzer als bei dem herkömmlichen Abwärtswandler von 1, während die Integrationszeitkonstante der ersten seriellen LC-Schaltung (Ls, Rs) der Ausgangsfiltermittel, die die Steigung der Spannungsschwankung an dem Kondensator Cs definiert, dieselbe wie bei dem herkömmlichen Abwärtswandler sein kann. Folglich ist die Welligkeit oder Wechselstromkomponente der Ausgangsgleichspannung V_out viel kleiner als bei dem herkömmlichen Abwärtswandler, wenn ein Ausgangskondensator mit niedrigem oder null ESR für die Ausgangskapazität Cs verwendet wird. Bei einer praktischen Ausführungsform eines Abwärtswandlers gemäß der Erfindung kann die Welligkeit auf besser als ± 5% verringert werden. Dies ermöglicht die Verwendung weithin verfügbarer Lasten mit niedriger Toleranz für den Lastwiderstand R1.According to the invention, the network with one pole (Rx, Cx) or the network with two poles (Lx, Cx) provides a time constant τ11 = Rx * Cx or τ12 = √ (Lx · Cx) which is dominant in the regenerative loop and which is substantially smaller than the time constant τ0 = √ (Ls · Cs) the first serial LC circuit (Ls, Rs) of the output filter means is selected. As a result, the loop oscillates at a much higher frequency than the resonant frequency of the first serial LC circuit (Ls, Rs) of the output filter means, resulting in a similarly higher repetition frequency of the pulse train at the output of the first switching means S1. Along with this, the charge and discharge intervals in each period of this pulse train in which the voltage on the capacitor Cs of the first serial LC circuit (Ls, Rs) increases and decreases, are much shorter than in the conventional buck converter of FIG 1 while the integration time constant of the first series LC circuit (Ls, Rs) of the output filter means, which defines the slope of the voltage swing across the capacitor Cs, may be the same as in the conventional buck converter. Consequently, the ripple or AC component of the DC output voltage V _{out is} much smaller than in the conventional buck converter when a low or zero ESR output capacitor is used for the output capacitance Cs. In a practical embodiment of a buck converter according to the invention, the ripple can be reduced to better than ± 5%. This allows the use of widely available low tolerance loads for the load resistor R1.

Der Einfluß von Leitungs- und Laständerungen auf die Ausgangsgleichspannung V_out wird minimiert, indem man die Impedanz des Spannungsteilers (R1, R2) in bezug auf die Impedanz des frequenzabhängigen Phasenverschiebungsnetzwerks (Rx, Cx oder Lx, Cx) und den Widerstand R3 sehr niedrig wählt. Die Spannung am Ausgang des frequenzabhängigen Phasenverschiebungsnetzwerks (Rx, Cx oder Lx, Cx) wurde relativ hoch gewählt. Um einen hohen Filtergütefaktor Q für das frequenzabhängige Phasenverschiebungsnetzwerk (Lx, Cx) und Schleifenoszillationsbedingungen genau an der Resonanzfrequenz davon zu erhalten, wurde der interne serielle Widerstand der Induktivitäten Ls der ersten seriellen LC-Schaltung (Ls, Rs) so klein wie möglich gewählt. Die Schleifenoszillationsfrequenz, die die Schaltfrequenz der ersten und zweiten Schaltmittel S1 und S2 definiert, hängt von der Verstärkung und Phasenverschiebung des frequenzabhängigen Phasenverschiebungsnetzwerks (Rx, Cx oder Lx, Cx) und denen ab, die in allen anderen in der regenerativen Schleife enthaltenen Schaltkreisen auftreten, wie zum Beispiel in der Schaltsteuerschaltung SC, wie später ausführlicher beschrieben werden wird. Im allgemeinen nimmt die Oszillationsfrequenz bei einer Reduktion einer solchen Verzögerung zu und umgekehrt.The influence of line and load changes on the DC output voltage V _out is minimized by making the impedance of the voltage divider (R1, R2) very low with respect to the impedance of the frequency-dependent phase-shift network (Rx, Cx or Lx, Cx) and resistor R3 , The voltage at the output of the frequency-dependent phase-shift network (Rx, Cx or Lx, Cx) has been chosen to be relatively high. In order to obtain a high filter quality factor Q for the frequency-dependent phase-shift network (Lx, Cx) and loop oscillation conditions exactly at the resonance frequency thereof, the internal series resistance of the inductors Ls of the first serial LC circuit (Ls, Rs) has been set as small as possible. The loop oscillation frequency, which defines the switching frequency of the first and second switching means S1 and S2, depends on the gain and phase shift of the frequency dependent phase shift network (Rx, Cx or Lx, Cx) and those occurring in all other circuits included in the regenerative loop. such as in the switching control circuit SC, as will be described in more detail later. In general, the oscillation frequency increases with a reduction of such a delay and vice versa.

Der Abwärtswandler des synchron gleichrichtenden Typs von 2 liefert im Vergleich zu dem obigen herkömmlichen Abwärtswandler mit Freilaufdiode von 1 eine relativ hohe Effizienz.The buck converter of the synchronously rectifying type of 2 provides compared to the above conventional buck converter with freewheeling diode of 1 a relatively high efficiency.

Der Abwärtswandler umfaßt einen Synchrongleichrichter, der durch zweite Schaltmittel S2 gebildet wird, die zwischen den Ausgang der ersten Schaltmittel S1 zur Bereitstellung einer Synchrongleichrichtung des Ausgangssignals der ersten Schaltmittel S1 durch eine periodisch unterbrochene Massenverbindung davon gekoppel sind. Zu diesem Zweck werden die zweiten Schaltmittel S2 zum Schalten in einem Phasenmodus gesteuert, der im wesentlichen in bezug auf den Schaltphasenmodus der ersten Schaltmittel S1 davon umgekehrt ist. Die Verwendung eines solchen Synchrongleichrichters verhindert stark, daß die Oszillationsfrequenz der regenerativen Schleife und damit die Impulswiederholungsfrequenz am Ausgang der ersten Schaltmittel durch Leitungs- und Lastschwankungen beeinflußt wird, insbesondere, wenn der Abwärtswandler der Last R1 nur relativ kleine Stromwerte zuführen soll. Die Verwendung eines Synchrongleichrichters vermeidet das Auftreten eines Burst-Modus sogar bei kleinen Lastwerten, weil der Induktivitätsstrom der Induktivität Ls immer stetig ist, d. h. nicht unterbrochen.The buck converter comprises a synchronous rectifier formed by second switching means S2 coupled between the output of the first switching means S1 for providing synchronous rectification of the output signal of the first switching means S1 through a periodically interrupted ground connection thereof. For this purpose, the second switching means S2 are controlled to switch in a phase mode which is substantially reversed with respect to the switching phase mode of the first switching means S1 thereof. The use of such a synchronous rectifier strongly prevents the oscillation frequency of the regenerative loop and thus the pulse repetition frequency at the output of the first switching means from being affected by line and load variations, particularly when the buck converter is only intended to supply the load R1 with relatively small current values. The use of a synchronous rectifier avoids the occurrence of a burst mode even at low load values because the inductor current of the inductance Ls is always steady, ie not interrupted.

Die Verwendung einer Differenzausgangsstufe in der Logikschaltung der Schaltsteuerschaltung SC stellt eine präzise Schaltsteuerung sowohl der ersten als auch der zweiten Schaltmittel S1 und S2 insofern sicher, als ein Paar von phasenmäßig entgegengesetzten ersten und zweiten Ausgangssignalen bereitgestellt werden, wobei das erste und das zweite Ausgangssignal dem Schaltsteuereingang der ersten Schaltmittel S1 bzw. einem Schaltsteuereingang der zweiten Schaltmittel S2 zugeführt werden. Die ersten und zweiten Schaltmittel S1 und S2 werden damit so gesteuert, daß sie abwechselnd in gegenseitigem Phasengegensatz von einem leitenden Zustand zu einem nichtleitenden Zustand umschalten. Dies führt zu einer abnehmenden Verlustleistung in der "Freilauf-" diode D1 bis auf nahezu null. Die Freilaufdiode kann eine zusätzliche externe Diode oder die interne Körperdiode des Synchrongleichrichter-MosFets sein.The Using a differential output stage in the logic circuit of Switching control circuit SC provides precise switching control of both first and second switching means S1 and S2 in this respect, as a pair of opposite in phase first and second output signals are provided, wherein the first and second output signals the switching control input the first switching means S1 and a switching control input of the second Switching means S2 supplied become. The first and second switching means S1 and S2 become so so controlled that they alternately in mutual phase opposition from a conducting state switch to a non-conductive state. This leads to a decreasing power dissipation in the "freewheeling" diode D1 to almost zero. The freewheeling diode can be an extra external diode or the internal body diode of the synchronous rectifier MosFet.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird die Wandlereffizienz des Abwärtswandlers insofern erhöht, als die ersten und zweiten Schaltmittel S1 und S2 so gesteuert werden, daß sie abwechselnd in gegenseitigem Phasengegensatz über Totzonenperioden schalten, in denen sowohl die ersten als auch die zweiten Schaltmittel sich in einem nichtleitenden Zustand befinden.According to one Aspect of the invention becomes the converter efficiency of the buck converter so far increased, as the first and second switching means S1 and S2 are controlled so that she alternately in mutual phase opposition over deadband periods, in which both the first and the second switching means themselves are in a non-conductive state.

3 zeigt ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform eines Abwärtswandlers gemäß der Erfindung, der insofern von dem Abwärtswandler von 2 abweicht, als er eine Freilaufdiode benutzt. Der Abwärtswandler empfängt durch seine Eingangsmittel I eine Eingangsgleichspannung V_in von einer Gleichspannungsquelle, die den ersten Schaltmitteln S1 zugeführt wird, die bei der gezeigten Ausführungsform durch einen P-Kanal-MOSFET M1 des Anreicherungstyps gebildet werden, dessen Drain-Source-Signalweg seriell in einem Signalweg des Abwärtswandlers aufgenommen wird. Die Gate-Elektrode des P-Kanal-MOSFETs M1 des Anreicherungstyps, der im folgenden auch als Schalter MOSFET M1 bezeichnet wird, bildet den Schaltsteuereingang der ersten Schaltmittel S1 und empfängt eine Gate-Source-Eingangssteuerspannung oder einen Gate-Source-Eingangssteuerstrom zum Umschalten aus einem nichtleitenden oder offenen Zustand, in dem Source und Drain des MOSFETs M1 gegenseitig getrennt sind, zu einem leitenden oder geschlossenen Zustand, in dem Source und Drain des MOSFETs M1 gegenseitig mehr oder weniger kurzgeschlossen sind, oder umgekehrt. Der Source-Anschluß ist dabei an die Eingangsquelle I angekoppelt und der Drain-Anschluß bildet den Ausgang der ersten Schaltmittel S1, der die Impulsfolge liefert. Der Schalter MOSFET M1 ist offen, wenn die Gate-Source-Spannung U_gs = 0 V ist und ist geschlossen im Fall U_gs > 4,5 V (< 10 V), d. h. wenn die Schaltsteuersignalspannung an seinem Gate low ist. Der Drain-Anschluß ist mit einer sogenannten Freilaufdiode D1 verbunden, die Stromleitung durch die Induktivität Ls gestattet, wenn der Schalter MOSFET M1 ausgeschaltet ist, sodaß die Diode D1 den Strom erhält, der durch den Kollaps des Magnetsfelds der Induktivität Ls erzeugt wird. 3 FIG. 12 is a circuit diagram of a second embodiment of a buck converter according to the invention, which is different from the buck converter of FIG 2 deviates when he uses a freewheeling diode. The down converter receives through its input means I a DC input voltage V _in from a DC voltage source supplied to the first switching means S1, which in the embodiment shown is formed by an enhancement type P-channel MOSFET M1, its drain-source signal path being serially connected in one Signal path of the buck converter is recorded. The gate electrode of the enhancement type P-channel MOSFET M1, which will also be referred to as switch MOSFET M1 hereinafter, forms the switching control input of the first switching means S1 and receives a gate-source input control voltage or a gate-source input control current for switching a non-conductive or open state in which the source and drain of the MOSFET M1 are mutually separated, to a conductive or closed state in which the source and drain of the MOSFET M1 are mutually more or less short-circuited, or vice versa. The source terminal is coupled to the input source I and the drain terminal forms the output of the first switching means S1, which supplies the pulse train. The switch MOSFET M1 is open when the gate-source voltage U _gs = 0 V and is closed in the case U _gs > 4.5 V (<10 V), ie when the switching control signal voltage at its gate is low. The drain terminal is connected to a so-called freewheeling diode D1, which allows power conduction through the inductance Ls when the switch MOSFET M1 is turned off, so that the diode D1 receives the current generated by the collapse of the magnetic field of the inductance Ls.

Die serielle LC-Schaltung LsCs bildet die Ausgangsfiltermittel des Abwärtswandlers, wobei ihr gemeinsamer Knoten durch die Ausgangsmittel O an den Lastwiderstand R1 angekoppelt wird. Das frequenzabhängige Phasenverschiebungsnetzwerk (Rx, Cx) der regenerativen Schleife wird durch eine serielle Anordnung des Widerstands Rx und des Kondensators Cx gebildet, deren gemeinsamer Knoten durch den Widerstand R3 an den ersten Eingangsanschluß des Differenzeingangs der Schaltsteuerschaltung SC angekoppelt ist. Ein durch den Spannungsteiler (R1, R2) definierter Teil der Ausgangsspannung V_out wird auch auf dem ersten Eingangsanschluß des Differenzeingangs der Schaltsteuerschaltung SC zugeführt. Das Signal an dem ersten Eingangsanschluß wird hauptsächlich durch das frequenzabhängige Phasenverschiebungsnetzwerk (Rx, Cx) und damit auch die Oszillationsfrequenz der regenerativen Schleife definiert. Gemäß der Erfindung wird hier auch die Zeitkonstante des frequenzabhängigen Phasenverschiebungsnetzwerks (Rx, Cx) viel kleiner als die Zeitkonstante der Ausgangsfiltermittel LsCs gewählt, was dazu führt, daß die Impulswiederholungsfrequenz wesentlich höher als die Resonanzfrequenz der Ausgangsfiltermittel LsCs ist, wodurch eine wesentlich kleinere Welligkeit in der Ausgangsgleichspannung erhalten wird, als bei dem obigen herkömmlichen Abwärtswandler.The serial LC circuit LsCs constitutes the output filter means of the buck converter, and its common node is coupled to the load resistor R1 through the output means O. The frequency-dependent phase-shifting network (Rx, Cx) of the regenerative loop is formed by a serial arrangement of the resistor Rx and the capacitor Cx whose common node is coupled through the resistor R3 to the first input terminal of the differential input of the switching control circuit SC. A part of the output voltage V _out defined by the voltage divider (R1, R2) is also supplied to the switching control circuit SC on the first input terminal of the differential input. The signal at the first input terminal is mainly defined by the frequency dependent phase shift network (Rx, Cx) and thus also the frequency of oscillation of the regenerative loop. According to the invention, the time constant of the frequency-dependent phase-shift network (Rx, Cx) is also chosen to be much smaller than the time constant of the output filter means LsCs, which causes the pulse repetition frequency to be much higher than the resonant frequency of the output filter means LsCs, thereby resulting in a much smaller ripple in the Output DC voltage is obtained, as in the above conventional buck converter.

Ferner paßt die regenerative Schleife automatisch das Impulstastverhältnis an den der Lastimpedanz R1 zugeführten Ausgangsstromwert an. Insbesondere wird für niedrige Ausgangsströme (< ca. 0,1A) insofern eine sehr hohe Effizienz erreicht, als für solche niedrigen Stromwerte die Schleifenoszillation automatisch von einem Normal- zu einem Burst-Modus wechselt, in dem sehr kurze mehrfache Schaltimpulse und sehr große Pausen erzeugt werden (größer als 1:100). Der Burst-Modus tritt automatisch abhängig von der Eingangsspannung V_in und dem Ausgangslaststrom auf, ohne daß zusätzliche Schaltkreise zum Erkennen und zum Schalten zwischen dem Normal- und Burstmodus notwendig sind. Aufgrund dieses automatischen Wechsels zu dem Burstmodus bei geringen Lastladungen, kann die dynamische Ausgangsspannungstoleranz typischerweise besser als 0,1 Vpp sein und hängt hauptsächlich von dem Rückkopplungswiderstand R3 von 3 ab.Further, the regenerative loop automatically adjusts the pulse duty ratio to the output current value supplied to the load impedance R1. In particular, a very high efficiency is achieved for low output currents (<approximately 0.1 A) inasmuch as, for such low current values, the loop oscillation automatically changes from a normal to a burst mode in which very short multiple switching pulses and very large pauses are generated (greater than 1: 100). The burst mode occurs automatically depending on the input voltage V _in and the output load current without additional Circuits are needed to detect and switch between the normal and burst modes. Due to this automatic change to the low load mode burst mode, the dynamic output voltage tolerance may typically be better than 0.1 Vpp and depends mainly on the feedback resistor R3 of FIG 3 from.

Die Schaltsteuerschaltung SC wird durch einen Verstärkerbausteintyp TS391 bereitgestellt. Der Gleichstrompegelsteuereingang Cli des Abwärtswandlers ist durch ein serielles RC-Glied R5C4 an den zweiten Eingangsanschluß des Differenzeingangs der Schaltsteuerschaltung SC angekoppelt. Dieses serielle RC-Glied R5C4 umfaßt eine serielle Anordnung eines Widerstands R5, die zwischen dem Pegelsteuereingang Cli einerseits und dem zweiten Eingangsanschluß des Differenzeingangs der Schaltsteuerschaltung SC andererseits geschaltet ist, wobei das Ende dieses Widerstands R5, das zu dem zweiten Eingangsanschluß des Differenzeingangs der Schaltsteuerschaltung SC gerichtet ist, an einen massenverbundenen Kondensator C5 angekoppelt ist. Das serielle RC-Glied R5C4 führt zu einem rampenförmigen exponentiellen "Soft Start"-Herauffahren der Referenzspannung an dem zweiten Eingangsanschluß des Differenzeingangs der Schaltsteuerschaltung SC. Dies führt zu einem gleichen exponentiellen Anstieg der Ausgangsspannung. Die Referenzspannung V_ref an dem Pegelsteuereingang Cli ist einstellbar, um den Gleichstrompegel des Gleichstrom-Ausgangssignals V_out an den Ausgangsmitteln O zu steuern. Dieses Verfahren des rampenförmigen Soft Start-Herauffahrens kann auch in der Ausführungsform eines Abwärtswandlers des Synchrongleichrichttyps gemäß der Erfindung von 2 verwendet werden.The switching control circuit SC is provided by an amplifier device type TS391. The DC level control input Cli of the buck converter is coupled through a serial RC element R5C4 to the second input terminal of the differential input of the switching control circuit SC. This serial RC element R5C4 comprises a series arrangement of a resistor R5 connected between the level control input Cli on the one hand and the second input terminal of the differential input of the switching control circuit SC on the other hand, the end of this resistor R5 connected to the second input terminal of the differential input of the switching control circuit SC is coupled to a mass-connected capacitor C5. The serial RC element R5C4 leads to a ramp-shaped exponential "soft start" drive of the reference voltage at the second input terminal of the differential input of the switching control circuit SC. This leads to an equal exponential increase of the output voltage. The reference voltage V _ref at the level control input Cli is adjustable to control the DC level of the DC output signal V _out at the output means O. This method of ramp-up soft startup startup can also be used in the embodiment of a buck converter of the synchronous rectification type according to the invention of FIG 2 be used.

Der Ausgang der Schaltsteuerschaltung SC wird durch eine komplementäre Doppeltransistor-Ausgangstreiberstufe T1, T2 an das Gate des Schalters MOSFET M1 angekoppelt. Diese Ausgangstreiberstufe T1, T2 enthält eine Kaskade aus einem npn- und einem pnp-Transistor T1 bzw. T2, wobei ihre Basiselektroden gemeinsam an dem Ausgang der Schaltsteuerschaltung SC verbunden sind, ihre Kollektorelektroden jeweils mit den Eingangsmitteln I und Masse und ihre Emitterelektroden gemeinsam an den Schaltsteuereingang der ersten Schaltmittel, d. h. der Gate-Elektrode des Schalters MOSFET M1, verbunden sind. Die komplementäre Doppeltransistor-Ausgangstreiberstufe T1, T2 vermindert den dynamischen Ausgangswiderstand des Verstärkers der Schaltsteuerschaltung SC, d. h. des Verstärkerbausteintyps TS391 bis herab zu einigen wenigen zehn Ohm. Je niedriger der Ausgangswiderstand der Treiberstufe T1, T2 ist, desto schneller schaltet der Schalter MOSFET M1 und desto höher ist die Effizienz. Die Verstärkung der komplementären Doppeltransistor-Ausgangstreiberstufe T1, T2 ist eins. Dieses einfache Konzept eines Abwärtswandlers gemäß der Erfindung eignet sich für Gleichstromwandlung von Eingangsgleichspannungen bis zur Größenordnung von 5 Volt.Of the Output of the switching control circuit SC is through a complementary dual transistor output driver stage T1, T2 are coupled to the gate of the switch MOSFET M1. This output driver stage T1, T2 contains a cascade of an npn and a pnp transistor T1 and T2, respectively their base electrodes together at the output of the switching control circuit SC are connected, their collector electrodes respectively with the input means I and ground and their emitter electrodes together to the switching control input the first switching means, d. H. the gate of the switch MOSFET M1, connected are. The complementary Dual transistor output driver T1, T2 reduces the dynamic Output resistance of the amplifier the switching control circuit SC, d. H. of the amplifier block type TS391 bis down to a few tens of ohms. The lower the output resistance the driver stage T1, T2, the faster the switch switches MOSFET M1 and the higher is the efficiency. The reinforcement the complementary one Double transistor output driver stage T1, T2 is one. This simple concept of a down-converter according to the invention is suitable for DC conversion of input DC voltages up to the order of magnitude of 5 volts.

4 zeigt eine Schaltungsimplementierung eines Abwärtswandlertyps gemäß der Erfindung, der insofern von dem Abwärtswandler von 3 verschieden ist, als er zweite Schaltmittel S2 umfaßt, die einen Synchrongleichrichter bilden. Diese zweiten Schaltmittel S2 werden durch einen MOSFET-Typ entsprechend mit dem Typ des MOSFET 1 der ersten Schaltmittel S1 implementiert, der im folgenden auch als Schalter MOSFET M2 bezeichnet wird. Die Schaltsteuerschaltung SC umfaßt nun eine erste Steuerschaltung SC1 zum Erzeugen der Impulsfolge und getrennt davon eine zweite Steuerschaltung S2, die für das Timing der zweiten Schaltmittel S2 (d. h. den Schalter MOSFET M2) verantwortlich ist, dergestalt, daß die zweiten Schaltmittel S2 offen sind, wenn die ersten Schaltmittel S1 geschlossen sind, und umgekehrt, wobei eine gewisse Totzeit dazwischen hinzugefügt wird, um eine Querleitung zwischen beiden Schaltermitteln zu vermeiden. Der gemeinsame Knoten des Widerstands R3 und des Abgriffs des Spannungsteilers (R1, R2) ist an den ersten Eingangsanschluß der ersten Steuerschaltung SC1 und durch einen Widerstand R6 an einen Eingangsanschluß der zweiten Steuerschaltung SC2 angekoppelt. Der Widerstand R6 soll einen bestimmten Hystereseeffekt in das in der regenerativen Schleife zurückgekoppelte positive Signal einführen, um es der Schaltung zu erlauben, bei geringen Lastwerten in den Burstmodus einzutreten, falls der Synchrongleichrichterschalter außerhalb der PCB angeordnet wird, die den Rest der Abwärtswandlerschaltung trägt. 4 FIG. 12 shows a circuit implementation of a buck converter type according to the invention, which is different from the buck converter of FIG 3 is different, as it comprises second switching means S2, which form a synchronous rectifier. These second switching means S2 are implemented by a MOSFET type corresponding to the type of the MOSFET 1 of the first switching means S1, which will also be referred to as a switch MOSFET M2 hereinafter. The switching control circuit SC now comprises a first control circuit SC1 for generating the pulse train and separately a second control circuit S2, which is responsible for the timing of the second switching means S2 (ie the switch MOSFET M2), such that the second switching means S2 are open when the first switching means S1 are closed, and vice versa, with some dead time added therebetween to avoid crossover between both switch means. The common node of the resistor R3 and the tap of the voltage divider (R1, R2) is coupled to the first input terminal of the first control circuit SC1 and through a resistor R6 to an input terminal of the second control circuit SC2. The resistor R6 is intended to introduce a certain hysteresis effect into the positive signal fed back in the regenerative loop to allow the circuit to enter the burst mode at low load values if the synchronous rectifier switch is placed outside the PCB carrying the remainder of the buck converter circuit.

Die zweite Steuerschaltung SC2 führt dem Schaltsteuereingang der zweiten Schaltmittel S2, d. h. den Gate-Elektroden des Schalters MOSFET M2 und des Schalters MOSFET M2 jeweils durch gegenseitig korrespondierende komplementäre Doppeltransistor-Ausgangstreiberstufen T1, T2 bzw. T3, T4 ein Schaltsteuersignal zu. Diese beiden Doppeltransistor-Komplementärtreiber T1, T2 und T3, T4 verkleinern den dynamischen Ausgangswiderstand, was zu einer Beschleunigung der Schaltoperation des Schalters MOSFET M2 bzw. des Schalters MOSFET M1 führt.The second control circuit SC2 leads the switching control input of the second switching means S2, d. H. the gate electrodes of the switch MOSFET M2 and the switch MOSFET M2 respectively mutually corresponding complementary dual transistor output driver stages T1, T2 and T3, T4 to a switching control signal. These two dual transistor complementary drivers T1, T2 and T3, T4 reduce the dynamic output resistance, resulting in an acceleration of the switching operation of the switch MOSFET M2 and the switch MOSFET M1 leads.

Das Schaltsteuersignal der zweiten Schaltmittel S2 steuert die zweiten Schaltmittel S2, d. h. den Schalter MOSFET M2, in einer der Schaltphase der ersten Schaltmittel S1, d. h. des Schalters MOSFET M1, entgegensetzten Schaltphase dergestalt, daß bei dem abwechselnden Umschalten aus einem leitenden Zustand in einen nichtleitenden Zustand Totzonenperioden auftreten, in denen sich sowohl die ersten als auch die zweiten Schaltmittel in einem nichtleitenden Zustand befinden. Während der Totzonen sind der Schalter MOSFET M1 und der Schalter MOSFET M2 offen, sodaß die Freilaufdiode D1 den durch den Kollaps des Magnetfelds der Induktivität Ls erzeugten Strom empfangen kann.The switching control signal of the second switching means S2 controls the second switching means S2, ie the switch MOSFET M2, in one of the switching phase of the first switching means S1, ie the switch MOSFET M1, opposite switching phase such that in the alternating switching from a conducting state to a non-conducting state Deadband periods occur in which both the first and the second switching means are in a non-conductive state. During the dead zones, the switch MOSFET M1 and the switch MOSFET M2 are open, so that the freewheeling diode D1 can receive the current generated by the collapse of the magnetic field of the inductance Ls.

Zwischen dem Ausgang der ersten Steuerschaltung SC1 und dem Doppeltransistor-Komplementärtreiber T1, T2 ist ein Pegelumsetzer angeordnet. Der Pegelumsetzer umfaßt eine Kaskadenverbindung aus einem PNP-Transistor T5 und einem Schalter MOSFET M3, wobei der Emitter-Kollektor-Weg des Transistors T5 mit dem Source-Drain-Weg des MOSFET M3 in Reihe geschaltet ist, der Emitter des Transistors T5 durch einen Emitterwiderstand R7 an die Eingangsmittel I des Abwärtswandlers angekoppelt ist und der Drain-Anschluß des Schalters MOSFET M3 massenverbunden ist. Der Kollektor des Transistors T5 ist an den Source-Anschluß des Schalters MOSFET M3 sowie durch einen Widerstand R8 an die Basis dieses Transistors T5 angekoppelt. Die Basis des Transistors T5 ist durch eine Zenerdiode Z1 an die Eingangsmittel I des Abwärtswandlers angekoppelt. Der Pegelumsetzer soll den Gleichstrompegel des Gleichstromeingangssignals anpassen, bevor letzteres an die ersten Schaltmittel S1, d. h. den p-Kanal-Schalter MOSFET M1 angelegt wird, um zu verhindern, daß die Gate-Source-Spannung U_gs des Schalters MOSFET M1 ihren Maximalwert von 10 V übersteigt. Wenn eine Eingangsspannung von z. B. 40 V angelegt wird, soll der Pegelumsetzer die Gate-Spannung des Schalters MOSFET M1 auf einen Minimalwert von 30 V setzen. Dies ermöglicht einen Betrieb des Abwärtswandlers mit wesentlich höheren Eingangsspannungen V_in, als bei dem Abwärtswandler von 3 möglich ist.Between the output of the first control circuit SC1 and the dual transistor complementary driver T1, T2, a level shifter is arranged. The level shifter comprises a cascade connection of a PNP transistor T5 and a switch MOSFET M3, wherein the emitter-collector path of the transistor T5 is connected in series with the source-drain path of the MOSFET M3, the emitter of the transistor T5 by an emitter resistor R7 is coupled to the input means I of the buck converter and the drain terminal of the switch MOSFET M3 is grounded. The collector of the transistor T5 is coupled to the source of the switch MOSFET M3 and through a resistor R8 to the base of this transistor T5. The base of the transistor T5 is coupled through a Zener diode Z1 to the input means I of the buck converter. The level shifter is intended to adjust the DC level of the DC input signal before the latter is applied to the first switching means S1, ie the p-channel MOSFET M1, to prevent the gate-source voltage U _{gs of} the MOSFET M1 switch from reaching its maximum value of 10 V exceeds. If an input voltage of z. B. 40 V is applied, the level shifter is to set the gate voltage of the switch MOSFET M1 to a minimum value of 30 V. This allows operation of the buck converter with significantly higher input voltages V _in than in the buck converter of FIG 3 is possible.

Bei einer praktischen Ausführungsform ist der Pegelumsetzer ein diskreter Linearregler, der durch den Schalter MOSFET M3, der ein MOSFET des Anreicherungstyps ist, ein- und ausgeschaltet wird. Der Signaleingang der zweiten Schaltsteuerschaltung SC2 wird durch einen Widerstand R9 an eine Vorspannung angekoppelt, wenn ein Verstärker ohne Gegentaktausgangsstufe, wie zum Beispiel der Typ LM 2901 oder ähnliche Verstärker, verwendet wird. Der Widerstand R9 kann weggelassen werden, wenn ein Verstärker mit einer Gegentaktausgangsstufe, wie zum Beispiel ein Verstärker des Typs TS861, verwendet wird.at a practical embodiment the level shifter is a discrete linear regulator, which is controlled by the Switch MOSFET M3, which is an enhancement type MOSFET, a and is turned off. The signal input of the second switching control circuit SC2 is coupled to a bias voltage by a resistor R9 when an amplifier without Push-pull output stage, such as type LM 2901 or similar Amplifier, is used. The resistor R9 may be omitted when an amplifier with a push pull output stage, such as an amplifier of the Type TS861, is used.

Die mit dem Abwärtswandler erzielten Vorteile sind u. a. eine einfache und kosteneffektive Realisierung des Abwärtswandlers als Ganzes und insbesondere des frequenzabhängigen Phasenverschiebungsnetzwerks (Rx, Cx oder Lx, Cx), die Verwendung von kostengünstigen Differenzverstärkerbausteinen und Komparatoren und Elementen wie etwa Schaltern des MOSFET-Typs, Freilaufdioden, Induktivitäten und Kondensatoren und ein entsprechendes dynamische Regelverhalten. Zusätzlich zeigt die Ausführungsform des Abwärtswandlers gemäß der Erfindung von 3, die eine Freilaufdiode umfaßt, eine exzellente Low-Power-Burstmodus-Effizienz. Durch Verwendung des beschriebenen Pegelumsetzers ist dieser selbstoszillierende Abwärtswandler mit vielfältigen Eingangsspannungswerten anwendbar.The advantages achieved with the buck converter include a simple and cost effective implementation of the buck converter as a whole, and in particular the frequency dependent phase shift network (Rx, Cx or Lx, Cx), the use of low cost differential amplifier chips and comparators and elements such as MOSFET type switches, flyback diodes , Inductors and capacitors and a corresponding dynamic control behavior. In addition, the embodiment of the buck converter according to the invention of FIG 3 , which includes a freewheeling diode, an excellent low-power burst mode efficiency. By using the described level shifter, this self-oscillating buck converter is applicable with a variety of input voltage values.

Ferner ermöglicht die Verwendung eines RC-Phasenverschiebungsnetzwerks in einem Abwärtswandler gemäß der Erfindung eine Synchronisation der Impulswiederholungsfrequenz mit einer externen Frequenz, die in der Praxis in einem typischen Bereich von ± 30% um die Schleifenoszillationsfrequenz ohne merkliche Begrenzung der dynamischen Performance des Abwärtswandlers möglich ist.Further allows the use of an RC phase-shift network in a buck converter according to the invention a synchronization of the pulse repetition frequency with an external one Frequency in practice in a typical range of ± 30% order the loop oscillation frequency without appreciable limitation of dynamic performance of the buck converter is possible.

In der Praxis hat die Eingangsspannung V_in einen kleinen Einfluß auf die Ausgangsgleichspannung V_out. Bei einer praktischen Ausführungsform verursachte eine Schwankung der Eingangsspannung von 5 V auf 12 V eine Änderung der Ausgangsgleichspannung V_out typischerweise um ungefähr 50 mV. Der genaue Wert hängt von der Differenz zwischen der Impedanz des Rückkopplungsteilers R1/R2 und der Impedanz des Oszilla tionsnetzwerks Rx/Cx/R3 ab. Je niedriger die Rückkopplungsimpedanz in der regenerativen Schleife ist, desto geringer ist der Einfluß der Eingangsspannungsschwankung. Von einem praktischen Standpunkt aus gesehen, kann die Impedanzbeziehung nicht ideal sein, weil eine zu niedrige Ausgangsteilerimpedanz die Effizienz für geringe Lasten signifikant vermindert und eine zu hohe Oszillationsnetzwerkimpedanz zu empfindlich gegenüber Rauschen ist. Die Beseitigung des besagten Einflusses unter Vermeidung dieser in Konflikt stehenden Impedanzanforderungen wird erreicht, indem man in Reihe mit dem Widerstand R3 einen (nicht gezeigten) Kondensator einfügt. Um zu verhindern, daß dieser Kondensator die Phase beeinflußt, wird sein Wert in der Größenordnung von 100 nF gewählt.In practice, the input voltage V _{in has} a small influence on the DC output voltage V _out . In a practical embodiment, a variation of the input voltage from 5 V to 12 V caused a change in the DC output voltage V _out typically by about 50 mV. The exact value depends on the difference between the impedance of the feedback divider R1 / R2 and the impedance of the oscillation network Rx / Cx / R3. The lower the feedback impedance in the regenerative loop, the less the influence of the input voltage swing. From a practical standpoint, the impedance relationship may not be ideal because too low output divider impedance significantly reduces efficiency for low loads and too high oscillation network impedance is too sensitive to noise. Elimination of said influence while avoiding these conflicting impedance requirements is achieved by inserting a capacitor (not shown) in series with resistor R3. To prevent this capacitor from affecting the phase, its value is chosen on the order of 100 nF.

Die vorliegende Erfindung wurde mit Bezug auf bevorzugte Ausführungsformen offengelegt, die nicht als einschränkend, sondern als beispielhaft betrachtet werden sollen, da Fachleute zahlreiche alternative Ausführungsformen und Abänderungen davon innerhalb des Schutzumfangs der angefügten Ansprüche erkennen können.The The present invention has been described with reference to preferred embodiments disclosed not as limiting but as exemplary should be considered, as professionals numerous alternative embodiments and amendments can recognize it within the scope of the appended claims.

Zum Beispiel können andere Phasenverschiebungsnetzwerke (Rx/Cx/Lx) verwendet werden, die nur der Anforderung genügen müssen, bei höherer Frequenz eine negative Phasenverschiebung bereitzustellen.To the Example can other phase shifting networks (Rx / Cx / Lx) are used only meet the requirement have to, at higher Frequency to provide a negative phase shift.

Ferner hat der Transistortyp der ersten und zweiten Schaltmittel S1 und S2 nur einen minimalen Einfluß auf das Verhalten der Schaltung. Statt P-Kanal-MOSFETs des Anreicherungstyps für diese Schaltmittel S1 und S2 können N-Kanal-MOSFETs des Anreicherungstyps verwendet werden, um die Wandlereffizienz zu vergrößern. Im Prinzip kann jedoch jeder beliebige Transistortyp, ob N- oder P-Kanal-Feldeffekttransistoren oder Bipolartransistoren oder andere, angewandt werden.Further has the transistor type of the first and second switching means S1 and S2 only a minimal influence on the behavior of the circuit. Instead of enhancement-type P-channel MOSFETs for this switching means S1 and S2 can N-Channel MOSFETs of Enrichment type can be used to increase the conversion efficiency. in the However, the principle can be any type of transistor, whether N- or P-channel field-effect transistors or bipolar transistors or others.

Claims

A buck converter for generating a regulated DC output voltage (V _out ) from an unregulated DC input voltage (V _in ), comprising: - input means (I) for receiving the unregulated DC input voltage (V _in ); - Output means (O) for providing the regulated DC output voltage (V _out ) for a load (R1); - first switching means (S1) connected to the input means (I) for switching the unregulated DC input voltage (V _in ) to provide a pulse train; Output filter means (Ls, Cs) connected between the first switching means (S1) and the output means (O) for low-pass filtering the pulse train; A regenerative loop providing regenerative feedback of the pulse train through a switching control circuit (SC) to a switching control input of the first switching means (S1), characterized in that the regenerative loop includes a loop filter circuit (Lx, Cx or Rx, Cx) connected between one Output of the first switching means (S1) and the switching control circuit (SC) is connected and provides a loop time constant which is substantially smaller than the time constant of the output filter means (Ls, Cs).

down converter according to claim 1, characterized in that the output filter means (Ls, Cs) comprise a first serial LC circuit which controls the pulse train from the switching means (S1) receives, wherein an inductance (Ls) thereof serially between the output of the first switching means (S1) and a mass-connected capacitance (Cs) is connected, wherein the inductance (Ls) and the capacity (Cs) coupled at its common node to the output means (O) are, wherein the loop filter circuit (Lx, Cx or Rx, Cx) a frequency dependent phase shift network comprises on the one hand to the output of the first switching means (S1) and on the other hand is coupled to an input of the switching control circuit (SC).

down converter according to claim 2, characterized in that the frequency-dependent phase shift network (Lx, Cx or Rx, Cx) has an output, which by a resistor (R3) is coupled to a tap of a resistance voltage divider (R1, R2) is that over the capacity (Cs) the first serial LC circuit (Ls, Sc) is connected.

down converter according to claim 3, characterized in that the frequency-dependent phase shift network (Rx, Cx) contains a serial RC circuit which is subsequently between the output of the first switching means (S1) and ground coupled one serial arrangement of a resistor (Rx) and a capacitor Includes (Cx) wherein the resistor (Rx) and the capacitor (Cx) at their common Node to the output of the frequency-dependent phase-shift network (Rx, Cx) are coupled.

down converter according to claim 3, characterized in that the frequency-dependent phase shift network (Lx, Cx) comprises a second serial LC circuit (Lx, Cx) which subsequently between the output of the first switching means (S1) and ground switched a serial arrangement of an inductance (Lx) and a capacity Includes (Cx) the inductance (Lx) and the capacity (Cx) at its common node to the output of the frequency-dependent phase-shift network (Lx, Cx) are coupled.

down converter according to one of the claims 1 to 5, characterized in that the switching control circuit (SC) a differential amplifier (D1) comprises having a differential input, wherein a first and a second Input terminal on an output of the loop filter circuit (Lx, Cx or Rx, Cx) or a DC level control input (Cli) of the buck converter are coupled, wherein an output of the differential amplifier (D1) to the switching control input of the first switching means (S1) coupled is.

down converter according to one of the claims 1 to 6, characterized by a synchronous rectifier, the second Switching means (S2) for a synchronous rectification of the output of the first switching means (S1) and which is controlled to be switched in a phase mode that is in the essential with respect to the switching phase mode of the first switching means (S1) is inverted.

down converter according to one of the claims 6 and 7, characterized in that the output of the differential amplifier (D1) followed by a differential output stage, which is a pair of phase opposition provides first and second output signals, wherein the first and the second output signal to the switching control input of the first switching means (S1) or a switching control input of the second switching means (S2) supplied become.

down converter according to claim 7, characterized in that the first and second switching means (S1 and S2) are controlled so that they are alternately in mutual Phase opposition over deadband periods, in which both the first and the second switching means (S1 or S2) are in a non-conductive state, of a change the conductive state to a non-conductive state.

A down converter according to any one of claims 1 to 9, characterized by a level shifter disposed between the input means (I) and the first switching means (S1) for DC _{level adjustment of} the DC _{input signal} (V _inj ).

down converter according to one of the claims 1 to 10, characterized in that the first switching means (S1) comprise a MOSFET of the P-channel enhancement type.

down converter according to claim 11, characterized by a driver circuit (T1, T2 and T3, T4) connected to a gate electrode of the MOSFET (S1) is coupled and an output resistance at most in the order of magnitude of ten ohms.

down converter according to claim 6, characterized by an integrating RC circuit (R5, C4) connected between the level control input (Cli) of the buck converter on the one hand and the second input terminal of the differential amplifier (D1) provided on the other hand.